JP2007037076A - Ｏｆｄｍ復調装置、方法およびプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】ガードインターバルを超える遅延波による干渉を低減する。
【解決手段】伝送路応答に基づいて、受信信号に含まれる、最大遅延時間の遅延波の先頭から先行波の後尾までの区間の一部である保持区間に含まれる受信信号を保持する手段１０２と、保持区間に含まれるあらかじめ定めた長さの区間の信号を周波数変換して複数のフィルタバンク出力を得る出力手段１０４と、フィルタバンク出力ごとに、推定された伝送路応答とフィルタバンクの周波数特性およびサブキャリアの変調信号の候補から複数のレプリカを生成するレプリカ生成手段１１３と、フィルタバンク出力ごとに、フィルタバンク出力とレプリカとの間の誤差が最小となるレプリカを選択するレプリカ選択手段１０７と、フィルタバンク出力ごとに選択されたレプリカから、サブキャリアの変調信号を選択する変調信号選択手段１０７とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、特に、ガードインターバルを超える遅延波による干渉を低減するＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）復調装置、方法およびプログラムに関する。

従来のガード超え遅延波対策としての等化器は、ガード超え遅延波を除去する。例えば、このような等化器としては、例えば、フィードバック型等化器を用いている（例えば、特許文献１参照）。

また、ＯＦＤＭのチャネル推定については、有効シンボルの複数のポイントの全区間をＦＦＴ（fast Fourier transform）して、パイロットサブキャリア成分を抽出し、チャネル推定を行う方式が一般的である。
特開２００２−３２９７１５公報

しかしながら、上記の復調装置では、遅延波の除去性能が十分でないという問題がある。

また、チャネル推定については、有効シンボル区間（Ｎポイント）の受信信号を用いるため、シンボル間干渉（前シンボルからの干渉）とサブキャリア間干渉の両方が発生し、この結果、チャネル推定精度の劣化が生じるという問題がある。

この発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、計算量を削減し、チャネル推定精度を劣化させることなく、ガードインターバルを超える遅延波による干渉を低減するＯＦＤＭ復調装置、方法およびプログラムを提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明のＯＦＤＭ復調装置は、アンテナを使用して、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、前記アンテナで受信した受信信号の伝送路応答を推定する推定手段と、前記伝送路応答に基づいて、前記受信信号に含まれる、最大遅延時間の遅延波の先頭から先行波の後尾までの区間の一部である保持区間に含まれる受信信号を保持する保持手段と、前記保持区間に含まれるあらかじめ定めた長さの区間の信号を周波数変換して複数のフィルタバンク出力を得る出力手段と、前記フィルタバンク出力ごとに、前記推定された伝送路応答と前記フィルタバンクの周波数特性およびサブキャリアの変調信号の候補から複数のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、前記フィルタバンク出力ごとに、前記フィルタバンク出力と前記レプリカとの間の誤差が最小となるレプリカを選択するレプリカ選択手段と、前記フィルタバンク出力ごとに選択されたレプリカから、サブキャリアの変調信号を選択する変調信号選択手段と、を具備することを特徴とする。

本発明のＯＦＤＭ復調方法は、アンテナを使用して、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法において、前記アンテナで受信した受信信号の伝送路応答を推定し、前記伝送路応答に基づいて、前記受信信号に含まれる、最大遅延時間の遅延波の先頭から先行波の後尾までの区間の一部である保持区間に含まれる受信信号を保持し、前記保持区間に含まれるあらかじめ定めた長さの区間の信号を周波数変換して複数のフィルタバンク出力を得て、前記フィルタバンク出力ごとに、前記推定された伝送路応答と前記フィルタバンクの周波数特性およびサブキャリアの変調信号の候補から複数のレプリカを生成し、前記フィルタバンク出力ごとに、前記フィルタバンク出力と前記レプリカとの間の誤差が最小となるレプリカを選択し、前記フィルタバンク出力ごとに選択されたレプリカから、サブキャリアの変調信号を選択することを特徴とする。

本発明のＯＦＤＭ復調プログラムは、アンテナを使用して、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を復調するための、コンピュータで使用されるＯＦＤＭ復調プログラムにおいて、コンピュータを、
前記アンテナで受信した受信信号の伝送路応答を推定する推定手段と、前記伝送路応答に基づいて、前記受信信号に含まれる、最大遅延時間の遅延波の先頭から先行波の後尾までの区間の一部である保持区間に含まれる受信信号を保持する保持手段と、前記保持区間に含まれるあらかじめ定めた長さの区間の信号を周波数変換して複数のフィルタバンク出力を得る出力手段と、前記フィルタバンク出力ごとに、前記推定された伝送路応答と前記フィルタバンクの周波数特性およびサブキャリアの変調信号の候補から複数のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、前記フィルタバンク出力ごとに、前記フィルタバンク出力と前記レプリカとの間の誤差が最小となるレプリカを選択するレプリカ選択手段と、前記フィルタバンク出力ごとに選択されたレプリカから、サブキャリアの変調信号を選択する変調信号選択手段として機能させるためのものである。

本発明のＯＦＤＭ復調装置、方法およびプログラムによれば、計算量を削減し、チャネル推定精度を劣化させることなく、ガードインターバルを超える遅延波による干渉を低減することができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置、方法およびプログラムについて詳細に説明する。以下、本実施形態中に既に記載した事項については同一の番号を付しその説明を省略する。
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態のＯＦＤＭ復調装置について図１、図２、図３を参照して説明する。
本実施形態のＯＦＤＭ復調装置は、アンテナ１０１、ＩＳＩフリー区間保持部１０２、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１０３、フィルタバンク１０４、複数の誤差算出部１０５、複数の誤差加算部１０６、複数の判定部１０７、変調信号候補部１０８、１１２、チャネル推定部１０９、フィルタ特性部１１０、サンプル時間部１１１、複数のレプリカ生成部１１３を備えている。
アンテナ１０１は、ＯＦＤＭ信号を受信し、ＬＮＡ（low noise amplifier）に出力する。ＬＮＡは、ＯＦＤＭ信号を所望の振幅に増幅する。周波数変換部は、ＬＮＡで増幅されたＯＦＤＭ信号を、ＩＦ（intermediate frequency）周波数帯に変換する。可変ゲインアンプは、周波数変換されたＯＦＤＭ信号を適切な信号レベルに調整する。直交復調部は、レベルを調整されたＯＦＤＭ信号をベースバンド信号に直交復調する。Ａ／Ｄ変換器は、ベースバンド信号をデジタル信号に変換する。ＬＮＡ、周波数変換部、可変ゲインアンプ、直交復調部、およびＡ／Ｄ変換器は、通常よく知られた装置なので、このような簡単な説明にとどめ図示をしない。

チャネル推定部１０９は、ベースバンド信号がＡ／Ｄ変換されたデジタル信号を入力し、伝送路応答を推定する。チャネル推定部１０９は推定された伝送路応答推定値をＩＳＩフリー区間保持部１０２に出力する。チャネル推定部１０９は、ＯＦＤＭ信号のうちの先頭波から遅延波がどの程度遅れているかを推定する。

ＩＳＩフリー区間保持部１０２は、チャネル推定部１０９から伝送路応答推定値を入力し、デジタル信号を保持する区間を決定し、決定した保持区間のデジタル信号を保持する。ＩＳＩフリー区間保持部１０２は、最大遅延時間の遅延波の先頭から先行波の後尾までの区間（ＩＳＩフリー区間）の一部を保持区間とする。例えば、図２の２０１では、最大遅延時間の遅延波の先頭から先行波の後尾までの区間を保持区間とした場合を示している。
本実施形態では、ＩＳＩフリー区間長Ｄは後述するフィルタバンク１０４のポイント数Ｍ以上の値であるものとする。また、有効シンボルポイント数Ｎとフィルタバンクポイント数Ｍの比をＫ＝Ｎ／Ｍとする。本実施形態では、Ｎを８１９２、Ｍを４０９６（Ｋ＝２）の例の場合を想定して説明する。

Ｓ／Ｐ１０３は、シリアル信号をパラレル信号に変換する。受信信号（時間領域信号）をｘ（ｎ）（ここで、ｎ＝０は有効シンボル先頭に対応）と表すことにすると、Ｓ／Ｐ１０３は、時刻ｎ_ｐ≦ｎ≦ｎ_ｐ＋Ｍ−１（ここで、１≦ｐ≦Ｐ）の受信信号ｘ（ｎ）をＩＳＩフリー区間保持部１０２から取り出して、フィルタバンク１０４に入力する。これを、サンプル時刻ごとに受信信号ｘ（ｎ）をＩＳＩフリー区間保持部１０２から取り出して、フィルタバンク１０４に入力するという。

フィルタバンク１０４は、複数の窓関数部１１５とＩＦＦＴ（inverse ＦＦＴ）部１１６を備えている。ここでは、ＩＦＦＴ１１６を備えているが、周波数変換を行なうものを備えてあればよい。ＩＦＦＴ１１６の代わりに、ＦＦＴを行う装置、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行う装置、または、ＩＤＦＴ（inverse ＤＦＴ）を行う装置を備えてもよい。窓関数部１１５は、フィルタバンクポイント数の数だけ設置される。窓関数部１１５の出力はＩＦＦＴ１１６に入力される。ＩＦＦＴ１１６は２のべき乗の入力数を持つので、フィルタバンク１０４のフィルタバンクポイント数は２のべき乗（例えば、２^１２＝４０９６）になる。本実施形態の特徴は、フィルタバンクポイント数Ｍが２のべき乗であるＦＦＴベースのフィルタバンクを用いることと、最尤系列推定にＰ個のフィルタバンク出力を用いることである。また、ＩＦＦＴまたはＦＦＴを使用する場合には、計算速度が速くなる、レプリカの生成手法を１つの手法に統一することができるが、ＤＦＴまたはＩＤＦＴを使用する場合には、レプリカの生成手法は１つではなくなるという、違いはある。
時刻ｎ_ｐ≦ｎ≦ｎ_ｐ＋Ｍ−１の受信信号に対するフィルタバンク出力はベクトルの長さがＭである次式で表される。

ここで、

ｗ_ｍは、フィルタバンク１０４のフィルタ係数（窓関数）（ここで、０≦ｍ≦Ｍ−１）である。窓関数としてブラックマンウィンドウを用いた時の周波数特性Ｗ_ｉ（ここで、Ｍ＝４０９６、０≦ｉ≦Ｎ−１）の振幅特性を図３に示す。周波数特性Ｗ_ｉはフィルタバンク１０４のフィルタ特性である。

変調信号候補部１０８は、各レプリカ生成部１１３に対応して変調信号候補を生成する。生成される変調信号候補は変調方式により決定される。フィルタ特性部１１０は、窓関数部１１５で決定されるフィルタバンク１０４のフィルタ特性Ｗ_ｉを格納している。サンプル時間部１１１は、上記のｎ_ｐを決定する。

レプリカ生成部１１３は、チャネル推定部１０９で推定された伝送路応答推定値、変調信号候補部１０８で生成された変調信号候補、フィルタ特性部１１０に格納されているフィルタ特性、サンプル時間部１１１で決定されたｎ_ｐに基づいて受信信号のレプリカを生成する。レプリカ生成部１１３は各サブキャリアの変調信号のレプリカを生成する。
以下、具体的に説明する。ｓ_ｉをｉ番目のサブキャリアの変調信号（ここで、０≦ｉ≦Ｎ−１）とする。ｓ_ｉはｓ_ｉ∈Ｓを満たすＶ通りの変調信号のうちの何れかが割り当てられるものとする。ここで、ＱＰＳＫ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の場合、Ｓは以下の数式で示される。

ここで、ｊ^２＝−１である。また、ｓ_ｉに対応する変調信号候補をｃ_ｉ（ここで、ｓ_ｉ∈Ｓ、０≦ｉ≦Ｎ−１）とする。更に、

を周波数特性である、チャネル応答の伝送路推定値（伝送路応答推定値）とすると、レプリカ生成部１１３は、フィルタバンク出力＜ｚ＞_ｐのｍ番目の出力に対応する、次式で表されるレプリカｒ_ｐ（ｍ）（ここで、０≦ｍ≦Ｍ−１）を生成する（以下、＜Ａ＞は「ベクトルＡ」を表すとする）。

各誤差算出部１０５は、時刻ｎ_ｐ≦ｎ≦ｎ_ｐ＋Ｍ−１の受信信号に対するフィルタバンク出力における、各変調信号候補の尤度、すなわち、次式で与えられる誤差を算出する。

各誤差加算部１０６は、異なる時刻のＰ個のフィルタバンク出力における誤差の和を算出する。すなわち、誤差加算部１０６は次式のＥ^（ζ）（ｍ）を算出する。

各判定部１０７は、次式を満足する尤度最大（誤差最小）の変調信号候補ｃ_ｉを決定する。

次に、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の動作について図４を参照して説明する。ここでは、ｍ番目のフィルタバンク出力における処理について説明する。
まず、ｐ＝１として（ステップＳ４０１）、フィルタバンク１０４が上記の式（１）にしたがって＜ｚ＞_ｐを計算する（ステップＳ４０２）。ｐは、最尤系列推定に使用するフィルタバンクの出力数Ｐを超えるまで、以下のステップＳ４０２からステップＳ４０７を繰り返す。次に、ζ＝１に設定して、ζが４^１７を超えるまで、以下のステップＳ４０４からステップＳ４０６を繰り返す。４は上記のＰに対応し、１７はフィルタバンク１０４が計算する際に使用するサブキャリアの数に対応する。
次に、レプリカ生成部１１３が、チャネル推定部１０９で推定された伝送路応答推定値、変調信号候補部１０８で生成された変調信号候補、フィルタ特性部１１０に格納されているフィルタ特性、サンプル時間部１１１で決定されたｎ_ｐに基づいて、レプリカを生成する（ステップＳ４０５）。そして、誤差算出部１０５が変調信号候補の尤度（誤差）を算出する（ステップＳ４０６）。

その後、誤差加算部１０６が異なる時刻のＰ個のフィルタバンク出力における誤差の和を算出する（ステップＳ４１１）。判定部１０７が、誤差が最も小さくなる変調信号候補をＫ本選択する（ステップＳ４１２）。この例では上述したようにＫ＝２である。

他のフィルタバンク出力においても同様の処理が独立に行なわれる。また、このフローチャートでは変調信号をＱＰＳＫで変調された信号としている。また、この例では、式（５）の計算に考慮するサブキャリアをＫ・ｍ−８〜Ｋ・ｍ＋８の計１７本としている。また、ｍ番目のフィルタバンク出力に対応する判定部１０７は、Ｋ・ｍ番目およびＫ・ｍ＋１番目のサブキャリアの変調信号を判定している。

以上に示したように、本発明の第１の実施形態では、ＩＳＩフリー区間を用いてガードインターバルを超える遅延波による干渉を低減するＯＦＤＭ復調装置において、フィルタバンクを用いた最尤系列推定を行なうことで、レプリカ生成で考慮するサブキャリア数（状態数）が減少するので計算量を削減することができる。例えば、フィルタバンクごとに考慮するサブキャリア数をＬとすると、計算量のオーダーはＯ(Ｖ^Ｌ・Ｍ)となる。

また、フィルタバンクのポイント数を２のべき乗とすることで、ＦＦＴベースのフィルタバンクを用いることができるので、計算量を削減することができる。更に、最尤系列推定にＰ個のフィルタバンク出力を用いることでＳ／Ｎを改善することができる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態のＯＦＤＭ復調装置について図５を参照して説明する。第１の実施形態と相違する点は、誤差比較部５０７、５０８と、判定部５０９、５１０を追加したことである。誤差算出部５０１、誤差加算部５０３、判定部５０５、変調信号候補部５１１などは図１には描かれていないが、省略されているだけであり、これらは第１の実施形態のＯＦＤＭ復調装置も備えている。ところで、誤差算出部１０５、５０１、５０２、誤差加算部１０６、５０３、５０４、判定部１０７、５０５、５０６は３個だけしかないわけでなく、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置はそれぞれＭ個ずつ備えている。また、ＯＦＤＭ復調装置は、誤差比較部５０７、５０８、判定部５０９、５１０を、それぞれＭ−１個ずつ備えている。

誤差比較部５０７は、誤差加算部１０６から出力された誤差の和と誤差加算部５０３から出力された誤差の和の小さい方を選択する。誤差比較部５０８も同様である。

判定部５０９は、誤差比較部５０７で選択された誤差の和に基づいて、誤差最小の変調信号候補を選択する。本実施形態では、周波数が隣接するＦＦＴフィルタバンク出力の両方に含まれるサブキャリアの変調信号の判定、例えば、判定部５０９に入力される誤差加算信号は、誤差加算部１０６と誤差加算部５０３の出力の大きさを誤差比較部５０７で比較して、誤差の小さい変調信号候補が選択される。

次に、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の動作について図６を参照して説明する。ここでは、ｍ番目のフィルタバンク出力における処理について説明する。本実施形態の制御フローを図６に示す。式（４）を計算するまでの動作は図４と同様である。
図４のステップＳ４０１から始まり、ステップＳ４１１まで処理した後に、図６のステップＳ６０１が続く。ステップＳ６０１では、ｃ_Ｋ・ｍの信号成分を最も多く含むフィルタバンク１０４の出力に対応する判定部５０５が、Ｅ^（ζ）（ｍ）が最小になるｃ_Ｋ・ｍを選択する。次に、誤差比較部５０７が、誤差加算部１０６から出力された誤差の和（Ｅ^（ζ）（ｍ−１））と誤差加算部５０３から出力された誤差の和（Ｅ^（ζ）（ｍ））の最小値の大きさを比較する（ステップＳ６０２）。誤差比較部５０７が、Ｅ^（ζ）（ｍ−１）の方が小さいと判定した場合にはステップＳ６０５に進み、一方、Ｅ^（ζ）（ｍ−１）の方が小さくないと判定した場合にはステップＳ６０４に進む（ステップＳ６０３）。

ステップＳ６０４では、判定部５０９が、Ｅ^（ζ）（ｍ）が最小になるｃ_{Ｋ・ｍ−１}を選択しステップＳ６０６へ進む。ステップＳ６０５では、判定部５０９が、Ｅ^（ζ）（ｍ−１）が最小になるｃ_{Ｋ・ｍ−１}を選択しステップＳ６０６へ進む。すなわち、ｃ_Ｋ・m-1は判定部１０７と判定部５０５に同じ量の信号成分が含まれるので、誤差が小さい方の判定結果を用いる。

同様に、誤差比較部５０８が、誤差加算部５０３から出力された誤差の和（Ｅ^（ζ）（ｍ））と誤差加算部５０４から出力された誤差の和（Ｅ^（ζ）（ｍ＋１））の最小値の大きさを比較する（ステップＳ６０６）。誤差比較部５０８が、Ｅ^（ζ）（ｍ＋１）の方が小さいと判定した場合にはステップＳ６０９に進み、一方、Ｅ^（ζ）（ｍ＋１）の方が小さくないと判定した場合にはステップＳ６０８に進む（ステップＳ６０７）。

ステップＳ６０８では、判定部５１０が、Ｅ^（ζ）（ｍ）が最小になるｃ_{Ｋ・ｍ＋１}を選択する。ステップＳ６０９では、判定部５１０が、Ｅ^（ζ）（ｍ−１）が最小になるｃ_{Ｋ・ｍ＋１}を選択する。すなわち、ｃ_{Ｋ・ｍ＋１}は判定部５０５と判定部５０６に同じ量の信号成分が含まれるので、誤差が小さい方の判定結果を用いる。

以上に示したように、本発明の第２の実施形態では、周波数が隣接するＦＦＴフィルタバンク出力の隣り合った２つに含まれるサブキャリアの変調信号の判定性能を改善することができる。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態のＯＦＤＭ復調装置について図７を参照して説明する。第１の実施形態と相違する点は、判定部１０７、５０５の出力をそれぞれレプリカ生成部７０２、７０３に入力したことである。誤差算出部５０１、誤差加算部５０３、判定部５０５、変調信号候補部５１１などは図１には描かれていないが、省略されているだけであり、これらは第１の実施形態のＯＦＤＭ復調装置も備えている。ところで、誤差算出部１０５、５０１、５０２、誤差加算部１０６、５０３、５０４、判定部１０７、５０５、５０６は３個だけしかないわけでなく、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置はそれぞれＭ個ずつ備えている。

ＦＦＴフィルタバンク１０４のＭ個の出力のうち、ｍ番目のフィルタバンクに対応するレプリカ生成部７０２は、ｍ−１番目のフィルタバンクに対応する判定部１０７の出力、すなわち、変調信号の判定値を確定値として用いる。

また、本実施形態では、図８に示すように、上記処理は、フィルタバンク１０４のＭ個の出力のうち、ヌルサブキャリアと変調サブキャリアの境界（図８では「ｅ」番目が対応する）を含む出力から処理を開始する。すなわち、誤差算出部１０５に入力されるサブキャリアの大部分がヌルサブキャリアでないようにする。こうすることで、最初の判定性能（すなわち、判定部１０７の判定性能）を改善することができる。すると、判定部１０７の判定結果を利用するレプリカ生成部７０２のレプリカも改善される。したがって結果として、全体の判定性能を改善することができる。

なお、この境界は、通信システムの送信側と受信側とで予め決まっており、誤差算出部１０５にヌルサブキャリアと変調サブキャリアの境界を含むフィルタバンク出力を入力することは容易である。

次に、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の動作について図９を参照して説明する。図９のフローチャートでは、ｍを０からＭ−１までの各数値の場合（ステップＳ９０１、Ｓ９０５、Ｓ９０４による）についてステップＳ４１２を行うためのものである。
ステップＳ９０２では、判定済みのサブキャリアＫ・ｍ−８〜Ｋ・ｍ−１の計８本を確定値として用いており、サブキャリアＫ・ｍ〜Ｋ・ｍ＋８の計９本のみをパラメータとしている。例えば、レプリカ生成部７０２は、判定部１０７で判定済のサブキャリアＫ・ｍ−８〜Ｋ・ｍ−１の計８本を確定値とする。

ステップＳ４０４では、式（５）の計算に考慮するサブキャリアをＫ・ｍ−８〜Ｋ・ｍ＋８の計１７本のうち、判定済のサブキャリアＫ・ｍ−８〜Ｋ・ｍ−１を除いた、９本のサブキャリアＫ・ｍ〜Ｋ・ｍ＋８に対するｃ_Ｋ・ｍ、…、ｃ_{Ｋ・ｍ＋８}を設定する。したがって、ステップＳ９０３では、図４のステップＳ４０７での１７の代わりに９を使用し、ζが４^９を超えるまで、ステップＳ４０４からステップＳ４０６を繰り返す。

次に、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置のＳ／Ｎ対ＢＥＲ（bit error rate：ビット誤り率）特性を図１０に示す。図１０は、Ｎ：８１９２、Ｍ：４０９８、Ｄ:６０００、Ｐ：５としたとき特性である。図１０に示されるように、Ｓ／Ｎが上がるにつれ急激にビット誤り率は減少する。図示していないが、従来では、Ｓ／Ｎが上がるにつれビット誤り率はもっとなだらかに減少する。本実施形態では、従来に較べ、同じＳ／Ｎに対するビット誤り率は小さくなる。

（第３の実施形態の変形例）
次に、本実施形態の変形例のＯＦＤＭ復調装置について図１１を参照して説明する。
図７に示した第３の実施形態のＯＦＤＭ復調装置と相違する点は、誤差算出部、誤差加算部、判定部、レプリカ生成部、変調信号候補部がそれぞれ１つだけしか備えていないことと、切替部１１０１、フィルタバンク番号変更部１１０２を新たに備えることである。
しかし、この変形例は図７の第３の実施形態と同様な動作を行い、効果も同様である。

フィルタバンク番号変更部１１０２は、フィルタバンクの番号０からＭ−１のうちのある１つの番号を指定する。フィルタバンク番号変更部１１０２は通常０番からＭ−１番まで順番に指定してゆく。

切替部１１０１は、フィルタバンク番号変更部１１０２が指定した番号に対応するフィルタバンク１０４の出力信号を誤差算出部１０５に出力するためのフィルタバンク１０４の出力と誤差算出部１０５との接続の切替を行う。

レプリカ生成部１１０３は、判定部１０７から判定済のサブキャリアから定まる変調信号候補を入力して、まだ判定されていないサブキャリアに対してレプリカを生成する。すなわち、レプリカ生成部１１０３は、例えば、ｍ番目のフィルタバンクに対応するレプリカを生成する場合には、ｍ−１番目のフィルタバンクに対応する判定部１０７の出力、すなわち、変調信号の判定値を確定値として用いる。

以上に示したように、本発明の第３の実施形態では、周波数が隣接するＦＦＴフィルタバンク出力の両方に含まれるサブキャリアの変調信号について、ｍ−１番目のフィルタバンクに対応する判定値をｍ番目のレプリカ生成部で用いることで、ｍ番目のレプリカ生成で考慮するサブキャリア本数（状態数）が減少するので計算量を削減することができる。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態のＯＦＤＭ復調装置について図１２を参照して説明する。第１の実施形態と相違する点は、第１の実施形態での判定部１０７が、メトリック算出部１２０１、１２０２、１２０３と、生き残りパス選択部１２０４、１２０５と判定部１２０６を備えていることである。ところで、誤差算出部１０５、５０１、５０２、誤差加算部１０６、５０３、５０４、メトリック算出部１２０１、１２０２、１２０３は３個だけしかないわけでなく、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置はそれぞれＭ個ずつ備えている。また、ＯＦＤＭ復調装置は、生き残りパス選択部１２０４、１２０５を、Ｍ−１個備えている。判定部１２０６は１個備えているだけである。
また、誤差算出部１０５、５０１、５０２は、それぞれレプリカ生成部７０１、１２０７、１２０８からレプリカを受け取る。

メトリック算出部１２０１、１２０２、１２０３は、対応するフィルタバンクのメトリックを算出する。メトリックはビタビアルゴリズムでの尤度である。メトリックは、誤差と関連し、値が大きいほど誤差が小さくなる。
生き残りパス選択部１２０４、１２０５は、それぞれメトリック算出部１２０２，１２０３から出力されたメトリックに基づいて、変調信号の変調方式によって決まる数のサブキャリアから同一値である複数のｃ_２・ｍ、ｃ_{２・ｍ＋１}のうち、最大のメトリックである１つのｃ_２・ｍ、ｃ_{２・ｍ＋１}を選択する。
判定部１２０６は、ビタビアルゴリズムによる最大系列推定の結果を生き残りパス選択部１２０５から受け取り、受け取った全てのパスのうち、メトリックが最大となるパスに対応するｃ_０、…、ｃ_Ｎ−１を選択する。すなわち、ｍ＝Ｍ−１に対応する生き残りパス選択部からの出力は、ｍ＝１からｍ＝Ｍ−１までに、対応する生き残りパス選択部によって選択されたｃ_２・ｍ、ｃ_{２・ｍ＋１}を全て含んでいる。ここでは、図１３に示すように、ｍ＝１からｍ＝Ｍ−１までに、対応する生き残りパス選択部によって選択されたｃ_２・ｍ、ｃ_{２・ｍ＋１}とを結ぶ線と、ｍ＝１の選択されたｃ_２、ｃ_３とｍ＝０での選択されたｃ_２、ｃ_３と結ぶ線とを合わせた線の一部又は全部を象徴的にパスと呼んでいる。

具体的には、ＦＦＴフィルタバンク１０４のＭ個の出力のうち、ｍ番目のフィルタバンクに対応するメトリック算出部１２０３で算出されるメトリックは、ｍ−１番目のフィルタバンクに対応するメトリック算出部１２０２で算出されるメトリックと、生き残りパス選択部１２０４で選択されたパスに存在するサブキャリアに基づいて算出され、ｍ番目のフィルタバンクに対応する生き残りパス選択部１２０４で選択された生き残りパスは、ｍ−１番目のフィルタバンクに対応するメトリック算出部１２０２で算出されたメトリックに基づいて選択される。

次に、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の制御フローについて図１３、図１４を参照して説明する。図１３は、生き残りパスが選択される例について示したものである。図１３はビタビアルゴリズムに特有なトレリス遷移の例を示している。ここでは、変調信号としてＱＰＳＫ、ｍ番目のフィルタバンクではキャリア番号２ｍ、２ｍ＋１の２個（一般にはＫ個。ここではＫ＝２）のサブキャリアを考慮するものとする。図１４のフローチャートでは、ｍを０からＭ−１までの各数値の場合（ステップＳ９０１、Ｓ９０５、Ｓ９０４による）について処理を行い、ステップＳ１４０３を行うためのものである。
メトリック算出部１２０１，１２０２，１２０３は、各ｍ（ｍ≧１）に対応する各ステージにおいて生き残りパスの各々に対して複数のｃ_２・ｍ、ｃ_{２・ｍ＋１}に対応する１６個のメトリックを計算する（ステップＳ１４０１）。

生き残りパス選択部１２０４、１２０５は、各ｍに対応する各ステージにおいてサブキャリアから同一値である複数のｃ_２・ｍ、ｃ_{２・ｍ＋１}のうち、最大のメトリックである１つのｃ_２・ｍ、ｃ_{２・ｍ＋１}を選択して、そのステージでの終端とする（ステップＳ１４０２）。例えば、図１３の例では、生き残りパス選択部は、ｍ＝１で（ｃ_２、ｃ_３）＝（０、１）の場合では、（ｃ_０、ｃ_１）＝（３、３）の場合の（ｃ_２、ｃ_３）＝（０、１）（図１３の四角で囲ったもの）を選択する。したがって、図１３の場合は、最終的に生き残りパス選択部１２０５は尤度が高い１６個のパスを生き残りパスとして選択する。

次に、判定部１２０６がＭ−１番目のフィルタバンクの処理における１６個の生き残りパスから尤度が最大のパスを選択することでパスが確定する（ステップＳ１４０３）。判定部１２０６は、ビタビアルゴリズムによる最大系列推定の結果を生き残りパス選択部１２０５から受け取り、受け取った全ての１６個のパスのうち、メトリックが最大となるパスに対応するｃ_０、…、ｃ_Ｎ−１を選択する（ステップＳ１４０３）。

以上に示したように、本発明の第４の実施形態では、ＦＦＴフィルタバンクを用いた最尤系列推定にビタビアルゴリズムを適用することで、メトリック算出で考慮するサブキャリア数（状態数）が減少するので計算量を削減することができる。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態のＯＦＤＭ復調装置について図１５を参照して説明する。第１の実施形態と相違する点は、シンボルタイミング同期部１５０１、チャネル推定部１５０２を追加して、チャネル推定部１０９を除いたことである。チャネル推定部１５０２は、パイロットフィルタバンク出力抽出部１５０３、ＭＭＳＥ推定部１５０４を備えている。

シンボルタイミング同期部１５０１は、ガードシンボルの相関によりシンボルタイミングの同期をとる。すなわち、シンボルタイミング同期部１５０１によって、各有効シンボルの先頭がわかる。より詳細には、シンボルタイミング同期部１５０１によって、どういうタイミングで各有効シンボルの先頭が到来したかがわかる。そして、ＩＳＩフリー区間が不明である初期チャネル推定段階では、シンボルタイミング同期部１５０１はこの有効シンボルの先頭から有効シンボル区間の後尾を用いて、仮のＩＳＩフリー区間を決めることができる。すなわち、シンボルタイミング同期部１５０１によれば、仮のＩＳＩフリー区間を検出することができる。

チャネル推定部１５０２はチャネル応答の時間特性を推定する。パイロットフィルタバンク出力抽出部１５０３は、ＦＦＴフィルタバンク１０４の出力のうちパイロットサブキャリア成分を含むフィルタバンク出力を抽出する。ＭＭＳＥ推定部１５０４は、パイロットフィルタバンク出力を用いて最小自乗誤差基準によるチャネル応答の時間特性を推定する。

チャネル推定部１５０２は、まず、仮のＩＳＩフリー区間に基づいて、チャネル推定を行う。すなわち、チャネル推定部１５０２は、ＯＦＤＭ信号のうちの先頭波から遅延波がどの程度遅れているかを推定する。具体的には、チャネル推定部１５０２は、１回目のチャネル推定において、伝送路応答の時間特性から遅延波の遅延時間が分かるので、遅延波の最大遅延時間に応じてＩＳＩフリー区間を確定値として算出する。そして、チャネル推定部１５０２は、ＩＳＩフリー区間保持部１０２に確定したＩＳＩフリー区間を出力する。

続いて、チャネル推定部１５０２は、この確定したＩＳＩフリー区間を使用して、再度、チャネル推定を行うことで、チャネル推定精度が改善する。

ここで具体例として、先行波と遅延波の２波が存在するチャネルにおけるＭＭＳＥ推定について説明する。ＭＭＳＥ推定部１５０４は、ｍ番目のパイロットフィルタバンク出力ｚ_ｐ（ｍ）と２ｍ番目の既知のパイロットサブキャリアpilot(２ｍ)との誤差が最小になるように、チャネル応答の時間特性を推定する。ＭＭＳＥによるチャネル推定値＜ｈ＞は次式で与えられる。

ここで、Ｒは相関行列、＜ｒ＞は相関ベクトルであり、それぞれ次式で与えられる。

ここで、＜ｈ＞_ｒ＝［ｈ_０，ｈ_１］^Ｔは先行波と遅延波に対応するパイロットサブキャリアを要素にもつ２×１ベクトルであり次式で与えられる。

Ｅ[・]は期待値演算であるが、実際には複数のパイロットサブキャリアについての平均処理を行う。

次に、チャネル推定精度について図１８を参照して説明する。図１８は、Ｎ：８１９２、Ｍ：４０９８、Ｄ:６０００、Ｐ：５、遅延波の遅延時間を２０００としたときのチャネル推定誤差に対する累積確率を示す。ＳＮＲが高くなる程、従来と比較して改善幅が大きくなることがわかる。

以上に示したように、本発明の第５の実施形態では、ガード区間を超える遅延波が存在する場合のＯＦＤＭのチャネル推定において、有効シンボル全区間を用いる従来方式は、シンボル間干渉とサブキャリア間干渉の両方が発生するため、チャネル推定精度の劣化が生じる。一方、本実施形態のチャネル推定方式ではシンボル間干渉が発生しない。サブキャリア間干渉は増加するが、フィルタバンクにより増加を抑えている。結果として、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置によれば、干渉が少ないため、チャネル推定精度が改善する。

（第６の実施形態）
本発明の第６の実施形態のＯＦＤＭ復調装置について図１６を参照して説明する。第５の実施形態と相違する点は、チャネル推定部１６０１を追加して、チャネル推定部１６０１が判定部１０７の出力を入力することである。チャネル推定部１６０１は、パイロットフィルタバンク出力抽出部１６０２、ＭＭＳＥ推定部１６０３を備えている。

パイロットフィルタバンク出力抽出部１６０２は、フィルタバンク１０４の出力のうちパイロットサブキャリア成分を含むフィルタバンク出力を抽出する。ＭＭＳＥ推定部１６０３は、判定部１０７が出力する変調信号とパイロットフィルタバンク出力を用いて最小自乗誤差基準による伝送路応答の時間特性を推定する。すなわち、第５の実施形態では、＜ｈ＞_ｒの要素として先行波と遅延波に対応するパイロットサブキャリアのみを含んでいたが、本実施形態ではパイロットフィルタバンク出力に含まれるデータサブキャリアについても判定部が出力する判定結果を既知信号として用いることができるので、先行波と遅延波に対応するデータサブキャリアも＜ｈ＞_ｒの要素として含めることができる。

以上に示したように、本発明の第６の実施形態では、チャネル推定値を用いて判定を行い、判定結果を既知信号として再びチャネル推定を行うことで、チャネル推定精度が改善する。

（第７の実施形態）
本発明の第７の実施形態のＯＦＤＭ復調装置について図１７を参照して説明する。第５の実施形態と相違する点は、チャネル推定部１７０１を追加して、チャネル推定部１７０１が判定部１０７の出力を入力することである。チャネル推定部１７０１は、データフィルタバンク出力抽出部１７０２、ＭＭＳＥ推定部１７０３を備えている。

データフィルタバンク出力抽出部１７０２は、フィルタバンク１０４の出力のうちデータサブキャリア成分を含むフィルタバンク出力を抽出する。データフィルタバンク出力抽出部１７０２は、例えば、２つのパイロットサブキャリアの間にあるデータサブキャリアに対応するフィルタバンク出力を抽出する。ＭＭＳＥ推定部１７０３は、判定部１０７が出力する変調信号とデータフィルタバンク出力を用いて最小自乗誤差基準による伝送路応答の時間特性を推定する。すなわち、第５の実施形態では、＜ｈ＞_ｒの要素として先行波と遅延波に対応するパイロットサブキャリアを含んでいたが、本実施形態ではデータサブキャリアについても判定部が出力する判定結果を既知信号として用いることができるので、先行波と遅延波に対応するデータサブキャリアを＜ｈ＞_ｒの要素として含める。

また、データサブキャリアの判定値を用いたＭＭＳＥによるチャネル推定では、伝送路応答の周波数特性を推定してもよい。周波数選択性フェージングによる伝送路歪が大きい場合は、周波数特性を推定する方が推定精度を改善することができる。

以上に示したように、本発明の第７の実施形態では、チャネル推定値を用いて判定を行い、判定結果を既知信号として再びチャネル推定を行うことで、チャネル推定精度が改善する。パイロットサブキャリアのＳＮＲが低い場合は、データサブフィルタバンク出力を用いた方がチャネル推定精度を改善することができる。

以上に示した実施形態によれば、ＩＳＩフリー区間を用いて、計算量を削減し、チャネル推定精度を劣化させることなく、ガードインターバルを超える遅延波による干渉を低減するための計算量を削減することができる。

（第８の実施形態）
まず、以下の実施形態で使用する記号と第７の実施形態までに使用した記号との対応関係を表に示す。

＜ＯＦＤＭ信号の送信部＞
次に、本実施形態では、本発明の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置が受信する信号を送信するＯＦＤＭ送信機について説明する。
ＯＦＤＭ送信機は、図１９に示すように、マッピング部１９０１、ＩＦＦＴ部１９０２、ＧＩ付加部１９０３、アンテナ１９０４を備えている。
マッピング部１９０１は、データ系列（図１９では「Data」）を入力し、このデータ系列をサブキャリア変調する。

ＩＦＦＴ部１９０２は、サブキャリアの変調信号を入力し、この変調信号を矩形窓で窓掛けした後（実質的には窓かけなしと同じ）にＩＦＦＴする。
ＩＦＦＴされた時間波形ｘ（ｎ）（ｎは整数）は次式で与えられる。ここで、ＦＦＴポイント数をＬ_ＦＦＴとし、ｐ番目（０≦ｐ≦Ｌ_ＦＦＴ−１）のサブキャリアの変調信号をＸ（ｐ）とする。また、πは円周率とする。

ＧＩ付加部１９０３は、ＩＦＦＴされた変調信号にガードインターバル（ＧＩ）を付加する。その後、アンテナ１９０４からＧＩが付加された変調信号が送信される。ＧＩ付加後の時間波形ｘ’（ｎ）は次式で与えられる。ここで、ガードインターバル長をＬ_ＧＩとする。

＜フィルタバンクと最尤推定を行う等化器＞
次に、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の概念を図２０、図２１を参照して説明する。本実施形態のＯＦＤＭ復調装置は、図２１に示すブロックを備えている。
本実施形態ではＩＳＩの影響を受けない区間（ＩＳＩフリー区間）の受信信号についてフィルタバンク１０４がフィルタバンク処理し、フィルタバンク出力に対して判定部１０７がＭＬＳＥ処理を行う。

アンテナ１０１で受信される、伝搬路ｈを経て受信された信号ｙ（ｎ）は次式で与えられる。

ここで、ｎ＝０を有効シンボルの先頭とする。また、簡単のため雑音は省略している。ＩＳＩフリー区間保持部１０２（図２１には示していない）がＩＳＩの影響を受けない区間を決定するが、このＩＳＩフリー区間（Ｄ−Ｌ_ＧＩ≦ｎ≦Ｌ_ＦＦＴ−１）での受信信号は次式のように書き換えられる。

ここで、Ｈ（ｐ）はｐ番目のサブキャリアのチャネル特性である。フィルタバンク１０４で使用するフィルタバンクサイズＬ_ＦＢは有効シンボル長Ｌ_ＦＦＴの半分とする。つまり、フィルタバンク１０４では次式の関係を満たす。

適応フィルタ部１０７では、ＭＬＳＥにおける尤度算出の際に、Ｋ個の異なる時刻のフィルタバンク出力を用いる。Ｋを尤度平均数と呼ぶことにする。サンプル生成部２１０３は、Ｋ個の異なるサンプル時刻（τ_１、…、τ_Ｋ）を生成する。

ｋ番目の区間における受信信号ｙ_ｋ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｌ_ＦＢ）は次式で与えられる。

ここで、τ_１＝Ｄ−Ｌ_ＧＩとする。フィルタバンク１０４は、ｋ番目の区間における受信信号に窓関数ｗ_ｎで窓掛けした信号ｚ_ｋ（ｎ）を生成し、この信号を周波数変換（例えば、ＦＦＴ。以下では、ＦＦＴとする）して出力する。信号ｚ_ｋ（ｎ）は次式で与えられる。

本実施形態では、窓関数としてBlackman窓を用いる。Blackman窓はHamming窓やHanning窓と比べて、中心周波数がわずかに広く、サイドバンドレベルがわずかに低い特性をもつ。Blackman窓の係数は次式で与えられる。また、このBlackman窓の係数を図示すると図２２のようになる。

フィルタバンク１０４は、例えば、式（２０）のｚ_ｋ（ｎ）をＦＦＴしてＺ_ｋ（ｍ）を出力する。Ｚ_ｋ（ｍ）は式（１４）、式（１７）、式（１８）、式（１９）を用いて次式で与えられる。

ここで、

また、Ｗ（ｐ）はｗ’_ｎの周波数特性である。図２３にBlackman窓の周波数特性を示す。

窓関数の周波数特性より、ＩＣＩとして考慮すべき隣接サブキャリアの範囲をαとすると、Ｚ_ｋ（ｍ）は次式で近似される。

本実施形態では、フィルタバンク１０４のｍ（０≦ｍ≦Ｌ_ＦＦＴ／２−１）番目の出力Ｚ_ｋ（ｍ）を用いて、２ｍ、２ｍ＋１番目のサブキャリアの系列推定を行う。レプリカ生成部１１３はＺ_ｋ（ｍ）に対応するレプリカを生成する。Ｚ_ｋ（ｍ）に対応するレプリカは次式で与えられる。

ここで、hat[Ｘ（ｍ）]はｍ番目のサブキャリアの信号系列候補であり、hat[Ｈ（ｐ）]はｐ番目のサブキャリアのチャネル特性候補である。以下、hat[Ａ]はＡのハットを示すことにする。Ｐ／Ｓ部２１０１は、フィルタバンク１０４からのパラレル信号である出力をシリアル信号に変換する。加算器２１０２は、Ｐ／Ｓ部２１０１の出力とレプリカ生成部１１３の出力（×（−１））とを加算する。

誤差算出部１０５は、受信信号とレプリカとの誤差ε_ｋ（ｍ）を算出する。誤差ε_ｋ（ｍ）は次式で与えられる。

次に、誤差加算部１０６は、Ｋ個の異なる時刻の誤差（尤度）の和bar[ε]（ｍ）を求める。bar[ε]（ｍ）は次式で与えられる。以下、bar[Ａ]はＡのバーを示しことにする。

適応フィルタ部１０７は、式（２７）を用いて信号系列推定を行う。

＜計算機シミュレーション＞
ＩＣＩ抑圧に必要なフィルタバンク間隔（すなわち、τ_１、…、τ_Kの各間隔）を明らかにするための評価を行った。Ｅｂ／Ｎ０＝３０ｄＢ、α＝３とし、尤度平均数Ｋと遅延時間Ｄをパラメータとした。表２にシミュレーションの諸元を示す。

また、表３に遅延時間Ｄ、尤度平均数Ｋに対するτ_ｋの設定値を示す。τ_ｋの間隔は等間隔になるように設定した（ただし、τ_Ｋを除く。斜線部の意味については後述する）。なお、ＦＦＴタイミング同期、チャネル推定は理想的に行われていると仮定する。

図２４に、尤度平均数Ｋに対するビット誤り率特性を示す。Ｄ＝Ｌ_ＧＩ＋６の場合、Ｋが３以下になると特性が劣化する。これは、表３の斜線部箇所で示したτ_ｋの間隔がＬ_ＦＦＴ／６より大きく、式（２８）で示すベクトルｖ_ｋ（１≦ｋ≦Ｋ）が複素空間上で互いに線形従属になり、ＩＣＩを十分に抑圧できなくなるためである。式（２８）に示したベクトルｖ_ｋは、式（２５）の指数部分に対応する。以上の結果より、τ_ｋの間隔をＬ_ＦＦＴ／６以下にする必要があることが分かる。すなわち、τ_ｋの間隔を有効シンボル長の１／（２α）以下にすればよい。

（第９の実施形態）
第９の実施形態では最尤度推定における計算量の削減を行う。すなわち、図２５に示した最尤推定部（ＭＬＳＥ）２５０１が第８の実施形態とは異なる。
第８の実施形態において、各フィルタバンクにおける最尤推定の状態数は、ＩＣＩ抑圧範囲αとすると、変調信号がＱＰＳＫの場合、４^２α＋１となる。したがって、ＦＦＴポイント数をＬ_ＦＦＴ、フィルタバンクサイズをＬ_ＦＢ、有効キャリア数をＮ_ＣＡとすると、第８の実施形態での計算量のオーダーはＯ（４^２α＋１・Ｌ_ＦＢ・Ｎ_ＣＡ／Ｌ_ＦＦＴ）となる。一方、第９の実施形態では、以下に示すような２段階の最尤推定を行うことで、最尤推定における状態数を削減することができ、計算量のオーダーをＯ（４^{２（α−１）＋１}・Ｌ_ＦＢ・Ｎ_ＣＡ／Ｌ_ＦＦＴ）となる。

第９の実施形態では、図２５に示すように、最尤推定部２５０１は、第１最尤推定部２５０２と第２最尤推定部２５０３を備えている。ＩＣＩ抑圧範囲をαとしたとき、第１最尤推定部２５０２は、αより小さいα_１をＩＣＩ抑圧範囲として最尤推定を行う。第２最尤推定部２５０３は、第１最尤推定部２５０２で推定した信号系列を仮判定値として用いることで、αより小さいα_２をＩＣＩ抑圧範囲として最尤推定を行う。第２最尤推定部２５０３は、α_１の領域と重複する領域を有するα_２（α_２＜α）の隣接サブキャリアの範囲に対応するレプリカを選択する。
さらに、第１のレプリカ選択手段は、αの全ての範囲についてレプリカを選択し、第２のレプリカ選択手段は、第１のレプリカ選択手段が選択したこれらのレプリカに基づいて、レプリカを最終的に決定する。

最尤推定部２５０１が行う具体例について図２６を参照して説明する。図２６では、α＝３、α_１＝２、α_２＝２としている。
第１最尤推定部２５０２は、フィルタバンク出力Ｚ（ｍ−１）から信号系列hat[Ｘ_{（ｍ−１）}（２ｍ−４）]、hat[Ｘ_{（ｍ−１）}（２ｍ−３）]、hat[Ｘ_{（ｍ−１）}（２ｍ−２）]、hat[Ｘ_{（ｍ−１）}（２ｍ−１）]、hat[Ｘ_{（ｍ−１）}（２ｍ）]を推定する。また、第１最尤推定部２５０２は、フィルタバンク出力Ｚ（ｍ）から信号系列hat[Ｘ_（ｍ）（２ｍ−２）]、hat[Ｘ_（ｍ）（２ｍ−１）]、hat[Ｘ_（ｍ）（２ｍ）]、hat[Ｘ_（ｍ）（２ｍ＋１）]、hat[Ｘ_（ｍ）（２ｍ＋２）]を推定する。さらに、第１最尤推定部２５０２は、フィルタバンク出力Ｚ（ｍ＋１）から信号系列hat[Ｘ_{（ｍ＋１）}（２ｍ）]、hat[Ｘ_{（ｍ＋１）}（２ｍ＋１）]、hat[Ｘ_{（ｍ＋１）}（２ｍ＋２）]、hat[Ｘ_{（ｍ＋１）}（２ｍ＋３）]、hat[Ｘ_{（ｍ＋１）}（２ｍ＋４）]を推定する。

続いて、第２最尤推定部２５０３が、hat[Ｘ_{（ｍ−１）}（２ｍ−３）]、hat[Ｘ_{（ｍ＋１）}（２ｍ＋３）]を仮判定値として、フィルタバンク出力Ｚ（ｍ）から信号系列hat[Ｘ_（ｍ）（２ｍ）]、hat[Ｘ_（ｍ）（２ｍ＋１）]を推定し、これを確定値とする。

＜計算機シミュレーション＞
α＝３、α_１＝２、α_２＝２として、第８の実施形態との性能比較を行った。尤度平均数をＫ＝５とし、その他のパラメータは表２にしたがうものとする。
図２７において、○は第８の実施形態における特性、＋は第９の実施形態における特性である。図２７によれば、第８の実施形態と第９の実施形態との特性に特に違いはないので、第９の実施形態は性能を維持しつつ計算量を削減できることが分かる。

また、上述の実施形態の中で示した処理手順に示された指示は、ソフトウェアであるプログラムに基づいて実行されることが可能である。汎用の計算機システムが、このプログラムを予め記憶しておき、このプログラムを読み込むことにより、上述した実施形態のＯＦＤＭ復調装置による効果と同様な効果を得ることも可能である。上述の実施形態で記述された指示は、コンピュータに実行させることのできるプログラムとして、磁気ディスク（フレキシブルディスク、ハードディスクなど）、光ディスク（ＣＤ−ＲＯＭ、ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−ＲＷ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ±Ｒ、ＤＶＤ±ＲＷなど）、半導体メモリ、又はこれに類する記録媒体に記録される。コンピュータまたは組み込みシステムが読み取り可能な記憶媒体であれば、その記憶形式は何れの形態であってもよい。コンピュータは、この記録媒体からプログラムを読み込み、このプログラムに基づいてプログラムに記述されている指示をＣＰＵで実行させれば、上述した実施形態のＯＦＤＭ復調装置と同様な動作を実現することができる。もちろん、コンピュータがプログラムを取得する場合又は読み込む場合はネットワークを通じて取得又は読み込んでもよい。
また、記憶媒体からコンピュータや組み込みシステムにインストールされたプログラムの指示に基づきコンピュータ上で稼働しているＯＳ（オペレーションシステム）や、データベース管理ソフト、ネットワーク等のＭＷ（ミドルウェア）等が本実施形態を実現するための各処理の一部を実行してもよい。
さらに、本願発明における記憶媒体は、コンピュータあるいは組み込みシステムと独立した媒体に限らず、ＬＡＮやインターネット等により伝達されたプログラムをダウンロードして記憶または一時記憶した記憶媒体も含まれる。
また、記憶媒体は１つに限られず、複数の媒体から本実施形態における処理が実行される場合も、本発明における記憶媒体に含まれ、媒体の構成は何れの構成であってもよい。

なお、本願発明におけるコンピュータまたは組み込みシステムは、記憶媒体に記憶されたプログラムに基づき、本実施形態における各処理を実行するためのものであって、パソコン、マイコン等の１つからなる装置、複数の装置がネットワーク接続されたシステム等の何れの構成であってもよい。
また、本願発明の実施形態におけるコンピュータとは、パソコンに限らず、情報処理機器に含まれる演算処理装置、マイコン等も含み、プログラムによって本発明の実施形態における機能を実現することが可能な機器、装置を総称している。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のブロック図。 ＩＳＩフリー区間について説明するための図。 図１の窓関数の周波数特性の一例を示す図。 図１のＯＦＤＭ復調装置の動作を示すフローチャート。 本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のブロック図。 図５のＯＦＤＭ復調装置の動作を示すフローチャート。 本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のブロック図。 図７の誤差算出部に入力されるサブキャリアについて説明するための図。 図７のＯＦＤＭ復調装置の動作を示すフローチャート。 図７のＯＦＤＭ復調装置のＳ／Ｎ比対ＢＥＲ特性を示す図。 本発明の第３の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ復調装置のブロック図。 本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のブロック図。 図１２のＯＦＤＭ復調装置でのトレリス遷移の例を示す図。 図１２のＯＦＤＭ復調装置の動作を示すフローチャート。 本発明の第５の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のブロック図。 本発明の第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のブロック図。 本発明の第７の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のブロック図。 図１５のＯＦＤＭ復調装置のチャネル推定精度を示す図。 本発明の第８及び第９の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置が受信する信号を送信するＯＦＤＭ送信機のブロック図。 本発明の第８の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の概念を説明するための図。 本発明の第８の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のブロック図。 図２１に示したフィルタバンクで使用されるBlackman窓の係数を示す図。 図２１に示したフィルタバンクで使用されるBlackman窓の周波数特性を示す図。 図２１のＯＦＤＭ復調装置での尤度平均数Ｋに対するビット誤り率特性を示す図。 本発明の第９の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置のブロック図。 図２５の最尤推定部の処理手順を説明するための図。 本発明の第８及び第９の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置でのビット誤り率特性を示す図。

符号の説明

１０１、１９０４…アンテナ、１０２…ＩＳＩフリー区間保持部、１０３…Ｓ／Ｐ、１０４…フィルタバンク、１０５、５０１、５０２…誤差算出部、１０６、５０３、５０４…誤差加算部、１０７、５０５、５０６、５０９、５１０、１２０６…判定部、１０８、５１１…変調信号候補部、１０９、１５０２、１６０１、１７０１…チャネル推定部、１１０…フィルタ特性部、１１１…サンプル時間部、１１３、７０１、７０２、１１０３…レプリカ生成部、１１５…窓関数部、１１６、１９０２…ＩＦＦＴ部、５０７、５０８…誤差比較部、１１０１…切替部、１１０２…フィルタバンク番号変更部、１２０１、１２０２、１２０３…メトリック算出部、１２０４、１２０５…パス選択部、１５０１…シンボルタイミング同期部、１５０３、１６０２…パイロットフィルタバンク出力抽出部、１５０４、１６０３、１７０３…ＭＭＳＥ推定部、１７０２…データフィルタバンク出力抽出部、１９０１…マッピング部、１９０３…ＧＩ付加部、２１０１…Ｐ／Ｓ部、２１０２…加算器、２１０３…サンプル生成部、２５０１…最尤推定部、２５０２…第１最尤推定部、２５０３…第２最尤推定部。

Claims (16)

1. アンテナを使用して、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
   前記アンテナで受信した受信信号の伝送路応答を推定する推定手段と、
   前記伝送路応答に基づいて、前記受信信号に含まれる、最大遅延時間の遅延波の先頭から先行波の後尾までの区間の一部である保持区間に含まれる受信信号を保持する保持手段と、
   前記保持区間に含まれるあらかじめ定めた長さの区間の信号を周波数変換して複数のフィルタバンク出力を得る出力手段と、
   前記フィルタバンク出力ごとに、前記推定された伝送路応答と前記フィルタバンクの周波数特性およびサブキャリアの変調信号の候補から複数のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、
   前記フィルタバンク出力ごとに、前記フィルタバンク出力と前記レプリカとの間の誤差が最小となるレプリカを選択するレプリカ選択手段と、
   前記フィルタバンク出力ごとに選択されたレプリカから、サブキャリアの変調信号を選択する変調信号選択手段と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. 前記フィルタバンク出力を得る手段は、前記保持区間に含まれるあらかじめ定めた長さの複数の区間の信号を周波数変換し、
   前記レプリカ生成手段は、前記フィルタバンク出力ごとに、前記推定された伝送路応答と前記フィルタバンクの周波数特性と前記複数の区間の位置およびサブキャリアの変調信号の候補から複数のレプリカを生成し、
   前記レプリカ選択手段は、前記フィルタバンク出力ごとに、前記複数の区間から得られたフィルタバンク出力と各レプリカとの間の誤差の和を求め、その誤差の和が最小となるレプリカを選択することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
3. 前記フィルタバンク出力のうち、周波数が隣接するフィルタバンク出力の両方に含まれるサブキャリアの変調信号の判定の場合に、隣接するフィルタバンク出力に対応する前記誤差のうちの小さい誤差となるレプリカを選択する手段と、
   前記選択された誤差が最小となる変調信号を選択する変調信号選択手段と、をさらに具備することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
4. 前記フィルタバンク出力が０番目からＭ−１（Ｍは自然数、かつ、Ｍ＝２，３，…）番目のＭ個の出力であり、
   前記変調信号選択手段は前記フィルタバンクの出力の番号に対応してＭ個設置されていて、
   前記レプリカ生成手段は複数個あり、これら複数のレプリカ生成手段のうちの、前記フィルタバンクのｍ（ｍは整数、かつ、１≦ｍ≦Ｍ−１）番目の出力に対応するレプリカ生成手段は、複数の前記選択手段のうちの、前記フィルタバンクのｍ−１番目の出力に対応する選択手段が選択した変調信号を確定値として参照することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
5. 前記レプリカ選択手段は、前記フィルタバンクのＭ個の出力のうち、ヌルサブキャリアと変調サブキャリアとの境界を含む出力に対応するフィルタバンクの出力の番号を０番目として処理を開始することを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ復調装置。
6. 前記フィルタバンク出力が０番目からＭ−１（Ｍは自然数、かつ、Ｍ＝２，３，…）番目のＭ個の出力であり、
   前記レプリカ選択手段は、前記フィルタバンク出力の番号に対応してＭ個設置されていて、
   複数の前記レプリカ選択手段のうちの前記フィルタバンクの０番目の出力に対応するレプリカ選択手段による誤差に基づいて、前記フィルタバンクの０番目の出力に対応する、ビタビアルゴリズムでの尤度であるメトリックを算出する第１メトリック算出手段と、
   複数の前記レプリカ選択手段のうちの前記フィルタバンクの１番目の出力に対応するレプリカ選択手段による誤差と、前記第１メトリック算出手段により算出されたメトリックとに基づいて、前記フィルタバンクの１番目の出力に対応する、メトリックを算出する第２メトリック算出手段と、
   前記フィルタバンク出力のｍ（ｍは整数、かつ、０≦ｍ≦Ｍ−１）番目の出力に対応するメトリック算出手段により算出されたメトリックに基づいて、ｍ番目のフィルタバンク出力に含まれる複数のサブキャリアに対応する同一値を有する複数の変調信号候補のうちの最大のメトリックを有する変調信号候補を、同一値が存在する数だけ選択する複数のパス選択手段と、
   前記複数のパス選択手段で選択された変調信号候補の組み合わせのうち、メトリックが最大となる組み合わせを選択する組合せ選択手段と、を具備することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
7. 前記受信信号に含まれる前記保持区間に相当する仮の保持区間を検出する検出手段をさらに具備し、
   前記保持手段は、前記仮の保持区間に含まれる受信信号を保持し、
   前記出力手段は、前記仮の保持区間に含まれる受信信号をサンプル時刻ごとに逆フーリエ変換し、
   前記推定手段は、
   前記仮の保持区間に含まれる受信信号に基づく、前記フィルタバンク出力のうちの、パイロットサブキャリア成分を含む出力を抽出するパイロット出力抽出手段と、
   前記パイロット出力抽出手段により抽出された出力に基づいて、最小自乗誤差基準による伝送路応答の時間特性を推定する時間特性推定手段と、を具備し、
   前記保持手段は、前記時間特性推定手段が推定した伝送路応答に基づいて、前記保持区間に含まれる受信信号を保持し、
   前記出力手段は、前記時間特性推定手段が推定した伝送路応答に基づく前記保持区間に含まれる受信信号を複数のサンプル時刻で逆フーリエ変換することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
8. 前記仮の保持区間に含まれる受信信号に基づく、前記フィルタバンクの出力のうちの、パイロットサブキャリア成分を含む出力を抽出する第２パイロット出力抽出手段と、
   前記変調信号選択手段が選択した変調信号と、前記第２パイロット出力抽出手段により抽出された出力とに基づいて、最小自乗誤差基準による伝送路応答の時間特性を推定する時間特性推定手段と、をさらに備えることを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ復調装置。
9. 前記仮の保持区間に含まれる受信信号に基づく、前記フィルタバンクの出力のうちの、データサブキャリア成分を含む出力を抽出するデータ出力抽出手段と、
   前記変調信号選択手段が選択した変調信号と、前記データ出力抽出手段により抽出された出力とに基づいて、最小自乗誤差基準による伝送路応答の時間特性を推定する時間特性推定手段と、をさらに備えることを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ復調装置。
10. 前記仮の保持区間に含まれる受信信号に基づく、前記フィルタバンクの出力のうちの、データサブキャリア成分を含む出力を抽出するデータ出力抽出手段と、
    前記変調信号選択手段が選択した変調信号と、前記データ出力抽出手段により抽出された出力とに基づいて、最小自乗誤差基準による伝送路応答の周波数特性を推定する周波数特性推定手段と、をさらに備えることを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ復調装置。
11. 前記保持手段は、前記時間特性推定手段が推定した伝送路応答の時間特性の最大遅延時間に基づいて、前記保持区間を算出することを特徴とする請求項７から請求項１０のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
12. アンテナを使用して、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法において、
    前記アンテナで受信した受信信号の伝送路応答を推定し、
    前記伝送路応答に基づいて、前記受信信号に含まれる、最大遅延時間の遅延波の先頭から先行波の後尾までの区間の一部である保持区間に含まれる受信信号を保持し、
    前記保持区間に含まれるあらかじめ定めた長さの区間の信号を周波数変換して複数のフィルタバンク出力を得て、
    前記フィルタバンク出力ごとに、前記推定された伝送路応答と前記フィルタバンクの周波数特性およびサブキャリアの変調信号の候補から複数のレプリカを生成し、
    前記フィルタバンク出力ごとに、前記フィルタバンク出力と前記レプリカとの間の誤差が最小となるレプリカを選択し、
    前記フィルタバンク出力ごとに選択されたレプリカから、サブキャリアの変調信号を選択することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
13. アンテナを使用して、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を復調するための、コンピュータで使用されるＯＦＤＭ復調プログラムにおいて、
    コンピュータを、
    前記アンテナで受信した受信信号の伝送路応答を推定する推定手段と、
    前記伝送路応答に基づいて、前記受信信号に含まれる、最大遅延時間の遅延波の先頭から先行波の後尾までの区間の一部である保持区間に含まれる受信信号を保持する保持手段と、
    前記保持区間に含まれるあらかじめ定めた長さの区間の信号を周波数変換して複数のフィルタバンク出力を得る出力手段と、
    前記フィルタバンク出力ごとに、前記推定された伝送路応答と前記フィルタバンクの周波数特性およびサブキャリアの変調信号の候補から複数のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、
    前記フィルタバンク出力ごとに、前記フィルタバンク出力と前記レプリカとの間の誤差が最小となるレプリカを選択するレプリカ選択手段と、
    前記フィルタバンク出力ごとに選択されたレプリカから、サブキャリアの変調信号を選択する変調信号選択手段として機能させるためのＯＦＤＭ復調プログラム。
14. 前記レプリカ生成手段が生成する前記複数のレプリカに相当する次式（ここで、Ｌ_ＦＦＴは前記周波数変換がフーリエ変換または逆フーリエ変換である場合のフーリエ変換または逆フーリエ変換のポイント数、Ｗ（ｐ）は前記出力手段で使用する窓係数の周波数特性、hat[Ｈ（ｐ）]はｐ番目のサブキャリアのチャネル特性の推定値、hat[Ｘ（ｍ）]はｍ番目のサブキャリアの信号系列候補、ｊ^２＝−１、πは円周率、τ_ｋ（ｋ＝１、…）はサンプル時刻、αは前記フィルタバンクに含まれる隣接サブキャリアの範囲）、
    

    

    の右辺に含まれている指数関数をｑ＝−αからｑ＝＋αまで計算し、ｑ＝ξ（−α≦ξ≦＋α）である場合の指数関数をベクトルのξ番目の要素とすると、異なるτ_ｋに対するベクトルが複素空間上で互いに一次独立となるように、前記複数の区間の時間間隔は設定されることを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
15. 前記複数の区間の時間間隔は、前記フィルタバンクに含まれる隣接サブキャリアの範囲をαとすると、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長の１／（２α）以下に設定することを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
16. 前記レプリカ選択手段は、前記フィルタバンクに含まれる隣接サブキャリアの範囲をαとすると、
    α_１（α_１＜α）の隣接サブキャリアの範囲に対応するレプリカを選択する第１のレプリカ選択手段と、
    前記第１のレプリカ選択手段が選択したレプリカを仮判定値として、α_１の領域と重複する領域を有するα_２（α_２＜α）の隣接サブキャリアの範囲に対応するレプリカを選択する第２のレプリカ選択手段と、を具備し、
    第１のレプリカ選択手段は、αの全ての範囲についてレプリカを選択し、第２のレプリカ選択手段は、第１のレプリカ選択手段が選択したレプリカに基づいて、レプリカを決定することを特徴とする請求項１から請求項１１、請求項１４、請求項１５のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。

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