JP2007089144A - Ｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ送信装置及びｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ送信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高精度の周波数オフセット推定、高精度の伝送路変動推定、高精度の同期・信号検出を可能とするＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置を提供すること。
【解決手段】各アンテナから同一時間に送信されるＯＦＤＭ信号間の対応するサブキャリアに、互いに直交関係にある系列を時間軸方向に亘って割り当てて、パイロットキャリアを形成するパイロットシンボルマッピング１１１１を設けた。これにより、パイロットシンボルが複数のチャネル（アンテナ）間で多重されていても、高精度な周波数オフセット・位相雑音の推定を行うことが可能となる。
【選択図】図１２

Description

本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信方法に関する。特に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信における、周波数オフセット推定、伝送路変動（チャネル変動）推定、同期・信号検出のための好適なシンボルの構成を実現する技術に関する。

図４９は、現在実現されている、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)を用いた無線通信システムの一例である無線ＬＡＮ（Local Area Network）の送受信装置の構成、及び、フレーム構成を示している。

図４９（ａ）は送信装置の構成の一例を示しており、フレーム構成信号生成部１０は、変調方式等の制御情報９を入力とし、フレーム構成を決定し、フレーム構成信号１１を出力する。シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２は、フレーム構成信号１１、ディジタル変調されたベースバンド信号１を入力とし、シリアルパラレル変換を施し、フレーム構成に従ったパラレル信号３を出力する。逆フーリエ変換部（ｉｆｆｔ）４は、パラレル信号３を入力とし、逆フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号５を出力する。無線部６は、逆フーリエ変換後の信号５を入力とし、周波数変換等を施し、送信信号７を出力する。送信信号７はアンテナ８から電波として送信される。

図４９（ｂ）は受信装置の構成例を示しており、無線部１４は、アンテナ１２で受信された受信信号１３を入力とし、周波数変換等の処理を施し、ベースバンド信号１５を出力する。同期部１６は、ベースバンド信号１５を入力とし、送信機と時間同期を確立し、タイミング信号１７を出力する。フーリエ変換部（ｆｆｔ）１８は、ベースバンド信号１５、タイミング信号１７を入力とし、タイミング信号１７に基づいて、ベースバンド信号１５にフーリエ変換を施し、フーリエ変換後の信号１９を出力する。

伝送路変動推定部２０は、フーリエ変換後の信号１９、タイミング信号１７を入力とし、フーリエ変換後の信号におけるプリアンブルを検出し、伝送路変動を推定し、伝送路変動推定信号２１を出力する。周波数オフセット推定部２２は、フーリエ変換後の信号１９、タイミング信号１７を入力とし、フーリエ変換後の信号におけるプリアンブル、パイロットシンボルを検出し、これらのシンボルに基づいて周波数オフセットを推定し、周波数オフセット推定信号２３を出力する。

復調部２４は、フーリエ変換後の信号１９、タイミング信号１７、伝送路変動推定信号２１、周波数オフセット推定信号２３を入力とし、フーリエ変換後の信号１９における伝送路変動、周波数オフセットを補償し、復調し、受信ディジタル信号２５を出力する。

図４９（ｃ）は、IEEE802.11aのフレーム構成のイメージを示している（正確なフレーム構成ではない）。縦軸は周波数、横軸は時間を示しており、先頭に伝送路変動、周波数オフセットを推定する（場合によっては、信号検出を行う）ために、プリアンブルが挿入されている。また、キャリア２、キャリア５という特定のキャリアにはパイロットシンボルが挿入されており、受信機で、周波数オフセット、位相雑音を推定されるために使用される。プリアンブル及びパイロットシンボルは、同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点配置が既知のものである。また、データは、データシンボルにより伝送される。

なお、無線ＬＡＮの方式については、非特許文献１に記載されている。
High speed physical layer (PHY) in 5GHz band"IEEE802.11a, 1999年

非特許文献１では、ＯＦＤＭを用いた場合における、周波数オフセット推定、伝送路変動（チャネル変動）推定、同期・信号検出のためのシンボルの構成が示されている。

ところで、無線ＬＡＮでは、非特許文献１で示されている方式と、空間多重すなわちSpatial MultiplexingやSDM: Spatial Division Multiplexingを用いたＭＩＭＯシステムと、を組み合わせれば、さらなる伝送速度の向上が望めるので、ユーザに幅広いサービスを提供できることになる。

このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて高い受信品質を得るには、高精度の周波数オフセット推定、高精度の伝送路変動推定、高精度の同期・信号検出が必要となる。

しかしながら、現状では、このような高精度の周波数オフセット推定、高精度の伝送路変動推定、高精度の同期・信号検出を実現するための伝送路推定用シンボル、周波数オフセット推定用シンボルの送信の仕方については、十分な配慮がなされていなかった。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、高精度の周波数オフセット推定、高精度の伝送路変動推定、高精度の同期・信号検出を可能とするＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信方法を提供することを目的とする。

本発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置は、データ送信期間に複数のアンテナからＯＦＤＭ変調したデータシンボルを送信すると共に、前記データ送信期間に前記複数のアンテナの特定キャリアからパイロットシンボルを送信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置であって、各アンテナから送信するＯＦＤＭ信号を形成するＯＦＤＭ信号形成手段と、各アンテナから同一時間に送信されるＯＦＤＭ信号間の同一キャリアに、互いに直交関係にある系列を時間軸方向に亘って割り当てて、パイロットキャリアを形成するパイロットシンボルマッピング手段とを具備する構成を採る。

この構成によれば、各アンテナから同一時間に送信されるＯＦＤＭ信号間の対応するサブキャリアに、互いに直交関係にある系列を時間軸方向に亘って割り当てて、パイロットキャリアを形成したので、パイロットシンボルが複数のチャネル（アンテナ）間で多重されていても、高精度な周波数オフセット・位相雑音の推定を行うことが可能となる。また、チャネル推定値（伝送路変動推定値）を使わずに、各チャネルのパイロットシンボルを抽出できるので、周波数オフセット・位相雑音を補償する部分の構成を簡略化できる。

また、本発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置は、２つのアンテナからＯＦＤＭ信号を送信する場合、前記パイロットシンボルマッピング手段は、前記同一キャリアにおける第１と第２のアンテナ間では、互いに直交関係にある系列のパイロット信号が使用され、かつ前記第１及び第２のアンテナそれぞれにおいて、異なるキャリアでは、異なる系列のパイロット信号が使用され、かつ同一系列のパイロット信号が、前記第１及び第２のアンテナで使用されるように、前記パイロットキャリアを形成する、構成を採る。

この構成によれば、２本の送信アンテナを用いてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信を行う場合に、周波数オフセット・位相雑音の推定精度劣化させることなく、送信ピーク電力の増大を抑制できかつ簡易な構成の送信装置を実現できるようになる。

さらに、本発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置は、３つのアンテナからＯＦＤＭ信号を送信する場合、前記パイロットシンボルマッピング手段は、前記同一キャリアにおける第１と第２と第３のアンテナ間では、互いに直交関係にある系列のパイロット信号が使用され、かつ前記パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる系列のパイロット信号を用いたアンテナが存在し、かつ同一系列のパイロット信号を用いた２つ以上のアンテナが存在する、ように前記パイロットキャリアを形成する、構成を採る。

この構成によれば、３本の送信アンテナを用いてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信を行う場合に、周波数オフセット・位相雑音の推定精度劣化させることなく、送信ピーク電力の増大を抑制できかつ簡易な構成の送信装置を実現できるようになる。

本発明によれば、高精度の周波数オフセット推定、高精度の伝送路変動推定、高精度の同期・信号検出を可能とするＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信方法を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態では、空間多重（Spatial Multiplexing）を用いたＭＩＭＯシステムの構成及びそのシステムにおける送信装置、受信装置の構成について説明すると共に、周波数オフセット、伝送路変動、同期の推定精度、信号の検出確率の向上を可能とするパイロットシンボル、プリアンブル、リファレンスシンボルの構成について説明する。

図１に、本実施の形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置１００の構成を示す。ただし、図１は、一例として、送信アンテナ数ｍ＝２の場合を示している。

フレーム構成信号生成部１１２は、変調方式等の制御情報１１１を入力とし、フレーム構成の情報を含むフレーム構成信号１１３を生成し、これを出力する。

マッピング部１０２Ａは、チャネルＡの送信ディジタル信号１０１Ａ、フレーム構成信号１１３を入力とし、フレーム構成に基づいたベースバンド信号１０３Ａを生成し、これを出力する。

シリアルパラレル変換部１０４Ａは、ベースバンド信号１０３Ａ、フレーム構成信号１１３を入力とし、フレーム構成信号１１３に基づき、シリアルパラレル変換を施し、パラレル信号１０５Ａを出力する。

逆フーリエ変換部１０６Ａは、パラレル信号１０５Ａを入力とし、逆フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１０７Ａを出力する。

無線部１０８Ａは、逆フーリエ変換後の信号１０７Ａを入力とし、周波数変換等の処理を施し、送信信号１０９Ａを出力する。送信信号１０９Ａは、アンテナ１１０Ａから電波として出力される。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置１００は、チャネルＢについてもチャネルＡと同様の処理を施すことによりチャネルＢの送信信号１０９Ｂを生成する。なお、参照符号の最後に「Ｂ」を付して示した要素がチャネルＢに関する部分であり、対象とする信号がチャネルＡではなくチャネルＢであるだけであって、基本的には、上述した参照符号の最後に「Ａ」を付して示したチャネルＡに関する部分と同様の処理を行う。

図２Ａは、本実施の形態における受信装置の構成の一例を示している。ただし、図２Ａは、一例として、受信アンテナ数ｎ＝２の場合を示している。

受信装置２００において、無線部２０３Ｘは、受信アンテナ２０１Ｘで受信した受信信号２０２Ｘを入力とし、周波数変換等の処理を施し、ベースバンド信号２０４Ｘを出力する。

フーリエ変換部２０５Ｘは、ベースバンド信号２０４Ｘを入力とし、フーリエ変換を施し、フーリエ変換後の信号２０６Ｘを出力する。

受信アンテナ２０１Ｙ側でも同様の動作が施され、同期部２１１はベースバンド信号２０４Ｘ、２０４Ｙを入力とし、例えば、リファレンスシンボルを検出することで、送信機との時間同期を確立し、タイミング信号２１２を出力する。リファレンスシンボルの構成等については、図３等を用いて以降で詳しく説明する。

周波数オフセット・位相雑音推定部２１３は、フーリエ変換後の信号２０６Ｘ、２０６Ｙを入力とし、パイロットシンボルを抽出し、パイロットシンボルから、周波数オフセット・位相雑音を推定し、位相歪み推定信号２１４（周波数オフセットを含んだ位相歪み）を出力する。パイロットシンボルの構成等については、図３等を用いて以降で詳しく説明する。

チャネルＡの伝送路変動推定部２０７Ａは、フーリエ変換後の信号２０６Ｘを入力とし、チャネルＡのリファレンスシンボルを抽出し、例えばリファレンスシンボルに基づいてチャネルＡの伝送路変動を推定し、チャネルＡの伝送路推定信号２０８Ａを出力する。

チャネルＢの伝送路変動推定部２０７Ｂは、フーリエ変換後の信号２０６Ｘを入力とし、チャネルＢのリファレンスシンボルを抽出し、例えばリファレンスシンボルに基づいてチャネルＢの伝送路変動を推定し、チャネルＢの伝送路推定信号２０８Ｂを出力する。

チャネルＡの伝送路変動推定部２０９Ａ、チャネルＢの伝送路変動推定部２０９Ｂは、対象とする信号がアンテナ２０１Ｘで受信された信号ではなくアンテナ２０１Ｙで受信された信号であるだけであって、基本的には、上述したチャネルＡの伝送路変動推定部２０７Ａ、チャネルＢの伝送路変動推定部２０７Ｂと同様の処理を行う。

周波数オフセット・位相雑音補償部２１５は、チャネルＡの伝送路推定信号２０８Ａ、２１０Ａ、チャネルＢの伝送路推定信号２０８Ｂ、２１０Ｂ、フーリエ変換後の信号２０６Ｘ、２０６Ｙ、位相歪み推定信号２１４を入力とし、各信号の位相歪みを除去し、位相補償後のチャネルＡの伝送路推定信号２２０Ａ、２２２Ａ、位相補償後のチャネルＢの伝送路推定信号２２０Ｂ、２２２Ｂ、位相補償後のフーリエ変換後の信号２２１Ｘ、２２１Ｙを出力する。

信号処理部２２３は、例えば逆行列演算を行い、チャネルＡのベースバンド信号２２４Ａ、チャネルＢのベースバンド信号２２４Ｂを出力する。具体的には、図２Ｂに示すように、例えば、あるサブキャリアにおいて、アンテナＡＮ１からの送信信号をＴｘａ（ｔ）、アンテナＡＮ２からの送信信号をＴｘｂ（ｔ）、アンテナＡＮ３の受信信号をＲ１（ｔ）、アンテナＡＮ４の受信信号をＲ２（ｔ）とし、伝送路変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。

ただし、ｔは時間、ｎ１（ｔ）、ｎ２（ｔ）は雑音とする。信号処理部２２３は、式（１）を用いて、例えば逆行列の演算を行うことにより、チャネルＡの信号、チャネルＢの信号を得るようになっている。信号処理部２２３は、この演算をすべてのサブキャリアに対し実行する。因みに、ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）の推定は、伝送路変動推定部２０７Ａ、２０９Ａ、２０７Ｂ、２０９Ｂで行われる。

周波数オフセット推定・補償部２２５Ａは、チャネルＡのベースバンド信号２２４Ａを入力とし、パイロットシンボルを抽出し、パイロットシンボルに基づいてベースバンド信号２２４Ａの周波数オフセットを推定及び補償し、周波数オフセット補償後のベースバンド信号２２６Ａを出力する。

チャネルＡ復調部２２７Ａは、周波数オフセット補償後のベースバンド信号２２６Ａを入力とし、データシンボルを復調し、受信データ２２８Ａを出力する。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置２００は、チャネルＢのベースバンド信号２２４Ｂについても同様の処理を施し、受信データ２２８Ｂを得る。

図３は、本実施の形態における時間―周波数のチャネルＡ（図３（ａ））及びチャネルＢ（図３（ｂ））のフレーム構成を示している。図３（ａ）及び図３（ｂ）における、同一時間、同一キャリアの信号は空間で多重されることになる。

時間１から時間８では、式（１）のｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）に相当する伝送路変動を推定するためのシンボル、例えばプリアンブルと呼ばれるシンボルが送信される。このプリアンブルは、ガードシンボル３０１とリファレンスシンボル３０２とで構成されている。ガードシンボル３０１は同相Ｉ―直交Ｑ平面において（０，０）とする。リファレンスシンボル３０２は、例えば、同相Ｉ−直交Ｑ平面において（０，０）以外の既知の座標のシンボルである。そして、チャネルＡとチャネルＢでは、お互いに干渉が発生しないような構成となっている。つまり、例えば、キャリア１、時間１のように、チャネルＡにガードシンボル３０１が配置されている場合、チャネルＢにリファレンスシンボル３０２を配置し、キャリア２、時間１のように、チャネルＡにリファレンスシンボル３０２が配置されている場合、チャネルＢにガードシンボル３０１を配置するというように、チャネルＡとチャネルＢとでは異なるシンボルを配置する。このように配置することで、例えば、時間１のチャネルＡについて着目した場合、キャリア２及びキャリア４のリファレンスシンボル３０２により、キャリア３の伝送路変動を推定することができる。キャリア２及びキャリア４はリファレンスシンボル３０２なので、伝送路変動を推定することができる。したがって、時間１において、チャネルＡのすべてのキャリアの伝送路変動を精度よく推定することができる。同様に、チャネルＢについてもすべてのキャリアの伝送路変動を精度よく推定することができる。時間２から時間８についても同様に、チャネルＡ、チャネルＢのすべてのキャリアの伝送路変動を推定することができる。よって、図３のフレーム構成は、時間１から時間８のすべての時間において、すべてのキャリアの伝送路変動を推定できるため、非常に精度のよい、伝送路変動の推定を実現できるプリアンブルの構成であると言うことができる。

図３において、情報シンボル（データシンボル）３０３は、データを伝送するシンボルである。ここでは、変調方式は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭとする。このときの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置等については図４を用いて詳しく説明する。

制御用シンボル３０４は、変調方式、誤り訂正符号方式、符号化率等の制御情報を伝送するためのシンボルである。

パイロットシンボル３０５は、周波数オフセット、位相雑音による位相変動を推定するためのシンボルである。パイロットシンボル３０５としては、例えば、同相Ｉ―直交Ｑ平面において既知の座標であるシンボルを用いる。パイロットシンボル３０５は、チャネルＡ、チャネルＢ共に、キャリア４、キャリア９に配置されている。これにより、特に、無線ＬＡＮでは、IEEE802.11a、IEEE802.11gと空間多重のＭＩＭＯシステムとで、同一周波数、同一周波数帯域のシステムを構築する場合、フレーム構成を共有できるため、受信装置の簡素化を図ることができるようになる。

図４は、図３の情報シンボル３０３の変調方式であるＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点配置、及びそれらの正規化係数を示している。

図４Ａは同相Ｉ―直交Ｑ平面におけるＢＰＳＫの信号点配置であり、その座標は図４Ａのとおりである。図４Ｂは同相Ｉ―直交Ｑ平面におけるＱＰＳＫの信号点配置であり、その座標は図４Ｂのとおりである。図４Ｃは同相Ｉ―直交Ｑ平面における１６ＱＡＭの信号点配置であり、その座標は図４Ｃのとおりである。図４Ｄは同相Ｉ―直交Ｑ平面における６４ＱＡＭの信号点配置であり、その座標は図４Ｄのとおりである。図４Ｅは、図４Ａから図４Ｄの信号点配置に対し、変調方式間で平均送信電力を一定に保つように補正するための、変調方式と乗算係数（すなわち正規化係数）の関係を示している。例えば、図４ＢのＱＰＳＫの変調方式で送信する場合、図４Ｂの座標に対し、図４Ｅからわかるように、１／ｓｑｒｔ（２）の値を乗算する必要がある。ここで、ｓｑｒｔ（ｘ）：square root of ｘである。

図５は、本実施の形態における図３のパイロットシンボル３０５の同相Ｉ−直交Ｑ平面における配置を示している。図５（ａ）は、図３（ａ）で示したチャネルＡのキャリア４の時間１１から時間１８のパイロットシンボル３０５の信号点配置の一例を示している。図５（ｂ）は、図３（ｂ）で示したチャネルＢのキャリア４の時間１１から時間１８のパイロットシンボル３０５の信号点配置の一例を示している。図５（ｃ）は、図３（ａ）で示したチャネルＡのキャリア９の時間１１から時間１８のパイロットシンボル３０５の信号点配置の一例を示している。図５（ｄ）は、図３（ｂ）で示したチャネルＢのキャリア９の時間１１から時間１８のパイロットシンボル３０５の信号点配置の一例を示している。ここでは、これらの配置は、ＢＰＳＫ変調を用いているが、限ったものではない。

図５におけるパイロットシンボル３０５の信号点配置の特徴は、同一キャリアキャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号点配置が直交している（相互相関がゼロである）ことである。

例えば、チャネルＡ、キャリア４の時間１１から時間１４の信号点配置とチャネルＢ、キャリア４の時間１１から時間１４の信号点配置が直交している。また、時間１５から時間１８についても同様である。そして、チャネルＡ、キャリア９の時間１１から時間１４の信号点配置とチャネルＢ、キャリア９の時間１１から時間１４の信号点配置も直交している。また、時間１５から時間１８についても同様である。このとき、信号の直交のために、Walsh-Hadamard変換、直交符号等を利用すると好適である。なお、図５では、ＢＰＳＫの場合について示しているが、直交しているのであれば、ＱＰＳＫ変調でもよし、変調方式の規則に従わなくてもよい。

また、本実施の形態の場合、受信機の簡略化のために、チャネルＡのキャリア４とチャネルＢのキャリア９、チャネルＡのキャリア９とチャネルＢのキャリア４で同一の信号点配置（同一パターン）とする（ここで、それぞれのパターンに対し、図５のように、パターン＃１，パターン＃２と名付ける）。その理由については、図６で詳しく説明する。ただし、同一パターンとは、全く同じ信号点配置にするということではない。例えば、同相Ｉ―直交Ｑ平面において、位相関係のみ異なっている場合についても同一パターンとみなすことができる。

また、チャネルＡ（または、チャネルＢ）、キャリア４、９において、パイロットシンボル３０５の信号点配置を異なるようにしているが、これは、同一にすると、送信ピーク電力の増大につながる可能性があるためである。ただし、上記で定義しているパターンについては同一であってもよい。つまり、信号点配置が異なっていることが重要である。

ここで、まず、直交していることの利点について、図２Ａ、図６を用いて詳しく説明する。

図６は、図２Ａの周波数オフセット・位相雑音推定部２１３の構成の一例である。パイロットキャリア抽出部６０２は、フーリエ変換後の信号２０６Ｘ（または２０６Ｙ）を入力とし、パイロットシンボル３０５であるサブキャリアを抽出する。具体的には、キャリア４とキャリア９の信号を抽出する。したがって、パイロットキャリア抽出部６０２は、キャリア４のベースバンド信号６０３とキャリア９のベースバンド信号６０４を出力する。

符号記憶部６０５は、例えば、図５のパターン＃１を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、パターン＃１の信号６０６を出力する。

符号記憶部６０７は、例えば、図５のパターン＃２を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、パターン＃２の信号６０８を出力する。

選択部６０９は、タイミング信号２１２、パターン＃１の信号６０６、パターン＃２の信号６０８を入力とし、選択信号６１０（Ｘ）としてパターン＃２の信号を出力し、選択信号６１１（Ｙ）としてパターン＃１の信号を出力する。

符号乗算部６１２Ａは、キャリア４のベースバンド信号６０３、選択信号６１１（Ｙ）を入力とし、キャリア４のベースバンド信号６０３と選択信号６１１（Ｙ）を乗算し、キャリア４のチャネルＡのベースバンド信号６１３Ａを生成し、これを出力する。その理由は以下のとおりである。

キャリア４のベースバンド信号６０３は、チャネルＡのベースバンド信号とチャネルＢのベースバンド信号が多重されている信号である。これに対し、選択信号６１１（Ｙ）つまりパターン＃１の信号を乗算すると、相互相関がゼロのチャネルＢのベースバンド信号の成分が除去されることになり、チャネルＡのベースバンド信号の成分のみ抽出することができるからである。

同様に、符号乗算部６１４Ａは、キャリア９のベースバンド信号６０４、選択信号６１０（Ｘ）を入力とし、キャリア９のベースバンド信号６０４と選択信号６１０（Ｘ）を乗算し、キャリア９のチャネルＡのベースバンド信号６１５Ａを生成し、これを出力する。

符号乗算部６１２Ｂは、キャリア４のベースバンド信号６０３、選択信号６１０（Ｘ）を入力とし、キャリア４のベースバンド信号６０３と選択信号６１０（Ｘ）を乗算し、キャリア４のチャネルＢのベースバンド信号６１３Ｂを生成し、これを出力する。

符号乗算部６１４Ｂは、キャリア９のベースバンド信号６０４、選択信号６１１（Ｙ）を入力とし、キャリア９のベースバンド信号６０４と選択信号６１１（Ｙ）を乗算し、キャリア９のチャネルＢのベースバンド信号６１５Ｂを生成し、これを出力する。

以上のように、同一キャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号点配置を直交させることで、パイロットシンボル３０５がチャネルＡとチャネルＢで多重されていても、高精度な周波数オフセット・位相雑音の推定を行うことが可能となる。もう一つの重要な利点として、チャネル推定値（伝送路変動推定値）を必要としないため、周波数オフセット・位相雑音を補償する部分の構成を簡略化できるという点がある。もし、チャネルＡとチャネルＢのパイロットシンボル３０５の信号点配置が直交していない場合、ＭＩＭＯ分離の信号処理、例えば、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）を行い、その後、周波数オフセット・位相雑音を推定する構成となる。これに対して、本実施の形態の構成によれば、図２Ａのように、信号を分離する（信号処理部２２３）前段で周波数オフセット・位相雑音を補償することができる。加えて、信号処理部２２３で、チャネルＡの信号とチャネルＢの信号に分離した後でも、パイロットシンボル３０５を用いて周波数オフセット・位相雑音を除去できるため、さらなる高精度な周波数オフセット・位相雑音の補償を行うことができる。

ところで、同一キャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号点配置が直交していない場合、図２Ａの周波数オフセット・位相雑音推定部２１３における周波数オフセット・位相雑音の推定精度が低下する（お互いがお互いに対し、干渉成分となる）ため、図２Ａの周波数オフセット・位相雑音補償部２１５を付加することが困難となり、高精度な周波数オフセット・位相雑音補償ができなくなることになってしまう。

また、本実施の形態によれば、チャネルＡのキャリア４とチャネルＢのキャリア９、チャネルＡのキャリア９とチャネルＢのキャリア４を同一の信号点配置（同一パターン）としたことにより、図６の符号記憶部６０５、６０７の共通化を図ることができ、受信装置の簡略化へとつながる。

ただし、同一キャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号点配置を直交させることは、本実施の形態において必須となるが、同一パターンとすることは、必ず必要であるというものではない。

本実施の形態では、時間１１から時間１４のように、４シンボル単位で直交しているパイロットシンボル３０５を例に説明したが、４シンボル単位に限ったものではない。ただし、時間方向におけるフェージングの変動による直交性への影響を考慮した場合、２〜８シンボル程度で直交パターンを形成すると、周波数オフセット・位相雑音の推定精度を確保することができると考えられる。直交パターンの周期が長すぎると、直交性が確保できなくなる可能性が高くなり、周波数オフセット・位相雑音の推定精度劣化することになる。また、送信アンテナ数２、２つの変調信号を送信する場合について説明したが、これに限ったものではなく、送信アンテナ数が３以上、３つ以上の変調信号を送信する場合についても、同一キャリアに存在するパイロットシンボル３０５同士を数シンボル単位で直交させることで、上記と同様の効果を得ることができる。

次に、受信装置の簡略化、及び、受信装置で発生する量子化誤差による伝送路推定精度の劣化を抑えることが可能となる、図３のプリアンブルにおけるリファレンスシンボル３０２の構成について詳しく説明する。

図７は、本実施の形態におけるプリアンブルの同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点配置、特に、キャリア２、４、６、８、１０、１２にリファレンスシンボル３０２が配置されている時間１、３、５、７の信号点配置を示している。

ここで、キャリア２の時間１、３、５、７で形成する信号、キャリア４の時間１、３、５、７で形成する信号、キャリア６の時間１、３、５、７で形成する信号、キャリア８の時間１、３、５、７で形成する信号、キャリア１０の時間１、３、５、７で形成する信号、キャリア１２の時間１、３、５、７で形成する信号は、同相Ｉ−直交Ｑ平面において、位相関係は異なるが同一パターンとなっている。これにより、受信装置の簡略化を図ることができる。

キャリア１、３、５、７、９、１１でも同様に、位相関係は異なるが同一パターンとすることで、受信装置の簡略化につながる。ここで、偶数キャリアのパターンと奇数キャリアのパターンを同一にすれば、一段と受信装置を簡略化できる。しかし、異なっていた場合も、受信装置の簡略化の点である程度の利点がある。何故なら、必要とするパターン信号が一つ増えるだけだからである。同様に、チャネルＡとチャネルＢにおいて同一のパターンを採用すると、更なる受信装置の簡略化につながるが、異なるパターンを採用してもある程度の利点がある。

以下では、受信装置の構成の簡略化につながる点について説明する。ただし、以降では、偶数キャリアのパターンと奇数キャリアのパターンが同一の場合を例に説明する。

図８は、図２Ａの受信装置の伝送路変動推定部２０７、２０９の詳細の構成を示している。ここでは、チャネルＡの伝送路変動の推定を例に説明する。

キャリア１の信号抽出部８０２＿１は、フーリエ変換後の信号２０６Ｘ（２０６Ｙ）を入力とし、図３（ａ）に示すチャネルＡのプリアンブルにおけるキャリア１のリファレンスシンボル３０２（時間２、４、６、８）に相当する信号を抽出し、キャリア１のリファレンス信号８０３＿１を出力する。

キャリア２の信号抽出部８０２＿２は、フーリエ変換後の信号２０６Ｘ（２０６Ｙ）を入力とし、図３（ａ）に示すチャネルＡのプリアンブルにおけるキャリア２のリファレンスシンボル３０２（時間１、３、５、７）に相当する信号を抽出し、キャリア２のリファレンス信号８０３＿２を出力する。

キャリア３からキャリア１２の信号抽出部でも同様の動作が行われる。

パターン信号発生部８０４は、同相Ｉ―直交Ｑ平面における（１，０）、（−１，０）、（−１，０）、（１，０）のパターン信号８０５を出力する（図７のパターンを参照）。

乗算部８０６＿１は、キャリア１のリファレンス信号８０３＿１、パターン信号８０５を入力とし、キャリア１のリファレンス信号８０３＿１とパターン信号８０５を乗算すると共に平均化などの信号処理を施し、キャリア１の伝送路変動推定信号８０７＿１を出力する。

乗算部８０６＿１から乗算部８０６＿１２も同様に動作し、キャリア２の伝送路変動推定信号８０７＿２からキャリア１２の伝送路変動推定信号８０７＿１２を出力する。

パラレルシリアル変換部８１０は、キャリア１からキャリア１２の伝送路変動推定信号８０７＿１から伝送路変動推定信号８０７＿１２を入力とし、パラレルシリアル変換を施し、伝送路変動推定信号２０８Ａ（２０８Ｂ、２１０Ａ、２１０Ｂ）を出力する。

このように、パターン信号発生部８０４を、キャリア１からキャリア１２で共通化できるので、パターン信号発生部８０４のパターン信号の記憶容量を削減できると共に信号処理を共通化でき、この分だけ受信装置を簡単化できる。

ところで、図７で示したのは、リファレンスシンボル３０２をＢＰＳＫ変調した場合の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置であり、かつ、データシンボル３０３をＢＰＳＫ変調した場合の信号点配置と同様であり、かつ、乗算するための正規化係数もデータシンボル３０３をＢＰＳＫ変調した場合と同様としている。しかし、このようにすると、受信装置において、ディジタル信号処理を行うためにアナログ・ディジタル変換器を搭載した場合、量子化誤差の影響が大きくなる。この課題を軽減するための同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置の一例を説明する。

図９に、この課題を軽減するための同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置の一例を示す。一例として、ＢＰＳＫ変調を利用している。このとき、正規化係数を１．０とし、リファレンスシンボル３０２の信号点配置は（１．４１４≒ｓｑｒｔ（２），０）または（―１．４１４≒―ｓｑｒｔ（２），０）としている。つまり、データシンボル３０３をＢＰＳＫ変調した場合の信号点配置に、係数１．４１４を乗算した信号点配置としている。

このようにした場合の時間における受信信号の強度の変化について、図１０を用いて説明する。

図１０において、図１０（ａ）は、図７のようにプリアンブルの信号点配置を行った場合の受信信号の時間変動の波形を示しており、図１０（ｂ）は、図９のようにプリアンブルの信号点配置を行った場合の受信信号の時間変動の波形を示している。図７のように信号点を配置した場合、プリアンブルの平均受信電力は、データシンボル３０３の平均受信電力より、小さくなる。この現象は、プリアンブルのリファレンスシンボル３０２において、データシンボル３０３と同一の信号点配置を行うと、ガードシンボル３０１が存在していることにより生じるものである。この結果、特に、受信信号をアナログ・ディジタル変換器によりディジタル信号に変換した際、プリアンブルの受信信号は、量子化誤差の影響により、品質が劣化することになる。

一方、図９のようにプリアンブルの信号点配置を行った場合、図１０（ｂ）のように、プリアンブルの平均受信電力は、データシンボル３０３の平均受信電力と同等のレベルとなる。したがって、受信信号をアナログ・ディジタル変換器によりディジタル信号に変換しても、プリアンブルの受信信号は、量子化誤差による影響が軽減され、品質が確保される。

以上と同様の考えに基づき、リファレンスシンボル３０２の信号点配置をＱＰＳＫにした場合の信号点配置の方法を、図１１に示す。

図１１は、正規化係数を１とし、リファレンスシンボル３０２に対しＱＰＳＫ変調を施したときの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置の一例を示している。これにより、図１０（ｂ）のように、プリアンブルの平均受信電力は、データシンボル３０３の平均受信電力と同等のレベルとなり、アナログ・ディジタル変換器によりディジタル信号に変換しても、プリアンブルの受信信号は、量子化誤差による影響が軽減され、品質が確保される。

以上から、データシンボル３０３の＃Ｘという変調方式をリファレンスシンボル３０２に用いる場合、データシンボル３０３の正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置の１．４１４≒ｓｑｒｔ（２）倍となる信号点配置を、正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面におけるリファレンスシンボル３０２の信号点配置とすることが、重要となる。１．４１４≒ｓｑｒｔ（２）倍という係数は、周波数軸に対し、１シンボルおきにリファレンスシンボル３０２を配置することから決定される値である。

例えば、＃ＸがＱＰＳＫの場合、正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置は（±１/ｓｑｒｔ（２），±１/ｓｑｒｔ（２））となり、リファレンスシンボル３０２の正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置は上記規則に従うと、（±１，±１）となる（図１１参照）。

図１２は、本実施の形態の図１の送信装置のマッピング部１０２Ａ（１０２Ｂ）の構成の一例を示している。データ変調部１１０３は、送信ディジタル信号１０１Ａ（１０１Ｂ）、フレーム構成信号１１０２を入力とし、フレーム構成信号１１０２に含まれる、変調方式の情報、タイミングに基づいて、送信ディジタル信号１０１Ａ（１０１Ｂ）に変調を施し、データシンボル３０３の変調信号１１０４を出力する。

プリアンブルマッピング部１１０５は、フレーム構成信号１１０２を入力とし、フレーム構成に基づいてプリアンブルの変調信号１１０６を出力する。

符号記憶部＃１（１１０７）は、パターン＃１の信号１１０８を出力する。同様に、符号記憶部＃２（１１０９）は、パターン＃２の信号１１１０を出力する。

パイロットシンボルマッピング部１１１１は、パターン＃１の信号１１０８、パターン＃２の信号１１１０、フレーム構成信号１１０２を入力とし、パイロットシンボル３０５の変調信号１１１２を生成し、これを出力する。

信号生成部１１１３は、データシンボル３０３の変調信号１１０４、プリアンブルの変調信号１１０６、パイロットシンボル３０５の変調信号１１１２を入力とし、フレーム構成に従ったベースバンド信号１０３Ａ（１０３Ｂ）を生成し、これを出力する。

上述の説明おいては、図３、図５のようなパイロットシンボル３０５の構成を採用すれば、受信装置の簡略化が可能となることを説明したが、同様に図３、図５のようなパイロットシンボル構成を採用すれば、送信装置においても、図１２のように、符号記憶部１１０７、１１０９の共通化が図れるため、送信装置の簡略化にもつながる。

以上、本実施の形態のプリアンブル、パイロット信号（パイロットシンボル）の生成方法、及び、それを生成する送信装置、並びに、本実施の形態の変調信号を受信する受信装置の、詳細な構成と動作について説明した。本実施の形態によれば、周波数オフセット、伝送路変動及び同期の推定精度を向上させることができるので信号の検出確率を向上させることができると共に、送信装置、受信装置の簡易化を図ることができる。

上述した実施の形態の重要な特徴は、換言すると、データ送信期間に複数のアンテナからＯＦＤＭ変調したデータシンボル３０３を送信すると共に、前記データ送信期間とは異なる期間に前記複数のアンテナからＯＦＤＭ変調した伝送路推定用シンボルを送信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置であって、データシンボル３０３を形成するデータマッピング手段（データ変調部１１０３）と、サブキャリア数をｍとした場合、ｎ個のサブキャリアの信号点振幅を０とし、α＝ｍ／（ｍ−ｎ）としたとき、残りｍ−ｎ個のサブキャリアの信号点振幅が、データシンボル３０３の変調方式の中の同一の変調方式の信号点振幅に対して√α倍となる伝送路推定用シンボルを形成する伝送路推定用シンボルマッピング手段（プリアンブルマッピング部１１０５）と、前記データシンボル３０３及び前記伝送路推定用シンボルをＯＦＤＭ変調するＯＦＤＭ変調手段とを設けるようにしたことである。これにより、受信側での伝送路推定用シンボルの量子化誤差を低減できるようになるので、高精度の伝送路変動推定を可能とすることができる。

本実施の形態では、ＯＦＤＭ方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではなく、シングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用いたときでも同様に実施することができる。また、実施の形態では、送受信それぞれ２本のアンテナを有するときを例に説明したが、これに限ったものではなく、受信アンテナ数が３以上となっても、本実施の形態には影響を与えず、同様に実施することができる。また、フレーム構成は、本実施の形態に限ったものではなく、特に、周波数オフセット、位相雑音等の歪みを推定するためのパイロットシンボル３０５は、特定のサブキャリアに配置し、複数アンテナから送信される構成であればよく、パイロットシンボル３０５を送信するサブキャリアの数は、本実施の形態の２本に限ったものではない。そして、その他のアンテナ数のとき、他の送信方法のときの実施の形態については以降で詳しく説明する。加えて、パイロットシンボル３０５、リファレンスシンボル３０２、ガードシンボル３０１、プリアンブルとここでは名付けて説明したが、他の呼び方をしても本実施の形態には何ら影響を与えるものではない。これは他の実施の形態でも同様である。

（実施の形態２）
本実施の形態では、実施の形態１において、送受信アンテナ数を３としたときについて詳しく説明する。

図１３は、本実施の形態における送信装置の構成の一例を示している。図１３において、図１と同様に動作するものについては、図１と同一符号を付した。図１３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置１２００が図１と異なる点は、チャネルＣの送信部が付加された点である。

図１４は、本実施の形態における受信装置の構成の一例を示している。図１４において、図２と同様に動作するものについては、同一符号を付した。図１４では、送信装置から、３つのチャネルの変調信号が送信されているため、図２Ａの構成と比較して、チャネルＣの伝送路変動推定部２０７Ｃ、２０９Ｃが追加されるとともに、アンテナ数が１本追加されているため、その分に必要な構成が追加されている構成となっている。

図１５は、本実施の形態における送受信アンテナの関係を示している。例えば、あるサブキャリアにおいて、アンテナ１４０１からの送信信号をＴｘａ（ｔ）、アンテナ１４０２からの送信信号をＴｘｂ（ｔ）、アンテナ１４０３からの送信信号をＴｘｃ（ｔ）、アンテナ１４０４の受信信号をＲ１（ｔ）、アンテナ１４０５の受信信号をＲ２（ｔ）、アンテナ１４０６の受信信号をＲ３（ｔ）とし、伝送路変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ１３（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、ｈ２３（ｔ）、ｈ３１（ｔ）、ｈ３２（ｔ）、ｈ３３（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。

ただし、ｔは時間、ｎ１（ｔ）、ｎ２（ｔ）、ｎ３（ｔ）は雑音とする。図１４の信号処理部２２３は、式（２）を用いて、例えば逆行列の演算を行うことにより、チャネルＡの信号、チャネルＢの信号、チャネルＣの信号を得るようになっている。信号処理部２２３は、この演算をすべてのサブキャリアに対し実行する。因みに、ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ１３（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、ｈ２３（ｔ）、ｈ３１（ｔ）、ｈ３２（ｔ）、ｈ３３（ｔ）の推定は、伝送路変動推定部２０７Ａ、２０９Ａ、１３０１Ａ、２０７Ｂ、２０９Ｂ、１３０１Ｂ、２０７Ｃ、２０９Ｃ、１３０１Ｃで行われる。

図１６は、本実施の形態におけるフレーム構成の一例を示しており、図３と対応するものについては同一符号を付した。図１６（ａ）は時間−周波数のチャネルＡのフレーム構成、図１６（ｂ）は時間―周波数のチャネルＢのフレーム構成、図１６（ｃ）は時間−周波数のチャネルＣのフレーム構成の一例を示している。図１６（ａ）、図１６（ｂ）及び図１６（ｃ）における、チャネルＡ、Ｂ、Ｃの同一時間、同一キャリアの信号は、空間で多重されることになる。

時間１から時間８では、式（２）のｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ１３（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、ｈ２３（ｔ）、ｈ３１（ｔ）、ｈ３２（ｔ）、ｈ３３（ｔ）に相当する伝送路変動を推定するためのシンボルが送信され、このシンボルはガードシンボル３０１とリファレンスシンボル３０２とで構成されている。ガードシンボル３０１は同相Ｉ―直交Ｑ平面において（０，０）とする。リファレンスシンボル３０２は、例えば、同相Ｉ−直交Ｑ平面において（０，０）以外の既知の座標のシンボルである。そして、チャネルＡとチャネルＢとチャネルＣでは、お互いに干渉が発生しないような構成となっている。つまり、例えば、キャリア１、時間１のように、チャネルＡにリファレンスシンボル３０２が配置されている場合、チャネルＢとチャネルＣにガードシンボル３０１を配置し、キャリア２、時間１のように、チャネルＢにリファレンスシンボル３０２が配置されている場合、チャネルＡとチャネルＣにガードシンボル３０１を配置し、キャリア３、時間１のように、チャネルＣにリファレンスシンボル３０２が配置されている場合、チャネルＡとチャネルＢにガードシンボル３０１を配置する。このように、あるキャリア、時間、において、１チャネルにのみリファレンスシンボル３０２を配置し、残りのチャネルには、ガードシンボル３０１を配置する。このように配置することで、例えば、時間１のチャネルＡについて着目した場合、キャリア１及びキャリア４のリファレンスシンボル３０２により、キャリア２、３の伝送路変動を推定することができる。因みに、キャリア１及びキャリア４はリファレンスシンボル３０２なので、伝送路変動を推定することができる。したがって、時間１において、チャネルＡのすべてのキャリアの伝送路変動を精度よく推定することができる。同様に、チャネルＢ、チャネルＣについてもすべてのキャリアの伝送路変動を精度よく推定することができる。時間２から時間８についても同様に、チャネルＡ、チャネルＢ、チャネルＣのすべてのキャリアの伝送路変動を推定することができる。よって、図１６のフレーム構成は、時間１から時間８のすべての時間において、すべてのキャリアの伝送路変動を推定できるため、非常に精度のよい、伝送路変動の推定を実現できるプリアンブルの構成であると言うことができる。

次に、受信装置において、ディジタル信号処理を行うためにアナログ・ディジタル変換器を搭載した場合、量子化誤差の影響を軽減するための同相Ｉ−直交Ｑ平面におけるプリアンブル（特に、リファレンスシンボル３０２）の信号点配置について説明する。前提条件として、図１６におけるデータシンボル３０３の信号点配置を採用し、図４に従った正規化係数採用するものとする。

図１７に、同相Ｉ―直交Ｑ平面におけるプリアンブルの信号点配置の一例（チャネルＡの時間１、２、３の配置例）を示している。ここでは、リファレンスシンボル３０２の変調方式はＢＰＳＫとする。このとき、正規化係数１、図４Ａの信号点配置を採用した場合を考えると、図１０の（ａ）に示すように、データシンボル３０３と比較しプリアンブルの受信強度は低下してしまうため、受信装置に搭載されるアナログ・ディジタル変換器により、プリアンブルに対してのみ、量子化誤差の影響が大きくなり、受信品質の低下を招くことになる。それに対し、図１７では、リファレンスシンボル３０２の同相Ｉ−直交Ｑ平面の信号点配置を（１．７３２≒ｓｑｒｔ（３），０）または（−１．７３２≒ｓｑｒｔ（３），０）としている。つまり、データシンボルがＢＰＳＫ変調の信号点配置に、係数１．７３２を乗算した信号点配置としている。

このときのプリアンブルとデータシンボル３０３の時間軸における受信信号強度のイメージは、図１０（ｂ）のとおりとなる。これにより、受信装置に搭載されるアナログ・ディジタル変換器によるプリアンブルに対する量子化誤差の影響が軽減できるため、受信品質が向上する。

以上と同様の考えに基づき、リファレンスシンボル３０２の信号点配置をＱＰＳＫにした場合の信号点配置の方法を、図１８に示す。

図１８は、正規化係数を１とし、リファレンスシンボル３０２に対しＱＰＳＫ変調を施したときの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置の一例を示している。これにより、図１０（ｂ）のように、プリアンブルの平均受信電力は、データシンボル３０３の平均電力と同等のレベルとなり、アナログ・ディジタル変換器によりディジタル信号に変換しても、プリアンブルの受信信号は、量子化誤差による影響が軽減され、受信品質が確保される。ここで、図１８中の１．２２５は、１．２５５≒ｓｑｒｔ（３）／ｓｑｒｔ（２）から求めたものである。

以上から、データシンボル３０３の＃Ｘという変調方式をリファレンスシンボル３０２に用いる場合、データシンボル３０３の正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置の１．７３２≒ｓｑｒｔ（３）倍となる信号点配置を、正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面におけるリファレンスシンボル３０２の信号点配置とすることが、重要となる。１．７３２≒ｓｑｒｔ（３）倍という係数は、周波数軸に対し、２シンボルおきにリファレンスシンボル３０２を配置することから決定される値である。

例えば、＃ＸがＱＰＳＫの場合、正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置は（±１/ｓｑｒｔ（２），±１/ｓｑｒｔ（２））となり、リファレンスシンボル３０２の正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置は上記規則に従うと、（±ｓｑｒｔ（３）／ｓｑｒｔ（２），±ｓｑｒｔ（３）／ｓｑｒｔ（２））となる（図１８参照）。

以上、本実施の形態のプリアンブル、パイロット信号の生成方法、及び、それを生成する送信装置、並びに、本実施の形態の変調信号を受信する受信装置の、詳細な構成と動作について、特に、送受信のアンテナ数がそれぞれ３の場合を説明した。本実施の形態によれば、周波数オフセット、伝送路変動及び同期の推定精度を向上させることができるので信号の検出確率を向上させることができると共に、送信装置、受信装置の簡易化を図ることができる。

本実施の形態では、ＯＦＤＭ方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではなく、シングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用いたときでも同様に実施することができる。また、受信アンテナ数が４以上となっても、本実施の形態には影響を与えず、同様に実施することができる。

（実施の形態３）
本実施の形態では、送信アンテナ数２、送信変調信号数２の空間多重ＭＩＭＯシステム（２送信空間多重ＭＩＭＯ）と送信アンテナ数３、送信変調信号数３の空間多重ＭＩＭＯシステム（３送信空間多重ＭＩＭＯ）を通信環境（例えば、受信品質等）により切り替える通信方式におけるプリアンブルの構成について詳しく説明する。

図１９は、本実施の形態における通信形態を示す図である。図１９（ａ）は端末、図１９（ｂ）はアクセスポイント（ＡＰ）を示している。このとき、ＡＰがＭＩＭＯ方式と変調方式を切り替える場合を例に説明する。

図１９（ａ）の端末において、送信装置１９０２は、送信ディジタル信号１９０１を入力とし、変調信号１９０３を出力し、変調信号１９０３はアンテナ１９０４から電波として出力される。このとき、送信ディジタル信号１９０１には、ＡＰが通信方式を切り替えるための通信状況の情報、例えば、ビットエラー率、パケットエラー率、受信電界強度等の情報が含まれているものとする。

図１９（ｂ）のＡＰにおいて、受信装置１９０７は、アンテナ１９０５で受信した受信信号１９０６を入力とし、受信ディジタル信号１９０８を出力する。

送信方法決定部１９０９は、受信ディジタル信号１９０８を入力とし、受信ディジタル信号１９０８に含まれる通信状況の情報に基づき、通信方法（つまりＭＩＭＯ方式及び変調方式）を決定し、この情報を含む制御情報１９１０を出力する。

送信装置１９１２は、制御情報１９１０、送信ディジタル信号１９１１を入力とし、決定された通信方法に基づいて送信ディジタル信号１９１１を変調し、変調信号１９１３を出力し、この変調信号１９１３が、アンテナから送信される。

図１９（ｂ）の送信装置１９１２の詳細な構成の一例が、図１３である。図１３のフレーム構成信号生成部１１２は、制御情報１１１、つまり、図１９の制御情報１９１０を入力とし、これに基づいて変調方式とＭＩＭＯ方式を決定し、この情報を含んだフレーム構成信号１１３を出力する。例えば、チャネルＣの送信部は、フレーム構成信号１１３が、２送信空間多重ＭＩＭＯ方式を示していた場合、動作しないことになる。これにより、２送信空間多重ＭＩＭＯ方式と、３送信空間多重ＭＩＭＯ方式の切り替えが可能となる。

ここで、２送信空間多重ＭＩＭＯ方式が選択されたときのフレーム構成は、実施の形態１で説明した図３のようになり、３送信空間多重ＭＩＭＯ方式が選択されたときのフレーム構成は、実施の形態２で説明した図１６のようになる。

データシンボル３０３の同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点配置は、図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃ、図４Ｄのようなものが採用される。ただし、正規化係数については、図２０に示したものが採用される。

図２０は、２送信空間多重ＭＩＭＯ、ＢＰＳＫ時の正規化係数を１とした場合の、各ＭＩＭＯ方式及び各変調方式で採用する正規化係数を示すものである。このように正規化係数を設定する理由は、変調方式によらず、また、送信する変調信号数によらず、ＡＰが送信する変調信号の総送信電力を等しくするためである。したがって、同一変調方式のとき、２送信空間多重ＭＩＭＯ方式の正規化係数をＸとすると、３送信空間多重ＭＩＭＯ方式の正規化係数はＸのｓｑｒｔ（２）／ｓｑｒｔ（３）倍となる。

次に、このときのプリアンブルの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置について説明する。

２送信空間多重ＭＩＭＯ方式の場合、受信装置のアナログ・ディジタル変換器で発生する量子化誤差の影響を軽減するために、プリアンブルにおけるリファレンスシンボル３０２の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置を、実施の形態１で説明したように図９または図１１のように配置するものとする。

このとき、図２０の正規化係数と実施の形態２の説明を考慮すると、受信装置のアナログ・ディジタル変換器で発生する量子化誤差の影響を軽減するためには、図２１、図２２のような信号点配置とする必要がある。このようにすることで、ＡＰが２送信空間多重ＭＩＭＯ方式と３送信空間多重ＭＩＭＯ方式を切り替えても、受信装置において、プリアンブルにおける量子化誤差の影響を軽減することができる。

以上において重要なことは、図２０のように、変調方式によらず、また、送信する変調信号数によらず、送信する変調信号の総送信電力を等しくする場合、データシンボル３０３の＃Ｘという変調方式をリファレンスシンボル３０２に用いる場合、リファレンスシンボル３０２において、正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置を、２送信空間多重ＭＩＭＯ方式と３送信空間多重ＭＩＭＯ方式とで同一にすることである。

以上のような構成をとることで、プリアンブルにおける量子化誤差の影響を軽減できるため、受信品質の低下を抑えることができる。

以上の説明で、データシンボル３０３とプリアンブルの平均受信電力を等しくする場合を例に説明したが、プリアンブルの平均受信電力をデータシンボル３０３の平均受信電力よりも大きくした方が、受信品質が確保される場合が多々ある。上述した考えは、この場合にも適用することができる。要するに、データシンボル３０３の＃Ｘという変調方式をリファレンスシンボル３０２に用いる場合、リファレンスシンボル３０２における、正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置を、２送信空間多重ＭＩＭＯ方式と３送信空間多重ＭＩＭＯ方式とで同一にするという規則を守ればよい。

つまり、送信アンテナ数ｎ、送信変調信号数ｎのｎ送信空間多重ＭＩＭＯ方式において、プリアンブルにおいて、ｎ―１シンボルおきにリファレンスシンボル３０２を挿入する場合、データシンボル３０３の＃Ｘという変調方式をリファレンスシンボル３０２に用いる場合、リファレンスシンボル３０２において、正規化係数乗算後の同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置を、ｎによらず同一にすれば上記と同様に動作することになる。

本実施の形態では、ＯＦＤＭ方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではなく、シングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用いたときでも同様に実施することができる。また、受信アンテナ数が３以上となっても、本実施の形態には影響を与えず、同様に実施することができる。

（実施の形態４）
実施の形態２において、３送信空間多重ＭＩＭＯシステムのプリアンブルの構成について説明した。実施の形態１及び２のようなプリアンブル構成を用いた場合、アンテナ数が増加するにつれ、リファレンスシンボル３０２の存在する間隔が長くなるため、受信装置における伝送路変動の推定精度が劣化する可能性が高くなる。本実施の形態では、この課題を軽減するための、プリアンブルの構成方法を提案する。

図２３は、本実施の形態におけるフレーム構成の一例を示している。図２３において特徴的な部分は、プリアンブルの構成である。図２３のフレーム信号を送信する場合の基本的な動作は、実施の形態２で説明した図１６のフレーム信号を送信する場合と同様であり、同一キャリア、同一時間のチャネルＡ、チャネルＢ、チャネルＣの信号は異なるアンテナから送信され、空間で多重されることになる。

図２３において、時間１では、チャネルＡはキャリア１からキャリア１２のすべてがリファレンスシンボル３０２となっている。そして、時間２では、チャネルＢのキャリア１からキャリア１２のすべてがリファレンスシンボル３０２となっており、時間３では、チャネルＣのキャリア１からキャリア１２のすべてがリファレンスシンボル３０２となっている。

図２４に、特に、キャリア１、キャリア２の時間１、時間２のプリアンブルの詳細構成を示す。時間１において、キャリア１からキャリア１２のすべてがリファレンスシンボル３０２であるチャネルＡは、一般的なＯＦＤＭ方式の変調信号が生成される。そして、キャリア１からキャリア１２にリファレンスシンボル３０２とガードシンボル３０１が存在するチャネルＢとチャネルＣについては、図１３の逆フーリエ変換器１０６のあとで、特殊な信号処理を行う。同様に、時間２ではチャネルＢ、時間３ではチャネルＣ、時間４ではチャネルＡ、・・・が、一般的なＯＦＤＭ方式の変調信号が生成される。そして、時間２ではチャネルＡとチャネルＣ、時間３ではチャネルＡとチャネルＢ、時間４ではチャネルＢとチャネルＣ、・・・が、図１３の逆フーリエ変換器１０６のあとで特殊な信号処理が施される。

図２４において、時間１、キャリア１のチャネルＡでは、同相Ｉ―直交Ｑ平面において、（Ｉ，Ｑ）＝（１，０）の信号点配置を行うものとする。このとき、チャネルＣの信号点配置を（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）とすることで、他チャネルに対し、干渉を与えないようにする。そして、チャネルＢでは、チャネルＡと同一の信号点配置を行うものとする。そして、前述した、特殊な信号処理を施す。この特殊な信号処理とは、チャネルＢに対して、フーリエ変換後に得られた変調信号の位相を、時間軸に対し、例えば０．５シンボルずらす処理である。ただし、チャネルＡと重ならずにはみ出た信号は、先頭から順に配置する（折り返す）。この操作については、文献“Channel estimation for OFDM systems with transmission diversity in mobile wireless channels,” IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol.17, no.3, pp-461-471, March 1999、及び、“Simplified channel estimation for OFDM systems with multiple transmit antennas,” IEEE Transaction on wireless communications, vol.1, no.1, pp.67-75, 2002 に示されており、時間１、キャリア１では、チャネルＡとチャネルＢに対し、Cyclic Delay Diversityが施されていることになる。

同様に、時間１、キャリア２のチャネルＡでは、同相Ｉ―直交Ｑ平面において、（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０）の信号点配置を行うものとする。このとき、チャネルＢの信号点配置を（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）とすることで、他チャネルに対し、干渉を与えないようにする。そして、チャネルＣでは、チャネルＡと同一の信号点配置を行うものとする。そして、前述した、特殊な信号処理を施す。この特殊な信号処理とは、チャネルＣに対して、フーリエ変換後に得られた変調信号の位相を、時間軸に対し、例えば０．５シンボルずらす処理である。ただし、チャネルＡと重ならずにはみ出た信号は、先頭から順に配置する（折り返す）。したがって、時間１、キャリア２では、チャネルＡとチャネルＣに対し、Cyclic Delay Diversityが施されていることになる。

したがって、時間１では、周波数軸に対し、チャネルＡとチャネルＢ、チャネルＡとチャネルＣが交互にCyclic Delay Diversityが施されているような状況となる。このとき、受信装置の伝送路変動推定部は、等化処理を行うことによって、Cyclic Delay Diversityが施されているチャネルの伝送路推定を行うことができる。よって、時間１のキャリア１では、チャネルＡとチャネルＢの伝送路変動が同時に推定でき、時間１のキャリア２では、チャネルＡとチャネルＣの伝送路変動が同時に推定できる。これにより、実施の形態２の場合と異なり、同時に２チャネル分の伝送路変動が推定できるため、プリアンブルのシンボル数を減らすことができる。これにより、データ伝送速度の向上につながる。

ただし、原理的には、同時に３チャネル分の伝送路変動が推定できるCyclic Delay Diversityは可能であるが、Diversityゲインの低下、受信装置の回路規模の増大という短所があるため、本実施の形態のように、同時に２チャネル分の伝送路変動の推定を行う構成の方がよりよいことになる。そのためには、いずれかのチャネルに必ず、ガードシンボル（（Ｉ，Ｑ）＝（０，０））を挿入することが重要となる。

なお、時間１に着目した場合、チャネルＢ、チャネルＣの位相をずらしているが、ずらす位相量（シンボル量、または、時間で表現してもよい）を、例えば、０．５シンボルで一致させていることは非常に重要となる。なぜなら、受信装置で、チャネルＡとチャネルＢの伝送路変動の同時推定の回路と、チャネルＡとチャネルＣの伝送路変動の同時推定の回路とを共通化することができるからである。

以上のように、３送信空間多重のＭＩＭＯシステムのプリアンブルを、２チャネルのCyclic Delay Diversityがキャリアごとに異なるチャネルで実行されるように配置することで、伝送路変動を高精度に推定できると共にプリアンブル数を削減できるので、データの伝送速度を向上させることができる。

本実施の形態では、３送信の場合について説明したが、４アンテナ以上についても応用が可能である。そして、ＯＦＤＭ方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではなく、シングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用いたときでも同様に実施することができる。

なお上述した実施の形態３では、２送信空間多重ＭＩＭＯと３送信空間多重ＭＩＭＯの切り替えについて説明したが、これに限ったものではなく、例えば１系統送信（ＭＩＭＯを行わない場合）を切り替えに含んでいるときも同様に実施することができる。そのときの通信方式と正規化係数の関係は、図２５に示すようになる。

（実施の形態５）
実施の形態１では、送信アンテナ数２本の場合を説明したが、本実施の形態では、送信アンテナ数が３本の場合のパイロットキャリアの構成について説明する。

図２６は、本実施の形態における送信装置により形成される送信信号のフレーム構成の一例を示しており、図３と対応するものについては同一符号を付している。図２６（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、図２６（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、図２６（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成を示している。図２６から明らかなように、パイロットシンボル（パイロットキャリア）３０５は、リファレンスシンボル３０２、制御用シンボル３０４を送信する時間を除き、キャリア３、キャリア５、キャリア８、キャリア１０に配置されている。

図２７は、チャネルＡ、チャネルＢ、チャネルＣのパイロットシンボル３０５の信号点配置とその特徴を表している。このときの特徴は、実施の形態１と同様に、同一キャリアのチャネルＡとチャネルＢとチャネルＣの信号点配置が直交している（相互相関がゼロである）ことである。

例えば、チャネルＡ、キャリア３の時間１１から時間１４の信号点配置（図２７（ａ））と、チャネルＢ、キャリア３の時間１１から時間１４の信号点配置（図２７（ｂ））と、チャネルＣ、キャリア３の時間１１から時間１４の信号点配置（図２７（ｃ））が直交している。このような、直交性が、時間１５以降でも成立するように信号点配置を行う。このとき、信号の直交のために、Walsh-Hadamard変換、直交符号等を利用すると好適である。なお、図２７では、ＢＰＳＫの場合について示しているが、直交しているのであれば、ＱＰＳＫ変調でもよいし、変調方式の規則に従わなくてもよい。

また、本実施の形態の場合、送信装置、受信装置の簡略化のために、チャネルＡのキャリア３（図２７（ａ））とチャネルＣのキャリア５（図２７（ｆ））、チャネルＢのキャリア３（図２７（ｂ））とチャネルＢのキャリア８（図２７（ｈ））、チャネルＣのキャリア３（図２７（ｃ））とチャネルＡのキャリア１０（図２７（ｊ））、チャネルＡのキャリア５（図２７（ｄ））とチャネルＣのキャリア８（図２７（ｉ））、チャネルＢのキャリア５（図２７（ｅ））とチャネルＢのキャリア１０（図２７（ｋ））、チャネルＡのキャリア８（図２７（ｇ））とチャネルＣのキャリア１０（図２７（ｌ））で同一の信号点配置（同一系列）を用いる。その理由については、図２９、図３０、図３１、図３２で詳しく説明する。ただし、同一系列とは、全く同じ信号点配置のことを意味する。ここでは、各系列に対し、図２７のように、系列＃１、系列＃２、系列＃３、系列＃４、系列＃５、系列＃６と名付ける。

また、チャネルＡ（または、チャネルＣ）のキャリア３、５、８、１０において、パイロットシンボル３０５の信号点配置を異なるよう（異なる系列）にしているが、これは、同一にする（同一系列を用いる）と、送信ピーク電力の増大につながる可能性があるためである。ただし、本実施の形態では、チャネルＢは、この条件を満たしていない例である。

ここで、送信装置及び受信装置の簡略化と、直交性の必要性とについて、図２８、図２９、図３０、図３１、図３２を用いて詳しく説明する。

図２８に、本実施の形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置の構成例を示す。図２８において、図１３と同様に動作する部分については、図１３と同一符号を付した。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置２８００において、マッピング部２８０２は、送信データ２８０１、フレーム構成信号１１３を入力とし、チャネルＡのベースバンド信号１０３Ａ、チャネルＢのベースバンド信号１０３Ｂ、チャネルＣのベースバンド信号１０３Ｃを出力する。以降は、実施の形態１又は実施の形態２の説明と同様に動作するので、説明を省略する。

図２９は、図２８のマッピング部２８０２の詳細な構成の一例を示している。データ変調部２９０２は、送信データ２８０１、フレーム構成信号１１３を入力とし、フレーム構成信号１１３にしたがって、データシンボル３０３の変調信号２９０３を生成し、これを出力する。

プリアンブルマッピング部２９０４は、フレーム構成信号１１３を入力とし、フレーム構成信号１１３にしたがって、プリアンブルの変調信号２９０５を生成し、これを出力する。

系列＃１記憶部２９０６は、図２７の系列＃１の信号２９０７を出力する。系列＃２記憶部２９０８は、図２７の系列＃２の信号２９０９を出力する。系列＃３記憶部２９１０は、図２７の系列＃３の信号２９１１を出力する。系列＃４記憶部２９１２は、図２７の系列＃４の信号２９１３を出力する。系列＃５記憶部２９１４は、図２７の系列＃５の信号２９１５を出力する。系列＃６記憶部２９１６は、図２７の系列＃６の信号２９１７を出力する。

パイロットシンボルマッピング部２９１８は、系列＃１の信号２９０７、系列＃２の信号２９０９、系列＃３の信号２９１１、系列＃４の信号２９１３、系列＃５の信号２９１５、系列＃６の信号２９１７、フレーム構成信号１１３を入力とし、フレーム構成信号１１３にしたがったパイロットシンボル３０５の変調信号２９１９を生成し、これを出力する。

信号生成部２９２０は、データシンボル３０３の変調信号２９０３、プリアンブルの変調信号２９０５、パイロットシンボル３０５の変調信号２９１９を入力とし、チャネルＡの変調信号１０３Ａ、チャネルＢの変調信号１０３Ｂ、チャネルＣの変調信号１０３Ｃを出力する。

図２９の構成では、系列記憶部が６個で済む。これは、本発明においては、図２７のように、ある系列を、２ヶ所以上のサブキャリアで使用している（図２７では、２ヶ所のサブキャリアで使用している）からである。これにより、送信装置の回路規模を削減することができる。一方、図２７とは異なり、すべて異なる系列を使用した場合には、系列記憶部が１２個必要となり、回路規模が大きくなる。

なお、図２８のマッピング部２８０２は、例えば図３０に示すように構成してもよい。図３０において、図２９と同様に動作するものについては、図２９と同一符号を付した。符号＃１記憶部３００１は、“１、１、−１、−１”を、符号＃２記憶部３００３は、“１、−１、１、−１”を記憶している。パイロットシンボルマッピング部２９１９は、符号＃１記憶部３００１、符号＃２記憶部３００３から出力された、パターン＃１の信号３００２、パターン＃２の信号３００４、及びフレーム構成信号１１３を入力とし、パイロットシンボル３０５の変調信号２９２０を出力する。

このとき、図２７から明らかなように、信号の基本的なパターンは２種類しか存在しない。パイロットシンボルマッピング部２９１９は、シフトレジスタを用いて、符号をシフトすることで、基本的な２種類のパターンから、６種類の系列＃１〜＃６を生成するようになっている。したがって、図３０のように記憶部を２つのみで構成することができる。

以上、図２８、図２９、図３０からわかるように、図２７のようにパイロットキャリアを構成することにより、送信装置の構成を簡略化することができることになる。

次に、受信装置について説明する。図１４は、受信装置の構成の一例である。以降では、図１４の周波数オフセット・位相雑音推定部２１３の構成について、図３１、図３２を用いて詳しく説明する。

図３１は、本実施の形態による、図１４の周波数オフセット・位相雑音推定部２１３の構成の一例である。図３１の周波数オフセット・位相雑音推定部２１３は、パイロットキャリア抽出部３１０１と、系列記憶部３１０８＿１〜３１０８＿６と、系列選択部３１１０と、キャリア３の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃３と、キャリア５の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃５と、キャリア８の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃８と、キャリア１０の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃１０とを有する。

パイロットサブキャリア抽出部３１０１は、フーリエ変換後の信号２０６Ｘ（または、２０６Ｙ、２０６Ｚ）を入力とし、パイロットシンボル３０５であるサブキャリアを抽出する。具体的には、キャリア３、５、８、１０の信号を抽出する。したがって、パイロットサブキャリア抽出部３１０１は、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３、キャリア５のベースバンド信号３１０２＿＃５、キャリア８のベースバンド信号３１０２＿＃８、キャリア１０のベースバンド信号３１０２＿＃１０を出力する。

系列＃１記憶部３１０８＿１は、図２７の系列＃１を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃１の信号３１０９＿１を出力する。系列＃２記憶部３１０８＿２は、図２７の系列＃２を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃２の信号３１０９＿２を出力する。系列＃３記憶部３１０８＿３は、図２７の系列＃３を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃３の信号３１０９＿３を出力する。系列＃４記憶部３１０８＿４は、図２７の系列＃４を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃４の信号３１０９＿４を出力する。系列＃５記憶部３１０８＿５は、図２７の系列＃５を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃５の信号３１０９＿５を出力する。系列＃６記憶部３１０８＿６は、図２７の系列＃６を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃６の信号３１０９＿６を出力する。

系列選択部３１１０は、系列＃１の信号３１０９＿１、系列＃２の信号３１０９＿２、系列＃３の信号３１０９＿３、系列＃４の信号３１０９＿４、系列＃５の信号３１０９＿５、系列＃６の信号３１０９＿６及びタイミング信号２１２を入力とし、系列＃５を信号３１１１に、系列＃１を信号３１１２に、系列＃４を信号３１１３に、系列＃３を信号３１１４に、系列＃６を信号３１１５に、系列＃５を信号３１１６に、系列＃２を信号３１１７に、系列＃１を信号３１１８に、系列＃３を信号３１１９に、系列＃４を信号３１２０に、系列＃６を信号３１２１に、系列＃２を信号３１２２に、それぞれ割り当てて出力する。

キャリア３の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃３は、符号乗算部３１０３Ａ、３１０３Ｂ、３１０３Ｃと、位相変動推定部３１０５Ａ、３１０５Ｂ、３１０５Ｃとを有し、キャリア３の各チャネルの周波数オフセット・位相雑音を推定する。

符号乗算部３１０３Ａは、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３、系列＃５の信号３１１１を入力とし、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３と系列＃５の信号３１１１を乗算することで、キャリア３のチャネルＡのベースバンド信号３１０４Ａ＿＃３を生成し、これを出力する。その理由は以下のとおりである。

キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３は、チャネルＡのベースバンド信号とチャネルＢのベースバンド信号とチャネルＣのベースバンド信号が多重されている信号である。この多重信号に対して、系列＃５の信号３１１１を乗算すると、相互相関がゼロのチャネルＢのベースバンド信号、チャネルＣのベースバンド信号の成分が除去されることになり、チャネルＡのベースバンド信号成分のみ抽出することができるからである。

位相変動推定部３１０５Ａは、キャリア３のチャネルＡのベースバンド信号３１０４Ａ＿＃３を入力とし、この信号に基づいて位相変動を推定し、チャネルＡの位相変動推定信号３１０６Ａ＿＃３を出力する。

同様に、符号乗算部３１０３Ｂは、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３、系列＃１の信号３１１２を入力とし、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３と系列＃１の信号３１１２を乗算することで、キャリア３のチャネルＢのベースバンド信号３１０４Ｂ＿＃３を生成し、これを出力する。また、符号乗算部３１０３Ｃは、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３、系列＃４の信号３１１３を入力とし、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３と系列＃４の信号３１１３を乗算することで、キャリア３のチャネルＣのベースバンド信号３１０４Ｃ＿＃３を生成し、これを出力する。

位相変動推定部３１０５Ｂ、３１０５Ｃは、キャリア３のチャネルＢのベースバンド信号３１０４Ｂ＿＃３、キャリア３のチャネルＣのベースバンド信号３１０４Ｃ＿＃３をそれぞれ入力とし、これらの信号に基づいて位相変動を推定し、チャネルＢの位相変動推定信号３１０６Ｂ＿＃３、チャネルＣの位相変動推定信号３１０６Ｃ＿＃３をそれぞれ出力する。

キャリア５の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃５は、処理対象とする信号が異なるだけで、前述のキャリア３の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃３と同様に動作し、キャリア５に関するチャネルＡの位相変動推定信号３１０６Ａ＿＃５、チャネルＢの位相変動推定信号３１０６Ｂ＿＃５、チャネルＣの位相変動推定信号３１０６Ｃ＿＃５を出力する。キャリア８の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃８も、処理対象とする信号が異なるだけで、前述のキャリア３の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃３と同様に動作し、キャリア８に関するチャネルＡの位相変動推定信号３１０６Ａ＿＃８、チャネルＢの位相変動推定信号３１０６Ｂ＿＃８、チャネルＣの位相変動推定信号３１０６Ｃ＿＃８を出力する。さらに、キャリア１０の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃１０も、処理対象とする信号が異なるだけで、前述のキャリア３の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃３と同様に動作し、キャリア１０に関するチャネルＡの位相変動推定信号３１０６Ａ＿＃１０、チャネルＢの位相変動推定信号３１０６Ｂ＿＃１０、チャネルＣの位相変動推定信号３１０６Ｃ＿＃１０を出力する。

以上のように、同一キャリアキャリアのチャネルＡとチャネルＢとチャネルＣの信号を直交させることで、パイロットシンボル３０５がチャネルＡとチャネルＢとチャネルＣで多重されていても、高精度な周波数オフセット・位相雑音の推定を行うことが可能となる。もう一つの重要な利点として、チャネル推定値（伝送路変動推定値）を必要としないため、周波数オフセット・位相雑音を補償する部分の構成を簡略化できるという点がある。もし、チャネルＡとチャネルＢとチャネルＣのパイロットシンボル３０５の信号点配置が直交していない場合、ＭＩＭＯ分離の信号処理、例えば、ＺＦ、ＭＭＳＥ、ＭＬＤを行い、その後、周波数オフセット・位相雑音を推定する構成となる。これに対して、本発明によれば、図１４のように、信号を分離する（信号処理部２２３）前段で周波数オフセット・位相雑音を補償することができる。加えて、信号処理部２２３で、チャネルＡの信号とチャネルＢとチャネルＣの信号に分離した後でも、パイロットシンボル３０５を用いて周波数オフセット・位相雑音を除去できるため、さらなる高精度な周波数オフセット・位相雑音の補償を行うことができる。

ところで、同一キャリアのチャネルＡとチャネルＢとチャネルＣの信号点配置が直交していない場合、図１４の周波数オフセット・位相雑音推定部２１３における周波数オフセット・位相雑音の推定精度が低下する（お互いがお互いに対し、干渉成分となる）ため、図１４の周波数オフセット・位相雑音補償部２１５を付加することが困難となり、高精度な周波数オフセット・位相雑音補償ができなくなることになってしまう。

また、図３１の構成と異なる構成として、図３２の構成が考えられる。図３２が図３１と異なる点は、系列記憶部３１０８＿１〜３１０８＿６を符号記憶部３２０１＿１、３２０１＿２に置き換えたところである。符号＃１記憶部３２０１＿１は、“１、１、−１、−１”を、符号＃２記憶部３２０１＿２は、１、−１、１、−１”を記憶している。符号選択部３２０３は、符号記憶部３２０１＿１、３２０１＿２から入力した基本的な２種類の符号を、シフトレジスタを用いてシフトさせることで、６種類の系列＃１〜＃６を生成するようになっている。これにより、記憶部を２つのみで構成することができるようになるので、この分だけ図３１の構成と比較して構成を簡単化できる。なお、このようなことができるのは、複数チャネル及び又は複数キャリアに、同一系列のパイロットシンボル３０５を割り当てるようにしたからである。

以上のように、複数チャネル及び又は複数キャリアで同一系列のパイロットシンボル３０５を使用するようにしたことにより、複数チャネル間及び又は複数キャリア間で、図３１の系列記憶部３１０８＿１〜３１０８＿６の共通化、または、図３２の符号記憶部３２０１＿１、３２０１＿２の共通化が図れるため、受信装置の簡略化へとつながることになる。

なお、以上では、図２６のように、特定のサブキャリアに周波数オフセットまたは位相雑音等による歪みを推定するためのパイロットシンボル（パイロットキャリア）３０５を配置した場合について説明したが、以降では、図２６とは異なるパイロットシンボル３０５のフレーム構成について述べる。

図３３、図３４、図３５に、図２６とは異なる送信信号のフレーム構成例を示す。

図３３では、パイロットシンボル３０５を特定のキャリアの特定の時間に配置している。なお、図３３（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、図３３（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、図３３（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成を示している。図３３の例では、チャネルＡ、チャネルＢ、チャネルＣでパイロットシンボル３０５が多重されているところでは、同一キャリアのチャネル間で互いに直交関係にあるパイロットシンボル系列を用いつつ、かつ同一系列のパイロットシンボル系列を繰り返して用いるようになっている。なお、チャネルＡでは、異なるサブキャリアには、異なる系列のパイロットシンボル３０５が用いられている。つまり、図３３の例においては、時間６から時間９では、図２７の時間１１から時間１４のパイロットと同様のマッピングが行われ、次に、図３３の時間１２から時間１５においても、図２７の時間１１から時間１４と同様の規則でマッピングが行われる。これにより、図３３のフレーム構成を上述したのと同等の条件で使用すると、上述と同様の効果を得ることができる。

図３４では、パイロットシンボル３０５を、特定の時間において、連続した複数サブキャリアに配置している。このとき、例えば、チャネルＡ、時間６、キャリア２からキャリア５のパイロットシンボル系列と、チャネルＢ、時間６、キャリア２からキャリア５のパイロットシンボル系列と、チャネルＣ、時間６、キャリア２から５のパイロットシンボル系列は、互いに直交している。同様に、チャネルＡ、時間６、キャリア８からキャリア１１のパイロット信号（パイロットシンボル）３０５と、チャネルＢ、時間６、キャリア８からキャリア１１のパイロット信号と、チャネルＣ、時間６、キャリア８からキャリア１１のパイロット信号３０５は、直交している。

また、チャネルＡ、時間１２、キャリア２からキャリア５のパイロット信号と、チャネルＢ、時間１２、キャリア２からキャリア５のパイロット信号と、チャネルＣ、時間１２、キャリア２からキャリア５のパイロット信号は、直交している。同様に、チャネルＡ、時間１２、キャリア８からキャリア１１のパイロット信号と、チャネルＢ、時間１２、キャリア８からキャリア１１のパイロット信号と、チャネルＣ、時間１２、キャリア８からキャリア１１のパイロット信号は、直交している。

また、例えば、チャネルＡ、時間６、キャリア２からキャリア５のパイロット信号と、チャネルＣ、時間６、キャリア８からキャリア１１で同一系列を用い、他も同様に、上記のように同一系列を用いるようすると、回路規模を削減することができ、図２６の場合と同様の効果を得ることができる。ただし、ここでは連続した複数サブキャリアを例に説明したが、これに限ったものではなく、直交性が崩れない程度に、パイロットシンボル３０５を離散的にサブキャリアに割り当てても同様の効果を得ることができる。また、図３５のように、時間軸と周波数軸の両方に亘って割り当てても、同様の効果を得ることができる。いずれにしても、直交性が崩れないように、周波数軸または時間軸方向に、パイロットシンボル３０５を割り当てるようにすれば、上述したのと同様な効果を得ることができる。

本実施の形態では、４シンボル単位で直交しているパイロットシンボル３０５を例に説明したが、４シンボル単位に限ったものではない。ただし、時間方向及び又は周波数方向におけるフェージングの変動による直交性への影響を考慮した場合、２〜８シンボル程度で直交パターンを形成すると、周波数オフセット・位相雑音の推定精度を確保することができると考えられる。直交パターンの周期が長すぎると、直交性が確保できなくなる可能性が高くなり、周波数オフセット・位相雑音の推定精度劣化することになる。

本実施の形態のパイロットシンボル３０５の構成方法の重要な点は、以下の通りである。
・同一キャリアにおけるチャネルＡ、チャネルＢ、チャネルＣのパイロット信号は直交している。
・パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる系列を用いたチャネルが存在する。
・同一系列を使用した２つ以上のチャネルが存在する（例えば、ある１つの系列がアンテナＡでもアンテナＢでも使用されている、つまり、ある１つの系列が異なる複数のアンテナで共用されている）。

これにより、３本の送信アンテナを用いてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信を行う場合に、周波数オフセット・位相雑音の推定精度劣化させることなく、送信ピーク電力の増大を抑制できかつ簡易な構成の送信装置を実現できるようになる。なお、上記３つの条件全てを満たすようにパイロット信号を選定してパイロットキャリアを形成することは最良の条件であるが、例えば、前記効果のうちの一部の効果のみ得たい場合は、例えば上記３つの条件のうち２つの条件のみを満たすようにパイロット信号を選定してパイロットキャリアを形成するようにしてもよい。

本実施の形態では、ＯＦＤＭ方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではなく、シングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用いたときでも同様に実施することができる。また、実施の形態では、送受信それぞれ３本のアンテナを有するときを例に説明したが、これに限ったものではない。そして、その他のアンテナ数のとき、他の送信方法のときの実施の形態については以降で詳しく説明する。加えて、パイロットシンボル、リファレンスシンボル、ガードシンボル、プリアンブルとここでは名付けて説明したが、他の呼び方をしても本実施の形態には何ら影響を与えるものではない。これは他の実施の形態でも同様である。また、実施の形態で、チャネルＡ、チャネルＢ、チャネルＣという語句を用いて説明したが、これは説明を容易にするために用いたのであり、他の呼び方をしても実施の形態には何ら影響を与えるものではない。

（実施の形態６）
実施の形態１では、パイロットシンボルの構成を説明するにあたって、パターンという語句を用いて説明したが、本実施の形態では、実施の形態５のように、系列という語句を用いて、実施の形態１の説明を行う。つまり、本実施の形態は、基本思想及び基本構成においては、実施の形態１と同様のものである。

図１に、本実施の形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置１００の構成を示す。ただし、図１は、一例として、送信アンテナ数ｍ＝２の場合を示している。

フレーム構成信号生成部１１２は、変調方式等の制御情報１１１を入力とし、フレーム構成の情報を含むフレーム構成信号１１３を生成し、これを出力する。

マッピング部１０２Ａは、チャネルＡの送信ディジタル信号１０１Ａ、フレーム構成信号１１３を入力とし、フレーム構成に基づいたベースバンド信号１０３Ａを生成し、これを出力する。

シリアルパラレル変換部１０４Ａは、ベースバンド信号１０３Ａ、フレーム構成信号１１３を入力とし、フレーム構成信号１１３に基づき、シリアルパラレル変換を施し、パラレル信号１０５Ａを出力する。

逆フーリエ変換部１０６Ａは、パラレル信号１０５Ａを入力とし、逆フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１０７Ａを出力する。

無線部１０８Ａは、逆フーリエ変換後の信号１０７Ａを入力とし、周波数変換等の処理を施し、送信信号１０９Ａを出力する。送信信号１０９Ａは、アンテナ１１０Ａから電波として出力される。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置１００は、チャネルＢについてもチャネルＡと同様の処理を施すことによりチャネルＢの送信信号１０９Ｂを生成する。なお、参照符号の最後に「Ｂ」を付して示した要素がチャネルＢに関する部分であり、対象とする信号がチャネルＡではなくチャネルＢであるだけであって、基本的には、上述した参照符号の最後に「Ａ」を付して示したチャネルＡに関する部分と同様の処理を行う。

図２Ａは、本実施の形態における受信装置の構成の一例を示している。ただし、図２Ａは、一例として、受信アンテナ数ｎ＝２の場合を示している。

受信装置２００において、無線部２０３Ｘは、受信アンテナ２０１Ｘで受信した受信信号２０２Ｘを入力とし、周波数変換等の処理を施し、ベースバンド信号２０４Ｘを出力する。

フーリエ変換部２０５Ｘは、ベースバンド信号２０４Ｘを入力とし、フーリエ変換を施し、フーリエ変換後の信号２０６Ｘを出力する。

受信アンテナ２０１Ｙ側でも同様の動作が施され、同期部２１１はベースバンド信号２０４Ｘ、２０４Ｙを入力とし、例えば、リファレンスシンボルを検出することで、送信機との時間同期を確立し、タイミング信号２１２を出力する。リファレンスシンボルの構成等については、図３等を用いて以降で詳しく説明する。

周波数オフセット・位相雑音推定部２１３は、フーリエ変換後の信号２０６Ｘ、２０６Ｙを入力とし、パイロットシンボルを抽出し、パイロットシンボルから、周波数オフセット・位相雑音を推定し、位相歪み推定信号２１４（周波数オフセットを含んだ位相歪み）を出力する。パイロットシンボルの構成等については、図３等を用いて以降で詳しく説明する。

チャネルＡの伝送路変動推定部２０７Ａは、フーリエ変換後の信号２０６Ｘを入力とし、チャネルＡのリファレンスシンボルを抽出し、例えばリファレンスシンボルに基づいてチャネルＡの伝送路変動を推定し、チャネルＡの伝送路推定信号２０８Ａを出力する。

チャネルＢの伝送路変動推定部２０７Ｂは、フーリエ変換後の信号２０６Ｘを入力とし、チャネルＢのリファレンスシンボルを抽出し、例えばリファレンスシンボルに基づいてチャネルＢの伝送路変動を推定し、チャネルＢの伝送路推定信号２０８Ｂを出力する。

チャネルＡの伝送路変動推定部２０９Ａ、チャネルＢの伝送路変動推定部２０９Ｂは、対象とする信号がアンテナ２０１Ｘで受信された信号ではなくアンテナ２０１Ｙで受信された信号であるだけであって、基本的には、上述したチャネルＡの伝送路変動推定部２０７Ａ、チャネルＢの伝送路変動推定部２０７Ｂと同様の処理を行う。

周波数オフセット・位相雑音補償部２１５は、チャネルＡの伝送路推定信号２０８Ａ、２１０Ａ、チャネルＢの伝送路推定信号２０８Ｂ、２１０Ｂ、フーリエ変換後の信号２０６Ｘ、２０６Ｙ、位相歪み推定信号２１４を入力とし、各信号の位相歪みを除去し、位相補償後のチャネルＡの伝送路推定信号２２０Ａ、２２２Ａ、位相補償後のチャネルＢの伝送路推定信号２２０Ｂ、２２２Ｂ、位相補償後のフーリエ変換後の信号２２１Ｘ、２２１Ｙを出力する。

信号処理部２２３は、例えば逆行列演算を行い、チャネルＡのベースバンド信号２２４Ａ、チャネルＢのベースバンド信号２２４Ｂを出力する。具体的には、図２Ｂに示すように、例えば、あるサブキャリアにおいて、アンテナＡＮ１からの送信信号をＴｘａ（ｔ）、アンテナＡＮ２からの送信信号をＴｘｂ（ｔ）、アンテナＡＮ３の受信信号をＲ１（ｔ）、アンテナＡＮ４の受信信号をＲ２（ｔ）とし、伝送路変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）とすると、式（１）の関係式が成立する。

ただし、ｔは時間、ｎ１（ｔ）、ｎ２（ｔ）は雑音とする。信号処理部２２３は、式（１）を用いて、例えば逆行列の演算を行うことにより、チャネルＡの信号、チャネルＢの信号を得るようになっている。信号処理部２２３は、この演算をすべてのサブキャリアに対し実行する。因みに、ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）の推定は、伝送路変動推定部２０７Ａ、２０９Ａ、２０７Ｂ、２０９Ｂで行われる。

周波数オフセット推定・補償部２２５Ａは、チャネルＡのベースバンド信号２２４Ａを入力とし、パイロットシンボルを抽出し、パイロットシンボルに基づいてベースバンド信号２２４Ａの周波数オフセットを推定及び補償し、周波数オフセット補償後のベースバンド信号２２６Ａを出力する。

チャネルＡ復調部２２７Ａは、周波数オフセット補償後のベースバンド信号２２６Ａを
入力とし、データシンボルを復調し、受信データ２２８Ａを出力する。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置２００は、チャネルＢのベースバンド信号２２４Ｂについても同様の処理を施し、受信データ２２８Ｂを得る。

図３は、本実施の形態における時間―周波数のチャネルＡ（図３（ａ））及びチャネルＢ（図３（ｂ））のフレーム構成を示している。図３（ａ）及び図３（ｂ）における、同一時間、同一キャリアの信号は空間で多重されることになる。

時間１から時間８では、式（１）のｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）に相当する伝送路変動を推定するためのシンボル、例えば、プリアンブルと呼ばれるシンボルが送信される。このプリアンブルは、ガードシンボル３０１とリファレンスシンボル３０２とで構成されている。ガードシンボル３０１は同相Ｉ―直交Ｑ平面において（０，０）とする。リファレンスシンボル３０２は、例えば、同相Ｉ−直交Ｑ平面において（０，０）以外の既知の座標のシンボルである。そして、チャネルＡとチャネルＢでは、お互いに干渉が発生しないような構成となっている。つまり、例えば、キャリア１、時間１のように、チャネルＡにガードシンボル３０１が配置されている場合、チャネルＢにリファレンスシンボル３０２を配置し、キャリア２、時間１のように、チャネルＡにリファレンスシンボル３０２が配置されている場合、チャネルＢにガードシンボル３０１を配置するというように、チャネルＡとチャネルＢとでは異なるシンボルを配置する。このように配置することで、例えば、時間１のチャネルＡについて着目した場合、キャリア２及びキャリア４のリファレンスシンボル３０２により、キャリア３の伝送路変動を推定することができる。キャリア２及びキャリア４はリファレンスシンボル３０２なので、伝送路変動を推定することができる。したがって、時間１において、チャネルＡのすべてのキャリアの伝送路変動を精度よく推定することができる。同様に、チャネルＢについてもすべてのキャリアの伝送路変動を精度よく推定することができる。時間２から時間８についても同様に、チャネルＡ、チャネルＢのすべてのキャリアの伝送路変動を推定することができる。よって、図３のフレーム構成は、時間１から時間８のすべての時間において、すべてのキャリアの伝送路変動を推定できるため、非常に精度のよい、伝送路変動の推定を実現できるプリアンブルの構成であると言うことができる。

図３において、情報シンボル（データシンボル）３０３は、データを伝送するシンボルである。ここでは、変調方式は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭとする。このときの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置等については図４を用いて詳しく説明する。

制御用シンボル３０４は、変調方式、誤り訂正符号方式、符号化率等の制御情報を伝送するためのシンボルである。

パイロットシンボル３０５は、周波数オフセット、位相雑音による位相変動を推定するためのシンボルである。パイロットシンボル３０５としては、例えば、同相Ｉ―直交Ｑ平面において既知の座標であるシンボルを用いる。パイロットシンボル３０５は、チャネルＡ、チャネルＢ共に、キャリア４、キャリア９に配置されている。これにより、特に、無線ＬＡＮでは、IEEE802.11a、IEEE802.11gと空間多重のＭＩＭＯシステムとで、同一周波数、同一周波数帯域のシステムを構築する場合、フレーム構成を共有できるため、受信装置の簡素化を図ることができるようになる。

図４は、図３の情報シンボル３０３の変調方式であるＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点配置、及びそれらの正規化係数を示している。

図４Ａは同相Ｉ―直交Ｑ平面におけるＢＰＳＫの信号点配置であり、その座標は図４Ａのとおりである。図４Ｂは同相Ｉ―直交Ｑ平面におけるＱＰＳＫの信号点配置であり、その座標は図４Ｂのとおりである。図４Ｃは同相Ｉ―直交Ｑ平面における１６ＱＡＭの信号点配置であり、その座標は図４Ｃのとおりである。図４Ｄは同相Ｉ―直交Ｑ平面における６４ＱＡＭの信号点配置であり、その座標は図４Ｄのとおりである。図４Ｅは、図４Ａから図４Ｄの信号点配置に対し、変調方式間で平均送信電力を一定に保つように補正するための、変調方式と乗算係数（すなわち正規化係数）の関係を示している。例えば、図４ＢのＱＰＳＫの変調方式で送信する場合、図４Ｂの座標に対し、図４Ｅからわかるように、１／ｓｑｒｔ（２）の値を乗算する必要がある。ここで、ｓｑｒｔ（ｘ）：square root of ｘである。

図５は、本実施の形態における図３のパイロットシンボル３０５の同相Ｉ−直交Ｑ平面における配置を示している。図５（ａ）は、図３（ａ）で示したチャネルＡのキャリア４の時間１１から時間１８のパイロットシンボル３０５の信号点配置の一例を示している。図５（ｂ）は、図３（ｂ）で示したチャネルＢのキャリア４の時間１１から時間１８のパイロットシンボル３０５の信号点配置の一例を示している。図５（ｃ）は、図３（ａ）で示したチャネルＡのキャリア９の時間１１から時間１８のパイロットシンボル３０５の信号点配置の一例を示している。図５（ｄ）は、図３（ｂ）で示したチャネルＢのキャリア９の時間１１から時間１８のパイロットシンボル３０５の信号点配置の一例を示している。ここでは、これらの配置は、ＢＰＳＫ変調を用いているが、限ったものではない。

図５におけるパイロットシンボル３０５の信号点配置の特徴は、同一キャリアキャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号点配置が直交している（相互相関がゼロである）ことである。

例えば、チャネルＡ、キャリア４の時間１１から時間１４の信号点配置とチャネルＢ、キャリア４の時間１１から時間１４の信号点配置が直交している。また、時間１５から時間１８についても同様である。そして、チャネルＡ、キャリア９の時間１１から時間１４の信号点配置とチャネルＢ、キャリア９の時間１１から時間１４の信号点配置も直交している。また、時間１５から時間１８についても同様である。このとき、信号の直交のために、Walsh-Hadamard変換、直交符号等を利用すると好適である。なお、図５では、ＢＰＳＫの場合について示しているが、直交しているのであれば、ＱＰＳＫ変調でもよし、変調方式の規則に従わなくてもよい。

また、本実施の形態の場合、受信機の簡略化のために、チャネルＡのキャリア４とチャネルＢのキャリア９、チャネルＡのキャリア９とチャネルＢのキャリア４で同一の信号点配置（同一パターン）とする。ただし、同一パターンとは、全く同じ信号点配置にするということではない。例えば、同相Ｉ―直交Ｑ平面において、位相関係のみ異なっている場合についても同一パターンとみなすことができる。

ここで、実施の形態５で定義したように、“同一系列とは、全く同じ信号点配置のこと”とすると、受信機の簡略化のために、チャネルＡのキャリア４とチャネルＢのキャリア９、チャネルＡのキャリア９とチャネルＢのキャリア４で同一の信号点配置、つまり、同一系列とすればよい。

また、チャネルＡ（または、チャネルＢ）、キャリア４、９において、パイロットシンボル３０５の信号点配置を異なるように、つまり、異なる系列としているが、これは、同一にすると、送信ピーク電力の増大につながる可能性があるためである。

ここで、直交していることの利点について、図２Ａ、図３６を用いて詳しく説明する。

図３６は、図２Ａの周波数オフセット・位相雑音推定部２１３の構成の一例である。パイロットキャリア抽出部６０２は、フーリエ変換後の信号２０６Ｘ（または２０６Ｙ）を入力とし、パイロットシンボル３０５であるサブキャリアを抽出する。具体的には、キャリア４と９の信号を抽出する。したがって、パイロットキャリア抽出部６０２は、キャリア４のベースバンド信号６０３とキャリア９のベースバンド信号６０４を出力する。

系列＃１記憶部３６０１は、例えば、図５の“１、−１、１、−１”の系列＃１を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃１の信号３６０２を出力する。

系列＃２記憶部３６０３は、例えば、図５の“１、１、−１、−１”の系列＃２を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃２の信号３６０４を出力する。

選択部６０９は、タイミング信号２１２、系列＃１の信号３６０２、系列＃２の信号３６０４を入力とし、選択信号６１０として系列＃２の信号を出力し、選択信号６１１として系列＃１の信号を出力する。

符号乗算部６１２Ａは、キャリア４のベースバンド信号６０３、選択信号６１１を入力とし、キャリア４のベースバンド信号６０３と選択信号６１１を乗算し、キャリア４のチャネルＡのベースバンド信号６１３Ａを生成し、これを出力する。その理由は以下のとおりである。

キャリア４のベースバンド信号６０３は、チャネルＡのベースバンド信号とチャネルＢのベースバンド信号が多重されている信号である。これに対し、選択信号６１１つまり系列＃１の信号を乗算すると、相互相関がゼロのチャネルＢのベースバンド信号の成分が除去されることになり、チャネルＡのベースバンド信号の成分のみ抽出することができるからである。

同様に、符号乗算部６１４Ａは、キャリア９のベースバンド信号６０４、選択信号６１０を入力とし、キャリア９のベースバンド信号６０４と選択信号６１０を乗算し、キャリア９のチャネルＡのベースバンド信号６１５Ａを生成し、これを出力する。

符号乗算部６１２Ｂは、キャリア４のベースバンド信号６０３、選択信号６１０を入力とし、キャリア４のベースバンド信号６０３と選択信号６１０を乗算し、キャリア４のチャネルＢのベースバンド信号６１３Ｂを生成し、これを出力する。

符号乗算部６１４Ｂは、キャリア９のベースバンド信号６０４、選択信号６１１を入力とし、キャリア９のベースバンド信号６０４と選択信号６１１を乗算し、キャリア９のチャネルＢのベースバンド信号６１５Ｂを生成し、これを出力する。

以上のように、同一キャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号点配置を直交させることで、パイロットシンボル３０５がチャネルＡとチャネルＢで多重されていても、高精度な周波数オフセット・位相雑音の推定を行うことが可能となる。もう一つの重要な利点として、チャネル推定値（伝送路変動推定値）を必要としないため、周波数オフセット・位相雑音を補償する部分の構成を簡略化できるという点がある。もし、チャネルＡとチャネルＢのパイロットシンボル３０５の信号点配置が直交していない場合、ＭＩＭＯ分離の信号処理（例えば、ＺＦ、ＭＭＳＥ、ＭＬＤ）を行い、その後、周波数オフセット・位相雑音を推定する構成となる。これに対して、本実施の形態の構成によれば、図２Ａのように、信号を分離する（信号処理部２２３）前段で周波数オフセット・位相雑音を補償することができる。加えて、信号処理部２２３で、チャネルＡの信号とチャネルＢの信号に分離した後でも、パイロットシンボル３０５を用いて周波数オフセット・位相雑音を除去できるため、さらなる高精度な周波数オフセット・位相雑音の補償を行うことができる。

ところで、同一キャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号点配置が直交していない場合、図２Ａの周波数オフセット・位相雑音推定部２１３における周波数オフセット・位相雑音の推定精度が低下する（お互いがお互いに対し、干渉成分となる）ため、図２Ａの周波数オフセット・位相雑音補償部２１５を付加することが困難となり、高精度な周波数オフセット・位相雑音補償ができなくなることになってしまう。

また、本実施の形態によれば、チャネルＡのキャリア４とチャネルＢのキャリア９、チャネルＡのキャリア９とチャネルＢのキャリア４を同一の信号点配置（同一系列）としたことにより、図３６の系列記憶部３６０１、３６０３の共通化を図ることができ、受信装置の簡略化へとつながる。

ただし、同一キャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号点配置を直交させることは、本実施の形態において必須となるが、同一系列とすることは、必ず必要であるというものではない。

本実施の形態では、時間１１から時間１４のように、４シンボル単位で直交しているパイロットシンボル３０５を例に説明したが、４シンボル単位に限ったものではない。ただし、時間方向におけるフェージングの変動による直交性への影響を考慮した場合、２〜８シンボル程度で直交パターンを形成すると、周波数オフセット・位相雑音の推定精度を確保することができると考えられる。直交パターンの周期が長すぎると、直交性が確保できなくなる可能性が高くなり、周波数オフセット・位相雑音の推定精度劣化することになる。

図３７は、本実施の形態の図１の送信装置のマッピング部１０２Ａ（１０２Ｂ）の構成の一例を示している。データ変調部１１０３は、送信ディジタル信号１０１Ａ（１０１Ｂ）、フレーム構成信号１１０２を入力とし、フレーム構成信号１１０２に含まれる、変調方式の情報、タイミングに基づいて、送信ディジタル信号１０１Ａ（１０１Ｂ）に変調を施し、データシンボル３０３の変調信号１１０４を出力する。

プリアンブルマッピング部１１０５は、フレーム構成信号１１０２を入力とし、フレーム構成に基づいてプリアンブルの変調信号１１０６を出力する。

系列＃１記憶部３７０１は、系列＃１の信号３７０２を出力する。同様に、系列＃２記憶部３７０３は、系列＃２の信号３７０４を出力する。

パイロットシンボルマッピング部１１１１は、系列＃１の信号３７０２、系列＃２の信号３７０４、フレーム構成信号１１０２を入力とし、パイロットシンボル３０５の変調信号１１１２を生成し、これを出力する。

信号生成部１１１３は、データシンボル３０３の変調信号１１０４、プリアンブルの変調信号１１０６、パイロットシンボル３０５の変調信号１１１２を入力とし、フレーム構成に従ったベースバンド信号１０３Ａ（１０３Ｂ）を生成し、これを出力する。

上述の説明おいては、図３、図５のようなパイロットシンボル３０５の構成を採用すれば、受信装置の簡略化が可能となることを説明したが、同様に図３、図５のようなパイロットシンボル構成を採用すれば、送信装置においても、図３７のように、系列記憶部３７０１、３７０３の共通化が図れるため、送信装置の簡略化にもつながる。

以上、本実施の形態のプリアンブル、パイロット信号の生成方法、及び、それを生成する送信装置、並びに、本実施の形態の変調信号を受信する受信装置の、詳細な構成と動作について説明した。本実施の形態によれば、周波数オフセット、伝送路変動及び同期の推定精度を向上させることができるので信号の検出確率を向上させることができると共に、送信装置、受信装置の簡易化を図ることができる。

本実施の形態のパイロットシンボル３０５の構成方法の重要な点は、実施の形態１と同様に、以下の通りである。
・同一キャリアにおけるチャネルＡとチャネルＢのパイロット信号は直交している。
・同一チャネル内において、パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる系列を用いる。
・同一系列を、各チャネル（チャネルＡとチャネルＢ）で使用する。

これにより、２本の送信アンテナを用いてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信を行う場合に、周波数オフセット・位相雑音の推定精度劣化させることなく、送信ピーク電力の増大を抑制できかつ簡易な構成の送信装置を実現できるようになる。なお、上記３つの条件全てを満たすようにパイロット信号を選定してパイロットキャリアを形成することは最良の条件であるが、例えば、前記効果のうちの一部の効果のみ得たい場合は、例えば上記３つの条件のうち２つの条件のみを満たすようにパイロット信号を選定してパイロットキャリアを形成するようにしてもよい。

本実施の形態では、ＯＦＤＭ方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではなく、シングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用いたときでも同様に実施することができる。また、実施の形態では、送受信それぞれ２本のアンテナを有するときを例に説明したが、これに限ったものではなく、受信アンテナ数が３以上となっても、本実施の形態には影響を与えず、同様に実施することができる。また、フレーム構成は、本実施の形態に限ったものではなく、特に、周波数オフセット、位相雑音等の歪みを推定するためのパイロットシンボル３０５は、特定のサブキャリアに配置し、複数アンテナから送信される構成であればよく、パイロットシンボル３０５を送信するサブキャリアの数は、本実施の形態の２本に限ったものではない。そして、その他のアンテナ数のとき、他の送信方法のときの実施の形態については以降で詳しく説明する。加えて、パイロットシンボル３０５、リファレンスシンボル３０２、ガードシンボル３０１、プリアンブルとここでは名付けて説明したが、他の呼び方をしても本実施の形態には何ら影響を与えるものではない。これは他の実施の形態でも同様である。また、実施の形態で、チャネルＡ、チャネルＢという語句を用いて説明したが、これは説明を容易にするために用いたのであり、他の呼び方をしても実施の形態には何ら影響を与えるものではない。

また、フレーム構成については、図３のフレーム構成を例に説明したが、これに限ったものではない。特に、パイロットシンボル３０５については、特定のサブキャリアに配置する例で説明したが、これに限ったものではなく、実施の形態５で説明した図３３、図３４、図３５にように配置しても同様に実施することができる。ただし、パイロット信号の直交性が確保されるような配置とすることが重要である。

（実施の形態７）
実施の形態１、実施の形態６では、送信信号数２、アンテナ数２の場合において、パイロットシンボル３０５を２本のサブキャリアに配置する方法について説明したが、本実施の形態では、パイロットシンボル３０５を４本のサブキャリアに配置し、送信する方法について詳しく説明する。

図３８は、本実施の形態における送信信号のフレーム構成の一例を示しており、図３と対応するものには同一符号を付している。図３８（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、図３８（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成を示している。図３８から明らかなように、パイロットシンボル（パイロットキャリア）３０５は、リファレンスシンボル３０２、制御シンボルを送信する時間を除き、キャリア３、キャリア５、キャリア８、キャリア１０に配置されている。

図３９は、チャネルＡ、チャネルＢのパイロットシンボル３０５の信号点配置とその特徴を表している。このときの特徴は、実施の形態１と同様に、同一キャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号点配置が直交している（相互相関がゼロである）ことである。

例えば、チャネルＡ、キャリア３の時間１１から時間１４の信号点配置（図３９（ａ））と、チャネルＢ、キャリア３の時間１１から時間１４の信号点配置（図３９（ｂ））が直交している。このような、直交性が、時間１５以降でも成立するように信号点配置を行う。このとき、信号の直交のために、Walsh-Hadamard変換、直交符号等を利用すると好適である。なお、図３９では、ＢＰＳＫの場合について示しているが、直交しているのであれば、ＱＰＳＫ変調でもよいし、変調方式の規則に従わなくてもよい。

また、送信装置、受信装置の簡略化のために、チャネルＡのキャリア３（図３９（ａ））とチャネルＢのキャリア１０（図３９（ｈ））、チャネルＢのキャリア３（図３９（ｂ））とチャネルＡのキャリア５（図３９（ｃ））、チャネルＢのキャリア５（図３９（ｄ））とチャネルＡのキャリア８（図３９（ｅ））、チャネルＢのキャリア８（図３９（ｆ））とチャネルＡのキャリア１０（図３９（ｇ））で同一の信号点配置（同一系列）を用いる。ただし、同一系列とは、全く同じ信号点配置のことを意味する。ここでは、各系列に対し、図３９のように、系列＃１，系列＃２、系列＃３、系列＃４と名付ける。

また、チャネルＡ、チャネルＢの、キャリア３、５、８、１０において、パイロットシンボル３０５の信号点配置を異なるよう（異なる系列）にしているが、これは、同一にする（同一系列を用いる）と、送信ピーク電力の増大につながる可能性があるためである。

ここで、送信装置及び受信装置の簡略化と、直交性の必要性とについて、図４０、図４１、図４２を用いて詳しく説明する。

図４０に、本実施の形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置の構成例を示す。図４０において、図１、図２８と同様に動作する部分については、同一符号を付した。図４０のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置４００が図２８と異なる点は、チャネルＣ用の送信部が存在しないことであり、その他の点は、図２８と同様に動作する。

図４１は、図４０のマッピング部２８０２の詳細な構成の一例を示している。

データ変調部２９０２は、送信データ２８０１、フレーム構成信号１１３を入力とし、フレーム構成信号１１３にしたがって、データシンボル３０３の変調信号２９０３を生成し、これを出力する。

プリアンブルマッピング部２９０４は、フレーム構成信号１１３を入力とし、フレーム構成信号１１３にしたがって、プリアンブルの変調信号２９０５を生成し、これを出力する。

系列＃１記憶部２９０６は、図３９の系列＃１の信号２９０７を出力する。系列＃２記憶部２９０８は、図３９の系列＃２の信号２９０９を出力する。系列＃３記憶部２９１０は、図３９の系列＃３の信号２９１１を出力する。系列＃４記憶部２９１２は、図３９の系列＃４の信号２９１３を出力する。

パイロットシンボルマッピング部２９１８は、系列＃１の信号２９０７、系列＃２の信号２９０９、系列＃３の信号２９１１、系列＃４の信号２９１３、フレーム構成信号１１３を入力とし、フレーム構成信号１１３にしたがったパイロットシンボル３０５の変調信号２９１９を生成し、これを出力する。

信号生成部２９２０は、データシンボル３０３の変調信号２９０３、プリアンブルの変調信号２９０５、パイロットシンボル３０５の変調信号２９１９を入力とし、チャネルＡの変調信号１０３Ａ、チャネルＢの変調信号１０３Ｂを出力する。

図４１の構成では、系列記憶部が４個で済む。これは、本発明においては、図４１のように、ある系列を、２ヶ所以上のサブキャリアで使用している（図４１では、２ヶ所のサブキャリアで使用している）からである。これにより、送信装置の回路規模を削減することができる。一方、図４１とは異なり、すべて異なる系列を使用した場合には、系列記憶部が８個必要となり、回路規模が大きくなる。

次に、受信装置について説明する。図２は、受信装置の構成の一例である。以降では、図２の周波数オフセット・位相雑音推定部２１３の構成について、図４２を用いて詳しく説明する。

図４２は、本実施の形態による、図２Ａの周波数オフセット・位相雑音推定部２１３の構成の一例である。図４２の周波数オフセット・位相雑音推定部２１３は、パイロットキャリア抽出部３１０１と、系列記憶部３１０８＿１〜３１０８＿４と、系列選択部３１１０と、キャリア３の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃３と、キャリア５の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃５と、キャリア８の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃８と、キャリア１０の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃１０とを有する。

パイロットサブキャリア抽出部３１０１は、フーリエ変換後の信号２０６Ｘ（または、２０６Ｙ）を入力とし、パイロットシンボル３０５であるサブキャリアを抽出する。具体的には、キャリア３、５、８、１０の信号を抽出する。したがって、パイロットサブキャリア抽出部３１０１は、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３、キャリア５のベースバンド信号３１０２＿＃５、キャリア８のベースバンド信号３１０２＿＃８、キャリア１０のベースバンド信号３１０２＿＃１０を出力する。

系列＃１記憶部３１０８＿１は、図３９の系列＃１を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃１の信号３１０９＿１を出力する。系列＃２記憶部３１０８＿２は、図３９の系列＃２を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃２の信号３１０９＿２を出力する。系列＃３記憶部３１０８＿３は、図３９の系列＃３を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃３の信号３１０９＿３を出力する。系列＃４記憶部３１０８＿４は、図３９の系列＃４を記憶しており、タイミング信号２１２にしたがって、系列＃４の信号３１０９＿４を出力する。

系列選択部３１１０は、系列＃１の信号３１０９＿１、系列＃２の信号３１０９＿２、系列＃３の信号３１０９＿３、系列＃４の信号３１０９＿４及びタイミング信号２１２を入力とし、系列＃１を信号３１１１に、系列＃２を信号３１１２に、系列＃２を信号３１１４に、系列＃３を信号３１１５に、系列＃３を信号３１１７に、系列＃４を信号３１１８に、系列＃４を信号３１２０に、系列＃１を信号３１２１に、それぞれ割り当てて出力する。

キャリア３の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃３は、符号乗算部３１０３Ａ、３１０３Ｂと、位相変動推定部３１０５Ａ、３１０５Ｂとを有し、キャリア３の各チャネルの周波数オフセット・位相雑音を推定する。

符号乗算部３１０３Ａは、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３、系列＃１の信号３１１１を入力とし、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３と系列＃１の信号３１１１を乗算することで、キャリア３のチャネルＡのベースバンド信号３１０４Ａ＿＃３を生成し、これを出力する。その理由は以下のとおりである。

キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３は、チャネルＡのベースバンド信号とチャネルＢのベースバンド信号が多重されている信号である。この多重信号に対して、系列＃１の信号３１１１を乗算すると、相互相関がゼロのチャネルＢのベースバンド信号の成分が除去されることになり、チャネルＡのベースバンド信号成分のみ抽出することができるからである。

位相変動推定部３１０５Ａは、キャリア３のチャネルＡのベースバンド信号３１０４Ａ＿＃３を入力とし、この信号に基づいて位相変動を推定し、チャネルＡの位相変動推定信号３１０６Ａ＿＃３を出力する。

同様に、符号乗算部３１０３Ｂは、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３、系列＃２の信号３１１２を入力とし、キャリア３のベースバンド信号３１０２＿＃３と系列＃２の信号３１１２を乗算することで、キャリア３のチャネルＢのベースバンド信号３１０４Ｂ＿＃３を生成し、これを出力する。

位相変動推定部３１０５Ｂは、キャリア３のチャネルＢのベースバンド信号３１０４Ｂ＿＃３を入力とし、この信号に基づいて位相変動を推定し、チャネルＢの位相変動推定信号３１０６Ｂ＿＃３を出力する。

キャリア５の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃５は、処理対象とする信号が異なるだけで、前述のキャリア３の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃３と同様に動作し、キャリア５に関するチャネルＡの位相変動推定信号３１０６Ａ＿＃５、チャネルＢの位相変動推定信号３１０６Ｂ＿＃５を出力する。キャリア８の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃８も、処理対象とする信号が異なるだけで、前述のキャリア３の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃３と同様に動作し、キャリア８に関するチャネルＡの位相変動推定信号３１０６Ａ＿＃８、チャネルＢの位相変動推定信号３１０６Ｂ＿＃８を出力する。さらに、キャリア１０の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃１０も、処理対象とする信号が異なるだけで、前述のキャリア３の周波数オフセット・位相雑音推定部３１２３＿＃３と同様に動作し、キャリア１０に関するチャネルＡの位相変動推定信号３１０６Ａ＿＃１０、チャネルＢの位相変動推定信号３１０６Ｂ＿＃１０を出力する。

以上のように、同一キャリアキャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号を直交させることで、パイロットシンボル３０５がチャネルＡとチャネルＢで多重されていても、高精度な周波数オフセット・位相雑音の推定を行うことが可能となる。もう一つの重要な利点として、チャネル推定値（伝送路変動推定値）を必要としないため、周波数オフセット・位相雑音を補償する部分の構成を簡略化できるという点がある。もし、チャネルＡとチャネルＢの信号点配置が直交していない場合、ＭＩＭＯ分離の信号処理、例えば、ＺＦ、ＭＭＳＥ、ＭＬＤを行い、その後、周波数オフセット・位相雑音を推定する構成となる。これに対して、本発明によれば、図２のように、信号を分離する（信号処理部２２３）前段で周波数オフセット・位相雑音を補償することができる。加えて、信号処理部２２３で、チャネルＡの信号とチャネルＢの信号に分離した後でも、パイロットシンボル３０５を用いて周波数オフセット・位相雑音を除去できるため、さらなる高精度な周波数オフセット・位相雑音の補償を行うことができる。

ところで、同一キャリアのチャネルＡとチャネルＢの信号点配置が直交していない場合、図２Ａの周波数オフセット・位相雑音推定部２１３における周波数オフセット・位相雑音の推定精度が低下する（お互いがお互いに対し、干渉成分となる）ため、図２の周波数オフセット・位相雑音補償部２１５を付加することが困難となり、高精度な周波数オフセット・位相雑音補償ができなくなることになってしまう。

以上のように、複数チャネル及び又は複数キャリアで同一系列のパイロットシンボル３０５を使用するようにしたことにより、複数チャネル間及び又は複数キャリア間で、図４２の系列記憶部３１０８＿１〜３１０８＿４の共通化が図れるため、受信装置の簡略化へとつながることになる。

本実施の形態では、４シンボル単位で直交しているパイロットシンボル３０５を例に説明したが、４シンボル単位に限ったものではない。ただし、時間方向におけるフェージングの変動による直交性への影響を考慮した場合、２〜８シンボル程度で直交パターンを形成すると、周波数オフセット・位相雑音の推定精度を確保することができると考えられる。直交パターンの周期が長すぎると、直交性が確保できなくなる可能性が高くなり、周波数オフセット・位相雑音の推定精度劣化することになる。

本実施の形態のパイロットシンボル３０５の構成方法の重要な点は、実施の形態１と同様に、以下の通りである。
・同一キャリアにおけるチャネルＡとチャネルＢのパイロット信号は直交している。
・同一チャネル内において、パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる系列を用いる。
・同一系列を、各チャネル（チャネルＡとチャネルＢ）で使用する。

これにより、２本の送信アンテナを用いてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信を行う場合に、周波数オフセット・位相雑音の推定精度劣化させることなく、送信ピーク電力の増大を抑制できかつ簡易な構成の送信装置を実現できるようになる。なお、上記３つの条件全てを満たすようにパイロット信号を選定してパイロットキャリアを形成することは最良の条件であるが、例えば、前記効果のうちの一部の効果のみ得たい場合は、例えば上記３つの条件のうち２つの条件のみを満たすようにパイロット信号を選定してパイロットキャリアを形成するようにしてもよい。

本実施の形態では、ＯＦＤＭ方式を用いた例で説明したがこれに限ったものではなく、シングルキャリア方式、他のマルチキャリア方式、スペクトル拡散通信方式を用いたときでも同様に実施することができる。また、実施の形態では、送受信それぞれ２本のアンテナを有するときを例に説明したが、これに限ったものではなく、受信アンテナ数が３以上となっても、本実施の形態には影響を与えず、同様に実施することができる。また、フレーム構成は、本実施の形態に限ったものではなく、特に、周波数オフセット、位相雑音等の歪みを推定するためのパイロットシンボル３０５は、特定のサブキャリアに配置し、複数アンテナから送信される構成であればよく、パイロットシンボル３０５を送信するサブキャリアの数は、本実施の形態の４本に限ったものではない。そして、その他のアンテナ数のとき、他の送信方法のときの実施の形態については以降で詳しく説明する。加えて、パイロットシンボル３０５、リファレンスシンボル３０２、ガードシンボル３０１、プリアンブルとここでは名付けて説明したが、他の呼び方をしても本実施の形態には何ら影響を与えるものではない。これは他の実施の形態でも同様である。また、実施の形態で、チャネルＡ、チャネルＢという語句を用いて説明したが、これは説明を容易にするために用いたのであり、他の呼び方をしても実施の形態には何ら影響を与えるものではない。

また、フレーム構成については、図３８のフレーム構成を例に説明したが、これに限ったものではない。特に、パイロットシンボル３０５については、特定のサブキャリアに配置する例で説明したが、これに限ったものではなく、実施の形態５で説明した図３３、図３４、図３５にように配置しても同様に実施することができる。ただし、パイロット信号の直交性が確保されるような配置とすることが重要である。

（実施の形態８）
本実施の形態では、送信アンテナ数４、送信変調信号数４の空間多重ＭＩＭＯシステムにおけるプリアンブルの構成方法について詳しく説明する。

図４３に、本実施の形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置の構成例を示す。図４３において、図１と同様に動作する部分については、図１と同一符号を付した。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置４３００において、マッピング部４３０２は、送信ディジタル信号４３０１、フレーム構成信号１１３を入力とし、チャネルＡのディジタル信号１０３Ａ、チャネルＢのディジタル信号１０３Ｂ、チャネルＣのディジタル信号１０３Ｃ、チャネルＤのディジタル信号１０３Ｄを出力する。

なお、参照符号の最後に「Ａ」を付して示した要素がチャネルＡに関する部分であり、「Ｂ」を付して示した要素がチャネルＢに関する部分であり、「Ｃ」を付して示した要素がチャネルＣに関する部分であり、「Ｄ」を付して示した要素がチャネルＤに関する部分であり、対象とする信号がことなるだけで、基本的には、実施の形態１で説明した参照符号の最後に「Ａ」を付して示したチャネルＡに関する部分と同様の処理を行う。

図４４は、本実施の形態における送信装置により形成される送信信号のフレーム構成の一例を示しており、図３と対応するものについては同一符号を付した。図４４（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、図４４（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、図４４（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成、図４４（ｄ）はチャネルＤのフレーム構成を示している。

図４４において、最も特徴的な点は、プリアンブルの構成であり、ある時間において、２つのチャネルでは、周波数軸において、リファレンスシンボル３０２とガード（ヌル）シンボル３０１が交互に配置されており（例えば、図４４の時間１、時間２ではチャネルＡとチャネルＣ、時間３、時間４ではチャネルＢとチャネルＤ）、残り２つのチャネル（例えば、図４４の時間１、時間２ではチャネルＢとチャネルＤ、時間３、時間４ではチャネルＡとチャネルＣ）ではリファレンスシンボル３０２が配置されずガード（ヌル）シンボル３０１で構成されている点である。

４つのチャネルの変調信号を送信する場合、最も簡単な構成として、３シンボルおきにリファレンスシンボル３０２を挿入する方法が考えられるが、周波数軸における伝送路変動の相関は、マルチパスの影響により、周波数軸で遠くなるにつれて低くなるような無線通信システムも考えられる。このような無線通信システムでは、リファレンスシンボル３０２を３シンボルおきに挿入することは好ましくない。なお、必ずしも好ましくないわけではない。無線通信システムしだいでは、リファレンスシンボル３０２を３シンボルおきに挿入しても受信品質に影響を与えないこともある。

したがって、本実施の形態では、ある時間のＯＦＤＭシンボル（ある時間内にある全てのサブキャリアのシンボルの総称。図４４（ｄ）参照。）に亘って、リファレンスシンボル３０２とガード（ヌル）シンボル３０１を交互に挿入する。しかし、全てのチャネルのＯＦＤＭシンボルにおいて、リファレンスシンボル３０２とガード（ヌル）シンボル３０１を交互に配置した構成をとることはできない。何故なら、このようにすると、リファレンスシンボル３０２がチャネル間で衝突してしまうからである。図４４に示したような、フレーム構成を採用することで、チャネル数が増えてもリファレンスシンボル３０２を周波数軸であまり離さずに、かつチャネル間でのリファレンスシンボル３０２の衝突を未然に回避できるようになる。

図４５は、４つの変調信号を送信するときのリファレンスシンボル３０２の変調方式と正規化係数の関係を示している。

図４６、図４７は、４つの変調信号を送信するときのリファレンスシンボル３０２の変調方式と正規化係数の関係が図４５のときの、ＯＦＤＭシンボル単位の同相Ｉ―直交Ｑ平面におけるマッピングの一例を示している。ただし、図４６、図４７の例は、正規化係数が１の場合である。このとき、実施の形態３のルールに従うと、図４６、図４７のように、リファレンスシンボル３０２のパワーを２×２＋０×０＝４に設定することが望まれる。これにより、受信機において、量子化誤差の影響を軽減することができるため、受信品質の低下を抑えることができる。

なお、ここでは、データシンボル３０３とプリアンブルの平均受信電力を等しくする場合を例に説明したが、プリアンブルの平均受信電力をデータシンボル３０３の平均受信電力より大きくした方が、受信品質が確保される場合が多々ある。上述した考えは、この場合にも適用することができる。

また、本実施の形態では、チャネル数が増えてもリファレンスシンボル３０２を周波数軸であまり離さずに、かつチャネル間でのリファレンスシンボル３０２の衝突を未然に回避できる送信フレーム構成として、図４４を例にとって説明したが、これに限らず、図４８に示すようなフレーム構成を用いても同様の効果を得ることができる。

（他の実施の形態）
上述した実施の形態では、フレームの先頭にチャネル変動を推定するためのシンボル（プリアンブル）を配置しているが、これに限ったものではなく、データシンボル３０３の分離が可能であれば、どの位置に配置してもよい。例えば、推定精度を向上させるために、データシンボル３０３とデータシンボル３０３の間に挿入する方法などが考えられる。

また、図３、図１５等において、全キャリア、つまり、キャリア１からキャリア１２にプリアンブルを配置しているが、例えば、キャリア３からキャリア１０のように部分的に配置してもよい。また、上述した実施の形態では、プリアンブルと呼んでいるが、この用語自身には、意味をもたない。したがって、その呼び名は、これに限ったものではなく、例えばパイロットシンボル制御シンボルと呼んでもよい。

また、本発明は、上述した実施の形態で図示した１つのアンテナを複数のアンテナで構成し、複数のアンテナを用いて上述した１つのチャネルの信号を送信する場合でも、同様に適用することができる。

さらに、上述した実施の形態では、チャネルという言葉を用いたが、これは各アンテナから送信する信号を区別するため用いた一つの表現であり、チャネルという言葉を、ストリームや変調信号、さらには送信アンテナ等の言葉に置き換えても、上述した実施の形態には何ら影響を与えるものではない。

本発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信方法は、例えば無線ＬＡＮやセルラ等の無線通信システムに広く適用できる。

本発明の実施の形態１に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図 実施の形態１における送受信アンテナの関係を示す図 実施の形態１における各アンテナから送信する信号のフレーム構成を示す図であり、（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成を示す図 データシンボルの信号点配置を示す図であり、図４ＡはＢＰＳＫの信号点配置、図４ＢはＱＰＳＫの信号点配置、図４Ｃは１６ＱＡＭの信号点配置、図４Ｄは６４ＱＡＭの信号点配置、図４Ｅは各変調方式の信号に乗じられる正規化係数を示す図 実施の形態１におけるパイロットシンボルの信号点配置の説明に供する図 周波数オフセット・位相雑音補償部の構成を示すブロック図 実施の形態１におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図 伝送路変動推定部の構成を示すブロック図 実施の形態１におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図 プリアンブル及びデータシンボルの受信強度の経時的変化を示す図 実施の形態１におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図 本発明の実施の形態に係るマッピング部の構成を示すブロック図 実施の形態２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図 実施の形態２における送受信アンテナの関係を示す図 実施の形態２における各アンテナから送信する信号のフレーム構成を示す図であり、（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成を示す図 実施の形態２におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図 実施の形態２におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図 実施の形態３の構成を示すブロック図であり、（ａ）は端末の構成を示し、（ｂ）はアクセスポイントの構成を示すブロック図 実施の形態３における通信方式と正規化係数の関係を示す図 実施の形態３におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図 実施の形態３におけるプリアンブルの信号点配置の説明に供する図 実施の形態４におけるフレーム構成を示す図であり、（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成を示す図 実施の形態４におけるプリアンブルの構成の一例を示す図 通信方式と正規化係数の関係の別の表現を示す図 実施の形態５におけるフレーム構成を示す図であり、（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成を示す図 実施の形態５におけるパイロットシンボルの信号点配置の説明に供する図 実施の形態５のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態５のマッピング部の構成を示すブロック図 実施の形態５のマッピング部の他の構成例を示すブロック図 実施の形態５の周波数オフセット・位相雑音補償部の構成を示すブロック図 実施の形態５の周波数オフセット・位相雑音補償部の他の構成を示すブロック図 実施の形態５における他のフレーム構成例を示す図であり、（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成を示す図 実施の形態５における他のフレーム構成例を示す図であり、（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成を示す図 実施の形態５における他のフレーム構成例を示す図であり、（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成を示す図 実施の形態６の周波数オフセット・位相雑音推定部の構成を示すブロック図 実施の形態６のマッピング部の構成を示すブロック図 実施の形態７におけるフレーム構成を示す図であり、（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成を示す図 実施の形態７におけるパイロットシンボルの信号点配置の説明に供する図 実施の形態７のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態７のマッピング部の構成を示すブロック図 実施の形態７の周波数オフセット・位相雑音推定部の構成を示すブロック図 実施の形態８のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態８におけるフレーム構成を示す図であり、（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成、（ｄ）はチャネルＤのフレーム構成を示す図 ４送信空間多重ＭＩＭＯ方式で送信するときのリファレンスシンボルの変調方式と正規化係数の関係を示す図 ４送信空間多重ＭＩＭＯ方式で送信するときのリファレンスシンボルのマッピング例を示す図 ４送信空間多重ＭＩＭＯ方式で送信するときのリファレンスシンボルのマッピング例を示す図 実施の形態８における別のフレーム構成例を示す図であり、（ａ）はチャネルＡのフレーム構成、（ｂ）はチャネルＢのフレーム構成、（ｃ）はチャネルＣのフレーム構成、（ｄ）はチャネルＤのフレーム構成を示す図 従来の無線通信システムの説明に供する図であり、（ａ）は送信装置の構成例、（ｂ）は受信装置の構成例、（ｃ）は送信フレーム構成例を示す図

符号の説明

１００、１２００、２８００、４０００、４３００ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置
１０２Ａ、１０２Ｂ、２８０２、４３０２ マッピング部
２００、１３００ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置
２１１ 同期部
２１３ 周波数オフセット・位相雑音推定部
２１５ 周波数オフセット・位相雑音補償部
２２５Ａ、２２５Ｂ 周波数オフセット推定・補償部
２０７Ａ、２０９Ａ チャネルＡの伝送路変動推定部
２０７Ｂ、２０９Ｂ チャネルＢの伝送路変動推定部
３０１ ガードシンボル
３０２ リファレンスシンボル
３０３ データシンボル
３０４ 制御用シンボル
３０５ パイロットシンボル
６０２ パイロットサブキャリア抽出部
６０５、６０７ 符号記憶部
６１２Ａ、６１２Ｂ、６１４Ａ、６１４Ｂ 符号乗算部
６１６Ａ、６１６Ｂ、６１８Ａ、６１８Ｂ 位相変動推定部
８０４ パターン信号発生部
８０８ 伝送路変動算出部
１１０３、２９０２ データ変調部
１１０５、２９０４ プリアンブルマッピング部
１１０７、１１０９、３００１、３００３ 符号記憶部
１１１１、２９１８ パイロットシンボルマッピング部
２９０６、２９０８、２９１０、２９１２、２９１４、２９１６、３７０１、３７０３ 系列記憶部
２９２０ 信号生成部

Claims (7)

1. データ送信期間に複数のアンテナからＯＦＤＭ変調したデータシンボルを送信すると共に、前記データ送信期間に前記複数のアンテナの特定キャリアからパイロットシンボルを送信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置であって、
   各アンテナから送信するＯＦＤＭ信号を形成するＯＦＤＭ信号形成手段と、
   各アンテナから同一時間に送信されるＯＦＤＭ信号間の同一キャリアに、互いに直交関係にある系列を時間軸方向に亘って割り当てて、パイロットキャリアを形成するパイロットシンボルマッピング手段と
   を具備するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置。
2. ２つのアンテナからＯＦＤＭ信号を送信する場合、
   前記パイロットシンボルマッピング手段は、
   ・前記同一キャリアにおける第１と第２のアンテナ間では、互いに直交関係にある系列のパイロット信号が使用され、
   かつ
   ・前記第１及び第２のアンテナそれぞれにおいて、異なるキャリアでは、異なる系列のパイロット信号が使用され、
   かつ
   ・同一系列のパイロット信号が、前記第１及び第２のアンテナで使用されるように
   前記パイロットキャリアを形成する
   請求項１に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置。
3. ３つのアンテナからＯＦＤＭ信号を送信する場合、
   前記パイロットシンボルマッピング手段は、
   ・前記同一キャリアにおける第１と第２と第３のアンテナ間では、互いに直交関係にある系列のパイロット信号が使用され、
   かつ
   ・前記パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる系列のパイロット信号を用いたアンテナが存在し、
   かつ
   ・同一系列のパイロット信号を用いた２つ以上のアンテナが存在する
   ように前記パイロットキャリアを形成する
   請求項１に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置。
4. 前記パイロットシンボルマッピング手段は、
   互いに直交関係にある基本系列を記憶する記憶部と、
   前記基本系列をシフトすることで、前記基本系列よりも多くの数の、直交関係にある系列を形成するシフトレジスタと
   を具備する請求項１に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置。
5. データ送信期間に複数のアンテナからＯＦＤＭ変調したデータシンボルを送信すると共に、前記データ送信期間に前記複数のアンテナの特定キャリアからパイロットシンボルを送信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信方法であって、
   各アンテナから送信するＯＦＤＭ信号を形成するＯＦＤＭ信号形成ステップと、
   各アンテナから同一時間に送信されるＯＦＤＭ信号間の同一キャリアに、互いに直交関係にある系列を時間軸方向に亘って割り当てて、パイロットキャリアを形成するパイロットキャリア形成ステップと
   を含むＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信方法。
6. ２つのアンテナからＯＦＤＭ信号を送信する場合、
   前記パイロットシンボルマッピングステップでは、
   ・前記同一キャリアにおける第１と第２のアンテナ間では、互いに直交関係にある系列のパイロット信号が使用され、
   かつ
   ・前記第１及び第２のアンテナそれぞれにおいて、異なるキャリアでは、異なる系列のパイロット信号が使用され、
   かつ
   ・同一系列のパイロット信号が、前記第１及び第２のアンテナで使用されるように
   前記パイロットキャリアを形成する
   請求項５に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信方法。
7. ３つのアンテナからＯＦＤＭ信号を送信する場合、
   前記パイロットシンボルマッピングステップでは、
   ・前記同一キャリアにおける第１と第２と第３のアンテナ間では、互いに直交関係にある系列のパイロット信号が使用され、
   かつ
   ・前記パイロット信号を配置した異なるキャリアでは、異なる系列のパイロット信号を用いたアンテナが存在し、
   かつ
   ・同一系列のパイロット信号を用いた２つ以上のアンテナが存在する
   ように前記パイロットキャリアを形成する
   請求項５に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信方法。

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