JP2007124394A - Oscillator - Google Patents

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Takahiro Asami
隆弘 浅見
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an oscillator capable of obtaining a more stable oscillation frequency by reducing influence due to the variation of an element characteristic, and the fluctuation in temperature or power source voltage. <P>SOLUTION: The oscillator comprises: a variable frequency oscillating means 21 for controlling the oscillation frequency fosc in response to the electric current or voltage to be inputted; a frequency-voltage converting means 22 for outputting the voltage V1 corresponding to the oscillation frequency fosc of the variable frequency oscillating means 21; and a comparison means 23 for comparing the output voltage V1 of the frequency-voltage converting means 21 with a reference voltage Vref2 so as to output the difference. The output of the comparison means 23 is supplied to the variable frequency oscillating means 21 so as to control the oscillation frequency fosc of the variable frequency oscillating means 21. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、入力される電流又は電圧により発振周波数が制御される発振器に関する。   The present invention relates to an oscillator whose oscillation frequency is controlled by an input current or voltage.

従来、高い周波数で発振する発振器として、図１のようなリングオシレーターが使用されてきた。リングオシレーターは、奇数個(2n-1)の論理反転手段をリング状に接続した回路であり、論理反転手段は、その電源を変化させることで個々の論理反転手段の遅延時間が制御される発振器である。この発振器は、図１から明らかなように、非常に容易に構成されるという利点を有する（特許文献１参照。）。
特開平１１−３４１８４２号広報 Conventionally, a ring oscillator as shown in FIG. 1 has been used as an oscillator that oscillates at a high frequency. The ring oscillator is a circuit in which an odd number (2n-1) of logic inversion means are connected in a ring shape. The logic inversion means is an oscillator whose delay time is controlled by changing its power supply. It is. As apparent from FIG. 1, this oscillator has an advantage that it is very easily configured (see Patent Document 1).
JP 11-341842 A

しかし、個々の論理反転手段の遅延時間は、夫々の素子特性のばらつき及び温度又は電源電圧の変動などに影響を及ぼされるので、結果としてリングオシレーターから得られる発振周波数は不安定である。従来のリングオシレーターの発振周波数の精度は、所望の周波数に対して±30％である。   However, the delay time of each logic inversion means is affected by variations in element characteristics and temperature or power supply voltage fluctuations. As a result, the oscillation frequency obtained from the ring oscillator is unstable. The accuracy of the oscillation frequency of the conventional ring oscillator is ± 30% with respect to the desired frequency.

そこで、本発明は、素子特性のばらつき及び温度又は電源電圧の変動による影響を低減し、より安定した発振周波数を得られる発振器を提供することを目的とする。   Therefore, an object of the present invention is to provide an oscillator that can reduce the influence of variations in element characteristics and fluctuations in temperature or power supply voltage and obtain a more stable oscillation frequency.

上記目的を達成するために、本発明による発振器は以下のような特徴を有する。   In order to achieve the above object, an oscillator according to the present invention has the following characteristics.

本発明による発振器は、入力される電流又は電圧により発振周波数が制御される可変周波数発振手段を有する発振器において、前記可変周波数発振手段の発振周波数に応じた電圧を出力する周波数‐電圧変換手段と、前記周波数‐電圧変換手段から出力された電圧と第一の基準電圧とを比較して、それらの差を出力する比較手段とを有し、前記比較手段からの出力を前記可変周波数発振手段に供給して、該可変周波数発振手段の発振周波数を制御することを特徴とする。   The oscillator according to the present invention is an oscillator having variable frequency oscillation means whose oscillation frequency is controlled by an input current or voltage, and a frequency-voltage conversion means for outputting a voltage according to the oscillation frequency of the variable frequency oscillation means, Comparing the voltage output from the frequency-voltage converting means with the first reference voltage and outputting a difference between them, and supplying the output from the comparing means to the variable frequency oscillating means Thus, the oscillation frequency of the variable frequency oscillating means is controlled.

これにより、素子特性のばらつき及び温度又は電源電圧の変動による影響を低減し、より安定した発振周波数を得ることができる。   As a result, it is possible to reduce the influence of variations in element characteristics and fluctuations in temperature or power supply voltage, and to obtain a more stable oscillation frequency.

望ましくは、本発明による発振器において、前記周波数‐電圧変換手段は、前記可変周波数発振手段の発振周波数に応じて切り替えられるスイッチを有するスイッチトキャパシタ回路を有し、前記スイッチトキャパシタ回路の等価抵抗の値に基づいて前記発振周波数に応じた電圧を発生することを特徴とする。   Preferably, in the oscillator according to the present invention, the frequency-voltage conversion means includes a switched capacitor circuit having a switch that is switched in accordance with an oscillation frequency of the variable frequency oscillation means, and has an equivalent resistance value of the switched capacitor circuit. Based on this, a voltage corresponding to the oscillation frequency is generated.

このようにコイルを用いないスイッチトキャパシタ回路の周波数特性を利用したので、回路規模が小さく、IC化が容易となる。   Since the frequency characteristics of the switched capacitor circuit that does not use a coil are used in this way, the circuit scale is small and it is easy to make an IC.

また、望ましくは、本発明による発振器において、前記周波数‐電圧変換手段は、周波数‐電流変換手段と電流‐電圧変換手段とを有し、前記周波数‐電流変換手段は、所定の点を第二の基準電圧に設定する基準電圧設定手段と、前記可変周波数発振手段の発振周波数に応じて切り替えられるスイッチを有するスイッチトキャパシタ回路とを有し、前記基準電圧設定手段により第二の基準電圧に設定された点と前記スイッチトキャパシタ回路とを接続して、前記スイッチトキャパシタ回路に前記発振周波数に応じた電流を流し、前記電流‐電圧変換手段は、抵抗を有し、該抵抗に前記周波数‐電流変換手段により変換された電流に応じた電流を供給することによって、前記発振周波数に応じた電流を電圧に変換することを特徴とする。   Preferably, in the oscillator according to the present invention, the frequency-voltage conversion unit includes a frequency-current conversion unit and a current-voltage conversion unit, and the frequency-current conversion unit sets a predetermined point at the second point. Reference voltage setting means for setting to a reference voltage, and a switched capacitor circuit having a switch that is switched according to the oscillation frequency of the variable frequency oscillation means, the second reference voltage being set by the reference voltage setting means A point and the switched capacitor circuit are connected, and a current corresponding to the oscillation frequency is caused to flow through the switched capacitor circuit. The current-voltage conversion unit includes a resistor, and the resistor is connected to the resistor by the frequency-current conversion unit. By supplying a current corresponding to the converted current, the current corresponding to the oscillation frequency is converted into a voltage.

このように周波数-電圧変換手段として、発振周波数を帰還させた周波数‐電流手段と、電流‐電圧手段とを設けたので、発振周波数の制御のための電圧を正確に調整することが可能となり、結果としてより精度の高い発振周波数を得ることができる。   As described above, since the frequency-current converting means for feeding back the oscillation frequency and the current-voltage means are provided as the frequency-voltage converting means, it becomes possible to accurately adjust the voltage for controlling the oscillation frequency, As a result, a more accurate oscillation frequency can be obtained.

本発明の発振器によれば、スイッチトキャパシタ回路の周波数特性を利用することにより、素子特性のばらつき及び温度又は電源電圧の変動による影響の小さい、安定した発振周波数を得ることが可能となる。   According to the oscillator of the present invention, by using the frequency characteristics of the switched capacitor circuit, it is possible to obtain a stable oscillation frequency that is less affected by variations in element characteristics and changes in temperature or power supply voltage.

本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。   Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

図２は、本発明による発振器の基本構成を示したブロック図である。発振器20は、入力される電流又は電圧により発振周波数foscが制御される可変周波数発振手段21と、その発振周波数foscに応じて電圧V1を出力する周波数‐電圧変換手段22と、周波数‐電圧変換手段22から出力された電圧V1と第一の基準電圧Vref2とを比較する比較手段23とを有する。比較手段23で電圧V1と第一の基準電圧Vref2とを比較した結果は、比較手段23の出力として可変周波数発振手段21に供給される。この出力に応じて、可変周波数発振手段21の発振周波数は、所望の値となるように制御されることができる。   FIG. 2 is a block diagram showing the basic configuration of the oscillator according to the present invention. The oscillator 20 includes a variable frequency oscillation means 21 whose oscillation frequency fosc is controlled by an input current or voltage, a frequency-voltage conversion means 22 that outputs a voltage V1 in accordance with the oscillation frequency fosc, and a frequency-voltage conversion means Comparing means 23 for comparing the voltage V1 output from 22 with the first reference voltage Vref2. The result of comparing the voltage V1 and the first reference voltage Vref2 by the comparison unit 23 is supplied to the variable frequency oscillation unit 21 as an output of the comparison unit 23. In accordance with this output, the oscillation frequency of the variable frequency oscillating means 21 can be controlled to a desired value.

周波数‐電圧変換手段22は、可変周波数発振手段21の発振周波数foscに応じて変化する電圧V1を出力する。詳細は後述するが、周波数‐電圧変換手段22は、例えば、コンデンサと、発振周波数によってスイッチングされるスイッチとから構成されるスイッチトキャパシタ回路を有し、コンデンサの容量とスイッチングされるスイッチとにより等価的に抵抗器（等価抵抗）を実現し、この等価抵抗の値に基づいて発振周波数に応じた電圧を発生することができる。この電圧により、可変周波数発振手段21の発振周波数は、その変動を補償するように制御されることができる。   The frequency-voltage converting means 22 outputs a voltage V1 that changes according to the oscillation frequency fosc of the variable frequency oscillating means 21. Although details will be described later, the frequency-voltage converting means 22 has a switched capacitor circuit composed of, for example, a capacitor and a switch that is switched according to the oscillation frequency, and is equivalent to the capacitance of the capacitor and the switch that is switched. A resistor (equivalent resistance) can be realized, and a voltage corresponding to the oscillation frequency can be generated based on the value of the equivalent resistance. With this voltage, the oscillation frequency of the variable frequency oscillating means 21 can be controlled to compensate for the fluctuation.

このような周波数‐電圧変換手段としては、スイッチトキャパシタ回路で発生した電圧から直接的に導き出された電圧を後の比較器に入力する方式と、スイッチトキャパシタ回路を流れる電流を電圧に変換し、変換された電圧を後の比較器に入力する方式とがある。   As such frequency-voltage conversion means, a voltage directly derived from a voltage generated in the switched capacitor circuit is input to a later comparator, and a current flowing through the switched capacitor circuit is converted into a voltage and converted. There is a method of inputting the measured voltage to a later comparator.

図３は、可変発振手段として電流制御発振器31を使用した場合の本発明による発振器30の例を示した図である。電流制御発振器を用いることにより、電圧‐電流変換回路35が比較手段33と電流制御発振器31との間に設けられる。
〔回路構成〕
図３の発振器30は、電流制御発振器31、周波数‐電圧変換手段32、比較手段33、論理反転手段34、電圧‐電流変換回路35から構成されている。 FIG. 3 is a diagram showing an example of an oscillator 30 according to the present invention when a current-controlled oscillator 31 is used as variable oscillation means. By using the current control oscillator, the voltage-current conversion circuit 35 is provided between the comparison means 33 and the current control oscillator 31.
[Circuit configuration]
The oscillator 30 shown in FIG. 3 includes a current control oscillator 31, a frequency-voltage conversion unit 32, a comparison unit 33, a logic inversion unit 34, and a voltage-current conversion circuit 35.

電流制御発振器31は、入力される電流により制御される発振周波数foscの信号を出力する。論理反転手段34は、この発振周波数foscの信号を反転するために使用される。   The current control oscillator 31 outputs a signal having an oscillation frequency fosc controlled by the input current. The logic inversion means 34 is used to invert the signal of the oscillation frequency fosc.

周波数‐電圧変換手段32は、電流制御発振器31の発振周波数foscに応じた電圧を出力する手段であり、周波数‐電流変換手段36及び電流‐電圧変換手段37を有する。周波数‐電流変換手段36は、電流制御発振器31の発振周波数foscに応じた電流を出力する手段であり、スイッチトキャパシタ回路38及び基準電圧設定手段39を有する。スイッチトキャパシタ回路38は、二つのスイッチSW1、SW2及び一つのコンデンサC2から構成される。基準電圧設定手段39は、演算増幅器OP1、コンデンサC1及びＮチャネル形ＦＥＴM5から構成される。   The frequency-voltage conversion means 32 is a means for outputting a voltage corresponding to the oscillation frequency fosc of the current control oscillator 31, and has a frequency-current conversion means 36 and a current-voltage conversion means 37. The frequency-current conversion means 36 is a means for outputting a current corresponding to the oscillation frequency fosc of the current control oscillator 31, and includes a switched capacitor circuit 38 and a reference voltage setting means 39. The switched capacitor circuit 38 includes two switches SW1 and SW2 and one capacitor C2. The reference voltage setting means 39 includes an operational amplifier OP1, a capacitor C1, and an N channel type FET M5.

スイッチトキャパシタ回路38において、スイッチSW1の一方の端子は、基準電圧設定手段39のＦＥＴM5のソースに接続され（この接続点をA点とする。）、他方の端子は、スイッチSW2の一方の端子に接続される。スイッチSW2の他方の端子は、接地に接続される。コンデンサC2は、スイッチSW1とSW2との接続点と接地との間に接続される。スイッチSW1は、電流制御発振器31から出力された発振周波数foscの信号に応じてスイッチングされ、スイッチSW2は、論理反転手段34によって反転された発振周波数foscの信号に応じてスイッチングされる。即ち、スイッチSW1及びSW2は、発振周波数foscに応じて交互にスイッチングされる。従って、ＦＥＴM5のソースと接地との間には、発振周波数fosc及びコンデンサC2に基づく等価抵抗（C2×fosc）−1が接続されているとみなせる。 In the switched capacitor circuit 38, one terminal of the switch SW1 is connected to the source of the FET M5 of the reference voltage setting means 39 (this connection point is point A), and the other terminal is connected to one terminal of the switch SW2. Connected. The other terminal of the switch SW2 is connected to the ground. Capacitor C2 is connected between the connection point of switches SW1 and SW2 and ground. The switch SW1 is switched according to the signal of the oscillation frequency fosc output from the current control oscillator 31, and the switch SW2 is switched according to the signal of the oscillation frequency fosc inverted by the logic inverting means 34. That is, the switches SW1 and SW2 are alternately switched according to the oscillation frequency fosc. Accordingly, it can be considered that an equivalent resistance (C2 × fosc) −1 based on the oscillation frequency fosc and the capacitor C2 is connected between the source of the FET M5 and the ground.

基準電圧設定手段39において、ＦＥＴM5のソースは、上述のように、A点に接続され、ドレイン端子は、電流‐電圧変換手段37のＰチャネル形ＦＥＴM6を介して電源VDDに接続され、ゲートは、演算増幅器OP1の出力端子に接続される。演算増幅器OP1の非反転側の入力端子には基準電圧Vref1が印加され、反転側の入力端子はコンデンサC1を介して接地に接続される。ＦＥＴM5のソースは、更に演算増幅器OP1の反転側の入力端子とコンデンサC1との接続点に接続される。演算増幅器OP1の非反転側の入力端子に基準電圧Vref1が印加されると、A点の電圧は、負荷に無関係に基準電圧Vref1と等しくなる。A点の電圧がVref1であるので、A点には（１）式の電流が流れる。   In the reference voltage setting means 39, the source of the FET M5 is connected to the point A as described above, the drain terminal is connected to the power supply VDD via the P-channel FET M6 of the current-voltage conversion means 37, and the gate is Connected to the output terminal of the operational amplifier OP1. The reference voltage Vref1 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1, and the inverting input terminal is connected to the ground via the capacitor C1. The source of the FET M5 is further connected to a connection point between the input terminal on the inverting side of the operational amplifier OP1 and the capacitor C1. When the reference voltage Vref1 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1, the voltage at the point A becomes equal to the reference voltage Vref1 regardless of the load. Since the voltage at point A is Vref1, the current of formula (1) flows through point A.

I1＝Vref1×（C2×fosc） ・・・（１）
この電流I1は、周波数‐電流変換手段36の出力電流であり、電流制御発振器31の発振周波数foscに応じて変化する。 I1 = Vref1 × (C2 × fosc) (1)
This current I1 is an output current of the frequency-current conversion means 36, and changes according to the oscillation frequency fosc of the current control oscillator 31.

電流‐電圧変換手段37は、周波数‐電流変換手段36の出力電流を電圧に変換する手段であり、カレントミラー回路を構成するＰチャネル形ＦＥＴM6及びM7並びに抵抗Rを有する。電流‐電圧変換手段37において、ＦＥＴM6及びM7のドレインは、電源VDDに接続される。更に、上述したように、ＦＥＴM6のソースは、周波数‐電流変換手段36のＦＥＴM5のドレインに接続される。ＦＥＴM7のソースは、抵抗Rの一方の端子に接続される。抵抗Rの他方の端子は、接地に接続される。ＦＥＴM6及びM7はカレントミラー回路を構成しているので、抵抗Rに流れる電流は、周波数‐電流変換回路の出力電流I1と等しくなる。従って、抵抗Rの両端で発生する電圧、即ち電流‐電圧変換手段25で変換され、出力される電圧V1は、以下の式（２）
V1＝I1×R＝Vref1×（C2×fosc）×R ・・・（２）
と表わすことができ、電流制御発振器31の発振周波数foscに応じて変化する。 The current-voltage conversion means 37 is a means for converting the output current of the frequency-current conversion means 36 into a voltage, and has P-channel FETs M6 and M7 and a resistor R constituting a current mirror circuit. In the current-voltage conversion means 37, the drains of the FETs M6 and M7 are connected to the power supply VDD. Further, as described above, the source of the FET M6 is connected to the drain of the FET M5 of the frequency-current converting means 36. The source of the FET M7 is connected to one terminal of the resistor R. The other terminal of the resistor R is connected to ground. Since the FETs M6 and M7 form a current mirror circuit, the current flowing through the resistor R becomes equal to the output current I1 of the frequency-current conversion circuit. Accordingly, the voltage generated at both ends of the resistor R, that is, the voltage V1 converted and output by the current-voltage converting means 25 is expressed by the following equation (2).
V1 = I1 × R = Vref1 × (C2 × fosc) × R (2)
And changes according to the oscillation frequency fosc of the current controlled oscillator 31.

比較手段33は、周波数‐電圧変換手段32の出力電圧を基準電圧と比較して、その結果を電圧信号として出力する手段であり、本実施例では演算増幅器の形で表わされるコンパレータOP2を有する。比較手段33において、電流‐電圧変換手段37から出力された電圧V1は、演算増幅器OP2の反転側の入力端子に供給され、演算増幅器の非反転側の入力端子には基準電圧Vref2が供給される。演算増幅器OP2は、電圧V1と基準電圧Vref2とを比較し、その結果を出力する。演算増幅器OP2によって出力された信号は、電圧‐電流変換回路35に入力される。   The comparison means 33 is a means for comparing the output voltage of the frequency-voltage conversion means 32 with a reference voltage and outputting the result as a voltage signal, and has a comparator OP2 represented in the form of an operational amplifier in this embodiment. In the comparison means 33, the voltage V1 output from the current-voltage conversion means 37 is supplied to the inverting input terminal of the operational amplifier OP2, and the reference voltage Vref2 is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier. . The operational amplifier OP2 compares the voltage V1 with the reference voltage Vref2, and outputs the result. The signal output by the operational amplifier OP2 is input to the voltage-current conversion circuit 35.

電圧‐電流変換回路35は、比較手段33から出力された信号に応じて電流を出力する手段であり、二つのスイッチSW3及びSW4、コンデンサC3、並びに定電流回路OP3（図中表示は演算増幅器）を有する。電圧‐電流変換回路35において、スイッチSW3の一方の端子は、電流I2を供給する充電用の電流源に接続され、他方の端子は、スイッチSW4の一方の端子に接続される。SW4の他方の端子は、電流吸込み用の電流源I3を介して接地に接続される。コンデンサC3の一方の端子は、スイッチSW3とSW4との接続点及び演算増幅器OP3の反転側の入力端子に接続され、他方の端子は接地に接続される。スイッチSW3及びSW4のオン及びオフの条件は相反し、これらのスイッチは、比較手段33の出力信号に応じて交互にスイッチングされる。それによってコンデンサC3は、充電又は放電される。スイッチSW3がオン、SW4がオフである場合、コンデンサC3は、充電用電流源によって電流I2で充電される。一方、スイッチSW3がオフ、SW４がオンである場合、コンデンサC3は、放電用電流源によって電流I3で放電される。このような充放電の動作により、コンデンサC3の両端の電圧、即ち演算増幅器OP3の反転側の入力端子に入力される電圧V2は変化する。演算増幅器OP3の非反転側の入力端子には基準電圧Vref3が入力され、電圧V2と基準電圧Vref3との差に基づいて、電圧‐電流変換回路35は、電流制御発振器31に入力される電流を出力する。   The voltage-current conversion circuit 35 is a means for outputting a current in accordance with the signal output from the comparison means 33, and includes two switches SW3 and SW4, a capacitor C3, and a constant current circuit OP3 (shown in the figure is an operational amplifier). Have In the voltage-current conversion circuit 35, one terminal of the switch SW3 is connected to a charging current source that supplies the current I2, and the other terminal is connected to one terminal of the switch SW4. The other terminal of SW4 is connected to the ground through a current source I3 for current absorption. One terminal of the capacitor C3 is connected to a connection point between the switches SW3 and SW4 and an input terminal on the inverting side of the operational amplifier OP3, and the other terminal is connected to the ground. The on / off conditions of the switches SW3 and SW4 are contradictory, and these switches are alternately switched according to the output signal of the comparison means 33. Thereby, the capacitor C3 is charged or discharged. When the switch SW3 is on and SW4 is off, the capacitor C3 is charged with the current I2 by the charging current source. On the other hand, when the switch SW3 is off and SW4 is on, the capacitor C3 is discharged with the current I3 by the discharging current source. By such charging / discharging operation, the voltage across the capacitor C3, that is, the voltage V2 input to the inverting input terminal of the operational amplifier OP3 changes. The reference voltage Vref3 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP3. Based on the difference between the voltage V2 and the reference voltage Vref3, the voltage-current conversion circuit 35 determines the current input to the current control oscillator 31. Output.

電流制御発振器31の発振周波数foscは、それに入力される電流によって制御されるので、入力電流の変化に応じて発振周波数foscも変化する。更に、この発振周波数foscは、周波数‐電圧変換手段32のスイッチトキャパシタ回路38に帰還される。
〔動作〕
次いで、図３に示す発振器の動作を説明する。電流制御発振器31から出力された発振周波数foscの信号及び論理反転手段34によって反転された発振周波数foscと逆位相の信号は、周波数‐電流変換手段36のスイッチトキャパシタ回路38の二つのスイッチを交互にスイッチングする。スイッチングされるスイッチは、コンデンサC2と共に等価抵抗を実現する。基準電圧設定手段39は、基準電圧Vref1を出力し、これにより周波数‐電流変換手段36のA点に電流I1が流れる。電流‐電圧変換手段37は、この電流I1を電圧V1に変換する。比較手段33は、この電圧V1と基準電圧Vref2とを比較し、その結果を電圧信号として出力する。比較手段33の出力信号は、電圧‐電流変換回路35に入力され、電流制御発振器31へ入力される電流を発生するために使用される。電圧‐電流変換回路35で発生した電流は、電流制御発振器31のバイアス電流として入力され、電流制御発振器31の発振周波数foscは、それによって所望の値に制御されることができる。 Since the oscillation frequency fosc of the current control oscillator 31 is controlled by the current input thereto, the oscillation frequency fosc also changes according to the change in the input current. Further, the oscillation frequency fosc is fed back to the switched capacitor circuit 38 of the frequency-voltage conversion means 32.
[Operation]
Next, the operation of the oscillator shown in FIG. 3 will be described. The signal of the oscillation frequency fosc outputted from the current control oscillator 31 and the signal of the opposite phase to the oscillation frequency fosc inverted by the logic inversion means 34 are alternately switched between the two switches of the switched capacitor circuit 38 of the frequency-current conversion means 36. Switch. The switched switch realizes an equivalent resistance together with the capacitor C2. The reference voltage setting means 39 outputs the reference voltage Vref1, and thereby the current I1 flows through the point A of the frequency-current conversion means 36. The current-voltage conversion means 37 converts this current I1 into a voltage V1. The comparison means 33 compares the voltage V1 with the reference voltage Vref2, and outputs the result as a voltage signal. The output signal of the comparison means 33 is input to the voltage-current conversion circuit 35 and used to generate a current input to the current control oscillator 31. The current generated by the voltage-current conversion circuit 35 is input as a bias current of the current control oscillator 31, and the oscillation frequency fosc of the current control oscillator 31 can be controlled to a desired value.

電流制御発振器31の発振周波数foscは、発振周波数foscに依存する周波数‐電圧変換手段32の出力電圧V1と比較手段33に入力される基準電圧Vref2とが等しくなる点、即ちV1=Vref2となる点で安定させられる。従って、発振周波数foscは、上記の式（２）より、以下の式（３）
fosc＝Vref2／（Vref1×C2×R） ・・・（３）
と表わすことができる。従って、電流制御発振器31の発振周波数foscは、基準電圧Vref1及びVref2、コンデンサC2並びに抵抗Rで決定される。この発振周波数の安定度は、Vref1及びVref2は定電圧であるから、発振周波数foscは、コンデンサC2及び抵抗Rにより決められる。抵抗Rを発振器30の外に配置した場合、発振器30は、容量C2によってのみ、その発振周波数foscが決められる回路となる。一般に、コンデンサの容量は、抵抗に比べて電源電圧又は温度によるばらつきが小さい。図３の回路においてシミュレーションを実施したところ、発振周波数の精度は、所望の周波数に対して±5％という結果が得られた。 The oscillation frequency fosc of the current control oscillator 31 is the point where the output voltage V1 of the frequency-voltage conversion means 32 depending on the oscillation frequency fosc is equal to the reference voltage Vref2 input to the comparison means 33, that is, V1 = Vref2. Can be stabilized. Therefore, the oscillation frequency fosc is calculated from the above equation (2) by the following equation (3):
fosc = Vref2 / (Vref1 × C2 × R) (3)
Can be expressed as Therefore, the oscillation frequency fosc of the current controlled oscillator 31 is determined by the reference voltages Vref1 and Vref2, the capacitor C2, and the resistor R. The stability of the oscillation frequency is that Vref1 and Vref2 are constant voltages, and the oscillation frequency fosc is determined by the capacitor C2 and the resistor R. When the resistor R is arranged outside the oscillator 30, the oscillator 30 becomes a circuit whose oscillation frequency fosc is determined only by the capacitor C2. In general, the capacitance of a capacitor is less varied due to a power supply voltage or temperature than a resistor. When the simulation was performed in the circuit of FIG. 3, the result that the accuracy of the oscillation frequency was ± 5% with respect to the desired frequency was obtained.

図４は、図３の周波数‐電圧変換手段32を変形した場合を示す。図４に示した周波数‐電圧変換手段42以外の他の発振器の構成部分に関しては、図３と同様である。   FIG. 4 shows a case where the frequency-voltage converting means 32 of FIG. 3 is modified. The other components of the oscillator other than the frequency-voltage converting means 42 shown in FIG. 4 are the same as those in FIG.

図４の周波数‐電圧変換手段42は、図３の周波数‐電圧変換手段32と同様に電流制御発振器31（図示せず。）の発振周波数foscに応じた電圧を出力する手段であり、スイッチトキャパシタ回路38、基準電圧設定手段39及び抵抗R1を有する。スイッチトキャパシタ回路38及び基準電圧設定手段39は、図３と同じ構造を有する。ただし、図３の実施例とは異なり、スイッチトキャパシタ回路38のスイッチSW1と基準電圧設定手段39とは直接的に接続されず、それらの間には抵抗R1が直列に配置されている。基準電圧設定手段39のＦＥＴM5のソースと抵抗R1との接続点をBとし、スイッチトキャパシタ回路のスイッチSW1と抵抗R1との接続点をCとする。スイッチトキャパシタ回路38及び基準電圧設定手段39は、図３と同じ構造を有するので、スイッチトキャパシタ回路38は、等価抵抗（C2×fosc）−1を実現し、B点の出力電圧は、基準電圧Vref1と等しくなる。 The frequency-voltage converting means 42 in FIG. 4 is a means for outputting a voltage corresponding to the oscillation frequency fosc of a current-controlled oscillator 31 (not shown), similar to the frequency-voltage converting means 32 in FIG. A circuit 38, a reference voltage setting unit 39, and a resistor R1 are included. The switched capacitor circuit 38 and the reference voltage setting means 39 have the same structure as in FIG. However, unlike the embodiment of FIG. 3, the switch SW1 of the switched capacitor circuit 38 and the reference voltage setting means 39 are not directly connected, and a resistor R1 is arranged in series between them. The connection point between the source of the FET M5 of the reference voltage setting means 39 and the resistor R1 is B, and the connection point between the switch SW1 of the switched capacitor circuit and the resistor R1 is C. Since the switched capacitor circuit 38 and the reference voltage setting means 39 have the same structure as in FIG. 3, the switched capacitor circuit 38 realizes an equivalent resistance (C2 × fosc) −1, and the output voltage at point B is the reference voltage Vref1 Is equal to

この抵抗R1とスイッチトキャパシタ回路38の等価抵抗（C2×fosc）−1とにより、B点の電圧Vref1は分割され、C点の電圧V3は、以下の式（４）
V3＝Vref1×（C2×fosc）−1／（（C2×fosc）−1＋R1） ・・・（４）
と表わすことができ、電流制御発振器31の発振周波数foscに応じて変化する。 The voltage Vref1 at the point B is divided by the resistor R1 and the equivalent resistance (C2 × fosc) −1 of the switched capacitor circuit 38, and the voltage V3 at the point C is expressed by the following equation (4).
V3 = Vref1 × (C2 × fosc) −1 / ((C2 × fosc) −1 + R1) (4)
And changes according to the oscillation frequency fosc of the current controlled oscillator 31.

次に、周波数‐電圧変換手段42のC点と比較手段33の入力端子とを接続する。比較手段33の入力端子にはC点の電圧V3が供給され、この電圧V3と基準電圧Vref2とが比較手段33において比較される。以降の処理は、実施例１と同様である。   Next, the point C of the frequency-voltage converting means 42 and the input terminal of the comparing means 33 are connected. The voltage V3 at point C is supplied to the input terminal of the comparison means 33, and the comparison means 33 compares this voltage V3 with the reference voltage Vref2. The subsequent processing is the same as in the first embodiment.

結果として得られる発振周波数foscは、以下の式（５）
fosc＝（Vref1−Vref2）／（Vref2×C2×R1） ・・・（５）
と表わされ、実施例１で求められた式（３）と同様に、発振周波数の安定度は、コンデンサC2及び抵抗R1により決められる。 The resulting oscillation frequency fosc is given by the following equation (5)
fosc = (Vref1−Vref2) / (Vref2 × C2 × R1) (5)
As in the equation (3) obtained in the first embodiment, the stability of the oscillation frequency is determined by the capacitor C2 and the resistor R1.

本発明によれば、第一及び第二の基準電圧、スイッチトキャパシタ回路のコンデンサ、並びに抵抗により発振周波数が決定される。抵抗を外付けにした場合、発振周波数がコンデンサによってのみ決定される発振器となる。一般的に、コンデンサは、抵抗と比べて電源電圧又は温度によるばらつきが小さい。従って、電源電圧又は温度によるばらつきに依存せずに、より安定した周波数で発振する発振器を得ることができる。
〔変形例〕
本発明による発振器の一実施例として、可変周波数発振手段に電流制御発振器を用いた回路を示したが、ＶＣＯ（電圧制御発振器）を用いた構成とすることも可能である。この場合、本明細書で示された電圧‐電流変換回路は用いられず、ＤＣ‐ＤＣコンバータ等を用いるか、あるいは、そのような変換回路を用いずに、比較手段の出力電圧をＶＣＯの制御電圧として適切な電位に調整し、直接的にＶＣＯに入力することが考えられる。更に、本発明による発振器の構成部分は、本明細書で挙げられた実施例以外の構成を採ることが十分に考えられうる。 According to the present invention, the oscillation frequency is determined by the first and second reference voltages, the capacitor of the switched capacitor circuit, and the resistor. When a resistor is externally attached, the oscillator is determined only by the capacitor. Generally, a capacitor has less variation due to a power supply voltage or temperature than a resistor. Therefore, an oscillator that oscillates at a more stable frequency can be obtained without depending on variations due to power supply voltage or temperature.
[Modification]
As an embodiment of the oscillator according to the present invention, a circuit using a current controlled oscillator as the variable frequency oscillating means is shown, but a configuration using a VCO (voltage controlled oscillator) can also be used. In this case, the voltage-current conversion circuit shown in this specification is not used, and a DC-DC converter or the like is used, or the output voltage of the comparison means is controlled by the VCO without using such a conversion circuit. It can be considered that the voltage is adjusted to an appropriate potential and directly input to the VCO. Further, it can be fully considered that the components of the oscillator according to the present invention adopt configurations other than the examples given in this specification.

例えば、図５で示されるように、図３の電圧‐電流変換器35において、スイッチSW3をＰチャネル形ＦＥＴM8に、スイッチSW4をＮチャネル形ＦＥＴM9に置き換える。このような場合に、発振周波数foscに応じて変化する周波数‐電圧変換手段32の出力電圧V1が基準電圧Vref2よりも大きいとき、比較手段33より出力される電圧信号は負であり、ＦＥＴM8はオンとなり、ＦＥＴM9はオフとなる。従って、コンデンサC3は、電流I2で充電される。次に、電圧V1が基準電圧Vref2よりも小さいとき、比較手段33より出力される電圧信号は正であり、ＦＥＴM8はオフとなり、ＦＥＴM9はオンとなる。従って、コンデンサC3に充電された電圧は、電流I3で放電される。   For example, as shown in FIG. 5, in the voltage-current converter 35 of FIG. 3, the switch SW3 is replaced with a P-channel FET M8, and the switch SW4 is replaced with an N-channel FET M9. In such a case, when the output voltage V1 of the frequency-voltage conversion means 32 that changes according to the oscillation frequency fosc is larger than the reference voltage Vref2, the voltage signal output from the comparison means 33 is negative and the FET M8 is on. Thus, FETM9 is turned off. Therefore, the capacitor C3 is charged with the current I2. Next, when the voltage V1 is smaller than the reference voltage Vref2, the voltage signal output from the comparison means 33 is positive, the FET M8 is turned off, and the FET M9 is turned on. Therefore, the voltage charged in the capacitor C3 is discharged with the current I3.

従来のリングオシレーターの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the conventional ring oscillator. 本発明による発振器の構成を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the structure of the oscillator by this invention. 本発明による発振器において電流制御発振器を用いた場合の回路図である。It is a circuit diagram at the time of using a current control oscillator in the oscillator by this invention. 図３の回路における周波数‐電圧変換手段の変形例である。It is a modification of the frequency-voltage conversion means in the circuit of FIG. 図３の回路における電圧‐電流変換手段の変形例である。It is a modification of the voltage-current conversion means in the circuit of FIG.

符号の説明Explanation of symbols

20、30 発振器
21 可変周波数発振手段
22、32、42 周波数‐電圧変換手段
23、33 比較手段
31 電流制御発振器
34 論理反転手段
35 電圧‐電流変換回路
36 周波数‐電流変換手段
37 電流‐電圧変換手段
38 スイッチトキャパシタ回路
39 基準電圧設定手段
fosc 発振周波数
A、B、C 接続点
C1、C2 コンデンサ
I1、I2、I3 電流
M5、M6、M7、M8、M9 ＦＥＴ
OP1、OP2、OP3 演算増幅器
R、R1 抵抗
SW1、SW2、SW3、SW4 スイッチ
V1、V2、V3 電圧
Vref1、Vref2、Vref3 基準電圧 20, 30 oscillator
21 Variable frequency oscillation means
22, 32, 42 Frequency-voltage conversion means
23, 33 Comparison method
31 Current controlled oscillator
34 Logic inversion means
35 Voltage-current conversion circuit
36 Frequency-current conversion means
37 Current-voltage conversion means
38 Switched capacitor circuit
39 Reference voltage setting means
fosc oscillation frequency
A, B, C connection point
C1, C2 capacitors
I1, I2, I3 current
M5, M6, M7, M8, M9 FET
OP1, OP2, OP3 operational amplifier
R, R1 resistance
SW1, SW2, SW3, SW4 switch
V1, V2, V3 voltage
Vref1, Vref2, Vref3 reference voltage

Claims (3)

入力される電流又は電圧により発振周波数が制御される可変周波数発振手段を有する発振器において、
前記可変周波数発振手段の発振周波数に応じた電圧を出力する周波数‐電圧変換手段と、
前記周波数‐電圧変換手段から出力された電圧と第一の基準電圧とを比較して、それらの差を出力する比較手段とを有し、
前記比較手段からの出力を前記可変周波数発振手段に供給して、該可変周波数発振手段の発振周波数を制御することを特徴とする発振器。 In an oscillator having variable frequency oscillation means whose oscillation frequency is controlled by an input current or voltage,
Frequency-voltage conversion means for outputting a voltage according to the oscillation frequency of the variable frequency oscillation means;
Comparing the voltage output from the frequency-voltage converting means with a first reference voltage, and outputting a difference between them,
An oscillator characterized in that an output from the comparing means is supplied to the variable frequency oscillating means to control an oscillation frequency of the variable frequency oscillating means. 前記周波数‐電圧変換手段は、前記可変周波数発振手段の発振周波数に応じて切り替えられるスイッチを有するスイッチトキャパシタ回路を有し、前記スイッチトキャパシタ回路の等価抵抗の値に基づいて前記発振周波数に応じた電圧を発生することを特徴とする、請求項１記載の発振器。   The frequency-voltage converting means includes a switched capacitor circuit having a switch that is switched according to an oscillation frequency of the variable frequency oscillation means, and a voltage corresponding to the oscillation frequency based on a value of an equivalent resistance of the switched capacitor circuit. The oscillator according to claim 1, wherein: 前記周波数‐電圧変換手段は、周波数‐電流変換手段と電流‐電圧変換手段とを有し、
前記周波数‐電流変換手段は、所定の点を第二の基準電圧に設定する基準電圧設定手段と、前記可変周波数発振手段の発振周波数に応じて切り替えられるスイッチを有するスイッチトキャパシタ回路とを有し、前記基準電圧設定手段により第二の基準電圧に設定された点と前記スイッチトキャパシタ回路とを接続して、前記スイッチトキャパシタ回路に前記発振周波数に応じた電流を流し、
前記電流‐電圧変換手段は、抵抗を有し、該抵抗に前記周波数‐電流変換手段により変換された電流に応じた電流を供給することによって、前記発振周波数に応じた電流を電圧に変換することを特徴とする、請求項１記載の発振器。 The frequency-voltage converting means has a frequency-current converting means and a current-voltage converting means,
The frequency-current conversion means includes a reference voltage setting means for setting a predetermined point as a second reference voltage, and a switched capacitor circuit having a switch that is switched according to the oscillation frequency of the variable frequency oscillation means, The point set to the second reference voltage by the reference voltage setting means and the switched capacitor circuit are connected, and a current corresponding to the oscillation frequency is passed through the switched capacitor circuit,
The current-voltage converting means has a resistor, and converts a current corresponding to the oscillation frequency into a voltage by supplying a current corresponding to the current converted by the frequency-current converting means to the resistor. The oscillator according to claim 1, wherein:
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