JP2007174325A - Semiconductor integrated circuit, calibration means of transmitter provided in same, and mobile communication equipment using same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ポーラーループ送信機の振幅ループ帯域よりも狭いまたは同程度の帯域をもつ電力増幅部を含むポーラーループ送信機の位相余裕確保、及び、電力増幅部の帯域ばらつきによる特性劣化を低減する補正技術に関し、特に携帯電話機のような移動体通信装置に適用して有効な半導体集積回路（ＩＣ）、それに設けられる送信機、及びその校正方法、並びにその移動体通信装置に関する。 The present invention secures a phase margin of a polar loop transmitter including a power amplifying unit having a band narrower than or similar to the amplitude loop band of the polar loop transmitter, and reduces characteristic deterioration due to band variation of the power amplifying unit. More particularly, the present invention relates to a semiconductor integrated circuit (IC) effective when applied to a mobile communication device such as a mobile phone, a transmitter provided in the semiconductor integrated circuit (IC), a calibration method thereof, and the mobile communication device.
一般に、移動体通信端末における送信側出力部には、電力増幅回路が組み込まれている。従来のGSM方式の移動体通信端末の中には、送信出力を検出する検出器からの信号とベースバンド回路からの送信要求信号に基づいて電力増幅回路の制御信号を生成するAPC (Automatic Power Control)回路と呼ばれるフィードバック回路が採用されているものがある。該制御信号により、電力増幅回路のアンプ部を構成するＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のゲートバイアス電圧やバイポーラトランジスタのベースバイアス電圧が制御される。 Generally, a power amplifier circuit is incorporated in a transmission side output unit in a mobile communication terminal. Some conventional GSM mobile communication terminals use APC (Automatic Power Control) to generate a control signal for a power amplifier circuit based on a signal from a detector that detects transmission output and a transmission request signal from a baseband circuit. ) Some feedback circuits called circuits are used. The control signal controls the gate bias voltage of the FET (field effect transistor) constituting the amplifier section of the power amplifier circuit and the base bias voltage of the bipolar transistor.
またその他に、ベースバンド回路からの送信要求信号に基づいて電力増幅回路のドレイン電圧またはコレクタ電圧をいわゆるLDO (Low Dropout regulator)等の制御回路を介して制御する構成が採用されているものもある。 In addition, there is a configuration in which the drain voltage or collector voltage of the power amplifier circuit is controlled via a control circuit such as a so-called LDO (Low Dropout regulator) based on a transmission request signal from the baseband circuit. .
一般的に、前者のゲートバイアス電圧もしくはベースバイアス電圧を制御する構成の方が、上記LDOでの損失がない分電力増幅回路の高効率化に有利である。 In general, the former configuration in which the gate bias voltage or base bias voltage is controlled is more advantageous for improving the efficiency of the power amplifier circuit because there is no loss in the LDO.
送信信号の変調方式として、送信したい信号を位相成分と振幅成分に分離した後、位相ループと振幅ループでそれぞれフィードバックをかけアンプで合成して出力するポーラーループと呼ばれる方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。 As a modulation method of a transmission signal, a method called a polar loop is known in which a signal to be transmitted is separated into a phase component and an amplitude component, and then feedback is applied to each of the phase loop and the amplitude loop, which is synthesized by an amplifier and output (for example, Non-Patent Document 1).
また、特許文献１には、ポーラーループ方式の無線通信装置において、可変利得増幅回路を含む振幅ループのゲインのばらつきを求め、その結果に基づいて変利得増幅回路の出力制御信号に対するゲイン特性を補正するデータを不揮発性メモリに格納するようにしたものが開示されている。
Further,
従来、携帯電話機のような移動体通信端末の方式の一つに欧州で採用されているGSM (Global System for Mobile Communications)と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、搬送波の位相を送信データに応じてシフトするGMSK(Gaussian Minimum Shift Keying)と呼ばれる位相変調方式が用いられている。 Conventionally, there is a system called GSM (Global System for Mobile Communications) adopted in Europe as one of mobile communication terminal systems such as mobile phones. This GSM system uses a phase modulation system called GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) that shifts the phase of a carrier wave according to transmission data.
近年の携帯電話機においては、音声信号の通信はGMSK変調で行ない、データ通信は３π/８-shift ８PSK (Phase Shift Keying)変調で行なうデュアルモードの通信機能を有するGSM方式を発展させたEDGE (Enhanced Data Rate for GSM Evolution)方式が提案され開発が行われている。８PSK変調はGMSK変調における搬送波の位相シフトにさらに振幅シフトを加えたような変調であり、１シンボル当たり１ビットの情報を送るＧＭＳＫ変調に対し、８PSK変調では１シンボル当たり３ビットの情報を送ることができる。そのため、EDGE方式はGSM方式に比べて高い伝送レートによる通信を行なうことができる。 In recent mobile phones, EDGE (Enhanced) is an advanced version of the GSM system that has a dual-mode communication function that uses GMSK modulation for audio signal communication and 3π / 8-shift 8PSK (Phase Shift Keying) modulation for data communication. Data Rate for GSM Evolution) method has been proposed and developed. The 8PSK modulation is a modulation in which the amplitude shift is further added to the phase shift of the carrier wave in the GMSK modulation. In contrast to the GMSK modulation that sends 1 bit information per symbol, the 8PSK modulation sends 3 bits information per symbol. Can do. Therefore, the EDGE method can perform communication at a higher transmission rate than the GSM method.
送信信号の位相成分と振幅成分にそれぞれ情報を持たせる変調方式の実現方法としては、前記のとおり、特許文献１や非特許文献１に記載のポーラーループ方式が知られている。
As described above, the polar loop method described in
本発明者等は、発明に先立ちEDGE方式の移動体通信端末に高効率化に有利なゲートバイアス電圧もしくはベースバイアス電圧を制御する構成の電力増幅回路を用いたポーラーループ方式を採用することについて検討を行なった。その結果、ポーラーループ方式で８PSK変調を実現しようとすると、振幅ループの安定性を確保することが困難であるという課題があることが明らかとなった。 Prior to the invention, the present inventors examined the adoption of a polar loop system using a power amplifier circuit configured to control a gate bias voltage or a base bias voltage advantageous for high efficiency in an EDGE mobile communication terminal. Was done. As a result, it has been clarified that there is a problem that it is difficult to ensure the stability of the amplitude loop when 8PSK modulation is realized by the polar loop method.
すなわち、前記特許文献１に開示されたようなポーラーループ方式が適用される無線通信装置は、位相ループと振幅ループに共通のフィードバックパスに、電力増幅回路、カプラ、バイアス回路などを含むパワーモジュールを備えている。
That is, a wireless communication apparatus to which a polar loop system as disclosed in
このようなポーラーループ方式を適用した無線通信装置において、パワーモジュール内の電力増幅回路の出力雑音を低減するためには、ゲートもしくはベース入力端子よりも前段に、例えばバイアス回路内に、雑音抑圧用フィルタを設けることが必要となる。しかし、このようなフィルタを設けると、位相遅延により、振幅ループの位相余裕が十分確保できないという課題がある。 In a wireless communication apparatus using such a polar loop method, in order to reduce the output noise of the power amplifier circuit in the power module, noise reduction is performed before the gate or base input terminal, for example, in the bias circuit. It is necessary to provide a filter. However, when such a filter is provided, there is a problem that the phase margin of the amplitude loop cannot be sufficiently secured due to the phase delay.
さらに、ポーラーループ方式で８PSK変調を実現しようとすると、送信波形のスペクトラムが規格の要求を満たすことが困難であるという課題があることが明らかになった。 Furthermore, it has been clarified that there is a problem that it is difficult for the spectrum of the transmission waveform to meet the requirements of the standard when trying to realize 8PSK modulation by the polar loop method.
それゆえ、本発明の１つの目的は、位相変調と振幅変調を行なう機能を有し制御帯域の狭い電力増幅部を用いた携帯電話機のような移動体通信端末において、振幅ループの安定性を確保することである。 Therefore, one object of the present invention is to ensure the stability of an amplitude loop in a mobile communication terminal such as a mobile phone having a function of performing phase modulation and amplitude modulation and using a power amplifier having a narrow control band. It is to be.
本発明の他の目的は、送信波形のスペクトラムが規格の要求を満たすことが容易な信頼性の高い移動体通信端末を提供することにある。 Another object of the present invention is to provide a highly reliable mobile communication terminal in which the spectrum of a transmission waveform can easily meet the requirements of the standard.
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。 The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description of the present specification and the accompanying drawings.
本願において開示される発明のうち１つの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。 The outline of one of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
本発明の半導体集積回路は、参照信号位相に同期する位相ループと前記参照信号の包絡線に同期する振幅ループ及び電力増幅部とを有し、該電力増幅部において前記参照信号に同期した位相情報と包絡線情報とを合成し出力信号を生成する送信機を備え、該電力増幅部は入力端子と出力端子と利得制御端子と帰還信号出力端子を有し、前記位相情報が該入力端子に入力され、前記包絡線情報が該利得制御端子に入力され、該利得制御端子から該帰還信号出力端子への制御帯域が前記振幅ループの帯域よりも狭いまたは同程度であって、前記振幅ループは、前記電力増幅部の前記利得制御端子から前記帰還信号出力端子への制御周波数特性の逆特性を含む特性を有する回路部材を具備してなる、ことを特徴とする。 The semiconductor integrated circuit of the present invention has a phase loop synchronized with a reference signal phase, an amplitude loop synchronized with an envelope of the reference signal, and a power amplification unit, and phase information synchronized with the reference signal in the power amplification unit And a transmitter that generates an output signal by combining the envelope information with the envelope information, and the power amplifier has an input terminal, an output terminal, a gain control terminal, and a feedback signal output terminal, and the phase information is input to the input terminal. The envelope information is input to the gain control terminal, and the control band from the gain control terminal to the feedback signal output terminal is narrower or similar to the band of the amplitude loop, and the amplitude loop is A circuit member having characteristics including a reverse characteristic of a control frequency characteristic from the gain control terminal to the feedback signal output terminal of the power amplifying unit is provided.
本願において開示される発明のうち代表的なものによれば、位相変調と振幅変調を行なう機能を有する携帯電話機のような移動体通信装置において、狭帯域な電力増幅部を用いても振幅ループの位相余裕を十分確保し信頼性の高い動作を実現することができる。 According to a representative invention disclosed in the present application, in a mobile communication device such as a mobile phone having a function of performing phase modulation and amplitude modulation, even if a narrow band power amplifier is used, the amplitude loop It is possible to achieve a highly reliable operation with sufficient phase margin.
以下、本発明に係る送信機及びそれを用いた移動体通信装置の実施形態を、図面に示した幾つかの実施例を参照して更に詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of a transmitter and a mobile communication apparatus using the transmitter according to the present invention will be described in more detail with reference to some examples shown in the drawings.
まず、図１及び図２を用いて本発明の第１の実施例を説明する。図１は、本発明の第１の実施例になるポーラーループ方式の移動体通信装置の概略構成を示す。図１の移動体通信装置は、GSMシステムにおけるGMSK変調やEDGEシステムにおける８PSK変調を行なうことができる高周波IC（半導体集積回路）１００と、パワーモジュール１０２及びベースバンド回路１０１を含んで構成されている。パワーモジュール１０２は、パワーアンプ１２５、カプラ１２６、PDIV１２７、DET１２８、EAMP１２９、BIAS１３０を含んで構成される。
First, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 shows a schematic configuration of a polar loop type mobile communication apparatus according to a first embodiment of the present invention. 1 includes a high frequency IC (semiconductor integrated circuit) 100 capable of performing GMSK modulation in a GSM system and 8PSK modulation in an EDGE system, a
高周波IC１００で生成された送信信号(TXOUT)が、パワーモジュール１０２の入力端子から入力され、これを電力増幅回路（以下、パワーアンプと称する）１２５で増幅し出力端子から出力される出力信号（PAOUT）によりアンテナを駆動して送信を行なう。パワーモジュール１０２は、さらに、送信電力(パワーアンプの出力レベル)を検出するためのカプラ１２６、信号分岐回路(以下、PDIVと称する)１２７、検波回路(以下、DETと称する)１２８、二つの入力電圧の差に比例した信号を出力する誤差増幅器(以下、EAMPと称する)１２９、パワーアンプのバイアス回路(以下、BIASと称する)１３０、パワーアンプへ利得制御信号Vapcが供給される出力電力制御端子、及び、パワーアンプの出力レベルVfeedが出力される帰還信号出力端子等を備えている。
A transmission signal (TXOUT) generated by the
ベースバンド回路１０１は、送信データ（ベースバンド信号）に基づいて互いに９０°位相のずれたI/Q信号(I, IBとQ, QBはそれぞれ差動信号を示す)、高周波IC１００の制御信号(LE、DATA、CLK)やパワーモジュール１０２出力電力の制御信号Vrampを生成したりする。DATAは制御データを、CLKはクロックを、LEはDATAを取り込むトリガ信号である。なお、DATAは両方向通信が可能であり、ベースバンド回路１０１から高周波IC１００へデータを送信するだけでなく、高周波IC１００からベースバンド回路１０１へ必要なデータを送信するためにも使われる。
The
高周波IC１００は、１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成される。図１には示されていないが、高周波IC１００のチップ上には、上記のような送信系の回路の他に、受信系回路３０１（図２１参照）が形成されている。この高周波IC１００とパワーモジュール１０２等を１つのセラミック基板のような絶縁基板上に実装してモジュールとして構成することもできる。
The high frequency IC 100 is configured as a semiconductor integrated circuit on one semiconductor chip. Although not shown in FIG. 1, a reception system circuit 301 (see FIG. 21) is formed on the chip of the
本実施例のポーラーループは、位相制御のためのフィードバックループ（以下、位相ループと称する）の他に、振幅制御のためのフィードバックループ（以下、振幅ループと称する）を含む、全体として２つの制御ループを備える。 The polar loop of this embodiment includes two feedback controls as a whole, including a feedback loop for amplitude control (hereinafter referred to as an amplitude loop) in addition to a feedback loop for phase control (hereinafter referred to as a phase loop). Provide a loop.
この実施例のポーラーループを構成する高周波IC１００は、発振器IFVCO１０６bで生成された中間周波数の発振信号から互いに位相が９０°ずれた信号を生成する分周回路(以下、DIVと称する)１０７aと、ベースバンド回路１０１から供給される差動I/Q信号と周波数シンセサイザ１１９aから供給される信号をDIV１０７aで分周した信号とをミキシングして直交変調を行なう直交変調回路(以下、MODと称する)１０３と、位相変調された送信信号（搬送波）TXOUTを生成する送信用発振器TxVCO１０６aと、位相ループの帯域を制限するループフィルタＬＰＦ１０４aとを含んでいる。周波数シンセサイザ１１９a は、IFVCO１０６b、DIV１０７c、DIV１０７d、位相比較器(以下、PDと称する)１０５b、及びループフィルタLPF１０４dで構成されている。
The
高周波IC１００は、また、TxVCOの出力信号TXOUTが入力されるアンプ１４０aと、PDIV１２７の出力信号が入力されるアンプ１４０bと、アンプ１４０aとアンプ１４０bの出力端子とに接続されたスイッチ(以下、SWと称する)９と、このSW９の出力信号と高周波発振器ＲＦＶＣＯ１０６ｃからの発振信号をDIV１０７bで分周した信号とをミキシングして８０ＭＨｚのような信号を生成するミクサ(以下、MIXと称する)１１７とを含んでいる。MIX１１７は、電力制御部の出力周波数を所望の周波数にダウンコンバートする周波数変換回路としての機能を有するものであり、その出力信号がフィードバック側可変利得増幅回路MVGA１１６で増幅されてフィードバック信号となる。高周波IC１００は、さらに、MVGA１１６の出力信号（フィードバック信号）とMOD１０３の出力信号との位相差を検出するPD１０５aと、MVGA１１６出力信号とMOD１０３の出力信号とを比較して包絡線レベル差を検出する包絡線検出回路(又は包絡線比較器、以下、単にAMDと称する)１０９、AMD１０９の出力電流に応じた電圧を発生するとともに振幅ループの周波数帯域を規制するループフィルタLPF１０４b、ループフィルタLPF１０４bの出力を増幅するフォワード側可変利得増幅回路IVGA１１０を含んでいる。
The
高周波IC１００は、さらに、チップ内部の制御情報を設定するためあるいは動作モードを設定するための情報を保持する第１のレジスタ１５０及び第２のレジスタ１５１と、制御回路１２２などを備えている。制御回路１２２は、これらのレジスタの設定値に基づく制御情報１２４を用いてチップ内部の各回路に対するタイミング信号や制御信号１２３などを生成、出力して動作モードに応じて所定の動作を実現する。なお、第１のレジスタ１５０及び第２のレジスタ１５１内の情報は制御回路１２２により、ベースバンド回路１０１等に設けられた不揮発性メモリから取得され、あるいは、不揮発性メモリに保持される。
The
本実施例では、PDIV１２７出力端子がアンプ１４０bの入力端子に直接接続されているが、その間にアッテネータや整合回路を挿入する場合もある。IVGA１１０の後段には、電圧−電流変換器VIC１１１と、VIC１１１出力電流に応じた電圧を発生するとともに振幅ループの周波数帯域を規制するためのループフィルタLPF１０４c及びアンプLVC１１３が設けられ、LVC１１３のマイナス側入力にはVIC１１１出力端子が、プラス側入力には直流電圧源(以下、VDと称する)１が接続されている。ループフィルタLPF１０４cには、例えばラグリードフィルタが用いられる。また、VIC１１１出力端子には二つの入力に応じた電流を出力するアンプVID１１２の出力端子が接続されており、LVC１１３出力端子はEAMP１２９のプラス側入力端子に接続されるとともにVID１１２のマイナス側入力端子に接続される。
In this embodiment, the PDIV127 output terminal is directly connected to the input terminal of the
ベースバンド回路１０１から出力されるパワーアンプ出力電力制御用信号Vrampは、SW３を介してVID１１２のプラス側入力端子、または、MVGA１１６とIVGA１１０の利得制御用端子に入力される。さらに、RFVCO１０６c、DIV１０７e、DIV１０７f、PD１０５c、ループフィルタLPF１０４eは、周波数シンセサイザ１１９bを構成し、その参照信号には、例えば２６MHzの発振器１２０の出力信号が用いられ、DIV１０７d、DIV１０７fに該参照信号が入力される。なお、発振器１２０には一般的に精度の良い周波数安定度が要求されるため水晶を共振器として利用した水晶発振器が用いられることが多い。
The power amplifier output power control signal Vramp output from the
この実施例では、上記パワーモジュール１０２のAPC回路、パワーアンプ出力レベルの帰還信号Vfeedが出力される帰還信号出力端子、高周波IC１００のアンプ１４０b、MIX１１７、MVGA１１６、AMD１０９、振幅制御用の第１のループフィルタLPF１０４b、IVGA１１０、VIC１１１、振幅制御用の第２のループフィルタLPF１０４c、及び利得制御信号Vapcが供給される出力電力制御端子により振幅ループが構成されている。第２のループフィルタLPF１０４cは、ノイズ抑圧、位相安定を目的としており、前記ラグリードフィルタが用いられる。
In this embodiment, the APC circuit of the
また、この実施例では、PD１０５a、位相制御用のループフィルタLPF１０４a、TxVCO１０６a、パワーモジュール１０２のAPC回路、アンプ１４０b、MIX１１７、及びMVGA１１６により、位相ループが構成される。具体的には、MOD１０３の出力信号とMIX１１７からのフィードバック信号に位相差が生じていると、この誤差を減少させるような電圧がTxVCO１０６aの周波数制御端子に供給され、MIX１１７からのフィードバック信号の位相がMOD１０３の出力信号の位相と一致するようになる。なお、送信用発振器ＴｘＶＣＯの振幅は一定である。
In this embodiment, the
この実施例では、MVGA１１６の出力をPD１０５aにフィードバックさせる経路、及びカプラ１２６，PDIV１２７，Vfeedが出力される帰還信号出力端子、アンプ１４０b、MIX１１７、MVGA１１６を含む経路が、振幅ループと位相ループの共通のフィードバックパスとして使用可能に構成されている。
In this embodiment, the path for feeding back the output of the
TxVCO１０６aからのフィードバックループはサブループと呼ばれ、パワーアンプ１２５からのフィードバックループはメインループと呼ばれ、その選択はSW９の制御により行われる。
The feedback loop from the
GSMモードでは、パワーアンプ１２５の出力に位相変調成分のみが含まれるから上記サブループを用いた位相ループのみを用い、振幅ループは用いる必要がなく、不必要な回路は消費電流低減のため非動作状態に設定される。Vramp信号はSW３を介してVID１１２のプラス側入力端子に入力され、VID１１２、振幅制御用の第２のループフィルタLPF１０４c、LVC１１３を含むフィードバック回路を介してEAMP１２９のプラス側入力端子に利得制御信号Vapcが入力される。この場合、利得制御信号VapcはVrampに等しい。上記APC回路は動作状態に設定されており、Vapcに応じたパワーアンプ１２５の出力信号PAOUTがアンテナに出力される。PAOUTは上記APC回路の効果によりパワーアンプ１２５の利得ばらつき等の影響を受けにくいレベルが安定化された信号となる。
In the GSM mode, since only the phase modulation component is included in the output of the
ＥＤＧＥモードでは、パワーアンプ１２５の出力に位相変調成分と振幅変調成分の両方が含まれるため、上記メインループを用いて位相ループと振幅ループの両者を用いる。本実施例ではEDGEモードにおいても上記APCループはフィードバック回路として動作させる。ただし、送信開始時はパワーアンプ１２５の出力がまだ立ち上がっていないので上記メインループを用いて位相ループをロックさせることができない。そのために、送信開始時には上記サブループを用いて位相ループをまずロックさせ、パワーアンプ１２５出力が十分大きくなった後、サブからメインにループを切り替える。このEDGEモードにおけるパワーアンプ１２５出力電力制御はMVGA１１６の利得をベースバンド回路１０１のVrampにより制御することで行われる。
In the EDGE mode, since both the phase modulation component and the amplitude modulation component are included in the output of the
なお、ＭＶＧＡ１１６の利得が変化すると、振幅ループの利得が変化し、これにより位相余裕が減少しループの安定性が低下する。そこで、本実施例においては、パワーアンプ１２５の出力電力を制御する際、MVGA１１６の利得を増加（減少）した場合には、それと逆方向にIVGA１１０のゲインを減少（増加）するよう設計される。これによって、パワーアンプ１２５の出力電力によらず振幅ループの周波数帯域も一定に保たれる。
Note that when the gain of the
位相ループのオープンループ利得が０dBになる周波数(オープンループ周波数帯域)はGSMモード、EDGEモードに応じて最適な帯域に設定される。発明者の検討の結果、GSMモードでは約１.０MHz、EDGEモードでは約１.８MHzが最適であると判明した。モードに応じたオープンループ周波数帯域設定を可能にするため、位相制御用ループフィルタLPF１０４aの特性をモードに応じて切り替える。すなわち、GSMモードではSW１をオープン状態に設定し、EDGEモードではSW１をショート状態に設定しR２bとR２b'が並列抵抗となるようにする。なお、SW１の制御は制御回路１２２から供給される制御信号１２３によって行われる。
The frequency at which the open loop gain of the phase loop becomes 0 dB (open loop frequency band) is set to an optimum band according to the GSM mode and EDGE mode. As a result of the inventors' investigation, it was found that about 1.0 MHz is optimal in the GSM mode and about 1.8 MHz in the EDGE mode. In order to enable setting of an open loop frequency band according to the mode, the characteristics of the phase control
振幅ループは前述の通りEDGEモードでのみ使用される。そのオープンループ周波数帯域の一例について、図２を用いて以下詳細に説明する。 The amplitude loop is only used in EDGE mode as described above. An example of the open loop frequency band will be described in detail below with reference to FIG.
図２の(a)は横軸に周波数をログスケールで、縦軸に利得をdB単位で描いたものである。「振幅ループ」は振幅ループのオープンループ周波数特性を示す。本発明者等が詳しく検討したところによると、ＥＶＭやスペクトラムとノイズ抑制の両方の要求を満たすためには、振幅ループのオープンループ周波数帯域を約１．８ＭＨｚ±４００ｋＨｚに設定するのが望ましいことが分かった。そこで図２では、１.８MHzがオープンループ周波数帯域として記述した。「振幅ループ」特性は「LPF１０４b」、「LPF１０４c」、「APC」特性の合成特性である。
In FIG. 2A, the horizontal axis represents frequency on a log scale, and the vertical axis represents gain in dB. “Amplitude loop” indicates the open loop frequency characteristic of the amplitude loop. According to a detailed study by the present inventors, it is desirable to set the open loop frequency band of the amplitude loop to about 1.8 MHz ± 400 kHz in order to satisfy the requirements of both EVM and spectrum and noise suppression. I understood. Therefore, in FIG. 2, 1.8 MHz is described as an open loop frequency band. The “amplitude loop” characteristic is a composite characteristic of the “
「APC」特性は、前述のAPC回路のVapcからVfeedへの伝達特性を示し、PAOUTに含まれる雑音を低減するため狭帯域に設計される。すなわち、VapcからVfeedへの制御帯域は、振幅ループの帯域よりも狭いかまたは同程度に設計される。図２の(a)例では、振幅ループのオープンループ周波数帯域１.８MHzに対し、APC帯域はこれよりも狭い４００kHzに設計されている。 The “APC” characteristic indicates a transfer characteristic from the Vapc to Vfeed of the APC circuit described above, and is designed in a narrow band to reduce noise included in PAOUT. In other words, the control band from Vapc to Vfeed is designed to be narrower or the same as that of the amplitude loop. In the example of FIG. 2A, the APC band is designed to be 400 kHz narrower than the open loop frequency band of 1.8 MHz of the amplitude loop.
VapcからVfeedへの伝達特性H１は、ラプラス演算子sを用いて例えば数式１で近似できる。
The transfer characteristic H 1 from Vapc to Vfeed can be approximated by, for example,
APC回路を構成するカプラ１２６、PDIV１２７、DET１２８、EAMP１２９、BIAS１３０、パワーアンプ１２５は、以下に示す特性を満足するよう設計される。すなわち、副極wp２はwp１に対し例えば、１０倍以上大きく、上記APC帯域(例えば４００kHz)はほぼG１とwp１で決まる、すなわち、２πwp１=４００kHzに設計される。なお、wp２以外にさらに他の副極が存在する場合もあるが、それも上記同様主極に対して十分大きく(例えば１０倍以上)設計される。
The
「LPF１０４b」に関しては、ループフィルタLPF１０４bの入力電流に対する出力電圧の伝達関数H２は、数式２の様に表される。
Respect "LPF104b" is a transfer function of H 2 output voltage to the input current of the loop filter LPF104b is expressed as in
このように、位相ループとは共通でない振幅ループ単独のフィードバック経路中であって、かつ、AMD１０９からパワーモジュール１０２のAPC回路へ利得制御信号Vapcが供給される出力電力制御端子までの間に、電力増幅部の逆特性を含む第１のループフィルタLPF１０４bが配置されている。この第１のループフィルタLPF１０４bは、APCのVapcからVfeedへの制御周波数特性の逆特性を含む逆特性回路として構成されている。
As described above, the power is in the feedback path of the amplitude loop alone that is not common with the phase loop and between the
本実施例の「振幅ループ」は、APC回路と第２のループフィルタLPF１０４cに加えて第１のループフィルタLPF１０４bを含んでいるので、これら「APC」と「LPF１０４c」及び「LPF１０４b」の合成位相特性である振幅ループ全体の特性は、図２の(a)に「振幅ループ」として実線で示す特性となる。
Since the “amplitude loop” of the present embodiment includes the first
図２の(b)は、横軸に周波数をログスケールで、縦軸に位相をdegree単位で描いたものである。図２の(a)に関して述べた通り、振幅制御用の第１のループフィルタLPF１０４bに含まれる該零点角周波数と上記wp１が一致するよう設計されているため、「LPF１０４b」と「APC」の合成位相特性は前記積分器特性のみ、すなわち、９０度の位相遅延のみとなる。したがって、「振幅ループ」の全位相特性は上記９０度位相遅延と「LPF１０４c」の合成特性となり、図２の(b)に示すように位相余裕(例えば６０°)を確保することができる。
In FIG. 2B, the horizontal axis represents the frequency on a log scale, and the vertical axis represents the phase in degrees. As described with reference to FIG. 2A, the zero point angular frequency included in the first
仮に、本実施例と異なり、ループフィルタLPF１０４bの抵抗R０aが存在しない、すなわち、容量C０aが直接接地されている場合には伝達関数H２は、数式３のようになるため、「LPF１０４b」と「APC」の合成特性は前記積分器特性に「APC」特性を加えたものになる。
If, unlike the present embodiment, there is no resistance R0a loop filter LPF104b, i.e., the transfer function H 2 if the capacity C0a is grounded directly, to become as
図２２の(b)から明らかなとおり、この場合の「振幅ループ」の全位相特性は、位相遅延が増大し図２の(b)の場合に比べて十分な位相余裕を確保することが困難となり、振幅ループが不安定、または最悪の場合は発振する。さらに、不十分な位相余裕によってPAOUTにおける出力周波数近傍に雑音の盛り上がりが生じ、その周波数を用いて受信を行っている移動体通信端末に悪影響を及ぼしてしまう。 As is clear from FIG. 22 (b), the total phase characteristic of the “amplitude loop” in this case increases the phase delay, making it difficult to secure a sufficient phase margin as compared with the case of FIG. 2 (b). Thus, the amplitude loop is unstable or oscillates in the worst case. In addition, noise rises in the vicinity of the output frequency at PAOUT due to an insufficient phase margin, which adversely affects the mobile communication terminal receiving using that frequency.
これに対し、本実施例によれば、位相ループと振幅ループとを備え位相変調と振幅変調を行なう機能を有する送信機において、振幅ループに、APCのVapcからVfeedへの制御周波数特性の逆特性を含む逆特性回路、すなわち第１のループフィルタが配置されている。そのため、位相変調と振幅変調とを行なう機能を有する携帯電話機のような移動体通信装置において、狭帯域な電力増幅部を用いても振幅ループの位相余裕を十分確保し信頼性の高い動作を実現することができる。
以上述べたとおり、本実施例は、搬送波または送信用発振器から出力される信号の位相を制御する位相ループと、電力増幅部から出力される送信出力信号の振幅を制御する振幅ループとを有するポーラーループ方式の移動体通信装置において、該電力増幅部の出力電力制御端子から出力までの帯域は該振幅ループに比べ狭いまたは同等で、その周波数特性は該振幅ループの帯域近傍から低周波数側では一次特性に十分な精度をもって近似できるという特徴をもち、振幅ループを構成する包絡線検出回路から該電力増幅部の出力電力制御端子までの間に該電力増幅部の一次周波数特性の逆特性を含むフィルタをもたせるようにした。これによって、該電力増幅部での位相遅延の影響を低減でき該振幅ループの位相余裕を確保できる。
On the other hand, according to the present embodiment, in a transmitter having a phase loop and an amplitude loop and having a function of performing phase modulation and amplitude modulation, the inverse characteristic of the control frequency characteristic from APC Vapc to Vfeed is included in the amplitude loop. An inverse characteristic circuit including the first loop filter is arranged. Therefore, in mobile communication devices such as mobile phones that have the function of performing phase modulation and amplitude modulation, even if a narrow-band power amplifier is used, sufficient phase margin of the amplitude loop is ensured and highly reliable operation is realized. can do.
As described above, the present embodiment is a polar having a phase loop that controls the phase of a signal output from a carrier wave or a transmission oscillator, and an amplitude loop that controls the amplitude of a transmission output signal output from a power amplifier. In a loop-type mobile communication device, the band from the output power control terminal of the power amplification unit to the output is narrower or equivalent to that of the amplitude loop, and the frequency characteristic is primary on the low frequency side from the vicinity of the band of the amplitude loop. A filter having characteristics that can be approximated with sufficient accuracy, and including an inverse characteristic of the primary frequency characteristic of the power amplification unit between the envelope detection circuit constituting the amplitude loop and the output power control terminal of the power amplification unit It was made to have. Thereby, the influence of the phase delay in the power amplification unit can be reduced, and the phase margin of the amplitude loop can be secured.
また、該包絡線検出回路の出力に矩形波電流信号を注入するとともに該包絡線検出回路の出力からグランドに向って直流電流を流す直流電流源を接続し、該フィルタの遮断周波数の切替制御を行うことで、該包絡線検出回路のフィードバック側入力信号の包絡線に生じる矩形波電圧信号の振幅を大きくしていく。該矩形波電圧信号の最大値が該包絡線検出回路の直交変調器出力に接続された参照側入力端子に入力される正弦波参照信号包絡線電圧よりも大きくなったタイミングを検出することで、該電力増幅部の帯域のばらつきを推定することができ、その情報に基づいて該フィルタの特性を補正することで該電力増幅部の帯域と該逆特性の一致性を改善することができ、ばらつきによる送信機の特性劣化を低減することができる。 In addition, a rectangular wave current signal is injected into the output of the envelope detection circuit, and a direct current source for flowing a direct current from the output of the envelope detection circuit toward the ground is connected, and switching control of the cutoff frequency of the filter is performed. By doing so, the amplitude of the rectangular wave voltage signal generated in the envelope of the feedback side input signal of the envelope detection circuit is increased. By detecting the timing at which the maximum value of the rectangular wave voltage signal becomes larger than the sine wave reference signal envelope voltage input to the reference side input terminal connected to the quadrature modulator output of the envelope detection circuit, The variation of the band of the power amplification unit can be estimated, and by correcting the characteristics of the filter based on the information, the consistency between the band of the power amplification unit and the inverse characteristic can be improved. Therefore, it is possible to reduce the deterioration of the transmitter characteristics.
図３に、本発明の第２の実施例になる振幅ループに関わる回路部分の構成を示す。本実施例は、図１の実施例の高周波IC１００において、アンプLVC１１３を省略したものである。この実施例でも、振幅ループにVapcからVfeedへの制御周波数特性の逆特性を含む逆特性回路、すなわち第１のループフィルタLPF１０４bを配置することで、対ノイズ性は若干低下するが、振幅ループの位相余裕を十分確保されるので安定性に関しては図１の実施例とほぼ同様な作用、効果が得られる。特に、低電圧領域の使用が不要でアンプLVC１１３を省略しても、支障の無い場合に適している。
FIG. 3 shows a configuration of a circuit portion related to an amplitude loop according to the second embodiment of the present invention. In this embodiment, the amplifier LVC113 is omitted from the
図４に本発明の第３の実施例になる振幅ループに関わる回路部分の構成を示す。本実施例は、図１の実施例の高周波IC１００において、振幅ループ内の第１のループフィルタLPF１０４bと、第２のループフィルタLPF１０４cの位置を入れ替えたものである。すなわち、振幅ループ内の電圧−電流変換器VIC１１１よりも前の段に第２のループフィルタLPF１０４cを接続し、VIC１１１よりも後の段にアンプLVC１１３と並列に第１のループフィルタLPF１０４bを接続している。この実施例でも、第１のループフィルタLPF１０４bが、VapcからVfeedへの制御周波数特性の逆特性を含む逆特性回路として構成されている。なお、実施例２と同様に、アンプLVC１１３を省略してもよい。この実施例も、ノイズ抑圧特性が若干低下するが、図１の実施例と同様に、狭帯域な電力増幅部を用いても振幅ループの位相余裕を十分確保し信頼性の高い動作を実現することができる、という効果が得られる。
FIG. 4 shows the configuration of a circuit portion related to an amplitude loop according to the third embodiment of the present invention. In this embodiment, in the
図５に本発明の第４の実施例になる送信機を示す。本実施例は、図１に示した実施例のパワーモジュール１０２の構成を、パワーアンプ１２５、カプラ１２６、電圧制御回路REG１３１から成るよう変更したことを特徴とする。
FIG. 5 shows a transmitter according to a fourth embodiment of the present invention. The present embodiment is characterized in that the configuration of the
本実施例では、カプラ１２６の出力端子がアンプ１４０bの入力端子に直接接続されているが、その間にアッテネータや整合回路を挿入する場合もある。本実施例におけるパワーアンプ１２５は、例えば、アンプ部を構成するＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のドレイン端子もしくはソース端子やバイポーラトランジスタのコレクタ端子もしくはエミッタ端子にREG１３１によりLVC１１３から供給される利得制御信号Vapcに応じた電圧が生成されて印加される。REG１３１には、例えば、LDO(Low Dropout Regulator)が用いられる。
In this embodiment, the output terminal of the
本実施例でも、振幅ループの経路、特に、位相ループとは共通でない振幅ループ単独のフィードバック経路中に、APCのVapcからVfeedへの制御周波数特性の逆特性を含む逆特性回路、すなわち振幅制御用の第１のループフィルタLPF１０４bが配置されている。そのため、位相変調と振幅変調を行なう機能を有する携帯電話機のような移動体通信装置において、狭帯域な電力増幅部を用いても振幅ループの位相余裕を十分確保し信頼性の高い動作を実現することができる。
Also in this embodiment, the inverse characteristic circuit including the inverse characteristic of the control frequency characteristic from the APC Vapc to Vfeed in the amplitude loop path, particularly the feedback path of the amplitude loop alone that is not common to the phase loop, that is, for amplitude control The first
また、振幅ループに関して、実施例２や実施例３のような変更を加えても良い。 In addition, the amplitude loop may be changed as in the second and third embodiments.
ただし、前述の通り、本パワーモジュールの構成は本来高効率化に有利ではない。しかし、本構成では利得制御信号VapcからPAOUTへの制御帯域が狭帯域でよいことから、REG１３１に高性能トランジスタが不要で低コスト化を可能である。
However, as described above, the configuration of the power module is not inherently advantageous for improving efficiency. However, in this configuration, since the control band from the gain control signal Vapc to PAOUT may be a narrow band, a high-performance transistor is not required for the
次に、本発明の第５の実施例として、上記各実施例をさらに改善したポーラーループ方式の移動体通信装置の例を、図６〜図１２で説明する。
最初に、上記第１ないし第４の各実施例で改善すべき点について、述べる。
上記各実施例において、上記wp１と上記第１のループフィルタLPF１０４bの零点角周波数は一致するように設計される。しかし、例えば、パワーモジュール１０２内の回路の大部分がICに集積化され該ICの素子ばらつきが大きい場合や、第１のループフィルタLPF１０４bを含む高周波IC１００の素子ばらつきが大きい場合には、上記一致性が大きくばらついてしまう。あるいは、また、該ICや高周波IC１００に集積化せず外付けチップ素子等を用いる場合でも、安価でばらつきの大きな部品を用いた場合には、上記一致性が大きくばらついてしまう。
Next, as a fifth embodiment of the present invention, an example of a polar loop type mobile communication device in which the above embodiments are further improved will be described with reference to FIGS.
First, points to be improved in the first to fourth embodiments will be described.
In each of the above embodiments, the w p1 and the zero point angular frequency of the first
図６に、図１の実施例のEDGEモードにおいて振幅制御用の第１のループフィルタLPF１０４b特性は固定とし、パワーモジュール１０２の構成素子の利得がばらついた時の、パワーアンプ１２５出力のEDGEスペクトラムの４００ｋHz離調での値をシミュレーションした結果の一例を示す。
FIG. 6 shows the EDGE spectrum of the output of the
図中、「条件１」はパワーモジュール１０２の全構成素子の利得が大きい方向にばらついた場合、「条件２」は小さい方向にばらついた場合である。横軸は、パワーアンプ１２５の制御利得の設計値からのばらつきをdB単位で示したものである。ここで、制御利得とは、パワーアンプ１２５のBIAS１３０の出力端子に接続された制御端子からパワーアンプ１２５の出力端子への利得jを示す。縦軸は、パワーアンプ１２５の出力の、EDGEスペクトラムの４００ｋHz離調での値を示す。
In the figure, “
これらの利得のばらつきによって、上記wp１のばらつきが生じ、その結果、上記一致性がくずれてしまう。図６から、上記一致性のずれによりスペクトラムが劣化することが分かる。目標仕様を-５８dBc以下とすると、パワーアンプ１２５の制御利得の設計値からのばらつきを±２dB以内に収めないとならないことが分かり、これを満たせない場合には上記一致性を改善する手段が必要となる。
Due to these gain variations, w p1 varies, and as a result, the coincidence is lost. It can be seen from FIG. 6 that the spectrum deteriorates due to the above-described mismatch in coincidence. If the target specification is −58 dBc or less, it can be seen that the variation from the design value of the control gain of the
図７に、APC帯域のばらつきを検討するための小信号モデルを示す。APCの一巡利得Ho_apcは数式４で、VapcからVfeedまでのAPC閉ループ伝達関数Hc_apcは数式５で表される。
FIG. 7 shows a small signal model for examining variations in the APC band. The APC loop gain Ho_apc is expressed by
図９に、図１の実施例におけるAPC帯域ばらつきと振幅ループのAMD１０９出力からMVGA１１６出力への閉ループ伝達利得ばらつきの関係について計算を行った結果を示す。
FIG. 9 shows the results of calculation regarding the relationship between the APC band variation and the closed loop transmission gain variation from the
図９の(a)は、パワーアンプPA１２５の制御利得(BIAS１３０の出力からPA１２５の出力への利得)がばらついた場合で、図８においてGforwardがばらついた場合に相当する。前述の通り、該閉ループ伝達利得を測定する測定周波数がAPC帯域より低い場合には、APC帯域がばらついても該閉ループ伝達利得の変化は小さい。一方、測定周波数がAPC帯域より高い場合には、APC帯域がばらつくと該閉ループ伝達利得もまた大きくばらつく。ここで重要な点は、測定周波数がAPC帯域よりも高い場合には、APC帯域ばらつきと該閉ループ伝達利得ばらつきがほぼ比例関係にあり、したがって、該閉ループ伝達利得ばらつきを知ることができれば一意にAPC帯域ばらつきを知ることができるということである。
9A shows the case where the control gain of the power amplifier PA 125 (gain from the output of the
図９の(b)は、検波回路DET１２８の利得がばらついた場合で、図８においてGfeedbackがばらついた場合に相当する。図９の(a)と同様の議論により、測定周波数がAPC帯域よりも小さい場合には、APC帯域ばらつきと該閉ループ伝達利得ばらつきがほぼ反比例関係にあり、したがって、該閉ループ伝達利得ばらつきを知ることができれば一意にAPC帯域ばらつきを知ることができる。 FIG. 9B shows the case where the gain of the detection circuit DET128 varies, and corresponds to the case where G feedback varies in FIG. 9A, when the measurement frequency is smaller than the APC band, the APC band variation and the closed-loop transfer gain variation are almost in inverse proportion, and therefore, the closed-loop transfer gain variation is known. If you can, you can know the APC bandwidth variation uniquely.
図１０に、以上述べた点を踏まえ、実施例６として、振幅ループの第１のループフィルタLPF１０４bの零点角周波数を上記wp１との一致性を改善するために、校正可能にした例を示す。前述の議論を踏まえ、移動体通信装置のキャリブレーション時に、本校正として、APC帯域のばらつきを知るために振幅ループのAMD１０９出力からMVGA１１６出力への閉ループ伝達利得のばらつきを測定する。
FIG. 10 shows an example in which the zero point angular frequency of the first
この実施例は、図１の実施例に対し、校正用の直流電圧源VD２〜VD４と、電源切替スイッチSW２、SW４〜SW８と、校正回路１１８とを追加したことを特徴とする。校正回路１１８は、図１の実施例における第１のループフィルタLPF１０４bに代わるものであり、第１のループフィルタLPF１０４b及び直流電流源１１５、DIV１０７g、チャージポンプ(以下、CPと称す)１０８、判定回路１１４を有する。校正回路における第１のループフィルタLPF１０４bは、図１のループフィルタLPF１０４bの抵抗R０a、容量C０aに相当するものが、それぞれ可変抵抗R０c、可変容量C０cに変更されている。AMD１０９の出力端子に、直流電流源１１５が接続されている。すなわち、後で詳細に述べるように、直流電流源１１５は、フィードバック側が基準側よりも小さな値で収束するように、AMD１０９の出力端子にオフセット電圧を与えるために設けられている。なお、校正用の直流電圧源VD２〜VD４と、電源切替スイッチSW２、SW４〜SW８は、ベースバンド回路１０１内に設けても良い。
This embodiment is characterized in that calibration DC voltage sources VD2 to VD4, power supply changeover switches SW2, SW4 to SW8, and a
図１１に、校正回路における第１のループフィルタLPF１０４bの具体的な構成例を示す。ループフィルタLPF１０４bは、可変容量C０cを構成する容量C０c-０〜８及びスイッチSW１０〜１８と、可変抵抗R０cを構成する抵抗R０c-０〜８及びスイッチSW２０〜２８とから構成される。SW１０〜１８、SW２０〜２８のオープン・ショート制御は、制御回路１２２から供給される論理信号に基づいて行われる。また、SW１０〜１８は、いずれか一つのスイッチがショート状態でその他はオープン状態に設定される。SW２０〜２８に関しても同様である。
FIG. 11 shows a specific configuration example of the first
図１２に、図１１の可変容量または可変抵抗を切り替えた場合の、ループフィルタLPF１０４bの利得の変化を計算した結果を示す。図１２の(a)は可変容量C０cを切り替えた場合であり、低周波数側での利得が容量に応じて切り替わる。また、ループフィルタLPF１０４bの利得の変化量は容量値の変化量の逆数に等しい。例えば、容量値を２倍(６dB)にした場合、該利得は１/２(-６dB)になる。一方、図１２の(b)は可変抵抗R０cを切り替えた場合であり、高周波数側での利得が抵抗に応じて切り替わる。また、ループフィルタLPF１０４bの利得の変化量は抵抗値の変化量に等しい。例えば、抵抗値を２倍(６dB)にした場合、該利得も２倍(６dB)になる。
FIG. 12 shows the result of calculating the change in the gain of the
図１０の実施例において、校正を行わない通常の動作時には、電源切替スイッチSW５〜SW８は、ベースバンド回路 １０１のI、IB、Q、QBの各出力信号がMOD１０３に入力されるよう制御される。また、校正回路１１８のDIV１０７g、CP１０８、直流電流源１１５、判定回路１１４は、非動作状態に、SW２はオープン状態に、SW４はショート状態に制御される。可変抵抗R０c、可変容量C０cはあらかじめ決められた値に設定される。つまり、通常動作時の図８の構成は図１の構成と同一であり、その動作についても図１と同様な動作が行われる。
In the embodiment of FIG. 10, during normal operation without calibration, the power supply selector switches SW <b> 5 to SW <b> 8 are controlled so that the output signals of I, IB, Q, and QB of the
校正時には、測定用の直流電圧源VD２〜VD５の出力直流電圧がMOD１０３に入力されるように、電源切替スイッチSW５〜SW８が制御される。VD２〜VD５の出力電圧は、例えば、VD２=VD４=１.２V、VD３=VD５=０.８Vに設計され、したがって、MOD１０３出力信号はその周波数がDIV１０７a出力周波数(８０MHz)で無変調の正弦波となる。また、校正回路１１８のDIV１０７g、CP１０８、直流電流源１１５、判定回路１１４は動作状態に、SW２はクローズ状態に、SW４はオープン状態に制御される。
At the time of calibration, the power supply selector switches SW5 to SW8 are controlled so that the output DC voltages of the measurement DC voltage sources VD2 to VD5 are input to the
SW２を用いてAMD１０９の出力端子をEAMP１２９のプラス入力端子に直結する理由は、振幅ループのAMD１０９出力からMVGA１１６出力への閉ループ伝達利得ばらつきの測定精度を向上するためである。つまり、本校正で必要な回路はループフィルタLPF１０４bとAPCであるから、それら以外の回路のばらつきは該測定精度を劣化させる要因となるからである。
The reason why the output terminal of
本校正動作で測定したAPC帯域ばらつき量は、第１のレジスタ１５０及び第２のレジスタ１５１に格納される。
The APC band variation amount measured by the calibration operation is stored in the
PA１２５出力からMVGA１１６出力までの利得ばらつきに関しては、後述の通り、本校正に先立って別途校正が行われるため、ばらつき量は小さく抑えられる。
As for the gain variation from the
本実施例によれば、パワーモジュール１０２内のICの素子や、高周波IC１００の素子、あるいは外付けチップ素子等のばらつきが大きい場合であっても、校正により、第１のループフィルタLPF１０４bの零点角周波数と主極の角周波数wp１との一致性が改善される。すなわち、実施例１ないし４で述べたような振幅ループの安定性を確保するために位相余裕増大を実現する手段を適用したことにより、素子の製造バラツキにより電力増幅部の帯域が変動し、それによって送信波形のスペクトラム劣化が生じる可能性がある場合でも、送信信号品質の劣化を防止し、信頼性の高い移動体通信装置を実現することができる。
According to the present embodiment, even if there is a large variation in the elements of the IC in the
図１３に、第６の実施例に係る振幅ループの回路部分の構成を示す。本実施例は、図１０の実施例の高周波IC１００において、振幅ループ内の第１のループフィルタLPF１０４bと、第２のループフィルタLPF１０４cの位置を入れ替えたものである。すなわち、振幅ループ内の電圧−電流変換器VIC１１１よりも後の段に第１のループフィルタLPF１０４bが配置されている。
FIG. 13 shows the configuration of the circuit portion of the amplitude loop according to the sixth embodiment. In this embodiment, in the
この実施例では、APC帯域のばらつきを知るために振幅ループのVIC１１１出力からMVGA１１６出力への閉ループ伝達利得のばらつきを測定し、必要に応じて校正を行う。この実施例でも、実施例５と同様に、振幅制御用の第１のループフィルタLPF１０４bの零点角周波数を上記wp１との一致性を改善するための校正が可能である。そのため、振幅ループの安定性を確保するために位相余裕増大を実現する手段を適用したことに伴い素子の製造バラツキにより送信波形のスペクトラム劣化が生じる可能性がある場合でも、送信信号品質の劣化を防止し、信頼性の高い移動体通信装置を実現することができる。
In this embodiment, in order to know the variation of the APC band, the variation of the closed loop transmission gain from the
実施例５あるいは実施例６に示すポーラーループ方式の移動体通信装置の校正回路をより具体化した構成及びその動作を、実施例７として、図１４〜図１７を用いて説明する。この実施例７では、CP１０８の出力周波数をAPC帯域よりも大きく設定した例について説明する。この場合、可変容量C０c及びMVGAMVGA１１６の利得は所定の値に設定される。
A more specific configuration and operation of the calibration circuit of the polar loop type mobile communication device shown in the fifth or sixth embodiment will be described as a seventh embodiment with reference to FIGS. In the seventh embodiment, an example in which the output frequency of the
図１４は、図１０や図１３の校正回路をより具体化した、振幅ループに関わる回路の抜粋を示す図であり、振幅制御用の第２のループフィルタLPF１０４cやLVC１１３などは図面上省略されている。
FIG. 14 is a diagram showing an excerpt of a circuit relating to the amplitude loop, which is a more specific example of the calibration circuit of FIG. 10 or FIG. 13, and the second
この実施例では、判定回路１１４の詳細な回路構成例を示している。すなわち、判定回路１１４は、MOD１０３出力信号が入力される包絡線検波器２００aと、MVGA１１６出力信号が入力される包絡線検波器２００bと、アンプ２０１と、ラッチ２０２とから構成される。アンプ２０１は、プラス、マイナス入力端子と出力端子を有し、該プラス、マイナス入力端子の差電圧に応じた電圧を該出力端子から出力するアンプであって、該プラス入力端子に包絡線検波器２００bの出力信号が入力され、該マイナス入力端子に包絡線検波器２００aの出力信号が入力される。ラッチ２０２は、アンプ２０１の出力信号の上りエッジで出力がLoからHiに変化し、制御回路１２２から供給されるリセット信号の上りエッジで出力がLoにリセットされ、該出力信号が判定回路１１４の判定結果として制御回路１２２に送られる。校正時、MVGA１１６の利得は、所定の利得に設定される。
In this embodiment, a detailed circuit configuration example of the
図１５は、振幅ループに関わる回路の、校正モードにおける動作の一例を示す図である。図１５において、(a)はCP１０８の出力電流の時間波形の一例、(b)は可変抵抗R０cの抵抗値のログスケール値の時間波形の一例を示す。また、(c)はMOD１０３出力信号とMVGA１１６出力信号の包絡線電圧の時間波形の一例、(d)はラッチ２０２に入力されるリセット信号の時間波形の一例、(e)は判定回路１１４の判定結果の時間波形の一例を示す。
FIG. 15 is a diagram illustrating an example of an operation in a calibration mode of a circuit related to the amplitude loop. 15A shows an example of the time waveform of the output current of the
校正モードにおいて、まず(c)に示す「収束期間」で、振幅ループの収束を完了させる。MOD１０３からは正弦波信号が出力されるため、その包絡線電圧は一定である。収束完了後のMVGA１１６の出力包絡線電圧は、MOD１０３の出力包絡線電圧よりオフセット電圧だけ低い電圧となる。それは、直流電流源１１５が直流電流をAMD１０９出力端子からグランドに向って流しているためである。また、オフセット電圧の値は、直流電流源１１５の直流電流値で決まる。
In the calibration mode, first, the convergence of the amplitude loop is completed in the “convergence period” shown in (c). Since a sine wave signal is output from the
振幅ループの収束が完了した後、時刻t１にて、CP１０８からAMD１０９出力端子に矩形波電流信号の出力を始める。該矩形波電流信号はDIV１０７gの出力電圧信号をCP１０８に入力することで生成され、その周波数はVCXO１２０出力周波数(２６MHz)をDIV１０７gで分周することで得る。本実施例では、APC帯域の主極、ループフィルタLPF１０４bの零点よりも大きな周波数を用いる。２πwp１=４００kHzの場合であれば、例えば、CP１０８の出力周波数には３MHzを用いる。
After the convergence of the amplitude loop is completed, output of a rectangular wave current signal from the
CP１０８から矩形波電流をAMD１０９の出力端子に入力することにより、MVGA１１６の出力包絡線に矩形波電圧が生じる。その大きさは、CP１０８の出力矩形波電流信号に振幅ループのAMD１０９の出力端子からMVGA１１６の出力端子への閉ループ伝達利得を乗算したものになる。なお、CP１０８の出力波形は必ずしも矩形波である必要はなく、例えば、正弦波でもよい。
By inputting a rectangular wave current from the
時刻t２において、ラッチ２０２のリセット入力信号に上りエッジが入力され、判定結果はLoにリセットされる。
At time t2, the rising edge is input to the reset input signal of the
時刻t３以降、順々に可変抵抗R０cの値を大きくしていく((b)参照)。例えば、R０cの値を一定の比率で大きくしていく。CP１０８の出力矩形波の電流信号の周波数は、ループフィルタLPF１０４bの零点よりも大きいこと、R０cの値が大きくなるとループフィルタLPF１０４bの零点周波数が小さくなることから、R０cの値が大きくなるに従って振幅ループのAMD１０９出力端子からMVGA１１６出力端子への閉ループ伝達利得が大きくなり、そのために、MVGA１１６の出力包絡線に生じた矩形波電圧信号の振幅が大きくなっていく。
After time t3, the value of the variable resistor R0c is increased sequentially (see (b)). For example, the value of R0c is increased at a constant ratio. The frequency of the current signal of the output square wave of the
時刻t１０において、MVGA１１６の出力包絡線電圧の最大値がMOD１０３の出力包絡線電圧よりも大きくなる((c)参照)。そのためラッチ２０２に上りエッジが入力され((d)参照)、その結果、判定回路１１４の判定結果がLoからHiに変化する((e)参照)。この変化は上りエッジとして制御回路１２２で検知される。
At time t10, the maximum value of the output envelope voltage of the
次に、図１６を用いて上記動作の結果どのようにAPC帯域ばらつきを検出するかについて説明する。図１６の(a)は、APC帯域が設計値通りの場合である。この例では、可変抵抗R０cの値を１dBずつ大きくしており、動作開始時の抵抗値から７dB大きくした時点で判定結果がHiとなる。一方、図１６の(b)は、PA１２５制御利得ばらつきでAPC帯域が広くなった場合であり、図８から分かるようにAPC帯域より高い周波数において利得が設計値よりも大きくなる。そのため、MVGA１１６の出力包絡線電圧に生じる矩形波電圧の振幅は同時刻において図１６(a)の場合に比べ大きい。その結果、判定回路の判定結果がHiになる時間が図１６(a)に比べ早くなる。可変抵抗R０cの値は１dBずつ大きくなっており、この場合、動作開始時の抵抗値から４dB大きくした時点で判定結果がHiになる。すなわち、APC帯域が設計値通りの場合に比べて抵抗値が３dB低い時点で判定結果がHiになっている。
Next, how APC band variation is detected as a result of the above operation will be described with reference to FIG. FIG. 16A shows a case where the APC band is as designed. In this example, the value of the variable resistor R0c is increased by 1 dB, and the determination result becomes Hi when the value is increased by 7 dB from the resistance value at the start of operation. On the other hand, FIG. 16 (b) shows a case where the APC band becomes wide due to PA125 control gain variation, and as can be seen from FIG. 8, the gain becomes larger than the design value at a frequency higher than the APC band. Therefore, the amplitude of the rectangular wave voltage generated in the output envelope voltage of the
図１２に基づくと、このことから、ループフィルタLPF１０４bの利得が設計値より３dB低い状態で、振幅ループのAMD１０９出力からMVGA１１６出力への閉ループ伝達利得が設計値と同じ値になっていることが分かる。つまり、図９の(a)から、APC帯域が設計値より３dB大きくばらついていることを意味する。
Based on FIG. 12, this shows that the closed loop transfer gain from the
以上のように、本校正によりAPC帯域のばらつきを検出することが可能である。 As described above, this calibration can detect variations in the APC band.
CP１０８の出力周波数をAPC帯域よりも小さく設定した場合には、可変抵抗R０cを所定の値に設定し、可変容量C０cの値を下げていく(例えば、-１dBずつ)ことでMVGA１１６の出力包絡線電圧に含まれる矩形波電圧の振幅を増加させていく。その他の動作は、前述したCP１０８の出力周波数をAPC帯域よりも高く設定した場合と同様である。
When the output frequency of the
図１７に、校正を一回のみ行う場合、例えば、CP１０８出力周波数をAPC帯域よりも高い場合、または、CP１０８出力周波数をAPC帯域よりも低い場合の動作フローを示す。校正（キャリブレーション）の動作(a)(b)は、図１５、図１６で説明した通りである。次に、制御回路１２２にて後処理(c)を実行する。例えば、校正の結果APC帯域が２dB設計値より広いことが分かった場合、ループフィルタLPF１０４bの零点周波数も設計値よりも２dB広くしてAPC帯域との一致性を改善する。この制御をするのに必要な制御ビットを計算する。この制御ビットはデータ転送(d)において、DATA線を通じてベースバンド回路１０１へと送信され、ベースバンド回路１０１はそれをベースバンド回路１０１に内蔵された、もしくは、外付けの不揮発性メモリに記憶する。
FIG. 17 shows an operation flow when calibration is performed only once, for example, when the CP108 output frequency is higher than the APC band or when the CP108 output frequency is lower than the APC band. Calibration operations (a) and (b) are as described in FIGS. Next, post-processing (c) is executed by the
このように、APC構成回路のうちDET１２８のばらつきが支配的でその他の回路のばらつきが十分小さい場合には、上記校正のうちCP１０８出力周波数をAPC帯域よりも小さく設定した場合のみを実施すればよく、DET１２８のばらつきは十分小さくその他の回路のばらつきが支配的である場合にはCP１０８出力周波数をAPC帯域よりも高く設定した場合のみを実施すればよい。 As described above, in the case where the variation of DET128 is dominant among the APC constituent circuits and the variation of other circuits is sufficiently small, it is only necessary to carry out the above calibration only when the CP108 output frequency is set smaller than the APC band. When the variation of DET128 is sufficiently small and the variation of other circuits is dominant, it is only necessary to implement the case where the CP108 output frequency is set higher than the APC band.
なお、上記校正は、マルチバンド方式の移動体通信装置の場合、使用する全周波数帯域に関して実行され、その結果が不揮発性メモリに記憶される。例えば、使用される周波数帯域が、８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯、１．８ＧＨｚ帯、１．９ＧＨｚ帯の４つであれば、これら４つの各帯域の校正に関するデータが、動作モードを設定するための情報として、校正データ(cal data)などと共に不揮発性メモリに保持される。 In the case of a multiband mobile communication device, the calibration is executed for all frequency bands to be used, and the result is stored in a nonvolatile memory. For example, if the frequency bands used are four of the 800 MHz band, 900 MHz band, 1.8 GHz band, and 1.9 GHz band, the data regarding calibration of each of these four bands is information for setting the operation mode. As well as calibration data (cal data) and the like.
本実施例によれば、素子の製造バラツキにより電力増幅部の帯域が変動し、それによって送信信号品質が劣化する可能性がある場合でも、送信信号品質の劣化を防止し、信頼性の高い移動体通信装置を実現することができる。 According to the present embodiment, even when the band of the power amplifying unit fluctuates due to the manufacturing variation of the element, and thus the transmission signal quality may be deteriorated, the transmission signal quality is prevented from being deteriorated and the movement with high reliability is prevented. A body communication device can be realized.
図１４に示した移動体通信装置の他の校正動作例として、校正を二回行う場合の例を、実施例８として図１８、図１９で説明する。 As another calibration operation example of the mobile communication device shown in FIG. 14, an example in which calibration is performed twice will be described as an eighth embodiment with reference to FIGS.
APC構成回路のうちDET１２８のばらつきだけでなく、その他の回路のばらつきも無視できない場合は、両方の校正を行う必要がある。 When not only the variation of DET128 but also the variation of other circuits in the APC configuration circuit cannot be ignored, both calibrations must be performed.
この時の校正動作の例を図１８に示す。判定結果が一回目のHiになるまで(t１〜t１０)の動作は、実施例７のCP１０８出力周波数をAPC帯域よりも高く設定した場合の動作と同様である。その後、CP１０８の出力矩形波電流を一旦停めた後、DIV１０７gの分周比を変え、CP１０８出力周波数をAPC帯域よりも低く設定してからCP１０８出力矩形波電流を出力する(t１１)。その後、ラッチ２０２のリセット端子の上りエッジが入力され判定結果はLoにリセットされる(t１２)。時刻t１３以降はC０cの値を順々に小さくしていき、時刻t２０にて判定結果が二回目のHiとなり、校正が終了する。
An example of the calibration operation at this time is shown in FIG. The operation until the determination result becomes Hi for the first time (t1 to t10) is the same as the operation in the case where the CP108 output frequency of the seventh embodiment is set higher than the APC band. Thereafter, the output rectangular wave current of the
図１９に、校正を二回行う(CP１０８出力周波数をAPC帯域よりも高い場合とCP１０８出力周波数をAPC帯域よりも低い場合)の動作フローを纏める。校正１でCP１０８出力周波数をAPC帯域よりも高い場合の、校正２でCP１０８出力周波数をAPC帯域よりも低い場合の校正を実行する。校正１(c)、２(f)で、測定したAPC帯域ばらつき量をそれぞれ第１のレジスタ１,第２のレジスタに格納する。なお、校正１,２の実行順番は図１９に示すものを逆であってもかまわない。
FIG. 19 summarizes the operation flow when calibration is performed twice (when the CP108 output frequency is higher than the APC band and when the CP108 output frequency is lower than the APC band). Calibration is performed when the CP108 output frequency is higher than the APC band in
次に、後処理１にてトータルのAPC帯域ばらつきを計算する。例えば、校正１,２の結果、それぞれAPC帯域のばらつき量が+３dB、-１dBと分かった場合、トータルのばらつき量は+３dB+(-１dB)=+２dBとなる。後処理２(h)、データ転送(i)はそれぞれ図１７の後処理(c)、データ転送(d)と同じ工程である。
Next, the total APC bandwidth variation is calculated in
なお、図５の実施例の場合には、パワーモジュール１０２内に図７におけるGfeedbackに相当する回路が存在しないため、上記各実施例に示した校正方法のうち、CP１０８出力周波数をAPC帯域よりも高く設定した場合のみを実施すればよい。
In the case of the embodiment of FIG. 5, since there is no circuit corresponding to G feedback in FIG. 7 in the
本実施例によれば、素子の製造バラツキにより電力増幅部の帯域が変動し、それによって送信信号品質が劣化する可能性がある場合でも、送信信号品質の劣化を防止し、信頼性の高い移動体通信装置を実現することができる。 According to the present embodiment, even when the band of the power amplifying unit fluctuates due to the manufacturing variation of the element, and thus the transmission signal quality may be deteriorated, the transmission signal quality is prevented from being deteriorated and the movement with high reliability is prevented. A body communication device can be realized.
図２０に、実施例９として、上記各実施例に示した校正方法を含めた移動体通信端末の全校正の実行プロセスを纏める。まず、(a)にてPAOUT出力電力校正が行われる。これは、Vrampの値を変えながらPAOUT出力電力を測定し、PAOUT出力電力とVrampの対応テーブルを作成し、ベースバンド回路１０１内蔵または外付けの不揮発性メモリに格納する作業であり、GSMモード、EDGEモードそれぞれで行う。目的は精度のよいPAOUT制御を実現するためである。EDGEモードでの校正の結果、PA１２５出力からMVGA１１６出力までの利得がほぼ設計値まで校正される。なぜなら、振幅ループ動作時のPAOUT出力電力はMOD１０３出力電力、PA１２５出力からMVGA１１６出力までの利得で決まるからである。
FIG. 20 summarizes the execution process of the entire calibration of the mobile communication terminal including the calibration method shown in each of the above-described embodiments as the ninth embodiment. First, PAOUT output power calibration is performed in (a). This is the work of measuring PAOUT output power while changing the value of Vramp, creating a correspondence table of PAOUT output power and Vramp, and storing it in the
(a)の後、(b)にて上記各実施例に示した校正方法が実行される。必要であればその後、(c)にて移動体通信端末をユーザが使用している時に実行不可能なその他の校正が行われる。例えば、振幅ループの帯域の校正が実行される。 After (a), the calibration method shown in each of the above embodiments in (b) is executed. If necessary, after that, in (c), other calibration that cannot be performed when the user uses the mobile communication terminal is performed. For example, calibration of the amplitude loop band is performed.
なお、(a)、(b)についても校正実行にPA１２５を動作させる必要があり、PA１２５出力信号が不要輻射信号として放出されるため移動体通信端末をユーザが使用している時に実行は不可能である。
Note that (125) (a) and (b) also require the
以上、(a)〜(c)の結果得られたデータはいずれも不揮発性メモリに格納される。以上は移動体通信端末の工場出荷前に行われる。そのため、該データを電源を切っても記憶がなくならない不揮発性メモリに格納する必要がある。工場出荷後、該データはユーザの移動体通信端末使用時に適宜ベースバンド回路１０１から高周波IC１００へ送信され、制御回路１２２から高周波IC１００内蔵回路への適切な制御が行われる。例えば、本発明の校正の場合、ユーザが移動体通信端末の電源をオンにする毎に、図１７の(c)の制御ビットが高周波IC１００に送信され、それに基づきループフィルタLPF１０４bのR０c、C０cが制御される。
As described above, all of the data obtained as a result of (a) to (c) are stored in the nonvolatile memory. The above is performed before the factory shipment of the mobile communication terminal. Therefore, it is necessary to store the data in a non-volatile memory that does not lose its memory even when the power is turned off. After the factory shipment, the data is appropriately transmitted from the
図２１に、上記各実施例を移動体通信端末へ適用した実施例を示す。該移動体通信端末は、ベースバンド回路１０１、送信回路３００、受信回路３０１、パワーモジュール１０２、受信用SAWフィルタ３０２、アンテナスイッチ３０３、アンテナ３０４から構成される。受信回路３０１、送信回路３００は高周波IC１５０に内蔵される。なお、前述の各実施例(図１、図５、図１０など)における振幅ループに関わる校正回路を含む高周波IC１００が、図２１のブロック３０８内の送信回路３００に相当する。アンテナスイッチ３０３は、受信時にはアンテナ３０４と受信回路３０１の入力端子が接続され、送信時にはアンテナ３０４とパワーモジュール１０２の出力端子が接続されるよう制御される。アンテナスイッチ３０３の制御信号は高周波IC１００、または、ベースバンド回路１０１から供給される。この実施例ではベースバンド回路１０１に不揮発性メモリ３０５が内蔵されている。この不揮発性メモリ３０５には、校正動作の結果が記憶される。例えば図１７や図１９の実施例で説明した校正の結果に基づく制御ビットの情報が記憶される。
FIG. 21 shows an embodiment in which each of the above embodiments is applied to a mobile communication terminal. The mobile communication terminal includes a
本発明に従うと、位相変調と振幅変調を行なう機能を有する携帯電話機のような移動体通信装置において、狭帯域な電力増幅部を用いても振幅ループの位相余裕を十分確保し信頼性の高い動作を実現することができる。 According to the present invention, in a mobile communication device such as a mobile phone having a function of performing phase modulation and amplitude modulation, even when a narrow-band power amplifying unit is used, a sufficient phase margin of the amplitude loop is ensured and the operation is highly reliable. Can be realized.
また、本発明によると、素子の製造バラツキにより電力増幅部の帯域が変動し、それによって送信信号品質が劣化するのを防止し信頼性の高い移動体通信装置を実現することができる。 In addition, according to the present invention, it is possible to prevent the band of the power amplifying unit from fluctuating due to manufacturing variations of the elements, thereby preventing the transmission signal quality from being deteriorated, and to realize a highly reliable mobile communication device.
１００ 高周波IC
１０１ ベースバンドLSI
１０２ パワーモジュール
１０３ MOD
１０４ ループフィルタLPF
１０５ PD
１０６ VCO
１０７ DIV
１０８ CP
１０９ 包絡線検出回路（AMD）
１１０ IVGA
１１１ VIC
１１２ VID
１１３ LVC
１１４ 判定回路
１１５ 直流電流源
１１６ MVGA
１１７ MIX
１１８ 校正回路
１１９ 周波数シンセサイザ
１２０ 発振器
１２２ 制御回路
１２５ パワーアンプ
１２６ カプラ
１２７ PDIV
１２８ DET
１２９ EAMP
１３０ BIAS
１３１ REG
１４０a アンプ
１４０b アンプ
２００ 包絡線検波器
２０１ アンプ
２０２ ラッチ
３００ 送信回路
３０１ 受信回路
３０２ 受信用SAWフィルタ
３０３ アンテナスイッチ
３０４ アンテナ
３０５ 不揮発性メモリ。
100 high frequency IC
101 Baseband LSI
102
104 Loop filter LPF
105 PD
106 VCO
107 DIV
108 CP
109 Envelope detection circuit (AMD)
110 IVGA
111 VIC
112 VID
113 LVC
114
117 MIX
118 Calibration Circuit 119
128 DET
129 EAMP
130 BIAS
131 REG
Claims (20)
該電力増幅部は入力端子と出力端子と利得制御端子と帰還信号出力端子を有し、前記位相情報が該入力端子に入力され、前記包絡線情報が該利得制御端子に入力され、該利得制御端子から該帰還信号出力端子への制御帯域が前記振幅ループの帯域よりも狭いまたは同程度であって、
前記振幅ループは、前記電力増幅部の前記利得制御端子から前記帰還信号出力端子への制御周波数特性の逆特性を含む特性を有する回路部材を具備してなる
ことを特徴とする半導体集積回路。 A phase loop synchronized with a reference signal phase; an amplitude loop synchronized with an envelope of the reference signal; and a power amplifier. The power amplifier synthesizes phase information and envelope information synchronized with the reference signal. A transmitter for generating an output signal;
The power amplifier has an input terminal, an output terminal, a gain control terminal, and a feedback signal output terminal, the phase information is input to the input terminal, the envelope information is input to the gain control terminal, and the gain control is performed. The control band from the terminal to the feedback signal output terminal is narrower or similar to the band of the amplitude loop,
2. The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the amplitude loop includes a circuit member having a characteristic including an inverse characteristic of a control frequency characteristic from the gain control terminal to the feedback signal output terminal of the power amplifying unit.
前記回路部材は、前記電力増幅部の前記利得制御端子から前記帰還信号出力端子への制御周波数特性の逆特性と積分器特性が加算された特性を有する
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 1,
The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the circuit member has a characteristic obtained by adding an inverse characteristic of a control frequency characteristic and an integrator characteristic from the gain control terminal to the feedback signal output terminal of the power amplifying unit.
前記回路部材は、前記位相ループとは共通でない該振幅ループ単独のフィードバック経路中に配置され、該振幅ループの周波数帯域を規制する第１のループフィルタからなる
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 1,
The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the circuit member includes a first loop filter that is disposed in a feedback path of the amplitude loop alone that is not common to the phase loop and regulates a frequency band of the amplitude loop.
前記第１のループフィルタは、積分器特性(１/sC０a)を持ち、かつ、角波数１/(C０aR０a)に零点を持ち、前記振幅ループの周波数帯域を規制する
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 3,
The first loop filter has an integrator characteristic (1 / sC 0a ), has a zero point at an angular wave number 1 / (C 0a R 0a ), and regulates the frequency band of the amplitude loop. A semiconductor integrated circuit.
前記回路部材は、前記振幅ループを交流的に接地する抵抗と容量の直列接続により構成された第１のループフィルタからなる
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 1,
The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the circuit member includes a first loop filter configured by a series connection of a resistor and a capacitor for grounding the amplitude loop in an alternating manner.
前記振幅ループは、少なくとも、該参照信号とフィードバック信号の包絡線レベルの差に応じた電流を出力する包絡線検出回路と、該包絡線検出回路の出力電流を電圧に変換するとともに前述の逆特性を含む特性を有する第１のループフィルタと、該第１のループフィルタの出力を増幅する可変利得増幅回路と、該可変利得増幅回路の後段に接続された電圧−電流変換器と、該電圧−電流変換器の後段に接続され該電圧−電流変換器の出力電流に応じた電圧を発生するとともに該振幅ループの周波数帯域を規制する第２のループフィルタとを含む
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 1,
The amplitude loop includes at least an envelope detection circuit that outputs a current corresponding to a difference in envelope level between the reference signal and the feedback signal, converts the output current of the envelope detection circuit into a voltage, and the reverse characteristics described above. A first loop filter having characteristics including: a variable gain amplifier circuit that amplifies the output of the first loop filter; a voltage-current converter connected to a subsequent stage of the variable gain amplifier circuit; and the voltage − A semiconductor integrated circuit including a second loop filter connected to a subsequent stage of the current converter and generating a voltage corresponding to an output current of the voltage-current converter and regulating a frequency band of the amplitude loop .
前記第２のループフィルタはラグリードフィルタである
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 6,
2. The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the second loop filter is a lag lead filter.
前記振幅ループは、前記帰還信号出力端子と前記利得制御端子との間に接続されたラグリードフィルタと、該ラグリードフィルタの出力を増幅する可変利得増幅回路と、該可変利得増幅回路の後段に接続された電圧−電流変換器と、前記逆特性を含む特性を有し該電圧−電流変換器の後段に接続された第１のループフィルタとを備えてなる
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 1,
The amplitude loop includes a lag lead filter connected between the feedback signal output terminal and the gain control terminal, a variable gain amplifier circuit that amplifies the output of the lag lead filter, and a stage subsequent to the variable gain amplifier circuit. A semiconductor integrated circuit comprising: a connected voltage-current converter; and a first loop filter having a characteristic including the reverse characteristic and connected to a subsequent stage of the voltage-current converter.
前記電力増幅部は、パワーアンプ、カプラ及びバイアス回路を含み、
前記振幅ループは、前記電力増幅部の制御周波数特性の逆特性と積分器特性とが加算された特性を有する
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 1,
The power amplification unit includes a power amplifier, a coupler, and a bias circuit,
The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the amplitude loop has a characteristic in which an inverse characteristic of a control frequency characteristic of the power amplification unit and an integrator characteristic are added.
前記電力増幅部は、パワーアンプ、カプラ及び電圧制御回路を含み、
前記振幅ループは、前記電力増幅部の制御周波数特性の逆特性と積分器特性とが加算された特性を有する
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 1,
The power amplification unit includes a power amplifier, a coupler, and a voltage control circuit,
The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the amplitude loop has a characteristic in which an inverse characteristic of a control frequency characteristic of the power amplification unit and an integrator characteristic are added.
前記回路部材は、前記振幅ループを交流的に接地する抵抗と容量の直列接続により構成された第１のループフィルタからなり、該抵抗と該容量の少なくとも一方は可変特性をもつ
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 1,
The circuit member includes a first loop filter constituted by a series connection of a resistor and a capacitor for grounding the amplitude loop in an AC manner, and at least one of the resistor and the capacitor has a variable characteristic. Semiconductor integrated circuit.
前記電力増幅部の制御周波数特性と前記回路部材の前記逆特性との間のミスマッチを測定する校正回路を具備した
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 1,
A semiconductor integrated circuit comprising a calibration circuit for measuring a mismatch between a control frequency characteristic of the power amplifier and the inverse characteristic of the circuit member.
前記振幅ループは、少なくとも、該参照信号とフィードバック信号の包絡線レベルの差に応じた電流を出力する包絡線検出回路と、該包絡線検出回路の出力電流を電圧に変換するとともに前述の逆特性を含む特性を有する第１のループフィルタとを備え、
前記校正回路は、前記振幅ループを交流的に接地する抵抗と容量の直列接続により構成された第１のループフィルタと、基準側がフィードバック側よりも大きな値で収束するように、前記包絡線検出回路の出力端子にオフセット電圧を与える直流電流源と、チャージポンプ及び判定回路を有し、前記第１のループフィルタを構成する抵抗と容量の少なくとも一方は可変特性をもつ、
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 12,
The amplitude loop includes at least an envelope detection circuit that outputs a current corresponding to a difference in envelope level between the reference signal and the feedback signal, converts the output current of the envelope detection circuit into a voltage, and the reverse characteristics described above. A first loop filter having a characteristic including:
The calibration circuit includes a first loop filter configured by a series connection of a resistor and a capacitor for grounding the amplitude loop in an AC manner, and the envelope detection circuit so that the reference side converges with a larger value than the feedback side. A DC current source for applying an offset voltage to the output terminal of the first, a charge pump and a determination circuit, wherein at least one of the resistor and the capacitor constituting the first loop filter has a variable characteristic,
A semiconductor integrated circuit.
前記校正回路は、前記ミスマッチを、該電力増幅部の制御端子入力からの利得ばらつきとして測定する
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 12,
2. The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the calibration circuit measures the mismatch as a gain variation from a control terminal input of the power amplifier.
前記校正回路は、前記ミスマッチの測定結果に基づき、前記第１のループフィルタの零点周波数とAPC帯域との一致性を改善するために必要な制御ビットを求める
ことを特徴とする半導体集積回路。 In claim 14,
2. The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the calibration circuit obtains a control bit necessary for improving the coincidence between the zero point frequency of the first loop filter and the APC band based on the measurement result of the mismatch.
前記送信機は、
参照信号位相に同期する位相ループと前記参照信号の包絡線に同期する振幅ループ及び電力増幅部とを有し、該電力増幅部において前記参照信号に同期した位相情報と包絡線情報とを合成し出力信号を生成するものであり、
該送信機の振幅ループは、少なくとも、該参照信号とフィードバック信号の包絡線レベルの差に応じた電流を出力する包絡線比較器と、該包絡線比較器の出力電流を電圧に変換するとともに前述の逆特性を含む回路部材と、前記電力増幅部の出力周波数を所望の周波数にダウンコンバートしその出力信号が該フィードバック信号となる周波数変換回路とを含み、
該包絡線比較器の出力端子に該出力端子から電流を吸い出すように前記包絡線比較器の出力端子にオフセット電圧を与える直流電流源を接続し、該参照信号として無変調信号を用いた上で、該振幅ループに試験信号を導入するステップと、該参照信号の包絡線レベルと該フィードバック信号の包絡線レベルを比較するステップとを含むことを特徴とする送信機の校正方法。 A calibration method of a transmitter provided in a semiconductor integrated circuit,
The transmitter is
A phase loop synchronized with a reference signal phase; an amplitude loop synchronized with an envelope of the reference signal; and a power amplifier. The power amplifier synthesizes phase information and envelope information synchronized with the reference signal. To generate an output signal,
The amplitude loop of the transmitter includes at least an envelope comparator that outputs a current corresponding to a difference in envelope level between the reference signal and the feedback signal, and converts the output current of the envelope comparator into a voltage. And a frequency conversion circuit that down-converts the output frequency of the power amplifying unit to a desired frequency and outputs the feedback signal.
A DC current source that applies an offset voltage to the output terminal of the envelope comparator is connected to the output terminal of the envelope comparator so as to draw current from the output terminal, and an unmodulated signal is used as the reference signal. A transmitter calibration method comprising: introducing a test signal into the amplitude loop; and comparing an envelope level of the reference signal with an envelope level of the feedback signal.
該利得ばらつきの測定を、該試験信号の周波数を該電力増幅部の制御帯域よりも高く設定した場合と低く設定した場合のうちどちらか一回、または、両方実施することを特徴とする送信機の校正方法。 In claim 16,
Transmitter characterized in that the measurement of the gain variation is performed either once or both when the frequency of the test signal is set higher than the control band of the power amplifier and lower Calibration method.
前記送信機が、参照信号位相に同期する位相ループと前記参照信号の包絡線に同期する振幅ループ及び電力増幅部とを有し、該電力増幅部において前記参照信号に同期した位相情報と包絡線情報とを合成し出力信号を生成する送信機を備え、
該電力増幅部は入力端子と出力端子と利得制御端子と帰還信号出力端子を有し、前記位相情報が該入力端子に入力され、前記包絡線情報が該利得制御端子に入力され、該利得制御端子から該帰還信号出力端子への制御帯域が前記振幅ループの帯域よりも狭いまたは同程度であって、
前記振幅ループは、前記電力増幅部の前記利得制御端子から前記帰還信号出力端子への制御周波数特性の逆特性を含む特性の回路部材を具備する
ことを特徴とする移動体通信装置。 A baseband circuit, a transmitter to which a transmission baseband signal is input from the baseband circuit, a receiver for outputting a reception baseband signal to the baseband circuit, and a bandpass filter connected to an input of the receiver A mobile communication device comprising: an antenna; and an antenna switch for connecting the antenna and the input of the band pass filter at the time of reception and to which the antenna and the output of the transmitter are connected at the time of transmission,
The transmitter has a phase loop synchronized with a reference signal phase, an amplitude loop synchronized with an envelope of the reference signal, and a power amplifier, and phase information and an envelope synchronized with the reference signal in the power amplifier A transmitter that combines information and generates an output signal;
The power amplifier has an input terminal, an output terminal, a gain control terminal, and a feedback signal output terminal, the phase information is input to the input terminal, the envelope information is input to the gain control terminal, and the gain control is performed. The control band from the terminal to the feedback signal output terminal is narrower or similar to the band of the amplitude loop,
The mobile communication apparatus according to claim 1, wherein the amplitude loop includes a circuit member having a characteristic including an inverse characteristic of a control frequency characteristic from the gain control terminal to the feedback signal output terminal of the power amplifying unit.
前記回路部材は、前記電力増幅部の前記利得制御端子から前記帰還信号出力端子への制御周波数特性の逆特性と積分器特性が加算された特性を有する
ことを特徴とする移動体通信装置。 In claim 18,
The mobile communication device, wherein the circuit member has a characteristic obtained by adding an inverse characteristic of a control frequency characteristic and an integrator characteristic from the gain control terminal to the feedback signal output terminal of the power amplifier.
前記送信機は前記電力増幅部の制御周波数特性と前記回路部材の前記逆特性との間のミスマッチを測定する校正回路を備え、
該校正回路は、前記ミスマッチの測定結果に基づき、前記第１のループフィルタの零点周波数とAPC帯域との一致性を改善するために必要な制御ビットを求め、
前記制御ビットのデータを前記ベースバンド回路に内蔵された不揮発性メモリに記憶する、
ことを特徴とする移動体通信装置。 In claim 19,
The transmitter includes a calibration circuit that measures a mismatch between a control frequency characteristic of the power amplification unit and the inverse characteristic of the circuit member,
The calibration circuit obtains a control bit necessary for improving the coincidence between the zero point frequency of the first loop filter and the APC band based on the measurement result of the mismatch,
Storing the data of the control bits in a nonvolatile memory built in the baseband circuit;
A mobile communication device.
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| JP2011515887A (en) * | 2008-02-08 | 2011-05-19 | スカイワークス ソリューションズ インコーポレイテッド | A closed-loop adaptive power control method for adjusting the bandwidth of a mobile phone transmitter |
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