JP2006262677A

JP2006262677A - 電流検出方法

Info

Publication number: JP2006262677A
Application number: JP2005079935A
Authority: JP
Inventors: Takeya Yanagihara; 健也柳原
Original assignee: Mitsuba Corp
Current assignee: Mitsuba Corp
Priority date: 2005-03-18
Filing date: 2005-03-18
Publication date: 2006-09-28

Abstract

【課題】電流検出回路の低廉化を実現する。
【解決手段】ＰＷＭ制御されるモータの電源側にシャント抵抗を接続し、ＰＷＭ波形に対応して変化するシャント抵抗の両端電圧差を増幅してマイコンに入力する。ＰＷＭオフ期間での電圧ＶoffとＰＷＭオン期間での電圧Ｖonとを検出し、両電圧差に基づいてモータ電流を算出する。温度変化によるオフセット電圧のずれによる電流検出誤差を無くすことができるため、高価となる高精度抵抗を用いることなく、オフセット電圧のずれの影響を受けることのない高精度な電流検出回路の低廉化を実現できる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＰＷＭ駆動制御される負荷に流れる電流を検出するための電流検出方法に関するものである。

従来、負荷としての例えばモータをＰＷＭ駆動制御するようにしたモータ駆動制御装置において電流をモニタしながら制御するためにモータに流れる電流を検出するためにシャント抵抗を用いたものがある。そのようなモータ駆動制御装置を自動車に用いる場合には、ボディアースされている自動車にあってはシャント抵抗をモータのアース側に設けるとモータがボディとショートした場合を電流検出で判断できないため、シャント抵抗をモータの電源側に設けたハイサイド母線電流検出回路を構成したものがある（例えば特許文献１参照。）。

上記電流検出回路の概略を図４に示す。図において、電源端子Ｖｂにシャント抵抗１１を介してＨ型ブリッジ回路からなるドライバ回路１２が接続されており、そのドライバ回路１２によりモータ１３が正逆転駆動されるようになっている。シャント抵抗１１の両端は増幅回路１４に接続されている。増幅回路１４は、シャント抵抗１１の両端にそれぞれ接続された抵抗Ｒ１１・Ｒ１２と、シャント抵抗１１の両端電圧が各抵抗を介して入力される演算増幅器ＯＰ１１と、その演算増幅器ＯＰ１１の出力がベースに入力されかつ抵抗を介してエミッタ接地されたトランジスタＱ１とにより構成されている。なお、トランジスタＱ１のエミッタがバッファＢｆを介して制御回路１５に接続されており、シャント抵抗１１のドライバ回路１２側端が抵抗Ｒ１２を介して定電流回路１６と接続されている。また、制御回路１５からはドライバ回路１２にモータ駆動制御信号が出力される。
特開２０００−１６６２７９号公報

上記電流検出回路にあっては、シャント抵抗１１の両端電位差を増幅回路１４で増幅すると共に、その増幅された電圧がバッファＢｆを介して制御回路１５に入力され、その電圧に基づき制御回路１５にてモータ１３に流れる電流を算出することができる。

しかしながら、自動車、特に乗用車では電源電圧が低い（例えば１２Ｖ）ため、大電流を検出するためにはシャント抵抗に抵抗値の極めて小さなもの（例えば０．５ｍΩ）を用いるため、シャント抵抗の両端電圧が微小となる。環境の違いによる雰囲気温度の変化や、回路素子のもつ抵抗精度誤差に応じてオフセット電圧（電流が０の時の電圧）が定格仕様に対してわずかにずれることがある。

シャント抵抗の抵抗値が大きい場合にはオフセット電圧のずれの影響は小さいが、上記したように抵抗値が小さい場合にはオフセット電圧のずれの影響が大きくなって、電流検出誤差も大きくなる。また、このオフセット電圧にあっては、雰囲気温度や電源電圧が変化すると変化するため、その補正も困難である。上記したような電流検出回路にあっては、温度変化に対して電流検出誤差を小さくするためには回路内の抵抗特にシャント抵抗１１の両端に接続されている各抵抗Ｒ１１・Ｒ１２の抵抗精度誤差を小さくすることにより、オフセット電圧の変化量を小さくすることができる。しかしながら、抵抗精度誤差を小さくするすなわち抵抗を高精度化すればするほど抵抗が高価になるため、回路が高騰化するという問題がある。

このような課題を解決して、電流検出回路の低廉化を実現するために本発明に於いては、駆動回路によりＰＷＭ制御される負荷の電源側に設けた電流検出素子を有する電流検出手段によって、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出方法であって、前記ＰＷＭ制御信号のオンオフのそれぞれにおいて前記電流検出素子の両端電圧を検出し、前記オフ時に検出された電圧をオフセット電圧として、前記オン時に検出された電圧と前記オフセット電圧との差に基づいて前記電流を求めるものとした。特に、前記検出素子はシャント抵抗であり、該シャント抵抗の両端電圧の電位差により前記負荷に流れる電流を検出すると良い。

このように本発明によれば、負荷としての例えばモータをＰＷＭ制御するものにおいて、そのＰＷＭ信号のオン期間及びオフ期間のそれぞれで電流検出素子の両端電圧を検出し、オフ期間で検出されたオフ時検出電圧をオフセット値とし、検出電流をオン時検出電圧とオフ時検出電圧との電圧差に基づいて算出することにより、温度変化によるオフセット電圧のずれによる電流検出誤差を無くすことができる。それにより電流検出素子として高価となる高精度抵抗を用いることなく、廉価な抵抗を用いることができるため、オフセット電圧のずれの影響を受けることのない高精度な電流検出回路の低廉化を実現できる。特に、電流検出素子がシャント抵抗であると良く、その場合であっても廉価なシャント抵抗を用いることができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。図１は本発明が適用された自動車用モータ駆動装置における電流検出回路の要部を示す概略図である。図において、図示されないバッテリにレギュレータを介して接続されている定電圧電源ラインＶｃｃに、電流検出手段を構成するシャント抵抗１を介してモータ駆動回路２が接続されている。モータ駆動回路２にはモータ３が接続されている。なお、電流検出用抵抗としてのシャント抵抗１をモータ３の電源側（ハイサイド）に設けているのは、ボディアースされている自動車においてモータ３がボディと短絡した場合を電流検出により判断可能にするためである。

図示例のモータ駆動回路２にあっては、３相のモータ３を正逆回転自在にするべく各相毎のハイ・ロー側にスイッチング素子を配設したブリッジ型回路である。それら各スイッチング素子は、主制御部であるマイコン４からのＰＷＭ制御信号により制御され、各スイッチング素子のオン状態（他はオフ状態）の組み合わせでモータ３が正逆転する。

シャント抵抗１の両端はそれぞれ抵抗Ｒ１・Ｒ２を介してオペアンプＯＰ１の＋−の各入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ１の＋−端子間には双方向に電流を流すべく互いに相反する向きの各ダイオードＤ１・Ｄ２が接続されている。また、オペアンプＯＰ１の−端子とオペアンプＯＰ１の出力端子の間には抵抗Ｒ４が接続されている。オペアンプＯＰ１の出力はオペアンプＯＰ２を介してマイコン４のＡＤ入力端子４ａに接続されている。なお、オペアンプＯＰ１の＋端子側には抵抗Ｒ３を介してオフセット電圧Ｖｏｓが印加され、オペアンプＯＰ２の＋入力端子にはオフセット電圧Ｖｏｓが印加されている。このようにしてシャント抵抗１と各抵抗Ｒ１・Ｒ２・Ｒ３・Ｒ４及び各オペアンプＯＰ１・ＯＰ２とを主とした電流検出回路が構成されている。

図２に上記回路における入力端子４ａへの入力電圧（電流検出回路による電流検出電圧Ｖａ）のＰＷＭ波形に応じたオンオフ波形を示す。図の２点鎖線で示される波形は抵抗精度誤差が０％の場合である。そのＰＷＭオン期間に対応するサンプリングタイミングＴonでの入力端子４ａの電圧Ｖonを検出し、それを基準電圧と比較した電圧差からモータ電流Ｉｍを求めることができ、その算出式は例えば次式となる。
Ｉｍ＝（Ｖon−２．５Ｖ）／（０．５ｍΩ×α） …（１）
上記式において２．５Ｖはオフセット電圧であり、αは電流検出回路による増幅率である。

ここで、抵抗Ｒ１・Ｒ２の抵抗精度誤差が０％の場合には式（１）によりモータ電流を求めることができるが、例えば増幅率αが３９、電源電圧の変動■Ｖが３．５Ｖとすると
、抵抗精度誤差が０．０２％の場合には図２の実線で示されるように０％の場合に対して大きくシフトし、オフセット電圧誤差が０．０５５Ｖとなる。そのまま上記式（１）により算出すると、モータ電流Ｉｍの誤差は±２．８Ａとなってしまう。さらに、抵抗精度誤差が０．１％の場合にはオフセット電圧誤差が約０．２７Ｖとなって電流誤差が±約１４Ａとなり、抵抗精度誤差が１％の場合にはオフセット電圧誤差が約２．７Ｖとなって電流誤差が±約１４０Ａと大きくなってしまう。

それに対して本発明では図３のフローによりモータ電流Ｉｍを求める。まずステップＳＴ１で、図２に示されるＰＷＭオフ期間内のオフタイミングＴoffで入力端子４ａの電圧Ｖoffを検出する（オフセット値の読み込み）。図２に示されるように抵抗精度が０％でない場合にはＰＷＭオフ期間に対応する電圧Ｖoffがオフセット電圧分だけシフトし、その場合にはそのシフトした状態の電圧を検出する。

次のステップＳＴ２ではＰＷＭオンに対応するサンプリングタイミングＴonでの入力端子４ａの電圧Ｖonを検出する（電流値の読み込み）。そして次のステップＳＴ３では次式（２）からモータ電流Ｉｍを算出する。
Ｉｍ＝（Ｖon−Ｖoff）／（０．５ｍΩ×α） …（２）
このように、両タイミングＴoff・Ｔonで電圧を検出し、両者の差からモータ電流Ｉｍを算出することにより、温度差や電源電圧変動によるオフセット電圧の影響が両電圧Ｖoff・Ｖonに等しく及ぼしていることから、オフセット電圧の影響を無くした正確なモータ電流Ｉｍを求めることができる。これにより、電流検出回路に用いる抵抗（図示例ではＲ１・Ｒ２）の精度誤差がそれ程高精度なものを使用しなくても、常に正確なモータ電流Ｉｍを検出することができるため、廉価な抵抗を用いることにより安価であり、かつ高精度な電流検出回路を実現し得る。

なお、ステップＳＴ３の次のステップＳＴ４ではＰＷＭ制御のデューティを算出し、次のステップＳＴ５ではそのデューティに基づいたＰＷＭ制御を行ってステップＳＴ１に戻る。したがって、図３のフローのサイクルを繰り返すたびに上記した両タイミングＴoff・Ｔonで電圧を検出し、両者の差からモータ電流Ｉｍを算出することから、制御中における雰囲気温度に変化が生じてオフセット電圧が変化しても、常に正確なモータ電流Ｉｍを算出することができ、それに基づくフィードバック制御も高精度に行うことができる。

本発明にかかる電流検出回路は、装置が用いられる雰囲気温度や電源電圧の変化によるオフセット電圧の影響を受けることがないため、回路に高精度な抵抗を用いることなく正確な電流検出を行うことができ、モータに限らず種々の負荷に流れる電流を検出して制御を行う制御装置の分野等に有用である。

本発明が適用された自動車用モータ駆動装置における電流検出回路の要部を示す概略図である。モータ電流算出用の電圧波形を示す図である。制御フローを示す図である。従来の電流検出回路の要部を示す概略図である。

符号の説明

１シャント抵抗
２モータ駆動回路
３モータ
４マイコン
Ｒ１・Ｒ２・Ｒ３・Ｒ４抵抗

Claims

駆動回路によりＰＷＭ制御される負荷の電源側に設けた電流検出素子を有する電流検出手段によって、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出方法であって、
前記ＰＷＭ制御信号のオンオフのそれぞれにおいて前記電流検出素子の両端電圧を検出し、前記オフ時に検出された電圧をオフセット電圧として、前記オン時に検出された電圧と前記オフセット電圧との差に基づいて前記電流を求めることを特徴とする電流検出方法。
前記検出素子はシャント抵抗であり、該シャント抵抗の両端電圧の電位差により前記負荷に流れる電流を検出することを特徴とする請求項１記載の電流検出方法。