JP2007135015A - Amplifier module, radio transmitting apparatus - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an amplifier module which can miniaturize a power amplification stage while maintaining high efficiency performance. <P>SOLUTION: This amplifier module includes a substrate having a dielectric layer and a conductor layer, a first amplifier which is arranged on the principal plane of the substrate and amplifies an input signal; a first transmission line which is arranged in the dielectric layer and makes the phase of the input signal deviate; a second transmission line which is arranged in the dielectric layer, deviates the phase of the signal amplified by the first amplifying section, and performs impedance conversion; and a second amplifying section which is arranged on the principal plane of the substrate, and amplifies the signal deviated by the first transmission line when the electric power of the input signal exceeds predetermined electric power. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、例えば無線送信装置の電力増幅器として用いられる増幅器モジュール、無線送信装置に関する。   The present invention relates to an amplifier module used as a power amplifier of a wireless transmission device, for example, and a wireless transmission device.

近年の無線通信システムでは、データ伝送速度を高速化するため、送信する高周波信号の平均電力に比べてピーク電力の大きなOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式などの変調方式を用いるようになってきている。このような変調方式は、次世代の携帯電話システムにおける利用が検討されている。   In recent wireless communication systems, in order to increase the data transmission speed, a modulation method such as an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) method in which the peak power is larger than the average power of a high-frequency signal to be transmitted has been used. . Use of such a modulation method in a next-generation mobile phone system is being studied.

ところで、携帯電話システムなどの無線送信装置は、送信信号を所要の電力レベルまで増幅するための電力増幅器を備えている。電力増幅器を用いて信号を増幅する際には、無線通信システムで規定される値以下に歪み信号電力を抑える必要があり、電力増幅器は、ピーク電力出力時においても線形動作をすることが要求される。これは、信号のピーク電力対平均電力の比が高い信号を増幅する場合、平均動作効率を悪化させる原因となる。その結果、携帯電話等の小型送信装置では、電源としての電池の消耗が激しくなり、通話可能時間が短くなってしまうという問題が生じる。   Incidentally, a wireless transmission device such as a cellular phone system includes a power amplifier for amplifying a transmission signal to a required power level. When amplifying a signal using a power amplifier, it is necessary to suppress the distortion signal power below the value specified by the wireless communication system, and the power amplifier is required to perform a linear operation even at peak power output. The This causes a deterioration in average operating efficiency when a signal having a high ratio of peak power to average power is amplified. As a result, in a small transmission device such as a mobile phone, there is a problem that the battery as a power source is exhausted and the available call time is shortened.

このような電力増幅器の動作効率を向上させる技術の１つとして、非特許文献１に示されるドハティアンプ技術が注目されている。ドハティアンプ技術は、複数の増幅器を並列動作させることにより、ピーク電力対平均電力の比が高い信号を高効率に増幅できる技術である。   As one of the techniques for improving the operation efficiency of such a power amplifier, the Doherty amplifier technique shown in Non-Patent Document 1 has attracted attention. The Doherty amplifier technology is a technology that can efficiently amplify a signal having a high ratio of peak power to average power by operating a plurality of amplifiers in parallel.

一方で、ドハティアンプ技術では、主として伝送線路により構成されるインピーダンス変換器などの特有の付帯回路が必要になるため、回路規模が大きくなるという問題を抱えていた。このことは、送信設備における電力増幅段の小型化を困難にする。そのため、ドハティアンプ技術は、携帯電話基地局の送信設備や放送用送信機等における大型電力増幅器として主に用いられてきた。   On the other hand, the Doherty amplifier technology has a problem that the circuit scale becomes large because a specific incidental circuit such as an impedance converter mainly including a transmission line is required. This makes it difficult to reduce the size of the power amplification stage in the transmission facility. Therefore, the Doherty amplifier technology has been mainly used as a large-sized power amplifier in a transmission facility of a mobile phone base station, a broadcasting transmitter, or the like.

回路規模の増大についての改善策としては、非特許文献２に示されるように前述の付帯回路をＭＭＩＣ化（Microwave Monolithic IC）したり、付帯回路を集中定数回路によって実現したりすることが検討されている。しかし、ドハティアンプ技術において必要となる付帯回路をＭＭＩＣ化や集中定数化により実現した場合、寄生抵抗が増加するため損失が増大するという問題がある。すなわち、出力電力レベルが低下して動作効率が悪化するという問題があった。
I. Takenaka, H. Takahashi, K. Ishikura, K. Hasegawa, K. Asano, and M. Kanamori, “A 240 W Doherty GaAs-power FET amplifier with high efficiency and low distortion for W-CDMA base stations,” MWE 2004 Workshop digest, WS12-1, pp. 299−304, 2004. J. Kim, S. Bae, J. Jeong, J. Jeon, and Y. Kwon, “A highly-integrated Doherty amplifier for CDMA handset applications using an active phase splitter,“ IEEE Microwave and wireless components letters, vol. 15, No. 5, 2005. As measures for improving the circuit scale, as described in Non-Patent Document 2, it is considered that the above-mentioned incidental circuit is made into MMIC (Microwave Monolithic IC), or that the incidental circuit is realized by a lumped constant circuit. ing. However, when the auxiliary circuit required in the Doherty amplifier technology is realized by MMIC or lumped constant, there is a problem that the loss increases because the parasitic resistance increases. That is, there is a problem that the output power level is lowered and the operation efficiency is deteriorated.
I. Takenaka, H. Takahashi, K. Ishikura, K. Hasegawa, K. Asano, and M. Kanamori, “A 240 W Doherty GaAs-power FET amplifier with high efficiency and low distortion for W-CDMA base stations,” MWE 2004 Workshop digest, WS12-1, pp. 299-304, 2004. J. Kim, S. Bae, J. Jeong, J. Jeon, and Y. Kwon, “A highly-integrated Doherty amplifier for CDMA handset applications using an active phase splitter,“ IEEE Microwave and wireless components letters, vol. 15, No. 5, 2005.

このように、従来のドハティアンプ技術による増幅器モジュール、無線送信装置では、ドハティアンプ技術の特徴である高効率化を維持しつつ電力増幅段を小型化することが困難であるという問題がある。すなわち、高効率な増幅動作を実現できるドハティアンプ技術を電力増幅器に適用する場合、付帯回路を伝送線路で実現する場合には回路規模が大きくなるという問題が生じ、また、それを解決するために付帯回路をMMIC化や集中定数化をすると、回路の損失が増大し動作効率が悪化するという問題があった。   As described above, in the conventional amplifier module and wireless transmission device using the Doherty amplifier technology, there is a problem that it is difficult to reduce the size of the power amplification stage while maintaining the high efficiency characteristic of the Doherty amplifier technology. In other words, when Doherty amplifier technology that can achieve high-efficiency amplification operation is applied to a power amplifier, there is a problem that the circuit scale becomes large when an auxiliary circuit is realized with a transmission line, and in order to solve it When the auxiliary circuit is made MMIC or lumped constant, there is a problem that the circuit loss increases and the operation efficiency deteriorates.

本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、ドハティアンプ技術による高効率動作を維持しつつ電力増幅段を小型化することのできる増幅器モジュール、無線送信装置を提供することを目的としている。   The present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to provide an amplifier module and a wireless transmission device capable of reducing the size of the power amplification stage while maintaining high-efficiency operation by Doherty amplifier technology. It is said.

上記した目的を達成するために、本発明の増幅器モジュール、無線送信装置は、誘電体層および導体層を有する基板と、基板の主面上に配置され、入力信号を増幅する第１の増幅部と、誘電体層中に配置され、入力信号の位相を偏移させる第１の伝送線路と、誘電体層中に配置され、第１の増幅部により増幅された信号の位相を偏移させ、かつインピーダンス変換を行う第２の伝送線路と、基板の主面上に配置され、第１の伝送線路により位相が偏移された信号を、入力信号の電力が所定の電力を超えた場合に増幅する第２の増幅部と、基板の主面上に配置され、第２の伝送線路により位相が偏移された信号と第２の増幅部により増幅された信号とを合成する合成部とを具備している。   In order to achieve the above-described object, an amplifier module and a wireless transmission device of the present invention include a substrate having a dielectric layer and a conductor layer, and a first amplification unit that is disposed on the main surface of the substrate and amplifies an input signal. And a first transmission line that is arranged in the dielectric layer and shifts the phase of the input signal, and a phase that is arranged in the dielectric layer and amplified by the first amplification unit is shifted, And a second transmission line that performs impedance conversion and a signal that is arranged on the main surface of the substrate and whose phase is shifted by the first transmission line is amplified when the power of the input signal exceeds a predetermined power A second amplifying unit that is disposed on the main surface of the substrate, and a synthesizing unit that synthesizes the signal shifted in phase by the second transmission line and the signal amplified by the second amplifying unit. is doing.

本発明によれば、ドハティ増幅器における伝送線路を誘電体層中に配置したので、伝送線路のサイズを小型にすることができる。   According to the present invention, since the transmission line in the Doherty amplifier is disposed in the dielectric layer, the size of the transmission line can be reduced.

本発明によれば、送信装置の電力増幅段を高効率かつ小型化することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power amplification stage of a transmitter can be highly efficient and reduced in size.

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。この実施形態の増幅器モジュール、無線送信装置は、ドハティ増幅器を構成する２つの増幅器とそれらのバイアス回路をGaAs-MMICとして集積化し、当該２つの増幅器の入力整合回路と出力整合回路を表面実装型のチップ部品を用いてモジュール基板上に構成し、さらにドハティ増幅器として動作させるためのλ／４線路（四分の一波長線路）を入力側と出力側の２つのみとする回路構成としている。そして、これらのλ／４線路を厚さ１ｍｍ以下に抑えても動作可能なドハティ増幅器を実現するものである。   Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the amplifier module and the radio transmission apparatus of this embodiment, two amplifiers constituting a Doherty amplifier and their bias circuits are integrated as GaAs-MMIC, and an input matching circuit and an output matching circuit of the two amplifiers are surface-mounted type. The circuit is configured on a module substrate using chip parts, and further has a λ / 4 line (quarter wavelength line) for operating as a Doherty amplifier having only two on the input side and the output side. Then, a Doherty amplifier that can operate even if these λ / 4 lines are suppressed to a thickness of 1 mm or less is realized.

以下の説明において、電力増幅器が出力する信号の周波数が２ＧＨｚ帯の周波数であり、モジュール基板として使用するアルミナ基板の比誘電率がεr＝９であるものとして説明する。図１は、本発明に係る一つの実施形態の増幅器モジュールの外観を示す斜視図、図２は、この実施形態の増幅器モジュールの断面を示す断面図、図３は、この実施形態の増幅器モジュールの原理的ブロック図である。   In the following description, it is assumed that the frequency of the signal output from the power amplifier is a frequency in the 2 GHz band, and the relative dielectric constant of the alumina substrate used as the module substrate is εr = 9. FIG. 1 is a perspective view showing an appearance of an amplifier module according to one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a sectional view showing a section of the amplifier module according to this embodiment, and FIG. 3 is a diagram of the amplifier module according to this embodiment. It is a principle block diagram.

図１および図２に示すように、この実施形態の増幅器モジュール１００は、誘電体基板１７０の一方の主面上に、増幅器ＩＣ１１０、チップ素子１２１および１２２からなる第１の入力整合部１２０、チップ素子１３１および１３２からなる第１の出力整合部１３０、チップ素子１４１および１４２からなる第２の入力整合部１４０、およびチップ素子１５１および１５２からなる第２の出力整合部１５０を備えている。   As shown in FIGS. 1 and 2, the amplifier module 100 of this embodiment includes an amplifier IC 110, a first input matching unit 120 including chip elements 121 and 122, a chip on one main surface of a dielectric substrate 170. A first output matching unit 130 including elements 131 and 132, a second input matching unit 140 including chip elements 141 and 142, and a second output matching unit 150 including chip elements 151 and 152 are provided.

誘電体基板１７０は、信号配線および接地導体を有する第１ないし第４の誘電体層１７１ないし１７４からなり、例えばアルミナなどの誘電体材料からなるモジュール用基板である。ここでは、誘電体基板１７０の比誘電率をεrとして説明する。誘電体基板１７０には、第１ないし第３の接地導体が介挿されている。   The dielectric substrate 170 is a module substrate made of first to fourth dielectric layers 171 to 174 having signal wirings and ground conductors, and made of a dielectric material such as alumina, for example. Here, the dielectric constant of the dielectric substrate 170 will be described as εr. First to third ground conductors are inserted in the dielectric substrate 170.

増幅器ＩＣ１１０は、図３に示すように、ドハティ増幅器を構成するキャリア増幅器１１１、同じくピーク増幅器１１２、キャリア増幅器１１１およびピーク増幅器１１２のそれぞれにバイアス電流（または電圧）を供給するバイアス制御部１１３および１１４を備えた、例えばGaAs-MMICである。キャリア増幅器１１１は、入力信号の電力の大小によらず常に動作しており、ピーク増幅器１１２は、入力信号の電力が所定の電力値を超える時に動作を開始するようにバイアスが制御されている。バイアス制御部１１３および１１４は、外部電源Ｖｃｃからバイアス電流（電圧）を生成する。増幅器ＩＣ１１０は、誘電体基板１７０の一方の主面の略中央に配置されている。   As shown in FIG. 3, the amplifier IC 110 includes bias control units 113 and 114 that supply a bias current (or voltage) to the carrier amplifier 111 constituting the Doherty amplifier, the peak amplifier 112, the carrier amplifier 111, and the peak amplifier 112, respectively. For example, a GaAs-MMIC. The carrier amplifier 111 always operates regardless of the power level of the input signal, and the bias of the peak amplifier 112 is controlled so that the operation starts when the power level of the input signal exceeds a predetermined power value. Bias controllers 113 and 114 generate a bias current (voltage) from external power supply Vcc. The amplifier IC 110 is disposed substantially at the center of one main surface of the dielectric substrate 170.

第１の入力整合部１２０は、キャリア増幅器１１１の入力側に接続された、入力インピーダンスの整合をとるためのマッチング手段であり、第１の出力整合部１３０は、同じくキャリア増幅器１１１の出力側に接続された、出力インピーダンスの整合をとるマッチング手段である。第１の入力整合部１２０および第１の出力整合部１３０は、キャリア増幅器１１１の入出力インピーダンスと前段・後段の入出力インピーダンスとのマッチングを取ると共に、本ドハティ増幅器がドハティアンプとしての所望の高効率動作を実現するようにインピーダンス整合をする。したがって、キャリア増幅器１１１の入出力インピーダンスが任意に設定できる場合や、実装するキャリア増幅器１１１の入出力インピーダンスに合わせて回路全体を設計する場合、第１の入力整合部１２０および第１の出力整合部１３０は、必ずしも必要ではない。   The first input matching unit 120 is a matching unit connected to the input side of the carrier amplifier 111 for matching the input impedance. The first output matching unit 130 is also connected to the output side of the carrier amplifier 111. This is a connected matching means for matching output impedance. The first input matching unit 120 and the first output matching unit 130 match the input / output impedance of the carrier amplifier 111 with the input / output impedances of the preceding stage and the subsequent stage, and the Doherty amplifier has a desired high level as a Doherty amplifier. Impedance matching is performed to achieve efficient operation. Therefore, when the input / output impedance of the carrier amplifier 111 can be arbitrarily set, or when the entire circuit is designed in accordance with the input / output impedance of the carrier amplifier 111 to be mounted, the first input matching unit 120 and the first output matching unit 130 is not necessarily required.

第２の入力整合部１４０は、ピーク増幅器１１２の入力側に接続された、入力インピーダンスの整合をとるためのマッチング手段であり、第２の出力整合部１５０は、ピーク増幅器１１２の出力側に接続された、出力インピーダンスの整合をとるマッチング手段である。第２の入力整合部１４０および第２の出力整合部１５０は、ピーク増幅器１１２が入力電力が増加すると共に増幅動作を開始する際に前段・後段の入出力インピーダンスとマッチングを取ると共に本ドハティ増幅器がドハティアンプとしての所望の高効率動作を実現するようにインピーダンス整合する。したがって、第１の入力整合部１２０および第１の出力整合部１３０と同様、ピーク増幅器１１２の入出力インピーダンスが任意に設定できる場合や、実装するピーク増幅器１１２の入出力インピーダンスに合わせて回路全体を設計する場合、第２の入力整合部１４０および第２の出力整合部１５０は、必ずしも必要ではない。   The second input matching unit 140 is a matching unit connected to the input side of the peak amplifier 112 for matching the input impedance, and the second output matching unit 150 is connected to the output side of the peak amplifier 112. Matching means for matching the output impedance. The second input matching unit 140 and the second output matching unit 150 match the input / output impedances of the front and rear stages when the peak amplifier 112 starts the amplification operation as the input power increases, and the Doherty amplifier Impedance matching is performed to achieve a desired high-efficiency operation as a Doherty amplifier. Therefore, similarly to the first input matching unit 120 and the first output matching unit 130, when the input / output impedance of the peak amplifier 112 can be arbitrarily set, or the entire circuit is adjusted in accordance with the input / output impedance of the mounted peak amplifier 112. When designing, the 2nd input matching part 140 and the 2nd output matching part 150 are not necessarily required.

第１および第２の入力整合部１２０および１４０は、誘電体基板１７０の主面上の線対称となる位置に配置されている。同様に、第１および第２の出力整合部１３０および１５０は、誘電体基板１７０の主面上の線対称となる位置に配置されている。さらに、第１の入力整合部１２０および第１の出力整合部１３０は、誘電体基板１７０の主面上の線対称となる位置に配置されている。同様に、第２の入力整合部１４０および第２の出力整合部１５０は、誘電体基板１７０の主面上の線対称となる位置に配置されている。すなわち、第１および第２の入力および出力整合部は、それぞれが対称となる位置に配置されている。この配置は、この増幅器モジュールのインピーダンス整合をはじめとする高周波特性のバランスを向上させ、ドハティアンプ動作の安定化に寄与するものである。   The first and second input matching sections 120 and 140 are arranged at positions that are line-symmetric on the main surface of the dielectric substrate 170. Similarly, the first and second output matching portions 130 and 150 are arranged at positions that are line-symmetric on the main surface of the dielectric substrate 170. Furthermore, the first input matching unit 120 and the first output matching unit 130 are arranged at positions that are line-symmetric on the main surface of the dielectric substrate 170. Similarly, the second input matching unit 140 and the second output matching unit 150 are arranged at positions that are line-symmetric on the main surface of the dielectric substrate 170. That is, the first and second input and output matching sections are arranged at positions that are symmetric with each other. This arrangement improves the balance of high frequency characteristics such as impedance matching of the amplifier module, and contributes to stabilization of the Doherty amplifier operation.

図２に示すように、この増幅器モジュール１００では、誘電体基板１７０の断面に、第１ないし第４の誘電体層１７１ないし１７４と、一部に信号配線を含む第１ないし第３の接地導体（層）１６１ないし１６３とを含んでいる。すなわち、誘電体基板１７０は、増幅器ＩＣ１１０が配置される主面側から順に、信号配線および接地導体を有する第１の誘電体層１７１、一部に信号配線も有する第１の接地導体１６１、第２の誘電体層１７２、一部に信号配線も有する第２の接地導体１６２、第３の誘電体層１７３、一部に信号配線も有する第３の接地導体１６３、および信号配線および接地導体を有する第４の誘電体層１７４が積層して形成されている。第２の誘電体層１７２および第３の誘電体層１７３には、それぞれ誘電体基板１７０の主面と平行方向に蛇行してメアンダ状に形成された導体線路１８１および１９１が形成されている。一部に信号配線も有する第１ないし第３の接地導体１６１ないし１６３は、誘電体基板１７０の基板内に該基板の主面と平行に介挿された平面状導体であり、それぞれ信号線路やグラウンドとして作用する。   As shown in FIG. 2, in the amplifier module 100, first to fourth ground conductors including first to fourth dielectric layers 171 to 174 and a part of signal wiring in a cross section of a dielectric substrate 170. (Layer) 161 to 163 are included. That is, the dielectric substrate 170 includes, in order from the main surface side where the amplifier IC 110 is disposed, a first dielectric layer 171 having a signal wiring and a ground conductor, a first ground conductor 161 partially having a signal wiring, Two dielectric layers 172, a second ground conductor 162 having a part of signal wiring, a third dielectric layer 173, a third ground conductor 163 having a part of signal wiring, and a signal wiring and a ground conductor. A fourth dielectric layer 174 having a laminated structure is formed. On the second dielectric layer 172 and the third dielectric layer 173, conductor lines 181 and 191 are formed which meander in a meandering manner in a direction parallel to the main surface of the dielectric substrate 170, respectively. The first to third ground conductors 161 to 163 that also have signal wirings in part are planar conductors inserted in parallel to the main surface of the dielectric substrate 170 in the substrate, respectively. Acts as a ground.

導体線路１８１は、第１の接地導体１６１および第２の接地導体１６２の間の第２の誘電体層１７２の中に挟まれるように、第２の誘電体層１７２の断面方向の略中央に形成されている。導体線路１８１と、第１および第２の接地導体１６１および１６２と、第２の誘電体層１７２とは、ストリップラインをなして第１のλ／４線路部１８０を構成している。同様に、導体線路１９１は、第２の接地導体１６２および第３の接地導体１６３の間の第３の誘電体層１７３の中に挟まれるように、第３の誘電体層１７３の断面方向の略中央に形成されている。そして、導体線路１９１と、第２および第３の接地導体１６２および１６３と、第３の誘電体層１７３とがストリップラインをなし、第２のλ／４線路部１９０を構成している。第１のλ／４線路部１８０と第２のλ／４線路部１９０とは、第２の接地導体１６２により高周波的に良好なアイソレーションが保たれている。   The conductor line 181 is provided at substantially the center in the cross-sectional direction of the second dielectric layer 172 so as to be sandwiched between the second dielectric layer 172 between the first ground conductor 161 and the second ground conductor 162. Is formed. The conductor line 181, the first and second ground conductors 161 and 162, and the second dielectric layer 172 form a first λ / 4 line portion 180 as a strip line. Similarly, the conductor line 191 is sandwiched in the third dielectric layer 173 between the second ground conductor 162 and the third ground conductor 163 in the cross-sectional direction of the third dielectric layer 173. It is formed in the approximate center. The conductor line 191, the second and third ground conductors 162 and 163, and the third dielectric layer 173 form a strip line and constitute the second λ / 4 line portion 190. The first λ / 4 line portion 180 and the second λ / 4 line portion 190 are kept in good isolation at high frequencies by the second ground conductor 162.

第１のλ／４線路部１８０は、第１および第２の入力整合部１２０および１４０の入力間に接続され、位相を四分の一波長偏移させる伝送線路である。第１のλ／４線路部１８０は、第１の接地導体１６１および第２の接地導体１６２に挟まれた比誘電率εr・厚さｂ［ｍｍ］の第２の誘電体層１７２に、幅ｗ［ｍｍ］・厚さｔ［ｍｍ］の帯状導体を介挿して構成したストリップラインである。第１のλ／４線路部１８０は、インピーダンス変換機能を有しており、特性インピーダンスをＺ、入力インピーダンスをＺin、出力インピーダンスをＺoutとすると、Ｚ＝（Ｚin×Ｚout）1/2の関係を有している。 The first λ / 4 line section 180 is a transmission line that is connected between the inputs of the first and second input matching sections 120 and 140 and shifts the phase by a quarter wavelength. The first λ / 4 line portion 180 has a width of a second dielectric layer 172 having a relative permittivity εr and a thickness b [mm] sandwiched between the first ground conductor 161 and the second ground conductor 162. It is a strip line configured by interposing a band-shaped conductor of w [mm] and thickness t [mm]. The first λ / 4 line section 180 has an impedance conversion function. When the characteristic impedance is Z, the input impedance is Zin, and the output impedance is Zout, the relationship of Z = (Zin × Zout) 1/2 is established. Have.

第２のλ／４線路部１９０は、第１および第２の出力整合部１３０および１５０の出力間に接続され、位相を四分の一波長偏移させる伝送線路である。第２のλ／４線路部１９０は、第２の接地導体１６２および第３の接地導体１６３に挟まれた誘電率εr・厚さｂ［ｍｍ］の第３の誘電体層１７３に、幅ｗ［ｍｍ］・厚さｔ［ｍｍ］の帯状導体を介挿して構成したストリップラインである。第２のλ／４線路部１９０もインピーダンス変換機能を有しており、特性インピーダンスをＺ、入力インピーダンスをＺin、出力インピーダンスをＺoutとすると、Ｚ＝（Ｚin×Ｚout）1/2の関係を有している。この例では第１のλ／４線路部１８０および第２のλ／４線路部１９０は同一条件で構成しているが、これには限定されない。すなわち、それぞれ異なる厚さの誘電体層に、異なる幅・厚さの帯状導体を介挿して形成してもよい。またこの例では、第１のλ／４線路部１８０および第２のλ／４線路部１９０の両方をストリップラインにて構成しているが、これにも限定されない。例えば、通過電力が大きく動作効率に対する損失の影響が大きい第２のλ／４線路部１９０のみをストリップラインで構成し、比較的損失の影響の小さい第１のλ／４線路部１８０をアクティブ回路や集中定数回路などにより構成してもよい。 The second λ / 4 line section 190 is a transmission line that is connected between the outputs of the first and second output matching sections 130 and 150 and shifts the phase by a quarter wavelength. The second λ / 4 line portion 190 has a width w on a third dielectric layer 173 having a dielectric constant εr and a thickness b [mm] sandwiched between the second ground conductor 162 and the third ground conductor 163. It is a strip line configured by interposing a strip-shaped conductor of [mm] and thickness t [mm]. The second λ / 4 line section 190 also has an impedance conversion function, and has a relationship of Z = (Zin × Zout) 1/2 where Z is the characteristic impedance, Zin is the input impedance, and Zout is the output impedance. is doing. In this example, the first λ / 4 line portion 180 and the second λ / 4 line portion 190 are configured under the same conditions, but the present invention is not limited to this. In other words, band-shaped conductors having different widths and thicknesses may be interposed in dielectric layers having different thicknesses. In this example, both the first λ / 4 line portion 180 and the second λ / 4 line portion 190 are configured by strip lines, but the present invention is not limited to this. For example, only the second λ / 4 line portion 190 having a large passing power and a large influence of loss on the operating efficiency is formed of a strip line, and the first λ / 4 line portion 180 having a relatively small influence of the loss is an active circuit. Or a lumped constant circuit.

図３に示すように、この増幅器モジュール１００は、入力端子ｉｎに入力インピーダンスＲｓの入力負荷が接続される。入力端子ｉｎに送信信号が入力されると、送信信号は第１の入力整合部１２０を介してキャリア増幅器１１１、および第１のλ／４線路部１８０と第２の入力整合部１４０を介してピーク増幅器１１２に入力される。キャリア増幅器１１１は、バイアス制御部１１３からのバイアスに基づいて送信信号を増幅し、第１の出力整合部１３０および第２のλ／４線路部１９０を介して出力端子ｏｕｔに出力する。   As shown in FIG. 3, in the amplifier module 100, an input load having an input impedance Rs is connected to an input terminal in. When a transmission signal is input to the input terminal in, the transmission signal is transmitted through the first input matching unit 120 through the carrier amplifier 111, the first λ / 4 line unit 180, and the second input matching unit 140. Input to the peak amplifier 112. The carrier amplifier 111 amplifies the transmission signal based on the bias from the bias control unit 113 and outputs the amplified signal to the output terminal out via the first output matching unit 130 and the second λ / 4 line unit 190.

一方、第１のλ／４線路部１８０は、入力された送信信号の位相を四分の一波長偏移させ、インピーダンス変換を行って第２の入力整合部１４０を介してピーク増幅器１１２に出力する。ピーク増幅器１１２は、バイアス制御部１１４からのバイアスに応じて送信信号を増幅し、第２の出力整合部１５０を介して出力端子ｏｕｔに出力する。ここで、バイアス制御部１１４は、入力された送信信号が所定のレベルを超える時にのみピーク増幅器が動作するように、所定のバイアスをピーク増幅器１１２に与える。したがって、ピーク増幅器１１２は、送信信号が所定のレベルに達した場合に増幅動作を行い、それ以外のときはオフ状態となる。   On the other hand, the first λ / 4 line section 180 shifts the phase of the input transmission signal by a quarter wavelength, performs impedance conversion, and outputs it to the peak amplifier 112 via the second input matching section 140. To do. The peak amplifier 112 amplifies the transmission signal according to the bias from the bias control unit 114 and outputs the amplified signal to the output terminal out via the second output matching unit 150. Here, the bias control unit 114 gives a predetermined bias to the peak amplifier 112 so that the peak amplifier operates only when the input transmission signal exceeds a predetermined level. Accordingly, the peak amplifier 112 performs an amplification operation when the transmission signal reaches a predetermined level, and is turned off in other cases.

その結果、第２のλ／４線路部１９０から出力された送信信号と第２の出力整合部１５０から出力された送信信号とが合成されて出力端子ｏｕｔに出力され、インピーダンスＲLの負荷に供給される。   As a result, the transmission signal output from the second λ / 4 line unit 190 and the transmission signal output from the second output matching unit 150 are combined and output to the output terminal out and supplied to the load of impedance RL. Is done.

続いて、図１ないし図４を参照して、この実施形態に係る増幅器モジュールの第１および第２のλ／４線路部１８０および１９０について詳細に説明する。図４は、従来のドハティ増幅器の構成を示すブロック図である。   Next, the first and second λ / 4 line portions 180 and 190 of the amplifier module according to this embodiment will be described in detail with reference to FIGS. 1 to 4. FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional Doherty amplifier.

図４に示すように、従来のドハティ増幅器では、図３に示すこの実施形態の増幅器に加えて、一般に、入力端子ｉｎおよび出力端子ｏｕｔにλ／４線路部をさらに備えている。すなわち、入力端子ｉｎに接続された第３のλ／４線路部２８５、第３のλ／４線路部２８５の出力に入力が接続された第１の入力整合部２２０および第１のλ／４線路部２８０、第１の入力整合部２２０の出力に入力が接続されたキャリア増幅器２１１、キャリア増幅器２１１の出力に入力が接続された第１の出力整合部２３０、第１の出力整合部２３０の出力に入力が接続された第２のλ／４線路部２９０、第１のλ／４線路部２８０の出力に入力が接続された第２の入力整合部２４０、第２の入力整合部２４０の出力に入力が接続されたピーク増幅器２１２、ピーク増幅器２１２の出力に入力が接続された第２の出力整合部２５０、第２のλ／４線路部２９０および第２の出力整合部２５０の出力に入力が接続され出力が出力端子ｏｕｔに接続された第４のλ／４線路部２９５を備えている。なお、図３に示す本発明の実施形態の構成要素と同一の機能を有する要素については同一の名称で表した。   As shown in FIG. 4, the conventional Doherty amplifier generally further includes a λ / 4 line section at the input terminal in and the output terminal out in addition to the amplifier of this embodiment shown in FIG. That is, the third λ / 4 line portion 285 connected to the input terminal in, the first input matching portion 220 whose input is connected to the output of the third λ / 4 line portion 285, and the first λ / 4. Of the line section 280, the carrier amplifier 211 whose input is connected to the output of the first input matching section 220, the first output matching section 230 whose input is connected to the output of the carrier amplifier 211, and the first output matching section 230 The second λ / 4 line section 290 whose input is connected to the output, the second input matching section 240 whose input is connected to the output of the first λ / 4 line section 280, and the second input matching section 240 The output of the peak amplifier 212 whose input is connected to the output, the second output matching unit 250 whose input is connected to the output of the peak amplifier 212, the second λ / 4 line unit 290, and the output of the second output matching unit 250 Input connected and output to output terminal out And a fourth lambda / 4 line portion 295 which is continued. In addition, about the element which has the same function as the component of embodiment of this invention shown in FIG. 3, it represented with the same name.

図４に示す従来のドハティ増幅器において、第３のλ／４線路部２８５と第４のλ／４線路部２９５は、入力負荷Ｒｓ＝５０Ωおよび出力負荷ＲL＝５０Ωを、スミスチャート上で、第３および第４のλ／４線路部２８５および２９５それぞれの特性インピーダンスＺ３およびＺ４を中心として、１８０度位相が回転した点でのインピーダンスへ変換することができるインピーダンス変換器として機能する。なお、スミスチャートは高周波回路の分野では通常良く使用されるチャートであるため、ここでは詳細な説明を省略する。また、四分の一波長伝送線路が前述のようなインピーダンス変換器として機能することについても高周波回路の分野では周知であり、詳細な説明は省略する（「マイクロ波工学」基礎と原理 中島将光著 森北出版株式会社 参照）。 In the conventional Doherty amplifier shown in FIG. 4, the third λ / 4 line portion 285 and the fourth λ / 4 line portion 295 have an input load Rs = 50Ω and an output load RL = 50Ω on the Smith chart. The third and fourth λ / 4 line sections 285 and 295 function as an impedance converter that can convert the impedance at a point where the phase is rotated by 180 degrees around the characteristic impedances Z 3 and Z 4 . The Smith chart is a chart that is normally used in the field of high-frequency circuits, and therefore detailed description thereof is omitted here. Also, the fact that the quarter-wave transmission line functions as an impedance converter as described above is well known in the field of high-frequency circuits, and detailed explanation is omitted (“Microwave Engineering” Basics and Principles Masamitsu Nakajima Written by Morikita Publishing Co., Ltd.).

第３のλ／４線路部２８５および第４のλ／４線路部２９５は、入力負荷Ｒｓおよび出力負荷ＲLを、それぞれ第１のλ／４線路部２８０およびキャリア増幅器２１１（第１の入力整合部２２０）の入力インピーダンス、および第２のλ／４線路部２９０およびピーク増幅器２１２（第２の入力整合部２４０）の出力インピーダンスに応じて、ドハティ増幅器としての特性・動作が得られるような適切なインピーダンスに変換するために備えられている。よって、第３および第４のλ／４線路部２８５および２９５は、第１および第２のλ／４線路部２８０および２９０の特性インピーダンスＺ１およびＺ２、および入力負荷Ｒｓと出力負荷ＲLを適切な値に選択することで省略することが可能である。電力増幅回路を小型モジュール化する上で回路要素の省略は有効な手法であるから、本願発明では第３および第４のλ／４線路部２８５および２９５を省略している。 The third λ / 4 line section 285 and the fourth λ / 4 line section 295 convert the input load Rs and the output load RL into the first λ / 4 line section 280 and the carrier amplifier 211 (first input matching), respectively. Suitable for obtaining characteristics and operation as a Doherty amplifier according to the input impedance of the unit 220) and the output impedance of the second λ / 4 line unit 290 and the peak amplifier 212 (second input matching unit 240) It is provided to convert to a simple impedance. Therefore, the third and fourth λ / 4 line portions 285 and 295 are configured to obtain the characteristic impedances Z 1 and Z 2 of the first and second λ / 4 line portions 280 and 290 and the input load Rs and the output load RL. It can be omitted by selecting an appropriate value. Since the omission of circuit elements is an effective technique for downsizing the power amplifier circuit, the third and fourth λ / 4 line portions 285 and 295 are omitted in the present invention.

図４に示す従来のドハティ増幅器の動作概要について、第１ないし第４のλ／４線路部２８０ないし２９５のそれぞれの特性インピーダンス、さらには入力負荷Ｒｓおよび出力負荷ＲLが一般の通信機器で用いられる５０Ωであるものと仮定し、説明を簡略化するため第１および第２の入力／出力整合部２２０ないし２５０を省略して説明する。   As for the operation outline of the conventional Doherty amplifier shown in FIG. 4, the characteristic impedances of the first to fourth λ / 4 line sections 280 to 295, and the input load Rs and the output load RL are used in general communication equipment. In order to simplify the description, the first and second input / output matching units 220 to 250 are omitted for the sake of simplicity.

入力負荷Ｒｓおよび出力負荷ＲLの５０Ωは、第３および第４のλ／４線路部２８５および２９５により２５Ωのインピーダンスへ変換される。さらに、第１および第２のλ／４線路部２８０および２９０により１００Ωへと変換される。よって、キャリア増幅器２１１の入力負荷は２５Ω、同じく出力負荷は１００Ωとなる。同様に、ピーク増幅器２１２の入力負荷は１００Ω、同じく出力負荷は２５Ωとなる。ドハティ増幅器は、キャリア増幅器とピーク増幅器とが同一レベルの出力電力を出力する場合、ピーク増幅器が休止状態の場合に１００Ωであったキャリア増幅器の出力負荷がアクティブロードプル効果により５０Ωへと減少して観測されることにより、キャリア増幅器の飽和出力が向上する効果を得ることができるものである（High-Linearity RF Amplifier Design, Peter B. Kenington著 参照）。   50 Ω of the input load Rs and the output load RL is converted into an impedance of 25 Ω by the third and fourth λ / 4 line portions 285 and 295. Further, the first and second λ / 4 line portions 280 and 290 are converted to 100Ω. Therefore, the input load of the carrier amplifier 211 is 25Ω, and the output load is 100Ω. Similarly, the input load of the peak amplifier 212 is 100Ω, and the output load is 25Ω. In the Doherty amplifier, when the carrier amplifier and the peak amplifier output the same level of output power, the output load of the carrier amplifier, which was 100Ω when the peak amplifier is in the quiescent state, is reduced to 50Ω by the active load pull effect. By observing, the effect of improving the saturation output of the carrier amplifier can be obtained (see High-Linearity RF Amplifier Design, by Peter B. Kenington).

前述のとおり、ドハティ増幅器の小型化を図るために第３および第４のλ／４線路部２８５および２９５を省略すると、入力負荷Ｒｓおよび出力負荷ＲLが依然として５０Ωである場合には、第１および第２のλ／４線路部２８０および２９０の特性インピーダンスは１００Ωであることが必要となる。   As described above, if the third and fourth λ / 4 line sections 285 and 295 are omitted in order to reduce the size of the Doherty amplifier, the first load and the output load RL are still 50Ω, The characteristic impedance of the second λ / 4 line portions 280 and 290 is required to be 100Ω.

この場合、入力負荷Ｒｓおよび出力負荷ＲLの５０Ωは、特性インピーダンスが１００Ωである第１および第２のλ／４線路部２８０および２９０により、２００Ωのインピーダンスに変換される。よって、キャリア増幅器２１１の入力負荷は５０Ω、同じく出力負荷は２００Ω、ピーク増幅器２１２の入力負荷は２００Ω、同じく出力負荷は５０Ωとなる。そして、ピーク増幅器２１２が休止状態である場合には２００Ωであったキャリア増幅器２１１の出力負荷が、アクティブロードプル効果により１００Ωへと減少して観測され、キャリア増幅器２１１の飽和出力が向上する効果を得ることができる。   In this case, 50Ω of the input load Rs and the output load RL is converted into an impedance of 200Ω by the first and second λ / 4 line sections 280 and 290 having a characteristic impedance of 100Ω. Therefore, the input load of the carrier amplifier 211 is 50Ω, the output load is 200Ω, the input load of the peak amplifier 212 is 200Ω, and the output load is 50Ω. When the peak amplifier 212 is in a resting state, the output load of the carrier amplifier 211, which was 200Ω, is observed to be reduced to 100Ω by the active load pull effect, and the saturation output of the carrier amplifier 211 is improved. Obtainable.

ところで、第３および第４のλ／４線路部２８５および２９５を省略した場合、キャリア増幅器２１１およびピーク増幅器２１２の入力負荷および出力負荷が２倍となるが、キャリア増幅器２１１およびピーク増幅器２１２のバイアス条件や、それぞれに備えられた第１および第２の入力／出力整合部２２０ないし２５０の定数やトポロジーを調整することにより対応することになる。   By the way, when the third and fourth λ / 4 line sections 285 and 295 are omitted, the input load and output load of the carrier amplifier 211 and the peak amplifier 212 are doubled, but the bias of the carrier amplifier 211 and the peak amplifier 212 is increased. This can be dealt with by adjusting the conditions and the constants and topologies of the first and second input / output matching units 220 to 250 provided for each condition.

しかし、第１および第２のλ／４線路部２８０および２９０の特性インピーダンスを５０Ωから１００Ωにすると、ストリップラインに必要な誘電体層の厚さが厚くなってしまう。このことは、λ／４線路部をモジュール基板内に介挿したストリップラインにより実現する場合に、必要とする誘電体の厚さが厚くなり、結果としてモジュールサイズの大型化を招くことにつながる。   However, if the characteristic impedance of the first and second λ / 4 line portions 280 and 290 is changed from 50Ω to 100Ω, the thickness of the dielectric layer required for the stripline becomes thick. This means that when the λ / 4 line portion is realized by a strip line inserted in the module substrate, the required dielectric thickness increases, resulting in an increase in module size.

この点について、図２に示す断面のストリップラインを参照して説明する。図２に示す導体線路１８１および１９１が構成するストリップラインの特性インピーダンスＺ０［Ω］は、誘電体層の厚さをｂ［ｍｍ］、伝送線路幅をｗ［ｍｍ］、伝送線路厚をｔ［ｍｍ］、接地導体と伝送線路との距離をｈ［ｍｍ］とすると、数式（１）のように表される。

Figure 2007135015
This point will be described with reference to the strip line of the cross section shown in FIG. The characteristic impedance Z 0 [Ω] of the strip line formed by the conductor lines 181 and 191 shown in FIG. 2 is such that the dielectric layer thickness is b [mm], the transmission line width is w [mm], and the transmission line thickness is t When [mm] and the distance between the grounding conductor and the transmission line are h [mm], they are expressed as Equation (1).
Figure 2007135015

例えば、一般的な比誘電率εr＝９のアルミナ基板をモジュール基板として使用する場合を例にとると、図２の導体線路１８１または１９１の幅wが０．１［ｍｍ］である場合、特性インピーダンスが５０Ωであれば誘電体の厚さｂを０．８［ｍｍ］とすることができるが、特性インピーダンスを１００Ωとした場合には、その厚さｂは１０［ｍｍ］まで厚くしなければならない。この例で、導体線路１８１または１９１の幅wを０．５［ｍｍ］まで狭めた場合でも、厚さｂは７［ｍｍ］まで厚くする必要がある。   For example, when using a typical alumina substrate having a relative dielectric constant εr = 9 as a module substrate, when the width w of the conductor line 181 or 191 in FIG. If the impedance is 50Ω, the thickness b of the dielectric can be 0.8 [mm]. However, if the characteristic impedance is 100Ω, the thickness b must be increased to 10 [mm]. Don't be. In this example, even when the width w of the conductor line 181 or 191 is reduced to 0.5 [mm], the thickness b needs to be increased to 7 [mm].

一般に、モジュール基板の内層に導体線路を形成する場合、基板製造ルールの制約から、線路幅を０．１ｍｍ以上にする必要がある。そのため、特性インピーダンス１００Ωの導体線路をモジュール基板の内層に形成すると、誘電体層の厚さを厚くしなければならず、モジュールサイズが大型化してしまう。そこで本願発明では、λ／４線路部の特性インピーダンスを所定の値以下に設定して、増幅器の小型モジュール化を実現している。   In general, when a conductor line is formed on the inner layer of a module board, the line width needs to be 0.1 mm or more due to restrictions of the board manufacturing rules. Therefore, if a conductor line having a characteristic impedance of 100Ω is formed in the inner layer of the module substrate, the thickness of the dielectric layer must be increased, and the module size is increased. Therefore, in the present invention, the characteristic impedance of the λ / 4 line portion is set to a predetermined value or less to realize a small-sized amplifier.

図１ないし図３に示す実施形態に係る増幅器モジュールのドハティ増幅器では、λ／４線路部を２つ必要とするから、小型化およびアイソレーション向上の観点から、二つのλ／４線路部を誘電体基板の厚さ方向に積層することが望ましい。そして、電子素子モジュールは縦４ｍｍ×横４ｍｍ×厚さ２ｍｍの直方体形状とされることが一般的であるから、２つのλ／４線路部の誘電体層の厚さを同一とすれば、ストリップラインの誘電体層の厚さは１ｍｍ以下とすることが必要となる。この条件を満たすための第１および第２のλ／４線路部１８０および１９０の特性インピーダンスＺ１［Ω］およびＺ２［Ω］、ならびに入力負荷Ｒｓ［Ω］と出力負荷ＲL［Ω］の値は、伝送線路幅をｗ［ｍｍ］、伝送線路厚をｔ［ｍｍ］、接地導体と伝送線路との距離をｈ［ｍｍ］とすると、数式（２）の関係を満たせばよい。

Figure 2007135015
Since the Doherty amplifier of the amplifier module according to the embodiment shown in FIGS. 1 to 3 requires two λ / 4 line portions, the two λ / 4 line portions are made dielectric from the viewpoint of miniaturization and improvement of isolation. It is desirable to laminate in the thickness direction of the body substrate. Since the electronic element module is generally a rectangular parallelepiped shape having a length of 4 mm, a width of 4 mm, and a thickness of 2 mm, if the thicknesses of the dielectric layers of the two λ / 4 line portions are the same, a strip is formed. The thickness of the dielectric layer in the line needs to be 1 mm or less. The characteristic impedances Z 1 [Ω] and Z 2 [Ω] of the first and second λ / 4 line sections 180 and 190 for satisfying this condition, and the input load Rs [Ω] and the output load RL [Ω] The values only need to satisfy the relationship of Equation (2), where the transmission line width is w [mm], the transmission line thickness is t [mm], and the distance between the ground conductor and the transmission line is h [mm].
Figure 2007135015

これは数式（１）において誘電体厚ｂを１［ｍｍ］としたものである。   This is obtained by setting the dielectric thickness b to 1 [mm] in Equation (1).

また、比誘電率がεrである誘電体内での高周波信号の波長λrは、自由空間中の波長をλとした時、数式（３）に示される値となるため、基板内での線路の長さは数式（３）で示される波長の四分の一の長さとなる。例えば、信号の周波数が２ＧＨｚであれば、自由空間中の波長λは、１５０ｍｍ程度となり、１／４波長は３７．５ｍｍ程度となる。ここで、比誘電率εr＝９とすると、１／４波長は１２．５ｍｍまで短縮される。したがって、λ／４線路部の長さを短縮することができ、モジュール化をより容易にすることができる。

Figure 2007135015
Further, the wavelength λr of the high-frequency signal in the dielectric having a relative permittivity of εr is a value represented by Equation (3) when the wavelength in free space is λ, and therefore, the length of the line in the substrate The length is a quarter length of the wavelength represented by the formula (3). For example, if the signal frequency is 2 GHz, the wavelength λ in free space is about 150 mm, and the quarter wavelength is about 37.5 mm. Here, when the relative dielectric constant εr = 9, the quarter wavelength is shortened to 12.5 mm. Therefore, the length of the λ / 4 line portion can be shortened, and modularization can be facilitated.
Figure 2007135015

第１および第２のλ／４線路部１８０および１９０の特性インピーダンスを５０Ωとすれば、入出力負荷ＲｓおよびＲLは２５Ωとなり、数式（２）の関係を満たすストリップラインの誘電体層の最大限の厚さは０．８ｍｍとなる。したがって、数式（１）において誘電体層の厚さｂ（＝２ｈ＋ｔ）を０．８［ｍｍ］とすれば、入出力負荷を５０オームの整数分の一とすることができるから、モジュールサイズの小型化を実現しつつ設計の容易な増幅器モジュールを得ることができる。また、二つのλ／４線路部を誘電体基板の厚さ方向に積層する場合のモジュール化が容易となる。   If the characteristic impedance of the first and second λ / 4 line sections 180 and 190 is 50Ω, the input / output loads Rs and RL are 25Ω, and the maximum of the dielectric layer of the stripline that satisfies the relationship of Equation (2) The thickness is 0.8 mm. Therefore, if the thickness b (= 2h + t) of the dielectric layer in Equation (1) is 0.8 [mm], the input / output load can be reduced to an integer of 50 ohms. An amplifier module that is easy to design while achieving downsizing can be obtained. Further, modularization is facilitated when two λ / 4 line portions are laminated in the thickness direction of the dielectric substrate.

ここで、図５および図６を参照してこの実施形態の増幅器モジュールの実施例について説明する。図５は、この実施形態の増幅器モジュールの実施例の外観を示す斜視図、図６はこの実施例における効率特性の例を示す図である。   Here, an example of the amplifier module of this embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 5 is a perspective view showing an external appearance of an example of the amplifier module of this embodiment, and FIG. 6 is a diagram showing an example of efficiency characteristics in this example.

図５に示すように、長さ４ｍｍ・幅４ｍｍ・厚さ１．５ｍｍのアルミナ基板（比誘電率８．８）の一方の主面に、長さ１ｍｍ・幅１ｍｍのGaAsMMICからなる増幅器ＩＣ３１０と、その周囲にそれぞれ対称位置となるように配置された長さ０．６ｍｍ・幅０．３ｍｍの素子チップからなる入力整合回路・出力整合回路を配置した。アルミナ基板は、増幅器ＩＣ３１０形成面から順に厚さ０．１ｍｍの第１の誘電体層３７１、厚さ０．０５ｍｍの第２および第３の誘電体層３７２および３７３、厚さ０．６ｍｍの第４および第５の誘電体層３７４および３７５の積層構造に形成した。また、各々の誘電体層の間には、第１ないし第４の接地導体３６１ないし３６４を介挿し、増幅器ＩＣ３１０配置面と対向する主面には第５の接地導体３６５を形成した。   As shown in FIG. 5, on one main surface of an alumina substrate (relative permittivity 8.8) having a length of 4 mm, a width of 4 mm, and a thickness of 1.5 mm, an amplifier IC 310 made of GaAsMMIC having a length of 1 mm and a width of 1 mm is provided. An input matching circuit and an output matching circuit composed of element chips having a length of 0.6 mm and a width of 0.3 mm arranged so as to be in symmetrical positions are arranged around them. The alumina substrate includes a first dielectric layer 371 having a thickness of 0.1 mm, second and third dielectric layers 372 and 373 having a thickness of 0.05 mm, and a first dielectric layer having a thickness of 0.6 mm in order from the surface on which the amplifier IC 310 is formed. The fourth and fifth dielectric layers 374 and 375 were formed in a laminated structure. Further, first to fourth ground conductors 361 to 364 are interposed between the respective dielectric layers, and a fifth ground conductor 365 is formed on the main surface facing the amplifier IC 310 placement surface.

第４および第５の誘電体層３７４および３７５の厚さ方向の略中央には、誘電体基板の平面方向に蛇行させたλ／４線路を形成してストリップラインを構成した。その結果、図６に示す効率特性が得られた。これは、略同一のサイズに形成した従来のＢ級増幅器の効率特性と比較して最大で１０％ほど向上している。   A strip line was formed by forming a λ / 4 line meandering in the plane direction of the dielectric substrate at substantially the center in the thickness direction of the fourth and fifth dielectric layers 374 and 375. As a result, the efficiency characteristic shown in FIG. 6 was obtained. This is an improvement of up to about 10% in comparison with the efficiency characteristics of a conventional class B amplifier formed in substantially the same size.

以上説明したとおり、本発明の実施形態によれば、ドハティアンプ技術を用いた電力増幅器において付帯回路を低損失かつ小型に実現することにより、動作効率を悪化させることなく小型で高効率な電力増幅器モジュールを実現する。また、携帯電話等の小型無線送信機に搭載すれば、消費電力を削減し、電池の消耗を抑えることで、従来の電力増幅器を用いた場合よりも携帯電話での通話時間を長くすることができる。   As described above, according to the embodiments of the present invention, a small and high-efficiency power amplifier without deteriorating the operation efficiency by realizing an auxiliary circuit in a power amplifier using the Doherty amplifier technology with low loss and small size. Realize the module. Moreover, if it is installed in a small wireless transmitter such as a mobile phone, it reduces the power consumption and suppresses battery consumption, so that the call time on the mobile phone can be made longer than when a conventional power amplifier is used. it can.

なお、本発明は上記実施形態のみに限定されるものではない。上記実施形態では、四分の一波長線路の特性インピーダンスを５０Ω、入出力負荷を２５Ωであるとして説明したが、これには限定されない。数式（２）の関係を満たす特性インピーダンスであれば、どのような入出力負荷であっても同様の効果を奏することができる。   In addition, this invention is not limited only to the said embodiment. In the above embodiment, the characteristic impedance of the quarter wavelength line is 50Ω and the input / output load is 25Ω. However, the present invention is not limited to this. As long as the characteristic impedance satisfies the relationship of Equation (2), the same effect can be obtained regardless of the input / output load.

本発明は、電子部品製造業、電子機器製造業、無線機器製造業などに適用することができる。   The present invention can be applied to an electronic component manufacturing industry, an electronic equipment manufacturing industry, a wireless equipment manufacturing industry, and the like.

本発明の一つの実施形態の増幅器モジュールの外観を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the external appearance of the amplifier module of one Embodiment of this invention. この実施形態に係る増幅器モジュールの断面図である。It is sectional drawing of the amplifier module which concerns on this embodiment. この実施形態に係る増幅器モジュールブロック図である。It is an amplifier module block diagram concerning this embodiment. 一般的なドハティ増幅器を示すブロック図である。It is a block diagram which shows a general Doherty amplifier. この実施形態の増幅器モジュールの実施例の外観を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the external appearance of the Example of the amplifier module of this embodiment. 図５に示す実施例における特性例を示す図である。It is a figure which shows the example of a characteristic in the Example shown in FIG.

符号の説明Explanation of symbols

１００…増幅器モジュール、１１０…増幅器ＩＣ、１１１…キャリア増幅器、１１２…ピーク増幅器、１２０…第１入力整合部、１３０…第１出力整合部、１４０…第２入力整合部、１５０…第２出力整合部、１６１ないし１６３…第１ないし第３の接地導体、１７０…誘電体基板、１７１ないし１７４…第１ないし第４の誘電体層、１８０…第１のλ／４線路部、１９０…第２のλ／４線路部、３１０…増幅器ＩＣ、３６１ないし３６５…第１ないし第５の接地導体、３７１ないし３７５…第１ないし第５の誘電体層。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 ... Amplifier module, 110 ... Amplifier IC, 111 ... Carrier amplifier, 112 ... Peak amplifier, 120 ... 1st input matching part, 130 ... 1st output matching part, 140 ... 2nd input matching part, 150 ... 2nd output matching , 161 to 163... First to third ground conductors, 170 to dielectric substrate, 171 to 174 to first to fourth dielectric layers, 180 to first λ / 4 line portion, and 190 to second. Λ / 4 line section, 310... Amplifier IC, 361 to 365... First to fifth ground conductors, 371 to 375... First to fifth dielectric layers.

Claims (7)

誘電体層および導体層を有する基板と、
前記基板の主面上に配置され、入力信号を増幅する第１の増幅部と、
前記誘電体層中に配置され、前記入力信号の位相を偏移させる第１の伝送線路と、
前記誘電体層中に配置され、前記第１の増幅部により増幅された信号の位相を偏移させ、かつインピーダンス変換を行う第２の伝送線路と、
前記基板の主面上に配置され、前記第１の伝送線路により位相が偏移された信号を、前記入力信号の電力が所定の電力を超えた場合に増幅する第２の増幅部と、
前記基板の主面上に配置され、前記第２の伝送線路により位相が偏移された信号と前記第２の増幅部により増幅された信号とを合成する合成部と
を具備したことを特徴とする増幅器モジュール。 A substrate having a dielectric layer and a conductor layer;
A first amplifying unit disposed on a main surface of the substrate and amplifying an input signal;
A first transmission line disposed in the dielectric layer for shifting the phase of the input signal;
A second transmission line that is disposed in the dielectric layer, shifts the phase of the signal amplified by the first amplifier, and performs impedance conversion;
A second amplifying unit arranged on the main surface of the substrate and amplifying a signal whose phase is shifted by the first transmission line when the power of the input signal exceeds a predetermined power;
And a synthesis unit arranged on the main surface of the substrate and configured to synthesize a signal whose phase is shifted by the second transmission line and a signal amplified by the second amplification unit. Amplifier module to do. 前記第１の伝送線路および前記第２の伝送線路は、位相を四分の一波長偏移させる四分の一波長線路からなることを特徴とする請求項１記載の増幅器モジュール。   2. The amplifier module according to claim 1, wherein the first transmission line and the second transmission line are quarter-wave lines that shift a phase by a quarter wavelength. 前記第１の伝送線路および前記第２の伝送線路は、メアンダ状に形成されたストリップラインであることを特徴とする請求項１記載の増幅器モジュール。   The amplifier module according to claim 1, wherein the first transmission line and the second transmission line are strip lines formed in a meander shape. 前記第１の伝送線路および前記第２の伝送線路は、前記第１の伝送線路の特性インピーダンスをＺ１［Ω］、前記第２の伝送線路の特性インピーダンスをＺ２［Ω］、伝送線路幅をｗ［ｍｍ］、伝送線路厚をｔ［ｍｍ］、接地導体と伝送線路との距離をｈ［ｍｍ］としたとき、
Figure 2007135015
 の関係を満足することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の増幅器モジュール。 The first transmission line and the second transmission line have a characteristic impedance of the first transmission line Z 1 [Ω], a characteristic impedance of the second transmission line Z 2 [Ω], and a transmission line width. Is w [mm], the transmission line thickness is t [mm], and the distance between the ground conductor and the transmission line is h [mm],
Figure 2007135015
 The amplifier module according to claim 1, wherein the following relationship is satisfied. 前記第１の伝送線路は、アクティブ回路または集中定数回路からなることを特徴とする請求項１記載の増幅器モジュール。   The amplifier module according to claim 1, wherein the first transmission line includes an active circuit or a lumped constant circuit. 前記第１の伝送線路および前記第２の伝送線路は、互いに異なる特性インピーダンスを有し、かつ互いに異なる線路厚を有することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の増幅器モジュール。   5. The amplifier module according to claim 1, wherein the first transmission line and the second transmission line have different characteristic impedances and have different line thicknesses. 6. . 請求項１ないし６のいずれか１項に記載の増幅器モジュールからなる電力増幅器を備えた無線送信装置。   A wireless transmission device comprising a power amplifier comprising the amplifier module according to claim 1.
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