JP2007089333A - 昇降圧コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】比較的少ない部品点数で高効率かつリップル電流を抑制した昇降圧コンバータを実現する。
【解決手段】昇降圧コンバータは、入力直流電圧が与えられるインダクタ（２１）、インダクタ（２１）に接続されたスイッチ（３１）、インダクタ（２１）に接続された整流素子（４１）、整流素子（４１）に接続された平滑化回路（５１）、整流素子（４１）に接続されたスイッチ（３２）、スイッチ（３２）に接続されたインダクタ（２２）、インダクタ（２２）とスイッチ（３２）との接続点と接地ノードとの間に設けられた整流素子（４２）、及びインダクタ（２２）に接続された平滑化回路（５２）を備えている。ここで、インダクタ（２１）とインダクタ（２２）とは、磁気結合されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流の入力電圧を所望の直流の出力電圧に変換する昇降圧コンバータに関する。

入力直流電源から直流の入力電圧（以下、入力直流電圧という）を入力し、各種電子回路用に電源電圧となる直流の出力電圧（以下、出力直流電圧という）を出力する電源回路において、入力直流電圧が出力直流電圧に比べて大きい電圧から小さい電圧まで変動する場合、昇降圧コンバータが用いられる（例えば、特許文献１，２参照）。

図５は、従来の昇降圧コンバータの回路構成の一例を示す。当該昇降圧コンバータは、昇圧コンバータ１２と降圧コンバータ１４との２段構成からなる。昇圧コンバータ１２は、例えばバッテリー等の入力直流電源（不図示）から入力される電圧Ｖｉ１を、出力直流電圧Ｖｏ１よりも高い電圧Ｖｃ１に変換して降圧コンバータ１４に出力する。降圧コンバータ１４は、電圧Ｖｃ１を所望の電圧Ｖｏ１に変換して各種電子回路（不図示）に出力する。

昇圧コンバータ１２は、インダクタ１２２、スイッチ１２４、ダイオード１２６及びコンデンサ１２８を備えている。インダクタ１２２は、スイッチ１２４とダイオード１２６との接続点と電圧Ｖｉ１の入力端との間に設けられ、スイッチ１２４の開閉動作に応じて生じる逆起電力によって電圧Ｖｉ１を昇圧する。スイッチ１２４は、ＮチャネルＦＥＴからなり、ゲートに入力された駆動信号ＤＲ１２に従って開閉動作をする。ダイオード１２６は、スイッチ１２４の開閉動作に応じて生じる順方向電流のみをコンデンサ１２８及び降圧コンバータ１４へと流す。コンデンサ１２８は、ダイオード１２６を介して供給される電流を平滑化して電圧Ｖｃ１を降圧コンバータ１４に出力する。すなわち、コンデンサ１２８は、昇圧コンバータ１２の出力コンデンサと降圧コンバータ１４の入力コンデンサとを兼ねている。

降圧コンバータ１４は、スイッチ１４０、ダイオード１４２、インダクタ１４４及びコンデンサ１４６を備えている。スイッチ１４０は、ＰチャネルＦＥＴからなり、ゲートに入力された駆動信号ＤＲ１４に従って開閉動作をする。ダイオード１４２は、スイッチ１４０が開いているとき、その開く直前にインダクタ１４４に流れていた電流を維持するための電流を供給する。インダクタ１４４及びコンデンサ１４６は、スイッチ１４０又はダイオード１４２から供給される電流を平滑化する。そして、この平滑化された電圧Ｖｏ１は、各種電子回路（不図示）に出力される。

上記の昇降圧コンバータの動作は次の通りである。スイッチ１２４が閉じているとき、インダクタ１２２には電圧Ｖｉ１が印加され、増加する電流が流れてエネルギーが蓄積される。スイッチ１２４が開いているとき、インダクタ１２２に蓄積されたエネルギーは、電圧Ｖｉ１に重畳されて、ダイオード１２６を通してコンデンサ１２８へ時間とともに減少する電流として放出される。ここで、スイッチ１２４のオン期間が駆動信号ＤＲ１２の繰り返し周期Ｔ１に占める割合をデューティ比Ｄ１２と表すとすると、コンデンサ１２８の両端電圧Ｖｃ１は次式（１）のようになる。
Ｖｃ１＝Ｖｉ１／（１−Ｄ１２） ・・・（１）
すなわち、駆動信号ＤＲ１２によってデューティ比Ｄ１２を適宜調整することにより電圧Ｖｃ１は一定に保たれる。

一方、スイッチ１４０が閉じているとき、インダクタ１４４には電圧Ｖｉ１と電圧Ｖｏ１との差電圧（Ｖｉ１−Ｖｏ１）が印加され、増加する電流が流れてエネルギーが蓄積される。スイッチ１４０が開いているとき、インダクタ１４４には、その開く直前にインダクタ１４４に流れていた電流に等しい電流値がダイオード１４２を介して供給される。インダクタ１４４に蓄積されたエネルギーは、コンデンサ１４６へ時間とともに減少する電流として放出される。ここで、スイッチ１４０のオン期間が駆動信号ＤＲ１４の繰り返し周期Ｔ１に占める割合をデューティ比Ｄ１４とすると、コンデンサ１４６に発生する電圧Ｖｏ１は次式（２）のようになる。
Ｖｏ１＝Ｄ１４・Ｖｃ１ ・・・（２）
すなわち、駆動信号ＤＲ１４によってデューティ比Ｄ１４を適宜調整することにより電圧Ｖｏ１は一定に保たれる。

以上のように、図５に示した従来の昇降圧コンバータは、デューティ比Ｄ１２及びＤ１４を適宜設定することにより、入力直流電圧Ｖｉ１に対して出力直流電圧Ｖｏ１の昇降圧制御が可能である。また、この構成によると、入力電流はインダクタ１２２を介して流れ、コンデンサ１４６へ供給される電流はインダクタ１４４を介して流れる。つまり、スイッチ１２４及び１４０の開閉動作に応じて入力直流電源及びコンデンサ１４６に流れるリップル電流が小さいといった特徴がある。

一方、図６は、従来の昇降圧コンバータの回路構成の別例を示す。当該昇降圧コンバータは、インダクタ１７を共有する降圧コンバータ１３と昇圧コンバータ１５との２段構成からなる。降圧コンバータ１３は、スイッチ１３０、ダイオード１３１及びインダクタ１７から構成され、例えばバッテリー等の入力直流電源（不図示）から電圧Ｖｉ２が入力される。昇圧コンバータ１５は、インダクタ１７、スイッチ１５０、ダイオード１５１及びコンデンサ１５２から構成され、各種電子回路（不図示）に出力直流電圧Ｖｏ２を出力する。

上記の昇降圧コンバータの動作は次の通りである。まず、スイッチ１３０及び１５０がいずれも閉じているとき、インダクタ１７には電圧Ｖｉ２が印加され、増加する電流が流れてエネルギーが蓄積される。電流は、スイッチ１３０→インダクタ１７→スイッチ１５０へと流れる。この期間をＴｏｎ２とする。次に、スイッチ１３０が閉じている状態でスイッチ１５０が開いているとき、インダクタ１７には電圧Ｖｉ２と電圧Ｖｏ２との差電圧（Ｖｉ２−Ｖｏ２）が印加される。Ｖｉ２＞Ｖｏ２であれば増加する電流が流れてエネルギーが蓄積され、Ｖｉ２＜Ｖｏ２であれば減少する電流が流れてエネルギーが放出され、Ｖｉ２＝Ｖｏ２であれば電流は増減せずにエネルギーは保持される。電流は、スイッチ１３０→インダクタ１７→ダイオード１５１へと流れ、コンデンサ１５２が充電される。この期間をＴｏｎ１０とする。最後に、スイッチ１３０及び１５０がいずれも開いているとき、インダクタ１７には電圧Ｖｏ２が印加され、減少する電流が流れてエネルギーが放出される。電流は、ダイオード１３１→インダクタ１７→ダイオード１５１へと流れ、コンデンサ１５２が充電される。この期間をＴｏｆｆ１とする。

以上の３状態で１スイッチング周期Ｔ（＝Ｔｏｎ２＋Ｔｏｎ１０＋Ｔｏｆｆ１）となる。スイッチ１３０のオン期間はＴｏｎ２＋Ｔｏｎ１０であり、そのデューティ比をＤ１３（＝（Ｔｏｎ２＋Ｔｏｎ１０）／Ｔ）とし、スイッチ１５０のデューティ比をＤ１５（＝Ｔｏｎ２／Ｔ）とすると、電圧Ｖｏ２は次式（３）のようになる。
Ｖｏ２＝Ｄ１３／（１−Ｄ１５）・Ｖｉ２ ・・・（３）

以上のように、図６に示した従来の昇降圧コンバータは、デューティ比Ｄ１３及びＤ１５を適宜設定することにより、入力直流電圧Ｖｉ２に対して出力直流電圧Ｖｏ２の昇降圧制御が可能である。また、図５に示した昇降圧コンバータではインバータが２個必要なのに対して、図６に示した昇降圧コンバータではインダクタが１個で済むという特徴がある。
特開平７−１０７７３９号公報 特開昭５５−６８８７７号公報

図５に示した昇降圧コンバータは、昇圧コンバータ１２及び降圧コンバータ１４が直列に接続された構成をしているため部品点数が比較的多くなる。また、昇圧コンバータ１２及び降圧コンバータ１４のそれぞれの電力変換効率の積が昇降圧コンバータ全体としての効率となるため、高効率が望めないといった問題点がある。

一方、図６に示した昇降圧コンバータは、図５に示した昇降圧コンバータに比べて部品点数が少ない。また、電圧Ｖｉ２が電圧Ｖｏ２よりも高い場合には、スイッチ１５０を常時閉じた状態にすることで式（３）においてＤ１５＝０となり、降圧コンバータ１３のみを動作させることができる。逆に、電圧Ｖｉ２が電圧Ｖｏ２よりも低い場合には、スイッチ１３０を常時閉じた状態にすることで式（３）においてＤ１３＝１となり、昇圧コンバータ１５のみを動作させることができる。これらの場合には、開閉動作するスイッチの個数が一つとなるため、スイッチング損失の発生が抑制された高効率な動作が可能となる。

しかし、図６に示した昇降圧コンバータでは、降圧コンバータ１３が動作している場合には入力電流がパルス状になる一方、昇圧コンバータ１５が動作している場合にはコンデンサ１５２への充電電流がパルス状になる。このため、図５に示した昇降圧コンバータと比較してリップル電流が大きくなってしまう。

上記問題に鑑み、本発明は、比較的少ない部品点数で高効率かつリップル電流を抑制した昇降圧コンバータを実現することを課題とする。

上記課題を解決するために本発明が講じた手段は、入力直流電圧を所望の出力直流電圧に変換する昇降圧コンバータとして、一端に前記入力直流電圧が与えられる第１のインダクタと、前記第１のインダクタの他端と接地ノードとの間に設けられた第１のスイッチと、一端が前記第１のインダクタの他端に接続され、前記第１のスイッチが開いているとき、前記第１のインダクタを流れる電流を通す第１の整流素子と、一端が前記第１の整流素子の他端に接続され、当該他端に生じる電圧を平滑化する第１の平滑化回路と、一端が前記第１の整流素子の他端に接続された第２のスイッチと、一端が前記第２のスイッチの他端に接続された第２のインダクタと、前記第２のインダクタと前記第２のスイッチとの接続点と接地ノードとの間に設けられ、前記第２のスイッチが開いているとき、前記第２のインダクタを流れる電流を通す第２の整流素子と、一端が前記第２のインダクタの他端に接続され、当該他端に生じる電圧を平滑化する第２の平滑化回路とを備えたものとする。ここで、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとは、磁気結合されている。

これによると、第１のインダクタと第２のインダクタとが磁気結合した一つの部品となることによる部品点数の削減と、第１のインダクタと第２のインダクタが電力伝達を行うことによる高効率化が可能となる。

好ましくは、前記第１のインダクタの巻数は、前記第２のインダクタの巻数以上であり、かつ、前記第１の平滑化回路の他端は、前記第２のインダクタと前記第２の平滑化回路との接続点に接続されているものとする。

これによると、入力電流に重畳されるリップル電流を低減することができる。

また、好ましくは、前記第１のインダクタの巻数は、前記第２のインダクタの巻数以下であり、かつ、前記第１の平滑化回路の他端には、前記入力直流電圧が与えられるものとする。

これによると、第２のインダクタを介して第２の平滑化回路に出力される電流に重畳されるリップル電流を低減することができる。

本発明によると、比較的少ない部品点数で高効率かつリップル電流を抑制した昇降圧コンバータが実現される。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る昇降圧コンバータの回路構成を示す。本実施形態に係る昇降圧コンバータは、一端に入力直流電圧Ｖｉが与えられるインダクタ２１と、インダクタ２１の他端にドレインが接続され、ゲートに駆動信号ＤＲ１が与えられるＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチ３１と、インダクタ２１の他端にアノード端子が接続されたダイオードで構成された整流素子４１と、整流素子４１のカソード端子に接続されたコンデンサで構成された平滑化回路５１と、整流素子４１のカソード端子にソースが接続され、ゲートに駆動信号ＤＲ２が与えられるＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチ３２と、スイッチ３２のドレインにカソード端子が接続されたダイオードで構成された整流素子４２と、スイッチ３２のドレインに一端が接続されたインダクタ２２と、インダクタ２２の他端に接続されたコンデンサで構成された平滑化回路５２とを備えている。なお、インダクタ２１とインダクタ２２とは磁気結合されている。

次に、本実施形態に係る昇降圧コンバータの動作について説明する。なお、インダクタ２１の巻数をＮ１、インダクタ２２の巻数をＮ２、巻数比をｎ（＝Ｎ１／Ｎ２）、結合係数をｋ、そしてインダクタ２１のインダクタンスをＬとする。また、スイッチ３１及び３２並びに整流素子４１及び整流素子４２はいずれも理想スイッチとし、導通状態における電圧降下はゼロとする。また、平滑化回路５１は、静電容量の充分大きなコンデンサで構成されており、その電圧Ｖｃの充放電電流による変動は無視できるものとする。

スイッチ３１及び３２がいずれも閉じているとき、インダクタ２１には電圧Ｖｉが印加され、インダクタ２２には平滑化回路５１の電圧Ｖｃと電圧Ｖｏとの差電圧（Ｖｃ−Ｖｏ）が印加される。図２（ａ）は、このときの昇降圧コンバータをインダクタ２１から見た等価回路を示す。符号ｉ１及びｉ２は、それぞれ、インダクタ２１及び２２を流れる電流を示す。図２（ａ）の等価回路から次の回路方程式が導かれる。

式（４）及び（５）を解いて、各電流の傾きを求めると次式が得られる。

スイッチ３１及び３２がいずれも開いているとき、インダクタ２１には電圧Ｖｉと平滑化回路５１の電圧Ｖｃとの差電圧（Ｖｃ−Ｖｉ）が印加され、インダクタ２２には電圧Ｖｏが印加される。図２（ｂ）は、このときの昇降圧コンバータをインダクタ２１から見た等価回路を示す。図２（ｂ）の等価回路から次の回路方程式が導かれる。

式（８）及び（９）を解いて、各電流の傾きを求めると次式が得られる。

一方、スイッチ３１及び３２の１スイッチング周期に占めるオン期間の割合であるデューティ比をＤとすると、式（６）及び（１０）において電流ｉ１1が連続となる条件は以下のようになる。
Ｄ・（Ｖｉ−ｎｋ（Ｖｃ−Ｖｏ））＋（１−Ｄ）・（Ｖｉ−Ｖｃ＋ｎｋＶｏ）＝０ ・・・（１２）

同様に、式（７）及び（１１）において電流ｉ２が連続となる条件は以下のようになる。
Ｄ・（ｎ（Ｖｃ−Ｖｏ）−ｋＶｉ）＋（１−Ｄ）・（ｋ（Ｖｃ−Ｖｉ）−ｎＶｏ）＝０ ・・・（１３）

式（１２）及び（１３）を解いて、各電圧の関係を求めると次式が得られる。
Ｖｏ＝Ｄ／（１−Ｄ）・Ｖｉ ・・・（１４）
Ｖｃ＝Ｖｉ／（１−Ｄ）＝Ｖｉ＋Ｖｏ ・・・（１５）
すなわち、平滑化回路５１の電圧Ｖｃは電圧Ｖｉと電圧Ｖｏとの和となり、また、電圧Ｖｏは、デューティ比Ｄを適宜調整することによって任意の値にすることが可能である。

さらに、式（１４）を式（６）及び（１０）のそれぞれに代入すると、オン期間とオフ期間の電流ｉ１の傾きは次式のようになる。

式（１６）においてｎｋ＝１とすると電流ｉ１の傾きはゼロとなる。すなわち、本実施形態に係る昇降圧コンバータは、ｎｋ＝１に設定することで、入力電流を、リップルを含まない直流電流とすることができる。

同様に、式（１５）を式（７）及び（１５）のそれぞれに代入すると、オン期間とオフ期間の電流ｉ２の傾きは次式のようになる。

式（１７）においてｎ＝ｋとすると電流ｉ２の傾きはゼロとなる。すなわち、本実施形態に係る昇降圧コンバータは、ｎ＝ｋに設定することで、出力電流を、リップルを含まない直流電流とすることができる。

（第２の実施形態）
図３は、第２の実施形態に係る昇降圧コンバータの回路構成を示す。本実施形態に係る昇降圧コンバータは、図１に示した昇降圧コンバータにおける平滑化回路５１を接地ノードではなく平滑化回路５２に接続するようにしたものである。ここで、Ｎ１≧Ｎ２、かつ、ｎｋ≒１に設定されている。

本実施形態に係る昇降圧コンバータの動作は、図１に示した昇降圧コンバータの動作とほぼ同じである。異なる点は、平滑化回路５１の電圧Ｖｃが電圧Ｖｉと等しくなる点と、電流の流れ方である。以下、本実施形態に係る昇降圧コンバータに特有の動作について説明する。

スイッチ３１及び３２がいずれも閉じているとき、インダクタ２１には電圧Ｖｉが印加され、インダクタ２２には平滑化回路５１の電圧Ｖｃ（＝Ｖｉ）が印加される。このとき、インダクタ２１→スイッチ３１へと流れる入力電流と、平滑化回路５１→スイッチ３２→インダクタ２２へと流れる電流とがあるが、平滑化回路５２を充電する電流はない。

スイッチ３１及び３２がいずれも開いているとき、インダクタ２１には平滑化回路５１の電圧Ｖｃ（＝Ｖｉ）と電圧Ｖｏとの和電圧と電圧Ｖｉとの差電圧（Ｖｃ＋Ｖｏ−Ｖｉ）、すなわち、電圧Ｖｏが印加され、インダクタ２２には電圧Ｖｏが印加される。このとき、インダクタ２１→整流素子４１→平滑化回路５１へと流れる入力電流と、整流素子４２→インダクタ２２へと流れる電流とがあり、これら電流は平滑化回路５２を充電する。

以上のように、平滑化回路５２を充電する電流はスイッチ３１及び３２がいずれも開いている期間にしか流れないため、出力リップルは第１の実施形態に係る昇降圧コンバータよりも悪化する。しかし、平滑化回路５１への印加電圧は、第１の実施形態に係る昇降圧コンバータでは電圧Ｖｉと電圧Ｖｏと和電圧となるのに対して、本実施形態に係る昇降圧コンバータでは電圧Ｖｉとなる。したがって、平滑化回路５１を構成するコンデンサとして、第１の実施形態よりも低耐圧のものを用いることができ、また、静電容量の電圧依存性による低下も抑制されるといった効果がある。

また、本実施形態に係る昇降圧コンバータは、出力リップルが悪化する反面、Ｎ１≧Ｎ２、かつ、ｎｋ≒１に設定することで、入力リップルを低減もしくはゼロにすることができる。

（第３の実施形態）
図４は、第３の実施形態に係る昇降圧コンバータの回路構成を示す。本実施形態に係る昇降圧コンバータは、図１に示した昇降圧コンバータにおける平滑化回路５１を接地ノードではなく電圧Ｖｉの入力端に接続するようにしたものである。ここで、Ｎ１≦Ｎ２、かつ、ｎ≒ｋに設定されている。

本実施形態に係る昇降圧コンバータの動作は、図１に示した昇降圧コンバータの動作とほぼ同じである。異なる点は、平滑化回路５１の電圧Ｖｃが電圧Ｖｏと等しくなる点と、電流の流れ方である。以下、本実施形態に係る昇降圧コンバータに特有の動作について説明する。

スイッチ３１及び３２がいずれも閉じているとき、インダクタ２１には電圧Ｖｉが印加され、インダクタ２２には電圧Ｖｉと平滑化回路５１の電圧Ｖｃ（＝Ｖｏ）の和電圧と電圧Ｖｏとの差電圧（Ｖｉ＋Ｖｃ−Ｖｏ）、すなわち、電圧Ｖｉが印加される。このとき、インダクタ２１→スイッチ３１へと流れる電流と、平滑化回路５１→スイッチ３２→インダクタ２２へと流れて平滑化回路５２を充電する電流とがある。

スイッチ３１及びスイッチ３２がいずれも開いているとき、インダクタ２１には平滑化回路５１の電圧Ｖｃ（＝Ｖｏ）が印加され、インダクタ２２には電圧Ｖｏが印加される。このとき、平滑化回路５１→インダクタ２１→整流素子４１へと流れる電流と、整流素子４２→インダクタ２２へと流れる電流とがあるが、入力電流は流れない。

以上のように、入力電流は、スイッチ３１及び３２がいずれも閉じている期間にしか流れないため、入力リップルは第１の実施形態に係る昇降圧コンバータよりも悪化する。しかし、平滑化回路５１への印加電圧は、第１の実施形態に係る昇降圧コンバータでは電圧Ｖｉと電圧Ｖｏと和電圧となるのに対して、本実施形態に係る昇降圧コンバータでは電圧Ｖｏとなる。したがって、平滑化回路５１を構成するコンデンサとして、第１の実施形態よりも低耐圧のものを用いることができ、また、静電容量の電圧依存性による低下も抑制されるといった効果がある。

また、本実施形態に係る昇降圧コンバータは、入力リップルが悪化する反面、Ｎ１≦Ｎ２、かつ、ｎ≒ｋに設定することで、出力リップルを低減もしくはゼロにすることができる。

なお、上記各実施形態において、整流素子４１及び４２はダイオードから構成されるとしたが、これらはスイッチで実現される同期整流回路であってもよい。

本発明に係る昇降圧コンバータは、比較的少ない部品点数でありながら高効率かつリップル電流を抑制するといった効果を奏するため、小型化、低消費電力が求められる電源回路に有用である。

第１の実施形態に係る昇降圧コンバータの回路構成図である。 図１の昇降圧コンバータの動作を説明するための等価回路図である。 第２の実施形態に係る昇降圧コンバータの回路構成図である。 第３の実施形態に係る昇降圧コンバータの回路構成図である。 従来の昇降圧コンバータの回路構成図である。 従来の昇降圧コンバータの回路構成図である。

符号の説明

２１ インダクタ（第１のインダクタ）
２２ インダクタ（第２のインダクタ）
３１ スイッチ（第１のスイッチ）
３２ スイッチ（第２のスイッチ）
４１ 整流素子（第１の整流素子）
４２ 整流素子（第２の整流素子）
５１ 平滑化回路（第１の平滑化回路）
５２ 平滑化回路（第２の平滑化回路）

Claims (3)

1. 入力直流電圧を所望の出力直流電圧に変換する昇降圧コンバータであって、
   一端に前記入力直流電圧が与えられる第１のインダクタと、
   前記第１のインダクタの他端と接地ノードとの間に設けられた第１のスイッチと、
   一端が前記第１のインダクタの他端に接続され、前記第１のスイッチが開いているとき、前記第１のインダクタを流れる電流を通す第１の整流素子と、
   一端が前記第１の整流素子の他端に接続され、当該他端に生じる電圧を平滑化する第１の平滑化回路と、
   一端が前記第１の整流素子の他端に接続された第２のスイッチと、
   一端が前記第２のスイッチの他端に接続された第２のインダクタと、
   前記第２のインダクタと前記第２のスイッチとの接続点と接地ノードとの間に設けられ、前記第２のスイッチが開いているとき、前記第２のインダクタを流れる電流を通す第２の整流素子と、
   一端が前記第２のインダクタの他端に接続され、当該他端に生じる電圧を平滑化する第２の平滑化回路とを備え、
   前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとは、磁気結合されている
   ことを特徴とする昇降圧コンバータ。
2. 請求項１に記載の昇降圧コンバータにおいて、
   前記第１のインダクタの巻数は、前記第２のインダクタの巻数以上であり、かつ、
   前記第１の平滑化回路の他端は、前記第２のインダクタと前記第２の平滑化回路との接続点に接続されている
   ことを特徴とする昇降圧コンバータ。
3. 請求項１に記載の昇降圧コンバータにおいて、
   前記第１のインダクタの巻数は、前記第２のインダクタの巻数以下であり、かつ、
   前記第１の平滑化回路の他端には、前記入力直流電圧が与えられる
   ことを特徴とする昇降圧コンバータ。

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