JP2006526913A - 低電力消費の受信機フロントエンドおよびこれに基づくデバイス - Google Patents

Abstract

第一の入力と、第二の入力と、１つの出力と、を有するミキサ（２３）を含む受信機（２０）。高い周波数成分ｆ_ＲＦを含む入力信号（Ｓ_ＲＦ（ｔ））が第一の入力に加えられ、ローカル発振器信号（Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ））が第二の入力に加えられる。ローカル発振器信号（Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ））は、ソース（３０）によって生成され、このローカル発振器信号（Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ））は、周波数ｆ_{ＬＯｎｅｗ}を有する周波数成分を有する。この周波数Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}は、入力信号（Ｓ_ＲＦ（ｔ））の周波数ｆ_ＲＦよりも少なくとも３倍低い。ミキサ（２３）は、入力信号（Ｓ_ＲＦ（ｔ））のより低い周波数帯域へのダウン変換を提供する。

Description

本発明は、情報伝送のための、受信機と、トランシーバと、集積回路とに関する。とりわけ、本発明は、データ通信のための無線周波数（ＲＦ）受信機フロントエンドと、これに基づくデバイスとに関する。

通信市場における競争は極めて熾烈であり、ビジネスの成功は、ますます、絶え間のないプロダクトイノベーションに依存する。通信ＩＣ及びシステムソリューションを専門とする半導体プロバイダにとっては、このことは、低コスト、低電力、及び小さな形状因子（form-factor）の端末を実現できるようにするための、システムアーキテクチャと回路技術の両方におけるイノベーションを意味する。

低電力は、大学及び産業界の両方における研究トピックである。多くの用途、例えば、携帯用途に対して、低電力消費に対する必要性は、最も重要である。受信機内におけるほとんどの電力はフロントエンドにおいて消散され、このため、論理的に、これが、低電力研究活動の主要な焦点となる。

ＲＦ通信システムにおいては、ＲＦ搬送波からベースバンド信号を抽出するＲＦ受信機が採用されている。この過程は、ＲＦ搬送波からベースバンド周波数への周波数変換を伴う。この周波数変換が行なわれるやり方に依存して、２つのタイプの受信機、すなわち、ヘテロダイン受信機と、ホモダイン受信機と、が存在する。ヘテロダイン受信機とホモダイン受信機が採用されている光通信システムの場合も同様である。

従来のホモダイン及びへテロダイン受信機は、周波数ｆ_ＬＯを有する信号を発する電圧制御発振器（ＶＣＯ(voltage cotrolled oscillator)）を含む。より具体的には、この周波数ｆ_ＬＯは受信機内において通常は位相固定ループ（ＰＬＬ(phase-locked loop)）内に配置されたＶＣＯによって生成される。この周波数ｆ_ＬＯは、１つのやり方においては、トランシーバのアンテナ（ホモダイン受信機と呼ばれる）の所で受信される無線周波数（ＲＦ(radio frequency)）信号と等しくなるように選択され、こうして、ＲＦ信号はベースバンドに直接にダウン変換される。このようなホモダイン受信機は、幾つかの製造業者によっては、零中間周波数受信機とも呼ばれている。もう一つのやり方においては、無線周波数ｆ_ＲＦに非常に近い周波数ｆ_ＬＯが、いわゆるスーパヘテロダイン受信機において選択され、ＲＦ信号は、最初のステップにおいて、中間周波数（ＩＦ(intermediate frequency)）に変換され、次に、第二の或いは更には第三のステップにおいて、ベースバンドに変換される。

図１には、位相固定ループ（ＰＬＬ）内に配置されたＶＣＯ１５を有する従来のホモダインＲＦ受信機１０が図解されている。この受信機１０は、アンテナ１１と、低雑音増幅器（low-noise amplifier, ＬＡＮ）１２と、ミキサ１３と、を含む。ローカル発振器信号ｆ_ＬＯは、参照発振器１８と、位相検出器１７と、デバイダ１６と、ＶＣＯ１５と、低域通過フィルタ１９と、バッファ／増幅器１４と、を含む上記受信機の一部分によって生成される。高周波成分（ｆ_ＲＦ）を含む入力信号ｓ（ｔ）と、ローカル発振器信号（ｆ_ＬＯ）とが、ミキサ１３の入力に加えられ、ミキサは、入力信号ｓ（ｔ）の、より低い周波数帯域の信号ｒ（ｔ）へのダウン変換を提供する。

このようなホモダインＲＦ受信機内においては、ヘテロダインＲＦ受信機においてもそうであるが、ＬＯ周波数（ｆ_ＬＯ）は、非常に高くなる。例えば、ＧＳＭにおいてはｆ_ＲＦは９００ＭＨｚ内に、ＤＣＳにおいては１８００ＭＨｚ内に、そして、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈにおいてはさらに高い２４５０ＭＨｚなるＩＳＭ帯域内に置かれる。受信機内において、ＶＣＯ１５、これに続くバッファ１４、デバイダ１４、等は、概ねこのような高い周波数にて動作し、このため、かなり多くの電力を消費する。特に、ＶＣＯ１５は、必要とされるＬＯ周波数ｆ_ＬＯの同相及び直交信号を生成するために、しばしば、更に２倍の周波数にて動作するように設計される。例えば、あるＬＣ ＶＣＯによって引かれる電流は、発振周波数の二乗に比例する。すなわち

となる。

このため、９００ＭＨｚから１８００ＭＨｚに切り換えた場合、ＶＣＯの電力消費は、４倍となる。

十分な隔離を提供するとともに、ミキサの入力で十分な振幅を提供するために、バッファ／増幅器１４が、ほとんど常に、ＶＣＯ１５とミキサ１３との間に必要とされる。このバッファ／増幅器回路１４は、ミキサ１３が高速スイッチングにて電流を整流できるようにするためには広帯域であることを要求される。このため、実際のＶＣＯバッファ／増幅器１４は広帯域に設計され、従ってかなり多くの電力を消費する。ＭＯＳＦＥＴ実現されたバッファ／増幅器１４に対して、そのドレーン電流Ｉｄｓと、結果としての単位電流利得周波数（unity-current gain frequency）ｆ_Ｔとの間の関係は、

によって与えられる。

ＭＯＳトランジスタの単位電流利得周波数ｆ_Ｔは、ＬＯ周波数ｆ_ＬＯとマッチすることを要求され、このため、ＬＯ周波数ｆ_ＬＯを二倍にする毎に、バッファ／増幅器１４の電力消費は、（図１におけるＩｄｄ_ＢＦ＊Ｖｄｄに等しく）四倍となることを余儀なくされる。

周波数デバイダは（プリスケーラとも呼ばれるが）、本質的には、ｄＦＦ等の論理ゲートを用いるデジタル回路である。論理回路のダイナミック電力消費は、クロック周波数に比例する。このため、クロック周波数が二倍になる毎にドライバのダイナミック電力消費は２倍となる。

光通信システム内で用いられているホモダイン及びへテロダイン受信機フロントエンドも、信号処理の部分は電気的に行なわれるために、かなりの量の電力を消費する。ホモダイン受信機の一例が、２００１年５月９日に欧州特許出願公開第１０９８４５９号の公開番号の下で公開された欧州特許出願において述べられている。

ＲＦ受信機によって消費される電力を低減するための最も容易な技法の１つは、電圧を下げることである。これによって、電力消費は低減される。しかし、受信機が、あるダイナミックレンジを維持し、こうして、貧弱なＲＦ条件にて動作できる能力を維持するためには、少なくとも、アナログ受信機のフロントエンドに対しては、ある程度の電圧レベルが要求される。

電力消費を低減するための明らかな技法が他にも幾つか存在する。システムレベルにおいては、それが必要とされないとき、可能な限り多くの回路がターンオフできるような分割の選択（partitioning choices）を行うべきである。加えて、機能は、それらが最小電力にて実行できる場所に割当てるべきである。更に、例えば、受信機のデジタル部分のクロック速度を低減すれば、ある程度の電力消費の低減は達成される。

加えて、受信機のフロントエンドはかなりの量の電力を消費することが知られているために、とりわけ、受信機のフロントエンドの電力消費を最小化するために大きな努力が払われており、ほとんど全てが試みられている。これら努力には、ＬＣ ＶＣＯのインダクタンスの増加、上述のような、電源電圧の低下、及びハーフスイング論理（half-swing logic）の使用が含まれるが、これらはほんの数例に過ぎない。

電力消費を低減するためのこれら従来のアプローチは、今のところ十分には進んでいない。これらの達成可能な低減は十分ではない。

従って、本発明の一つの目的は、受信機の性能に影響を与えることなく、受信機の電力消費を低減するためのスキームを提供することにある。

本発明による１つの受信機が請求項１に請求されている。この受信機の様々な有利な実施例が請求項２から６に記載されている。

このような受信機を含むトランジスタが独立請求項７において請求されており、このような受信機を含む集積回路が独立請求項８において請求されている。

本発明の一つの利点は、これが、事実上全てのタイプの受信機フロントエンド内、及びこのような受信機フロントエンドを採用するデバイス内において、前例のない電力の低減を与えることにある。

本発明の直接的な利益は、劇的に低減された電力消費と、こうして改善される競争力にある。これら提唱される、受信機、トランシーバ、及びこれに基づく集積回路は、単純で、安価である。本発明による、これら受信機、トランシーバ及び集積回路は、信頼性が高く、少なくとも、従来のデバイスの性能と同程度に良好な性能を示すことが期待できる。

本発明の他の利点が詳細な実施例との関連で説明される。

本発明のより完全な説明、及び本発明の更なる目的及び利点については、以下の説明を添付の図面との関連で参照されたい。

今日まで、受信機のＬＯ周波数ｆ_ＬＯを変えることで電力消費を低減させることは決して考慮されることはなかった。今日まで、このパラメータは、この明細書の導入部分において与えられた上の式によって示唆されるように、大きな可能性が存在するのに、触れずに放置されてきた。

人は、このＬＯ周波数ｆ_ＬＯは、指定されているか、或いはいったんｆ_ＩＦが選択されるとただちに固定されるか、もしくは、事前に決定されており、従って、変えることはできないとみなす傾向にある。この一般の意見に反し、本発明は、ＬＯ周波数ｆ_ＬＯを下げることで、少なくとも１０なる因子だけの非常に大きな電力の低減が、その受信機の指定されたｆ_ＩＦ及び他の利点を維持しながら、達成できることを実証する。

ｆ_ＬＯを下げることの実現可能性を実証する前に、図１の従来の受信機アーキテクチャ１０が扱われる。図１は、典型的な受信機アーキテクチャ１０を様々なフィルタが省かれた状態にて示す。アンテナ１１によって拾われた非常に弱いＲＦ信号ｓ（ｔ）は、最初に、ＬＡＮ１２によって増幅され、次に、このＲＦ領域からＩＦ領域へとダウン変換される。このダウン変換はミキサ１３によって行なわれる。

ミキサは、非常に重要な構築ブロックであり、受信機の全体としての性能はこれに重く依存する。原理的には、ミキサは、乗算器（multipliers）とみなすことができる。ミキサは、２つの入力を必要とする。受信機内において、ＲＦ信号ｓ（ｔ）は、第一のミキサ入力に加えられ、ＬＯ信号は、第二のミキサ入力に加えられる。このＬＯ信号は周波数シンセサイザ内のＶＣＯ１５によって生成される。

ＬＡＮ１２から来る入力信号は、Ｓ_ＲＦ（ｔ）＝ｓｉｎω_ＲＦ（ｔ）であり、そして、ＶＣＯ１５によって提供されるＬＯ信号は、

として記述される、周波数ω_ＬＯの方形波であるものと仮定する。

ミキサ１３を乗算器とみなすと、次の結果が得られる。

ここで、下側注入（low-side injection）、すなわち、ω_ＩＦ＝ω_ＲＦ−ω_ＬＯが仮定される。式（５）の括弧内の第一項は、ダウン変換されたＩＦ信号であり、残りの項は、必要とされない積であり、帯域通過（又は低域通過）フィルタによって除去されることとなり、結果として、

が得られる。

図２には、この周波数領域におけるミキシング過程が図解されている。高周波成分ｆ_ＲＦを含む入力信号Ｓ_ＲＦ（ｆ）が最も上の図に示されている。周波数ｆ_ＬＯを有するＬＯ信号Ｓ_ＬＯ（ｆ）が中央の図に示されている。ミキシング後の出力信号Ｓ_ｏｕｔ（ｆ）が最も下の図に示されている。必要とされるピーク９は周波数ｆ_ＩＦを有するダウン変換されたＩＦ信号である。この最も下の図内の他のピークは必要とされない項を表す。

本発明は、受信機ＶＣＯの電力消費を最小にするための最も効率的なやり方は、その周波数を下げることであるという認識に基づく。原理的には、ＬＯ周波数ｆ_ＬＯは、任意の奇数だけ下げることができる。一例として、この達成可能な電力の節約は、単にＬＯ周波数ｆ_ＬＯをＡ＝３なるファクタだけ下げることで実施することもでき、結果としての新たなＬＯ周波数はここではω_{ＬＯｎｅｗ}と呼ばれる。

前のＬＯ信号Ｓ_ＬＯ（ｔ）と同様に、周波数ｆ_{ＬＯｎｅｗ}を有するこの新たなＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）は、５０％のデューティサイクルを有する方形波であるものと仮定される。同様に、このフーリエ級数は、式（７）に示されるように書くことができる

この新たなＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）を、同一のミキサ１３に、これも、同一のＲＦ入力信号ω_ＲＦ（ｔ）に対して、加えると、両方の信号を乗算することで、以下のようなミキサ１３の出力が得られる

上の結果に至るためには、式（６）に示される関係と、ω_ＩＦ＝ω_ＲＦ−ω_ＬＯとが用いられている。この場合は、フィルタリングの後、

が得られることが示される。

式（９）のこの新たな結果と、式（５）の前のそれとを比較することで、以下のような興味深いことがわかる。すなわち、
両方の結果は、同一のＩＦ周波数において、同一の必要とされるＩＦ項を含み、これは、両方の場合において出力でのこれら信号は、信号のレベルの差、すなわち振幅を除いて、完全に同一であることを意味する。

式（８）と（９）においては必要とされるＩＦ項がより小さく、これはより低い変換利得を示す。例えば、ギルバート（Gilbert）ミキサにおいては、２つの回路部分がこの変換利得に直接に寄与する。すなわち、一方は、入力ＲＦ電圧Ｓ_ＲＦ（ｔ）を電流に変換する相互インダクタンス段であり、他方は、整流された電流を電圧信号Ｓ_ｏｕｔ（ｆ）に変換し戻す負荷である。この相互コンダクタンス段とこの変換利得への寄与は、ω_ＬＯがω_{ＬＯｎｅｗ}にて取って代わられた後でも、変わらないことに注意する。必要とされるＩＦ項に関する限りは、このω_{ＬＯｎｅｗ}について、この場合は、入力信号Ｓ_ＲＦ（ｔ）と混合され、結果として必要とされるＩＦを与えるのは、ＬＯ信号の第三高調波であることを除くと、なにも変わっていない。従って、この利得の低下は、純粋に、基本周波数の代わりとしての、この第三高調波のより小さな振幅に起因する。このより低い利得は、これはダウン変換の直後に簡単に補償することができるために、問題とはならない。

次に、最も近い必要とされない項の周波数の、必要とされるＩＦ項の周波数ｆ_ＩＦに対する比Θが、このミキサに続く、帯域通過又は低域通過フィルタに関する要件の指標となる。ホモダイン受信機においては、このフィルタは、全ての必要とされない項を十分に除去しながら、このＩＦ項はなんら減衰されることなく通過することを許すことで、必要とされるチャネルを選択する。より大きな比Θは、より緩和された要件を意味する。この新たなｆ_{ＬＯｎｅｗ}周波数の場合、この比Θは、幾分は低下するが、しかし、まだ、あらゆるフィルタに対して十分に大きい。

図３には、上の理論に従う、受信機２０の、本発明による第一の実施例が図解されている。受信機２０は、ＲＦ信号ｓ（ｔ）を受信するためのアンテナ２１を含む。この信号は低雑音増幅器２２によって増幅され、ミキサ２３の第一の入力に供給される。この増幅された信号はＳ_ＲＦ（ｔ）と呼ばれる。この受信機２０は、更に、ローカル発振器ユニット３０を含む。このローカル発振器ユニット３０は、参照発振器２８、例えば、水晶発振器と、位相検出器２７と、デバイダ２６と、ＶＣＯ２５と、バッファ２４とを含む。本発明によると、このローカル発振器ユニット３０は、周波数ｆ_{ＬＯｎｅｗ}を有するＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）を提供する。このＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）はミキサ２３の第二の入力に加えられ、ミキサ２３は、周波数ｆ_ＩＦによって定義されるより低い周波数帯域への信号Ｓ_ＲＦ（ｔ）のダウン変換を提供する。受信機２０は、ミキサの出力信号Ｓ_{ｏｕｔｎｅｗ}（ｔ）をフィルタリングするための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を含む。

このローカル発振器ユニット３０は、受信機２０内における周波数変換を達成するためのミキサへの注入（mixer injection）のために要求される参照信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）を提供する。このＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）は、ミキサダイオード又はトランジスタを非線形領域に駆動する大きな信号であり、これによってミキサ２３が、その出力の所で、基本周波数を有する信号Ｓ_{ｏｕｔｎｅｗ}を、高調波及び混合項（mixing terms）とともに、生成することを可能とする。

ＶＣＯ２５は、高安定性参照発振器２８（例えば、水晶発振器）に対して位相が固定される。位相検出器２７は、分割されたＶＣＯ周波数出力の位相をこの精密参照発振器２８のそれと比較し、この参照発振器２８とＶＣＯ２５との間の位相差に基づいて、出力２７．１の所に、ＶＣＯ２５に向けられた修正電圧を形成する。この修正電圧は、ＬＰＦ ２７．２を介してＶＣＯ２５に供給される。

このローカル発振器ユニット３０は、周波数ｆ_{ＬＯｎｅｗ}≦Ａ ｆ_ＲＦを有するＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）を提供するように設計される。ここで、Ａ≧３とされる。つまり、このＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）の周波数ｆ_{ＬＯｎｅｗ}は、入力信号ｓ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦよりも、少なくとも３倍低い。周波数ｆ_ＲＦと等しいか又はこれと非常に近いＬＯ信号Ｓ_ＬＯ（ｔ）の代わりに、低周波ＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）が採用されるという事実のために、このローカル発振器ユニット３０は、従来のローカル発振器ユニットより少ない電力を消費する。

このミキサ設計は、非線形デバイス、例えば、ダイオード又はトランジスタを用いる。ダイオードを用いた場合は、このミキサは受動となり、変換損失を有する。能動デバイス、例えば、トランジスタを用いた場合は、変換利得が可能となる。ミキサに対しては、多様な回路トポロジが存在する。シングルエンドミキサ（single-ended mixer）は、通常、単一のショットキー（Schottky）ダイオード又はトランジスタに基づく。平衡ミキサ（balanced mixer）は、典型的には、２つ又はそれ以上のショットキーダイオード又はショットキークウォッド（Schottky quad）（環状構成の４つのダイオード）を含む。平衡ミキサは、シングルエンドミキサと比較して、この平衡構成（balanced configuration）のために、三次相互変調ひずみ性能の面で優れる。これらあらゆるタイプのミキサが本発明による受信機内において採用されるのに適する。

図３にはこのローカル発振器ユニット３０の様々な構築ブロック内に流れ込む電流が示されている。もし、このローカル発振器ユニット３０の全ての構築ブロックが、ある低減された周波数にて動作するものと仮定すると、このローカル発振器ユニット３０の全体としての電流消費は、

となる。

電流消費におけるこのタイプの低減を達成するためには、より低い周波数ｆ_{ｒｅｆｎｅｗ}を有する信号を発する参照発振器２８を採用しても良い。また、本発明に従って、この参照発振器２８は通常の周波数ｆ_ｒｅｆに維持するが、しかし、この周波数を低減するデバイダ２６を採用することも可能である。

図４には、本発明によるミキシング過程が図解されている。高周波成分ｆ_ＲＦを含む入力信号Ｓ_ＲＦ（ｆ）が最も上の図に示されている。低周波数ｆ_{ＬＯｎｅｗ}を有する新たなＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｆ）が中央の図に示されている。ミキシング後の出力信号Ｓ_{ｏｕｔｎｅｗ}（ｆ）が最も下の図に示されている。必要とされるピーク９（図４参照）は、周波数ｆ_ＩＦを有するダウン変換されたＩＦ信号である。最も下の図内の他のピークは、必要とされない項を表す。

図５にはもう一つの実施例が示されている。この図面にはトランシーバ４０の略ブロック図が示されている。このトランシーバは、送信機５１と受信機５３を含む。これら送信機５１と受信機５３は、両方とも、同一のアンテナ４１を使用する。入り信号と出信号とを弁別するユニット５１が存在する。受信機５３は、集積化された低域通過（ＬＰ）フィルタ４９．１、４９．２を用いて狭いベースバンドフィルタリングを提供する零ＩＦ（ホモダイン）受信機である。この受信機５３の入力側の所には、ＲＦ増幅器４２が存在する。２つの並列の信号処理ブランチが存在する。上側ブランチは、ミキサ４３．１と、フィルタ４９．１と、リミッタ４４．１を含む。上側ブランチのミキサ４３．１は、周波数ｆ’_{ＬＯｎｅｗ}を有するＬＯ信号Ｓ’_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）による乗算を遂行する。このＬＯ信号Ｓ’_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）は９０°だけ位相シフトされている。この位相シフトは位相シフタ４６によって遂行される。下側ブランチは、ミキサ４３．２と、フィルタ４９．２と、リミッタ４４．２を含む。下側ブランチのミキサ４３．２は、周波数ｆ_{ＬＯｎｅｗ}を有するＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）による乗算を遂行する。このＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）は位相シフトされていない。この受信機の出力側の所には検出器４５が設けられる。検出器４５は受信された信号から情報を抽出する。

図５に示される実施例によると、両方のブランチは、１つのローカル発振器ユニット５０からＬＯ信号を受信する。一方のＬＯ信号Ｓ’_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）は、他方の信号ＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）に対して、９０°だけシフトされている。ローカル発振器ユニット５０は、周波数ｆ_{ＬＯｎｅｗ}＝ｆ’_{ＬＯｎｅｗ}≦Ａｆ_ＲＦ を有する２つのＬＯ信号を提供するように設計される。ここで、Ａ≧５である。つまり、これら２つのＬＯ信号の周波数は、入力信号ｓ（ｔ）の周波数より、少なくとも５倍低い。

本発明のもう一つの実施例によると、ミキシング過程に対して低い周波数を有するＬＯ信号Ｓ_{ＬＯｎｅｗ}（ｔ）が採用されるという事実に起因する利得の損失は、増幅器を介して補償される。この増幅器は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の後に配置しても良い。つまり、この増幅器は、ダウン変換を終え、更にフィルタリングを終えた後の、ベースバンド信号を増幅する。

更に、本発明は、図６に図解されているような光受信機のフロントエンド６０内、又は他の光受信機内の、電力消費を低減するために使用しても良い。この受信機フロントエンド６０は、ホモダイン受信機の部分である。この受信機フロントエンド６０によって受信された光波ｅ_ｓ（ｔ）は、ローカル発振器レーザ５８の光波ｅ_１と１８０°ハイブリッド（180°-hybrid）に重ねられる。このフロントエンド６０は、コンデンサＣを介して増幅器７０に結合された２つの光ダイオード５８と５９とを含む。この受信機フロントエンド６０は、信号ｅ_ｓ（ｔ）のダウン変換を提供する。出力６１の所には、ベースバンド信号ｕ（ｔ）が提供される。この受信機フロントエンド６０は、更に、ループフィルタ５４と信号発生器５５とを、位相固定ループ構成にて含む。これらループフィルタ５４と信号発生器５５は、ローカル発振器レーザ５８の周波数を制御する。従来の光受信機においては、このローカル発振器レーザ５８の周波数は、光波ｅ_ｓ（ｔ）のキャリア周波数と同一である。本発明によると、このローカル発振器の周波数は、少なくとも３なるファクタだけ低減される。これは、ここに提唱されたＲＦ受信機内におけるのと同様に、これらレーザ並べにこのフィードバックループの電子要素がより少ない電力を消費するために、かなりの量のエネルギを節約することを可能にする。

単純なミキサが示され、説明されたが、提唱された電力節約方法は、直交ミキサにも適用可能である。方形波の直交信号が与えられた場合、これらの任意の次数の高調波も直交することを示すことができる。

更にもう一つの実施例においては、ミキサはここでは単により低い周波数での乗算を遂行することのみを必要とされるために、ミキサの設計が変更される。

更にもう一つの実施例は、特徴として、受信機のフロントエンド全体が、アンテナを除いて、１つのチップ上に実現される。本発明は、低雑音増幅器、抵抗性ＦＥＴミキサ、及び電圧制御発振器を含む、完全に集積化された受信機を実現するために良く適する。

本発明は、ホモダイン受信機内でも、スーパーヘテロダイン受信機内でも、ダブルスーパーへテロダイン受信機内でも、その他の受信機内でも用いることができる。

この明細書においては、受信機について、ＤＣ電力消費を、任意の重要な性能パラメータを犠牲とすることなく、最小化することに開発の強調を置いて、説明された。

本発明に従ってより低いＬＯ周波数を用いたときの多くの直接的な利点は以下の通りである。
より少ない自己ミキシング
ホモダインすなわち直接変換受信機における主要な欠点の１つは、いわゆる自己ミキシング（self-mixing）である。容量性すなわち基板結合のために、ＶＣＯ／ＬＯポートからＬＡＮの入力又はミキサの入力へのある有限量のフィードスルー（feed-through）が存在する。この結果として、ＬＡＮとミキサのこれら入力の所に現れる漏れ信号がＬＯ信号と混合され、このため、ミキサの出力の所にＤＣ成分が生成される。受信機内と同様に、アンテナから、ミキサの下流に配置されたアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）までの利得は、典型的には約８０から１００ｄＢである。ミキサの出力の所の非常に小さなＤＣオフセットが、受信機チェーン内のいくつかの回路を飽和させることがある。この漏れは、周波数に依存する。ここで提唱されるように、より低いＬＯ周波数を用いた場合は、この自己ミキシングの影響は、大きく低減される。

より低い雑音
標準のミキサのテールキャパシタンス（tail capacitance）に起因する雑音は、ω_ＬＯに比例することが知られている。このためω_{ＬＯｎｅｗ}を用いた場合、電力消費の増加も、ミキサ回路の変更もなしに、より良い雑音性能を得ることができる。

より低い相互変調ひずみ
相互変調ひずみは、ＬＯ周波数が低下されると、減少する。

ＶＣＯバッファ／増幅器及びプリスケーラによるより少ない電力消散
より低いＬＯ周波数ｆ_ＬＯは、周波数デバイダによってより小さな分割比が要求されることを意味する。

上では、ＬＯ周波数が３だけ下げられるミキサの一例と、ＬＯ周波数が５だけ下げられるもう１つのミキサ例が示された。指摘されたように、下げられるファクタＡは、３より大きな任意の他の奇数とすることもできる。この選択は、あきらかに特定の用途に依存し、最良の全体としての性能を達成するためには、達成可能な電力の低減と変換利得との間のトレードオフ並びにこの比を考慮する必要がある。

ローカル発振器（受信機はＩＦの数及びシステムに依存して１つより多くのローカル発振器を有することもあることに注意する）に対する重要な仕様には、チューニングレンジ、周波数安定性、スプリアス出力のレベル、ロックタイム、及び位相雑音が含まれる。これら仕様のほとんどは、ある特定の無線受信機用途に対するＬＯの妥当性を決定する。スピリアス及び位相雑音性能も、感度及びダイナミックレンジ性能に影響を及ぼす。今日に至るまで、だれも、ここで提唱されたように、ＬＯの周波数ｆ_ＬＯを低下させることで、受信機フロントエンドの電力消費を低減することを考えた人はいなかった。

明快さのために別個の実施例のコンテクスト内で説明された本発明の様々な特徴は、ある単一の実現内で組合せて用いても良いことを理解できよう。逆に、簡単のためにある単一の実施例のコンテクスト内で説明された本発明の様々な特徴は、別個に用いても、或いは任意の適当な下位組合せとして用いても良い。

図面及び明細書中には、本発明の好ましい実施例が開示され、特定の技術用語が用いられたが、これら説明において用いられている技術用語は、一般的かつ説明的ない意味しか有さず、制限の目的で用いられているものではない。

従来の受信機構造の略ブロック図である。 周波数領域における従来のミキシング過程を図解する３つの図である。 本発明による第一の受信機の略ブロック図である。 周波数領域における本発明のミキシング過程を図解する３つの図である。 本発明によるトランシーバの略ブロック図である。 本発明による光受信機の略ブロック図である。

Claims (8)

1. 第一の入力と、第二の入力と、１つの出力とを有し、高い周波数成分ｆ_ＲＦを含む入力信号が前記第一の入力に加えられ、ローカル発振器信号が前記第二の入力に加えられるミキサと、
   前記ローカル発振器信号を提供するためのソースと、を含み、
   前記ローカル発振器信号は、ｆ_{ＬＯｎｅｗ}≦Ａｆ_ＲＦなる条件を満たす周波数ｆ_{ＬＯｎｅｗ}を有する周波数成分を有し、ここで、Ａ≧３であり、前記ミキサは前記入力信号のより低い周波数帯域へのダウン変換を提供する受信機。
2. ホモダイン受信機の一部分であり、前記より低い周波数帯域の中心周波数は、前記周波数ｆ_{ＬＯｎｅｗ}によって定義される請求項１記載の受信機。
3. ヘテロダイン受信機の一部分であり、前記より低い周波数帯域の中心周波数は、中間周波数ｆ_ＩＦによって定義される請求項１記載の受信機。
4. 前記ミキサは、前記出力で基本周波数を有する出力信号を、高調波及び混合項と共に生成する請求項１乃至３のいずれかに記載の受信機。
5. 前記出力信号の前記高調波及び／又は混合項を抑圧するための帯域通過又は低域通過フィルタを含む請求項４記載の受信機。
6. 前記ソースは、発振器、好ましくは水晶発振器と、位相検出器と、デバイダと、電圧制御発振器と、バッファとを含む請求項１乃至５のいずれかに記載の受信機。
7. 請求項１乃至６記載の受信機と、送信機と、を含むデータ通信のためのトランシーバ。
8. 請求項１乃至６記載の受信機を含むデータ通信のための集積回路。

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