JP2007181358A - Motor controller - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To satisfactorily perform output voltage command correction control and stabilizing control without interfering with each other, in a case where a capacitor connected between dc busbars is made smaller in capacity. <P>SOLUTION: A torque current command correcting portion 22 obtains a torque current corrected value sqrefd by multiplying a pseudo differential value of a dc voltage vdc output from a high-pass filter 20 by a gain Kd, then obtains a torque current command value isqrefnew after correction by adding the current corrected value to a torque current command isqref. An output voltage command correcting portion 23 corrects voltage commands vsdref, vsqref based on a dc voltage vdcfv obtained through a low-pass filter 21. Both of a cutoff angular frequency ωc1 of a primary lagging filter 20a and a cutoff angular frequency ωc2 of the low-pass filter 21 are set to be lower than a vibration angular frequency ωo. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、直流母線と交流電動機との間に設けられたインバータを介して交流電動機を制御する電動機制御装置に関する。   The present invention relates to a motor control device that controls an AC motor via an inverter provided between a DC bus and an AC motor.

交流電動機を駆動する汎用の電圧形インバータの直流母線間には、整流電圧を平滑するためのコンデンサが接続されている。小型化等を目的としてコンデンサの容量を低減すると、整流電圧の平滑が不十分となる。例えば三相交流電源が接続されている場合、電源電圧周波数の６倍に相当する周波数の電圧リプルが増大する。これに対しては、直流母線間の直流電圧を検出し、その直流電圧の変動に応じてインバータに対する出力電圧指令を補正するなどの制御すなわち出力電圧指令補正制御が必要となる。   A capacitor for smoothing the rectified voltage is connected between the DC buses of a general-purpose voltage source inverter that drives the AC motor. If the capacitance of the capacitor is reduced for the purpose of downsizing or the like, smoothing of the rectified voltage becomes insufficient. For example, when a three-phase AC power supply is connected, a voltage ripple with a frequency corresponding to 6 times the power supply voltage frequency increases. For this, a control for detecting a DC voltage between the DC buses and correcting an output voltage command for the inverter in accordance with a change in the DC voltage, that is, an output voltage command correction control is required.

ところで、直流架線電気車の駆動システムにおいても、電圧形インバータにより誘導電動機を駆動する構成が採用されている。この場合、インバータの直流側には誘導障害対策用のＬＣフィルタが設けられており、そのＬＣフィルタがインバータ、誘導電動機などと共振して不安定現象が発生することが知られている。これに対しては、非特許文献１、２、３に示すように、フィルタ回路の電圧を検出して位相進み補償を行うダンピング制御が用いられている。
近藤、他３名、「鉄道車両駆動用誘導電動機速度センサレス制御系の制御特性解析」、電気学会 交通・電気鉄道リニアドライブ合同研究会 ＴＥＲ−０１−２８／Ｌ Ｄ−０１−６２、平成１３年 沼崎、他２名、「電気車用ＶＶＶＦインバータ安定化制御の検討」、平成元年電気学会全国大会Ｎｏ．８９６、ｐｐ．７−１９６〜１９７ 木村、他１名、「誘導電動機駆動電気車制御系の安定化に関する考察」、電気学会論文誌Ｄ、平成２年３月、第１１０巻、第３号、ｐｐ．２９１〜２９９ By the way, also in the drive system of a DC overhead electric vehicle, the structure which drives an induction motor by a voltage type inverter is employ | adopted. In this case, an LC filter for countermeasures against inductive faults is provided on the DC side of the inverter, and it is known that the LC filter resonates with an inverter, an induction motor, etc., and an unstable phenomenon occurs. For this, as shown in Non-Patent Documents 1, 2, and 3, a damping control that detects the voltage of the filter circuit and performs phase advance compensation is used.
Kondo, et al., "Control characteristics analysis of induction motor speed sensorless control system for railway vehicle drive", IEEJ Transport and Electric Railway Linear Drive Joint Study Group TER-01-28 / LD-01-62, 2001 Numasaki and two others, “Examination of VVVF inverter stabilization control for electric vehicles”, National Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, No. 1989. 896, pp. 7-196-197 Kimura et al., “Consideration on Stabilization of Induction Motor Drive Electric Vehicle Control System”, IEEJ Transactions D, March 1990, Vol. 291-299

本願発明者らは、上記汎用の電圧形インバータにおいて直流母線間のコンデンサの容量を低減して運転したところ、直流部側の電源インピーダンスまたは電源からインバータまでの配線の条件によっては直流母線間の電圧が振動し易くなり不安定になるという試験結果を得た。この直流電圧の振動が過大になると連続運転が不可能となるため、安定化制御が必要となる。   The inventors of the present invention operated the general-purpose voltage source inverter while reducing the capacity of the capacitor between the DC buses. Depending on the power source impedance on the DC unit side or the wiring conditions from the power source to the inverter, the voltage between the DC buses can be reduced. The test result was that it became unstable and became unstable. If this DC voltage oscillation becomes excessive, continuous operation becomes impossible, and stabilization control is required.

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、直流母線間に接続されたコンデンサを小容量とした場合において、出力電圧指令補正制御と安定化制御とを干渉し合うことなく良好に実行できる電動機制御装置を提供することにある。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and its purpose is good without interfering between the output voltage command correction control and the stabilization control when the capacitor connected between the DC buses has a small capacity. It is another object of the present invention to provide an electric motor control device that can be executed.

上記目的を達成するため、請求項１記載の電動機制御装置は、
直流母線と交流電動機との間に設けられたインバータを介して前記交流電動機をベクトル制御する電動機制御装置において、
前記直流母線間の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
この直流電圧検出手段により検出された直流電圧の所定時間当たりの変化電圧を検出する変化電圧検出手段と、
この変化電圧検出手段により検出された所定時間当たりの変化電圧のうち、前記直流母線側の定数から定まる共振角周波数を含む高域角周波数の電圧成分を通過させる第１のフィルタ手段と、
この第１のフィルタ手段の出力電圧に応じた補正値をトルク指令またはトルク電流指令に加算するトルク指令補正手段と、
前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧のうち、前記共振角周波数の電圧成分を遮断し低域角周波数の電圧成分を通過させる第２のフィルタ手段と、
この第２のフィルタ手段の出力電圧に基づいて前記インバータに対する出力電圧指令を補正する出力電圧指令補正手段とを備えていることを特徴とする。 In order to achieve the above object, an electric motor control device according to claim 1 is:
In the motor control device that performs vector control of the AC motor via an inverter provided between the DC bus and the AC motor,
DC voltage detecting means for detecting a DC voltage between the DC buses;
Change voltage detection means for detecting a change voltage per predetermined time of the DC voltage detected by the DC voltage detection means;
Of the change voltage per predetermined time detected by the change voltage detection means, a first filter means for passing a high frequency angular frequency voltage component including a resonance angular frequency determined from a constant on the DC bus side;
Torque command correction means for adding a correction value corresponding to the output voltage of the first filter means to the torque command or torque current command;
Of the DC voltage detected by the DC voltage detection means, a second filter means for blocking the voltage component of the resonance angular frequency and passing the voltage component of the low-frequency angle frequency;
Output voltage command correcting means for correcting an output voltage command for the inverter based on the output voltage of the second filter means.

この構成によれば、直流母線側の定数から定まる共振角周波数を含む高域角周波数の電圧成分に応じた補正値をトルク指令またはトルク電流指令に加算するので、発振等により直流電圧が上昇するとインバータ出力が増えて直流電圧の上昇を抑え、直流電圧が下降するとインバータ出力が減って直流電圧の下降を抑える。また、出力電圧に重畳する直流電圧リプル分を低減するための出力電圧指令補正制御は上記トルク指令補正制御とは相反する制御であるが、直流電圧のうち共振角周波数を除く低域角周波数の電圧成分に対して出力電圧指令補正制御を行うので、両制御の干渉を回避できる。   According to this configuration, the correction value corresponding to the voltage component of the high-frequency angular frequency including the resonance angular frequency determined from the constant on the DC bus side is added to the torque command or torque current command. The inverter output increases to suppress the DC voltage increase, and when the DC voltage decreases, the inverter output decreases to suppress the DC voltage decrease. Further, the output voltage command correction control for reducing the DC voltage ripple superimposed on the output voltage is a control contrary to the above torque command correction control, but the DC voltage has a low-frequency angular frequency excluding the resonance angular frequency. Since the output voltage command correction control is performed on the voltage component, interference between the two controls can be avoided.

本発明の電動機制御装置によれば、直流母線間に接続されたコンデンサを小容量としても制御系を安定に保つことができ、しかも出力電圧に重畳する直流電圧リプル分を低減できる。   According to the motor control device of the present invention, it is possible to keep the control system stable even if the capacitor connected between the DC buses has a small capacity, and to reduce the DC voltage ripple component superimposed on the output voltage.

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図８を参照しながら説明する。
図１は、誘導電動機を駆動するセンサレスベクトル制御装置のブロック構成図である。このセンサレスベクトル制御装置１の主回路は、三相の交流電源２を入力とするコンバータ３、このコンバータ３と電圧形インバータ４とを繋ぐ直流母線５、６、この直流母線５、６間に接続された小容量のコンデンサ７、直流母線５−６間の直流電圧ｖdcを検出する電圧検出器８、インバータ４と三相の誘導電動機９（交流電動機に相当）との間に設けられた電流検出器１０、１１などから構成されている。コンデンサ７は、例えば数十［μＦ］程度の静電容量Ｃを持つフィルムコンデンサである。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is a block diagram of a sensorless vector control device for driving an induction motor. The main circuit of the sensorless vector control device 1 includes a converter 3 that receives a three-phase AC power supply 2, a DC bus 5, 6 that connects the converter 3 and the voltage source inverter 4, and a connection between the DC bus 5, 6. Current detector provided between the small-capacitance capacitor 7, the voltage detector 8 for detecting the DC voltage vdc between the DC buses 5-6, and the inverter 4 and the three-phase induction motor 9 (corresponding to an AC motor). It consists of vessels 10, 11 and the like. The capacitor 7 is a film capacitor having a capacitance C of about several tens [μF], for example.

交流電源２からコンバータ３に至る配線２Ｒ、２Ｓ、２Ｔには、その配線長、配線太さなどに応じたインピーダンスＺが存在している。コンバータ３（整流回路に相当）は、三相ブリッジ接続されたダイオードから構成されており、インバータ４は三相ブリッジ接続されたスイッチング素子例えばＩＧＢＴから構成されている。また、電圧検出器８（直流電圧検出手段に相当）は例えば分圧抵抗と増幅器から構成されており、電流検出器１０、１１は例えばホールＣＴから構成されている。   The wirings 2R, 2S, and 2T extending from the AC power supply 2 to the converter 3 have an impedance Z corresponding to the wiring length, wiring thickness, and the like. The converter 3 (corresponding to a rectifier circuit) is composed of a diode connected in a three-phase bridge, and the inverter 4 is composed of a switching element such as an IGBT connected in a three-phase bridge. The voltage detector 8 (corresponding to the DC voltage detecting means) is composed of, for example, a voltage dividing resistor and an amplifier, and the current detectors 10 and 11 are composed of, for example, Hall CT.

インバータ４を介して誘導電動機９をベクトル制御する電動機制御部１２（電動機制御装置に相当）は、アンチエイリアシングフィルタを備えたＡ／Ｄコンバータ１３、１４、座標変換部１５、１６、減算器１７、速度制御部１８、ベクトル制御部１９、ハイパスフィルタ２０（変化電圧検出手段および第１のフィルタ手段に相当）、ローパスフィルタ２１（第２のフィルタ手段に相当）、トルク電流指令補正部２２（トルク指令補正手段）および出力電圧指令補正部２３（出力電圧指令補正手段に相当）から構成されている。   An electric motor control unit 12 (corresponding to an electric motor control device) that performs vector control of the induction motor 9 via the inverter 4 includes A / D converters 13 and 14 having anti-aliasing filters, coordinate conversion units 15 and 16, a subtractor 17, Speed control unit 18, vector control unit 19, high-pass filter 20 (corresponding to change voltage detection means and first filter means), low-pass filter 21 (corresponding to second filter means), torque current command correction unit 22 (torque command Correction means) and an output voltage command correction unit 23 (corresponding to output voltage command correction means).

この電動機制御部１２は、高速演算可能なマイクロプロセッサを主体に構成されており、メモリに記憶された制御プログラムに従って処理を実行する。座標変換部１５は、Ｕ相の検出電流ｉｕとＷ相の検出電流ｉｗを回転座標変換して励磁電流ｉsdとトルク電流ｉsqを得る。以下の説明では、一般に用いられているように励磁電流軸をｄ軸とし、トルク電流軸をｑ軸としている。上記各要素の具体的な構成は、以下の作用説明において順次説明する。   The electric motor control unit 12 is mainly configured by a microprocessor capable of high-speed calculation, and executes processing according to a control program stored in a memory. The coordinate conversion unit 15 performs rotational coordinate conversion on the U-phase detection current iu and the W-phase detection current iw to obtain an excitation current isd and a torque current isq. In the following description, the excitation current axis is d-axis and the torque current axis is q-axis as generally used. Specific configurations of the above-described elements will be sequentially described in the following description of operation.

上述したように、本願発明者らは、直流母線５、６間に接続された主回路コンデンサ７の容量Ｃを小さくすると、電源トランス等を含む交流電源２のインピーダンス（以下、電源インピーダンスという）や配線２Ｒ、２Ｓ、２ＴのインピーダンスＺ（以下、配線インピーダンスという）により系が不安定になる試験結果を得た。そこで、はじめに、図２に示す簡略化した主回路構成の下で不安定となる条件を考察する。   As described above, when the capacity C of the main circuit capacitor 7 connected between the DC buses 5 and 6 is reduced, the inventors of the present application reduce the impedance of the AC power supply 2 including the power transformer and the like (hereinafter referred to as power supply impedance) Test results were obtained in which the system became unstable due to the impedance Z (hereinafter referred to as wiring impedance) of the wirings 2R, 2S, and 2T. Therefore, first, the conditions that become unstable under the simplified main circuit configuration shown in FIG. 2 will be considered.

図２は、上記電源インピーダンスと配線インピーダンスの和を直流部のインピーダンス（定数Ｒ、Ｌ）に変換して得られる直流部の解析モデルである。これらの定数Ｒ、Ｌ、Ｃが直流母線側の定数である。図中のｖｓは直流部への入力電圧、ｖdcは直流電圧、ｉｓは直流部の入力電流、ｉｉは直流部の出力電流である。このときの回路方程式は（１）式および（２）式となる。   FIG. 2 is an analysis model of the direct current portion obtained by converting the sum of the power source impedance and the wiring impedance into the impedance (constant R, L) of the direct current portion. These constants R, L, and C are constants on the DC bus side. In the figure, vs is an input voltage to the DC part, vdc is a DC voltage, is is an input current of the DC part, and ii is an output current of the DC part. The circuit equations at this time are expressed by equations (1) and (2).

この回路方程式に基づいて、入力電圧ｖｓから直流部の出力電流ｉｉまでの伝達関数を求めその極（特性根）を調べることにより、直流部の安定性について考察する。このとき、誘導電動機９に電力を供給する電圧形インバータ４は、ｉｉ・ｖdc＝Ｐ0（一定）を満たす電力一定の負荷と近似して考えることができる。これは、後述する出力電圧指令補正制御が機能している場合、直流電圧ｖdcの変化により誘導電動機９への出力電圧が変化しないように変調率あるいはパルス幅が調整されるからである。   Based on this circuit equation, the transfer function from the input voltage vs to the output current ii of the DC unit is obtained, and the pole (characteristic root) is examined to examine the stability of the DC unit. At this time, the voltage source inverter 4 that supplies power to the induction motor 9 can be considered as a load with constant power satisfying ii · vdc = P0 (constant). This is because when the output voltage command correction control described later is functioning, the modulation factor or the pulse width is adjusted so that the output voltage to the induction motor 9 does not change due to the change of the DC voltage vdc.

伝達関数を求めるに際し、動作点として（３）式に示す状態を考える。この動作点において線形近似を行うと、ｖdcとｉｉとの間には（４）式に示す関係がある。

When obtaining the transfer function, consider the state shown in equation (3) as the operating point. When linear approximation is performed at this operating point, there is a relationship shown in the equation (4) between vdc and ii.

ここで、（２）式と（４）式からｖdcを消去すると（５）式に示す関係が得られる。この（５）式の両辺を時間微分すると（６）式が得られ、これをラプラス変換すると（７）式が得られる。ＩｓとＩｉは、それぞれｉｓとｉｉのラプラス変換後を示している。

Here, if vdc is eliminated from the equations (2) and (4), the relationship shown in the equation (5) is obtained. When both sides of the equation (5) are time-differentiated, the equation (6) is obtained, and when this is Laplace transformed, the equation (7) is obtained. Is and Ii indicate the Laplace transforms of is and ii, respectively.

また、（１）式と（２）式でｖdcを消去しラプラス変換すると（８）式が得られる。

Further, when vdc is eliminated by the equations (1) and (2) and the Laplace transform is performed, the equation (8) is obtained.

上記（７）式と（８）式からＩｉを消去すると（９）式が得られ、さらに整理すると（10）式が得られる。（７）式と（10）式からＩｓを消去すると（11）式が導かれる。

If Ii is eliminated from the above formulas (7) and (8), formula (9) is obtained, and further rearranged, formula (10) is obtained. If Is is eliminated from the equations (7) and (10), the equation (11) is derived.

これで、直流部の入力電圧ｖｓから直流部の出力電流ｉｉへの伝達関数が導かれたことになる。（11）式に示す伝達関数の極が複素平面（ｓ平面）の左半平面に存在すれば安定であるので、そのための条件を次の（12）式に基づいて求める。

As a result, a transfer function from the input voltage vs of the direct current portion to the output current ii of the direct current portion is derived. Since it is stable if the pole of the transfer function shown in the equation (11) exists on the left half plane of the complex plane (s-plane), the condition for this is obtained based on the following equation (12).

上記（12）式を満たすｓ（複素数）をαとβとしたとき、αとβの両方が複素平面の左半平面に存在すれば、すなわち実数部がマイナスであれば安定であることはよく知られている。安定となるためのαとβの条件は、以下の（13）式のように考えられる。この（13）式が成立するためには、等価的に（14）式と（15）式を同時に満たせばよい。   When s (complex number) satisfying the above equation (12) is α and β, if both α and β are present in the left half plane of the complex plane, that is, if the real part is negative, it is not stable. Are known. The conditions of α and β for stability are considered as in the following equation (13). In order to establish this equation (13), it is only necessary to satisfy equations (14) and (15) at the same time.

（14）式、（15）式を整理すると、それぞれ（16）式、（17）式になる。

When formulas (14) and (15) are arranged, they become formulas (16) and (17), respectively.

（17）式は、Ｐ0＝Ｉ0・Ｖ0の関係を用いると（18）式のように変形できる。また、入力電圧の動作点をＶs0とし、定常状態であると仮定すると、（19）式に示す関係がある。これら（18）式と（19）式とから（20）式に示す関係が導かれる。

Equation (17) can be transformed into Equation (18) using the relationship P0 = I0 · V0. Also, assuming that the operating point of the input voltage is Vs0 and that it is in a steady state, there is a relationship shown in equation (19). From these equations (18) and (19), the relationship shown in equation (20) is derived.

（16）式によれば以下のことが考察される。
（ａ）コンデンサ７の容量Ｃが小さいほど不安定になりやすい。
（ｂ）電源および配線等の抵抗分Ｒが小さいほど不安定になりやすい。
（ｃ）電源および配線のインダクタンス分Ｌが大きいほど不安定になりやすい。
（ｄ）直流電圧Ｖ0が低いほど不安定になりやすい。
（ｅ）電動機出力Ｐ0が大きいほど不安定になりやすい。
また、（20）式によれば以下のことが考察される。
（ｆ）電源および配線等の抵抗分Ｒについて安定に運転できる上限値は、抵抗分Ｒでの電圧降下Ｉ0・Ｒが直流電圧Ｖ0の半分よりも小さいことが安定の必要条件である。 According to equation (16), the following can be considered.
(A) The smaller the capacitance C of the capacitor 7, the more easily it becomes unstable.
(B) The smaller the resistance R of the power supply and wiring, the more likely it becomes unstable.
(C) The larger the inductance L of the power supply and wiring, the more likely it becomes unstable.
(D) The lower the DC voltage V0, the more likely it becomes unstable.
(E) The greater the motor output P0, the more likely it becomes unstable.
Further, according to the equation (20), the following is considered.
(F) The upper limit value that allows stable operation of the resistance component R of the power supply and wiring is a necessary condition for stability that the voltage drop I 0 · R at the resistance component R is smaller than half of the DC voltage V 0.

（20）式から導かれる（ｆ）の条件は、単相入力の場合などでは、コンデンサ容量が小さい場合に全波整流をすると平均電圧が大きく低下するので、安定に運転できるか否かの１つの注意点となる。しかし、三相入力の場合には、電圧の降下量という点から十分に（20）式を満たしていると考えられる。   The condition of (f) derived from the equation (20) is that, in the case of a single-phase input or the like, the average voltage greatly decreases when full-wave rectification is performed when the capacitor capacity is small. There are two points to note. However, in the case of a three-phase input, it is considered that the expression (20) is sufficiently satisfied in terms of the amount of voltage drop.

（16）式が満たされず直流部が不安定になった場合、すなわち（12）式から得られた根が不安定根である場合、その虚数部の大きさが振動角周波数ωｏを表すことはよく知られている。すなわち、（12）式を満たすｓ（複素数）をαとβとすれば、次の（21）式に示す関係が得られる。この（21）式を変形すると（22）式となり、その（22）式は（23）式と等価になる。   When equation (16) is not satisfied and the direct current part becomes unstable, that is, when the root obtained from equation (12) is an unstable root, the size of the imaginary part represents the vibration angular frequency ωo. well known. That is, if s (complex number) satisfying equation (12) is α and β, the relationship represented by the following equation (21) is obtained. When this equation (21) is modified, it becomes equation (22), and equation (22) is equivalent to equation (23).

その結果、振動角周波数ωｏは（24）式で表すことができる。この振動角周波数ωｏは、ＬＣの共振周波数より少し低めの周波数である。ただし、ＲとＬはともに１よりも十分に小さいので、（24）式は第１項目が支配的であると考えられ、近似的に（25）式で表すことができる。   As a result, the vibration angular frequency ωo can be expressed by equation (24). This vibration angular frequency ωo is slightly lower than the LC resonance frequency. However, since both R and L are sufficiently smaller than 1, Equation (24) is considered to be dominant in the first item, and can be approximately expressed by Equation (25).

電源インピーダンスと配線インピーダンスは、配線の断面積、配線長が分かれば容易に試算できるので、振動角周波数ωｏも概略的に計算可能である。以上の考察により、系が不安定となり直流電圧ｖdcおよび直流部の出力電流ｉｉが振動するか否かの電気的条件は、交流電源２を構成する電源トランス、配線２Ｒ、２Ｓ、２Ｔのインピーダンス、コンバータ３を構成するダイオードの電圧降下、その他の抵抗分の和、およびコンデンサ７の容量Ｃから得られることが分かる。このうち電源インピーダンスと配線インピーダンスはユーザの使用環境によって異なる。このため、（16）式と（17）式（または（20）式）に示す安定条件が成立しない場合であっても、センサレスベクトル制御装置１において振動を抑制できる機能を有することが必要となる。   Since the power supply impedance and the wiring impedance can be easily calculated if the cross-sectional area and the wiring length of the wiring are known, the vibration angular frequency ωo can also be roughly calculated. Based on the above considerations, the electrical conditions as to whether the system becomes unstable and the DC voltage vdc and the output current ii of the DC unit oscillate are determined by the impedance of the power transformer, wirings 2R, 2S, and 2T constituting the AC power source 2. It can be seen from the voltage drop of the diode constituting the converter 3, the sum of other resistances, and the capacitance C of the capacitor 7. Among these, the power supply impedance and the wiring impedance differ depending on the use environment of the user. For this reason, even if the stability conditions shown in the equations (16) and (17) (or (20)) are not satisfied, the sensorless vector control device 1 needs to have a function capable of suppressing vibrations. .

本実施形態で用いる振動抑制手段は、振動的となっている直流電圧の検出値ｖdcを用いるもので、直流電圧ｖdcが上昇しているときには、インバータ４から誘導電動機９への出力を増加することにより直流電圧ｖdcの上昇を抑制し、その反対に直流電圧ｖdcが下降しているときには、インバータ４から誘導電動機９への出力を減少させることにより直流電圧ｖdcの下降を抑制する。これにより、不安定な直流電圧ｖdcの振動が抑制される。   The vibration suppression means used in the present embodiment uses the detected DC voltage value vdc that is vibrating, and increases the output from the inverter 4 to the induction motor 9 when the DC voltage vdc rises. Thus, the rise of the DC voltage vdc is suppressed, and conversely, when the DC voltage vdc is decreasing, the output from the inverter 4 to the induction motor 9 is decreased to suppress the decrease of the DC voltage vdc. Thereby, unstable vibration of the DC voltage vdc is suppressed.

このとき、直流電圧ｖdcの所定時間当たりの変化量（微分量：本発明でいう所定時間当たりの変化電圧）が必要になる。不安定な条件で振動的となっている直流電圧ｖdcは周期的な振動となっているため、微分量を得ることの代わりに、直流電圧ｖdcに対して位相進みとなる量を生成することにより代用可能である。従って、本実施形態では擬似微分を用いて所定時間（一定の単位時間）当たりの変化量を得ることとする。   At this time, a change amount per predetermined time (differential amount: change voltage per predetermined time in the present invention) of the DC voltage vdc is required. Since the DC voltage vdc that is oscillating under unstable conditions is a periodic oscillation, instead of obtaining a differential quantity, by generating an amount that leads to a phase advance with respect to the DC voltage VDC. Substitution is possible. Therefore, in the present embodiment, the amount of change per predetermined time (a constant unit time) is obtained using pseudo differentiation.

それでは、安定化を図るための詳細な制御定数について説明する。
まずは、図１において、Ａ／Ｄコンバータ１４を介して検出した直流電圧ｖdcの微分量に相当する量から、トルク電流指令ｉsqrefに作用させる場合のゲインＫｄの最適値を求める。このゲインＫｄは本実施形態で用いる。また、トルク指令Ｔrefに作用させる場合のゲインＫｄの最適値、周波数指令ωrefに作用させる場合のゲインＫｆの最適値も求める。これらのゲインＫｄ、Ｋｆは、第２、第３の実施形態で用いる。 Now, detailed control constants for stabilization will be described.
First, in FIG. 1, the optimum value of the gain Kd when acting on the torque current command isqref is determined from the amount corresponding to the differential amount of the DC voltage vdc detected via the A / D converter 14. This gain Kd is used in this embodiment. Further, the optimum value of the gain Kd when acting on the torque command Tref and the optimum value of the gain Kf when acting on the frequency command ωref are also obtained. These gains Kd and Kf are used in the second and third embodiments.

その準備として、時刻がｔ１から短時間Δｔ［ｓ］だけ経過してｔ２になる間に、直流電圧がＶ0「Ｖ」からＶ0＋ΔＶ［Ｖ］までΔＶ／Δｔの一定割合で変化したと仮定する。このとき、時刻ｔ１でコンデンサ７に蓄えられているエネルギーＷ1は（26）式のようになる。また、時刻ｔ２でコンデンサ７に蓄えられているエネルギーＷ2は（27）式のようになる。これら（26）式と（27）式から、Δｔ［ｓ］間に増加したエネルギーΔＷｃは（28）式のように表すことができる。   As a preparation for this, it is assumed that the DC voltage changes from V0 “V” to V0 + ΔV [V] at a constant ratio of ΔV / Δt while the time elapses for a short time Δt [s] from t1 to t2. At this time, the energy W1 stored in the capacitor 7 at time t1 is expressed by equation (26). Further, the energy W2 stored in the capacitor 7 at time t2 is expressed by equation (27). From these equations (26) and (27), the energy ΔWc increased between Δt [s] can be expressed as equation (28).

これに対し、誘導電動機９側において、時刻ｔ１から短時間Δｔ［ｓ］の間にトルク電流をｉsq0［Ａ］からｉsq0＋Δｉsq［Ａ］までΔｉsq／Δｔの一定割合で変化させたと仮定する。この場合、時刻ｔ１でのパワーＰ1［Ｗ（＝Ｊ／ｓ）］は（29）式のように表せる。ここで、ωreは電気角での回転子の角速度（以下、回転速度ともいう）、φrdは二次磁束を表す。また、時刻ｔ２でのパワーＰ2［Ｊ／ｓ］は（30）式のように表せる。さらに、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間のパワーＰｍ［Ｊ／ｓ］は（31）式のように表せる。   In contrast, on the induction motor 9 side, it is assumed that the torque current is changed from isq0 [A] to isq0 + Δisq [A] at a constant ratio of Δisq / Δt during a short time Δt [s] from time t1. In this case, the power P1 [W (= J / s)] at time t1 can be expressed as shown in Equation (29). Here, ωre represents the angular velocity of the rotor in terms of electrical angle (hereinafter also referred to as rotational speed), and φrd represents the secondary magnetic flux. Further, the power P2 [J / s] at the time t2 can be expressed by the equation (30). Further, the power Pm [J / s] from the time t1 to the time t2 can be expressed as the equation (31).

このパワーＰｍを（32）式に示すように時刻ｔ１から時刻ｔ２まで積分する。このとき、二次磁束φrdと回転速度ωreは変化しないものとする。変化したパワー分によるエネルギーの変化ΔＷｍは（32）式の第２項であり、これは（33）式のようになる。   This power Pm is integrated from time t1 to time t2 as shown in equation (32). At this time, it is assumed that the secondary magnetic flux φrd and the rotational speed ωre do not change. The change in energy ΔWm due to the changed power is the second term of equation (32), which is as shown in equation (33).

Δｔ［ｓ］の間にコンデンサ７に蓄えられたエネルギーと、Δｔ［ｓ］の間に変化した電動機出力により発生したエネルギーとを等しくすれば電圧変化を打ち消せるので、下記の関係が導かれる。   If the energy stored in the capacitor 7 during Δt [s] and the energy generated by the motor output changed during Δt [s] are made equal, the voltage change can be canceled out, and the following relationship is derived.

この（34）式は、直流電圧ｖdcの時間変化が発生した時、トルク電流ｉsqをどの程度変化させれば電圧変化を打ち消せるかを示すものである。これをトルクの次元で表すと（35）式のようになる。（34）式あるいは後述する（35）式中のΔＶ/Δｔは、Δｔ→０の極限を考えた場合、微分の定義そのものである。実装上は擬似微分で構成されるので、以下のように周波数特性を有することになる。   This equation (34) shows how much the torque current isq can be changed to cancel the voltage change when the DC voltage vdc changes with time. This can be expressed in the dimension of torque as shown in equation (35). ΔV / Δt in the equation (34) or the equation (35) described later is the definition of the derivative itself when the limit of Δt → 0 is considered. Since it is configured by pseudo differentiation on mounting, it has frequency characteristics as follows.

仮に、擬似微分の時定数ＴｄをＴｄ＝１／ωｏとした場合、振動周波数ωｏ成分に対して擬似微分は以下のように作用する。この場合のゲインは１／sqrt(2)で、位相進みは４５degである。

If the time constant Td of the pseudo differentiation is Td = 1 / ωo, the pseudo differentiation acts on the vibration frequency ωo component as follows. In this case, the gain is 1 / sqrt (2) and the phase advance is 45 deg.

また、仮に擬似微分の時定数ＴｄをＴｄ＝２／ωｏとした場合、振動周波数成分に対して擬似微分は以下のように作用する。この場合のゲインは２／sqrt(5)で、位相進みは２６．５６degである。

If the time constant Td of pseudo differentiation is Td = 2 / ωo, the pseudo differentiation acts on the vibration frequency component as follows. In this case, the gain is 2 / sqrt (5), and the phase advance is 26.56 deg.

これに対して理想微分は、ゲインがω、位相進みが９０degであり、擬似微分を理想微分の代わりに用いる場合にゲインを理想微分に近づけることを考えると、擬似微分のゲインは最大でも１なので、少なくとも作用させたい周波数倍しておく必要がある。後に述べるが、少なくとも振動周波数ωｏを通過させることを擬似微分の時定数の条件と考えているので、１／Ｔｄ倍することにより理想微分との整合性を保つことにする。   On the other hand, the ideal derivative has a gain of ω and a phase advance of 90 deg. When the pseudo derivative is used instead of the ideal derivative, considering that the gain is close to the ideal derivative, the pseudo derivative gain is 1 at the maximum. It is necessary to at least double the frequency to be acted on. As will be described later, since at least the passage of the vibration frequency ωo is considered as a condition of the time constant of the pseudo differentiation, the consistency with the ideal differentiation is maintained by multiplying by 1 / Td.

従って、トルク指令Ｔrefに補正を作用させる場合のゲインＫｄは（36）式のように表される（第２の実施形態で使用）。また、トルク電流指令ｉsqrefに補正を作用させる場合のゲインＫｄは（37）式のように表される（本実施形態で使用）。   Therefore, the gain Kd when correction is applied to the torque command Tref is expressed by the equation (36) (used in the second embodiment). Further, the gain Kd when the correction is applied to the torque current command isqref is expressed by the equation (37) (used in this embodiment).

これに対し、Ｖ／ｆ一定制御では、トルク指令やトルク電流指令を制御上持たないので、（38）式に示すトルク電流ｉsqとすべり周波数ωslipとの関係式から、（39）式のようにすべり周波数の補正値Δωslipを演算し、それを出力周波数に加算する。従って、出力周波数あるいは周波数指令に補正を作用させる場合のゲインＫｆは、（36）式や（37）式と同様に擬似微分による適用を考慮すると（40）式のように表される（第３の実施形態で使用）。Ｔｒは、誘導電動機９の二次時定数である。   On the other hand, in the constant V / f control, since there is no torque command or torque current command in control, from the relational expression between the torque current isq and the slip frequency ωslip shown in the equation (38), as in the equation (39) The slip frequency correction value Δωslip is calculated and added to the output frequency. Therefore, the gain Kf when correcting the output frequency or the frequency command is expressed as shown in equation (40) when application by pseudo-differentiation is considered, as in equations (36) and (37) (third). Used in the embodiment). Tr is a secondary time constant of the induction motor 9.

さて、上述したように直流部に起因する振動角周波数ωｏは回路定数によって定まるが、この振動成分を打ち消すためには、直流電圧ｖdcの振動分を擬似微分によって抽出しなければならない。そのためには、擬似微分に用いられる一次遅れフィルタ２０ａが、除去したい不安定な振動要素の角周波数成分ωｏを通過させるように、（41）式に示す範囲内で遮断角周波数ωc1（＝１／Ｔｄ）を決定する必要がある。一例としては、（42）式に示すように遮断角周波数ωc1を振動角周波数ωｏの半分以下に設定すればよい。なお、振動角周波数ωｏは、共振角周波数を表す(43)式に従って、配線のインダクタンスＬとコンデンサ７の容量Ｃによりほぼ決定される。インダクタンスＬは、直流部への換算値である。   As described above, the vibration angular frequency ωo caused by the direct current portion is determined by a circuit constant. In order to cancel out this vibration component, the vibration component of the direct current voltage vdc must be extracted by pseudo differentiation. For this purpose, the cut-off angular frequency ωc1 (= 1/1 /) within the range shown in the equation (41) so that the first-order lag filter 20a used for pseudo-differentiation passes the angular frequency component ωo of the unstable vibration element to be removed. Td) needs to be determined. As an example, the cut-off angular frequency ωc1 may be set to half or less of the vibration angular frequency ωo as shown in the equation (42). The vibration angular frequency ωo is substantially determined by the inductance L of the wiring and the capacitance C of the capacitor 7 according to the equation (43) representing the resonance angular frequency. The inductance L is a converted value for the DC part.

ここで注意すべき点は、出力電圧指令補正部２３は、直流電圧ｖdcの変化に対してトルク電流指令補正部２２とは反対に作用する点である。すなわち、トルク電流指令補正部２２は、直流電圧ｖdcが減少しているとき、直流電圧ｖdcの微分値が負になるので、トルク電流指令ｉsqrefを減らして出力を下げる方向に作用する。その結果、直流電圧ｖdcの減少が抑制される。これは、トルク指令補正についても同様である。   The point to be noted here is that the output voltage command correction unit 23 acts oppositely to the torque current command correction unit 22 with respect to a change in the DC voltage vdc. That is, the torque current command correction unit 22 acts to reduce the output by reducing the torque current command isqref because the differential value of the DC voltage vdc becomes negative when the DC voltage vdc is decreasing. As a result, a decrease in the DC voltage vdc is suppressed. The same applies to the torque command correction.

これに対し、出力電圧指令補正部２３は、直流電圧ｖdcが降下したとき、変調率（またはパルス幅）を上げてインバータ４の出力電圧を一定に保つように動作するため、結果的に電気的出力を一定に保持するように作用する。従って、出力電圧指令補正部２３では直流電圧ｖdcの降下を抑えることはできず、直流電圧ｖdcの振動を抑えられない。   On the other hand, the output voltage command correction unit 23 operates to increase the modulation factor (or pulse width) and keep the output voltage of the inverter 4 constant when the DC voltage vdc drops. It works to keep the output constant. Therefore, the output voltage command correction unit 23 cannot suppress the drop of the DC voltage vdc and cannot suppress the vibration of the DC voltage vdc.

このことから、出力電圧指令補正部２３とトルク電流指令補正部２２とを同時に動作させると、両者が干渉し合うことが考えられる。この干渉を避けるためには、共振角周波数帯を除いた周波数領域で出力電圧指令補正を作用させ、共振周波数帯の周波数領域でトルク電流指令補正（またはトルク指令補正、周波数指令補正）を有効化することが効果的であると考えられる。   From this, it is conceivable that when the output voltage command correction unit 23 and the torque current command correction unit 22 are operated simultaneously, they interfere with each other. In order to avoid this interference, output voltage command correction is applied in the frequency range excluding the resonance angular frequency band, and torque current command correction (or torque command correction, frequency command correction) is enabled in the frequency range of the resonance frequency band. It is considered effective to do.

この考えに基づいて、各実施形態では、少なくとも共振角周波数帯を遮断するローパスフィルタ２１（遮断角周波数ωc2＝１／Ｔｖ）の出力を出力電圧指令補正に用いるとともに、少なくとも共振角周波数帯を含む高域角周波数を通過させる遮断角周波数を持つ擬似微分ハイパスフィルタ２０（遮断角周波数ωc1＝１／Ｔｄ）の出力をトルク電流指令補正に用いる。すなわち、ωc2≦ωc1＜共振角周波数なる関係が必要である。これにより、相互の干渉を避けられる。   Based on this idea, in each embodiment, the output of the low-pass filter 21 that cuts at least the resonance angular frequency band (cutoff angular frequency ωc2 = 1 / Tv) is used for output voltage command correction, and at least the resonance angular frequency band is included. The output of the quasi-differential high-pass filter 20 (cut-off angular frequency ωc1 = 1 / Td) having a cut-off angular frequency that allows high-pass angular frequencies to pass is used for torque current command correction. That is, a relationship of ωc2 ≦ ωc1 <resonance angular frequency is necessary. Thereby, mutual interference can be avoided.

そこで、以下において上記補正の効果を解析的に証明する。
その方法として、本発明を適用しない時の電動機制御系の特性根が不安定領域に存在しており、本発明を適用したときの特性根が安定領域の方向に移動することを示す。説明の流れとして、まず電動機制御系を表現する微分方程式を導出し、それらを微小変化法により定常的な動作点近傍で線形化する。そして、求めた線形化微分方程式の特性根を求めることで、電動機制御系が安定であるかの判別を行う。 Therefore, the effect of the correction will be proved analytically below.
As the method, the characteristic root of the motor control system when the present invention is not applied exists in the unstable region, and the characteristic root when the present invention is applied moves in the direction of the stable region. As a flow of explanation, first, differential equations expressing the motor control system are derived, and they are linearized in the vicinity of a steady operating point by a minute change method. Then, by determining the characteristic root of the obtained linearized differential equation, it is determined whether the motor control system is stable.

では、はじめにシステム全体の微分方程式の導出を行う。
主回路部については、図２に示したように直流部に等価変換した形の定数で扱うことにする。直流部の回路方程式は（44）式、（45）式のようになる。ここで、ｐは微分演算子である。 First, the differential equation of the whole system is derived.
The main circuit section is handled with constants in the form of equivalent conversion to the DC section as shown in FIG. The circuit equation of the direct current section is as shown in equations (44) and (45). Here, p is a differential operator.

次に、速度制御、速度推定、出力電圧演算等について誘導電動機９のセンサレス制御システムの解析を行う。ここでは、下記の条件で微分方程式を導出する。
（１）電動機定数は制御側と実電動機側とで一致しているものとする。
（２）磁束指令は一定とする。 Next, the sensorless control system of the induction motor 9 is analyzed for speed control, speed estimation, output voltage calculation, and the like. Here, a differential equation is derived under the following conditions.
(1) It is assumed that the motor constants coincide on the control side and the actual motor side.
(2) The magnetic flux command is constant.

速度制御部１８は、回転速度指令値ωrefとフィードバックされた回転速度推定値ωestとの偏差をＰＩ補償してトルク電流指令値ｉsqrefを生成する。この速度制御に係る微分方程式は次の（46）式のように表せる。ＰＩ補償器は、簡単のために（47）式のようにゲインＫｓと積分時定数Ｔｓの形で表している。   The speed control unit 18 generates a torque current command value isqref by PI compensation for the deviation between the rotational speed command value ωref and the fed back rotational speed estimation value ωest. The differential equation relating to this speed control can be expressed as the following equation (46). For the sake of simplicity, the PI compensator is represented in the form of a gain Ks and an integration time constant Ts as in equation (47).

トルク電流指令補正部２２は、（48）式に示すように、直流電圧ｖdcの擬似微分値と、直流電圧ｖdcの擬似微分値からトルク電流指令ｉsqrefまでのゲインＫｄとを乗じてトルク電流補正値ｉsqrefdを得、それを（49）式に示すようにトルク電流指令ｉsqrefに加算して補正後の新たなトルク電流指令値ｉsqrefnewを得る構成である。回転速度指令値ωrefが負の場合には、トルク電流が負のときに力行状態となるので、加算する際に回転速度指令値ωrefの符号を付して加算する。図１に示すゲインＫｄの増幅器２４、乗算器２５、加算器２６および符号演算部２７は、上記トルク電流指令補正処理に係る（48）式と（49）式を機能ブロックで表したものである。なお、ここでは正転方向での解析を考えるので、回転速度指令値ωrefの符号については記載を省略する。   The torque current command correction unit 22 multiplies the pseudo differential value of the DC voltage vdc and the gain Kd from the pseudo differential value of the DC voltage vdc to the torque current command isqref as shown in the equation (48). Isqrefd is obtained and added to the torque current command isqref as shown in equation (49) to obtain a new corrected torque current command value isqrefnew. When the rotational speed command value ωref is negative, the power running state occurs when the torque current is negative. Therefore, when adding, the sign of the rotational speed command value ωref is added and added. The gain Kd amplifier 24, multiplier 25, adder 26, and sign calculation unit 27 shown in FIG. 1 represent the equations (48) and (49) relating to the torque current command correction process as functional blocks. . Here, since analysis in the normal rotation direction is considered, description of the sign of the rotational speed command value ωref is omitted.

擬似微分の機能を持つハイパスフィルタ２０は、一次遅れフィルタ２０ａと減算器２０ｂとから構成されている。Ｔｄは一次遅れフィルタ２０ａの時定数であり、遮断角周波数ωc1との間にωc1＝１／Ｔｄの関係がある。（48）式で用いる電圧ｖdcfdは、一次遅れフィルタ２０ａを通過した電圧である。   The high-pass filter 20 having a pseudo-differential function includes a first-order lag filter 20a and a subtracter 20b. Td is a time constant of the first-order lag filter 20a, and there is a relationship of ωc1 = 1 / Td with the cutoff angular frequency ωc1. The voltage vdcfd used in the equation (48) is a voltage that has passed through the first-order lag filter 20a.

（48）式で用いるゲインＫｄは、（37）式に基づいて（50）式のように表すことができる。ここで、速度指令一定、磁束指令一定の条件を加味し、角周波数、磁束は一定としてノミナル値ωren、φrdnを用いている。また、直流電圧については十分に遮断角周波数の低いフィルタを通過した電圧値を用いるので、平均電圧に相当する値として定格入力電圧相当の値ｖdcnを用いている。   The gain Kd used in equation (48) can be expressed as equation (50) based on equation (37). Here, the nominal values ωren and φrdn are used assuming that the angular frequency and the magnetic flux are constant in consideration of the constant speed command and the constant magnetic flux command. In addition, since a voltage value that has passed through a filter having a sufficiently low cutoff angular frequency is used for the DC voltage, a value vdcn corresponding to the rated input voltage is used as a value corresponding to the average voltage.

ベクトル制御部１９の減算器２８は、上記トルク電流指令補正後の新たなトルク電流指令値ｉsqrefnewとトルク電流検出値ｉsqとの偏差を演算する。速度推定部２９は、（51）式で表される積分補償と、（52）式で表される一次遅れフィルタとから構成されている。時定数は一例として（53）式のように設定する。ζは速度制御系のダンパ定数である。   The subtracter 28 of the vector control unit 19 calculates a deviation between the new torque current command value isqrefnew after the torque current command correction and the detected torque current value isq. The speed estimator 29 includes an integral compensation expressed by equation (51) and a first-order lag filter expressed by equation (52). As an example, the time constant is set as shown in equation (53). ζ is a damper constant of the speed control system.

一次角周波数ωｓは、（54）式の第１項に示す周波数補償部３０の出力と、（54）式の第２項に示すすべり周波数演算部３１の出力とを加算器３２で加算することにより求めている。安定化のため、（55）式に示すように、検出したトルク電流ｉsqを一次遅れフィルタ３３に通して得られるトルク電流ｉsqfを用いている。   For the primary angular frequency ωs, the adder 32 adds the output of the frequency compensation unit 30 shown in the first term of the equation (54) and the output of the slip frequency calculation unit 31 shown in the second term of the equation (54). It is demanded by. For stabilization, the torque current isqf obtained by passing the detected torque current isq through the first-order lag filter 33 is used as shown in the equation (55).

電圧指令演算部３４は、誘導電動機９の定常状態を表す（56）式に従って、電圧指令ｖsdref、ｖsqrefを生成する（出力電圧指令補正手段に相当する処理）。

The voltage command calculation unit 34 generates voltage commands vsdref and vsqref according to the equation (56) representing the steady state of the induction motor 9 (processing corresponding to output voltage command correction means).

出力電圧指令補正部２３の演算は、以下の（57）式のように表すことができる。ｖsdref′、ｖsqref′は補正後の電圧指令を表しており、ｖdcnは直流電圧の定格値を表している。つまり、出力電圧指令補正制御は、定格値ｖdcnを基準として電圧値ｖdcfvが下がると電圧指令を上昇させ、電圧値ｖdcfvが上がると電圧指令を低下させる。   The calculation of the output voltage command correction unit 23 can be expressed as the following equation (57). vsdref ′ and vsqref ′ represent corrected voltage commands, and vdcn represents the rated value of the DC voltage. That is, the output voltage command correction control increases the voltage command when the voltage value vdcfv decreases with the rated value vdcn as a reference, and decreases the voltage command when the voltage value vdcfv increases.

インバータ４が実際に出力する（二相換算の）電圧ｖsd、ｖsqは、パルス幅が変化しない場合、（58）式に示すように直流電圧ｖdcに比例した電圧となる。これら（56）式と（57）式から（59）式が導かれる。   When the pulse width does not change, the voltages vsd and vsq that are actually output by the inverter 4 are voltages proportional to the DC voltage vdc as shown in the equation (58). Equation (59) is derived from these equations (56) and (57).

この出力電圧指令補正においては、（60）式に示すように、時定数Ｔｖの一次遅れローパスフィルタ２１を通過した後の電圧値ｖdcfvを用いている。このため、出力電圧指令補正が行われる周波数帯域は、遮断角周波数ωc2（＝１／Ｔｖ）以下に制限されている。後に図６、図７を参照しながら説明するように、ローパスフィルタ２１は、振動要素の角周波数（（63）式参照）を遮断する必要がある。   In this output voltage command correction, as shown in the equation (60), the voltage value vdcfv after passing through the first-order lag low-pass filter 21 of the time constant Tv is used. For this reason, the frequency band in which the output voltage command correction is performed is limited to a cutoff angular frequency ωc2 (= 1 / Tv) or less. As will be described later with reference to FIGS. 6 and 7, the low-pass filter 21 needs to block the angular frequency (see the equation (63)) of the vibration element.

これに対し、上述したトルク電流指令補正においては、（61）式に示すように、一次遅れフィルタ２０ａを通過した後の電圧値ｖdcfdを用いたハイパスフィルタ２０を採用している。このため、トルク指令電流補正が行われる周波数帯域は、遮断角周波数ωc1（＝１／Ｔｄ）以上に制限されている。   On the other hand, in the torque current command correction described above, as shown in the equation (61), the high-pass filter 20 using the voltage value vdcfd after passing through the first-order lag filter 20a is employed. For this reason, the frequency band in which the torque command current correction is performed is limited to the cutoff angular frequency ωc1 (= 1 / Td) or more.

擬似微分に用いる一次遅れフィルタ２０ａは、（62）式に示すように振動角周波数ωｏ［ｒａｄ／ｓ］の半分以下の角周波数を遮断角周波数とすることが好ましい。これについては、後に図７を参照しながら説明する。振動要素の角周波数は、既述したように主回路定数Ｌ、Ｃの共振角周波数にほぼ等しいため（63）式で表すことができる。   The first-order lag filter 20a used for pseudo-differentiation preferably has an angular frequency equal to or less than half of the vibration angular frequency ωo [rad / s] as the cutoff angular frequency as shown in the equation (62). This will be described later with reference to FIG. Since the angular frequency of the vibration element is substantially equal to the resonance angular frequency of the main circuit constants L and C as described above, it can be expressed by the equation (63).

従って、次式の関係が満たされれば、直流電圧ｖdcの所定時間あたりの変化電圧のうち電動機制御系を不安定化させる振動成分を十分に通過させることができ、トルク電流指令補正による振動抑制が可能になると考えられる。

Therefore, if the relationship of the following equation is satisfied, the vibration component that destabilizes the motor control system in the change voltage per predetermined time of the DC voltage vdc can be sufficiently passed, and vibration suppression by torque current command correction can be suppressed. It will be possible.

次に、直流部と誘導電動機９とを接続する関係式として、瞬時有効電力保存の式を用いる。誘導電動機９に入力される有効電力と、直流部におけるインバータ４に入力される有効電力の瞬時値は等しいため（64）式が成立する。

Next, an instantaneous active power storage formula is used as a relational expression for connecting the direct current section and the induction motor 9. Since the instantaneous value of the active power input to the induction motor 9 is equal to the instantaneous value of the active power input to the inverter 4 in the direct current section, equation (64) is established.

誘導電動機９の微分方程式（電圧電流方程式）は、周知のように（65）式で表され、すべり周波数ωslipは（66）式で表せる。ここで、ｉsdは励磁電流（ｄ軸電流）、ｉsqはトルク電流（ｑ軸電流）、φrdは二次磁束のｄ軸成分、φrqは二次磁束のｑ軸成分、ｖsdはｄ軸電圧、ｖsqはｑ軸電圧、ωｓは一時角周波数である。その他、電動機定数も慣例に従って表記している。   The differential equation (voltage / current equation) of the induction motor 9 is expressed by the equation (65) as is well known, and the slip frequency ωslip can be expressed by the equation (66). Here, isd is the excitation current (d-axis current), isq is the torque current (q-axis current), φrd is the d-axis component of the secondary magnetic flux, φrq is the q-axis component of the secondary magnetic flux, vsd is the d-axis voltage, vsq Is the q-axis voltage, and ωs is the temporary angular frequency. In addition, motor constants are also written according to convention.

発生トルクＴは、極対数をＰとして（67）式で表せる。そして、機械角の回転速度をωｒ、負荷トルクをＴLとすると、機械系の微分方程式は（68）式となる。ここで、機械角と電気角との関係は（69）式となるので、機械系の微分方程式を電気角で表すと（70）式となる。   The generated torque T can be expressed by equation (67) where P is the number of pole pairs. Then, assuming that the rotational speed of the mechanical angle is ωr and the load torque is TL, the differential equation of the mechanical system is the equation (68). Here, since the relationship between the mechanical angle and the electrical angle is expressed by equation (69), the differential equation of the mechanical system is expressed by electrical angle as expressed by equation (70).

導出した誘導電動機の速度センサレスベクトル制御系および直流部の微分方程式を整理すると、以下の（71）式〜（83）式のようになる。ここで、励磁電流ｉsd、トルク電流ｉsq、二次磁束のｄ軸成分、二次磁束のｑ軸成分に係る微分方程式（71）式、（72）式、（73）式、（74）式は（65）式から導出される。誘導電動機９の回転速度ωre、回転速度推定値ωest′、ωestに係る微分方程式（75）式、（76）式、（77）式は、それぞれ（70）式、（51）式、（52）式から導出される。   When the derived speed sensorless vector control system of the induction motor and the differential equation of the DC part are arranged, the following equations (71) to (83) are obtained. Here, the differential equations (71), (72), (73), (74) relating to the excitation current isd, the torque current isq, the d-axis component of the secondary magnetic flux, and the q-axis component of the secondary magnetic flux are It is derived from equation (65). The differential equations (75), (76), and (77) relating to the rotational speed ωre, estimated rotational speed values ωest ′, and ωest of the induction motor 9 are the expressions (70), (51), and (52), respectively. Derived from the equation.

フィルタ３３通過後のトルク電流ｉsqf、トルク電流指令値ｉsqref、直流部の電流ｉｓに係る微分方程式（78）式、（79）式、（80）式は、それぞれ（55）式、（46）式、（44）式から導出される。直流電圧ｖdc、ローパスフィルタ２１通過後の電圧ｖdcfv、フィルタ２０ａ通過後の電圧ｖdcfdに係る微分方程式（81）式、（82）式、（83）式は、それぞれ（45）式、（60）式、（61）式から導出される。   The differential equations (78), (79), and (80) relating to the torque current isqf, the torque current command value isqref, and the direct current current is after passing through the filter 33 are the expressions (55) and (46), respectively. , (44). The differential equations (81), (82), and (83) relating to the DC voltage vdc, the voltage vdcfv after passing through the low-pass filter 21, and the voltage vdcfd after passing through the filter 20a are the expressions (45) and (60), respectively. , (61).

上記１３個の状態変数に係る微分方程式が誘導電動機９のセンサレス制御システムを表現することになる。また、以下に示す（84）式〜（91）式は、微分方程式中の変数の関係を示した補式である（式の番号は異なるが既出）。瞬時有効電力保存の関係式である（84）式、一次角周波数ωｓを表す（85）式、すべり周波数ωslipを表す（86）式、電圧指令ｖsdref、ｖsqrefを表す（87）式、（88）式、出力電圧ｖsd、ｖsqを表す（89）式、（90）式、および振動抑制のトルク電流補正値ｉsqrefdを表す（91）式を示している。これらの中には非線形のものも含まれている。   The differential equations relating to the 13 state variables represent the sensorless control system of the induction motor 9. Further, the following formulas (84) to (91) are complementary formulas showing the relationship of variables in the differential equation (although the formula numbers are different, the formulas have already been given). Expression (84) which is a relational expression for instantaneous active power storage, Expression (85) representing primary angular frequency ωs, Expression (86) representing slip frequency ωslip, Expression (87) representing voltage commands vsdref and vsqref, (88) Expression (89), Expression (90) representing the output voltage vsd, vsq, and Expression (91) representing the torque current correction value isqrefd for vibration suppression are shown. Some of these are non-linear.

次に、これらの微分方程式(71)式〜(83)式と補式(84)式〜(91)式を用いて、定格動作点（変数記号のサフィックスの最後に「0」を付して示す）において線形化を行う。各変数を定常項と微小変化分との和として表し、微小変化分についての２次以上の項は無視する。手順としては、微分項を含まない関係式(84)式〜(91)式をあらかじめ線形化しておき、その後で微分方程式(71)式〜(83)式を線形化する。なお、線形化の導出式は煩雑且つ膨大であるため、その一部のみを実施形態の最後に［付録］として示した。   Next, using these differential equations (71) to (83) and complements (84) to (91), the rated operating point (the suffix of the variable symbol is suffixed with “0”) Linearization is performed in (shown). Each variable is expressed as the sum of the steady term and the minute change, and the second and higher terms for the minute change are ignored. As a procedure, relational expressions (84) to (91) not including a differential term are linearized in advance, and then differential equations (71) to (83) are linearized. Since the linearization derivation formula is complicated and enormous, only a part thereof is shown as [Appendix] at the end of the embodiment.

線形化した微分方程式のうち、励磁電流ｉsd、トルク電流ｉsq、二次磁束のｄ軸成分、二次磁束のｑ軸成分に係る微分方程式は、それぞれ（92）式、（93）式、（94）式、（95）式のようになる。   Among the linearized differential equations, the differential equations relating to the excitation current isd, the torque current isq, the d-axis component of the secondary magnetic flux, and the q-axis component of the secondary magnetic flux are the equations (92), (93), (94 ) And (95).

誘導電動機９の回転速度ωre、回転速度推定値ωest′、ωest、トルク電流ｉsqf、トルク電流指令値ｉsqref、直流部の電流ｉｓに係る微分方程式は、それぞれ（96）式、（97）式、（98）式、（99）式、（100）式、（101）式のようになる。   The differential equations relating to the rotational speed ωre of the induction motor 9, the rotational speed estimated values ωest ′, ωest, the torque current isqf, the torque current command value isqref, and the current is of the direct current section are respectively expressed by equations (96), (97), ( 98), (99), (100), and (101).

直流電圧ｖdc、電圧値ｖdcfv、ｖdcfdに係る微分方程式は、それぞれ（102）式、（103）式、（104）式のようになる。

The differential equations relating to the DC voltage vdc and the voltage values vdcfv and vdcfd are as shown in the equations (102), (103), and (104), respectively.

微小変化法に基づいて線形化されたこれらの微分方程式は、（105）式〜（108）式のように整理できる。Ａ行列は、（１３×１３）の行列である。

These differential equations linearized based on the minute change method can be arranged as shown in equations (105) to (108). The A matrix is a (13 × 13) matrix.

求めた線形システムの方程式を用いてシステムの漸近安定の判断を行う。漸近安定の必要十分条件は、知られているようにＡ行列のすべての固有値の実数部が負となることである。固有値は（109）式から得ることができる。

Judgment of asymptotic stability of the system is performed using the obtained linear system equation. A necessary and sufficient condition for asymptotic stability is that the real part of all eigenvalues of the A matrix is negative, as is known. The eigenvalue can be obtained from the equation (109).

次に、以下の条件の下で計算した漸近安定の結果について説明する。
・交流電源２を構成する電源トランスの容量 ： ７５ｋＶＡ
・交流電源２からコンバータ３までの配線 ： ２２ｍｍ² １０ｍ
・リアクトル ：なし
・誘導電動機９／インバータ４の容量 ：２極対 １５ｋＷ 定格周波数６０Ｈｚ
この条件で交流電源２および交流電源２からセンサレスベクトル制御装置１までの総合的な配線インピーダンスは以下のようになる。
Ｒ＝０．０３９４３２［Ω］、Ｌ＝０．０００２１７５［Ｈ］ Next, asymptotic stability results calculated under the following conditions will be described.
・ Capacity of power transformer constituting AC power supply 2: 75 kVA
・ Wiring from AC power supply 2 to converter 3: 22mm ² 10m
・ Reactor: None ・ Capacity of induction motor 9 / inverter 4: 2-pole pair 15kW Rated frequency 60Hz
Under this condition, the total wiring impedance from the AC power source 2 and the AC power source 2 to the sensorless vector control device 1 is as follows.
R = 0.039432 [Ω], L = 0.0002175 [H]

速度指令が６０Ｈｚ（電気角）、定格トルク運転時の定常状態における線形化システムのＡ行列は図３に示すようになる。計算に用いた定数は、上記容量のシステムにおける典型的な定数であり、直流母線５、６間の電圧は１８０［Ｖ］である。また、特に断らない限りコンデンサ７の容量Ｃは４４［μＦ］である。   FIG. 3 shows the A matrix of the linearization system in a steady state at a speed command of 60 Hz (electrical angle) and rated torque operation. The constant used for the calculation is a typical constant in the system having the above capacity, and the voltage between the DC buses 5 and 6 is 180 [V]. Further, unless otherwise specified, the capacitance C of the capacitor 7 is 44 [μF].

このＡ行列を用いて安定性解析を行う。
図４は、トルク電流指令補正部２２によるトルク電流指令補正制御を無効化し、出力電圧指令補正部２３による出力電圧指令補正を有効化した場合において、コンデンサ７の容量Ｃに対する極（特性根）の軌跡を複素平面上にプロットしたものである。図中に示す「Ａ」〜「Ｆ」は、それぞれ容量Ｃを２０００［μＦ］〜１００［μＦ］に設定した場合の特性根である。コンデンサ７の容量Ｃが１０００［μＦ］程度以下になると特性根が右半平面に移動して不安定となり、容量Ｃがさらに小さくなると安定度がさらに悪化することが分かる。この結果は、上述した（16）式に基づく考察「（ａ）コンデンサ７の容量Ｃが小さいほど不安定になりやすい。」と一致する。 Stability analysis is performed using this A matrix.
FIG. 4 shows the case where the torque current command correction control by the torque current command correction unit 22 is invalidated and the output voltage command correction by the output voltage command correction unit 23 is validated. The locus is plotted on the complex plane. “A” to “F” shown in the figure are characteristic roots when the capacitance C is set to 2000 [μF] to 100 [μF], respectively. It can be seen that when the capacitance C of the capacitor 7 is about 1000 [μF] or less, the characteristic root moves to the right half plane and becomes unstable, and when the capacitance C is further reduced, the stability is further deteriorated. This result coincides with the consideration “(a) The smaller the capacitance C of the capacitor 7, the more likely it becomes unstable” based on the above-mentioned equation (16).

図５は、トルク電流指令補正部２２によるトルク電流指令補正制御を有効化した場合と無効化した場合の特性根を示している。ハイパスフィルタ２０の遮断角周波数ωc1とローパスフィルタ２１の遮断角周波数ωc2はωc1＝ωc2＝ωｏ／２の関係を有している。ωｏは（63）式で表される共振角周波数である。また、ゲインＫｄは（37）式のとおりである。トルク電流指令補正制御を有効化すると、右半平面にあった特性根が左半平面に移動し、系が安定化することが分かる。   FIG. 5 shows characteristic roots when the torque current command correction control by the torque current command correction unit 22 is validated and invalidated. The cutoff angular frequency ωc1 of the high-pass filter 20 and the cutoff angular frequency ωc2 of the low-pass filter 21 have a relationship of ωc1 = ωc2 = ωo / 2. ωo is a resonance angular frequency expressed by the equation (63). The gain Kd is as shown in the equation (37). It can be seen that when the torque current command correction control is validated, the characteristic root in the right half plane moves to the left half plane, and the system is stabilized.

図６は、トルク電流指令補正部２２によるトルク電流指令補正制御と出力電圧指令補正部２３による出力電圧指令補正をともに有効化した場合において、ローパスフィルタ２１の時定数Ｔｖ（＝１／ωc2）を変化させた場合の根軌跡を示している。図中に示す「Ａ」〜「Ｆ」は、それぞれ時定数Ｔｖを１／ωｏ×２．０〜１／ωｏ×０．１に設定した場合の特性根である。ハイパスフィルタ２０の遮断角周波数ωc1はωｏ／２であり、ゲインＫｄは、上記時定数Ｔｖの影響を明らかに示すために（37）式の半分の値に設定している。   FIG. 6 shows the time constant Tv (= 1 / ωc2) of the low-pass filter 21 when both the torque current command correction control by the torque current command correction unit 22 and the output voltage command correction by the output voltage command correction unit 23 are validated. The root locus when changed is shown. “A” to “F” shown in the figure are characteristic roots when the time constant Tv is set to 1 / ωo × 2.0 to 1 / ωo × 0.1, respectively. The cutoff angular frequency ωc1 of the high-pass filter 20 is ωo / 2, and the gain Kd is set to a half value of the equation (37) in order to clearly show the influence of the time constant Tv.

ローパスフィルタ２１は、「Ａ」〜「Ｃ」で示す時定数Ｔｖの場合には共振角周波数ωｏの電圧成分を遮断し、「Ｄ」〜「Ｆ」で示す時定数Ｔｖの場合には共振角周波数ωｏの電圧成分を通過させる。ローパスフィルタ２１が共振角周波数ωｏの電圧成分を通過させると、直流電圧ｖdcが低下したときに出力電圧指令補正部２３が変調率を上げるので直流電圧ｖdcはより一層低下し、直流電圧ｖdcが上昇した時に変調率を下げるので直流電圧ｖdcがより一層上昇する。この動作はトルク電流指令補正部２２によるトルク電流指令補正制御と反対の動作であって、発振が増大するように作用する。   The low-pass filter 21 cuts off the voltage component of the resonance angular frequency ωo when the time constant Tv is indicated by “A” to “C”, and the resonance angle when the time constant Tv is indicated by “D” to “F”. Pass the voltage component of the frequency ωo. When the low-pass filter 21 passes the voltage component of the resonance angular frequency ωo, the output voltage command correction unit 23 increases the modulation factor when the DC voltage vdc decreases, so the DC voltage vdc further decreases and the DC voltage vdc increases. In this case, the modulation rate is lowered, so that the DC voltage vdc further increases. This operation is an operation opposite to the torque current command correction control by the torque current command correction unit 22 and acts to increase the oscillation.

すなわち、図６において「Ｄ」〜「Ｆ」の場合には特性根が右半平面に存在しており、ローパスフィルタ２１の遮断角周波数ωc2が共振角周波数ωｏに対して高くなるほど不安定になることが分かる。この結果から、トルク電流指令補正部２２によるトルク電流指令補正制御と出力電圧指令補正部２３による出力電圧指令補正とが干渉し合う関係にあり、共振角周波数ωｏの電圧成分を遮断するローパスフィルタ２１が不可欠であることが分かる。   That is, in the case of “D” to “F” in FIG. 6, the characteristic root exists in the right half plane, and becomes unstable as the cutoff angular frequency ωc2 of the low-pass filter 21 becomes higher than the resonance angular frequency ωo. I understand that. From this result, there is a relationship in which the torque current command correction control by the torque current command correction unit 22 and the output voltage command correction by the output voltage command correction unit 23 interfere with each other, and the low-pass filter 21 that cuts off the voltage component of the resonance angular frequency ωo. Is essential.

図７は、トルク電流指令補正制御に用いる擬似微分の機能を持つハイパスフィルタ２０の遮断角周波数ωc1（＝１／Ｔｄ：Ｔｄは時定数）と、出力電圧指令補正制御に用いるローパスフィルタ２１の遮断角周波数ωc2（＝１／Ｔｖ：Ｔｖは時定数）との組み合わせに対する特性根の変化を示している。また、図８は、図７における原点付近の拡大図である。   FIG. 7 shows the cutoff angular frequency ωc1 (= 1 / Td: Td is a time constant) of the high-pass filter 20 having a pseudo-differential function used for torque current command correction control, and the cutoff of the low-pass filter 21 used for output voltage command correction control. A change in the characteristic root with respect to a combination with the angular frequency ωc2 (= 1 / Tv: Tv is a time constant) is shown. FIG. 8 is an enlarged view of the vicinity of the origin in FIG.

図７中の「Ａ」は、遮断角周波数ωc1＝ωc2＝ωｏ／２の場合の特性根であり、図５に示す安定化された特性根と同じである。ハイパスフィルタ２０は、直流部の定数により定まる共振角周波数ωｏを十分に通過させ、ローパスフィルタ２１は、共振角周波数ωｏを十分に遮断する。この場合には、トルク電流指令補正部２２は、共振角周波数帯での振動を抑えるようにトルク電流指令ｉsqrefを制御して系を安定化することができる。また、出力電圧指令補正部２３は、直流電圧ｖdcのうち共振角周波数帯よりも低域の角周波数の成分に対して電圧指令補正を行い、制御系を不安定にすることなくインバータ４の出力電圧を一定化（直流電圧リプル補償）することができる。従って、当該遮断角周波数ωc1、ωc2の設定が好ましい実施態様となる。   “A” in FIG. 7 is a characteristic root in the case of the cutoff angular frequency ωc1 = ωc2 = ωo / 2, and is the same as the stabilized characteristic root shown in FIG. The high-pass filter 20 sufficiently passes the resonance angular frequency ωo determined by the constant of the direct current portion, and the low-pass filter 21 sufficiently blocks the resonance angular frequency ωo. In this case, the torque current command correction unit 22 can stabilize the system by controlling the torque current command isqref so as to suppress vibration in the resonance angular frequency band. The output voltage command correction unit 23 corrects the voltage command for the component of the angular frequency lower than the resonance angular frequency band in the DC voltage vdc, and outputs the output of the inverter 4 without destabilizing the control system. The voltage can be made constant (DC voltage ripple compensation). Accordingly, the setting of the cutoff angular frequencies ωc1 and ωc2 is a preferred embodiment.

図７中の「Ｂ」は、遮断角周波数ωc1＝ωｏ／２、ωc2＝２ωｏの場合の特性根である。ハイパスフィルタ２０とローパスフィルタ２１は、ともに共振角周波数ωｏを通過させる。この場合には、上述したように出力電圧指令補正部２３が制御系を不安定化させるが、その一方でトルク電流指令補正部２２が制御系を安定化させる。つまり、両者の間には相反する作用（干渉）が生じ、本計算では結果的に安定な状態となっている。   “B” in FIG. 7 is a characteristic root in the case of the cutoff angular frequency ωc1 = ωo / 2 and ωc2 = 2ωo. Both the high-pass filter 20 and the low-pass filter 21 pass the resonance angular frequency ωo. In this case, as described above, the output voltage command correction unit 23 destabilizes the control system, while the torque current command correction unit 22 stabilizes the control system. In other words, a conflicting action (interference) occurs between the two, resulting in a stable state in this calculation.

図７中の「Ｃ」は、遮断角周波数ωc1＝２ωｏ、ωc2＝ωｏ／２の場合の特性根である。ハイパスフィルタ２０とローパスフィルタ２１は、ともに共振角周波数ωｏを遮断する。この場合には、出力電圧指令補正部２３は、共振角周波数ωｏよりも低域の角周波数の成分に対し電圧補正を行い、制御系を不安定にすることなくインバータ４の出力電圧を一定化（直流電圧リプル補償）することができる。しかし、トルク電流指令補正部２２による共振角周波数ωｏでの振動抑制作用は小さく、系を安定化させることはできない。本計算ではかろうじて安定な状態となっている。   “C” in FIG. 7 is a characteristic root in the case of the cutoff angular frequency ωc1 = 2ωo and ωc2 = ωo / 2. Both the high-pass filter 20 and the low-pass filter 21 block the resonance angular frequency ωo. In this case, the output voltage command correction unit 23 performs voltage correction on the component of the angular frequency lower than the resonance angular frequency ωo, and makes the output voltage of the inverter 4 constant without destabilizing the control system. (DC voltage ripple compensation). However, the vibration suppression effect at the resonance angular frequency ωo by the torque current command correction unit 22 is small, and the system cannot be stabilized. In this calculation, it is barely stable.

図７中の「Ｄ」は、遮断角周波数ωc1＝ωc2＝２ωｏの場合の特性根である。ハイパスフィルタ２０は共振角周波数ωｏを遮断し、ローパスフィルタ２１は共振角周波数ωｏを通過させる。これは、従来の制御装置の構成である。この場合には、上述したように出力電圧指令補正部２３が制御系を不安定化させる上、トルク電流指令補正部２２による共振角周波数ωｏでの振動抑制作用も小さい。従って、系は不安定となる。   “D” in FIG. 7 is a characteristic root in the case of the cutoff angular frequency ωc1 = ωc2 = 2ωo. The high pass filter 20 cuts off the resonance angular frequency ωo, and the low pass filter 21 passes the resonance angular frequency ωo. This is a configuration of a conventional control device. In this case, as described above, the output voltage command correction unit 23 destabilizes the control system, and the vibration suppression action at the resonance angular frequency ωo by the torque current command correction unit 22 is small. Therefore, the system becomes unstable.

なお、出力電圧指令補正制御に用いるローパスフィルタ２１の遮断角周波数ωc2を下げ過ぎると、電源電圧変動等による直流電圧変動を補償できなくなり、電流波形に歪みが生ずることになる。従って、遮断角周波数ωc2を調整可能な構成とするとよい。   If the cut-off angular frequency ωc2 of the low-pass filter 21 used for the output voltage command correction control is excessively lowered, the DC voltage fluctuation due to the power supply voltage fluctuation or the like cannot be compensated, and the current waveform is distorted. Therefore, it is preferable that the cutoff angular frequency ωc2 be adjustable.

以上説明したように、本実施形態のセンサレスベクトル制御装置１では、主回路のコンデンサ７をフィルムコンデンサとし、従来のものに比べてその静電容量Ｃを格段に小さくした。これにより、装置の小型化、低コスト化、長寿命化を図ることができる。コンデンサ７を小容量にすると、直流母線５、６間の直流電圧ｖdcに電源電圧周波数の６倍に相当する周波数の電圧リプルが生じる。そこで、電圧指令演算部３４から出力される電圧指令値ｖsdref、ｖsqrefに対し電圧補正を行う出力電圧指令補正部２３を設け、出力電圧の一定化を図った。これにより、直流電圧リプルに起因してインバータ４の出力電圧に重畳する電圧リプルを抑制することができ、誘導電動機９に対し高調波の少ない高品質の正弦波電圧を出力することができる。   As described above, in the sensorless vector control apparatus 1 of the present embodiment, the capacitor 7 of the main circuit is a film capacitor, and its electrostatic capacity C is significantly reduced compared to the conventional one. As a result, it is possible to reduce the size, cost, and life of the apparatus. When the capacitor 7 has a small capacity, a voltage ripple having a frequency corresponding to 6 times the power supply voltage frequency is generated in the DC voltage vdc between the DC buses 5 and 6. Therefore, an output voltage command correction unit 23 that performs voltage correction on the voltage command values vsdref and vsqref output from the voltage command calculation unit 34 is provided to make the output voltage constant. Thereby, the voltage ripple superimposed on the output voltage of the inverter 4 due to the DC voltage ripple can be suppressed, and a high-quality sine wave voltage with less harmonics can be output to the induction motor 9.

また、コンデンサ７を小容量にすると、当該コンデンサ７と交流電源２の電源インピーダンスや配線２Ｒ、２Ｓ、２Ｔの配線インピーダンスとの間で比較的高い周波数ωｏでの振動が発生し、系が不安定になる。上記出力電圧指令補正部２３は、この振動を増大するように作用する。そこで、本実施形態では、検出した直流電圧ｖdcのうち直流部の定数により定まる共振角周波数ωｏを遮断するためのローパスフィルタ２１を設けた。これにより、出力電圧指令補正部２３は、系を不安定化させることなく上記電圧指令補正を行うことができる。   Further, if the capacitor 7 has a small capacity, vibration at a relatively high frequency ωo occurs between the capacitor 7 and the power supply impedance of the AC power supply 2 and the wiring impedance of the wirings 2R, 2S, and 2T, and the system is unstable. become. The output voltage command correction unit 23 acts to increase this vibration. Therefore, in the present embodiment, the low-pass filter 21 is provided for blocking the resonance angular frequency ωo determined by the constant of the direct current portion of the detected direct current voltage vdc. As a result, the output voltage command correction unit 23 can perform the voltage command correction without destabilizing the system.

さらに、上記共振角周波数帯での振動を積極的に抑えるため、検出した直流電圧ｖdcをハイパスフィルタ２０に通すことにより擬似微分値を得て、その擬似微分値に応じたトルク電流補正値ｉsqrefdをトルク電流指令ｉsqrefに加算するトルク電流指令補正部２２を設けた。ハイパスフィルタ２０は、少なくとも上記共振角周波数帯を通過させる特性を持っている。その結果、直流電圧ｖdcが上昇するとインバータ出力が増えて直流電圧ｖdcの上昇を抑え、逆に直流電圧ｖdcが下降するとインバータ出力が減って直流電圧ｖdcの下降を抑える振動抑制作用が生じる。   Further, in order to positively suppress the vibration in the resonance angular frequency band, a pseudo differential value is obtained by passing the detected DC voltage vdc through the high pass filter 20, and a torque current correction value isqrefd corresponding to the pseudo differential value is obtained. A torque current command correction unit 22 for adding to the torque current command isqref is provided. The high-pass filter 20 has a characteristic of passing at least the resonance angular frequency band. As a result, when the DC voltage vdc rises, the inverter output increases and suppresses the rise of the DC voltage vdc, and conversely, when the DC voltage vdc falls, the inverter output decreases and the vibration suppressing action that suppresses the drop of the DC voltage vdc occurs.

コンデンサ７の容量Ｃはセンサレスベクトル制御装置１ごとに定まっているが、交流電源２の電源インピーダンスと配線２Ｒ、２Ｓ、２Ｔの配線インピーダンスはユーザの使用環境ごとに異なる。従って、実設計では電源インピーダンスと配線インピーダンスの範囲を想定して共振角周波数ωｏの範囲（振動角周波数帯）を求め、ハイパスフィルタ２０の遮断角周波数ωc1とローパスフィルタ２１の遮断角周波数ωc2をともに共振角周波数ωｏの範囲よりも低く設定する。この場合、余裕を持ってωｏ／２よりも低く設定するとよい。これにより、使用環境にかかわらず電動機制御系を安定化することができる。   The capacitance C of the capacitor 7 is determined for each sensorless vector control device 1, but the power supply impedance of the AC power supply 2 and the wiring impedances of the wirings 2R, 2S, and 2T are different depending on the use environment of the user. Therefore, in the actual design, the range (vibration angular frequency band) of the resonance angular frequency ωo is obtained assuming the range of the power supply impedance and the wiring impedance, and both the cutoff angular frequency ωc1 of the high pass filter 20 and the cutoff angular frequency ωc2 of the low pass filter 21 are obtained. It is set lower than the range of the resonance angular frequency ωo. In this case, it may be set lower than ωo / 2 with a margin. Thereby, an electric motor control system can be stabilized irrespective of use environment.

また、コンデンサ７を小容量にしたときの共振角周波数ωｏは、直流電圧リプルの角周波数（電源角周波数の６倍）よりも遥かに高くなる。そこで、出力電圧指令補正制御によるリプル低減を行いながらトルク電流指令補正制御による系の安定化を図るために、遮断角周波数ωc1、ωc2を交流電源２の各周波数の６倍に設定するとよい。なお、遮断角周波数ωc2をさらに下げると、徐々に出力電圧指令補正制御が作用しなくなる。   Further, the resonance angular frequency ωo when the capacitor 7 has a small capacity is much higher than the angular frequency of the DC voltage ripple (six times the power supply angular frequency). Therefore, in order to stabilize the system by the torque current command correction control while reducing the ripple by the output voltage command correction control, it is preferable to set the cutoff angular frequencies ωc1 and ωc2 to 6 times each frequency of the AC power supply 2. If the cut-off angular frequency ωc2 is further lowered, the output voltage command correction control gradually stops working.

（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態であるセンサレスベクトル制御装置のブロック構成図である。この図９において図１と同一部分には同一符号を付しており、以下において異なる構成部分について説明する。センサレスベクトル制御装置３５の電動機制御部３６は、速度制御部３７、ベクトル制御部３８およびトルク指令補正部３９を備えている。 (Second Embodiment)
FIG. 9 is a block diagram of a sensorless vector control apparatus according to the second embodiment of the present invention. 9, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and different components will be described below. The motor control unit 36 of the sensorless vector control device 35 includes a speed control unit 37, a vector control unit 38, and a torque command correction unit 39.

速度制御部３７は、回転速度指令値ωrefとフィードバックされた回転速度推定値ωestとの偏差をＰＩ補償してトルク指令値Ｔrefを生成する。また、ベクトル制御部３８は、後述する補正後のトルク指令値Ｔrefnewと電流ｉsd、ｉsqを入力し、回転速度を推定するとともに、ベクトル制御に係る演算を実行して電圧指令値ｖsdref、ｖsqrefを生成する。   The speed control unit 37 generates a torque command value Tref by PI compensation for the deviation between the rotational speed command value ωref and the fed back rotational speed estimation value ωest. Further, the vector control unit 38 receives a corrected torque command value Trefnew and currents isd and isq, which will be described later, estimates the rotational speed, and executes calculations related to vector control to generate voltage command values vsdref and vsqref. To do.

トルク指令補正部３９（トルク指令補正手段に相当）は、（48）式とほぼ同様の式に従って、直流電圧ｖdcの擬似微分値と、直流電圧ｖdcの微分値からトルク指令ＴrefまでのゲインＫｄとを乗じてトルク補正値Ｔrefdを得、それをトルク指令値Ｔrefに加算して補正後の新たなトルク指令値Ｔrefnewを生成する。ここで用いるゲインＫｄは上述した（36）式で表され、直流電圧Ｖ0については定格入力電圧相当の値ｖdcnを用いる。   The torque command correction unit 39 (corresponding to the torque command correction means), according to an expression substantially similar to the expression (48), and the gain Kd from the differential value of the DC voltage vdc to the torque command Tref To obtain a torque correction value Trefd, which is added to the torque command value Tref to generate a new corrected torque command value Trefnew. The gain Kd used here is expressed by the above-described equation (36), and a value vdcn corresponding to the rated input voltage is used for the DC voltage V0.

本実施形態によれば、直流電圧ｖdcが上昇するとトルク指令値Ｔrefnewが上昇するのでインバータ出力が増えて直流電圧ｖdcの上昇を抑え、逆に直流電圧ｖdcが下降するとトルク指令値Ｔrefnewが下降するのでインバータ出力が減って直流電圧ｖdcの下降を抑える。その結果、コンデンサ７を小容量にしても系を安定化することができる。その他、第１の実施形態と同様の作用、効果が得られる。   According to the present embodiment, when the DC voltage vdc increases, the torque command value Trefnew increases. Therefore, the inverter output increases to suppress the increase of the DC voltage vdc. Conversely, when the DC voltage vdc decreases, the torque command value Trefnew decreases. The inverter output decreases to suppress the drop in the DC voltage vdc. As a result, the system can be stabilized even if the capacitor 7 has a small capacity. In addition, operations and effects similar to those of the first embodiment can be obtained.

（第３の実施形態）
図１０は、本発明の第３の実施形態であるＶ／ｆ制御装置のブロック構成図である。この図１０において図１と同一部分には同一符号を付しており、以下において異なる構成部分について説明する。Ｖ／ｆ制御装置４０の電動機制御部４１は、Ｖ／ｆ制御部４２、周波数指令補正部４３および出力電圧指令補正部４４を備えている。 (Third embodiment)
FIG. 10 is a block diagram of a V / f control device according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 10, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and different components will be described below. The motor control unit 41 of the V / f control device 40 includes a V / f control unit 42, a frequency command correction unit 43, and an output voltage command correction unit 44.

Ｖ／ｆ制御部４２は、後述する補正後の周波数指令値ωrefnewと電流ｉｕ、ｉｗを入力し、いわゆるＶ／ｆ一定制御に係る演算を実行して電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを生成する。出力電圧指令補正部４４は、この電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに対して出力電圧指令補正を行うもので（57）式とほぼ同様の演算を実行する。   The V / f control unit 42 receives a corrected frequency command value ωrefnew and currents iu and iw, which will be described later, and performs calculations related to so-called V / f constant control to generate voltage command values vu, vv, and vw. . The output voltage command correction unit 44 performs output voltage command correction on the voltage command values vu, vv, and vw, and performs almost the same calculation as that of the equation (57).

Ｖ／ｆ一定制御ではトルク電流指令やトルク指令を用いないので、上述したトルク指令電流補正部２２やトルク指令補正部３９に替えて周波数指令補正部４３を用いている。これは、トルクとすべりがほぼ比例関係にあるという考えに基づいている。周波数指令補正部４３（周波数指令補正手段に相当）は、（48）式とほぼ同様の式に従って、直流電圧ｖdcの擬似微分値と、直流電圧ｖdcの微分値から周波数指令ωrefまでのゲインＫｆとを乗じて周波数指令補正値ωrefdを得、それを周波数指令値ωrefに加算して補正後の新たな周波数指令値ωrefnewを得る。ゲインＫｆは（40）式で表される。ここで、磁束は一定としてノミナル値φrdnを用い、直流電圧Ｖ0については定格入力電圧相当の値ｖdcnを用いる。   Since the torque current command and the torque command are not used in the constant V / f control, the frequency command correction unit 43 is used instead of the torque command current correction unit 22 and the torque command correction unit 39 described above. This is based on the idea that torque and slip are approximately proportional. The frequency command correcting unit 43 (corresponding to the frequency command correcting means) follows the pseudo differential value of the DC voltage vdc and the gain Kf from the differential value of the DC voltage vdc to the frequency command ωref in accordance with an expression substantially similar to the expression (48). To obtain a frequency command correction value ωrefd, which is added to the frequency command value ωref to obtain a new corrected frequency command value ωrefnew. The gain Kf is expressed by equation (40). Here, assuming that the magnetic flux is constant, a nominal value φrdn is used, and a value vdcn corresponding to the rated input voltage is used for the DC voltage V0.

本実施形態によれば、直流電圧ｖdcが上昇すると周波数指令値ωrefnewが上昇するのでインバータ出力が増えて直流電圧ｖdcの上昇を抑え、逆に直流電圧ｖdcが下降すると周波数指令値ωrefnewが下降するのでインバータ出力が減って直流電圧ｖdcの下降を抑える。その結果、コンデンサ７を小容量にしても系を安定化することができる。その他、第１の実施形態と同様の作用、効果が得られる。   According to this embodiment, since the frequency command value ωrefnew increases when the DC voltage vdc increases, the inverter output increases to suppress the increase of the DC voltage vdc. Conversely, when the DC voltage vdc decreases, the frequency command value ωrefnew decreases. The inverter output decreases to suppress the drop in the DC voltage vdc. As a result, the system can be stabilized even if the capacitor 7 has a small capacity. In addition, operations and effects similar to those of the first embodiment can be obtained.

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
擬似微分を実行するハイパスフィルタ２０は、本発明における変化電圧検出手段と第１のフィルタ手段とに相当するが、これに替えて完全微分回路とハイパスフィルタ回路とを直列に組み合わせてもよい。 (Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings, and can be modified or expanded as follows, for example.
The high-pass filter 20 that performs pseudo-differentiation corresponds to the change voltage detection means and the first filter means in the present invention, but instead of this, a complete differentiation circuit and a high-pass filter circuit may be combined in series.

センサレスベクトル制御装置に限らず、実速度をフィードバックするセンサを有するベクトル制御装置にも適用可能である。
交流電動機は、誘導電動機に限らず同期電動機や永久磁石モータなどであってもよい。また、三相以外の電動機であってもよい。 The present invention can be applied not only to a sensorless vector control device but also to a vector control device having a sensor that feeds back an actual speed.
The AC motor is not limited to an induction motor, and may be a synchronous motor or a permanent magnet motor. Moreover, electric motors other than three-phase may be used.

［付録］
（92）式〜（104）式に示す線形化された微分方程式の導出過程（一部）を示す。
まず、微分項を含まない（84）式〜（91）式を線形化する。ここでは、例としてｄ軸電圧指令値ｖsdrefを表す（87）式、ｑ軸電圧指令値ｖsqrefを表す（88）式、一次角周波数ωｓを表す（85）式、瞬時有効電力保存の関係式である（84）式の線形化導出式を示す。その他のすべり周波数ωslipを表す（86）式、出力電圧ｖsd、ｖsqを表す（89）式、（90）式、トルク電流補正値ｉsqrefdを表す（91）式についても同様に線形化できる。 [Appendix]
The derivation process (part) of the linearized differential equation shown in the equations (92) to (104) is shown.
First, equations (84) to (91) that do not include a differential term are linearized. Here, as an example, Equation (87) representing the d-axis voltage command value vsdref, Equation (88) representing the q-axis voltage command value vsqref, Equation (85) representing the primary angular frequency ωs, A linearization derivation formula of a certain formula (84) is shown. The other equations (86) representing the slip frequency ωslip, (89) and (90) representing the output voltages vsd and vsq, and (91) representing the torque current correction value isqrefd can be linearized in the same manner.

ｄ軸電圧指令値ｖsdrefを表す（87）式について、定格動作点における微小変化分を考慮すると（110）式が得られる。ここで、ｉsqf0、ωs0は一定値である。この（110）式の定常項は（111）式となり、微小変化分についてまとめると（112）式となる。ΔωｓとΔｉsqfとの積つまり微小変化分の２次以上の項は無視する。   With regard to the equation (87) representing the d-axis voltage command value vsdref, the equation (110) is obtained when the minute change at the rated operating point is taken into consideration. Here, isqf0 and ωs0 are constant values. The steady term of the equation (110) is the equation (111), and the minute change is summarized as the equation (112). Ignore the product of Δωs and Δisqf, that is, the second-order or higher term of minute change.

同様に、ｑ軸電圧指令値ｖsqrefを表す（88）式について、定格動作点における微小変化分を考慮すると（113）式が得られる。この（113）式の定常項は（114）式となり、微小変化分についてまとめると（115）式となる。   Similarly, for the equation (88) representing the q-axis voltage command value vsqref, the equation (113) is obtained when the minute change at the rated operating point is taken into account. The steady term of the equation (113) is the equation (114), and the minute change is summarized as the equation (115).

一次角周波数ωｓを表す（85）式について、定格動作点における微小変化分を考慮すると（116）式が得られる。この（116）式の微小変化分についてまとめると（117）式となり、これにΔｉsqrefd（導出は省略）を代入すると（118）式となる。   With regard to the equation (85) representing the primary angular frequency ωs, the equation (116) is obtained in consideration of a minute change at the rated operating point. Summarizing the minute change in the equation (116), the equation (117) is obtained. When Δisqrefd (derivation is omitted) is substituted for this, the equation (118) is obtained.

瞬時有効電力保存の関係式である（84）式について、定格動作点における微小変化分を考慮すると（119）式が得られる。この（119）式の定常項は（120）式となり、微小変化分についてまとめると（121）式となる。   With regard to the equation (84), which is a relational expression for instantaneous active power storage, the equation (119) can be obtained by considering the minute change at the rated operating point. The steady term of the equation (119) is the equation (120), and the minute change is summarized as the equation (121).

Δｖsdref、Δｖsqrefにそれぞれ（112）式、（115）式を代入すると（122）式が得られ、さらにΔωｓに（118）式を代入すると（123）式が得られる。

Substituting Equations (112) and (115) into Δvsdref and Δvsqref, respectively, obtains Equation (122), and further substituting Equation (118) into Δωs yields Equation (123).

この（123）式を整理すると線形化された（124）式が得られる。

If this equation (123) is arranged, a linearized equation (124) is obtained.

続いて、誘導電動機９の速度センサレスベクトル制御系および直流部の微分方程式（71）式〜（83）式を線形化する。ここでは、例として直流部の電流ｉｓに係る微分方程式（80）式と、直流電圧ｖdcに係る微分方程式（81）式の線形化導出式を示す。その他の微分方程式についても同様に線形化できる。   Subsequently, the differential equations (71) to (83) of the speed sensorless vector control system and the DC unit of the induction motor 9 are linearized. Here, as an example, a linearization derivation formula of a differential equation (80) related to the current is of the DC section and a differential equation (81) related to the DC voltage vdc is shown. Other differential equations can be linearized similarly.

直流部の電流ｉｓに係る微分方程式（80）式について、定格動作点における微小変化分を考慮すると（125）式が得られ、微小変化分についてまとめると（126）式となる。なお、特性根を計算するに際し、（126）式の第３項を０としている。   With regard to the differential equation (80) relating to the current is of the direct current section, the equation (125) is obtained when the minute change at the rated operating point is taken into account, and the equation (126) is obtained by summarizing the minute change. In calculating the characteristic root, the third term of the equation (126) is set to zero.

直流電圧ｖdcに係る微分方程式（81）式について、定格動作点における微小変化分を考慮すると（127）式が得られ、微小変化分についてまとめると（128）式となる。

With regard to the differential equation (81) relating to the DC voltage vdc, the equation (127) is obtained when the minute change at the rated operating point is taken into account, and the equation (128) is obtained by summarizing the minute change.

ここで、Δｉｉは状態変数ではないので、瞬時有効電力保存の式の線形化で導出した(124)式を用いて置き換える。(124)式よりΔｉｉは次の（129）式のようになる。

Here, since Δii is not a state variable, it is replaced using the equation (124) derived by linearizing the equation for instantaneous effective power storage. From equation (124), Δii is represented by the following equation (129).

この（129）式を(127)式に適用する。また、定常状態においては、フィルタ後とフィルタ前とで値が等しいと仮定し、出力電圧指令補正が正確に行なわれて電圧指令値と誘導電動機９に印加される実電圧とが等しいと仮定すると、以下の（130）式が成立する。この（130）式に留意して（128）式を整理すると、全て状態変数を用いて表した（131）式が得られる。   This equation (129) is applied to the equation (127). In a steady state, it is assumed that the values are the same after filtering and before filtering, and it is assumed that the output voltage command correction is accurately performed and the voltage command value and the actual voltage applied to the induction motor 9 are equal. The following equation (130) is established. If the equation (128) is rearranged while paying attention to the equation (130), the equation (131) expressed using state variables can be obtained.

本発明の第１の実施形態を示すセンサレスベクトル制御装置のブロック構成図The block block diagram of the sensorless vector control apparatus which shows the 1st Embodiment of this invention 直流部の解析モデルを示す図Diagram showing the DC model analysis model 定常状態における線形化システムのＡ行列を示す図Diagram showing A matrix of linearization system in steady state トルク電流指令補正制御を無効化し出力電圧指令補正を有効化した場合のコンデンサ容量Ｃの変化に対する根軌跡を示す図The figure which shows the root locus with respect to the change of the capacitor | condenser capacity C at the time of invalidating torque current command correction control and enabling output voltage command correction トルク電流指令補正制御を有効化した場合と無効化した場合の特性根を示す図Diagram showing the characteristic root when torque current command correction control is enabled and disabled トルク電流指令補正制御と出力電圧指令補正を有効化した場合のローパスフィルタの時定数Ｔｖの変化に対する根軌跡を示す図The figure which shows the root locus with respect to the change of the time constant Tv of a low-pass filter at the time of validating torque current command correction control and output voltage command correction ハイパスフィルタの遮断角周波数ωc1とローパスフィルタの遮断角周波数ωc2との組み合わせに対する特性根を示す図Diagram showing the characteristic root for the combination of the cutoff angular frequency ωc1 of the high-pass filter and the cutoff angular frequency ωc2 of the low-pass filter 図７における原点付近の拡大図Enlarged view near the origin in FIG. 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図FIG. 1 equivalent diagram showing a second embodiment of the present invention 本発明の第３の実施形態を示す図１相当図FIG. 1 equivalent view showing a third embodiment of the present invention

符号の説明Explanation of symbols

図面中、３はコンバータ（整流回路）、４はインバータ、５、６は直流母線、７はコンデンサ、８は電圧検出器（直流電圧検出手段）、９は誘導電動機（交流電動機）、１２、３６、４１は電動機制御部（電動機制御装置）、２０はハイパスフィルタ（変化電圧検出手段、第１のフィルタ手段）、２１はローパスフィルタ（第２のフィルタ手段）、２２はトルク電流指令補正部（トルク指令補正手段）、２３、４４は出力電圧指令補正部（出力電圧指令補正手段）、３９はトルク指令補正部（トルク指令補正手段）、４３は周波数指令補正部（周波数指令補正手段）である。   In the drawing, 3 is a converter (rectifier circuit), 4 is an inverter, 5 and 6 are DC buses, 7 is a capacitor, 8 is a voltage detector (DC voltage detecting means), 9 is an induction motor (AC motor), and 12, 36 , 41 is a motor control unit (motor control device), 20 is a high-pass filter (change voltage detection means, first filter means), 21 is a low-pass filter (second filter means), and 22 is a torque current command correction unit (torque). (Command correction means), 23 and 44 are output voltage command correction sections (output voltage command correction means), 39 is a torque command correction section (torque command correction means), and 43 is a frequency command correction section (frequency command correction means).

Claims (3)

直流母線と交流電動機との間に設けられたインバータを介して前記交流電動機をベクトル制御する電動機制御装置において、
前記直流母線間の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
この直流電圧検出手段により検出された直流電圧の所定時間当たりの変化電圧を検出する変化電圧検出手段と、
この変化電圧検出手段により検出された所定時間当たりの変化電圧のうち、前記直流母線側の定数から定まる共振角周波数を含む高域角周波数の電圧成分を通過させる第１のフィルタ手段と、
この第１のフィルタ手段の出力電圧に応じた補正値をトルク指令またはトルク電流指令に加算するトルク指令補正手段と、
前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧のうち、前記共振角周波数の電圧成分を遮断し低域角周波数の電圧成分を通過させる第２のフィルタ手段と、
この第２のフィルタ手段の出力電圧に基づいて前記インバータに対する出力電圧指令を補正する出力電圧指令補正手段とを備えていることを特徴とする電動機制御装置。 In the motor control device that performs vector control of the AC motor via an inverter provided between the DC bus and the AC motor,
DC voltage detecting means for detecting a DC voltage between the DC buses;
Change voltage detection means for detecting a change voltage per predetermined time of the DC voltage detected by the DC voltage detection means;
Of the change voltage per predetermined time detected by the change voltage detection means, a first filter means for passing a high frequency angular frequency voltage component including a resonance angular frequency determined from a constant on the DC bus side;
Torque command correction means for adding a correction value corresponding to the output voltage of the first filter means to the torque command or torque current command;
Of the DC voltage detected by the DC voltage detection means, a second filter means for blocking the voltage component of the resonance angular frequency and passing the voltage component of the low-frequency angle frequency;
An electric motor control device comprising: output voltage command correcting means for correcting an output voltage command for the inverter based on an output voltage of the second filter means. 直流母線と交流電動機との間に設けられたインバータを介して前記交流電動機をＶ／ｆ一定制御する電動機制御装置において、
前記直流母線間の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
この直流電圧検出手段により検出された直流電圧の所定時間当たりの変化電圧を検出する変化電圧検出手段と、
この変化電圧検出手段により検出された所定時間当たりの変化電圧のうち、前記直流母線側の定数から定まる共振角周波数を含む高域角周波数の電圧成分を通過させる第１のフィルタ手段と、
この第１のフィルタ手段の出力電圧に応じた補正値を周波数指令に加算する周波数指令補正手段と、
前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧のうち、前記共振角周波数の電圧成分を遮断し低域角周波数の電圧成分を通過させる第２のフィルタ手段と、
この第２のフィルタ手段の出力電圧に基づいて前記インバータに対する出力電圧指令を補正する出力電圧指令補正手段とを備えていることを特徴とする電動機制御装置。 In the motor control apparatus for controlling the AC motor at a constant V / f via an inverter provided between the DC bus and the AC motor,
DC voltage detecting means for detecting a DC voltage between the DC buses;
Change voltage detection means for detecting a change voltage per predetermined time of the DC voltage detected by the DC voltage detection means;
Of the change voltage per predetermined time detected by the change voltage detection means, a first filter means for passing a high frequency angular frequency voltage component including a resonance angular frequency determined from a constant on the DC bus side;
Frequency command correction means for adding a correction value corresponding to the output voltage of the first filter means to the frequency command;
Of the DC voltage detected by the DC voltage detection means, a second filter means for blocking the voltage component of the resonance angular frequency and passing the voltage component of the low-frequency angle frequency;
An electric motor control device comprising: output voltage command correcting means for correcting an output voltage command for the inverter based on an output voltage of the second filter means. 前記直流母線側には三相交流電圧を整流する整流回路が設けられており、
前記第１および第２のフィルタ手段の遮断角周波数は、前記三相交流電圧の角周波数の６倍に設定されていることを特徴とする請求項１または２記載の電動機制御装置。 A rectifier circuit for rectifying a three-phase AC voltage is provided on the DC bus side,
3. The motor control device according to claim 1, wherein the cutoff angular frequency of the first and second filter means is set to 6 times the angular frequency of the three-phase AC voltage.

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