JP2007097180A - 複素値バンドパス信号をディジタルベースバンド信号へ変換する装置 - Google Patents

Abstract

【課題】２つのアナログディジタル変換器および時間離散的算術演算を実行する算術ユニットのいずれも必要とすることなく、送受信装置を簡単かつ低コストに実現し、エネルギを節約しつつ駆動できるようにする。
【解決手段】複素値バンドパス信号をフィルタリングし、フィルタリング信号から実数部分のみを取り出して実数値バンドパス信号を形成し、実数値バンドパス信号を１ｂｉｔ幅のサンプリング値を有するディジタル信号へ変換し、ディジタル信号を複素値ＦＩＲフィルタリングすることにより複素値フィルタリング信号を形成し、複素値フィルタリング信号のサンプリングレートを低減してサンプリングレート低減信号を形成し、サンプリングレート低減信号をディジタルベースバンド信号へ変換する。
【選択図】図２

Description

本発明は、複素値バンドパス信号をディジタルベースバンド信号へ変換する装置に関する。また本発明は、このような装置を備えた送受信装置および集積回路に関する。

本発明は通信分野に関する。本発明は特に、複数の送受信装置が多重アクセス法にしたがって所定の周波数帯域またはその一部にアクセスするディジタル通信システムの分野に関する。各送受信装置の受信ユニットは、バンドパス信号、例えばアンテナを介して受信した無線信号またはそこから導出された中間周波数信号をディジタルベースバンド信号へ変換し、その後、信号に含まれている他の送受信装置から到来したデータ値を検査する。

本発明は基本的には任意のディジタル無線通信システムまたは有線通信システムに適用可能であるが、以下では、本発明およびその基礎とする問題点をＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠の"Ｚｉｇ-Ｂｅｅ"通信システムに則して説明する。

短い距離、例えば約１０ｍを介した情報の無線伝送にはいわゆるワイヤレスパーソナルエリアネットワークＷＰＡＮが用いられる。ワイヤレスローカルエリアネットワークＷＬＡＮとは異なり、ワイヤレスローカルエリアネットワークＷＬＡＮはデータ伝送にインフラストラクチャを僅かしか必要としないか、または全く必要としない。そのため、広汎な適用分野に対して、小さく簡単であり、エネルギ効率が良く低コストな機器を構成することができる。

規格ＩＥＥＥ規格８０２．１５．４は低レートのワイヤレスパーソナルエリアネットワークを規定している。これは、ローデータレート２５０ｋｂｉｔ／ｓまでで動作し、工業分野の監視および制御、センサネットワーク、オートメーション、コンピュータ周辺装置での適用、およびインタラクティブゲームなどに用いられる固定機または移動機に適している。これらの適用分野では、機器をきわめて簡単かつ低コストに構成できることのほか、エネルギ消費がきわめて小さくなることが重要である。したがって当該の規格では数ヶ月から数年のバッテリ耐用期間が目指されている。

物理層のレベルではＩＥＥＥ規格８０２．１５．４は、ほぼ世界中で通用する２．４ＧＨｚ近傍のＩＳＭ帯域（工業・科学・医療用帯域）においてチャネルパターン５ＭＨｚの１６個の搬送波周波数チャネルを規定している。ローデータレート２５０ｋｂｉｔ／ｓに対して、これらのチャネルではシンボルレート６２．５ｋｓｙｍｂｏｌ／ｓ、帯域拡散のチップレートｆＣ＝２Ｍｃｈｉｐ／ｓであり、オフセットＱＰＳＫ変調（オフセット１／４位相シフトキーイング変調）が行われている。

ＩＳＭ帯域で伝送されるバンドパス無線信号は受信機側でまずディジタルベースバンド信号へ変換される。受信ユニットの他の回路は同期が成功してからしか作動できないのに対して、バンドパス信号をベースバンド信号へ変換する装置はいわゆるＲＸリスニングモードにおいてもプリアンブルシーケンスに対して作動させることができる。このため、この装置のエネルギ消費は送受信装置全体のエネルギ消費にとってきわめて重要である。

公知のバンドパス信号をディジタルベースバンド信号へ変換する装置は、ベースバンドまたは中間周波数領域へオフセットされる複素値信号の実数部分および虚数部分をディジタル化するために、２つのアナログディジタル変換器を必要とする。このとき、高い構成コストと駆動時の高いエネルギ消費とが欠点となる。しばしばフィルタなどの算術ユニットが加算および／または乗算などの時間離散的算術演算を実行するために用いられるが、そのことも相応の送受信装置の実現コストおよび駆動時のエネルギ消費に関して欠点となる。

こうした背景から、本発明の基礎とする課題は、複素値バンドパス信号をディジタルベースバンド信号へ変換する装置を提供し、２つのアナログディジタル変換器および時間離散的算術演算を実行する算術ユニットのいずれも必要とすることなく、送受信装置を簡単かつ低コストに実現し、エネルギを節約しつつ駆動できるようにすることである。

この課題は、本発明の請求項１記載の特徴を有する装置、請求項１１記載の特徴を有する送受信装置および請求項１２記載の特徴を有する集積回路により解決される。

本発明の装置は、ａ）有効帯域外の信号成分が抑圧されるように複素値バンドパス信号をフィルタリングし、フィルタリング信号から実数部分のみを取り出して実数値バンドパス信号を形成するアナログフィルタユニット、ｂ）アナログフィルタユニットに接続されており、実数値バンドパス信号を１ｂｉｔ幅のサンプリング値を有するディジタル信号へ変換するアナログディジタル変換器、ｃ）アナログディジタル変換器に接続されており、複素値ＦＩＲフィルタリングによって有効帯域外の信号成分が抑圧されるようにディジタル信号をフィルタリングすることにより複素値フィルタリング信号を形成する、ルックアップテーブルとして構成されたディジタルフィルタユニット、ｄ）ディジタルフィルタユニットに接続されており、複素値フィルタリング信号のサンプリングレートを低減してサンプリングレート低減信号を形成するサンプリングレート低減ユニット、および、ｅ）サンプリングレート低減ユニットに接続されており、サンプリングレート低減信号をディジタルベースバンド信号へ変換する混合ユニットを有する。

本発明の送受信装置および集積回路はそれぞれこの種の装置を含む。

本発明において重要なのは、実数値バンドパス信号（中間周波数信号）が導出され、この信号がサンプリング値当たり１ｂｉｔの分解能のみ有する唯一のアナログディジタル変換器によりディジタル化されるということである。得られたディジタル中間周波数信号をベースバンドへ変換する前に、複素値ＦＩＲフィルタリングがルックアップテーブルとして構成されたディジタルフィルタユニットにより行われる。さらに複素値フィルタリング信号のサンプリングレートが低減され、その後、混合ユニットによりディジタルベースバンド信号へ変換される。本発明の装置には２つのアナログディジタル変換器も時間離散的な乗算または加算を行う算術ユニットも必要なく、送受信装置を簡単かつ低コストに実現でき、また、エネルギを節約しつつ駆動することができる。本発明によれば主として入出力特性のみが構成されるので、"adder tree"などの算術ユニットに関連して生じる信号伝搬時間（レイテンシ）も省略され、特に高いデータレートが得られて有利である。

本発明の有利な実施形態は従属請求項ならびに図面を参照した以下の説明に示されている。

有利な実施形態では、アナログフィルタユニットは複素値バンドパス信号を３次のバタワースフィルタリングによりフィルタリングするように構成されている。この種のアナログフィルタユニットは、隣接チャネル信号または雑音信号を充分に良好に抑圧し、簡単に実現可能であってかつエネルギを節約して駆動可能である。したがって送受信装置を簡単かつ低コストに実現でき、エネルギを節約して駆動できる。

有利な別の実施形態では、アナログフィルタユニットはフィルタリング信号の実数部分の値を増幅して最大値へ制限することにより実数値バンドパス信号を形成するように構成されている。これによりアナログディジタル変換器の入力側で大きなダイナミクス領域をカバーすることができる。フィルタリング信号の実数部分の値のみ、すなわち唯一の実数値信号のみが増幅されるので、有利には、エネルギ消費量が小さく、実現コストを低減することができる。

有利には、アナログディジタル変換器は実数値バンドパス信号を１６Ｍｓｐｓのサンプリングレートでサンプリングするように構成されている。チップクロックの８倍のサンプリングレートにより、一方では分解能１ｂｉｔで受信機の感度を充分に高くし、他方では特にディジタルフィルタユニットを簡単に実現することができる。

有利な別の実施形態では、ディジタルフィルタユニットはアナログディジタル変換器に接続されたバイナリのシフトレジスタと、このバイナリのシフトレジスタおよびサンプリングレート低減ユニットに接続されたメモリとを有する。ここで有利には、バイナリのシフトレジスタは５個のディジタル信号の値を記憶し、メモリは６４個の複素値を記憶するように構成されている。ディジタルフィルタユニットをこのように実現すると特に簡単であり、駆動時にエネルギを節約することができる。

有利な別の実施形態では、混合ユニットはサンプリングレート低減信号の値の実数部分および／または虚数部分の符号を交番するように構成されている。これにより、混合ユニットはきわめて簡単に実現され、駆動時にもエネルギが節約される。

有利な別の実施形態では、サンプリングレート低減ユニットは複素値フィルタリング信号のサンプリングレートを係数２だけ低減するように構成されている。このとき混合ユニットはサンプリングレート低減信号の値の実数部分と虚数部分とを交番するか、および／または実数部分および／または虚数部分の符号を交番するように構成されている。このようにすればフィルタリング信号は簡単にかつエネルギを節約した状態でベースバンドへ変換される。得られたディジタルベースバンド信号はチップクロックの４倍に相応するレートのサンプリング値を有する。このため、送信機発振器と受信機発振器とのあいだの周波数偏移による時間的ドリフトが良好に補償され、付加的な補間フィルタも必要ない。

有利な別の実施形態では、サンプリングレート低減ユニットは複素値フィルタリング信号のサンプリングレートを係数４だけ低減するように構成されている。この場合、混合ユニットはサンプリングレート低減信号の１つ置きの値の実数部分および虚数部分の符号を交番するように構成されている。このようにすればフィルタリング信号が簡単にかつエネルギを節約した状態でベースバンドへ変換される。

有利には、複素値バンドパス信号ひいては実数値バンドパス信号はほぼ２ＭＨｚの中心周波数を有する。中間周波数がこのように低い値であれば、送受信装置の実現コストおよびエネルギ消費にとって有利である。

以下に図示の実施例に基づき本発明について詳しく説明する。

図中、特にことわりのないかぎり、同様の機能を有する素子または信号には相応する参照番号を付してある。

図１には、ＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠のワイヤレスパーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）１０の例が示されている。このワイヤレスパーソナルエリアネットワークは無線信号によってワイヤレスに情報を交換する固定機または移動機の形態の３つの送受信装置（トランシーバＴＲＸ）１１〜１３を有している。送受信装置１１はＷＰＡＮコーディネータの機能を担当するいわゆる全機能機である。これに対して、送受信装置１２，１３は全機能機１１に従属し、全機能機とだけデータを交換するいわゆる部分機能機である。図１に示されている星形ネットワークトポロジ、すなわち双方向データ伝送が部分機能機１２，１３と全機能機１１とのあいだでだけ行われ、部分機能機どうしのあいだでは行われないトポロジのほか、規格には、いわゆるピアツーピアトポロジ、すなわち１つの全機能機と他の全ての全機能機とが通信を行うことのできるトポロジも存在している。

送受信装置１１〜１３は、各１つのアンテナ１４，アンテナに接続された送信ユニット（送信機ＴＸ）１５，アンテナに接続された受信ユニット（受信機ＲＸ）１６，送信ユニットおよび受信ユニットに接続され、これらのユニットの制御を行う制御ユニット（ＣＴＲＬ）１７を有する。また送受信装置１１〜１３は、ユニット１５〜１７へエネルギを供給するための図示されていないバッテリなどの形態のエネルギ供給ユニットと、センサ、アクチュエータなどの他のコンポーネントを有している。

以下では、２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域（工業・科学・医療用帯域）でのデータ伝送が行われるものとする。

各送受信装置の送信ユニット１５はＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠のデータ流をそのつどアンテナ１４を介して送信される無線信号へ変換する。これは、まずローデータレート２５０ｋｂｉｔ／ｓの送信すべきデータ流をまず４ｂｉｔ幅、シンボルレート６２．５ｋｓｙｍｂｏｌ／ｓのシンボルへ変換し、このシンボルをチップレートｆＣ＝２Ｍｃｈｉｐ／ｓで連続シンボル値に特有の３２ＣｈｉｐｓのＰＮシーケンスへ変換することにより行われる。

拡散ゲインは８である。続いて、連続するＰＮシーケンスがハーフサインパルス形成によりオフセットＱＰＳＫ変調（オフセット１／４位相シフトキーイング変調）され、ＩＳＭ帯域の１６個のチャネルの１つへスペクトル的にオフセットされる。さらにこれは伝送のために増幅される。

各送受信装置の受信ユニット１６は、ＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠の他の送受信装置の送信ユニットが形成し、アンテナ１４を介して受信した無線信号を、できるだけ誤りのないように送信データへ変換する。これは、受信された無線信号をフィルタリングし、ベースバンドへ変換して復調し、データを判別することにより行われる。受信信号は、有効チャネル成分すなわち第２の送受信装置から所望のチャネルで伝送された送信信号のほか、隣接チャネル成分すなわち第３の送受信装置からスペクトル的に隣接するチャネルで伝送された信号も有している。

送受信装置の送信ユニット１５および受信ユニット１６は、図１には示されていない集積回路、例えばＡＳＩＣ（アプリケーション専用ＩＣ）またはＡＳＳＰ（アプリケーション専用規格製品）を有しており、制御ユニット１７は同様に図１には示されていないマイクロコントローラによって実現されている。有利には、送受信装置は、送信ユニット１５，受信ユニット１６および制御ユニット１７の機能を担当する唯一の集積回路、例えばＡＳＩＣまたはＡＳＳＰを有する。

図２には、本発明の複素値バンドパス信号をディジタルベースバンド信号へ変換する装置２０を備えた受信ユニット（ＲＸ）１６のブロック図が示されている。図３には、図２の種々の信号のスペクトル電力密度が概略的に示されている。

図２によれば、受信ユニット１６は、アンテナ１４に接続された増幅／混合ユニット２１、この増幅／混合ユニットの後方に接続された本発明の装置２０、および、この本発明の装置２０の後方に接続されたデータ検出ユニット２７を有している。増幅／混合ユニット２１によって形成される複素値バンドパス信号ｘＩＦｃに基づいて、装置２０は、複素値ディジタルベースバンド信号ｘＢＢを形成する。この信号は続いて、データ検出ユニット２７において、送信されたもとのデータ値を再形成するために復調および判別される。複素値信号およびこれを伝送する線路は、図では太い矢印によって示されている。

装置２０は直列接続された機能ブロックとして、アナログフィルタユニット（ＣＨＳＥＬ）２２，アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）２３，ディジタルフィルタユニット（ＦＩＲ）２４，サンプリングレート低減ユニット２５および混合ユニット２６を有する。ここで、アナログフィルタユニット２２の入力側は増幅／混合ユニット２１に接続されており、混合ユニット２６の出力側はデータ検出ユニット２７に接続されている。

送信データ値を検出するように構成されたデータ検出ユニット２７は、入力側で装置２０の混合ユニット２６に接続された復調ユニット２８と、この復調ユニットの後方に接続された相関ユニット２９と、この相関ユニットの後方に接続された検出ユニット３０とを有する。

アンテナ１４で受信された実数値無線信号ｘＲＦは、図１に則して説明したように、スペクトル的に懸隔された１つまたは複数の隣接チャネル成分を有する。この無線信号は、増幅／混合ユニット２１において、まず低雑音増幅器ＬＮＡによって増幅され、多相フィルタを介して同相成分Ｉと１／４位相成分Ｑとに分解される。このようにして形成された実数成分Ｉおよび虚数成分Ｑを有する複素値受信信号は、続いて、２つの混合器によって２ＭＨｚ近傍の中間周波数領域へ変換され、中間周波数信号ｘＩＦｃが形成される。ここでＩＦとは中間周波数を意味する。中間周波数信号ｘＩＦｃは複素値バンドパス信号である。この中間周波数信号ｘＩＦｃのスペクトル電力密度ＰＳＤが図３のａに概略的に示されている。図３のａからわかるように、中間周波数信号への変換により、ハッチングで示されている有効チャネル成分の中心周波数はｆＩＦ＝２ＭＨｚ、ハッチングされていない、スペクトル的に左隣の隣接チャネル成分の中心周波数は、５ＭＨｚのチャネルパターンのためにｆＩＦ−５ＭＨｚ＝−３ＭＨｚである。約２．４ＧＨｚの搬送波周波数に比べて中間周波数ｆＩＦが２ＭＨｚと低い値なので、図２に示されている受信ユニット１６は低周波数受信ユニットと称される。

アナログフィルタユニット（ＣＨＳＥＬ）２２は実数値バンドパス信号ＸＩＦｒを導出するように構成されている。これは、有効帯域外すなわち有効チャネル周波数帯域外の信号成分が抑圧されるように複素値バンドパス信号ｘＩＦｃをフィルタリングし、フィルタリング信号から実数部分を形成することにより行われる。アナログフィルタユニット２２は一方では所望のチャネルすなわち有効チャネルの選択および隣接チャネルの抑圧を行い、他方では雑音帯域の制限を行う。このために複素値バンドパス信号ｘＩＦｃの帯域幅は３次の複素値バタワースフィルタリングにより約２ＭＨｚまで制限される。この種のアナログフィルタユニット２２は簡単に実現でき、駆動時にエネルギを節約できる。有利には、フィルタリング信号の実数部分の値がアナログフィルタユニット２２においていわゆるリミッタ増幅器を介して増幅され、実数部分の値が最大値を上回らないように制限される。

フィルタリング信号のうち実数部分ｘＩＦｒのみが形成されてさらに処理されるので、図２に示されている受信ユニット１６は実数値低周波数受信ユニットと称される。実数部分の形成により後続の機能ブロックひいては受信ユニット全体の構造が簡単化される。したがって有利には、後続の信号処理にはアナログディジタル変換器が必要なだけである。

図３のｂには実数値バンドパス信号ｘＩＦｒのスペクトル電力密度が概略的に示されている。実数成分の形成により、共役偶数スペクトル、ひいては周波数ｆ＝０に関して対称なスペクトル電力密度が得られる。

実数値バンドパス信号ＸＩＦｒは、アナログディジタル変換器２３を介して、有利には、サンプリングレート１６Ｍｓｐｓまたはサンプリング周波数１６ＭＨｚすなわち中間周波数ｆＩＦの整数倍でサンプリングされ、１ｂｉｔのビット幅Ｎで量子化される。中間周波数領域でのディジタル化により、図２に示されている受信ユニット１６はディジタル低周波数受信ユニットとも称される。本出願人の行ったシミュレーションによれば、受信機の感度は、Ｎ＝１ｂｉｔの量子化により、量子化の分解能が無限に正確である理論上のケースに比べてもさほど劣化しない。得られたディジタル中間周波数信号ｘＤのスペクトル電力密度は、正規化円周波数Ω＝２π＊（ｆ／ｆＳ）の関数として図３のｃに概略的に示されている。ここで値Ω＝πは非正規化周波数ｆ＝ｆｓ／２＝８ＭＨｚに相応する。ディジタル信号ｘＤも実数値であるため、この場合もΩ＝０に関して対称な"偶数"のスペクトル電力密度が得られる。ハッチングで示されているΩ＝±π／４またはｆ＝±ｆＳ／８＝±ｆＩＦ＝±２ＭＨｚ近傍の有効帯域成分のほか、図３のｃには、ハッチングされていない、１ｂｉｔ量子化による障害成分も見て取れる。

ディジタルフィルタユニット２４は複素値ＦＩＲフィルタリングによりアナログディジタル変換の際の量子化によって生じた有効帯域外の信号成分が抑圧されるようにディジタル信号ｘＤをフィルタリングし、複素値フィルタリング信号ｘＦを形成する。ディジタルフィルタユニット２４はルックアップテーブルとして実現されており、アナログディジタル変換器２３に接続されたバイナリのシフトレジスタと、このシフトレジスタ、アナログディジタル変換器およびサンプリングレート低減ユニットに接続されたメモリとを有する。メモリにはフィルタリング信号ｘＦの可能な全ての値が記憶される。本出願人の行ったシミュレーションによれば、ＦＩＲフィルタリングは有利には６個のフィルタ係数によって行うことができる。この場合、ディジタル信号ｘＤの連続する６個ずつのビット値から１つのアドレスが形成され、このアドレスにより全部で２^６＝６４個の記憶された複素値のうち１個が正確にメモリから読み出され、フィルタリング信号ｘＦの値として形成される。アドレスはここでは、信号ｘＤのその時点のビット値と、長さ５のバイナリのシフトレジスタにバッファリングされている先行の５個のビット値とから成る。算術演算を必要としないこうしたフィルタリングにより、ディジタル信号ｘＤの帯域幅は約２ＭＨｚへ制限され、約２０ｄＢの減衰量が達成される。フィルタリング信号ｘＦのスペクトル電力密度は正規化円周波数Ωの関数として図３のｄに示されている。フィルタリング信号ｘＦは複素値であるので、Ω＝０に関して非対称なスペクトル電力密度が得られる。ハッチングで示されているΩ＝＋π／４またはｆ＝ｆＳ／８＝ｆＩＦ＝２ＭＨｚ近傍の有効帯域成分のほか、図３のｄには、フィルタリングによって量子化障害成分が減衰されたことがハッチングされていない領域によって示されている。

サンプリングレート低減ユニット２５は複素値フィルタリング信号ｘＦのサンプリングレートを係数Ｍ≧２だけ低減し、サンプリングレート低減信号ｘＲを形成するように構成されている。さらに、複素値サンプリングレート低減信号ｘＲは混合ユニット２６を介して２ＭＨｚだけ左方のベースバンドへスペクトル的にオフセットされ、複素値ディジタルベースバンド信号ｘＢＢが形成される。

第１の有利な実施例によれば、フィルタリング信号ｘＦのサンプリングレートはサンプリングレート低減ユニット２５において係数Ｍ＝２だけ、すなわち１６Ｍｓｐｓ／２＝８Ｍｓｐｓへ低減される。これにより混合ユニット２６をきわめて簡単に実現することができる。ベースバンド混合に必要な複素指数列との乗算が、第１の実施例のケースすなわちサンプリングレート４＊ｆＣ＝８Ｍｓｐｓのケースにおいて、時間変化係数
ｅｘｐ（−ｊ＊ｋ＊π／２）＝（−ｊ）^ｋ （１）
との乗算へ簡単化される。ここでｅｘｐ（・）は複素指数関数であり、ｋはサンプリングレート低減信号ｘＲの値の時間インデクスである。インデクスｋの値に応じて対応する信号ｘＲの複素値は値｛±１，±ｊ｝と乗算され、混合ユニット２６により、ｘＲの値の実数部分および／または虚数部分の符号が交番されるか、および／または実数部分と虚数部分とが交番される。当該の演算は加算または乗算などの算術演算を必要としない。

ディジタルベースバンド信号ｘＢＢのスペクトル電力密度が正規化円周波数Ω’＝Ｍ＊Ω＝４π＊（ｆ／ｆＳ）の関数として図３のｅに概略的に示されている。ここで値Ω’＝πは非正規化周波数ｆ＝ｆＳ／Ｍ／２＝ｆＳ／４＝４ＭＨｚに相応する。ベースバンド信号ｘＢＢは複素値であるので、Ω’＝０に関して非対称のスペクトル電力密度が得られる。ハッチングで示されているΩ’＝０近傍の有効帯域成分は、係数Ｍ＝２のサンプリングレート低減により、Ω’＝−π／４からΩ’＝＋π／４まで延在している。これは周波数領域ｆ＝−ｆＳ／１６＝−１ＭＨｚ〜＋１ＭＨｚに相応する。

第２の実施例によれば、フィルタリング信号ｘＦのサンプリングレートはサンプリングレート低減ユニット２５において係数Ｍ＝４だけ、つまり１６Ｍｓｐｓ／４＝４ＭｓｐｓすなわちチップレートｆＣの２倍まで低減される。この場合、複素乗算が
ｅｘｐ（−ｊ＊ｋ＊π）＝（−１）^ｋ （２）
との乗算へ簡単化される。つまり非偶数のインデクスｋを備えた信号ｘＲの１つ置きの値の実数部分および虚数部分の符号が交番される。この場合にも算術演算は必要ない。

ディジタルベースバンド信号ｘＢＢは第１の実施例の８Ｍｓｐｓまたは第２の実施例の４Ｍｓｐｓのレートを有する。これらのレートはチップレートｆＣ＝２Ｍｃｈｉｐ／ｓの４倍または２倍に相応する。当該の信号ｘＢＢは復調ユニット２８および図２には示されていない同期ユニットへ供給される。同期ユニットは、信号ｘＢＢとデータフレームのいわゆるプリアンブルシーケンスとの相関により、最適な４個または２個のサンプリングフェーズを定める。これによりディジタルベースバンド信号ｘＢＢが復調ユニット２８において最適なフェーズで係数４だけまたは係数２だけサブサンプリングされる。

得られたチップクロック信号は続いて復調ユニット２８内のＭＳＫ復調器を介して復調され、相関ユニット２９によりＰＮシーケンスにより相関されて拡散解除される。送信データはさらに検出ユニット３０で判別される。これは、相関結果を評価し、相応のデータの最大相関結果に対して相応のデータシンボル値または相応のデータビットを対応させることにより行われる。

これまで本発明を有利な実施例に基づき説明してきたが、本発明はそれらに限定されるものではなく、多種多様に変更することができる。本発明は例えばＷＰＡＮそのもの、ＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠のＷＰＡＮ、またはそこに規定されている帯域拡散法、変調法、多重アクセス法、また周波数帯域、ビットレート、シンボルレート、チップレート、チップレート段数、中間周波数、サンプリング周波数、フィルタ帯域幅、フィルタタイプ、フィルタ次数などの値に限定されない。本発明は種々の無線または有線のディジタル通信システムにおいて有利に使用可能である。

本発明の送受信装置を備えたＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠のワイヤレスパーソナルエリアネットワークＷＰＡＮの例を示す図である 本発明の装置を備えたＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠の送受信装置の受信ユニットの実施例を示す図である。 図２の第１の実施例の種々の信号のスペクトル電力密度を示すグラフである。

符号の説明

１０ データ伝送システムすなわちＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠の"ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク"（ＷＰＡＮ）、 １１〜１３ 送受信装置（トランシーバＴＲＸ）、 １４ アンテナ、 １５ 送信ユニット（送信機ＴＸ）、 １６ 受信ユニット（受信機ＲＸ）、 １７ 制御ユニット（ＣＴＲＬ）、 ２０ 本発明の装置、 ２１ 増幅／混合ユニット、 ２２ アナログフィルタユニット（ＣＨＳＥＬ）、 ２３ アナログディジタル変換器、 ２４ ディジタルフィルタユニット（ＦＩＲ）、 ２５ サンプリングレート低減ユニット、 ２６ 混合ユニット、 ２７ データ検出ユニット、 ２８ 復調ユニット、 ２９ 相関ユニット（ＣＯＲ）、 ３０ 検出ユニット（ＤＥＴ）、 ＡＤＣ アナログディジタル変換器、 ＢＢ ベースバンド、 ＢＰ バンドパス、 ＣＨＳＥＬ チャネル選択、 ＦＩＲ 有限インパルス応答、 ＩＦ 中間周波数、 ＩＳＭ 工業，科学，医療用周波数帯域（２．４ＧＨｚ）、 ＬＮＡ 低雑音増幅器、 Ｍｃｈｉｐ／ｓ メガチップ毎秒、 ＭＳＫ 最小シフトキーイング、 Ｍｓｐｓ メガサンプル毎秒、 ＰＮ 擬雑音、 ＰＳＤ スペクトル電力密度、 ＱＰＳＫ １／４位相シフトキーイング、 ＲＦ 無線周波数、 ＲＸ 受信ユニット、 ＴＰ ローパス、 Ω 正規化円周波数Ω＝２π＊（ｆ／ｆＳ）、 Ω' 正規化円周波数Ω'= Ｍ＊Ω=４π*(ｆ／ｆＳ)、 ｄ データシンボルまたはデータビット、 ｅｘｐ（・） 複素指数関数、 ｆ 周波数、 ｆＣ チップクロック、 ｆＩＦ 中間周波数、 ｆＲＦ 無線周波数、 ｆＳ サンプリング周波数、 ｋ 時間インデクス、 Ｍ サンプリングレート低減の係数またはサブサンプリングの係数、 ｘＢＢ 複素値ディジタルベースバンド信号、 ｘＤ 実数値ディジタル信号、 ｘＦ 複素値フィルタリング信号、 ｘＩＦｃ 複素値バンドパス信号、 ｘＩＦｒ 実数値バンドパス信号、 ｘＲ 複素値サンプリングレート低減信号、 ｘＲＦ 無線信号

Claims (12)

1. ａ）有効帯域外の信号成分が抑圧されるように複素値バンドパス信号（ｘＩＦｃ）をフィルタリングし、フィルタリング信号から実数部分のみを取り出して実数値バンドパス信号（ｘＩＦｒ）を形成するアナログフィルタユニット（２２）、
   ｂ）該アナログフィルタユニットに接続されており、実数値バンドパス信号（ｘＩＦｒ）を１ｂｉｔ幅のサンプリング値を有するディジタル信号（ｘＤ）へ変換するアナログディジタル変換器（２３）、
   ｃ）該アナログディジタル変換器に接続されており、複素値ＦＩＲフィルタリングによって有効帯域外の信号成分が抑圧されるようにディジタル信号（ｘＤ）をフィルタリングすることにより複素値フィルタリング信号（ｘＦ）を形成する、ルックアップテーブルとして構成されたディジタルフィルタユニット（２４）、
   ｄ）該ディジタルフィルタユニットに接続されており、複素値フィルタリング信号（ｘＦ）のサンプリングレートを低減してサンプリングレート低減信号（ｘＲ）を形成するサンプリングレート低減ユニット（２５）、および、ｅ）該サンプリングレート低減ユニットに接続されており、サンプリングレート低減信号（ｘＲ）をディジタルベースバンド信号（ｘＢＢ）へ変換する混合ユニット（２６）を有する
   ことを特徴とする複素値バンドパス信号をディジタルベースバンド信号へ変換する装置。
2. アナログフィルタユニット（２２）は複素値バンドパス信号（ｘＩＦｃ）を３次のバタワースフィルタリングによりフィルタリングする、請求項１記載の装置。
3. アナログフィルタユニット（２２）はフィルタリング信号の実数部分の値を最大値へ制限することにより実数値バンドパス信号（ｘＩＦｒ）を形成する、請求項１または２記載の装置。
4. アナログディジタル変換器（２３）は実数値バンドパス信号（ｘＩＦｒ）を１６Ｍｓｐｓのサンプリングレートでサンプリングする、請求項１から３までのいずれか１項記載の装置。
5. ディジタルフィルタユニット（２４）はアナログディジタル変換器に接続されたバイナリのシフトレジスタと該バイナリのシフトレジスタおよびサンプリング低減ユニットに接続されたメモリとを有する、請求項１から４までのいずれか１項記載の装置。
6. バイナリのシフトレジスタは５個のディジタル信号（ｘＤ）の値を記憶し、メモリは６４個の複素値を記憶する、請求項５記載の装置。
7. 混合ユニット（２６）はサンプリングレート低減信号（ｘＲ）の値の実数部分および／または虚数部分の符号を交番する、請求項１から６までのいずれか１項記載の装置。
8. ａ）サンプリングレート低減ユニット（２５）は複素値フィルタリング信号（ｘＦ）のサンプリングレートを係数２だけ低減し、ｂ）混合ユニット（２６）はサンプリングレート低減信号（ｘＲ）の値の実数部分と虚数部分とを交番するかおよび／または実数部分および／または虚数部分の符号を交番する、請求項１から７までのいずれか１項記載の装置。
9. ａ）サンプリングレート低減ユニット（２５）は複素値フィルタリング信号（ｘＦ）のサンプリングレートを係数４だけ低減し、ｂ）混合ユニット（２６）はサンプリングレート低減信号（ｘＲ）の１つ置きの値の実数部分と虚数部分とを交番するかおよび／または実数部分および／または虚数部分の符号を交番する、請求項１から７までのいずれか１項記載の装置。
10. 複素値バンドパス信号（ｘＩＦｃ）はほぼ２ＭＨｚの中心周波数を有する、請求項１から９までのいずれか１項記載の装置。
11. 送受信装置（１１〜１３）、例えばＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠のデータ伝送システム（１０）用の送受信装置において、
    ａ）アンテナ（１４）、
    ｂ）アンテナに接続されており、例えばＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠のデータを送信する送信ユニット（１５）、
    ｃ）アンテナに接続されており、請求項１から１０までのいずれか１項記載の複素値バンドパス信号をディジタルベースバンド信号へ変換する装置を備えた受信ユニット（１６）、および、
    ｄ）送信ユニットおよび受信ユニットに接続されており、該送信ユニットおよび該受信ユニットを制御する制御ユニット（１７）を有する
    ことを特徴とする送受信装置。
12. 集積回路、例えば請求項１１記載の送受信装置用の集積回路において、請求項１から１０までのいずれか１項記載の複素値バンドパス信号をディジタルベースバンド信号へ変換する装置を有することを特徴とする集積回路。

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