JP2006343141A - Physical quantity measuring sensor - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a physical quantity measuring sensor which is reduced in size by significantly reducing the number of wires and switches with improved detection accuracy. <P>SOLUTION: The physical quantity measuring sensor comprises a resistance value sensor 20, having a thermistor 23 of which the resistance value changes caused by external causes, a capacitance sensor 30 having a capacitance element 33 of which the capacitance changes, and a detection circuit 50 for detecting the capacitance of the capacitance element 33 and the resistance value of the thermistor. The resistance value sensor 20 and the capacitance sensor 30 are superimposed on each other, allowing their row electrodes and their column electrodes to be electrically connected to each other, respectively. The sensor, further comprises multiplexers 60, 70 which selectively connect the row electrodes and column electrodes of the resistance value sensor 20 and the capacitance sensor 30 to the detection circuit, allowing the corresponding thermistor and capacitance element to be connected to the detection circuit 50, in parallel. This can reduce wires and switches, thereby achieving a small-sized sensor. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、圧力分布及び温度分布を検出するための物理量測定センサに関する。   The present invention relates to a physical quantity measurement sensor for detecting pressure distribution and temperature distribution.

例えば、特許文献１に開示されているように、外部から作用する圧力を検知する感圧部がマトリックス状に配列された平面体を含んで構成される車両のシートに適用されるシートセンサが知られている。
ところで、このようなシートセンサの感圧部は、加わる圧力に応じた出力が得られる点で優れているが、温度や湿度により電気抵抗値などの電気的特性値が大きく変化してしまうため、検出される圧力が変動しやすい。この問題を解消すべく、特許文献１では、複数の圧力検出素子で構成される検出部に温度検知素子を形成し、この温度検知素子の検知する温度に基づいて温度補償する技術を開示している。
特開２００３−２２２０３２号公報 For example, as disclosed in Patent Document 1, there is known a seat sensor that is applied to a vehicle seat that includes a planar body in which pressure-sensitive portions that detect pressure acting from the outside are arranged in a matrix. It has been.
By the way, the pressure-sensitive part of such a sheet sensor is excellent in that an output corresponding to the applied pressure is obtained, but electrical characteristic values such as an electric resistance value greatly change depending on temperature and humidity. The detected pressure is likely to fluctuate. In order to solve this problem, Patent Document 1 discloses a technology in which a temperature detection element is formed in a detection unit including a plurality of pressure detection elements, and temperature compensation is performed based on the temperature detected by the temperature detection element. Yes.
JP 2003-222032 A

ところで、特許文献１に開示された技術では、複数の圧力検出素子毎に温度検知素子を設けるため、温度補償の精度も比較的低く、圧力検出素子毎に温度検知素子を設けると、配線の数が増大しセンサが非常に大型化するので現実的でない。また、特許文献１に開示された技術では、圧力分布の測定は可能であるが、温度分布の測定は困難である。   By the way, in the technique disclosed in Patent Document 1, since the temperature detection element is provided for each of the plurality of pressure detection elements, the accuracy of temperature compensation is relatively low. When the temperature detection element is provided for each pressure detection element, the number of wirings Increases and the sensor becomes very large, which is not realistic. In addition, with the technique disclosed in Patent Document 1, it is possible to measure the pressure distribution, but it is difficult to measure the temperature distribution.

本発明は、上記の事情に鑑みて成されたものであり、その目的とするところは、配線及びスイッチの数が大幅に削減されて小型化されると共に、検出精度が向上した物理量測定センサを提供することにある。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a physical quantity measuring sensor that is greatly reduced in size by reducing the number of wirings and switches and improved in detection accuracy. It is to provide.

本発明に係る物理量測定センサは、複数の行電極と複数の列電極との交差部分に形成されて外的要因により抵抗値が変化する抵抗素子を備える抵抗値センサと、複数の行電極と複数の列電極との交差部分に形成されて外的要因により静電容量が変化する静電容量素子を備える静電容量センサと、静電容量素子の静電容量及び抵抗素子の抵抗値を検出する検出手段と、を備える物理量測定センサであって、抵抗値センサと静電容量センサとは互いに重ね合わされて、互いの行電極同士及び互いの列電極同士が電気的に接続されており、抵抗値センサ及び静電容量センサの行電極及び列電極を選択的に検出手段に接続して対応する抵抗素子及び静電容量素子を並列に検出手段に接続するスイッチ手段を有する、ことを特徴としている。
この構成によれば、抵抗値センサと静電容量センサとは互いに重ね合わされて、互いの行電極同士及び互いの列電極同士が電気的に接続されるので、抵抗値センサと静電容量センサとの間の配線の数を大幅に削減できると共に、抵抗値センサ及び静電容量センサと検出手段との接続が共通のスイッチ手段によりなされるので、スイッチの数も大幅に削減できる。 A physical quantity measurement sensor according to the present invention includes a resistance value sensor including a resistance element that is formed at an intersection of a plurality of row electrodes and a plurality of column electrodes and has a resistance value that changes due to an external factor, a plurality of row electrodes, and a plurality of row electrodes. A capacitance sensor having a capacitance element formed at an intersection with the column electrode and having a capacitance that varies due to an external factor, and detects the capacitance of the capacitance element and the resistance value of the resistance element. A resistance value sensor and a capacitance sensor, and the row electrodes and the column electrodes are electrically connected to each other, and the resistance value It is characterized by having switch means for selectively connecting the row electrode and column electrode of the sensor and capacitance sensor to the detection means and connecting the corresponding resistance element and capacitance element to the detection means in parallel.
According to this configuration, the resistance value sensor and the capacitance sensor are overlapped with each other, and the row electrodes and the column electrodes are electrically connected to each other. In addition, the number of wirings can be greatly reduced, and the resistance value sensor and the capacitance sensor are connected to the detection means by the common switch means, so that the number of switches can be greatly reduced.

上記構成において、抵抗値センサは、外気温に基づいて抵抗値が変化し、静電容量センサは、外部から作用する圧力に基づいて静電容量が変化する、構成を採用できる。
この構成によれば、圧力分布と温度分布の双方を少ない配線及びスイッチにより検出できる。 In the above configuration, the resistance value sensor can change its resistance value based on the outside air temperature, and the capacitance sensor can adopt a configuration where the capacitance changes based on the pressure applied from the outside.
According to this configuration, both the pressure distribution and the temperature distribution can be detected with few wires and switches.

上記構成において、検出手段は、選択された抵抗素子及び静電容量素子に直流電圧を印加する直流電圧印加手段と、選択された抵抗素子及び静電容量素子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、直流電圧が印加された抵抗素子及び静電容量素子の出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、交流電圧の位相と、交流電圧が印加された抵抗素子及び静電容量素子の出力電圧の位相とを検出する位相検出手段と、直流電圧印加手段の印加電圧と直流電圧検出手段の検出電圧とに基づいて、選択された抵抗素子の抵抗値を検出する抵抗値検出手段と、位相検出手段の検出した各位相から位相差を算出する位相差算出手段と、を備え、直流電圧と交流電圧とを時間的に分けて印加して算出した抵抗値及び位相差に基づいて静電容量素子の静電容量を算出する、構成を採用できる。
この構成によれば、直流電圧から抵抗値を算出するため、算出した抵抗値が高精度となり、その結果、算出した静電容量の精度も向上する。 In the above configuration, the detection means includes a DC voltage application means for applying a DC voltage to the selected resistance element and capacitance element, and an AC voltage application means for applying an AC voltage to the selected resistance element and capacitance element. DC voltage detecting means for detecting the output voltage of the resistance element and the capacitance element to which the DC voltage is applied, the phase of the AC voltage, and the output voltage of the resistance element and the capacitance element to which the AC voltage is applied. Phase detection means for detecting the phase, resistance value detection means for detecting the resistance value of the selected resistance element based on the applied voltage of the DC voltage application means and the detection voltage of the DC voltage detection means, and phase detection means Phase difference calculating means for calculating a phase difference from each detected phase of the capacitance element, and based on the resistance value and the phase difference calculated by applying the DC voltage and the AC voltage separately in time. Capacitance Out to, you can adopt a configuration.
According to this configuration, since the resistance value is calculated from the DC voltage, the calculated resistance value is highly accurate, and as a result, the accuracy of the calculated capacitance is also improved.

上記構成において、位相差検出手段は、印加した交流電圧のゼロクロスタイミングと交流電圧が印加された抵抗素子及び静電容量素子の出力電圧のゼロクロスタイミングとの差に基づいて、位相差を算出する、構成を採用できる。
この構成によれば、交流電圧印加時の位相差と、直流電圧のみを印加したときの抵抗値とに基づいて静電容量を算出するため、静電容量の算出精度を高めることができる。 In the above configuration, the phase difference detection means calculates the phase difference based on the difference between the zero cross timing of the applied AC voltage and the zero cross timing of the output voltage of the resistive element and the capacitive element to which the AC voltage is applied. Configuration can be adopted.
According to this configuration, since the capacitance is calculated based on the phase difference when the AC voltage is applied and the resistance value when only the DC voltage is applied, the calculation accuracy of the capacitance can be improved.

本発明によれば、抵抗値センサ及び静電容量センサの行電極同士及び列電極同士を電気的に接続するので、配線を省略化できて小型のセンサを得ることができる。
また、本発明によれば、抵抗値センサ及び静電容量センサを検出手段に共通のスイッチ手段を用いて接続するので、配線をさらに省略化できて一層の小型化が可能となる。 According to the present invention, since the row electrodes and the column electrodes of the resistance value sensor and the capacitance sensor are electrically connected to each other, wiring can be omitted and a small sensor can be obtained.
Further, according to the present invention, since the resistance value sensor and the capacitance sensor are connected to the detection means by using the common switch means, the wiring can be further omitted and further miniaturization becomes possible.

以下、本発明の最良の実施形態について、添付図面を参照しつつ説明する。
図１ないし図５は本発明の一実施形態を示す図であって、図１は物理量測定センサの構成を示す平面図、図２は物理量測定センサの構成を示す斜視図、図３は物理量測定センサに形成される静電容量素子及び抵抗素子の電気的な接続関係を示す図、図４は物理量測定センサにおける検出回路の機能ブロック図、図５は検出回路の一部を構成する回路図である。
この物理量測定センサ１０は、図１及び図２に示すように、抵抗値センサ２０、静電容量センサ３０、検出手段としての検出回路５０等から構成されている。 DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, exemplary embodiments of the invention will be described with reference to the accompanying drawings.
1 to 5 are diagrams showing an embodiment of the present invention. FIG. 1 is a plan view showing the configuration of a physical quantity measurement sensor, FIG. 2 is a perspective view showing the configuration of the physical quantity measurement sensor, and FIG. 3 is a physical quantity measurement. FIG. 4 is a functional block diagram of a detection circuit in a physical quantity measurement sensor, and FIG. 5 is a circuit diagram constituting a part of the detection circuit. is there.
As shown in FIGS. 1 and 2, the physical quantity measurement sensor 10 includes a resistance value sensor 20, a capacitance sensor 30, a detection circuit 50 as a detection means, and the like.

抵抗値センサ２０は、図１ないし図３に示すように、列方向に配置されてシート状に形成された複数（３本）の列電極２１、列方向に配置されてシート状に形成された複数（３本）の行電極２２、複数の列電極２１と複数の行電極２２との交差部分に形成されて抵抗値センサの外的要因とは異なる外的要因、例えば、外気温に基づいて抵抗値が変化する抵抗素子としてのサーミスタ２３等から構成されている。
サーミスタ２３は、それぞれ列電極２１と行電極２２とに電気的に接続されて、マトリクス状に配置されている。 As shown in FIGS. 1 to 3, the resistance value sensor 20 is arranged in the column direction to form a plurality of (three) column electrodes 21, arranged in the column direction, and formed in a sheet shape. Based on external factors different from the external factors of the resistance value sensor formed at the intersections of the multiple (three) row electrodes 22, the multiple column electrodes 21 and the multiple row electrodes 22, for example, based on the outside air temperature It comprises a thermistor 23 as a resistance element whose resistance value changes.
The thermistors 23 are electrically connected to the column electrodes 21 and the row electrodes 22, respectively, and are arranged in a matrix.

静電容量センサ３０は、図１ないし図３に示すように、列方向に配置されてシート状に形成された複数（３本）の列電極３１、行方向に配置されてシート状に形成された複数（３本）の行電極３２、複数の列電極３１と複数の行電極３２との交差部分に形成されて外的要因、例えば、外部からの圧力の作用に基づいて静電容量が変化する静電容量素子３３等から構成されている。
列電極３１は、抵抗値センサ２０の列電極２１にそれぞれ対応して配置されており、各列電極３１，２１の一端部は互いに電気的に接続されている。
行電極３２は、抵抗値センサ２０の行電極２２にそれぞれ対応して配置されており、各行電極３２，２２の一端部は互いに電気的に接続されている。
静電容量素子３３は、例えば、列電極３１と行電極３２との各交差部分において、列電極３１と行電極３２とが対向して形成される隙間により構成される。この隙間の間隔が外部からの圧力の作用により変化することにより各静電容量素子３３の静電容量も変化する。 As shown in FIGS. 1 to 3, the capacitance sensor 30 is formed in a sheet shape by arranging a plurality (three) of column electrodes 31 arranged in a column direction and in a sheet shape, and in a row direction. The capacitance is changed based on an external factor, for example, the action of external pressure, formed at the intersection of the plurality (three) of row electrodes 32, the plurality of column electrodes 31, and the plurality of row electrodes 32. The capacitance element 33 and the like are configured.
The column electrodes 31 are arranged corresponding to the column electrodes 21 of the resistance value sensor 20, respectively, and one end portions of the column electrodes 31 and 21 are electrically connected to each other.
The row electrodes 32 are respectively arranged corresponding to the row electrodes 22 of the resistance value sensor 20, and one end portions of the row electrodes 32 and 22 are electrically connected to each other.
The capacitance element 33 is configured by a gap formed so that the column electrode 31 and the row electrode 32 face each other at each intersection of the column electrode 31 and the row electrode 32, for example. The capacitance of each capacitance element 33 also changes as the gap interval changes due to the action of external pressure.

上記の抵抗値センサ２０と静電容量センサ３０とは、図１ないし図３においては、配線により互いに電気的に接続されているように示したが、実際には、図４に示すように、互いに重ね合わされており、そして、互いの列電極２１，３１同士及び互いの行電極２２，３２同士が電気的に接続されている。これにより、列電極２１，３１同士及び行電極２２，３２同士を電気的に接続するための配線が大幅に削減される。   The resistance sensor 20 and the capacitance sensor 30 are shown in FIGS. 1 to 3 as being electrically connected to each other by wiring, but actually, as shown in FIG. The column electrodes 21 and 31 and the row electrodes 22 and 32 are electrically connected to each other. Thereby, the wiring for electrically connecting the column electrodes 21 and 31 and the row electrodes 22 and 32 is greatly reduced.

検出回路５０は、図４に示すように、スイッチ手段としてのマルチプレクサ６０，７０、直流電圧印加手段及び交流電圧印加手段としての基本波形生成部８０、直流電圧検出手段としての静電容量・抵抗検出部９０、位相検出手段としての位相信号検出部１００、Ａ／Ｄ変換部１１０、抵抗値検出手段及び位相差算出手段としての演算部１２０等から構成される。   As shown in FIG. 4, the detection circuit 50 includes multiplexers 60 and 70 as switching means, a basic waveform generating unit 80 as DC voltage application means and AC voltage application means, and capacitance / resistance detection as DC voltage detection means. Unit 90, a phase signal detection unit 100 as a phase detection unit, an A / D conversion unit 110, a resistance value detection unit, a calculation unit 120 as a phase difference calculation unit, and the like.

マルチプレクサ６０は、複数の行電極２２，３２の一つを静電容量・抵抗検出部４０へ選択的に接続する。
マルチプレクサ７０は、複数の列電極２１，３１の一つを静電容量・抵抗検出部４０へ選択的に接続する。
マルチプレクサ６０，７０によって選択された行電極２２，３２及び列電極２１，３１の交差部分にあるサーミスタ２３及び静電容量素子３３は並列に静電容量・抵抗検出部９０に接続される。 The multiplexer 60 selectively connects one of the plurality of row electrodes 22 and 32 to the capacitance / resistance detection unit 40.
The multiplexer 70 selectively connects one of the plurality of column electrodes 21 and 31 to the capacitance / resistance detection unit 40.
The thermistor 23 and the capacitance element 33 at the intersection of the row electrodes 22 and 32 and the column electrodes 21 and 31 selected by the multiplexers 60 and 70 are connected to the capacitance / resistance detection unit 90 in parallel.

基本波形生成部８０は、静電容量・抵抗検出部９０を通じて並列に接続されたサーミスタ２３及び静電容量素子３３に所定の直流電圧を印加し得ると共に、所定周波数ωの交流電圧を印加し得る。すなわち、基本波形生成部８０は、直流電圧印加手段と交流電圧印加手段とを構成している。また、基本波形生成部８０は、直流電圧と交流電圧とを時間的に分けて印加する。   The basic waveform generation unit 80 can apply a predetermined DC voltage to the thermistor 23 and the capacitive element 33 connected in parallel through the capacitance / resistance detection unit 90 and can also apply an AC voltage having a predetermined frequency ω. . That is, the basic waveform generating unit 80 constitutes a DC voltage application unit and an AC voltage application unit. In addition, the basic waveform generation unit 80 applies the DC voltage and the AC voltage separately in time.

静電容量・抵抗検出部９０は、計測すべき行電極２２，３２及び列電極２１，３１をマルチプレクサ６０，７０により選択し、選択した行電極２２，３２と列電極２１，３１との交差部分にある、サーミスタ２３の抵抗値及び静電容量素子３３の静電容量を検出し、位相信号検出部１００及びＡ／Ｄ変換部１１０へ出力する。
この静電容量・抵抗検出部９０は、例えば、図５に示すように、抵抗Ｒ１〜Ｒ６、オペアンプＵ１，Ｕ２等から構成される。
図５において、抵抗Ｒ１の一端は基本波形生成部８０に接続され、他端がオペアンプＵ１の反転入力端子に接続されている。 The capacitance / resistance detection unit 90 selects the row electrodes 22 and 32 and the column electrodes 21 and 31 to be measured by the multiplexers 60 and 70, and the intersection between the selected row electrodes 22 and 32 and the column electrodes 21 and 31. The resistance value of the thermistor 23 and the capacitance of the capacitance element 33 are detected and output to the phase signal detection unit 100 and the A / D conversion unit 110.
For example, as shown in FIG. 5, the capacitance / resistance detection unit 90 includes resistors R1 to R6, operational amplifiers U1 and U2, and the like.
In FIG. 5, one end of the resistor R1 is connected to the basic waveform generator 80, and the other end is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier U1.

オペアンプＵ１は、その非反転入力端子が接地されており、出力端子に抵抗Ｒ２の一端が接続されている。このオペアンプＵ１は、マルチプレクサ６０，７０によって選択したサーミスタ２３と接続されることにより、選択されたサーミスタ２３がオペアンプＵ１の反転入力端子と出力端子との間に接続され、抵抗Ｒ１、サーミスタ２３及びオペアンプＵ１により反転増幅回路を構成する。   The operational amplifier U1 has its non-inverting input terminal grounded and one end of a resistor R2 connected to the output terminal. The operational amplifier U1 is connected to the thermistor 23 selected by the multiplexers 60 and 70, so that the selected thermistor 23 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier U1, and the resistor R1, the thermistor 23, and the operational amplifier U1 constitutes an inverting amplifier circuit.

抵抗Ｒ２は、その他端がオペアンプＵ２の反転入力端子に接続されている。
抵抗Ｒ４は、その一端がオペアンプＵ２の出力端子に接続され、その他端が抵抗Ｒ５の一端に接続されている。抵抗Ｒ５は、その他端が抵抗Ｒ６の一端に接続されていると共にＡ／Ｄ変換部１１０に接続されている。抵抗Ｒ６の他端は、接地されている。
オペアンプＵ２は、その非反転入力端子に、指令電圧Ｖｒｅｆが入力されていると共に、その反転入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ３が接続されている。 The other end of the resistor R2 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier U2.
The resistor R4 has one end connected to the output terminal of the operational amplifier U2 and the other end connected to one end of the resistor R5. The other end of the resistor R5 is connected to one end of the resistor R6 and is connected to the A / D conversion unit 110. The other end of the resistor R6 is grounded.
In the operational amplifier U2, the command voltage Vref is input to the non-inverting input terminal, and a resistor R3 is connected between the inverting input terminal and the output terminal.

位相信号検出部１００は、選択されたサーミスタ２３及び静電容量素子３３へ入力される交流電圧の位相とその出力電圧の位相とを検出する。
この位相信号検出部１００は、例えば、図５に示すように、オペアンプＵ３，Ｕ４、抵抗Ｒ７〜Ｒ１０、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２等から構成されている。 The phase signal detector 100 detects the phase of the alternating voltage input to the selected thermistor 23 and the capacitive element 33 and the phase of the output voltage.
For example, as shown in FIG. 5, the phase signal detection unit 100 includes operational amplifiers U3 and U4, resistors R7 to R10, transistors TR1 and TR2, and the like.

図５において、オペアンプＵ４は、その非反転入力端子がオペアンプＵ１の反転入力端子側に接続され、その反転入力端子が接地されている。オペアンプＵ４は、基本波形生成部８０の出力する交流電圧がマイナス側からプラス側に変化すると、プラスの電圧を出力し、基本波形生成部８０の出力する交流電圧がプラス側からマイナス側に変化すると、マイナスの電圧を出力する。すなわち、オペアンプＵ４は、基本波形生成部８０の印加する交流電圧のゼロクロスタイミングを検出する。   In FIG. 5, the operational amplifier U4 has its non-inverting input terminal connected to the inverting input terminal side of the operational amplifier U1, and its inverting input terminal grounded. The operational amplifier U4 outputs a positive voltage when the AC voltage output from the basic waveform generation unit 80 changes from the negative side to the positive side, and the AC voltage output from the basic waveform generation unit 80 changes from the positive side to the negative side. , Output a negative voltage. That is, the operational amplifier U4 detects the zero cross timing of the AC voltage applied by the basic waveform generation unit 80.

オペアンプＵ３は、その非反転入力端子がオペアンプＵ１の出力端子側に接続され、その反転入力端子が接地されている。オペアンプＵ３は、オペアンプＵ１の出力する交流電圧がマイナス側からプラス側に変化すると、プラスの電圧を出力し、オペアンプＵ１の出力する交流電圧がプラス側からマイナス側に変化すると、マイナスの電圧を出力する。すなわち、オペアンプＵ３は、選択されたサーミスタ２３及び静電容量素子３３の出力電圧のゼロクロスタイミングを検出すると共に位相検出手段を構成している。   The operational amplifier U3 has its non-inverting input terminal connected to the output terminal side of the operational amplifier U1, and its inverting input terminal grounded. The operational amplifier U3 outputs a positive voltage when the AC voltage output from the operational amplifier U1 changes from the negative side to the positive side, and outputs a negative voltage when the AC voltage output from the operational amplifier U1 changes from the positive side to the negative side. To do. That is, the operational amplifier U3 detects the zero cross timing of the output voltage of the selected thermistor 23 and the capacitive element 33, and constitutes a phase detection means.

トランジスタＴＲ１は、抵抗Ｒ９を介してオペアンプＵ４の出力端子に接続され、オペアンプＵ４の出力電圧がプラスになると場合にオンし、オペアンプＵ４の出力電圧がマイナスの場合にはオフする。トランジスタＴＲ１がオンすると、位相信号ＣＯＭＰ１がローレベルとなり、トランジスタＴＲ１がオフすると、位相信号ＣＯＭＰ１がハイレベルとなる。   The transistor TR1 is connected to the output terminal of the operational amplifier U4 via the resistor R9, and is turned on when the output voltage of the operational amplifier U4 becomes positive, and turned off when the output voltage of the operational amplifier U4 is negative. When the transistor TR1 is turned on, the phase signal COMP1 is at a low level, and when the transistor TR1 is turned off, the phase signal COMP1 is at a high level.

トランジスタＴＲ２は、抵抗Ｒ７を介してオペアンプＵ３の出力端子に接続され、オペアンプＵ３の出力電圧がプラスの場合にはオンし、オペアンプＵ３の出力電圧がマイナスの場合にはオフする。トランジスタＴＲ２がオンすると、位相信号ＣＯＭＰ２がローレベルとなり、トランジスタＴＲ２がオフすると、位相信号ＣＯＭＰ２がハイレベルとなる。   The transistor TR2 is connected to the output terminal of the operational amplifier U3 via the resistor R7, and is turned on when the output voltage of the operational amplifier U3 is positive, and turned off when the output voltage of the operational amplifier U3 is negative. When the transistor TR2 is turned on, the phase signal COMP2 is at a low level, and when the transistor TR2 is turned off, the phase signal COMP2 is at a high level.

位相信号ＣＯＭＰ１は、基本波形生成部８０から入力される交流電圧に応じてハイレベルとローレベルとの間で変化する信号であり、位相信号ＣＯＭＰ２は、オペアンプＵ１の出力する交流電圧に応じてハイレベルとローレベルとの間で変化する信号であり、後述するように、演算部１２０において位相信号ＣＯＭＰ１の立ち上がり時点から位相信号ＣＯＭＰ２の立ち上がり時点までの時間をカウンタ等により計測することにより、選択されたサーミスタ２３及び静電容量素子３３に印加される交流電圧とその出力電圧との位相差を算出できる。すなわち、演算部１２０は位相差算出手段を構成している。   The phase signal COMP1 is a signal that changes between a high level and a low level according to the AC voltage input from the basic waveform generation unit 80, and the phase signal COMP2 is high according to the AC voltage output from the operational amplifier U1. This signal changes between a low level and a low level, and is selected by measuring the time from the rising point of the phase signal COMP1 to the rising point of the phase signal COMP2 with a counter or the like in the arithmetic unit 120, as will be described later. The phase difference between the AC voltage applied to the thermistor 23 and the capacitive element 33 and the output voltage can be calculated. That is, the arithmetic unit 120 constitutes a phase difference calculating unit.

Ａ／Ｄ変換部１１０は、静電容量・抵抗検出部９０から出力されるアナログ信号からなる出力電圧をデジタル信号に変換して演算部１２０へ出力する。
演算部１２０は、位相信号検出部１００から入力される位相信号ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２から上記の位相差を算出すると共に、この位相差及びＡ／Ｄ変換部１１０から入力される値に基づいて、選択した静電容量素子３３の静電容量値を算出する。 The A / D converter 110 converts the output voltage composed of an analog signal output from the capacitance / resistance detector 90 into a digital signal and outputs the digital signal to the calculator 120.
The calculation unit 120 calculates the phase difference from the phase signals COMP1 and COMP2 input from the phase signal detection unit 100, and selects the phase difference based on the phase difference and the value input from the A / D conversion unit 110. The capacitance value of the capacitance element 33 is calculated.

次に、上記検出回路の動作について図６ないし図８を参照して説明する。
ここで、図６は検出回路の処理手順を示すフローチャート、図７は静電容量素子とサーミスタとが並列に検出回路に接続された状態で直流電圧を印加したときの作用を説明するための回路図であり、図８は静電容量素子とサーミスタが並列に検出回路に接続された状態で交流電圧を印加したときの作用を説明するための回路図である。
尚、検出回路５０の処理において、各サーミスタ２３の温度特性、各静電容量素子３３の温度特性及び圧力特性は既知であるとする。 Next, the operation of the detection circuit will be described with reference to FIGS.
Here, FIG. 6 is a flowchart showing the processing procedure of the detection circuit, and FIG. 7 is a circuit for explaining the operation when a DC voltage is applied in a state where the capacitance element and the thermistor are connected to the detection circuit in parallel. FIG. 8 is a circuit diagram for explaining the operation when an AC voltage is applied in a state where the capacitance element and the thermistor are connected to the detection circuit in parallel.
In the processing of the detection circuit 50, it is assumed that the temperature characteristics of each thermistor 23, the temperature characteristics and pressure characteristics of each capacitance element 33 are known.

図６に示すように、先ず、温度検出のために、マルチプレクサ６０，７０により選択した静電容量素子３３とサーミスタ２３に基本波形生成部８０により直流電圧Ｖｉｎを印加する（ステップＳＴ１）。
この状態では、図７に示すように、選択した静電容量素子３３とサーミスタ２３は並列に接続されている。 As shown in FIG. 6, first, a DC voltage Vin is applied to the capacitance element 33 and the thermistor 23 selected by the multiplexers 60 and 70 by the basic waveform generator 80 for temperature detection (step ST1).
In this state, as shown in FIG. 7, the selected capacitance element 33 and the thermistor 23 are connected in parallel.

そして、サーミスタ２３による出力電圧より温度を検出する（ステップＳＴ２）。
直流電圧Ｖｉｎを印加した場合、図７に示す静電容量素子３３の静電容量Ｃｓは無視されて抵抗Ｒ１とサーミスタ２３の抵抗Ｒｔｈの関係による反転増幅回路が形成される。
このとき、出力電圧Ｖｏｕｔは、次式により求められる。 And temperature is detected from the output voltage by the thermistor 23 (step ST2).
When the DC voltage Vin is applied, the capacitance Cs of the capacitance element 33 shown in FIG. 7 is ignored, and an inverting amplifier circuit is formed based on the relationship between the resistance R1 and the resistance Rth of the thermistor 23.
At this time, the output voltage Vout is obtained by the following equation.

Figure 2006343141
Figure 2006343141

出力電圧Ｖｏｕｔは、後段のオペアンプＵ２を通り、オフセット処理され、Ａ／Ｄ変換部１１０によりデジタル信号に変換されて演算部１２０へ入力される。
演算部１２０では、直流電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ及び既知の抵抗Ｒ１から、サーミスタ２３の抵抗値Ｒｔｈを算出する。この抵抗値Ｒｔｈは、温度により変化するので、抵抗値Ｒｔｈの温度特性表からサーミスタ２３の周辺の温度が算出される。 The output voltage Vout passes through the operational amplifier U2 at the subsequent stage, is subjected to offset processing, is converted into a digital signal by the A / D conversion unit 110, and is input to the calculation unit 120.
The computing unit 120 calculates the resistance value Rth of the thermistor 23 from the DC voltage Vin, the output voltage Vout, and the known resistance R1. Since the resistance value Rth varies depending on the temperature, the temperature around the thermistor 23 is calculated from the temperature characteristic table of the resistance value Rth.

次いで、選択した静電容量素子３３の静電容量Ｃｓを推定するために、選択した静電容量素子３３とサーミスタ２３に基本波形生成部８０により交流電圧を印加する（ステップＳＴ３）。
そして、交流電圧を印加したのち、オペアンプＵ１の入力側と出力側の信号の位相差を検出する（ステップＳＴ４）。
オペアンプＵ１の入力側と出力側の信号がそれぞれ入力されるオペアンプＵ３，Ｕ４では、基本波形生成部８０が印加する交流電圧に基づく位相信号ＣＯＭＰ１と選択した静電容量素子３３とサーミスタ２３の出力電圧に基づく位相信号ＣＯＭＰ２をそれぞれ生成する。これらの位相信号ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２が演算部１２０に入力されて位相差φが算出される。 Next, in order to estimate the capacitance Cs of the selected capacitance element 33, an alternating voltage is applied to the selected capacitance element 33 and the thermistor 23 by the basic waveform generator 80 (step ST3).
Then, after applying the AC voltage, the phase difference between the input side signal and the output side signal of the operational amplifier U1 is detected (step ST4).
In the operational amplifiers U3 and U4 to which signals on the input side and output side of the operational amplifier U1 are input, respectively, the phase signal COMP1 based on the AC voltage applied by the basic waveform generation unit 80 and the output voltage of the selected capacitance element 33 and the thermistor 23 Respectively, based on the phase signal COMP2. These phase signals COMP1 and COMP2 are input to the calculation unit 120, and the phase difference φ is calculated.

ここで、基本波形生成部８０から交流電圧が印加されている時において、図８に示すように、静電容量素子３３には電圧Ｖが印加されて電流Ｉｃが流れ、サーミスタ２３には電圧Ｖが印加されて電流Ｉｒが流れるとすると、以下の式が成立する。   Here, when an AC voltage is applied from the basic waveform generation unit 80, as shown in FIG. 8, the voltage V is applied to the capacitive element 33, the current Ic flows, and the voltage V is supplied to the thermistor 23. Is applied and the current Ir flows, the following equation is established.

Figure 2006343141
Figure 2006343141

ここで、図８に示す回路において、並列接続されたサーミスタ２３及び静電容量素子３３のインピーダンスＺは、次式で表される。   Here, in the circuit shown in FIG. 8, the impedance Z of the thermistor 23 and the capacitive element 33 connected in parallel is expressed by the following equation.

Figure 2006343141
Figure 2006343141

ここで、オペアンプＵ１の入出力関係は、次式で表される。   Here, the input / output relationship of the operational amplifier U1 is expressed by the following equation.

Figure 2006343141
Figure 2006343141

この結果、以下の式が成立する。   As a result, the following expression is established.

Figure 2006343141
Figure 2006343141

これにより、位相差φは、以下のようになる。   As a result, the phase difference φ is as follows.

Figure 2006343141
Figure 2006343141

ここで、位相差φとサーミスタ２３の抵抗値Ｒｔｈ、交流電圧波形の周波数ωはそれぞれ分かっているので、この結果、静電容量素子３３の静電容量Ｃｓを推定することができる。   Here, the phase difference φ, the resistance value Rth of the thermistor 23, and the frequency ω of the AC voltage waveform are known, and as a result, the capacitance Cs of the capacitance element 33 can be estimated.

次いで、推定した静電容量素子３３の静電容量Ｃｓを温度補正する（ステップＳＴ６）。
ここで、ステップＳＴ２において、サーミスタ２３の周辺の温度は既に求められているので、静電容量素子３３の静電容量Ｃｓの温度特性表に基づいて、温度の影響による静電容量Ｃｓの出力誤差分を補正する。 Next, the estimated capacitance Cs of the capacitance element 33 is temperature-corrected (step ST6).
Here, since the temperature around the thermistor 23 has already been obtained in step ST2, the output error of the capacitance Cs due to the temperature based on the temperature characteristic table of the capacitance Cs of the capacitance element 33. Correct the minutes.

次いで、静電容量素子３３に作用している圧力の値を推定する（ステップＳＴ７）。
ここでは、ステップＳＴ６において求めた温度の影響分を補正した静電容量Ｃｓを用いて、静電容量の圧力特性表から静電容量素子３３に作用する圧力の値を算出する。
そして、演算部１２０では、処理を終了すべきかを判断し（ステップＳＴ８）、必要な場合には、上記の各処理を他のサーミスタ２３及び静電容量素子３３について、さらに繰り返す。 Next, the pressure value acting on the capacitance element 33 is estimated (step ST7).
Here, the value of the pressure acting on the capacitive element 33 is calculated from the pressure characteristic table of the capacitance using the capacitance Cs obtained by correcting the influence of the temperature obtained in step ST6.
Then, the calculation unit 120 determines whether the process should be terminated (step ST8), and if necessary, repeats each of the above processes for the other thermistors 23 and the capacitive elements 33.

以上のように、本実施形態によれば、静電容量式の圧力センサと温度計測用のサーミスタを並列に配置したので、温度測定と静電容量の検出が可能となる。
また、本実施形態によれば、サーミスタ２３の特性の影響を受けやすいＡ／Ｄ変換部１１０の出力結果から直接圧力の値を算出するのではなく、静電容量Ｃｓの値を推定し、この推定値に基づいて圧力の値を算出するので、少ない特性表（マップ）で圧力を推定することができる。
さらに、マルチプレクサ６０，７０の状態を維持したままで静電容量Ｃｓ及び抵抗値Ｒｔｈを検出できるので、圧力センサとサーミスタとを切り替えるためのスイッチが不要となり、センサ回路の小型化が可能となる。 As described above, according to the present embodiment, since the capacitance type pressure sensor and the temperature measurement thermistor are arranged in parallel, temperature measurement and capacitance detection are possible.
Further, according to the present embodiment, instead of directly calculating the pressure value from the output result of the A / D converter 110 that is easily influenced by the characteristics of the thermistor 23, the value of the capacitance Cs is estimated. Since the pressure value is calculated based on the estimated value, the pressure can be estimated with a small characteristic table (map).
Furthermore, since the capacitance Cs and the resistance value Rth can be detected while maintaining the state of the multiplexers 60 and 70, a switch for switching between the pressure sensor and the thermistor is not required, and the sensor circuit can be downsized.

本実施形態に係るセンサは、例えば、ロボットハンドのように実装面積の狭い場所に非常に高密度にセンサとその補償回路を実装する必要がある場合等において、ケーブルの省線化だけでなく圧力分布と共に温度分布も計測できる。
また、本実施形態に係るセンサは、自動車のシート等の着座面に適用することにより、着座面にユーザが着座したことを圧力から検知できると共に温度分布を計測することによりより快適なシートヒータ（クーラー）を実現できる。 The sensor according to the present embodiment, for example, in the case where it is necessary to mount the sensor and its compensation circuit at a very high density in a place where the mounting area is small, such as a robot hand, in addition to the line saving of the cable, The temperature distribution can be measured together with the distribution.
In addition, the sensor according to the present embodiment is applied to a seating surface of an automobile seat or the like, thereby detecting that the user is seated on the seating surface from the pressure and measuring a temperature distribution to make the seat heater more comfortable ( Cooler).

上記実施形態では、スイッチ手段としてマルチプレクサを用いた場合について説明したが、これに限定されるわけではなく、例えば、クロスポイントスイッチを用いることも可能である。   In the above embodiment, the case where the multiplexer is used as the switch means has been described. However, the present invention is not limited to this. For example, a cross point switch can be used.

本発明の一実施形態に係る物理量測定センサの構成を示す平面図である。It is a top view which shows the structure of the physical quantity measurement sensor which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る物理量測定センサの構成を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the structure of the physical quantity measurement sensor which concerns on one Embodiment of this invention. 物理量測定センサに形成される静電容量素子及び抵抗素子の電気的な接続関係を示す図である。It is a figure which shows the electrical connection relation of the electrostatic capacitance element and resistance element which are formed in a physical quantity measurement sensor. 図１に示す検出回路の機能ブロック図である。It is a functional block diagram of the detection circuit shown in FIG. 図１に示す検出回路の回路図である。It is a circuit diagram of the detection circuit shown in FIG. 検出回路における処理手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the process sequence in a detection circuit. 静電容量素子とサーミスタとが並列に検出回路に接続された状態で直流電圧を印加したときの作用を説明するための回路図である。It is a circuit diagram for demonstrating an effect | action when a DC voltage is applied in the state in which the electrostatic capacitance element and the thermistor were connected to the detection circuit in parallel. 静電容量素子とサーミスタが並列に検出回路に接続された状態で交流電圧を印加したときの作用を説明するための回路図である。It is a circuit diagram for demonstrating an effect | action when an alternating voltage is applied in the state in which the electrostatic capacitance element and the thermistor were connected to the detection circuit in parallel.

符号の説明Explanation of symbols

１０…物理量測定センサ
２０…抵抗値センサ
２１…列電極
２２…行電極
２３…サーミスタ
３０…静電容量センサ
３１…列電極
３２…行電極
３３…静電容量素子
５０…検出回路
６０…マルチプレクサ
７０…マルチプレクサ
８０…基本波形生成部（直流電圧印加手段、交流電圧印加手段）
９０…静電容量・抵抗検出部（直流電圧検出手段）
１００…位相信号検出部（位相検出手段）
１１０…Ａ／Ｄ変換部
１２０…演算部（抵抗値検出手段、位相差算出手段）
Ｕ１〜Ｕ４…オペアンプ
Ｒ１〜Ｒ１０…抵抗
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Physical quantity measurement sensor 20 ... Resistance value sensor 21 ... Column electrode 22 ... Row electrode 23 ... Thermistor 30 ... Capacitance sensor 31 ... Column electrode 32 ... Row electrode 33 ... Capacitance element 50 ... Detection circuit 60 ... Multiplexer 70 ... Multiplexer 80 ... basic waveform generator (DC voltage applying means, AC voltage applying means)
90 ... Capacitance / resistance detector (DC voltage detection means)
100: Phase signal detection unit (phase detection means)
110... A / D converter 120... Arithmetic unit (resistance value detection means, phase difference calculation means)
U1-U4 ... operational amplifiers R1-R10 ... resistors

Claims (4)

複数の行電極と複数の列電極との交差部分に形成されて外的要因により抵抗値が変化する抵抗素子を備える抵抗値センサと、複数の行電極と複数の列電極との交差部分に形成されて外的要因により静電容量が変化する静電容量素子を備える静電容量センサと、前記静電容量素子の静電容量及び前記抵抗素子の抵抗値を検出する検出手段と、を備える物理量測定センサであって、
前記抵抗値センサと前記静電容量センサとは互いに重ね合わされて、互いの行電極同士及び互いの列電極同士が電気的に接続されており、
前記抵抗値センサ及び前記静電容量センサの行電極及び列電極を選択的に前記検出手段に接続して対応する前記抵抗素子及び前記静電容量素子を並列に前記検出手段に接続するスイッチ手段を有する、
ことを特徴とする物理量測定センサ。 Formed at the intersection of a plurality of row electrodes and a plurality of column electrodes, and a resistance value sensor having a resistance element whose resistance value changes due to an external factor, formed at the intersection of a plurality of row electrodes and a plurality of column electrodes A capacitance sensor having a capacitance element whose capacitance changes due to an external factor, and a detection means for detecting the capacitance of the capacitance element and the resistance value of the resistance element. A measuring sensor,
The resistance sensor and the capacitance sensor are overlapped with each other, and the row electrodes and the column electrodes are electrically connected to each other,
Switch means for selectively connecting row electrodes and column electrodes of the resistance value sensor and the capacitance sensor to the detection means and connecting the corresponding resistance element and the capacitance element in parallel to the detection means. Have
A physical quantity measuring sensor characterized by that. 前記抵抗値センサは、外気温に基づいて抵抗値が変化し、前記静電容量センサは、外部から作用する圧力に基づいて静電容量が変化する、
ことを特徴とする請求項１に記載の物理量測定センサ。 The resistance value of the resistance sensor changes based on outside air temperature, and the capacitance of the capacitance sensor changes based on pressure acting from the outside.
The physical quantity measuring sensor according to claim 1. 前記検出部は、選択された前記抵抗素子及び前記静電容量素子に直流電圧を印加する直流電圧印加手段と、
選択された前記抵抗素子及び前記静電容量素子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、
直流電圧が印加された前記抵抗素子及び前記静電容量素子の出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、
交流電圧の位相と、交流電圧が印加された前記抵抗素子及び前記静電容量素子の出力電圧の位相とを検出する位相検出手段と、
前記直流電圧印加手段の印加電圧と前記直流電圧検出手段の検出電圧とに基づいて、接続された前記抵抗素子の抵抗値を検出する抵抗値検出手段と、
前記位相検出手段の検出した各位相の位相差を算出する位相差算出手段と、を備え、
前記直流電圧と前記交流電圧とを時間的に分けて印加して算出した前記抵抗値及び前記位相差に基づいて前記静電容量素子の静電容量を算出する、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の物理量測定センサ。 The detection unit includes DC voltage application means for applying a DC voltage to the selected resistance element and the capacitance element,
AC voltage application means for applying an AC voltage to the selected resistance element and the capacitance element;
DC voltage detecting means for detecting an output voltage of the resistance element and the capacitive element to which a DC voltage is applied;
Phase detecting means for detecting the phase of the alternating voltage and the phase of the output voltage of the resistive element and the capacitive element to which the alternating voltage is applied;
Resistance value detecting means for detecting a resistance value of the connected resistance element based on an applied voltage of the DC voltage applying means and a detection voltage of the DC voltage detecting means;
Phase difference calculating means for calculating the phase difference of each phase detected by the phase detecting means,
Calculating the capacitance of the capacitance element based on the resistance value and the phase difference calculated by applying the DC voltage and the AC voltage in a time-division manner;
The physical quantity measuring sensor according to claim 1 or 2, wherein 前記位相検出手段は、印加した交流電圧のゼロクロスタイミングと交流電圧が印加された前記抵抗素子及び前記静電容量素子の出力電圧のゼロクロスタイミングとをそれぞれ検出する、
ことを特徴とする請求項３に記載の物理量測定センサ。 The phase detection means detects a zero-cross timing of the applied AC voltage and a zero-cross timing of the output voltage of the resistance element and the capacitance element to which the AC voltage is applied, respectively.
The physical quantity measuring sensor according to claim 3.
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