JP2006314088A - Ofdm receiving method and ofdm receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、空間分割による複数のパスを介して送受信間で多重通信を行うOFDM受信方法及びOFDM受信装置に関する。 The present invention relates to an OFDM receiving method and an OFDM receiving apparatus that perform multiplex communication between transmission and reception via a plurality of paths by space division.
近年、無線LAN等では、移動体通信におけるマルチパス環境下において生じる周波数選択性フェージングに強い変調方式として、マルチキャリア伝送の一種であるOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式が採用されている。そして、さらに周波数利用効率の向上を目指して、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとを用いてMIMO(Multi Input Multi Output)チャネルを構成し、空間分割による複数のパスを介して送受信間で多重通信を行う手法が提案されている。受信側では、各受信アンテナの信号から複数のパスの伝搬係数の逆関数を推定し、等化することで各送信アンテナからの送信信号を分離して、送信アンテナの数だけチャネルを増加させることができる。 In recent years, in wireless LAN and the like, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation method, which is a kind of multicarrier transmission, has been adopted as a modulation method strong against frequency selective fading that occurs in a multipath environment in mobile communication. In order to further improve the frequency utilization efficiency, a MIMO (Multi Input Multi Output) channel is configured using a plurality of transmission antennas and a plurality of reception antennas, and multiplexed between transmission and reception via a plurality of paths by space division. A method for performing communication has been proposed. On the receiving side, the inverse function of the propagation coefficient of multiple paths is estimated from the signals of each receiving antenna and equalized to separate the transmitted signals from each transmitting antenna and increase the number of channels by the number of transmitting antennas. Can do.
このように、マルチパスに強いOFDMと周波数利用効率を向上させるMIMOとを組み合わせたMIMO−OFDM変調方式が、例えば特許文献1において従来から提案されている。図18及び図19は、この特許文献1で開示されている従来のMIMOを用いたOFDM送信装置200及びOFDM受信装置220の構成を示す図である。図18及び図19では、送信アンテナが2本及び受信アンテナが2本の、2×2MIMO−OFDMの場合の例示している。
Thus, for example,
データ変調部201で変調されたデータは、送信アンテナ206及び207毎に振り分けられ、それぞれがOFDM変調部202及び203でOFDM変調される。このとき、同期に必要なプリアンブル601及び602や伝搬係数推定に必要なトレーニングシンボル603及び604等の受信処理に必要な信号が付与され、送信フレーム1及び2を構成する(図20)。それぞれの送信フレーム1及び2は、周波数変換部204及び205で無線周波数に変換され、送信アンテナ206及び207から送信される。
The data modulated by the
複数の送信アンテナ206及び207から送信された信号は、異なるパスを介して複数の受信アンテナ208及び209に到達する。ここで、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝搬係数をhj,iとする。iは送信アンテナ番号で、jは受信アンテナ番号である。2×2MIMOの場合は、伝送パスは、h1,1、h1,2、h2,1及びh2,2の4つとなる。この場合、送信信号Siと受信信号Rjとの関係は、下記の式(1)及び式(2)で表される。
R1 = h1,1×S1+h1,2×S2 …(1)
R2 = h2,1×S1+h2,2×S2 …(2)
Signals transmitted from the plurality of
R1 = h1,1 * S1 + h1,2 * S2 (1)
R2 = h2,1 * S1 + h2,2 * S2 (2)
ここで、hj,iが互いに無相関であり、hj,iの逆関数を求めることができれば、受信信号から多重された送信信号を分離することが可能となる。これは、例えばhj,iを要素とする伝搬行列Hの逆行列を求め、この逆行列を受信信号Rjからなる行列Rに乗算することで達成できる。すなわち、N本の送信アンテナから送信された信号Siを要素とする送信信号行列をS=[S1,…,SN]T 、M本の受信アンテナで受信した信号Rjを要素とする受信信号行列をR=[R1,…,RM]T 、及び送受信アンテナ間のM×Nの伝搬係数hj,iを要素とする伝搬行列をH=hj,iとすると、受信信号Rは、下記の式(3)で表される。
R = HS …(3)
ここで、伝搬行列Hの逆行列をW=H-1として、式(3)の両辺に掛けると、WR=WHS=H-1HS=Sとなり、送信信号Sを分離することができる。
Here, if h j, i are uncorrelated with each other and an inverse function of h j, i can be obtained, the multiplexed transmission signal can be separated from the reception signal. This can be achieved, for example, by obtaining an inverse matrix of the propagation matrix H having h j, i as elements and multiplying the inverse matrix by the matrix R composed of the received signal Rj. That is, S = [S1,..., SN] T , a transmission signal matrix having elements Si as signals transmitted from N transmission antennas, and a reception signal matrix having elements Rj received by M reception antennas as elements. When R = [R1,..., RM] T and a propagation matrix having M × N propagation coefficients h j, i between transmitting and receiving antennas as elements, H = h j, i , the received signal R is expressed by the following equation: It is represented by (3).
R = HS (3)
Here, when the inverse matrix of the propagation matrix H is set to W = H −1 and multiplied on both sides of the equation (3), WR = WHS = H −1 HS = S, and the transmission signal S can be separated.
受信側では、受信アンテナ208及び209で受信した無線信号を、それぞれ周波数変換部210及び211で信号処理に適した周波数帯域に変換する。変換された受信信号は、それぞれOFDM復調部212及び213でOFDM復調され、図21のように複数のサブキャリア信号に分離される。伝送路推定部214は、伝搬係数推定用に付加されているトレーニングシンボルを用いて、パス毎の伝搬係数hj,iを推定する。逆行列計算部215は、hj,iを要素とする伝搬行列Hの逆行列を求める。干渉キャンセル部216は、受信サブキャリア信号から伝搬行列Hの逆行列を用いて干渉キャンセルを行い、多重された送信信号を分離(チャネル分離)する。分離された送信信号は、データ復調部217で復調される。
On the receiving side, the radio signals received by the
OFDM復調部212及び213は、同期用プリアンブルを用いて、搬送波周波数同期、クロック同期及びシンボル同期を行い、周波数誤差及びタイミング誤差を補正する。その後、時間軸信号を周波数軸信号に変換して、各サブキャリア信号に分離する。
The OFDM
ここで、同期の推定誤差が生じると、各サブキャリア信号には位相誤差が生じる。この位相誤差が大きくなると復調誤りを引き起こすため、従来のOFDM伝送では、特定のサブキャリアに既知の位相を割り当てて送信し(パイロットキャリア)、受信したパイロットキャリアを用いて位相誤差を推定・補正していた。 Here, when a synchronization estimation error occurs, a phase error occurs in each subcarrier signal. In the conventional OFDM transmission, a known phase is assigned to a specific subcarrier for transmission (pilot carrier), and the phase error is estimated and corrected using the received pilot carrier. It was.
図22に、従来の位相誤差補正を行うMIMOを用いたOFDM受信装置230の一例を示す。なお、図19と同じ構成要素には同じ符号をつけ説明は省略する。パイロット抽出部501は、干渉キャンセル部216でチャネル分離された各サブキャリアから、パイロットキャリアのみを抽出する。位相誤差推定部502は、抽出されたパイロットキャリアの位相と送信時の既知の位相とを比較し、位相誤差を推定する。補正部503は、推定で得られた位相誤差を補正するようにデータキャリアの補正を行い、データ復調部217でデータ復調を行う。
FIG. 22 shows an example of a
このような復調処理を数回繰り返して干渉キャンセルの精度を上げる場合は、さらに以下のようにすることができる。データ復調部217で復調されたデータを、データ変調部504で再度変調し、送信信号の生成する。レプリカ生成部505は、再変調された送信信号に推定した伝搬係数をかけてレプリカ信号を生成する。このレプリカ信号を干渉信号とみなして受信信号から減算し、残りの信号を順次分離していく。このような復調ステージ506及び507を、必要な段数だけ接続すればよい。
しかしながら、上記特許文献1で示したMIMOを用いたOFDM受信装置220のように、MIMO構成による伝送路推定手法にOFDM変調方式を単純に組み合わせただけでは、以下のような問題が残る。すなわち、チャネル分離において伝搬係数行列の逆行列を乗算すると、分離された信号は、本来の受信レベルに関係なく振幅が正規化されてしまう。よって、本来の受信レベルが低い信号は、振幅が正規化されることで雑音レベルが強調されることになる。このため、分離されたパイロットキャリアから位相誤差を求めると、雑音強調によって推定結果の誤差が非常に大きくなる可能性がある。これにより、分離されたデータキャリアの位相補正が正しく行えず、復調誤りの原因となる。
However, as in the
また、位相誤差補正を行うMIMOを用いたOFDM受信装置230のように、レプリカ信号を生成して受信信号から減算しながら繰り返し復調する構成では、復調ステージ毎にパイロットキャリアを抽出し、位相誤差の補正をする必要があるため、受信装置が複雑かつ大型化するという問題がある。
In addition, in the configuration in which a replica signal is generated and repeatedly demodulated while being subtracted from the received signal, as in the
それ故に、本発明の目的は、空間分割による複数のパスを介して送受信間で多重通信を行う場合でも、伝送路を正しく推定してキャリアを誤差なく復調することができるOFDM受信方法及びOFDM受信装置を提供することである。 Therefore, an object of the present invention is to provide an OFDM reception method and OFDM reception capable of correctly estimating a transmission path and demodulating a carrier without error even when performing multiplex communication between transmission and reception via a plurality of paths by space division. Is to provide a device.
本発明は、少なくとも1つの送信アンテナから送信される、送信データを割り当てたデータキャリアと既知の位相及び振幅を割り当てたパイロットキャリアとを含む互いに直交する複数のサブキャリアからなるOFDM信号を、複数の受信アンテナを用いて複数の空間パスを介して受信するOFDM受信方法及び装置に向けられている。そして、上記課題を解決するために、本発明のOFDM受信方法及び装置は、以下のステップ(構成)を備えている。 The present invention provides an OFDM signal composed of a plurality of subcarriers orthogonal to each other including a data carrier to which transmission data is assigned and a pilot carrier to which a known phase and amplitude are assigned, transmitted from at least one transmission antenna. The present invention is directed to an OFDM receiving method and apparatus for receiving via a plurality of spatial paths using a receiving antenna. And in order to solve the said subject, the OFDM receiving method and apparatus of this invention are equipped with the following steps (structure).
複数の受信アンテナで受信したOFDM信号をそれぞれOFDM復調して、複数の受信サブキャリアに分離するステップ(複数のOFDM復調部)、複数の受信サブキャリアから、複数の空間パスの伝搬係数をそれぞれ推定するステップ(伝送路推定部)、推定された伝搬係数を要素とする伝搬行列の逆行列を計算するステップ(逆行列計算部)、逆行列を用いて複数の受信サブキャリアの干渉キャンセルを行い、空間で多重された送信サブキャリアを推定するステップ(干渉キャンセル部)、逆行列の信頼度を計算するステップ(信頼度計算部)、推定された送信サブキャリアからパイロットキャリアを取り出し、この取り出したパイロットキャリアを信頼度に応じて重み付けするステップ(重み付け計算部)、及び重み付けされたパイロットキャリアに基づいて、複数の受信サブキャリアに含まれる誤差を補正するステップ(変動推定部)。 Each of OFDM signals received by a plurality of receiving antennas is subjected to OFDM demodulation and separated into a plurality of receiving subcarriers (a plurality of OFDM demodulating units), and propagation coefficients of a plurality of spatial paths are estimated from the plurality of receiving subcarriers, respectively. A step (transmission path estimation unit), a step of calculating an inverse matrix of a propagation matrix having an estimated propagation coefficient as an element (inverse matrix calculation unit), performing interference cancellation of a plurality of reception subcarriers using the inverse matrix, A step of estimating transmission subcarriers multiplexed in space (interference cancellation unit), a step of calculating reliability of an inverse matrix (reliability calculation unit), a pilot carrier is extracted from the estimated transmission subcarrier, and the extracted pilot Weighting carrier according to reliability (weighting calculation unit), and weighted pyro Based on the bets carrier, the step of correcting the error contained in the plurality of received subcarriers (fluctuation estimation section).
好ましくは、誤差を補正するステップ(変動推定部)は、重み付けされたパイロットキャリアを用いて、復調誤差の瞬時変動を推定するステップ(瞬時変動推定部)、及び推定された復調誤差の瞬時変動に応じて、推定された送信サブキャリアを補正するステップ(キャリア補正部)を含む。又は、誤差を補正するステップ(変動推定部)は、重み付けされたパイロットキャリアを用いて、パイロットキャリアに関する復調誤差の時間変動を推定するステップ(時間変動推定部)、推定された時間変動を周波数方向に補間して、サブキャリア毎の復調誤差の時間変動を推定するステップ(周波数方向補間部)、及び推定されたサブキャリア毎の復調誤差の時間変動に基づいて、推定された伝搬係数を補正するステップ(伝搬係数補正部)を含む。あるいは、これら全ての構成を含んでもよい。なお、推定された送信サブキャリアを補正するステップ(キャリア補正部)に代えて、推定された伝搬係数を補正するステップ(伝搬係数補正部)で、推定された復調誤差の瞬時変動に基づいて推定された伝搬係数を補正しても構わない。 Preferably, the step of correcting the error (variation estimation unit) uses a weighted pilot carrier to estimate the instantaneous variation of the demodulation error (instantaneous variation estimation unit) and the estimated instantaneous variation of the demodulation error. Accordingly, a step (carrier correction unit) for correcting the estimated transmission subcarrier is included. Alternatively, the step of correcting the error (variation estimation unit) is a step of estimating the time variation of the demodulation error related to the pilot carrier using the weighted pilot carrier (time variation estimation unit), and the estimated time variation is the frequency direction. And estimating the time variation of the demodulation error for each subcarrier (frequency direction interpolation unit), and correcting the estimated propagation coefficient based on the estimated time variation of the demodulation error for each subcarrier. A step (propagation coefficient correction unit) is included. Alternatively, all these configurations may be included. Note that, instead of the step of correcting the estimated transmission subcarrier (carrier correction unit), the step of correcting the estimated propagation coefficient (propagation coefficient correction unit) is estimated based on the instantaneous fluctuation of the estimated demodulation error. The propagation coefficient thus corrected may be corrected.
また、本発明は、複数の送信アンテナからそれぞれ送信される、送信データを割り当てたデータキャリアと既知の位相及び振幅を割り当てたパイロットキャリアとを含む互いに直交する複数のサブキャリアからなるOFDM信号を、複数の受信アンテナを用いて複数の空間パスを介して入力するOFDM受信方法及び装置に向けられている。そして、上記課題を解決するために、本発明のOFDM受信方法及び装置は、以下のステップ(構成)を備えている。 Further, the present invention provides an OFDM signal composed of a plurality of subcarriers orthogonal to each other including a data carrier to which transmission data is assigned and a pilot carrier to which a known phase and amplitude are assigned, transmitted from a plurality of transmission antennas, respectively. The present invention is directed to an OFDM receiving method and apparatus for inputting via a plurality of spatial paths using a plurality of receiving antennas. And in order to solve the said subject, the OFDM receiving method and apparatus of this invention are equipped with the following steps (structure).
複数の受信アンテナで受信したOFDM信号をそれぞれOFDM復調して、複数の受信サブキャリアに分離するステップ(複数のOFDM復調部)、複数の受信サブキャリアから、複数の空間パスの伝搬係数をそれぞれ推定するステップ(伝送路推定部)、複数の受信サブキャリアの数だけ設けられたステップ(複数の復調ステージ)、複数の復調ステージで求められた逆行列の信頼度を計算するステップ(信頼度計算部)、複数の復調ステージで推定された送信サブキャリアからパイロットキャリアを取り出し、この取り出したパイロットキャリアを信頼度に応じて重み付けするステップ(重み付け計算部)、重み付けされたパイロットキャリアに基づいて復調誤差の瞬時変動及び推定されたサブキャリア毎の復調誤差の時間変動を推定し、瞬時変動及び時間変動に基づいて推定された伝搬係数を補正するステップ(変動推定部)。 Each of OFDM signals received by a plurality of receiving antennas is subjected to OFDM demodulation and separated into a plurality of receiving subcarriers (a plurality of OFDM demodulating units), and propagation coefficients of a plurality of spatial paths are estimated from the plurality of receiving subcarriers, respectively. A step (transmission path estimation unit), a step provided by the number of a plurality of reception subcarriers (a plurality of demodulation stages), and a step (reliability calculation unit) for calculating the reliability of the inverse matrix obtained in the plurality of demodulation stages ), Extracting a pilot carrier from transmission subcarriers estimated in a plurality of demodulation stages, weighting the extracted pilot carrier according to reliability (weighting calculation unit), and determining a demodulation error based on the weighted pilot carrier Estimate instantaneous fluctuations and temporal fluctuations of estimated demodulation errors for each subcarrier. Step of correcting the propagation coefficient estimated based on the instantaneous variation and time variation (fluctuation estimation section).
この複数の受信サブキャリアの数だけ設けられたステップ(複数の復調ステージ)は、それぞれ、推定された伝搬係数を要素とする伝搬行列の逆行列を計算するステップ(逆行列計算部)、逆行列を用いて複数の受信サブキャリアの干渉キャンセルを行い、空間で多重された送信サブキャリアを推定するステップ(干渉キャンセル部)、推定された送信サブキャリアを復調して送信データを得るステップ(データ復調部)、復調された送信データを再変調して複数のサブキャリアを生成するステップ(データ変調部)、再変調された複数のサブキャリアに補正された伝搬係数を乗算して、レプリカ信号を生成するステップ(レプリカ生成部)、及びレプリカ信号を複数の受信サブキャリアから減算した減算信号を生成し、この生成した減算信号を新たな複数の受信サブキャリアとして、後段の復調ステージの干渉キャンセル部へ出力するステップ(演算部)を備える。 The steps (plurality of demodulation stages) provided by the number of the plurality of reception subcarriers are respectively a step of calculating an inverse matrix of a propagation matrix having an estimated propagation coefficient as an element (inverse matrix calculation unit), an inverse matrix Is used to cancel interference of a plurality of reception subcarriers, to estimate a transmission subcarrier multiplexed in space (interference cancellation unit), to demodulate the estimated transmission subcarrier to obtain transmission data (data demodulation) Part), remodulating the demodulated transmission data to generate a plurality of subcarriers (data modulation part), multiplying the remodulated subcarriers by the corrected propagation coefficient to generate a replica signal Generating a subtraction signal obtained by subtracting the replica signal from a plurality of received subcarriers. As new plurality of received subcarriers, comprising the step (calculation unit) to be output to the interference canceller of the subsequent demodulation stage.
本発明によれば、伝搬係数の逆行列の信頼度でパイロットキャリアを重み付けする。これにより、雑音強調による推定誤差を抑え、精度よく送受間誤差を検出することが可能となる。また、検出した送受間誤差の瞬時変動に基づいて、分離したデータキャリアを補正する。これにより、復調誤りを減らすことができる。また、検出した送受間誤差の時間変動に基づいて、推定した伝搬係数を補正してから逆行列を求める。これにより、伝搬路の変動に追従し、逆行列乗算による信号の分離精度を向上させることができる。さらに、補正した伝搬係数を用いてレプリカ信号を生成することで、繰り返し復号時に必要なステージ毎の誤差補正を一括して行うことができる。 According to the present invention, the pilot carrier is weighted with the reliability of the inverse matrix of the propagation coefficient. As a result, the estimation error due to noise enhancement can be suppressed, and the error between transmission and reception can be detected with high accuracy. Further, the separated data carrier is corrected based on the detected instantaneous fluctuation of the transmission / reception error. Thereby, demodulation errors can be reduced. Further, the inverse matrix is obtained after correcting the estimated propagation coefficient based on the detected temporal variation of the transmission / reception error. As a result, it is possible to follow the fluctuation of the propagation path and improve the signal separation accuracy by inverse matrix multiplication. Furthermore, by generating a replica signal using the corrected propagation coefficient, error correction for each stage necessary for iterative decoding can be performed collectively.
以下、本発明のOFDM受信装置について、図面を参照しながら説明する。各実施形態では、2本の受信アンテナを持つOFDM受信装置が、2本の送信アンテナを持つOFDM送信装置との間で2×2MIMO−OFDM伝送を行う例を説明する。なお、OFDM送信装置は、図18で示した従来のOFDM送信装置200としている。
まず、本発明の各実施形態に係るOFDM受信装置の説明に先立ち、OFDM送信装置200を説明する。
Hereinafter, an OFDM receiving apparatus of the present invention will be described with reference to the drawings. In each embodiment, an example will be described in which an OFDM receiving apparatus having two receiving antennas performs 2 × 2 MIMO-OFDM transmission with an OFDM transmitting apparatus having two transmitting antennas. The OFDM transmitter is the
First, prior to description of the OFDM receiver according to each embodiment of the present invention, the
(OFDM送信装置が送信する伝送フレーム)
OFDM送信装置200は、図20に示したように伝送フレーム1及び伝送フレーム2を送信する。送信アンテナ206及び207からは、異なるデータ系列を同時に送信して空間多重を行う。送信アンテナ206から送信する伝送フレーム1は、プリアンブル601、トレーニングシンボル603及びデータシンボル605で構成される。送信アンテナ207から送信する伝送フレーム2は、プリアンブル602、トレーニングシンボル604及びデータシンボル606で構成される。
(Transmission frame transmitted by OFDM transmitter)
The
プリアンブル601及び602は、フレーム同期、周波数同期、クロック同期、AGC又はシンボル同期等に用いられる既知の信号であり、これらの用途に適したものであれば信号形態は特に問わない。また、プリアンブル601及び602は、送信アンテナ206及び207毎に異なる信号であってもよい。
The
トレーニングシンボル603及び604は、空間多重された送信信号を分離するために、送受信アンテナ間の各伝送パスの伝搬係数hj,iを推定するための既知の信号である。トレーニングシンボル603及び604には、伝搬係数hj,iを推定するために、送信アンテナ間で時間的又は周波数的又は符号的あるいはこれらの組み合わせにおいて互いに直交するシンボルを用いればよい。
例えば、時刻t1では送信アンテナ206だけからトレーニングシンボル603を送信し、時刻t2では送信アンテナ207だけからトレーニングシンボル604を送信する。これにより、OFDM受信装置は、時刻t1ではトレーニングシンボル603からh1,1及びh2,1を推定でき、時刻t2ではトレーニングシンボル604からh1,2及びh2,2を推定できる。
For example, the
本実施例ではトレーニングシンボルにOFDM信号を用いるので、サブキャリア毎に送信を行う。例えば、送信アンテナ206からトレーニングシンボル603の奇数番号サブキャリアを送信し、送信アンテナ207からトレーニングシンボル604の偶数番号サブキャリアを送信する。次に、順序を入れ替えて送信アンテナ206からトレーニングシンボル603の偶数番号サブキャリアを送信し、送信アンテナ207からトレーニングシンボル604の奇数番号サブキャリアを送信する。これにより、OFDM受信装置では、サブキャリア毎にhj,iを独立に推定することができる。
In this embodiment, since an OFDM signal is used as a training symbol, transmission is performed for each subcarrier. For example, the odd number subcarriers of the
データシンボル605及び606は、複数のサブキャリアを周波数軸上で直交多重したOFDM信号である。図23に、OFDM信号の一例を示す。図23において、1つのデータシンボルは複数(17本)のサブキャリアからなり、このうち所定のサブキャリアには既知の位相及び振幅を割り当てて、パイロットキャリア702とする。パイロットキャリア702以外のサブキャリアには、送信データに基づいて位相及び振幅を割り当てて、データキャリア701とする。
図24に、伝送フレームのサブキャリアの一例を示す。図24において、Ti,x,yはトレーニングキャリアを、Di,x,yはデータキャリアを、Pi,x,yはパイロットキャリアを、及びnullは振幅ゼロのキャリアを表す。iは送信アンテナ番号、xはシンボル番号、及びyはサブキャリア番号である。Ti,x,y及びPi,x,yは、既知の位相及び振幅を割り当てて、Di,x,yは、送信データに基づいて位相及び振幅を割り当てる。 FIG. 24 shows an example of subcarriers in a transmission frame. In FIG. 24, T i, x, y represents a training carrier, D i, x, y represents a data carrier, P i, x, y represents a pilot carrier, and null represents a carrier with zero amplitude. i is a transmission antenna number, x is a symbol number, and y is a subcarrier number. T i, x, y and P i, x, y assign a known phase and amplitude, and D i, x, y assign a phase and amplitude based on the transmitted data.
トレーニングシンボル603及び604は、2つのOFDMシンボルからなる。1つ目のOFDMシンボルでは、番号1の送信アンテナからは奇数番号のサブキャリア(T1,1,1,T1,1,3,…,T1,1,17)が、番号2の送信アンテナからは偶数番号のサブキャリア(T2,1,2,T2,1,4,…,T2,1,16)が、それぞれ送信される。2つ目のOFDMシンボルでは、番号1の送信アンテナからは偶数番号のサブキャリア(T1,2,2,T1,2,4,…,T1,2,16)が、番号2の送信アンテナからは奇数番号のサブキャリア(T2,2,1,T2,2,3,…,T2,2,17)が、それぞれ送信される。
データシンボル605及び606は、L個のOFDMシンボルからなる。この各OFDMシンボルは、13個のデータキャリアと4個のパイロットキャリアとからなる。この例では、パイロットキャリアのサブキャリア番号は常に固定(Pi,x,3,Pi,x,7,Pi,x,11,Pi,x,15)であるが、図25に示すようにシンボル毎に変化させてもよい。
図18において、データ変調部201は、各送信アンテナ206及び207から送信するデータ系列に基づいて、複数のサブキャリアをOFDM変調部202及び203で直交多重して、データシンボルの時間波形を生成する。なお、直交多重には、逆フーリエ変換、逆ウエーブレット変換又は逆離散コサイン変換等を用いることができる。OFDM変調部202及び203では、時間波形に変換したデータシンボル列にプリアンブル及びトレーニングシンボルを付加して、伝送フレームを生成する。生成されたそれぞれの伝送フレームは、周波数変換部204及び205で無線周波数に変換されて、送信アンテナ206及び207から同時に送信される。
In FIG. 18,
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係るOFDM受信装置100の構成を示すブロック図である。図1において、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、受信アンテナ101a及び101bと、周波数変換部103a及び103bと、OFDM復調部105a及び105bと、伝送路推定部107と、逆行列計算部109と、干渉キャンセル部110と、信頼度計算部111と、重み付け計算部112と、瞬時変動推定部113と、キャリア補正部114と、データ復調部115とを備える。
以下、OFDM受信装置100の各構成の動作及びOFDM受信装置100が行うOFDM受信方法を、詳細に説明する。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an
Hereinafter, the operation of each component of the
OFDM送信装置から送信された信号(送信フレーム1及び2)は、受信アンテナ101a及び101bで受信されて周波数変換部103a及び103bにそれぞれ入力される。周波数変換部103a及び103bは、受信アンテナ101a及び101bが受信した信号(受信フレーム1及び2)を、後段の信号処理に適した周波数帯域の時間軸信号にそれぞれ変換する。この周波数変換された時間軸信号の演算式は、下記の式(4)及び(5)で表現でき、受信フレームのイメージは、図2のように表現できる。TSi,xは、送信OFDMシンボルを示し、RSj,xは、受信OFDMシンボルを示す。Hj,iは、時間軸表現での伝送路特性を示す。
RS1,x = H1,1×TS1,x+H1,2×TS2,x …(4)
RS2,x = H2,1×TS1,x+H2,2×TS2,x …(5)
Signals (transmission frames 1 and 2) transmitted from the OFDM transmitter are received by the
RS1 , x = H1,1 * TS1 , x + H1,2 * TS2 , x (4)
RS 2, x = H 2,1 × TS 1, x + H 2,2 × TS 2, x (5)
OFDM復調部105a及び105bは、周波数変換された時間軸信号をサブキャリアにそれぞれ分離して、周波数軸信号に変換する。具体的には、OFDM復調部105a及び105bは、送信フレームのプリアンブル信号に基づいて、受信ゲイン調整、フレーム同期、周波数同期、及びシンボル同期を行い、検出したシンボルタイミングに基づいて各OFDMシンボルをサブキャリアに分離する。この処理には、直交多重に用いた変換の逆変換、例えばフーリエ変換やウエーブレット変換や離散コサイン変換等を用いることができる。この周波数軸信号演算式は、下記の式(6)及び(7)で表現できる。また、受信フレームのイメージは、図3のように表現できる。TSCi,x,yは、送信サブキャリアを示し、SCj,x,yは、受信サブキャリアを示す。
SC1,x,y = h1,1,y×TSC1,x,y+h1,2,y×TSC2,x,y …(6)
SC2,x,y = h2,1,y×TSC1,x,y+h2,2,y×TSC2,x,y …(7)
The
SC1 , x, y = h1,1, y × TSC1 , x, y + h1,2, y × TSC2 , x, y (6)
SC2 , x, y = h2,1, y × TSC1 , x, y + h2,2, y × TSC2 , x, y (7)
伝送路推定部107は、分離された受信サブキャリアSCj,x,yから送受信アンテナ間の伝送パス毎の伝搬係数hj,iを推定する。ここでは、サブキャリア毎の伝搬係数をhj,i,yとする。トレーニングキャリアTi,x,yは1つのアンテナだけから送信されているので、受信トレーニングキャリア、すなわち受信サブキャリアSCj,x,yを既知の送信トレーニングキャリアTi,x,yで除算することで、伝搬係数hj,i,yを求めることができる。つまり、下記の式(8)となる。また、受信フレームのイメージは、図4のように表現できる。
hj,i,y = SCj,x,y/Ti,x,y …(8)
The transmission
h j, i, y = SC j, x, y / T i, x, y (8)
一方、データシンボルの受信サブキャリア(データキャリア及びパイロットキャリア)は、複数のアンテナから同時に送信され空間で多重されている。空間多重された信号を分離するためのアルゴリズムとしては、ZF(ゼロフォーシング)アルゴリズムやMMSE(最小2乗誤差)アルゴリズムが用いられる。これらのアルゴリズムでは、伝搬係数hj,iを要素とする伝搬行列Hの逆行列Wを求めて受信信号に乗算することにより、分離したい信号にかかる伝搬係数の影響と、干渉成分である他の信号の影響とを、キャンセルすることができる。逆行列の求め方はアルゴリズムによって様々な方法があり、例えばZFアルゴリズムにおける逆行列は、一般逆行列とよばれるW=(HHH)-1HHを用いる。ここで、Hは行列のエルミート転置を表す。また、MMSEアルゴリズムにおいては、W=(H*HT+zI)-1H* を用いる。ここで、* は複素共役を、T は転置を、zは雑音電力を、Iは単位行列をそれぞれ表す。 On the other hand, reception subcarriers (data carrier and pilot carrier) of data symbols are simultaneously transmitted from a plurality of antennas and multiplexed in space. As an algorithm for separating a spatially multiplexed signal, a ZF (zero forcing) algorithm or an MMSE (least square error) algorithm is used. In these algorithms, by obtaining the inverse matrix W of the propagation matrix H having the propagation coefficient h j, i as an element and multiplying the received signal, the influence of the propagation coefficient on the signal to be separated and other interference components The influence of the signal can be canceled. There are various methods for obtaining the inverse matrix depending on the algorithm. For example, W = (H H H) −1 H H called a general inverse matrix is used as the inverse matrix in the ZF algorithm. Where H is the Hermitian transpose of the matrix. In the MMSE algorithm, W = (H * H T + zI) −1 H * is used. Here, * represents the complex conjugate, T represents the transpose, z represents the noise power, and I represents the unit matrix.
逆行列計算部109は、各サブキャリアyについて伝搬係数hj,i,yを要素とする伝搬行列Hyを用いて、伝搬行列Hyの逆行列Wy(=Hy―1)を求める。この伝搬行列Hy及び逆行列Wyは、下記の式(9)及び(10)で求められる。また、受信フレームのイメージは、図5のように表現できる。
干渉キャンセル部110は、データシンボルの受信サブキャリアSCj,x,yを逆行列Wyを用いて干渉キャンセルを行い、空間多重された送信サブキャリアTSC'i,x,yを分離する。この分離は、下記の式(11)で示すように、各サブキャリアについて、受信サブキャリアSCj,x,yを要素とする受信信号行列に逆行列Wyを乗算することで行われる。
以後、分離されたサブキャリアからなるデータシンボル列を、ストリームと呼ぶ。送信アンテナ番号i=1から送信されたデータシンボル列をストリーム1と、送信アンテナ番号i=2から送信されたデータシンボル列をストリーム2と呼ぶ。データシンボルのイメージは、図6のように表現できる。
Hereinafter, a data symbol sequence including separated subcarriers is referred to as a stream. A data symbol sequence transmitted from the transmission antenna number i = 1 is referred to as
しかし、受信信号には、送受間の同期誤差や、伝搬係数の推定誤差及び雑音が含まれている。送受間の同期誤差には、例えば搬送波周波数の誤差、クロック周波数誤差、シンボルタイミング誤差、及び位相雑音等があり、プリアンブルでの同期において検出又は補正ができなかった誤差が含まれる。伝搬係数の推定誤差には、トレーニングシンボルでの推定誤差や、トレーニングシンボルで推定した後の伝送路の変動による誤差等が含まれる。伝搬係数をh、送受間誤差をe、送信信号をs、及び雑音をnとすると、受信信号Rは、下記の式(12)で表すことができる。
r=h×e×s+n …(12)
However, the received signal includes a synchronization error between transmission and reception, a propagation coefficient estimation error, and noise. The synchronization error between transmission and reception includes, for example, carrier frequency error, clock frequency error, symbol timing error, phase noise, and the like, and includes errors that could not be detected or corrected in synchronization with the preamble. The estimation error of the propagation coefficient includes an estimation error in the training symbol, an error due to a change in the transmission path after estimation with the training symbol, and the like. When the propagation coefficient is h, the transmission / reception error is e, the transmission signal is s, and the noise is n, the reception signal R can be expressed by the following equation (12).
r = h × e × s + n (12)
ここで、伝搬係数hに対してw×h=1となる逆関数をwとして、受信信号Rに乗算すると、下記の式(13)となる。
w×R=w×h×e×s+w×n=e×s+w×n …(13)
つまり、推定した送信信号には、送受間の誤差と逆関数がかかった雑音とが含まれる。本来、受信した信号は、雑音レベルは一定で受信信号レベルは伝搬環境によって変化しているが、このような操作を行うと推定した送信信号は、受信信号のレベルに関わらず振幅が元の送信信号のレベルに正規化され、雑音は逆関数によって増幅されることになる。
Here, when the reception function R is multiplied by w as an inverse function that becomes w × h = 1 with respect to the propagation coefficient h, the following equation (13) is obtained.
w × R = w × h × e × s + w × n = e × s + w × n (13)
That is, the estimated transmission signal includes an error between transmission and reception and noise with an inverse function. Originally, the received signal has a constant noise level and the received signal level varies depending on the propagation environment. However, the transmission signal estimated to perform such an operation is the original transmission amplitude regardless of the level of the received signal. Normalized to the level of the signal, the noise will be amplified by an inverse function.
ここで、送受間誤差eは、位相雑音等による瞬時変動成分eaと、クロック周波数誤差や伝送路変動等信号に対してゆっくりとした時間変動成分ebとに分けられ、基本的には下記の式(14)で表すことができる。
e=eb×ea …(14)
本発明では、この瞬時変動成分ea又は時間変動成分ebのいずれか一方、あるいは両方の成分を補正することによって、上述した課題を解決させている。本第1の実施形態では、瞬時変動成分eaのみを補正する実施例を示し、他の実施例は第2及び第3の実施形態で示している。
Here, the transmission / reception error e is divided into an instantaneous fluctuation component ea due to phase noise and the like, and a time fluctuation component eb that is slow with respect to a signal such as a clock frequency error and a transmission path fluctuation. (14).
e = eb × ea (14)
In the present invention, the above-described problem is solved by correcting one or both of the instantaneous fluctuation component ea and the time fluctuation component eb. In the first embodiment, an example of correcting only the instantaneous variation component ea is shown, and other examples are shown in the second and third embodiments.
このため、干渉キャンセル部110から出力されるサブキャリア(データキャリア及びパイロットキャリア)は、振幅が正規化されており、雑音は、伝搬行列の逆行列に基づいて増幅されている。送受間誤差eを求めるために推定パイロットキャリアと送信パイロットキャリアとの差を求めると、増幅された雑音によって大きな誤差が生じ、送受間誤差eを精度よく推定できない可能性がある。
そこで、本発明では、推定パイロットキャリアから推定する送受間誤差eを逆関数wに応じて重み付けし、この重み付けに基づいてデータキャリアを補正する。
For this reason, the amplitude of the subcarriers (data carrier and pilot carrier) output from the
Therefore, in the present invention, the transmission / reception error e estimated from the estimated pilot carrier is weighted according to the inverse function w, and the data carrier is corrected based on this weighting.
信頼度計算部111は、サブキャリア毎に、逆行列Wに基づいて分離したサブキャリアTSC'i,x,yの信頼度qi,yを計算する。信頼度としては、SNR(信号対雑音比)やSINR(信号対干渉雑音比)等を求めればよい。例えば、ZFアルゴリズムにおける逆行列を用いた場合は、逆行列Wの要素をw1,1、w1,2、w2,1及びw2,2とすると、送信アンテナ番号i=1からの信号に対する信頼度q1,y及び送信アンテナ番号i=2からの信号に対する信頼度q2,yを、下記の式(15)及び(16)とすればよい。なお、図7は、信頼度出力のイメージ図である。
q1,y = 1/(|w1,1|2+|w1,2|2) …(15)
q2,y = 1/(|w2,1|2+|w2,2|2) …(16)
The
q 1, y = 1 / (| w 1,1 | 2 + | w 1,2 | 2 ) (15)
q 2, y = 1 / (| w 2,1 | 2 + | w 2,2 | 2 ) (16)
また、MMSEアルゴリズムを用いた場合は、干渉成分は完全にはキャンセルされないため、SINRを求めればよい。例えば、伝搬行列HからMMSEアルゴリズムで求めた逆行列Wを用いて、信頼度q1,y及びq2,yを次の式(17)及び式(18)等とすればよい。
q1,y = |(w1,1×h1,1+w1,2×h2,1)/
(1−w1,1×h1,1+w1,2×h2,1)| …(17)
q2,y = |(w2,1×h1,2+w2,2×h2,2)/
(1−w2,1×h1,2+w2,2×h2,2)| …(18)
In addition, when the MMSE algorithm is used, the interference component is not completely canceled, and therefore SINR may be obtained. For example, using the inverse matrix W obtained from the propagation matrix H by the MMSE algorithm, the reliability q 1, y and q 2, y may be expressed by the following equations (17) and (18).
q 1, y = | (w 1,1 × h 1,1 + w 1,2 × h 2,1 ) /
(1-w 1,1 × h 1,1 + w 1,2 × h 2,1 ) | (17)
q 2, y = | (w 2,1 × h 1,2 + w 2,2 × h 2,2 ) /
(1-w 2,1 × h 1,2 + w 2,2 × h 2,2 ) | (18)
なお、伝搬行列Hの行列式や固有値に基づいて信頼度を求めてもよい。伝搬行列Hの条件によっては逆行列が求められず、信号が分離できない場合がある。例えば、伝搬行列Hの行列式が「0」であれば、伝搬行列Hの逆行列は求めることができない。このような場合は、分離後の信頼度を「0」とすればよい。又は、行列式が小さいほど信頼度を低くしてもよい。例えば、ZFアルゴリズムにおいては、HHHの行列式に基づいて信頼度を求めてもよい。又は、伝搬行列Hが固有値分解により固有値を対角要素とする対角行列に変換できるのなら、送信信号に固有値が乗算されたものが受信されていることになるため、その固有値を信頼度として用いることもできる。 The reliability may be obtained based on the determinant or eigenvalue of the propagation matrix H. Depending on the condition of the propagation matrix H, the inverse matrix cannot be obtained, and the signal may not be separated. For example, if the determinant of the propagation matrix H is “0”, the inverse matrix of the propagation matrix H cannot be obtained. In such a case, the reliability after separation may be set to “0”. Alternatively, the reliability may be lowered as the determinant is smaller. For example, in the ZF algorithm, the reliability may be obtained based on the determinant of H H H. Alternatively, if the propagation matrix H can be converted into a diagonal matrix having eigenvalues as diagonal elements by eigenvalue decomposition, the transmission signal multiplied by the eigenvalue is received, and the eigenvalue is used as the reliability. It can also be used.
重み付け計算部112は、分離後のサブキャリアTSC'i,x,yから特定のサブキャリア(典型的にはパイロットキャリア)だけを取り出して、信頼度計算部111で求めた信頼度qi,yに基づいて、取り出した特定のサブキャリアに重み付けを行う。そして、重み付け後の特定のサブキャリアと既知の特定のサブキャリアとの差を求めて送受間誤差ei,x,yを推定する。例えば、番号y=3、7、11及び15の分離後サブキャリアTSC'i,x,yがパイロットキャリアP'i,x,yであり、信頼度qi,yがSNRで表現されている場合、重み付け後のパイロットキャリアP''i,x,y及び送受間誤差ei,x,yは、下記の式(19)及び(20)で表される。なお、図8及び図9は、重み付け処理後の受信ストリームのイメージ図である。
P''i,x,y = P'i,x,y×qi,y …(19)
ei,x,y = P''i,x,y/Pi,x,y …(20)
The
P ″ i, x, y = P ′ i, x, y × q i, y (19)
e i, x, y = P ″ i, x, y / P i, x, y (20)
この重み付け処理の意義を、図10A〜図10Dを用いて説明する。
OFDM送信装置側から所定の振幅及び位相で送出されてきた各パイロットキャリアPi,x,y(図10A)は、伝送路特性hi,jによって振幅及び位相が変化し、また受信レベルの変動によってノイズが加わる(図10B)。このため、逆行列演算を用いて伝送路特性hi,jの成分をなくして振幅及び位相を正規化すると、ノイズ成分は逆行列の信頼度や受信誤差等により、それぞれの分離後パイロットキャリアP'i,x,yで異なってしまう(図10C)。そこで、逆行列Wyの信頼度で、分離後パイロットキャリアP'i,x,y振幅を重み付けする。これにより、各パイロットキャリアに含まれるノイズ成分が一定となる正規化を実現することができる(図10D)。
The significance of this weighting process will be described with reference to FIGS. 10A to 10D.
Each pilot carrier P i, x, y (FIG. 10A) transmitted from the OFDM transmitter side with a predetermined amplitude and phase changes in amplitude and phase depending on the transmission path characteristic h i, j , and changes in reception level. Adds noise (FIG. 10B). For this reason, when the amplitude and phase are normalized by eliminating the components of the transmission line characteristics h i, j using the inverse matrix calculation, the noise components are separated from each separated pilot carrier P by the reliability of the inverse matrix, the reception error, and the like. ' i, x, y will be different (Fig. 10C). Therefore, the separated pilot carrier P ′ i, x, y amplitude is weighted with the reliability of the inverse matrix W y . Thereby, normalization in which the noise component included in each pilot carrier is constant can be realized (FIG. 10D).
瞬時変動推定部113は、重み付けられた各パイロットキャリアの送受間誤差ei,x,yから、各データシンボルの瞬時変動誤差eaを推定する。瞬時変動誤差eaとしては、シンボル内の全サブキャリアに共通に生じる位相雑音による位相回転や、搬送波周波数推定誤差による残留周波数誤差等がある。例えば、各ストリームのシンボル毎に推定送受間誤差を重み付け平均したものを、そのシンボル内の全てのサブキャリアの瞬時変動誤差eai,x,yとする。下記の式(21)は、瞬時変動誤差eai,x,yを求める式である。なお、図11は、瞬時変動誤差のイメージ図である。
eai,x,y =(ei,x,3+ei,x,7+ei,x,11+ei,x,15)/4 …(21)
The instantaneous
ea i, x, y = (e i, x, 3 + e i, x, 7 + e i, x, 11 + e i, x, 15 ) / 4 (21)
キャリア補正部114は、各シンボルに瞬時変動誤差eai,x,yに基づいて、各分離後サブキャリアTSC'i,x,yを補正する。例えば、データキャリアD"i,x,yは、D"i,x,y/eai,x,yのように補正される。この補正されたデータキャリアは、データ復調部115で送信データへ復調される。
The
以上のように、本発明の第1の実施形態に係るOFDM受信方法及びOFDM受信装置によれば、伝搬係数の逆行列の信頼度でパイロットキャリアを重み付けする。これにより、雑音強調による推定誤差を抑え、精度よく送受間誤差を検出することが可能となる。また、検出した送受間誤差の瞬時変動に基づいて、分離したデータキャリアを補正する。これにより、復調誤りを減らすことができる。 As described above, according to the OFDM receiving method and the OFDM receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention, the pilot carrier is weighted with the reliability of the inverse matrix of the propagation coefficient. As a result, the estimation error due to noise enhancement can be suppressed, and the error between transmission and reception can be detected with high accuracy. Further, the separated data carrier is corrected based on the detected instantaneous fluctuation of the transmission / reception error. Thereby, demodulation errors can be reduced.
(第2の実施形態)
図12は、本発明の第2の実施形態に係るOFDM受信装置120の構成を示すブロック図である。図12において、第2の実施形態に係るOFDM受信装置120は、受信アンテナ101a及び101bと、周波数変換部103a及び103bと、OFDM復調部105a及び105bと、伝送路推定部107と、伝搬係数補正部128と、逆行列計算部109と、干渉キャンセル部110と、信頼度計算部111と、重み付け計算部112と、時間変動推定部126と、周波数方向補間部127と、データ復調部115とを備える。
(Second Embodiment)
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an
図12で示すように、第2の実施形態に係るOFDM受信装置120は、上記第1の実施形態に係るOFDM受信装置100の瞬時変動推定部113及びキャリア補正部114に代えて、時間変動推定部126、周波数方向補間部127及び伝搬係数補正部128を含んだ構成である。第2の実施形態に係るOFDM受信装置120の他の構成は、上記第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と同様であり、同一の参照符号を付してその説明を省略する。
以下、OFDM受信装置120の各構成の動作及びOFDM受信装置120が行うOFDM受信方法を、詳細に説明する。
As shown in FIG. 12, the
Hereinafter, the operation of each component of the
時間変動推定部126は、重み付けられた各パイロットキャリアの送受間誤差ei,x,yから、各データシンボルの時間変動誤差ebを推定する。時間変動誤差ebとしては、クロック周波数誤差による位相誤差や、伝送路変動による誤差があり、変動としては緩やかであるがサブキャリア毎に異なる。よって、例えば各パイロットキャリアをシンボル方向(時間方向)に平均化することで、時間変動誤差ebを推定することができる。各パイロットキャリア(y=3、7、11、15)の時間変動誤差ebi,x,yは、下記の式(22)で求められる。図13は、各パイロットキャリアの時間変動誤差のイメージ図である。なお、平均化の期間kは、時間変動の状況に応じて適宜設定すればよい。
ebi,x,y =(ei,x,y+ei,x-1,y+ei,x-2,y+…+ei,x-k,y)/k …(22)
The time
eb i, x, y = (e i, x, y + e i, x-1, y + e i, x-2, y + ... + e i, xk, y ) / k (22)
周波数方向補間部127は、パイロットキャリア毎に求められた時間変動誤差ebi,x,y(y=3、7、11、15)を周波数方向に補間(線形補間、最小2乗補間、スプライン補間等)又は平均化して、データキャリア毎の時間変動誤差ebi,x,yを推定する。例えば、平均化する場合には、下記の式(23)でデータキャリア毎の時間変動誤差ebi,x,yを求めることができる。なお、図14は、各データキャリアの時間変動誤差のイメージ図である。
ebi,x,y =(ebi,x,3+ebi,x,7+ebi,x,11+ebi,x,15)/4 …(23)
The frequency
eb i, x, y = (eb i, x, 3 + eb i, x, 7 + eb i, x, 11 + eb i, x, 15 ) / 4 (23)
伝搬係数補正部128は、伝送路推定部107で推定された伝搬係数hj,iを時間変動誤差ebi,x,yで補正して、補正伝搬係数h'j,iを求める。この例では下記の式(24)のように、サブキャリア毎の伝搬係数hj,i,yに対して時間変動誤差ebi,x,yを乗算して、補正伝搬係数h'j,i,yを求める。
h'j,i,y = hj,i,y×ebi,x,y …(24)
The propagation
h ′ j, i, y = h j, i, y × eb i, x, y (24)
以上のように、本発明の第2の実施形態に係るOFDM受信方法及びOFDM受信装置によれば、伝搬係数の逆行列の信頼度でパイロットキャリアを重み付けする。これにより、雑音強調による推定誤差を抑え、精度よく送受間誤差を検出することが可能となる。また、検出した送受間誤差の時間変動に基づいて、推定した伝搬係数を補正してから逆行列を求める。これにより、伝搬路の変動に追従し、逆行列乗算による信号の分離精度を向上させることができる。 As described above, according to the OFDM receiving method and OFDM receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention, the pilot carrier is weighted with the reliability of the inverse matrix of the propagation coefficient. As a result, the estimation error due to noise enhancement can be suppressed, and the error between transmission and reception can be detected with high accuracy. Further, the inverse matrix is obtained after correcting the estimated propagation coefficient based on the detected temporal variation of the transmission / reception error. As a result, it is possible to follow the fluctuation of the propagation path and improve the signal separation accuracy by inverse matrix multiplication.
(第3の実施形態)
図15は、本発明の第3の実施形態に係るOFDM受信装置130の構成を示すブロック図である。図15において、第3の実施形態に係るOFDM受信装置130は、受信アンテナ101a及び101bと、周波数変換部103a及び103bと、OFDM復調部105a及び105bと、伝送路推定部107と、伝搬係数補正部128と、逆行列計算部109と、干渉キャンセル部110と、信頼度計算部111と、重み付け計算部112と、瞬時変動推定部113と、キャリア補正部114と、時間変動推定部126と、周波数方向補間部127と、データ復調部115とを備える。
(Third embodiment)
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an
この第3の実施形態に係るOFDM受信装置130は、上記第1の実施形態で説明した瞬時変動成分eaを補正する構成と、上記第2の実施形態で説明した時間変動成分ebを補正する構成とを、両方備えた構成である。
The
よって、本発明の第3の実施形態に係るOFDM受信方法及びOFDM受信装置は、検出した送受間誤差の瞬時変動に基づいて分離したデータキャリアを補正することで、復調誤りを減らせると共に、検出した送受間誤差の時間変動に基づいて推定した伝搬係数を補正してから逆行列を求めことで、伝搬路の変動に追従しかつ逆行列乗算による信号の分離精度を向上させることができる。 Therefore, the OFDM receiving method and OFDM receiving apparatus according to the third embodiment of the present invention can reduce the demodulation error and correct the detected data carrier by correcting the separated data carrier based on the instantaneous fluctuation of the detected transmission / reception error. The inverse matrix is obtained after correcting the propagation coefficient estimated based on the time variation of the transmission / reception error, so that it is possible to follow the propagation path variation and improve the signal separation accuracy by inverse matrix multiplication.
(第4の実施形態)
図16は、本発明の第4の実施形態に係るOFDM受信装置140の構成を示すブロック図である。図16において、第4の実施形態に係るOFDM受信装置140は、受信アンテナ101a及び101bと、周波数変換部103a及び103bと、OFDM復調部105a及び105bと、伝送路推定部107と、逆行列計算部109と、干渉キャンセル部110と、信頼度計算部111と、重み付け計算部112と、変動推定部131と、データ復調部115とを備える。変動推定部131は、瞬時変動推定部113と、時間変動推定部126と、周波数方向補間部127と、演算部134と、伝搬係数補正部128とを備える。
(Fourth embodiment)
FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of an
上記第3の実施形態に係るOFDM受信装置130では、受信ストリーム毎のデータキャリアD"i,x,yに対して瞬時変動誤差eaを補正していたが、この第4の実施形態に係るOFDM受信装置140では、伝搬係数hj,i,yを補正した後で逆行列Wを求めて受信ストリームへ分離することで瞬時変動誤差eaの補正を行う。
In the
データシンボルの干渉キャンセルにおいて、干渉キャンセル部110では、まず受信パイロットキャリアP'j,x,yの分離を行う。次に、受信パイロットキャリアの各サブキャリアについて、伝搬係数hj,i,yから逆行列Wyを求め、受信パイロットキャリアの干渉キャンセルを行う。次に、分離されたパイロットキャリアP"i,x,yを用いて、上記第1の実施形態と同様に瞬時変動誤差eai,x,yと時間変動誤差ebi,x,yとを求め、これに基づいて伝搬係数hj,i,yを補正する。そして、補正した伝搬係数h'j,i,yからデータキャリアの逆行列を求め、受信データキャリアD'j,x,yの干渉キャンセルを行い、ストリーム毎のデータキャリアD"i,x,yに分離する。
In interference cancellation of data symbols, the
以上のように、本発明の第4の実施形態に係るOFDM受信方法及びOFDM受信装置によれば、シンボル毎に伝搬係数を更新してから逆行列を求める。このため、伝搬係数推定誤差による逆行列演算誤差や干渉キャンセル誤差を低減することができ、より精度よくストリームの分離を行うことができる。 As described above, according to the OFDM receiving method and OFDM receiving apparatus according to the fourth embodiment of the present invention, the inverse matrix is obtained after updating the propagation coefficient for each symbol. For this reason, it is possible to reduce an inverse matrix calculation error and an interference cancellation error due to a propagation coefficient estimation error, and it is possible to perform stream separation more accurately.
(第5の実施形態)
図17は、本発明の第5の実施形態に係るOFDM受信装置150の構成を示すブロック図である。図17において、第5の実施形態に係るOFDM受信装置150は、受信アンテナ101a〜101cと、周波数変換部103a〜103cと、OFDM復調部105a〜105cと、伝送路推定部107と、信頼度計算部111と、重み付け計算部112と、変動推定部131と、復調ステージ400a〜400cとを備える。各復調ステージ400a〜400cは、逆行列計算部109、干渉キャンセル部110、データ復調部115、データ変調部401、及びレプリカ生成部402を、それぞれ含む。
(Fifth embodiment)
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of an
図17で示すように、第5の実施形態に係るOFDM受信装置150は、各復調ステージ400a〜400cを、上述した逆行列計算部109、干渉キャンセル部110及びデータ復調部115と、新たなデータ変調部401及びレプリカ生成部402とで、構成することが上記各実施形態と異なる。第5の実施形態に係るOFDM受信装置150のデータ変調部401及びレプリカ生成部402以外の構成は、上記各実施形態で述べた構成と同様であり、同一の参照符号を付してその説明を省略する。
As illustrated in FIG. 17, the
第5の実施形態では、送信信号に多重されたストリームの数に応じた複数の復調ステージを用意すると共に、送受間誤差の瞬時変動及び時間変動に基づく受信性能改善機能については、複数の復調ステージで共有化する構成を採用している。以下、3つのストリームが多重された信号を3つのアンテナで受信した場合を想定し、OFDM受信装置150が行う処理を説明する。
In the fifth embodiment, a plurality of demodulation stages corresponding to the number of streams multiplexed on the transmission signal are prepared, and a reception performance improving function based on instantaneous fluctuation and time fluctuation of transmission / reception errors is provided with a plurality of demodulation stages. A configuration that is shared with each other is adopted. Hereinafter, assuming that a signal in which three streams are multiplexed is received by three antennas, processing performed by the
まず、最初の第1復調ステージ400aで、伝搬行列の逆行列を用いて各受信信号から多重されている3つのストリームを分離する。分離した3つのストリームのうち最も信頼度の高いストリームを1つ選び、伝搬行列を用いて各受信信号に含まれる選んだストリームのレプリカ信号を生成する。信頼度には、例えばSNRやSINRや復調誤りがあったか否か等を用いることができる。そして、この生成したレプリカ信号を各受信信号から減算することで、選んだストリームの成分を除去する。
次の第2復調ステージ400bでは、第1復調ステージ400aにおいて1つのストリームが除去されたため、各受信信号から2つのストリームを分離すればよい。そして、分離した2つのストリームのうち最も信頼度の高いストリームのレプリカ信号を生成し、各受信信号から減算してストリームの成分を除去する。
最後の第3復調ステージ400cは、第1及び第2復調ステージ400a及400bにおいて2つのストリームが除去されたため、各受信信号から残る1つのストリームを分離すればよいことになる。これらの処理によって、受信SNRを改善することができる。
First, in the first
In the next
In the final
具体的に説明する。第1復調ステージ400aでは、上記第3の実施形態と同様に、各受信信号から3つのストリームを分離する。各ストリームのパイロットキャリアP"i,x,yを用いて送受間誤差を推定し、伝播係数hj,i,yが送受間誤差に追従するように補正を行うh'j,i,yを求める。データ復調部115は、分離された3つのストリームを復調して送信データを取得する。そして、データ復調部115は、3つのストリームのうち最も信頼度の高いストリームiを選択し、このストリームiの送信データを第1復調ステージ400aの復調結果として出力する。データ変調部401は、データ復調部115が出力する送信データを再度変調して、サブキャリアDri,x,y及びPri,x,yを生成する。
This will be specifically described. In the
レプリカ生成部402は、データ変調部401で再度変調されたストリームiの各サブキャリアに、補正された伝搬係数h'j,i,yを乗算して、各受信アンテナjに対するストリームiのレプリカ信号を生成する。例えば、レプリカデータキャリアRDj,x,y及びレプリカパイロットキャリアRPj,x,yは、下記の式(25)及び(26)で表現できる。
RDj,x,y = h'j,i,y×Dri,x,y …(25)
RPj,x,y = h'j,i,y×Pri,x,y …(26)
The
RD j, x, y = h ′ j, i, y × D ri, x, y (25)
RP j, x, y = h ′ j, i, y × P ri, x, y (26)
こうして生成したレプリカデータキャリアRDj,x,y及びレプリカパイロットキャリアRPj,x,yを受信サブキャリアサブキャリアD'j,x,y及びP'j,x,yから減算し、第2復調ステージ400bの受信サブキャリアとする(下記の式(27)及び(28))。
D'j,x,y = D'j,x,y−RDj,x,y …(27)
P'j,x,y = P'j,x,y−RPj,x,y …(28)
このようにして、第2及び第3復調ステージ400b及び400cを順に処理して、全てのストリームiを分離及び復調する。
The replica data carrier RD j, x, y and replica pilot carrier RP j, x, y generated in this way are subtracted from the received subcarrier subcarrier D ′ j, x, y and P ′ j, x, y , and the second demodulation is performed. The reception subcarrier of
D ′ j, x, y = D ′ j, x, y −RD j, x, y (27)
P ′ j, x, y = P ′ j, x, y −RP j, x, y (28)
In this way, the second and third demodulation stages 400b and 400c are sequentially processed to separate and demodulate all the streams i.
以上のように、本発明の第5の実施形態に係るOFDM受信方法及びOFDM受信装置によれば、送受間誤差や伝送路の変動に追従するように伝搬係数を更新しているため、レプリカ信号の精度を上げることができる。これにより、受信信号からレプリカ信号を除去する際に生じる誤差を減らすことができ、より精度よくストリームの分離を行うことができる。さらに、復調ステージ毎に分離したストリームの誤差補正が不要となるため、演算量や回路規模を削減することができる。 As described above, according to the OFDM receiving method and the OFDM receiving apparatus according to the fifth embodiment of the present invention, since the propagation coefficient is updated so as to follow the error between transmission and reception and the fluctuation of the transmission path, the replica signal Can improve the accuracy. As a result, errors that occur when the replica signal is removed from the received signal can be reduced, and the streams can be separated more accurately. Furthermore, since it is not necessary to correct the error of the stream separated for each demodulation stage, the calculation amount and the circuit scale can be reduced.
なお、本発明は、MIMO信号を受信して分離する場合のみでなく、単独のOFDM信号と干渉信号とが重なった信号や、MIMO信号と干渉信号とが重なった信号を受信して、干渉信号を抑圧する場合にも用いることができる。
本発明を、干渉信号を抑圧する場合に適用するためには、例えばMMSEアルゴリズムを用いて伝搬行列Hから逆行列Wを求める際に、zIの代わりに干渉信号のアンテナ間共分散行列Ruuを用いて、W=(H*HT+Ruu)-1H*として逆行列Wを求めてやればよい。パイロットキャリアに基づいて誤差を補正する処理については、各実施形態で説明した方法を利用することができる。
The present invention is not limited to receiving and separating a MIMO signal, but also receives a signal in which a single OFDM signal and an interference signal overlap or a signal in which a MIMO signal and an interference signal overlap, It can also be used when suppressing.
In order to apply the present invention to the case where the interference signal is suppressed, for example, when the inverse matrix W is obtained from the propagation matrix H using the MMSE algorithm, the inter-antenna covariance matrix R uu of the interference signal is used instead of zI. The inverse matrix W may be obtained by using W = (H * H T + R uu ) −1 H * . For the process of correcting the error based on the pilot carrier, the method described in each embodiment can be used.
なお、本発明の第1〜第5の実施形態に係るOFDM受信装置を構成する全て又は一部の機能ブロックは、典型的には集積回路であるLSI(集積度の違いにより、IC、システムLSI、スーパーLSI、又はウルトラLSI等と称される)として実現される。これらは、個別に1チップ化されてもよいし、一部又は全部を含むように1チップ化されてもよい。
また、集積回路化の手法は、LSIに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。また、LSI製造後にプログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。また、これらの機能ブロックの演算は、例えばDSPやCPU等を用いて演算することもできる。また、これらの処理ステップは、プログラムとして記録媒体に記録して実行することで処理することもできる。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別の技術により、LSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。
Note that all or some of the functional blocks constituting the OFDM receivers according to the first to fifth embodiments of the present invention are typically integrated circuits such as LSIs (ICs, system LSIs depending on the degree of integration). (Referred to as super LSI or ultra LSI). These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them.
Further, the method of circuit integration is not limited to LSI's, and implementation using dedicated circuitry or general purpose processors is also possible. Also, an FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after manufacturing the LSI, or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used. The calculation of these functional blocks can also be performed using, for example, a DSP or a CPU. Also, these processing steps can be processed by being recorded on a recording medium as a program and executed.
Furthermore, if integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology. There is a possibility of adaptation of biotechnology.
本発明は、OFDM伝送方式を用いた無線送受信装置等に利用可能であり、特に空間分割による複数のパスを介して送受信間で多重通信を行う場合でも、伝送路を正しく推定してキャリアを誤差なく復調したい場合等に有用である。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be used for a wireless transmission / reception apparatus using the OFDM transmission method, and in particular, even when performing multiplex communication between transmission and reception via a plurality of paths by space division, the transmission path is correctly estimated and the carrier error This is useful when the user wants to demodulate without any problem.
100、120、130、140、220、230 OFDM受信装置
101a〜101c、206〜209 アンテナ
103a〜103c、204、205、210、211 周波数変換部
105a〜105c、212、213 OFDM復調部
107、214 伝送路推定部
109、215 逆行列計算部
110、216 干渉キャンセル部
111 信頼度計算部
112 重み付け計算部
113 瞬時変動推定部
114 キャリア補正部
115、217 データ復調部
601、602 プリアンブル
603、604 トレーニングシンボル
605、606 データシンボル
126 時間変動推定部
127 周波数方向補間部
128 伝搬係数補正部
131 変動推定部
134 演算部
200 OFDM送信装置
201、401、504 データ変調部
202、203 OFDM変調部
400a〜400c、506〜508 復調ステージ
402、505 レプリカ生成部
501 パイロット抽出部
502 位相誤差推定部
503 補正部
701 データキャリア
702 パイロットキャリア
100, 120, 130, 140, 220, 230
Claims (12)
前記複数の受信アンテナで受信したOFDM信号をそれぞれOFDM復調して、複数の受信サブキャリアに分離するステップと、
前記複数の受信サブキャリアから、前記複数の空間パスの伝搬係数をそれぞれ推定するステップと、
前記推定された伝搬係数を要素とする伝搬行列の逆行列を計算するステップと、
前記逆行列を用いて前記複数の受信サブキャリアの干渉キャンセルを行い、空間で多重された送信サブキャリアを推定するステップと、
前記逆行列の信頼度を計算するステップと、
前記推定された送信サブキャリアから前記パイロットキャリアを取り出し、当該取り出したパイロットキャリアを前記信頼度に応じて重み付けするステップと、
前記重み付けされたパイロットキャリアに基づいて、前記複数の受信サブキャリアに含まれる誤差を補正するステップとを備える、OFDM受信方法。 An OFDM signal consisting of a plurality of subcarriers orthogonal to each other, including a data carrier to which transmission data is allocated and a pilot carrier to which a known phase and amplitude are allocated, is transmitted from at least one transmission antenna using a plurality of reception antennas OFDM receiving method for receiving via a plurality of spatial paths,
OFDM demodulating OFDM signals received by the plurality of receiving antennas, respectively, and separating the OFDM signals into a plurality of receiving subcarriers;
Estimating propagation coefficients of the plurality of spatial paths from the plurality of reception subcarriers, respectively.
Calculating an inverse matrix of a propagation matrix having the estimated propagation coefficient as an element;
Performing interference cancellation of the plurality of reception subcarriers using the inverse matrix and estimating transmission subcarriers multiplexed in space;
Calculating a reliability of the inverse matrix;
Extracting the pilot carrier from the estimated transmission subcarrier and weighting the extracted pilot carrier according to the reliability;
And correcting an error included in the plurality of reception subcarriers based on the weighted pilot carrier.
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、復調誤差の瞬時変動を推定するステップと、
前記推定された復調誤差の瞬時変動に応じて、前記推定された送信サブキャリアを補正するステップとを含む、請求項1に記載のOFDM受信方法。 The correcting step includes
Estimating instantaneous variation in demodulation error using the weighted pilot carrier;
2. The OFDM reception method according to claim 1, further comprising a step of correcting the estimated transmission subcarrier according to an instantaneous fluctuation of the estimated demodulation error.
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、パイロットキャリアに関する復調誤差の時間変動を推定するステップと、
前記推定された時間変動を周波数方向に補間して、サブキャリア毎の復調誤差の時間変動を推定するステップと、
前記推定されたサブキャリア毎の復調誤差の時間変動に基づいて、前記推定された伝搬係数を補正するステップとを含む、請求項1に記載のOFDM受信方法。 The correcting step includes
Using the weighted pilot carrier to estimate the time variation of demodulation error for the pilot carrier;
Interpolating the estimated time variation in the frequency direction to estimate the time variation of the demodulation error for each subcarrier; and
The OFDM reception method according to claim 1, further comprising: correcting the estimated propagation coefficient based on a time variation of the estimated demodulation error for each subcarrier.
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、復調誤差の瞬時変動を推定するステップと、
前記推定された復調誤差の瞬時変動に応じて、前記推定された送信サブキャリアを補正するステップと、
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、パイロットキャリアに関する復調誤差の時間変動を推定するステップと、
前記推定された時間変動を周波数方向に補間して、サブキャリア毎の復調誤差の時間変動を推定するステップと、
前記推定されたサブキャリア毎の復調誤差の時間変動に基づいて、前記推定された伝搬係数を補正するステップとを含む、請求項1に記載のOFDM受信方法。 The correcting step includes
Estimating instantaneous variation in demodulation error using the weighted pilot carrier;
Correcting the estimated transmission subcarriers in response to instantaneous variations in the estimated demodulation error;
Using the weighted pilot carrier to estimate the time variation of demodulation error for the pilot carrier;
Interpolating the estimated time variation in the frequency direction to estimate the time variation of the demodulation error for each subcarrier; and
The OFDM reception method according to claim 1, further comprising: correcting the estimated propagation coefficient based on a time variation of the estimated demodulation error for each subcarrier.
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、復調誤差の瞬時変動を推定するステップと、
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、パイロットキャリアに関する復調誤差の時間変動を推定するステップと、
前記推定された時間変動を周波数方向に補間して、サブキャリア毎の復調誤差の時間変動を推定するステップと、
前記推定された復調誤差の瞬時変動と、前記推定されたサブキャリア毎の復調誤差の時間変動とに基づいて、前記推定された伝搬係数を補正するステップとを含む、請求項1に記載のOFDM受信方法。 The correcting step includes
Estimating instantaneous variation in demodulation error using the weighted pilot carrier;
Using the weighted pilot carrier to estimate the time variation of demodulation error for the pilot carrier;
Interpolating the estimated time variation in the frequency direction to estimate the time variation of the demodulation error for each subcarrier; and
2. The OFDM according to claim 1, further comprising: correcting the estimated propagation coefficient based on the estimated instantaneous variation of the demodulation error and the estimated temporal variation of the demodulation error for each subcarrier. Reception method.
前記複数の受信アンテナで受信したOFDM信号をそれぞれOFDM復調して、複数の受信サブキャリアに分離する第1ステップと、
前記複数の受信サブキャリアから、前記複数の空間パスの伝搬係数をそれぞれ推定する第2ステップと、
前記推定された伝搬係数を要素とする伝搬行列の逆行列を計算する第3ステップと、
前記逆行列を用いて前記複数の受信サブキャリアの干渉キャンセルを行い、空間で多重された送信サブキャリアを推定する第4ステップと、
前記逆行列の信頼度を計算するス第5テップと、
前記推定された送信サブキャリアから前記パイロットキャリアを取り出し、当該取り出したパイロットキャリアを前記信頼度に応じて重み付けする第6ステップと、
前記重み付けされたパイロットキャリアに基づいて復調誤差の瞬時変動及び前記推定されたサブキャリア毎の復調誤差の時間変動を推定し、当該瞬時変動及び時間変動に基づいて前記推定された伝搬係数を補正する第7ステップと、
前記推定された送信サブキャリアを復調して送信データを得る第8ステップと、
前記復調された送信データを再変調して複数のサブキャリアを生成する第9ステップと、
前記再変調された複数のサブキャリアに前記補正された伝搬係数を乗算して、レプリカ信号を生成する第10ステップと、
前記レプリカ信号を前記複数の受信サブキャリアから減算した減算信号を生成する第11ステップとを備え、
前記減算信号を新たな複数の受信サブキャリアとして用いて前記第3ステップから第11ステップまでを行う再度処理を、前記複数の受信サブキャリアの数だけ繰り返して実行することを特徴とする、OFDM受信方法。 An OFDM signal composed of a plurality of subcarriers orthogonal to each other including a data carrier to which transmission data is allocated and a pilot carrier to which a known phase and amplitude are allocated is transmitted from each of a plurality of transmission antennas. OFDM receiving method for inputting via a plurality of spatial paths,
A first step of OFDM-demodulating OFDM signals received by the plurality of reception antennas, respectively, and separating the OFDM signals into a plurality of reception subcarriers;
A second step of estimating propagation coefficients of the plurality of spatial paths from the plurality of reception subcarriers, respectively;
A third step of calculating an inverse matrix of a propagation matrix having the estimated propagation coefficient as an element;
A fourth step of performing interference cancellation of the plurality of reception subcarriers using the inverse matrix and estimating transmission subcarriers multiplexed in space;
A fifth step of calculating the reliability of the inverse matrix;
A sixth step of extracting the pilot carrier from the estimated transmission subcarrier and weighting the extracted pilot carrier according to the reliability;
Based on the weighted pilot carriers, instantaneous fluctuation of demodulation error and time fluctuation of the estimated demodulation error for each subcarrier are estimated, and the estimated propagation coefficient is corrected based on the instantaneous fluctuation and time fluctuation. A seventh step;
An eighth step of demodulating the estimated transmission subcarriers to obtain transmission data;
A ninth step of remodulating the demodulated transmission data to generate a plurality of subcarriers;
A tenth step of generating a replica signal by multiplying the re-modulated subcarriers by the corrected propagation coefficient;
An eleventh step of generating a subtraction signal obtained by subtracting the replica signal from the plurality of received subcarriers;
The OFDM reception characterized in that the sub-signal is used as a plurality of new reception subcarriers and the process from the third step to the eleventh step is repeated for the number of the reception subcarriers. Method.
前記複数の受信アンテナで受信したOFDM信号をそれぞれOFDM復調して、複数の受信サブキャリアに分離する複数のOFDM復調部と、
前記複数の受信サブキャリアから、前記複数の空間パスの伝搬係数をそれぞれ推定する伝送路推定部と、
前記推定された伝搬係数を要素とする伝搬行列の逆行列を計算する逆行列計算部と、
前記逆行列を用いて前記複数の受信サブキャリアの干渉キャンセルを行い、空間で多重された送信サブキャリアを推定する干渉キャンセル部と、
前記逆行列の信頼度を計算する信頼度計算部と、
前記推定された送信サブキャリアから前記パイロットキャリアを取り出し、当該取り出したパイロットキャリアを前記信頼度に応じて重み付けする重み付け計算部と、
前記重み付けされたパイロットキャリアに基づいて、前記複数の受信サブキャリアに含まれる誤差を補正する変動推定部とを備える、OFDM受信装置。 An OFDM signal consisting of a plurality of subcarriers orthogonal to each other, including a data carrier to which transmission data is allocated and a pilot carrier to which a known phase and amplitude are allocated, is transmitted from at least one transmission antenna using a plurality of reception antennas An OFDM receiver for receiving via a plurality of spatial paths,
A plurality of OFDM demodulation units for OFDM-demodulating OFDM signals received by the plurality of reception antennas, respectively, and separating the OFDM signals into a plurality of reception subcarriers;
A transmission path estimator for estimating propagation coefficients of the plurality of spatial paths from the plurality of reception subcarriers;
An inverse matrix calculation unit for calculating an inverse matrix of a propagation matrix having the estimated propagation coefficient as an element;
An interference cancellation unit that performs interference cancellation of the plurality of reception subcarriers using the inverse matrix and estimates transmission subcarriers multiplexed in space;
A reliability calculation unit for calculating the reliability of the inverse matrix;
A weight calculating unit that extracts the pilot carrier from the estimated transmission subcarrier and weights the extracted pilot carrier according to the reliability;
An OFDM receiver comprising: a fluctuation estimation unit that corrects an error included in the plurality of reception subcarriers based on the weighted pilot carrier.
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、復調誤差の瞬時変動を推定する瞬時変動推定部と、
前記推定された復調誤差の瞬時変動に応じて、前記推定された送信サブキャリアを補正するキャリア補正部とを含む、請求項7に記載のOFDM受信装置。 The fluctuation estimation unit
Using the weighted pilot carrier, an instantaneous fluctuation estimation unit for estimating an instantaneous fluctuation of a demodulation error;
The OFDM receiving apparatus according to claim 7, further comprising: a carrier correction unit that corrects the estimated transmission subcarrier according to an instantaneous fluctuation of the estimated demodulation error.
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、パイロットキャリアに関する復調誤差の時間変動を推定する時間変動推定部と、
前記推定された時間変動を周波数方向に補間して、サブキャリア毎の復調誤差の時間変動を推定する周波数方向補間部と、
前記推定されたサブキャリア毎の復調誤差の時間変動に基づいて、前記推定された伝搬係数を補正する伝搬係数補正部とを含む、請求項7に記載のOFDM受信装置。 The fluctuation estimation unit
Using the weighted pilot carrier, a time fluctuation estimation unit for estimating a time fluctuation of a demodulation error related to the pilot carrier;
A frequency direction interpolation unit that interpolates the estimated time variation in the frequency direction and estimates time variation of a demodulation error for each subcarrier;
The OFDM receiving apparatus according to claim 7, further comprising: a propagation coefficient correction unit that corrects the estimated propagation coefficient based on a time variation of the estimated demodulation error for each subcarrier.
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、復調誤差の瞬時変動を推定する瞬時変動推定部と、
前記推定された復調誤差の瞬時変動に応じて、前記推定された送信サブキャリアを補正するキャリア補正部と、
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、パイロットキャリアに関する復調誤差の時間変動を推定する時間変動推定部と、
前記推定された時間変動を周波数方向に補間して、サブキャリア毎の復調誤差の時間変動を推定する周波数方向補間部と、
前記推定されたサブキャリア毎の復調誤差の時間変動に基づいて、前記推定された伝搬係数を補正する伝搬係数補正部とを含む、請求項7に記載のOFDM受信装置。 The fluctuation estimation unit
Using the weighted pilot carrier, an instantaneous fluctuation estimation unit for estimating an instantaneous fluctuation of a demodulation error;
A carrier correction unit that corrects the estimated transmission subcarrier according to the instantaneous fluctuation of the estimated demodulation error;
Using the weighted pilot carrier, a time fluctuation estimation unit for estimating a time fluctuation of a demodulation error related to the pilot carrier;
A frequency direction interpolation unit that interpolates the estimated time variation in the frequency direction and estimates time variation of a demodulation error for each subcarrier;
The OFDM receiving apparatus according to claim 7, further comprising: a propagation coefficient correction unit that corrects the estimated propagation coefficient based on a time variation of the estimated demodulation error for each subcarrier.
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、復調誤差の瞬時変動を推定する瞬時変動推定部と、
前記重み付けされたパイロットキャリアを用いて、パイロットキャリアに関する復調誤差の時間変動を推定する時間変動推定部と、
前記推定された時間変動を周波数方向に補間して、サブキャリア毎の復調誤差の時間変動を推定する周波数方向補間部と、
前記推定された復調誤差の瞬時変動と、前記推定されたサブキャリア毎の復調誤差の時間変動とに基づいて、前記推定された伝搬係数を補正する伝搬係数補正部とを含む、請求項7に記載のOFDM受信装置。 The fluctuation estimation unit
Using the weighted pilot carrier, an instantaneous fluctuation estimation unit for estimating an instantaneous fluctuation of a demodulation error;
Using the weighted pilot carrier, a time fluctuation estimation unit for estimating a time fluctuation of a demodulation error related to the pilot carrier;
A frequency direction interpolation unit that interpolates the estimated time variation in the frequency direction and estimates time variation of a demodulation error for each subcarrier;
8. A propagation coefficient correction unit that corrects the estimated propagation coefficient based on the estimated instantaneous fluctuation of the demodulation error and the estimated temporal fluctuation of the demodulation error for each subcarrier. The OFDM receiver according to the description.
前記複数の受信アンテナで受信したOFDM信号をそれぞれOFDM復調して、複数の受信サブキャリアに分離する複数のOFDM復調部と、
前記複数の受信サブキャリアから、前記複数の空間パスの伝搬係数をそれぞれ推定する伝送路推定部と、
前記複数の受信サブキャリアの数だけ設けられた複数の復調ステージと、
前記複数の復調ステージで求められた逆行列の信頼度を計算するス信頼度計算部と、
前記複数の復調ステージで推定された送信サブキャリアから前記パイロットキャリアを取り出し、当該取り出したパイロットキャリアを前記信頼度に応じて重み付けする重み付け計算部と、
前記重み付けされたパイロットキャリアに基づいて復調誤差の瞬時変動及び前記推定されたサブキャリア毎の復調誤差の時間変動を推定し、当該瞬時変動及び時間変動に基づいて前記推定された伝搬係数を補正する変動推定部とを備え、
前記複数の復調ステージは、それぞれ、
前記推定された伝搬係数を要素とする伝搬行列の逆行列を計算する逆行列計算部と、
前記逆行列を用いて前記複数の受信サブキャリアの干渉キャンセルを行い、空間で多重された送信サブキャリアを推定する干渉キャンセル部と、
前記推定された送信サブキャリアを復調して送信データを得るデータ復調部と、
前記復調された送信データを再変調して複数のサブキャリアを生成するデータ変調部と、
前記再変調された複数のサブキャリアに前記補正された伝搬係数を乗算して、レプリカ信号を生成するレプリカ生成部と、
前記レプリカ信号を前記複数の受信サブキャリアから減算した減算信号を生成し、当該生成した減算信号を新たな複数の受信サブキャリアとして、後段の復調ステージの前記干渉キャンセル部へ出力する演算部とを含む、OFDM受信装置。
An OFDM signal composed of a plurality of subcarriers orthogonal to each other including a data carrier to which transmission data is allocated and a pilot carrier to which a known phase and amplitude are allocated is transmitted from each of a plurality of transmission antennas. An OFDM receiver that inputs via a plurality of spatial paths,
A plurality of OFDM demodulation units for OFDM-demodulating OFDM signals received by the plurality of reception antennas, respectively, and separating the OFDM signals into a plurality of reception subcarriers;
A transmission path estimator for estimating propagation coefficients of the plurality of spatial paths from the plurality of reception subcarriers;
A plurality of demodulation stages provided by the number of the plurality of reception subcarriers;
A reliability calculation unit for calculating the reliability of the inverse matrix obtained in the plurality of demodulation stages;
A weight calculation unit that extracts the pilot carrier from transmission subcarriers estimated in the plurality of demodulation stages, and weights the extracted pilot carrier according to the reliability;
Based on the weighted pilot carriers, instantaneous fluctuation of demodulation error and time fluctuation of the estimated demodulation error for each subcarrier are estimated, and the estimated propagation coefficient is corrected based on the instantaneous fluctuation and time fluctuation. A fluctuation estimation unit,
Each of the plurality of demodulation stages is
An inverse matrix calculation unit for calculating an inverse matrix of a propagation matrix having the estimated propagation coefficient as an element;
An interference cancellation unit that performs interference cancellation of the plurality of reception subcarriers using the inverse matrix and estimates transmission subcarriers multiplexed in space;
A data demodulator that demodulates the estimated transmission subcarrier to obtain transmission data;
A data modulation unit that remodulates the demodulated transmission data to generate a plurality of subcarriers;
A replica generation unit that generates a replica signal by multiplying the re-modulated subcarriers by the corrected propagation coefficient;
A subtracting signal obtained by subtracting the replica signal from the plurality of reception subcarriers, and a calculation unit that outputs the generated subtraction signal as a plurality of new reception subcarriers to the interference cancellation unit of a subsequent demodulation stage; Including an OFDM receiver.
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