JP2006352635A

JP2006352635A - Predistortion type distortion compensation amplifying device

Info

Publication number: JP2006352635A
Application number: JP2005177739A
Authority: JP
Inventors: Hiroo Hayase; 宏生早瀬
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2005-06-17
Filing date: 2005-06-17
Publication date: 2006-12-28

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a distortion compensation amplifying device capable of performing highly accurate distortion compensation, improving its wireless characteristics, and achieving further lower electric power consumption. SOLUTION: Input electric power is measured by an electric power measuring instrument (S401). A dynamic range of a distortion compensating table is determined depending on the input electric power measured (S402). Gain/phase control is performed depending on the input electric power measured (S403). Finally, bias control of a power amplifier 105 is performed (S404) depending on the input electric power measured. COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、高周波の歪補償増幅装置に関し、特に、移動通信の無線基地局などに用いられるプリディストーション方式歪補償増幅装置に関する。 The present invention relates to a high-frequency distortion compensation amplifying apparatus, and more particularly to a predistortion type distortion compensation amplifying apparatus used for a radio communication base station or the like.

ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式などを採用した移動通信システムの無線基地局等に用いられる増幅装置には、低歪性、高効率性が要求されている。このような特性を実現するための技術のひとつとして、アダプティブプリディストーション方式（以下、ＡＰＤ方式という）歪補償技術が知られている。 Low distortion and high efficiency are required for an amplifying apparatus used in a radio base station of a mobile communication system employing a CDMA (Code Division Multiple Access) system or the like. As one of the techniques for realizing such characteristics, an adaptive predistortion system (hereinafter referred to as APD system) distortion compensation technique is known.

特開２００３−２５８５６３号公報には、低出力レベル時（例えば、深夜などの低トラフィック時）には、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＬＲ：Adjacent Channel Leakage power Ratio）などの無線規格に対してマージンがあることに着目して、入力電力値を監視し、低出力レベル時に電力増幅器のバイアス制御を行って、低消費電力化を実現するＡＰＤ方式歪補償増幅装置が開示されている。 Japanese Patent Laid-Open No. 2003-258563 has a margin with respect to a wireless standard such as adjacent channel leakage power ratio (ACLR) at a low output level (for example, at low traffic such as midnight). In particular, an APD type distortion compensation amplifying apparatus that monitors the input power value and performs bias control of the power amplifier at a low output level to realize low power consumption is disclosed.

しかしながら、このようなＡＰＤ方式歪補償増幅装置では、バイアス制御を行う結果、バイアス制御をしない場合には線形特性を示していた出力レベルの低い領域においても、非線形歪が発生するようになり、期待通りの特性が得られない場合がある。 However, in such an APD type distortion compensation amplifying apparatus, as a result of performing bias control, non-linear distortion is generated even in a region where the output level is low when the bias control is not performed. Street characteristics may not be obtained.

なお、特開２００４−１２０４５１号公報には、増幅器で発生する歪を相殺する補正において、所定の補正量が保たれなくなった場合においても、プリディストーション前の信号を減衰させて歪補償後に残る歪の成分を所定のレベル以下に低減させることによって、スプリアスとなって他の電波に妨害を与えてしまう等の悪影響を与えてしまうような大きな歪成分を出力することなく、運用を継続することができるＡＰＤ方式歪補償増幅器が開示されている。
特開２００３−２５８５６３号公報特開２００４−１２０４５１号公報 Japanese Patent Laid-Open No. 2004-120451 discloses a distortion that remains after a distortion compensation by attenuating a signal before predistortion even when a predetermined correction amount cannot be maintained in a correction for canceling the distortion generated in an amplifier. The operation can be continued without outputting a large distortion component that would cause spurious effects on other radio waves. A possible APD distortion compensation amplifier is disclosed.
JP 2003-258563 A JP 2004-120451 A

本発明の目的は、より精度の高い歪補償制御を行うことができ、無線特性の改善や、更なる低消費電力化を実現することができる歪補償増幅装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a distortion compensation amplifying apparatus capable of performing distortion compensation control with higher accuracy and capable of improving radio characteristics and further reducing power consumption.

本発明に係るプリディストーション方式歪補償増幅装置は、入力信号のレベル（例えば、電力や振幅）を検出する信号レベル検出部と、前記入力信号を歪ませるプリディストーション部と、前記プリディストーション部によって歪まされた前記入力信号を増幅する増幅部と、入力信号のレベルに応じて、前記プリディストーション部の制御を行う歪補償制御部とを備え、前記入力信号のレベルに応じて、前記歪補償制御部のダイナミックレンジを変更することを特徴とする。 A predistortion type distortion compensation amplification apparatus according to the present invention includes a signal level detection unit that detects a level (for example, power and amplitude) of an input signal, a predistortion unit that distorts the input signal, and distortion by the predistortion unit. An amplification unit that amplifies the input signal and a distortion compensation control unit that controls the predistortion unit according to the level of the input signal, and the distortion compensation control unit according to the level of the input signal The dynamic range is changed.

この場合において、前記入力信号のレベルに応じて、前記増幅部のバイアスの制御を行うバイアス制御部や、バイアス制御に応じてプリディストーション前の信号を減衰させる減衰器あるいはリミッタを、更に備えるようにしてもよい。 In this case, a bias control unit that controls the bias of the amplification unit according to the level of the input signal, and an attenuator or limiter that attenuates the signal before predistortion according to the bias control are further provided. May be.

本発明によれば、より精度の高い歪補償制御が可能となる。 According to the present invention, more accurate distortion compensation control can be performed.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

≪第一実施形態≫ ≪First embodiment≫

まず、無線信号入力によるＡＰＤ方式を採用した場合の実施形態について説明する。 First, an embodiment in the case of adopting an APD method by radio signal input will be described.

図１は、無線信号入力によるＡＰＤ方式を採用した場合の本発明による増幅装置の構成を示す図である。同図に示すように、本発明による増幅装置１００は、遅延回路１０２と、利得制御回路１０３と、位相制御回路１０４と、電力増幅器１０５と、電力測定器１１０と、データ処理部１２０と、局部信号発生器１３１と、乗算回路１３２と、歪検出回路１３３と、Ａ／Ｄ変換器１３４と、Ｄ／Ａ変換器１５１〜１５３と、記憶回路１６１〜１６３とを備える。また、電力測定器１１０は、対数増幅器（ＬＯＧＡＭＰ）１１１と、Ａ／Ｄ変換器１１２とを備える。 FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an amplifying apparatus according to the present invention when an APD method using radio signal input is employed. As shown in the figure, an amplifying apparatus 100 according to the present invention includes a delay circuit 102, a gain control circuit 103, a phase control circuit 104, a power amplifier 105, a power measuring instrument 110, a data processing section 120, a local section. A signal generator 131, a multiplication circuit 132, a distortion detection circuit 133, an A / D converter 134, D / A converters 151 to 153, and storage circuits 161 to 163 are provided. Further, the power measuring device 110 includes a logarithmic amplifier (LOG AMP) 111 and an A / D converter 112.

次に、以上のような構成を有する増幅装置１００の動作について説明する。 Next, the operation of the amplifying apparatus 100 having the above configuration will be described.

入力端子１０１より入力された無線信号は、遅延回路１０２により遅延され、利得制御回路１０３によりレベル制御され、位相制御回路１０４により位相制御をされた後に、電力増幅器１０５にて増幅されて出力される。増幅装置１００から出力された無線信号は、例えば、アンテナを介して移動局に送信される。 The radio signal input from the input terminal 101 is delayed by the delay circuit 102, level controlled by the gain control circuit 103, phase controlled by the phase control circuit 104, and then amplified and output by the power amplifier 105. . The radio signal output from the amplifying apparatus 100 is transmitted to the mobile station via an antenna, for example.

入力端子１０１より入力された無線信号はまた、電力測定器１１０にも入力される。電力測定器１１０では、入力された無線信号を対数増幅器１１１により増幅した後に、増幅結果をＡ／Ｄ変換器１１２によりディジタル値に変換し、変換結果を、入力された無線信号の電力値として、データ処理部１２０に出力する。 The radio signal input from the input terminal 101 is also input to the power meter 110. In the power measuring device 110, after the input radio signal is amplified by the logarithmic amplifier 111, the amplification result is converted into a digital value by the A / D converter 112, and the conversion result is used as the power value of the input radio signal. The data is output to the data processing unit 120.

データ処理部１２０は、電力測定器１１０によって得られた電力値に基づいて、記憶回路１６１への読み出しアクセスを行う。記憶回路１６１には、利得制御用の制御値が、電力値に対応付けて（例えば、電力値に対応するアドレスに）記憶されている。記憶回路１６１から読み出された制御値は、Ｄ／Ａ変換器１５１によりアナログ値に変換されて、利得制御回路１０３に供給される。利得制御回路１０３は、与えられた制御値に基づいて、信号のレベル制御を行う。 The data processing unit 120 performs read access to the storage circuit 161 based on the power value obtained by the power meter 110. The storage circuit 161 stores a control value for gain control in association with the power value (for example, at an address corresponding to the power value). The control value read from the storage circuit 161 is converted into an analog value by the D / A converter 151 and supplied to the gain control circuit 103. The gain control circuit 103 performs signal level control based on the given control value.

同様に、データ処理部１２０は、電力測定器１１０によって得られた電力値に基づいて、記憶回路１６２への読み出しアクセスを行う。記憶回路１６２には、位相制御用の制御値が、電力値に対応付けて記憶されている。記憶回路１６２から読み出された制御値は、Ｄ／Ａ変換器１５２によりアナログ値に変換されて、位相制御回路１０４に供給される。位相制御回路１０４は、与えられた制御値に基づいて、信号の位相制御を行う。
これらのレベル制御および位相制御は、無線信号の帯域幅に相当する周波数と同程度か、それ以上の速度で行われる。 Similarly, the data processing unit 120 performs read access to the storage circuit 162 based on the power value obtained by the power meter 110. The storage circuit 162 stores a control value for phase control in association with the power value. The control value read from the storage circuit 162 is converted into an analog value by the D / A converter 152 and supplied to the phase control circuit 104. The phase control circuit 104 performs signal phase control based on the given control value.
These level control and phase control are performed at a speed equivalent to or higher than the frequency corresponding to the bandwidth of the radio signal.

また、電力増幅器１０５から出力された信号は、乗算回路１３２に入力され、局部信号発生器１３１によって発生された局部周波数信号と乗算（混合）される。当該乗算結果は、歪検出回路１３３により帯域制限、検波および平滑化され、Ａ／Ｄ変換器１３４によりディジタル値に変換された後、データ処理部１２０に取り込まれる。なお、歪検出回路１３３における通過帯域は、電力増幅器１０５における非線形歪により発生する帯域外スペクトル成分を通過させるためのものである。また、局部信号発生器１３１は、かかる帯域外スペクトル成分を検出することができるような周波数の信号を発生するようにデータ処理部１２０によって制御される。 The signal output from the power amplifier 105 is input to the multiplication circuit 132 and multiplied (mixed) with the local frequency signal generated by the local signal generator 131. The multiplication result is band-limited, detected and smoothed by the distortion detection circuit 133, converted into a digital value by the A / D converter 134, and then taken into the data processing unit 120. Note that the passband in the distortion detection circuit 133 is for passing an out-of-band spectrum component generated by nonlinear distortion in the power amplifier 105. Further, the local signal generator 131 is controlled by the data processing unit 120 so as to generate a signal having such a frequency as to detect such an out-of-band spectral component.

データ処理部１２０は、歪検出回路１３３で検出された歪みのレベル、すなわち電力増幅器１０５における非線形歪により発生した帯域外スペクトル成分を最小にするようなアルゴリズムに従って動作する。具体的には、データ処理部１２０は、電力増幅器１０５における非線形歪による影響を最小化するように、記憶回路１６１，１６２に記憶される制御値を試行錯誤的に決定・更新する。
この決定・更新の動作は、前述のレベル制御や、位相制御などに比べて、ずっと遅くてよい。 The data processing unit 120 operates according to an algorithm that minimizes the level of distortion detected by the distortion detection circuit 133, that is, the out-of-band spectral component generated by nonlinear distortion in the power amplifier 105. Specifically, the data processing unit 120 determines and updates the control values stored in the storage circuits 161 and 162 by trial and error so as to minimize the influence of nonlinear distortion in the power amplifier 105.
This determination / update operation may be much slower than the above-described level control and phase control.

更に、データ処理部１２０は、電力測定器１１０によって得られた電力値に基づいて、記憶回路１６３への読み出しアクセスを行う。記憶回路１６３には、電力増幅器１０５のバイアス制御用の制御値が、電力値に対応付けて記憶されている。バイアス制御用の制御値は、例えば、電力増幅器１０５において発生する歪のレベルが、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＬＲ）の規格を満足する範囲内に収まり、かつ、電力増幅器１０５で消費される電力が少なくなるような制御値が選択される。記憶回路１６３から読み出された制御値は、Ｄ／Ａ変換器１５３によりアナログ値に変換されて、電力増幅器１０５に供給される。電力増幅器１０５は、与えられた制御値に基づいて、信号の増幅を行う。
例えば、制御値に対応する電圧ないし電流を、トランジスタのゲートないしベースに印加する。 Further, the data processing unit 120 performs read access to the storage circuit 163 based on the power value obtained by the power measuring device 110. The storage circuit 163 stores a control value for bias control of the power amplifier 105 in association with the power value. The control value for bias control is, for example, that the level of distortion generated in the power amplifier 105 is within the range satisfying the standard of adjacent channel leakage power (ACLR), and the power consumed by the power amplifier 105 is small. A control value is selected. The control value read from the storage circuit 163 is converted into an analog value by the D / A converter 153 and supplied to the power amplifier 105. The power amplifier 105 amplifies the signal based on the given control value.
For example, a voltage or current corresponding to the control value is applied to the gate or base of the transistor.

図２は、電力増幅器１０５のバイアス値及び消費電流の変化の様子を示すグラフである。同図において、グラフの横軸は電力増幅器１０５の入力電力値を示しており、右側の縦軸は電力増幅器１０５のバイアス値を示しており、左側の縦軸は電力増幅器１０５で消費される電流を示している。 FIG. 2 is a graph showing how the bias value and current consumption of the power amplifier 105 change. In the figure, the horizontal axis of the graph shows the input power value of the power amplifier 105, the vertical axis on the right side shows the bias value of the power amplifier 105, and the vertical axis on the left side shows the current consumed by the power amplifier 105. Is shown.

同図に示すように、電力増幅器１０５のバイアス値２０１は、入力電力値が増加するにつれて、階段状に増加するように制御される。すなわち、入力電力値が小さい時は、バイアス値が小さくなるように制御される。具体的には、入力電力値が範囲Ｃにあるときは、電力増幅器１０５のバイアス値はｃとなり、入力電力値が範囲Ｂ（Ｂ＞Ｃ）にあるときは、電力増幅器１０５のバイアス値はｂ（ｂ＞ｃ）となり、入力電力値が範囲Ａ（Ａ＞Ｂ）にあるときは、電力増幅器１０５のバイアス値はａ（ａ＞ｂ）となる。なお、このような入力電力値とバイアス値との対応関係は、前述したように記憶回路１６３に設定される。 As shown in the figure, the bias value 201 of the power amplifier 105 is controlled to increase stepwise as the input power value increases. That is, when the input power value is small, the bias value is controlled to be small. Specifically, when the input power value is in the range C, the bias value of the power amplifier 105 is c, and when the input power value is in the range B (B> C), the bias value of the power amplifier 105 is b. When (b> c) and the input power value is in the range A (A> B), the bias value of the power amplifier 105 is a (a> b). Note that the correspondence relationship between the input power value and the bias value is set in the storage circuit 163 as described above.

また、同図に示すように、電力増幅器１０５のバイアス制御を行うことにより、電力増幅器１０５の消費電流２０２は、範囲Ｃ及び範囲Ｂにおいて、バイアス制御を行わない場合（バイアス値が常に一定（＝ａ）の場合）の消費電流２０３に比べて低くなる。つまり、電力増幅器１０５に関して低消費電力化を実現することができることになる。 Further, as shown in the figure, when the bias control of the power amplifier 105 is performed, the current consumption 202 of the power amplifier 105 is not controlled in the range C and the range B (the bias value is always constant (= In the case of a), the current consumption 203 is lower. That is, low power consumption can be realized for the power amplifier 105.

なお、ここでは、電力増幅器１０５の入力電力値を３つの範囲Ａ、Ｂ、Ｃに分けて各範囲Ａ、Ｂ、Ｃ毎に電力増幅器１０５のバイアス値を変更するようにしているが、例えば、入力電力値の範囲の区分をより細かくすることにより、より段差が少なく、なだらかな消費電流の制御が可能となる。 Here, the input power value of the power amplifier 105 is divided into three ranges A, B, and C, and the bias value of the power amplifier 105 is changed for each of the ranges A, B, and C. By finely dividing the range of the input power value range, there are fewer steps and it is possible to control the current consumption gently.

また、電力増幅器１０５が複数の増幅素子により構成されている場合は、これら複数の増幅素子のバイアスを一括して制御することにより、制御を簡易化することもできるし、それぞれの増幅素子のバイアスを個別に制御することにより、細かいバイアス制御を可能とすることもできる。 Further, when the power amplifier 105 includes a plurality of amplifying elements, the control can be simplified by collectively controlling the biases of the amplifying elements, and the bias of each amplifying element can be simplified. By controlling these individually, fine bias control can be made possible.

図３は、電力増幅器１０５の入出力特性の逆特性を与える歪補償テーブルをグラフ形式で示した図である。この歪補償テーブルの内容は、記憶回路１６１，１６２に記憶される。このような歪補償テーブルの内容に従った増幅対象信号のレベル制御及び位相制御を利得制御回路１０３及び位相制御回路１０４によって行うことにより、電力増幅器１０５で発生する非線形歪を相殺するような歪が増幅対象信号に付加される。 FIG. 3 is a graph showing a distortion compensation table that gives reverse characteristics of the input / output characteristics of the power amplifier 105 in a graph format. The contents of the distortion compensation table are stored in the storage circuits 161 and 162. The gain control circuit 103 and the phase control circuit 104 perform level control and phase control of the signal to be amplified in accordance with the contents of the distortion compensation table, so that distortion that cancels nonlinear distortion generated in the power amplifier 105 can be obtained. It is added to the signal to be amplified.

同図において、横軸は入力振幅を示しており、左側の縦軸は出力振幅を示しており、右側の縦軸は出力位相を示している。そして、同図には、ＡＭ−ＡＭ変換に対応した歪補償特性３０１と、ＡＭ−ＰＭ変換に対応した歪補償特性３０２とが示されている。 In the figure, the horizontal axis indicates the input amplitude, the left vertical axis indicates the output amplitude, and the right vertical axis indicates the output phase. In the figure, a distortion compensation characteristic 301 corresponding to AM-AM conversion and a distortion compensation characteristic 302 corresponding to AM-PM conversion are shown.

なお、歪補償テーブルは、通常、ステップ数をできるだけ多く（細かく）するのが望ましいが、電力測定器１１０のＡ／Ｄ変換器の能力や、価格などの条件に応じて、適当なステップ数が選択される。 In general, it is desirable that the distortion compensation table has as many steps as possible (as fine as possible). However, an appropriate number of steps may be used depending on conditions such as the ability of the A / D converter of the power measuring device 110 and the price. Selected.

ここで、電力増幅器１０５の最大出力電力を１００Ｗとし、歪補償テーブルのステップ数を１０とした場合を考えると、低出力時、例えば、最大出力電力の半分の５０Ｗ出力時は、歪補償テーブルの１０ステップのうち、５ステップしか使用されないことになる。前述したように、低消費電力化のためバイアス制御を行うと、ＡＣＬＲ特性が劣化し、線形な特性を示していた低出力レベルの領域においても非線形歪が発生することになる。そこで、本実施形態では、ＡＣＬＲ特性を改善しつつ、低消費電力化を図るため、電力測定器１１０のダイナミックレンジを変化させる。例えば、前述した場合で考えると、出力１００Ｗを１０ステップで歪補償テーブルを作成していたものを、低出力時には、出力５０Ｗを１０ステップで歪補償テーブルを作成するようにする。その際、１００Ｗ時の５ステップを補間して１０ステップを生成する。このようにすることで、より精度の高い歪補償制御を行うことが可能となる。
大出力時と低出力時の歪補正テーブルは、それぞれ独立に設けてもよく、あるいは、相互に更新される（つまり、片方の更新が、もう片方にも反映される）ようにしてもよく、その場合の反映は、逐次行っても、テーブル切換時に一括して行ってもよい。 Here, considering the case where the maximum output power of the power amplifier 105 is 100 W and the number of steps of the distortion compensation table is 10, at the time of low output, for example, 50 W output of half of the maximum output power, the distortion compensation table Of the 10 steps, only 5 steps will be used. As described above, when bias control is performed to reduce power consumption, the ACLR characteristics deteriorate, and nonlinear distortion occurs even in a low output level region where linear characteristics were exhibited. Therefore, in the present embodiment, the dynamic range of the power meter 110 is changed in order to reduce the power consumption while improving the ACLR characteristics. For example, in the case described above, the distortion compensation table is created in 10 steps for the output 100 W, and the distortion compensation table is created in 10 steps for the output 50 W at low output. At that time, 5 steps at 100 W are interpolated to generate 10 steps. This makes it possible to perform more accurate distortion compensation control.
The distortion correction tables at the time of high output and low output may be provided independently, or may be updated mutually (that is, one update is reflected on the other), Reflection in that case may be performed sequentially or collectively at the time of table switching.

図４は、歪補償のダイナミックレンジを変更する処理の流れを示すフローチャートである。 FIG. 4 is a flowchart showing the flow of processing for changing the dynamic range of distortion compensation.

同図に示すように、まず、電力測定器１１０により入力電力を測定し（Ｓ４０１）、測定した入力電力値に応じた歪補償テーブルのダイナミックレンジを決定し（Ｓ４０２）、測定した入力電力値に応じた利得・位相制御を行い（Ｓ４０３）、測定した入力電力値に応じた電力増幅器１０５のバイアス制御を行う（Ｓ４０４）。 As shown in the figure, first, input power is measured by the power meter 110 (S401), the dynamic range of the distortion compensation table corresponding to the measured input power value is determined (S402), and the measured input power value is set. The corresponding gain / phase control is performed (S403), and the bias control of the power amplifier 105 is performed according to the measured input power value (S404).

以上のような処理を行うことにより、より精度の高い歪補償制御を行うことが可能となる。
なお、バイアス制御およびダイナミックレンジ制御は、図４のように、利得・位相制御と同じ速度で行うものに限らず、（特に、バイアス制御のステップ数が、図２のように少ない場合には）より低速で行ってもよい。 By performing the processing as described above, more accurate distortion compensation control can be performed.
The bias control and the dynamic range control are not limited to those performed at the same speed as the gain / phase control as shown in FIG. 4 (particularly, when the number of steps of the bias control is small as shown in FIG. 2). It may be performed at a lower speed.

≪第二実施形態≫ << Second Embodiment >>

次に、ベースバンド信号入力によるＡＰＤ方式（ＤＰＤ方式とも呼ばれる）を採用した場合の実施形態について説明する。 Next, an embodiment in which an APD method (also referred to as a DPD method) based on baseband signal input is employed will be described.

図５は、ベースバンド信号入力によるＡＰＤ方式を採用した場合の本発明による増幅装置の構成を示す図である。なお、同図は、複数のチャネル（具体的には、４つのチャネルＣｈ１〜Ｃｈ４）のベースバンド信号を総和して送信対象とする場合の構成を示している。 FIG. 5 is a diagram showing a configuration of an amplifying apparatus according to the present invention when an APD method based on baseband signal input is employed. This figure shows a configuration in the case where the baseband signals of a plurality of channels (specifically, four channels Ch1 to Ch4) are summed up as a transmission target.

同図に示すように、本発明による増幅装置５００は、４つのキャリアオフセット器５７１と、加算回路５７２と、複素乗算部５７３と、Ｄ／Ａ変換器５７４と、直交振幅変調器（ＱＡＭＭＯＤ）５７５と、乗算回路５７６と、局部信号発生器５７７と、電力増幅器５０５と、電力測定器５１０と、データ処理部５２０と、記憶回路５６１，５６３と、Ｄ／Ａ変換器５５３と、局部信号発生器５３１と、乗算回路５３２と、帯域通過フィルタ５３３と、Ａ／Ｄ変換器５３４とを備える。また、電力測定器５１０は、対数増幅器（ＬＯＧＡＭＰ）５１１と、Ａ／Ｄ変換器５１２とを備える。 As shown in the figure, an amplifying apparatus 500 according to the present invention includes four carrier offset devices 571, an adder circuit 572, a complex multiplier 573, a D / A converter 574, and a quadrature amplitude modulator (QAM MOD). 575, a multiplication circuit 576, a local signal generator 577, a power amplifier 505, a power measuring device 510, a data processing unit 520, storage circuits 561 and 563, a D / A converter 553, and a local signal generation. A multiplier 531, a multiplier circuit 532, a band-pass filter 533, and an A / D converter 534. The power measuring device 510 includes a logarithmic amplifier (LOG AMP) 511 and an A / D converter 512.

次に、以上のような構成を有する増幅装置５００の動作について説明する。 Next, the operation of the amplifying apparatus 500 having the above configuration will be described.

各チャネルのベースバンドＩ／Ｑ信号Ｃｈ１〜Ｃｈ４は、４つのキャリアオフセット器５７１により、互いに周波数がずらされた後に、加算回路５７２により総和される。なお、各キャリアオフセット器５７１や、データ処理部５２０には、キャリアに関する情報（キャリア情報）として、周波数などの情報が入力される。 The baseband I / Q signals Ch 1 to Ch 4 of each channel are summed by the adder circuit 572 after the frequencies are shifted from each other by the four carrier offset units 571. Information such as frequency is input to each carrier offset device 571 and the data processing unit 520 as information (carrier information) about the carrier.

加算回路５７２によって総和された信号は、複素乗算部５７３により振幅及び位相が制御され、Ｄ／Ａ変換器５７４によりＤ／Ａ変換された後に、直交振幅変調器５７５により変調される。当該変調された信号は乗算回路５７６により、局部信号発生器５７７から出力される局部周波数信号と乗算（混合）されて無線周波数帯の信号とされた後、電力増幅器５０５により増幅されて出力される。増幅装置５００から出力された無線信号は、例えば、アンテナを介して移動局に送信される。
なお、直行振幅変調器５７５が、直接、無線周波数で変調を行う（いわゆるダイレクトコンバージョン）場合には、乗算回路５７６は不要である。 The signal summed by the adder circuit 572 is controlled in amplitude and phase by the complex multiplier 573, D / A converted by the D / A converter 574, and then modulated by the quadrature amplitude modulator 575. The modulated signal is multiplied (mixed) by the multiplication circuit 576 with the local frequency signal output from the local signal generator 577 to obtain a radio frequency band signal, and then amplified and output by the power amplifier 505. . The radio signal output from the amplifying apparatus 500 is transmitted to the mobile station via an antenna, for example.
Note that when the direct amplitude modulator 575 directly modulates at a radio frequency (so-called direct conversion), the multiplication circuit 576 is unnecessary.

また、加算回路５７２から出力された信号は、電力測定器５１０にも入力される。電力測定器５１０では、入力された信号を、電力計算部５１１により瞬時電力化した後、当該増幅結果をＡ／Ｄ変換器５１２により対数化して、入力された信号の電力値としてデータ処理部５２０へ出力する。
なお、対数変換部５１２は、本実施例に必須な構成ではない。
ｂ The signal output from the adder circuit 572 is also input to the power meter 510. In the power meter 510, the input signal is instantaneously converted into power by the power calculation unit 511, and then the amplification result is logarithmized by the A / D converter 512 to obtain the power value of the input signal as a data processing unit 520. Output to.
Note that the logarithmic conversion unit 512 is not an essential component in the present embodiment.
b

データ処理部５２０は、第１実施形態と同様に、電力測定器５１０によって得られた電力値に基づいて、複素制御用の記憶回路５６１への読み出しアクセスを行い、記憶回路５６１から読み出された複素制御値は、複素乗算部５７３へ供給される。複素乗算部５７３では、与えられた複素制御値と、加算回路５７２の出力とを複素乗算して出力する。 Similar to the first embodiment, the data processing unit 520 performs read access to the storage circuit 561 for complex control based on the power value obtained by the power measuring instrument 510, and is read from the storage circuit 561. The complex control value is supplied to the complex multiplier 573. The complex multiplier 573 performs complex multiplication on the given complex control value and the output of the adder circuit 572 and outputs the result.

また、電力増幅器５０５から出力された信号は、乗算回路５３２に入力されて、局部信号発生器５３１によって発生された局部周波数信号と乗算（混合）される。当該乗算結果は、帯域通過フィルタ５３３により帯域制限され、Ａ／Ｄ変換器５３４によりＡ／Ｄ変換された後に、データ処理部５２０へ取り込まれる。なお、帯域通過フィルタ５３３は、電力増幅器５０５における非線形歪により発生する帯域外スペクトル成分を通過させる特性を有する。また、局部信号発生器５３１は、かかる帯域外スペクトル成分を検出することができるような周波数の信号を発生するようにデータ処理部５２０によって制御される。 The signal output from the power amplifier 505 is input to the multiplication circuit 532 and multiplied (mixed) with the local frequency signal generated by the local signal generator 531. The multiplication result is band-limited by the band pass filter 533, A / D converted by the A / D converter 534, and then taken into the data processing unit 520. The band pass filter 533 has a characteristic of passing an out-of-band spectral component generated by nonlinear distortion in the power amplifier 505. Further, the local signal generator 531 is controlled by the data processing unit 520 so as to generate a signal having such a frequency that the out-of-band spectral component can be detected.

データ処理部５２０は、帯域通過フィルタ５３３を通過した信号のレベル、すなわち電力増幅器５０５における非線形歪により発生した帯域外スペクトル成分を最小にするようなアルゴリズムに従って動作する。具体的には、データ処理部５２０は、電力増幅器５０５における影響を最小限にするように、制御値を試行錯誤的に決定・更新する。 The data processing unit 520 operates according to an algorithm that minimizes the level of the signal that has passed through the band-pass filter 533, that is, the out-of-band spectral component generated by nonlinear distortion in the power amplifier 505. Specifically, the data processing unit 520 determines and updates the control value by trial and error so as to minimize the influence on the power amplifier 505.

更に、データ処理部５２０は、第１実施形態と同様にバイアス制御を行う。つまり、電力測定器５１０によって得られた電力値に基づいて、記憶回路５６３への読み出しアクセスを行い、記憶回路５６３から読み出された制御値は、Ｄ／Ａ変換器５５３によりアナログ信号へ変換されて、電力増幅器５０５に供給される。
このとき、電力増幅器５０５に入力されるプリディストーション後の無線信号と、本バイアス制御の制御値とが、同じタイミングになるように遅延が調整される。どちらもディジタル信号の状態で遅延可能なので、同軸遅延線が必要なアナログ無線信号と比べて、容易に構成できる。 Further, the data processing unit 520 performs bias control as in the first embodiment. That is, based on the power value obtained by the power meter 510, read access to the storage circuit 563 is performed, and the control value read from the storage circuit 563 is converted into an analog signal by the D / A converter 553. And supplied to the power amplifier 505.
At this time, the delay is adjusted so that the predistorted radio signal input to the power amplifier 505 and the control value of this bias control have the same timing. Since both can be delayed in the state of a digital signal, it can be easily configured as compared with an analog radio signal that requires a coaxial delay line.

また、本実施形態の増幅装置５００においても、第一実施形態と同様に、図４に示したようなダイナミックレンジ制御が行われる。これによって、本実施形態の増幅装置５００においても、第一実施形態と同様に、より精度の高い歪補償制御を行うことが可能となる。
特に、ディジタルの場合、電力計算部に入力されるＩ／Ｑ信号の有効桁の切り出し（スライス）位置を制御すれば、電力検出の精度も最適化することができる。 Also in the amplifying apparatus 500 of this embodiment, the dynamic range control as shown in FIG. 4 is performed as in the first embodiment. Thereby, also in the amplifying apparatus 500 of the present embodiment, it is possible to perform more accurate distortion compensation control as in the first embodiment.
In particular, in the case of digital, the accuracy of power detection can be optimized by controlling the effective digit cutout (slice) position of the I / Q signal input to the power calculator.

以上説明したように、上述した実施形態によれば、入力電力値を監視し、例えば、低出力レベル時（つまり、低入力電力値時）に、電力増幅器のバイアス制御と歪補償テーブルのダイナミックレンジ変更を行うことにより、低消費電力化と、より精度の高い歪補償制御が可能となる。 As described above, according to the above-described embodiment, the input power value is monitored, for example, at the time of a low output level (that is, at a low input power value), the bias control of the power amplifier and the dynamic range of the distortion compensation table. By making the change, it is possible to reduce power consumption and perform more accurate distortion compensation control.

無線信号入力によるＡＰＤ方式を採用した場合の本発明による増幅装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the amplifier by this invention at the time of employ | adopting the APD system by a radio signal input. 電力増幅器のバイアス値及び消費電流の変化の様子を示すグラフである。It is a graph which shows the mode of the bias value of a power amplifier, and the change of consumption current. 電力増幅器の入出力特性の逆特性を与える歪補償テーブルをグラフ形式で示した図である。It is the figure which showed the distortion compensation table which gives the reverse characteristic of the input-output characteristic of a power amplifier in a graph format. 本発明による増幅装置における処理の流れを示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the flow of a process in the amplification apparatus by this invention. ベースバンド信号入力によるＡＰＤ方式を採用した場合の本発明による増幅装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the amplifier by this invention at the time of employ | adopting the APD system by a baseband signal input.

符号の説明Explanation of symbols

１００増幅装置
１０１入力端子
１０２遅延回路
１０３利得制御回路
１０４位相制御回路
１０５電力増幅器
１１０電力測定器
１１１対数増幅器
１１２Ａ／Ｄ変換器
１２０データ処理部
１３１局部信号発生器
１３２乗算回路
１３３歪検出回路
１３４Ａ／Ｄ変換器
１５１〜１５３Ｄ／Ａ変換器
１６１〜１６３記憶回路
５００増幅装置
５０５電力増幅器
５１０電力測定器
５１１電力計算部
５１２Ａ／Ｄ変換器
５２０データ処理部
５３１局部信号発生器
５３２乗算回路
５３３帯域通過フィルタ
５３４Ａ／Ｄ変換器
５５３Ｄ／Ａ変換器
５６１，５６３記憶回路
５７１キャリアオフセット器
５７２加算回路
５７３複素乗算部
５７４Ｄ／Ａ変換器
５７５直交振幅変調器
５７６乗算回路
５７７局部信号発生器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Amplifier 101 Input terminal 102 Delay circuit 103 Gain control circuit 104 Phase control circuit 105 Power amplifier 110 Power measuring device 111 Logarithmic amplifier 112 A / D converter 120 Data processing part 131 Local signal generator 132 Multiplication circuit 133 Distortion detection circuit 134 A / D converter 151-153 D / A converter 161-163 Storage circuit 500 Amplifying device 505 Power amplifier 510 Power measuring device 511 Power calculation unit 512 A / D converter 520 Data processing unit 531 Local signal generator 532 Multiplication circuit 533 Band pass filter 534 A / D converter 553 D / A converter 561, 563 Memory circuit 571 Carrier offset device 572 Adder circuit 573 Complex multiplier 574 D / A converter 575 Quadrature amplitude modulator 576 Multiplier circuit 577 Local signal generation vessel

Claims

入力信号のレベルを検出する信号レベル検出部と、
前記入力信号を歪ませるプリディストーション部と、
前記プリディストーション部によって歪まされた前記入力信号を増幅する増幅部と、
前記入力信号のレベルに応じて、前記プリディストーション部の制御を行う歪補償制御部と
を備え、
前記入力信号のレベルに応じて、前記歪補償制御部のダイナミックレンジを変更する
プリディストーション方式歪補償増幅装置。 A signal level detector for detecting the level of the input signal;
A predistortion section for distorting the input signal;
An amplifier for amplifying the input signal distorted by the predistortion unit;
A distortion compensation control unit that controls the predistortion unit according to the level of the input signal;
A predistortion type distortion compensation amplifying apparatus that changes a dynamic range of the distortion compensation control unit according to a level of the input signal.