JP2006517780A - スイッチモード・パワー・コンバータ - Google Patents

Abstract

安定化されたスイッチモード・パワー・コンバータを述べる。本発明の実施形態は、一つのトランジスタと接続されたスイッチング機構を利用して交流を直流に変換する、安定化されたスイッチモード・パワー・コンバータを提供する。本発明の実施形態は、例えば、フォト制御アプリケーションを含む、多くのアプリケーションに有用である。

Description

本発明は、広くパワー・コンバータに関し、特に、安定化されたスイッチモード・パワー・コンバータに関する。

多くの装置は、相対的に高い電圧の交流を、多くの従来の電子機器で使用される相対的に低い電圧の直流に変えるパワー・コンバータを使用する。最も単純な従来のパワー・コンバータは、電圧を降下するために、大きな高電圧抵抗を使用する。しかし、この抵抗は効率が悪く、高い熱を発生する。抵抗は熱を発生するため、抵抗は大きなパッケージに収納され、またヒートシンクのような熱を放散させるための要素を含む必要がある。また、抵抗によって発生する高熱により、抵抗とその近くに配置されている他の電子素子において、信頼性と寿命の問題が生じる。

他の従来のパワー・コンバージョンの方法は、スイッチモード・パワー・コンバータを使用する。スイッチモード・パワー・コンバータは、一般的に実装用の６個のトランジスタ又はマイクロコントローラを必要とする。多数のトランジスタやマイクロコントローラが必要であるため、フォト制御におけるいくつかのアプリケーションでは、スイッチモードパワーの実装はコスト高を招く。

小さくて、安価で、効率のいい、スイッチモード・パワー・コンバータが必要とされる。

本発明の実施形態は、小さくて、安価で、効率のいいスイッチモード・パワー・コンバータを提供する。本発明による電力変換方法は、交流の負サイクルの負電圧を使用し、タイミング回路へ出力電圧を伝達する複数のダイオードを切り替え、さらに直接負フィードバック電圧をパルス形成回路へ接続する。他の実施形態において、電力変換方法は、さらにフォト制御回路をパルス形成回路に接続することを含む。１つの実施形態は、交流入力電力線電圧の複数の異なる電圧の中の任意の電圧を低い電圧の直流出力へ柔軟に変換するための一つのトランジスタを、様々な電子素子と共に含む。

本発明の実施形態は、従来のスイッチモード及びノン・スイッチモード・パワー・コンバータに対して非常に多くの利点を有する。本発明の実施形態は、従来のノン・スイッチモード・コンバータよりも発生する熱を大幅に低減しつつ、安定化された電力変換を可能とする、すなわち、本発明の実施形態は、変化する入力電圧を受け入れることができる。また、従来のスイッチモード・パワー・コンバータとは違って、本発明の実施形態は、電力変換のために１つのトランジスタを必要とし、よって従来のスイッチモード・パワー・コンバータよりも、パッケージサイズを小さくし、より簡単化し、コストを低減する。

上述したように、従来のノン・スイッチモード・パワー・コンバータは、大きな高電圧抵抗を使用し、たくさんの熱を発生する。本発明の実施形態は、数個の相対的に低い電圧の電子素子と共に、１つのバイポーラ又は電界効果トランジスタを利用する。従って、本発明の実施形態は、非常に効率が良く、従来のノン・スイッチモード・パワー・コンバータよりも発生する熱を大幅に低減でき、信頼性とパッケージにおいて利点がある。また、簡素な従来のパワー・コンバータと違って、本発明の実施形態は安定化されており、コンバータは日本の標準１００ボルト、アメリカ合衆国の標準１２０ボルト、又はヨーロッパの標準２４０ボルトのような、種々の入力電圧を入力することが可能となる。多くの電圧を扱える一つの電源を提供することによって、製品のコストは減少する。

従来のスイッチモード・パワー・コンバータも安定化されているが、それらは数個のトランジスタを必要とし、また磁気素子も必要とするかもしれない。本発明の実施形態は、１つのトランジスタを必要とし、磁気素子を必要とせず、サイズとコストの両面において利点がある。

本発明の１つの実施形態は、１つのトランジスタ又はトランジスタの代替物のみを必要とするため、より多くの部品が使用されても、従来のスイッチモード・パワー・コンバータに対して実質的にパッケージングにおいて効率が良い。このパッケージングにおける効率の良さにより、実施形態は従来のスイッチモード・パワー・コンバータでは実行できなかったたくさんの応用に使用される。

さらに、本発明の実施形態は、従来のスイッチモード・パワー・コンバータに対して、コストにおいて大きな利点がある。本発明の実施形態は、実質的に同じ仕様の従来のスイッチモード・パワー・コンバータのほぼ５０％のコストである。

本発明のさらなる詳細及び利点を以下に述べる。

以下の詳細な説明は添付の図を参照して読まれると、本発明の特徴、観点及び利点はより良く理解される。

本発明の実施形態は、安価で、効率の良い、スイッチモード電源を提供する。実施形態は、一つのトランジスタのみを必要とする電源を用いて、整流する。本発明の実施形態は、電力線電圧の広い範囲にわたり平均電圧を一定に保つために、一つのトランジスタと他の安価な素子とを組み合わせて用いて、リレーコイルに印加される平均電圧を安定化する。

複数の図において、同じ数字は同じ構成要素を示す。図１は本発明のパワーレギュレータの回路図である。図示された回路は、電力線同期パルス幅変調（発射角変調）を実行するスイッチモード・パワー・レギュレータである。回路は、電力回路と制御回路を含む。電力回路は、トランジスタＱ３を有する出力段を含む。トランジスタのコレクタ回路は、リレーＫ１と、リレーＫ１と並列にスナバダイオードとして知られるダイオードＤ６を含む。

回路は、さらにトランジスタＱ３のコレクタに接続された第１のコンデンサＣ６、第１のコンデンサＣ６に直列に接続された第１の抵抗Ｒ４、第１の抵抗Ｒ４に直列に接続された第２の抵抗Ｒ８を含む。図示された回路は、さらに第２の抵抗Ｒ８に並列に接続された第１のダイオードＤ７を含む。回路は、さらに第１のトランジスタＱ３のベースに接続された第３の抵抗Ｒ５と、カソードが第１のコンデンサＣ６に接続され、アノードが第３の抵抗Ｒ５と第２のダイオードＤ５に接続されたツェナーダイオードＤ１と、を含む。

回路は、また第３のダイオードＤ５に直列に接続された第４の抵抗Ｒ６、第４の抵抗Ｒ６に直列に接続されたリレーＫ１、リレーＫ１に並列に接続された第３のダイオードＤ６、第４の抵抗Ｒ６に接続された第２のコンデンサＣ５、第２のコンデンサＣ５に直列に接続された第５の抵抗Ｒ７、及びロードとニュートラルとラインを有するプラグを含み、ロードはリレーＫ１に接続され、ニュートラルはトランジスタＱ３のエミッタに接続され、ラインは可変抵抗に接続される。

トランジスタＱ３は、パルス幅変調によって、リレーコイルＫ１の平均電圧を調整する。実施形態に示されているように、トランジスタＱ３はバイポーラトランジスタを含むが、その代わりにトランジスタＱ３は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）や、カソードがドレインに、アノードがソースに対応するよう配置されたダイオードを備える絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であっても良い。

トランジスタＱ３は、電力線サイクルの開始により（０度）、導通を開始し、リレー電圧を目標レベルに維持するために、十分な電流が流れるまで導通し続ける。トランジスタＱ３がオフすると、磁気誘導によりリレーコイルＫ１の両端に、電圧が誘導される。過電圧によってトランジスタＱ３が破壊されることを防ぐために、この電圧はダイオードＤ６によって一部抑制される。

図１に示される回路は、半波整流を利用する。半波整流は、全波整流ほどコストがかからず、素子も少なくて済む。リレーＫ１は高誘導であるため、明瞭なＤＣ信号を特に必要としない。例えば、リレーＫ１の動作に影響を及ぼさないのであれば、ＤＣ信号は大きなリプルを含んでいてもよい。半波整流は、回路が正と負の２つのモードで動作することを可能とする。正の半サイクルの間、トランジスタＱ３は電流パルスを発生し、電流パルスはリレーＫ１の両端の平均電圧によって安定化される。この処理はパルス幅変調である。

図１に示される制御回路は、パルス幅がダイオードＤ１のツェナー電圧とリレーＫ１の両端の平均電圧との差に比例して変化する、パルス発生器を含む。電力線サイクルが開始すると（０度）、ダイオードＤ７、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ６及びトランジスタＱ３のベースを、電流が流れ始める。その電流により、トランジスタＱ３はオンし、パルスを開始する。

ダイオードＤ７と抵抗Ｒ８は、半波整流を提供する。抵抗Ｒ８が電力整流器Ｄ７に対して設けられ、電力線サイクルの負の半サイクルの間、負の電流を供給する。抵抗Ｒ８により、小さい負の電流を流すことが可能となる。抵抗Ｒ８は、電力線サイクルの負の半サイクルの間、トランジスタＱ３をオンする負の電流を供給する。抵抗Ｒ８を通って流れる負の電荷は、トランジスタＱ３を確実にオンにするために、コンデンサＣ６を通って流れる電荷を超えなければならない。負の電流により、整流器Ｄ６がオンし、トランジスタＱ３がオンに切り替わって、コンデンサＣ５の低電圧側から抵抗Ｒ７への電流経路を形成する。

実施形態に示されるように、電流パルスの間、抵抗Ｒ７なしではトランジスタＱ３が飽和せず、過電力がトランジスタＱ３で消費される。トランジスタＱ３のコレクタ電圧は、ダイオードＤ５が導通するまで降下し、トランジスタＱ３からのベース電流を迂回させ、トランジスタＱ３が飽和することを防ぐ。トランジスタＱ３の電流パルスの間、抵抗Ｒ７の両端に電圧が発生し、ダイオードＤ５が導通してトランジスタＱ３が飽和しないようにすることを防止する。電力線サイクルの正の半サイクルの間、ダイオードＤ５が導通しないようにするために、少なくともコンデンサＣ６のリプル電圧は、抵抗Ｒ７の両端で降下されなければならない。トランジスタＱ３は、瞬間の電力線電圧がダイオードＤ１のツェナー電圧のほぼ２倍になるまで、導通を開始しない。

コンデンサＣ５は、リレーＫ１の電圧をフィルタする。また、回路が安定化を開始すると、トランジスタＱ２によって電力が上昇している間、又は活動化してダイオードＤ１のツェナー電圧まで充電されるまで、トランジスタＱ３は連続的にオンしたままである。従って、図示されるコンデンサＣ５は、その電圧が安定化に必要な電圧を超えないような、十分に大きな値をもつ。

コンデンサＣ６はプリセットされて電圧を出力し、タイミングの機能性を提供する。電力線サイクルの正の半サイクルの間、電流が抵抗Ｒ４を通ってコンデンサＣ６に流れることにより、充電が開始され、電流がトランジスタＱ３のベースを流れることにより、トランジスタＱ３はオンになる。トランジスタＱ３は、電流がコンデンサＣ６に流れる間、オンのままである。コンデンサＣ６の値が増加することにより、安定化回路のフィードバックループのゲインが増加するという、プラスの効果をもたらす。しかし、値が増加すると、トランジスタＱ３の電流パルスをオフに切り替えるのに要する時間が遅くなり、トランジスタＱ３の整流損失が増加し、安定化回路が起動時に安定化するのに要する時間が増加する。

この電流が流れることにより、コンデンサＣ６の電圧は増加する。コンデンサＣ６の両端の電圧とトランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧とを加えた値が、ダイオードＤ１のツェナー電圧に達した時、ツェナーダイオードＤ１へ電流が迂回するので、コンデンサＣ６へ電流は流れなくなる。ツェナーダイオードＤ１は基準電圧を提供し、リレーコイル電圧はその基準電圧に安定化される。コンデンサＣ６に電流が流れなくなると、トランジスタＱ３のベースに電流が流れず、トランジスタＱ３はオフし、パルスを終了する。

電力線サイクルの負の半サイクルの間、電流は抵抗Ｒ８、ダイオードＤ６、トランジスタＱ３のコレクタとベース、抵抗Ｒ５を流れる。この電流は、トランジスタＱ３をオンにする。また、電力線サイクルの負の半サイクルの間、抵抗Ｒ５はコンデンサＣ６がＣ５へ放電するときの電流経路の一部となる。

電力線サイクルの正の半サイクルの間の電流パルスの終わりで、抵抗Ｒ５により、トランジスタＱ３はいっそう早くオフに切り替え、トランジスタＱ３が切り替わるときの電力損失を低減する。抵抗Ｒ５は、トランジスタＱ３のベースの電流パルスの間、電流の一部をシャントし、残りの電流がトランジスタＱ３のベースに流れる。シャントされた電流が非常に多い場合、トランジスタＱ３のベース電流はトランジスタＱ３を完全にオンすることができなくなる。

コンデンサＣ６は、コンデンサＣ５の電圧と等しくなるまで、コンデンサＣ５に放電する。コンデンサＣ５の両端の電圧は、リレーコイルＫ１の両端の平均電圧と等しくなる。ダイオードＤ７は、電力線サイクルの負の半サイクルの間切断し、リレー電流を確実に直流にする。

図１に示す回路はまた電圧平均回路を含み、電圧平均回路は抵抗Ｒ６、コンデンサＣ５及び抵抗Ｒ７を含む。電圧平均回路は、本質的にリレーコイルＫ１の両端の平均電圧を測定する。コンデンサＣ５の両端の平均電圧は、その値に回路を安定化させるときの電圧である。抵抗Ｒ７の目的は、平均回路の一部を形成することに加え、さらにダイオードＤ５が電力線サイクルの正の半サイクルの間導通しないようにすることである。抵抗Ｒ８に流れる電流は、ダイオードＤ６を流れてダイオードＤ６をオンし、その後、トランジスタＱ３のコレクタを流れてトランジスタＱ３をオンする。トランジスタＱ３がオンになると、トランジスタＱ３のエミッタとコンデンサＣ５の負側端との間に、ベース電流が生成される。電流が流れ始めるとダイオードＤ５は導通を開始し、コンデンサＣ６はコンデンサＣ５と同じ電圧になるまで放電する。コンデンサは、平均出力電圧と等しい電圧に達する。

パルス形成回路への出力電圧のこのフィードバックにより、トランジスタＱ３がオンに切り替わる各サイクルの長さが決定される。（フィードバックループは、次のとおりである。リレーコイルＫ１の平均電圧→コンデンサＣ５の電圧→コンデンサＣ６の電圧→トランジスタＱ３の整流のデューティサイクル→リレーコイルＫ１の平均電圧。）リレーコイルＫ１の平均電圧が非常に低いと、コンデンサＣ６の電圧はダイオードＤ１のツェナー電圧よりも低くなって、トランジスタＱ３のオン時間はより長くなり、その結果、リレーコイルの平均電圧が増加する。リレーコイルの電圧が非常に高いと、コンデンサＣ６の電圧はダイオードＤ１のツェナー電圧に近づいて、トランジスタＱ３のオン時間はより短くなり、その結果、リレーコイルの平均電圧は減少する。

図１に示す回路はまた、プラグＪ４を含む。プラグＪ４は、ツイストロックのHubble型コネクタであり、ライン電圧、ニュートラル電圧、及びロードを接続するために使用される。回路はまた、金属酸化物可変抵抗ＭＯＶを含む。ＭＯＶは、回路の動作には必要ではない。ＭＯＶは、保護レベルを規定し、落雷により起こるかもしれない高電圧の過渡電流を除去する。

多くの回路と装置は、図１に示すパワーレギュレータを有利に利用できる。例えば、図２は、図１に示す高効率の安定化電源回路をフォト制御に利用する照明制御システムを示す、回路図である。

図２に示す回路は、例えば街灯の制御において、スイッチを夕暮れにオンし、夜明けにオフする。図示された回路の電力線電圧は、約８７ＶＡＣから３０５ＶＡＣまで変動でき、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの電力線周波数を持つ。この柔軟性により、フォト制御をほとんどの交流のアプリケーションに利用できる。安定した動作を確実にするために、制御回路はシュミットトリガーとして動作し、閾値電圧で負の出力に切り替え、電圧が閾値電圧より低くなるまでスイッチを戻さない。

電圧は、リレーコイルＫ１で交流から直流に変換されて安定化され、リレーＫ１の正常な動作を確実にしなければならない。上述したように、リレーコイルＫ１の誘導性の本質により、その電圧は大きなリプル成分を持つことができ、なお正常に動作するだろう。図１に示す、高効率の安定化電源回路は、リレーコイルＫ１にこの安定した直流を供給するように設計されている。トランジスタＱ２は、高効率の安定化電源回路をオン又はオフに切り替えて、リレーコイルＫ１への電圧をオン又はオフに切り替え、ランプ（図示していない）をオフ又はオンに切り替えるスイッチを提供する。ドレイン−ソースの最大値Ｖは、トランジスタＱ２のツェナー電圧１５Ｖに等しい。ドレイン電流の最大値は、抵抗Ｒ４に流れる電流の最大値に等しい。

フォトトランジスタＱ１の電流は、周囲の光強度の増加に伴って増加し、周囲の光強度の減少に伴って減少する。フォトトランジスタＱ１からの電流は通過して、抵抗Ｒ１とＲ２の電圧を生じる。この電圧は周囲の光のレベルに比例し、光信号と呼ぶ。フォトトランジスタＱ１の出力は電流であるので、抵抗Ｒ２は電流を電圧に変換するために必要である。Ｒ１は、Ｄ２、Ｄ３及びＣ２で構成されるチャージポンプによって、発生されるフィードバック電流を電圧に変換する。Ｒ１の抵抗値を調整することによって、フィードバックの量を調整できる。この抵抗は、ヒステリシス制御と呼ばれる。街灯に利用される多くのフォト制御回路において、オフさせるための光のレベルは、オンさせるための光のレベルの二倍であることが望まれる。Ｒ１の値は、オフの光のレベルに対するオンの光のレベルの比が実現されるまで、変更され得る。

フォトトランジスタは敏感に大きく変わるので、Ｒ２は通常、所望のレベルに感度を正規化するよう調整される。Ｒ２は、「ゲイン抵抗」と呼ばれる。

コンデンサＣ１は光信号をフィルタリングし、照明、電波干渉又は他の原因によって引き起こされるいくつかの高周波ノイズ成分を取り除く。もしこの回路が、照明によって引き起こされる電波干渉や電磁気パルスなどの外部の電磁気の影響から遮蔽されるのであれば、Ｃ１は必要ではない。ローパスフィルタ又は時間遅延回路は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３を含み、光信号を約１．５秒遅延させる。遅延は、ランプの明滅を引き起こす原因となる、通り過ぎる車のヘッドライトや照明のフラッシュなどの、短時間、瞬間的な光源を防ぐ。ローパスフィルタの出力は、光信号によってオン又はオフに切り替えられるフォトトランジスタＱ１のゲートに印加され、高効率の安定化電源回路をオン又はオフし、リレーコイルＫ１への電圧をオン又はオフにし、これにより、ランプをオフ又はオンする。

ツェナーダイオードＤ４により、フォトトランジスタＱ１は両端に正電圧を持つ。ダイオードＤ４が図２に示されているが、当業者には明らかであるように、ダイオードＤ４は必須なものではない。例えば、ダイオードＤ４は、短絡回路に置き換えられることが可能であり、回路は相応に機能し続ける。

コンデンサＣ４により、電波干渉、照明の放電又は他の干渉に対する回路の耐性を与える。コンデンサＣ１のように、もしこの回路が照明によって引き起こる電波干渉や電磁気パルスなどの外部の電磁気の影響から遮蔽されるなら、Ｃ４は必要でない。

ダイオードＤ２、Ｄ３及びコンデンサＣ２は、チャージポンプ回路を形成する。チャージポンプ回路は、抵抗Ｒ５の両端に生ずるピークトゥピークの交流電圧を、正のフィードバックを生成するために必要な極性の直流に変換する。チャージポンプ回路は、シュミットトリガーを生成するのに必要なリレー電流（出力）に比例した、正のフィードバックを供給する。シュミットトリガーはフォトトランジスタＱ１に入力されて、安定性を提供する。

トランジスタＱ３がリレーへの電力を整流するため、フォト制御を提供する回路に一つのトランジスタのみを追加することを可能とする。正電圧は、抵抗Ｒ４の低電圧端から得られる。

本発明の実施形態は、多くの他のアプリケーションにも利用され得る。実施形態は、出力電圧が電力線電圧から絶縁される必要がない場合に、実質的にいくつかの電力線電圧から、安定化された直流電力を提供する汎用のスイッチモード・レギュレータを提供する。例えば、本発明の実施形態は、照明のための安定器に有効である。本発明の実施形態は、建物の出口の標識に使用されるタイプのような、発光ダイオード（ＬＥＤ）用の電源としてもまた有用である。

パワーレギュレータは、また、家庭用コンピュータや情報処理機能を有する機器に対する無線のリモートコントロールにおいて、有利に実行され得る。コンピュータや機器は、マイクロプロセッサー制御を含む。本発明によるパワーレギュレータは、制御回路に電力を供給するコンピュータや機器に経済的に追加される。さらに、電力変換産業においては、さらに強力なエネルギー変換回路の制御回路に電力を供給する小さい電源が、特に起動中に、しばしば必要とされる。本発明の実施形態は、特にこのようなアプリケーションに有用である。

＜図２に示す構成要素の仕様＞
図２は、本発明によるスイッチモード・パワー・コンバータと組み合わされたフォト制御回路の１つの実施形態を示す。当業者にはよく知られているように、電子素子は相補的である、すなわち、一つの素子を取り替えると、１以上の素子を取り替えることが必要になるかもしれない。図２に示す実施形態において使用される、素子を選択するのに利用されるプロセスを下記に示す。

抵抗Ｒ４。
Ｒ４の消費を計算するためのスプレッドシート
Ｒ＝ １０００００ ＯＨＭ
Ｖ＝ ３０５ ＶＡＣ
Ｖツェナーｄ４＝５．１ ＶＤＣ
Ｖツェナーｄ１＝１５ ＶＤＣ
Ｐ＝ ０．４０５８４００５ ＷＡＴＴ
必要とされるＲ４の最大値を計算するためのスプレッドシート
Ｒリレー＝ ２５６０ ＯＨＭ
Ｈｆｅ＝ ４０ 比率
Ｒ４＝ １０２４００ ＯＨＭ

コンデンサＣ１−０．１マイクロファラド、５０ＷＶＤＣ。このコンデンサのタイプは、通常図２に示されるように使用される。
抵抗Ｒ２−２７０Ｋオームの値は、光をオンに切り替えるレベルの１．５ＦＣに対応している。この値は、他の実施形態において、大きく変更されてもよい。
時間遅延回路（抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３）−時間遅延＝Ｒ＊Ｃ。０．１−マイクロファラド・セラミックのコンデンサは、低コストで、所定の容量を提供する。１．５秒の時定数が望ましい。なぜならば、フォト制御の顧客は通常、その値を指定するからである。

入力値
Ｃ３＝ １．００Ｅ−００７ ファラド
時間遅延＝ １．５ 秒
結果
Ｒ３＝ １５００００００ オーム

コンデンサＣ２−０．１マイクロファラド。この値は、実施形態で示されるように、必要なフィードバック電流を発生するのに、十分な高い容量を提供する。もしコンデンサＣ２が非常に大きければ、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ５の時定数は最小パルス幅を超え、回路は平均コイル電圧を不正確に安定化してしまう。図１及び図２に示される回路の最小パルス幅は、約１ｅ−３秒であると予想される、それは下記のスプレッドシードによって決定されるように、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ２によって決定される時定数の３倍である。従って、０．１マイクロファラドは、コンデンサＣ２に対して受け入れられる値である。もし、コンデンサＣ２が非常に小さければ、不適当な正のフィードバックが生ずる。

時定数＝（Ｃ２の値）＊（Ｒ５の値）
入力データ
Ｃ２＝ １．００Ｅ−００７ ファラド
Ｒ５＝ ３３００ オーム
結果
時定数＝３．３０Ｅ−００４ 秒

ダイオードＤ２とダイオードＤ３−実施形態で示されるように、ダイオードＤ２又はダイオードＤ３に印加され得る最大の電圧は、ツェナーダイオードＤ１によって１５ボルトに制限される。抵抗Ｒ４の抵抗値は、回路の最大電流を制限する。

入力
Ｒ４＝ １０００００ オーム
Ｖライン＝ ３０５ ＶＲＭＳ
ＲＭＳ電圧に対するピーク電圧の比＝ １．４１４ 比率
結果
Ｉｍａｘ＝ ４．３１Ｅ−００３ ＡＭＰ

抵抗Ｒ１−実施形態で示されるように、最適値は約２２Ｋオームである。
抵抗Ｒ５−実施形態で示されるように、最適値は約３．３Ｋオームである。
トランジスタＱ３のパルスのデューティサイクルは、半波整流された電力線電圧の平均値と、リレーコイルの所望の平均電圧との比をとることによって評価できる。

入力
最小電力線電圧＝ ８７ ＶＲＭＳ
所望の平均リレー電圧＝１５ ＶＤＣ
結果
デューティサイクル＝０．３８３１４１８

トランジスタＱ３のコレクタ電流のパルスの間の平均リレー電流は、デューティサイクルによって分割された平均コイル電流と等しい。

入力
所望の平均リレー電圧＝ １５ ＶＤＣ
リレーコイルの抵抗＝ ２５６０ オーム
デューティサイクル ０．３８
結果
電流パルスの持続期間の平均Ｑ３コレクタ電流＝１．５４Ｅ−００２ アンペア

パルス中のトランジスタＱ３の平均ベース電流は、トランジスタＱ３の平均コレクタ電流をトランジスタＱ３の最小電流ゲインで除した値となる。

入力
最小Ｑ３電流ゲイン＝４０
電流パルスの持続期間の平均Ｑ３コレクタ電流＝１．５４Ｅ−００２
結果
パルス中の平均Ｑ３ベース電流＝３．８５Ｅ−００４

Ｒ５がトランジスタＱ３のベース電流の一部を導通させることによって、Ｑ３は飽和しない。

入力
Ｒ５へ迂回したベース電流の端数＝ ０．５
Ｑ３のベースエミッタ電圧＝ ０．６ ボルト
パルス中の平均Ｑ３ベース電流＝ ３．８５Ｅ−００４ アンペア
結果
Ｒ５＝３１１６．８８３１１７ オーム

コンデンサＣ４−０．１マイクロファラド、５０ＷＶＤＣ。このコンデンサの値は好ましい。なぜならば、それは、この目的のためにしばしば使用されるとても安くて容易に利用できる部品であるからである。
トランジスタＱ３−トランジスタＱ３の最小の仕様：（１）コレクタベース電圧＝４３１．２７ボルト；ピークコレクタ電流は５．３６Ｅ−００２アンペア、である。トランジスタＱ３の最小の仕様を満たす一つのトランジスタは、トランジスタＭＰＳＡ４４である。ＭＰＳＡ４４の仕様は、次の通りである：コレクタベース電圧は、５００ボルト；ピークのコレクタ電流は６．００Ｅ−００１アンペア。
スイッチングトランジスタＱ３は、最大のコレクタ電圧を維持する。

入力
最大Ｖライン＝ ３０５ ＶＲＭＳ
Ｖピークに対するＶＲＭＳの比＝１．４１４
結果
Ｖピーク＝ ４３１．２７ ボルト

スイッチングトランジスタＱ３は、最大ピークコレクタ電流を維持する。パルス時のトランジスタＱ３のデューティサイクルは、半波整流された電力線電圧の平均値と、リレーコイルの所望の平均電圧との比を用いることによって、評価できる。

入力
最大電力線電圧＝ ３０５ ＶＲＭＳ
所望の平均リレー電圧＝ １５ ＶＤＣ
結果
デューティサイクル＝ ０．１０９３

Ｑ３のコレクタ電流のパルス中の平均リレー電流は、デューティサイクルによって分割された平均コイル電流と等しい。

入力
所望の平均リレー電圧＝ １５ ＶＤＣ
リレーコイルの抵抗＝ ２５６０ オーム
デューティサイクル＝０．１０９２８９６１７
結果
電流パルスの持続期間の平均Ｑ３コレクタ電流＝５．３６Ｅ−００２アンペア

トランジスタＱ２−実施形態で示されるように、トランジスタＱ２のドレイン−ソース電圧は１５Ｖを超え、Ｑ２の最大ドレイン電流の定格は、３．３３ミリアンペアを超える。

入力
最大電力線電圧＝３０５ ＶＲＭＳ
Ｒ４＝ １０００００ オーム
Ｄ１のＶツェナー＝１５ ボルト
Ｖrmsに対するＶピークの比＝１．１４１４
結果
最大Ｑ２ドレイン電流＝３．３３Ｅ−００３ アンペア

コンデンサＣ６−３．３マイクロファラドの値が使用される。それは、商業的に標準値として使用されているからである。

入力
Ｃ６のリプル＝ ０．７５ ボルト
リレーコイルの平均電圧＝１５ ボルト
コイル抵抗＝ ２５６０ オーム
最小Ｑ３電流のゲイン＝ ４０
線周波数＝ ６０ Ｈｚ
中間結果
電力線サイクル毎のＱ３コレクタを介した充電＝９．７７Ｅ−００５ クーロン
電力線サイクル毎のＣ６を介した充電＝ ２．４４−００６ クーロン
結果
Ｃ６＝３．２６Ｅ−００６

ツェナーダイオードＤ１−基準電圧を提供し、リレーコイル電圧は基準電圧に安定化される。
ダイオードＤ５−稲妻や他のサージによる可変抵抗ＭＯＶのクランプ電圧である電力線ピーク電圧に耐えることができる。図示される可変抵抗ＭＯＶのクランプは、７２０ＶＤＣである。

ダイオードＤ５。
入力 ７．５０Ｅ−００１ ピークトゥピーク電圧
Ｃ６のリプル＝３．３０Ｅ−００６ ファラド
Ｃ６＝ ６．００Ｅ＋００１ Ｈｚ
電力線周波数＝
結果 Ｄ５電流＝ １．４９Ｅ−００４ アンペア

抵抗Ｒ６−１０Ｋオーム抵抗。商業的な、標準値であるからである。
入力 抵抗Ｒ６の許容電圧降下 １．５０Ｅ＋０００ ボルト
結果 Ｒ６＝１．０１Ｅ＋００４ オーム

抵抗Ｒ７。
入力
ＶリプルＣ６＝ ０．７５ ボルト
Ｒ６＝ １００００ オーム
Ｖスタートパルス＝２３ ボルト
Ｖツェナーｄ１＝ １５ ボルト
結果
Ｒ７＝１０３４．４８２８ オーム

コンデンサＣ５−１００マイクロファラド。

起動時間を決定するためのスプレッドシート
入力
Ｃ６＝３．３０Ｅ−００６ ファラド
Ｒ４＝１．００Ｅ＋００５ オーム
最小電力線電圧＝８．７０Ｅ＋００１ ＶＲＭＳ
半波整流された平均電圧に対するＶｒｍｓの比＝４．５０Ｅ−００１
Ｖツェナーｄ１＝１．５０Ｅ＋００１ ボルト
結果
Ｒ４を流れる電流＝３．９２Ｅ−００４ アンペア
Ｃ６の最大電荷量＝４．９５Ｅ−００５ クーロン
Ｃ６の充電時間＝ １．２６Ｅ−００１ 秒

Ｃ５の値を決定するためのスプレッドシート
入力
Ｃ６の充電時間＝１．２６Ｅ−００１ 秒
Ｒ６＝ １．００Ｅ＋００４ オーム
Ｒ７＝ １．００Ｅ＋００３ オーム
最小電力線電圧＝８．７０Ｅ＋００１ ＶＲＭＳ
半波整流された平均に対するＶｒｍｓの比＝４．５０Ｅ−００１
ＶツェナーＤ１＝１．５０Ｅ＋００１ ボルト
結果
起動中のＲ４の電流＝３．５６Ｅ−００３ アンペア
Ｃ５＝３．００Ｅ−００５ ファラド

抵抗Ｒ８−１２０Ｋオーム。

電力線サイクルの負の部分の間にＣ６を流れる電荷を決定。
入力
Ｃ６のＶリプル＝ ７．５０Ｅ−００１ ボルト
Ｃ６＝ ３．３０Ｅ−００６ ファラド
結果
Ｃ６を介した充電＝２．４８Ｅ−００６ クーロン

Ｒ８の最小値を決定。
入力
Ｃ６を介した充電＝２．４８Ｅ−００６ クーロン
電力線周波数＝ ６．００Ｅ＋００１ Ｈｚ
最小電力線電圧＝ ８．７０Ｅ＋００１ ＶＲＭＳ
半波整流されたｓｉｎ波におけるＲＭＳ電圧に対する平均電圧＝４．５０−００１
結果
Ｒ８＝２．６４Ｅ＋００５ オーム

トランジスタＱ２−２Ｎ７０００。

リレーコイルＫ１−４８Ｖ２．５６Ｋコイル。２倍の電流が必要な２４Ｖコイルは、トランジスタＱ３においてより多くのベース電流を必要とし、それにより抵抗Ｒ４は１／２ワット抵抗の代わりにさらに高価な２ワット抵抗であることが要求される。２ワット抵抗はかなり高価であるため、２４ボルトコイルの使用による価格の利点はない。

上述した発明の好ましい実施形態は説明のためにのみ述べられ、完全であることを意図したもの、又は開示された通りに発明を限定することを意図したものではない。それの多くの改良と適応が、本発明の精神と範囲からそれることなしに、当業者には明らかである。

本発明の１つの実施形態のパワーレギュレータの回路図である。 本発明の１つの実施形態のフォト制御のパワーレギュレータの回路図である。

Claims (20)

1. 第１の極性を有する第１の直流バスに接続する負荷、
   前記第１の直流バスに接続され前記第１の極性と反対の第２の極性を持つ第２の直流バスに接続するパルス幅変調回路、及び
   前記第２の直流バスに接続された第１の回路、を有し、
   前記第１の回路は、
   半波整流器、
   前記半波整流器に接続された抵抗、及び
   前記抵抗に接続されたトランジスタ、
   を有し、
   前記第１の回路は、前記第１の直流バスから前記第２の直流バスに出力電圧の基準を伝送する、スイッチモード・パワー・コンバータ。
2. 前記抵抗は前記半波整流器に並列に接続される、請求項１のスイッチモード・パワー・コンバータ。
3. 前記トランジスタは電界効果トランジスタを含む、請求項１のスイッチモード・パワー・コンバータ。
4. 第１のトランジスタはバイポーラトランジスタを含む、請求項１のスイッチモード・パワー・コンバータ。
5. 制御回路をさらに有する、請求項１のスイッチモード・パワー・コンバータ。
6. 前記制御回路はフォト制御回路を含む、請求項５のスイッチモード・パワー・コンバータ。
7. 前記第１の回路に接続された第２の回路をさらに有し、
   前記第２の回路は、
   前記抵抗に接続された第１のダイオード、
   前記ダイオードに接続されたコンデンサ、及び
   前記ダイオードに接続されたツェナーダイオード、
   を有し、
   前記ダイオードを介しての前記コンデンサの放電は、前記パルス幅変調回路を変調する、請求項１のスイッチモード・パワー・コンバータ。
8. ベース、エミッタ、及びコレクタを有する第１のトランジスタ、
   前記第１のトランジスタのベースに接続された第１のコンデンサ、
   前記第１のコンデンサに直列に接続された第１の抵抗、
   前記第１の抵抗に直列に接続された第２の抵抗、
   前記第２の抵抗に並列に接続された第１のダイオード、
   前記第１のダイオードとさらに前記第１のトランジスタの前記エミッタとに直列に接続された可変抵抗、
   前記第１のトランジスタのベースに接続された第３の抵抗、
   前記第３の抵抗に接続されたアノードと前記第１のコンデンサに接続されたカソードを有するツェナーダイオード、
   前記ツェナーダイオードに直列に接続された第２のダイオード、
   前記第３のダイオードに直列に接続された第４の抵抗、
   前記第４の抵抗に直列に接続されたリレーコイル、
   前記リレーコイルに並列に接続された第３のダイオード、
   前記第４の抵抗に直列に接続された第２のコンデンサ、
   前記第２のコンデンサに直列に接続された第５の抵抗、及び
   ロード、ニュートラル、及びライン、を含むプラグ、を有し、前記ロードは前記リレーに接続され、前記ニュートラルは前記第１のトランジスタのエミッタに接続され、前記ラインは前記可変抵抗に接続される、スイッチモード・パワー・コンバータ。
9. 前記可変抵抗は金属酸化物可変抵抗を含む、請求項８のスイッチモード・パワー・コンバータ。
10. 前記第１のトランジスタは電界効果トランジスタを含む、請求項８のスイッチモード・パワー・コンバータ。
11. 前記第１のトランジスタはバイポーラトランジスタを含む、請求項８のスイッチモード・パワー・コンバータ。
12. 前記第１のトランジスタは絶縁ゲートバイポーラトランジスタを含み、
    前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタは、ダイオードのアノードがそのソースに接続され、前記ダイオードのカソードがそのドレインに接続される、請求項８のスイッチモード・パワー・コンバータ。
13. 制御回路をさらに有する、請求項８のスイッチモード・パワー・コンバータ。
14. 前記制御回路はフォト制御回路を含む、請求項１３のスイッチモード・パワー・コンバータ。
15. 前記フォト制御回路は、
    ベース、コレクタ、及びエミッタを有し、前記コレクタが前記ツェナーダイオードに接続されたフォトトランジスタ、
    ソースを前記第１のトランジスタのベースに接続された第２のトランジスタ、
    前記フォトトランジスタのエミッタに接続された第６の抵抗、
    前記第６の抵抗に接続されたチャージポンプ回路、
    前記チャージポンプ回路に接続された第２のトランジスタ、
    前記チャージポンプ回路の出力の両端に接続された第７の抵抗、
    前記第２のトランジスタのベースと前記ツェナーダイオードのアノードとに接続された第３のコンデンサ、及び
    前記フォトトランジスタのエミッタと前記第３のコンデンサとに接続された第８の抵抗、
    を有する、請求項１４のスイッチモード・パワー・コンバータ。
16. 前記第１のトランジスタのベースに接続された第４のコンデンサをさらに有する、請求項１５のスイッチモード・パワー・コンバータ。
17. 前記フォトトランジスタのエミッタに接続された第５のコンデンサをさらに有する、請求項１５のスイッチモード・パワー・コンバータ。
18. 前記チャージポンプ回路は、
    前記第６の抵抗に接続された第４のダイオード、
    前記第４のダイオードに接続された第５のダイオード、及び
    前記第４のダイオードに接続された第４のコンデンサ、
    を有する、請求項１５のスイッチモード・パワー・コンバータ。
19. 負サイクルの負電圧を用いて、複数のダイオードを切り替えて出力電圧をタイミング回路に伝達し、
    前記負のフィードバック電圧をパルス形成回路に直接接続する、電力変換方法。
20. さらにフォト制御を前記パルス形成回路に接続する、請求項１９の方法。
    

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