JP2006211057A - Triplexer - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、3つの周波数帯域の信号を分離するトリプレクサに関する。 The present invention relates to a triplexer that separates signals in three frequency bands.
近年、移動体通信機器の急速な普及に伴い、3つの周波数帯域を1つのアンテナで受信して分離する分波器(トリプルプレクサ)や、2つの周波数帯域の信号を1つのアンテナで受信して分離する分波器(デュプレクサ)が開発されている。 In recent years, with the rapid spread of mobile communication devices, a duplexer (triple plexer) that receives and separates three frequency bands with a single antenna and a signal with two frequency bands are received with a single antenna. A duplexer is being developed.
また、移動体通信端末機器にGPS(Global Position System)機能が要求されるようになり、GPS機能の追加はデュアルバンド端末機器用の分波器に付加部品を追加することによって対応されている。特許文献1には、CDMA、GPS、PCS(Personal Communication System)帯域のフィルタを1つのアンテナに接続し、各周波数帯域に分離された信号を3つの出力端子から出力するトリプルプレクサが記載されている。このトリプルプレクサは、LC回路を組み合わせた構成で、積層チップ型構造で実現されている。また、特許文献1の回路構成をLTC基板を用いて構成したトリプルプレクサが製品化されている。 In addition, a GPS (Global Position System) function is required for mobile communication terminal equipment, and the addition of the GPS function is supported by adding an additional component to the duplexer for the dual band terminal equipment. Patent Document 1 describes a tripleplexer that connects a CDMA, GPS, and PCS (Personal Communication System) band filter to one antenna, and outputs a signal separated into each frequency band from three output terminals. Yes. This triple plexer is configured with a combination of LC circuits and is realized in a laminated chip type structure. Further, a tripleplexer in which the circuit configuration of Patent Document 1 is configured using an LTC substrate has been commercialized.
また、特許文献2には、送信用フィルタ及び受信用フィルタを1つの圧電基板に搭載し、共振周波数の近い共振回路が隔離されるように共振回路を配置し、送信用フィルタと受信用フィルタとの間において圧電基板上に溝を設け、送信用フィルタと受信用フィルタとの間の結合及び干渉を抑制した分波器が記載されている。
特許文献1に記載のトリプレクサは、低域通過LCフィルタ、高域通過LCフィルタ及び帯域通過LCフィルタによる構成であり、このトリプレクサの性能は並列共振回路、直列共振回路の特性に依存している。つまり、このトリプレクサでは、高Q特性のLC共振回路の実現が課題であり、高Q特性の共振回路を実現するためにはLC共振回路の形状が大きくなる問題がある。また、各周波数帯域の共振回路間で高アイソレーション特性が得られない問題もある。また、積層チップ型構造を用いているので小型化に限界がある。 The triplexer described in Patent Document 1 is configured by a low-pass LC filter, a high-pass LC filter, and a band-pass LC filter, and the performance of the triplexer depends on the characteristics of the parallel resonance circuit and the series resonance circuit. That is, in this triplexer, the realization of an LC resonance circuit with high Q characteristics is a problem, and there is a problem that the shape of the LC resonance circuit becomes large to realize a resonance circuit with high Q characteristics. There is also a problem that high isolation characteristics cannot be obtained between the resonant circuits in each frequency band. Further, there is a limit to miniaturization because of the use of a laminated chip type structure.
特許文献2には、送信用フィルタ及び受信用フィルタを1つの圧電基板上に形成することにより小型化を図り、共振周波数の近いフィルタ回路を離して配置すること及び両フィルタ間に溝を形成することにより、両フィルタ間の結合及び干渉を低減するデュプレクサが記載されているが、3つの周波数帯域の信号を分離するトリプレクサの小型化及び性能向上については記載されていない。
In
本発明の目的は、3つの周波数帯域の信号を分離するトリプレクサにおいて、特性を維持しつつ小型化を図ることを目的とする。 An object of the present invention is to reduce the size of a triplexer that separates signals in three frequency bands while maintaining the characteristics.
本発明に係るトリプレクサは、一端に受信信号が入力される第1乃至第3受動素子を含む分波回路と、第1通過帯域を有しかつ第1受動素子の他端に直列に接続された第1フィルタと、第1通過帯域よりも高い第2通過帯域を有しかつ第2受動素子の他端に直列に接続された第2フィルタと、第2通過帯域よりも高い第3通過帯域を有しかつ第3受動素子の他端に直列に接続された第3フィルタと、を備えたことを特徴とする。 A triplexer according to the present invention includes a branching circuit including first to third passive elements to which a reception signal is input at one end, a first pass band, and is connected in series to the other end of the first passive element. A first filter, a second filter having a second passband higher than the first passband and connected in series to the other end of the second passive element, and a third passband higher than the second passband And a third filter connected in series to the other end of the third passive element.
このトリプレクサによれば、各周波数帯域用のフィルタに対して1つの受動素子を分波素子として設けるので、トリプレクサの小型化が可能である。例えば、第1乃至第3フィルタを圧電基板上に形成するとともに、分波回路を構成する受動素子を1つの圧電基板上に形成すればさらに小型化を図ることができる。 According to this triplexer, since one passive element is provided as a demultiplexing element for each frequency band filter, the triplexer can be miniaturized. For example, when the first to third filters are formed on the piezoelectric substrate and the passive elements constituting the demultiplexing circuit are formed on one piezoelectric substrate, the size can be further reduced.
また、分波回路を構成する受動素子によって各フィルタの減衰帯域における減衰量を大きくすることができるので、分波回路の減衰特性を向上させることができる。また、あるフィルタについて考えると、他のフィルタと他のフィルタに接続された受動素子とによる直列共振により、そのフィルタの減衰帯域に減衰極を持たせることができ、この減衰極によって他のフィルタの通過帯域における減衰量を大きくすることができる。この結果、各フィルタ間のアイソレーションを向上させることができ、各フィルタの特性の向上を図ることができる。 In addition, since the attenuation in the attenuation band of each filter can be increased by the passive elements constituting the demultiplexing circuit, the attenuation characteristics of the demultiplexing circuit can be improved. In addition, when considering a certain filter, an attenuation pole can be provided in the attenuation band of the filter due to series resonance by another filter and a passive element connected to the other filter, and the attenuation pole of the other filter can be provided by this attenuation pole. The amount of attenuation in the pass band can be increased. As a result, the isolation between the filters can be improved, and the characteristics of the filters can be improved.
(1)第1実施形態
〔トリプレクサの回路構成〕
図1は、本発明の第1実施形態に係るトリプレクサ100の回路構成図である。
(1) First Embodiment [Circuit Configuration of Triplexer]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a
このトリプレクサ100は、3つの周波数帯域の信号をそれぞれ分離する分波器である。本実施形態では、CDMA(Code Division Multiple Access)方式の周波数帯域、GPS(Global Position System)方式の周波数帯域、PCS(Personal Communication System)方式の周波数帯域の各信号を分離する分波器を例に挙げて説明する。
The
トリプレクサ100は、分波回路111と、CDMA用フィルタ105と、GPS用フィルタ106と、PCS用フィルタ107とを備えている。
The
分波回路111は、インダクタL1と、キャパシタC1と、キャパシタC2とを備えている。インダクタL1、キャパシタC1及びC2のそれぞれの一端はアンテナ101に接続されている。
The
CDMA用フィルタ105はCDMA方式の信号を分離するためのフィルタ回路である。CDMA用フィルタ105は、分波回路111のインダクタL1に直列に接続され、インダクタL1を介してアンテナ101に接続されている。CDMA用フィルタ105は、アンテナ101で受信した信号からCDMA方式の周波数帯域の信号を分離して出力端子108から出力する。CDMA用フィルタ105は、複数のSAW(表面弾性波)共振器を含んで構成されるSAWフィルタである。図2は、CDMA用フィルタ105の回路構成例である。CDMA用フィルタ105は、直列腕共振器S21〜S24と、並列腕共振器P21〜P23と、有極用のインダクタLp2とを備えている。直列腕共振器S21〜S24は、入力端子P1側から出力端子P3側に向かってこの順番に縦続接続されている。入力端子P1はインダクタL1に接続されている。直列腕共振器S24は出力端子P3に接続されている。入力端子P2及び出力端子P4は、接地電位(GND)に接続されている。並列腕共振器P21〜P23の一端は、直列腕共振器S21とS22との間のノード、直列腕共振器S22とS23との間のノード、直列腕共振器S23とS24との間のノードにそれぞれ接続されている。また、並列腕共振器P21〜P23の他端はインダクタLp2の一端に接続されており、インダクタLp2の他端は、入力端子P2及び出力端子P4に接続されている。
The
GPS用フィルタ106は、GPS方式の信号を分離するためのフィルタ回路である。GPS用フィルタ106は、CDMA用フィルタ105の通過帯域(第1通過帯域)よりも高い第2通過帯域を持つ。GPS用フィルタ106は、分波回路111のキャパシタC1に直列に接続され、キャパシタC1を介してアンテナ101に接続されている。GPS用フィルタ106は、アンテナ101で受信した信号からGPS方式の周波数帯域の信号を分離して出力端子109から出力する。GPS用フィルタ106は、複数のSAW(表面弾性波)共振器を含んで構成されるSAWフィルタである。図3は、GPS用フィルタ106の回路構成例である。GPS用フィルタ106は、直列腕共振器S31〜S33と、並列腕共振器P31〜P32と、有極用のインダクタLp3とを備えている。直列腕共振器S31〜S33は、入力端子P5側から出力端子P7側に向かってこの順に縦続接続されている。入力端子P5はキャパシタC1に接続されている。直列腕共振器S33は出力端子P7に接続されている。入力端子P6及び出力端子P8は、接地電位(GND)に接続されている。並列腕共振器P31〜P32は、直列腕共振器S31とS32との間のノード、直列腕共振器S32とS33との間のノードにそれぞれ接続されている。また、並列腕共振器P31〜P32の他端はインダクタLp3の一端に接続され、インダクタLp3の他端は入力端子P6及び出力端子P8に接続されている。
The
PCS用フィルタ107はPCS方式の信号を分離するためのフィルタ回路である。PCS用フィルタ107は、GPS用フィルタ106の通過帯域(第2通過帯域)よりも高い通過帯域を持つ。PCS用フィルタ107は、分波回路111のキャパシタC2に直列に接続されており、キャパシタC2を介してアンテナ101に接続されている。PCS用フィルタ107は、アンテナ101で受信した信号からPCS方式の周波数帯域の信号を分離して出力端子110から出力する。PCS用フィルタ回路107は、複数のSAW(表面弾性波)共振器を含んで構成されるSAWフィルタである。図4は、PCS用フィルタ107の回路構成例である。PCS用フィルタ107は、直列腕共振器S41〜S43と、並列腕共振器P41〜P44と、有極用インダクタLp4とを備えている。直列腕共振器S41〜S43は、入力端子P9側から出力端子P11側に向かってこの順番に縦続接続されている。入力端子P9はアンテナ101に接続されている。直列腕共振器S43は出力端子P11に接続されている。入力端子P10及び出力端子P12は、接地電位(GND)に接続されている。並列腕共振器P41〜P44の一端は、入力端子P9と直列腕共振器S41との間のノード、直列腕共振器S41とS42との間のノード、直列腕共振器S42とS43との間のノード、及び直列腕共振器S43と出力端子P11との間のノードにそれぞれ接続されている。また、並列腕共振器P41〜P44の他端はインダクタLp4の一端に接続されており、インダクタLp4の他端は、入力端子P10及び出力端子P12に接続されている。
The
〔シミュレーション〕
次に上記で説明した第1実施形態に係るトリプレクサ100の特性をシミュレーションにより計算する。
〔simulation〕
Next, the characteristics of the
(シミュレーション原理)
第1実施形態に係るトリプレクサ100の減衰特性をシミュレーションするための原理について説明する。
(Simulation principle)
The principle for simulating the attenuation characteristic of the
図5は、トリプレクサ100のシミュレーションに用いる等価回路である。同図(a)は、アンテナ101で受信した信号からCDMA周波数帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ100の等価回路であり、同図(b)はGPS周波数帯域の信号を分離する場合の等価回路であり、同図(b)はPCS周波数帯域の信号を分離する場合の等価回路である。
FIG. 5 is an equivalent circuit used for the simulation of the
本シミュレーションでは、図5(a)〜(c)の各場合においてトリプレクサ100のF行列を求め、各F行列から各フィルタ105〜107に対する動作伝達係数Sをそれぞれ求め、各動作伝達係数Sから各フィルタ105〜107の減衰特性α(ω)をそれぞれ計算する。
In this simulation, the F matrix of the
図5(a)〜(c)の等価回路のF行列の各要素A、B、C、Dは、数1で与えられる。 Each element A, B, C, and D of the F matrix of the equivalent circuit of FIGS.
図5(a)の場合は、数1において、A1、B1、C1、D1はCDMA用フィルタ105のF行列の各要素、Z1はインダクタL1のインピーダンス値jωL1である。また、Y23は、GPS用フィルタ106と、PCS用フィルタ107とを並列接続した場合のアンテナ101から見た並列アドミタンスである。
5A, in Equation 1, A1, B1, C1, and D1 are elements of the F matrix of the
図5(b)の場合は、数1において、A1、B1、C1、D1はGPS用フィルタ106のF行列の各要素、Z1はキャパシタC1のインピーダンス値1/(jωC1)である。また、Y23の代わりに、Y13を用いる。Y13は、CDMA用フィルタ105と、PCS用フィルタ107とを並列接続した場合のアンテナ101から見た並列アドミタンスである。
In the case of FIG. 5B, in Equation 1, A1, B1, C1, and D1 are elements of the F matrix of the
図5(c)の場合は、数1において、A1、B1、C1、D1はPCS用フィルタ107のF行列の各要素、Z1はキャパシタC2のインピーダンス値1/(jωC2)である。また、Y23の代わりに、Y12を用いる。Y12は、CDMA用フィルタ105と、GPS用フィルタ106とを並列接続した場合のアンテナ101から見た並列アドミタンスである。
In the case of FIG. 5C, in Equation 1, A1, B1, C1, and D1 are elements of the F matrix of the
上記のようにして求めた各周波数帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ100のF行列を用いて、各フィルタ105〜107に対する動作伝達係数Sを数2のように求める。但し、駆動抵抗=終端抵抗1(Ω)とした。
Using the F matrix of the
従って、減衰係数α(ω)は、動作伝達係数Sによって数3のように求められる。
Accordingly, the attenuation coefficient α (ω) is obtained as shown in
(シミュレーション結果)
図6には、シミュレーションに用いたSAW共振器の櫛歯電極の交差長及び対数を示す。CDMA用フィルタ105の各直列腕共振器S21〜S24の対数は何れも100とし、S21及びS24の交差長を100μm、直列腕共振器S22及びS23の交差長を50μmとした。また、CDMA用フィルタ105の各並列腕共振器P21〜P23の対数は何れも110とし、交差長はいずれも110μmとした。GPS用フィルタ106の各直列腕共振器S31〜S33の対数は何れも70とし、直列腕共振器S31及びS33の交差長を70μm、S32の交差長を35μmとした。また、GPS用フィルタ106の各並列腕共振器P31〜P32の対数は何れも100とし、交差長はいずれも100μmとした。PCS用フィルタ107の各直列腕共振器S41〜S43の対数は何れも57とし、交差長を何れも35μmとした。また、PCS用フィルタ107の並列腕共振器P41及びP44の対数及び交差長はそれぞれ90、18μmとし、並列腕共振器P42及びP43の対数及び交差長はそれぞれ120、27μmとした。
(simulation result)
FIG. 6 shows the cross length and logarithm of the comb-tooth electrode of the SAW resonator used in the simulation. The logarithm of each of the series arm resonators S21 to S24 of the
上記数3を用いて、CDMA帯域の信号を分離する場合(図5(a))のトリプレクサ100の減衰特性を計算した計算結果を図6に示す。また、図示省略するが、GPS帯域の信号を分離する場合(図5(b))及びPCS帯域の信号を分離する場合(図5(c))のトリプレクサ100の減衰特性も計算した。ここでは、インダクタL1=4.5nH、キャパシタC1=C2=3.5pFとした。
FIG. 6 shows a calculation result obtained by calculating the attenuation characteristic of the
また、各フィルタ105〜107の減衰極の位置、及び各フィルタ105〜107の通過特性、他のフィルタにおける減衰量を減衰係数α(ω)の計算結果から求めた。図8(a)には、各フィルタ105〜107の減衰極の位置、図8(b)には各フィルタ105〜107の通過特性、及び他のフィルタの周波数帯域における減衰量を示す。
Further, the positions of the attenuation poles of the
図7及び図8(a)を参照すると、CDMA用フィルタ105は、低域側に841MHzの減衰極を持ち、高域側に921.9MHzと1999MHzの減衰極を持つ。通過帯域の高域側近傍に921.9MHzの1つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の低域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、1つ目の減衰極のさらに低域側に1999MHzの2つ目の減衰極を持つことによりGPS用フィルタ106及びPCS用フィルタ107の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。図8(b)を参照すると、CDMA用フィルタ105は、GPS用フィルタ106の周波数帯域において32.8dBの減衰量、PCS用フィルタ107の周波数帯域において43.1dBの減衰量であり、GPS用フィルタ106及びPCS用フィルタ107の両周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。
7 and 8A, the
次に、GPS用フィルタ106は、低域側に1448MHzと1202MHzの2つの減衰極を持ち、高域側に1625MHzと1989MHzの2つの減衰極を持つ。通過帯域の低域側近傍に1448MHzの1つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の低域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、1つ目の減衰極のさらに低域側に1202MHzの2つ目の減衰極を持つことによりCDMA用フィルタ105の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。また、通過帯域の高域側近傍に1625MHzの1つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の高域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、1つ目の減衰極のさらに高域側において1989MHzの2つ目の減衰極を持つことによりPCS用フィルタ107の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。図8(b)を参照すると、GPS用フィルタ106は、CDMA用フィルタ105の周波数帯域において34.1MHzの減衰量、PCS用フィルタ107の周波数帯域において47.3MHzの減衰量であり、CDMA用フィルタ105及びPCS用フィルタ107の両周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。
Next, the
次に、PCS用フィルタ107は、低域側に1915MHz、1712MHz、1202MHzの3つの減衰極を持ち、高域側に2041MHzの減衰極を持つ。通過帯域の低域側近傍に1915MHzの1つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の低域側において急峻な減衰量を確保するとともに、1つ目の減衰極のさらに低域側に1712MHzの2つ目の減衰極及び1202MHzの3つ目の減衰極を持つことによりCDMA用フィルタ105及びGPS用フィルタ106において十分な減衰量を確保することができる。図8(b)を参照すると、PCS用フィルタ107は、CDMA用フィルタ105の周波数帯域において62.4MHzの減衰量、GPS用フィルタ106の周波数帯域において55.3MHzの減衰量であり、CDMA用フィルタ105及びGPS用フィルタ106の両フィルタの周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。
Next, the
以上述べた様に、このトリプレクサ100では、CDMA用フィルタ105、GPS用フィルタ106、及びPCS用フィルタ107のそれぞれが通過帯域の両側において急峻かつ十分な減衰量を持ち、また、他のフィルタの周波数帯域において十分な減衰量を持ち、各フィルタ間のアイソレーションが高いことが分かる。
As described above, in the
特に、GPS用フィルタ106の低域側の2つ目の減衰極(1202MHz)、PCS用フィルタ107の低域側の3つ目の減衰極(1202MHz)がアイソレーション特性に大きく寄与している。具体的には、GPS用フィルタ106の低域側の2つ目の減衰極(1202MHz)は、図5(b)において、並列アドミタンスY13に含まれるインダクタL1と、インダクタL1から見たCDMA用フィルタ105の容量Ccdとの直列共振周波数f=1/[2π*SQRT(L1*Ccd)]によるものである。また、PCS用フィルタ107の低域側の3つ目の減衰極(1202MHz)は、図5(c)において、並列アドミタンスY12に含まれるインダクタL1と、インダクタL1から見たCDMA用フィルタ105の容量Ccdとの直列共振周波数f=1/[2π*SQRT(L1*Ccd)]によるものである。
In particular, the second attenuation pole (1202 MHz) on the low frequency side of the
〔素子偏差〕
次に、上記シミュレーションをインダクタL1、キャパシタC1、C2の値を変化させて減衰特性を計算し、その結果に基づいて素子偏差を考察する。
(Element deviation)
Next, the attenuation characteristics are calculated by changing the values of the inductor L1 and the capacitors C1 and C2 in the simulation, and the element deviation is considered based on the result.
図9(a)は、キャパシタC1=C2=3.5pFとし、インダクタL1を3.8nH〜8nHに変化させた場合における、各フィルタ105〜107の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。ここでは通過帯域特性は、3dB減衰幅である。また、減衰帯域特性は、CDMA用フィルタ105の30dB減衰周波数、GPS用フィルタ106及びPCS用フィルタ107の25dB減衰周波数である。同図を参照すると、L1が4nH以上6nH以下の範囲で通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。
FIG. 9A shows the passband characteristics and attenuation band characteristics of the
図9(b)は、インダクタL1=4.5nH、キャパシタC2=3.5pFとし、キャパシタC1を1.5pF〜20pFに変化させた場合における、各フィルタ105〜107の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。同図を参照すると、C2が2pF以上20pF以下の範囲で通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。なお、本シミュレーションでは、C1を20pFまで変化させて各フィルタ105〜107の減衰特性を計算したが、C1の値は20pFを超えて大きくしても通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たすと考えられるので、20pFを超えるC2を用いても良い。
FIG. 9B shows the passband characteristics and attenuation band characteristics of the
図9(c)は、インダクタL1=4.5nH、キャパシタC1=3.5pFとし、キャパシタC2を1.5pF〜20pFに変化させた場合における、各フィルタ105〜107の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。同図を参照すると、C1が2pF以上20pF以下の範囲で通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。
FIG. 9C shows the passband characteristics and attenuation band characteristics of the
図9(a)〜(c)の結果から、インダクタL1を4nH以上6nH以下、キャパシタC1及びC2を2pF以上20pF以下としてトリプレクサ100を構成すれば、各フィルタ105〜107の通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格を満たすことが分かる。
From the results of FIGS. 9A to 9C, if the
〔トリプレクサの実装例〕
図10は、本実施形態に係るトリプレクサ100の実装例である。このトリプレクサ100は、1つの圧電基板120上に形成されている。CDMA用フィルタ105、GPS用フィルタ106、PCS用フィルタ107を構成する各SAW共振器は、圧電基板120上に互いに対向する櫛歯状電極のパターンを形成することによって構成されている。CDMA用フィルタ105及びGPS用フィルタ106は、圧電基板120上において同一の表面弾性波伝搬路(第1表面弾性波伝搬路と称す)に並んで配置されている。PCS用フィルタ110は、圧電基板120上において第1表面弾性波伝搬路とは異なる第2表面弾性波伝搬路上に配置されている。ここでは、第1表面弾性波伝搬路と第2表面弾性波伝搬路とは平行である。第1表面弾性波伝搬路では、CDMA用フィルタ105の直列腕共振器、CDMA用フィルタ105の並列腕共振器、GPS用フィルタ106の直列腕共振器、GPS用フィルタ106の並列腕共振器の順番に配置する。これは、共振周波数の近い共振器同士を離して配置することによって、各フィルタ間の結合及び干渉を低減するためである。図8(a)を参照すると、CDMA用フィルタ105の直列腕共振器の共振周波数(直列腕共振器の1つ目の高域側減衰極)は921.9MHz、CDMA用フィルタ105の並列腕共振器の共振周波数(並列腕共振器の低域側減衰極)は841MHzであり、GPS用フィルタ106の直列腕共振器の共振周波数(直列腕共振器の1つ目の高域側減衰極)は1625MHzであり、GPS用フィルタ106の並列腕共振器の共振周波数(並列腕共振器の1つ目の低域側減衰極)は1448MHzである。従って、共振周波数の近いCDMA用フィルタ105の直列腕共振器(921.9MHz)とGPS用フィルタ106の並列腕共振器(1448MHz)との間の距離が大きくなるように、CDMA用フィルタ105及びGPS用フィルタ106を配置する。
[Triplexer implementation example]
FIG. 10 is a mounting example of the
また、第2表面弾性波伝搬路では、CDMA用フィルタ105の並列腕共振器(841MHz)側にPCS用フィルタ107の並列腕共振器(1712MHz)を配置し、GPS用フィルタ106のの直列腕共振器(1625MHz)側にPCS用フィルタ107の直列腕共振器(1915MHz)を配置する。
In the second surface acoustic wave propagation path, the parallel arm resonator (1712 MHz) of the
また、CDMA用フィルタ105とGPS用フィルタ106の間において圧電基板120上に溝121を形成している。溝121によって、CDMA用フィルタ105とGPS用フィルタ106との間の結合及び干渉をさらに低減している。また、CDMA用フィルタ105及びGPS用フィルタ106と、PCS用フィルタ107との間において圧電基板120上に溝122を形成している。溝122によって、CDMA用フィルタ105とPCS用フィルタ107との間の結合及び干渉、並びに、GPS用フィルタ106とPCS用フィルタ107との間の結合及び干渉をさらに低減している。
A
図11は、本実施形態に係るトリプレクサ100の他の実装例である。この実装例でも、CDMA用フィルタ105、GPS用フィルタ106、PCS用フィルタ107を1つの圧電基板120上に形成する。但し、この実装例では、CDMA用フィルタ105、GPS用フィルタ106、PCS用フィルタ107を同一の表面弾性波伝搬路上に配置している。この実装例においても、各フィルタ105〜107はフィルタ間の結合及び干渉を低減するように、共振周波数の近い共振器同士の間の距離が大きくなるように配置している。具体的には、共振周波数1448MHzであるGPS用フィルタ106の並列腕共振器、共振周波数1625MHzであるGPS用フィルタ106の直列腕共振器、共振周波数841MHzであるCDMA用フィルタ105の並列腕共振器、共振周波数921.9MHzであるCDMA用フィルタ105の直列腕共振器、共振周波数1915MHzであるPCS用フィルタ107の直列腕共振器、共振周波数1712MHzであるPCS用フィルタ107の並列腕共振器の順番に配置する。この実装例では、共振周波数の近いGPS用フィルタ106とPCS用フィルタ107との間の距離が大きくなるように、GPS用フィルタ106とPCS用フィルタ107との間にCDMA用フィルタ105を配置したことにより、各フィルタ105〜107間の結合及び干渉を低減している。また、各フィルタ105〜107に含まれる直列腕共振器及び並列腕共振器を、共振周波数がより近い共振器間の距離がより大きくなるように配置している。即ち、共振周波数の近い共振器が隣接しないように、各フィルタ105〜107において直列腕共振器及び並列腕共振器が配置されている。
FIG. 11 shows another implementation example of the
インダクタL1は、例えば、圧電基板120上に方形スパイラルインダクタ、円形スパイラルインダクタによって形成する。方形スパイラルインダクタ及び円形スパイラルインダクタは、圧電基板上に金属パターンを形成する。また、インダクタL1は、ボンディングワイヤ、チップインダクタを圧電基板120上に実装しても良い。図12(b)は、方形スパイラルインダクタの構成例である。方形スパイラルインダクタのインダクタンス値Lは、巻数n、aを最外周の半径、bを最内周の半径とした場合に、L=5.55*[(a+b)/2]*n5/3log10[4(a+b)/(b−a)]により求めることができる。
The inductor L1 is formed on the
上式において、a=0.2mm、b=0.6mm、n=1とした場合、L1=5.35nHとなる。従って、このような方形スパイラルインダクタを用いれば、4nH以上6nH以下のインダクタンス値を持つインダクタL1を小型に構成することができる。 In the above formula, when a = 0.2 mm, b = 0.6 mm, and n = 1, L1 = 5.35 nH. Therefore, when such a rectangular spiral inductor is used, the inductor L1 having an inductance value of 4 nH or more and 6 nH or less can be configured in a small size.
また、各フィルタ108〜109の有極用インダクタLp2、Lp3、Lp4もインダクタL1と同様に構成することができる。
The polarized inductors Lp2, Lp3, Lp4 of the
キャパシタC1及びC2は、MIM(Metal Insulator Metal)キャパシタを圧電基板120に形成することによって構成することができる。図12(a)は、MIMキャパシタの構成例である。同図に示すように、MIMキャパシタは、容量絶縁膜を第1及び第2電極で挟んだ構成であり、微細加工プロセスに適している。MIMキャパシタの容量Cは、容量絶縁膜の比誘電率をεr、真空の誘電率をε0、第1及び第2電極間の距離をd、第1電極と第2電極とが対向する面積をW*Lとすると、C=εr*ε0*(W*L)/dによって決定される。容量絶縁膜にシリコン酸化膜を用いてεr=4.8とし、W=100μm、L=100μm、d=1000Åとすると、C=4.2pF/(100μm)2となるので、MIMキャパシタによってキャパシタC1及びC2を大型化することなく構成することができる。また、キャパシタC1及びC2は、ディスクリートのチップ部品であるチップキャパシタを圧電基板120上に実装しても良い。また、キャパシタC1は、圧電基板120を容量絶縁膜として利用し、圧電基板120上にキャパシタC1及びC2の電極となる2つの電極パターンを形成することにより構成しても良い。
The capacitors C1 and C2 can be configured by forming MIM (Metal Insulator Metal) capacitors on the
〔作用効果〕
本実施形態によれば、CDMA用フィルタ、GPS用フィルタ、PCS用フィルタをそれぞれインダクタL1、キャパシタC1、キャパシタC2を介して1つのアンテナに接続して各方式の周波数帯域の信号を分離するので、CDMA方式、GPS方式、PCS方式の3つの周波数帯域の信号を1つのアンテナで受信処理できるトリプレクサを提供することができる。
[Function and effect]
According to the present embodiment, the CDMA filter, the GPS filter, and the PCS filter are connected to one antenna via the inductor L1, the capacitor C1, and the capacitor C2, respectively, so that the frequency band signals of the respective systems are separated. It is possible to provide a triplexer that can receive and process signals in three frequency bands of CDMA, GPS, and PCS with a single antenna.
本実施形態によれば、CDMA用フィルタ、GPS用フィルタ、PCS用フィルタをSAW共振器を用いて構成するとともに、分波回路を構成するインダクタL1を方形スパイラルインダクタ、円形スパイラルインダクタ、ボンディングワイヤ、チップインダクタ等で圧電基板上に設け、分波回路を構成するキャパシタをMIMキャパシタ等で圧電基板上に設けることにより、各フィルタ及び分波回路を1つの圧電基板上に実装することが可能となり、CDMA方式、GPS方式、PCS方式の3つの周波数帯域の信号を分離するトリプレクサの小型化を図ることができる。また、インダクタL1、キャパシタC1、C2を用いて分波回路を簡易に構成することができる。 According to the present embodiment, the CDMA filter, the GPS filter, and the PCS filter are configured using SAW resonators, and the inductor L1 that configures the demultiplexing circuit is a square spiral inductor, a circular spiral inductor, a bonding wire, and a chip. By providing an inductor or the like on the piezoelectric substrate and a capacitor constituting the demultiplexing circuit on the piezoelectric substrate by an MIM capacitor or the like, each filter and demultiplexing circuit can be mounted on one piezoelectric substrate, and CDMA It is possible to reduce the size of a triplexer that separates signals in three frequency bands of the system, GPS system, and PCS system. Further, the branching circuit can be simply configured using the inductor L1 and the capacitors C1 and C2.
また、インダクタL1と、GPS用フィルタ及びPCS用フィルタの減衰特性において、インダクタL1とCDMA用フィルタとの直列共振を利用して減衰極が形成されるので、GPS用フィルタ及びPCS用フィルタのそれぞれにおいて、他のフィルタの通過帯域での減衰特性を向上させることができる。 Further, in the attenuation characteristics of the inductor L1, the GPS filter, and the PCS filter, an attenuation pole is formed by using the series resonance of the inductor L1 and the CDMA filter. Therefore, in each of the GPS filter and the PCS filter The attenuation characteristics in the passband of other filters can be improved.
〔第2実施形態〕
図13は、本発明の第2実施形態に係るトリプレクサ200の回路構成図である。本実施形態に係るトリプレクサ200は、分波回路211の構成が第1実施形態と異なる。即ち、インダクタL1の代わりに分波線路r1、キャパシタC1の代わりに分波線路r2、キャパシタC2の代わりに分波線路r3を用い、また、アンテナ101と各分波線路r1〜r3の間のノードと、接地電位との間にインダクタLpが接続されている。この分波回路211は、分波線路r1〜r3とインダクタLpとによって各周波数帯域の信号を分離する。CDMA用フィルタ105、GPS用フィルタ106、PCS用フィルタ107の構成は、それぞれ図2、図3、図4と同様に構成することができる。
[Second Embodiment]
FIG. 13 is a circuit configuration diagram of a
〔シミュレーション〕
次に上記で説明した第2実施形態に係るトリプレクサ200の特性をシミュレーションにより計算する。
〔simulation〕
Next, the characteristics of the
(シミュレーション原理)
第2実施形態に係るトリプレクサ200の減衰特性をシミュレーションするための原理について説明する。
(Simulation principle)
A principle for simulating the attenuation characteristic of the
図14は、トリプレクサ200のシミュレーションに用いる等価回路である。同図(a)は、アンテナ101で受信した信号からCDMA周波数帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ200の等価回路であり、同図(b)はGPS周波数帯域の信号を分離する場合の等価回路であり、同図(b)はPCS周波数帯域の信号を分離する場合の等価回路である。
FIG. 14 is an equivalent circuit used for the simulation of the
本シミュレーションでは、図14(a)〜(c)の各場合においてトリプレクサ200のF行列を求め、各F行列から各フィルタ105〜107に対する動作伝達係数Sをそれぞれ求め、各動作伝達係数Sから各フィルタ105〜107の減衰特性α(ω)をそれぞれ計算する。
In this simulation, the F matrix of the
図14(a)〜(c)の等価回路のF行列の各要素A、B、C、Dは、数4で与えられる。 Each element A, B, C, and D of the F matrix of the equivalent circuit of FIGS.
図14(a)の場合は、数4において、A1、B1、C1、D1はCDMA用フィルタ105のF行列の各要素、A0、B0、C0、D0は分波線路r1のF行列の各要素である。Y23は、アンテナ101から見たGPS用フィルタ106、PCS用フィルタ107、インダクタLpの並列アドミタンスである。
In the case of FIG. 14A, in
図14(b)の場合は、数4において、A1、B1、C1、D1はGPS用フィルタ106のF行列の各要素、A0、B0、C0、D0は分波線路r2のF行列の各要素である。また、Y23の代わりにY13を用いる。Y13は、アンテナ101から見たCDMA用フィルタ105、PCS用フィルタ107、インダクタLpの並列アドミタンスである。
In the case of FIG. 14B, in
図14(c)の場合は、数4において、A1、B1、C1、D1はPCS用フィルタ107のF行列の各要素、A0、B0、C0、D0は分波線路r2のF行列の各要素である。また、Y23の代わりにY13を用いる。Y12は、アンテナ101から見たCDMA用フィルタ105、GPS用フィルタ106、インダクタLpの並列アドミタンスである。
In the case of FIG. 14C, in
上記のようにして求めた各周波数帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ200のF行列を用いて上述した数2から各フィルタ105〜107に対する動作伝達係数Sをそれぞれ求め、各動作伝達係数Sを用いて上述した数3から各フィルタ105〜107に対する減衰係数α(ω)をそれぞれ求める。
Using the F matrix of the
(シミュレーション結果)
本シミュレーションに用いるSAW共振器の櫛歯電極の交差長及び対数も図5と同様である。
(simulation result)
The crossing length and logarithm of the comb electrodes of the SAW resonator used in this simulation are the same as in FIG.
CDMA帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ200の減衰特性を数3を用いて計算した結果を図15に示す。また、図示省略するが、GPS帯域及びPCS帯域の信号を分離する場合のトリプレクサ200の減衰特性も計算した。ここでは、分波線路r1を4.5cm、分波線路r2及びr3を0cm、インダクタLp=1.0nHとした。
FIG. 15 shows the result of calculating the attenuation characteristic of the
また、各フィルタ105〜107の減衰極の位置、及び各フィルタ105〜107の通過特性、他のフィルタにおける減衰量を減衰係数α(ω)の計算結果から求めた。図16(a)には、各フィルタ105〜107の減衰極の位置、図16(b)には各フィルタ105〜107の通過特性、他のフィルタにおける減衰量を示す。
Further, the positions of the attenuation poles of the
図15及び図16(a)を参照すると、CDMA用フィルタ105は、低域側に841MHzの減衰極を持ち、高域側に925.1MHzと2002MHzの減衰極を持つ。通過帯域の高域側近傍に925.1MHzの1つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の高域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、1つ目の減衰極のさらに高域側に2002MHzの減衰極を持つことによりCDMA用フィルタ105の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。図16(b)を参照すると、CDMA用フィルタ105は、GPS用フィルタ106の周波数帯域において32.2dBの減衰量、PCS用フィルタ107の周波数帯域において42.2dBの減衰量であり、GPS用フィルタ106及びPCS用フィルタ107の両周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。
15 and 16A, the
次に、GPS用フィルタ106は、低域側に1448MHzと1028MHzの2つの減衰極を持ち、高域側に1628MHzと1989MHzの2つの減衰極を持つ。通過帯域の低域側近傍に1448MHzの1つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の低域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、1つ目の減衰極のさらに低域側に1028MHzの減衰極を持つことによりCDMA用フィルタ105の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。また、通過帯域の高域側近傍に1628MHzの1つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の高域側で急峻な減衰特性を得られるとともに、1つ目の減衰極のさらに高域側において1989MHzの減衰極を持つことによりPCS用フィルタ107の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。図16(b)を参照すると、GPS用フィルタ106は、CDMA用フィルタ105の周波数帯域において37.6MHzの減衰量、PCS用フィルタ107の周波数帯域において43.4MHzの減衰量であり、CDMA用フィルタ105及びPCS用フィルタ107の両周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。
Next, the
次に、PCS用フィルタ107は、低域側に1915MHz、1712MHz、1028MHzの3つの減衰極を持ち、高域側に2047MHzの減衰極を持つ。通過帯域の低域側近傍に1915MHzの1つ目、1712MHzの2つ目の減衰極を持つことにより通過帯域の低域側において急峻な減衰量を確保するとともに、2つ目の減衰極のさらに低域側において1028MHzの3つ目の減衰極を持つことによりCDMA用フィルタ105及びGPS用フィルタ106の周波数帯域において十分な減衰量を確保することができる。また、通過帯域の高域側に2047MHzの減衰極を有することにより、通過帯域の高域側において急峻かつ十分な減衰量を確保している。図16(b)を参照すると、PCS用フィルタ107は、CDMA用フィルタ105の周波数帯域において61.3MHzの減衰量、GPS用フィルタ106の周波数帯域において52.6MHzの減衰量であり、CDMA用フィルタ105及びGPS用フィルタ106の両フィルタの周波数帯域において高減衰量を確保していることが分かる。
Next, the
以上述べた様に、このトリプレクサ200では、CDMA用フィルタ105、GPS用フィルタ106、及びPCS用フィルタ107のそれぞれが通過帯域の両側において急峻かつ十分な減衰量を持ち、また、他のフィルタの周波数帯域において十分な減衰量を持ち、各フィルタ間のアイソレーションが高いことが分かる。
As described above, in the
特に、GPS用フィルタ106の低域側の2つ目の減衰極(1028MHz)、PCS用フィルタ107の低域側の3つ目の減衰極(1028MHz)がアイソレーション特性に大きく寄与している。具体的には、GPS用フィルタ106の低域側の2つ目の減衰極(1028MHz)は、図14(b)において、並列アドミタンスY13に含まれる分波線路r1及び分波線路r1側から見たCDMA用フィルタ105の容量Ccdとの直列共振周波数f=1/[2π*SQRT(r1*Ccd)](但し、r1は分波線路r1のインダクタンスを意味する)によるものである。また、PCS用フィルタ107の低域側の3つ目の減衰極(1202MHz)は、図14(c)において、並列アドミタンスY12に含まれる分波線路r1及び分波線路r1側から見たCDMA用フィルタ105の容量Ccdとの直列共振周波数f=1/[2π*SQRT(r1*Ccd)](但し、r1は分波線路r1のインダクタンスを意味する)によるものである。
In particular, the second attenuation pole (1028 MHz) on the low frequency side of the
〔素子偏差〕
次に、上記シミュレーションを分波線路r1〜r3の長さ、インダクタLpのインダクタンス値を変化させて減衰特性を計算し、その結果に基づいて素子偏差を考察する。
(Element deviation)
Next, in the above simulation, the attenuation characteristics are calculated by changing the length of the branch lines r1 to r3 and the inductance value of the inductor Lp, and the element deviation is considered based on the result.
図17(a)は、分波線路r2=r3=0cmとし、分波線路r1を3.15cmから4.75cmまで変化させた場合の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。同図を参照すると、分波線路r1が3.2cm以上4.5cm以下の範囲で、通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。 FIG. 17A shows passband characteristics and attenuation band characteristics when the branch line r2 = r3 = 0 cm and the branch line r1 is changed from 3.15 cm to 4.75 cm. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristics and the attenuation band characteristics satisfy the required standard values in the range of the demultiplexing line r1 of 3.2 cm to 4.5 cm.
図17(b)は、分波線路r1=4cm、r3=0cmとし、分波線路r2を0cm〜0.3cmまで変化させた場合の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。同図を参照すると、分波線路r2が0cm以上0.2cm以下の範囲で、通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。 FIG. 17B shows passband characteristics and attenuation band characteristics when the branch line r1 = 4 cm and r3 = 0 cm, and the branch line r2 is changed from 0 cm to 0.3 cm. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristic and the attenuation band characteristic satisfy the required standard value in the range of the demultiplexing line r2 from 0 cm to 0.2 cm.
図17(c)は、分波線路r1=4cm、r2=0cmとし、分波線路r3を0cm〜0.15cmまで変化させた場合の通過帯域特性及び減衰帯域特性である。同図を参照すると、分波線路r3が0cm以上0.13cm以下の範囲で、通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。 FIG. 17C shows passband characteristics and attenuation band characteristics when the branch line r1 = 4 cm and r2 = 0 cm, and the branch line r3 is changed from 0 cm to 0.15 cm. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristics and the attenuation band characteristics satisfy the required standard values in the range of the demultiplexing line r3 from 0 cm to 0.13 cm.
図17(d)は、分波線路r1=4cm、r2=r3=0cmとし、インダクタLpを5nHから20nHまで変化させた場合の通過特性及び減衰特性である。同図を参照すると、インダクタンスLpが7nH以上20nH以下の範囲で、通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格値を満たしていることが分かる。 FIG. 17D shows pass characteristics and attenuation characteristics when the branch line r1 = 4 cm, r2 = r3 = 0 cm, and the inductor Lp is changed from 5 nH to 20 nH. Referring to the figure, it can be seen that the passband characteristics and the attenuation band characteristics satisfy the required standard values when the inductance Lp is in the range of 7 nH to 20 nH.
図17(a)〜(d)の結果から、分波線路r1を0cm以上0.2cm以下、分波線路r2を0cm以上0.2cm以下、分波線路r3を0cm以上0.13cm以下、インダクタンスを7nH以上20nH以下としてトリプレクサ200を構成すれば、通過帯域特性及び減衰帯域特性が、要求される規格を満たすことが分かる。
From the results of FIGS. 17A to 17D, the demultiplexing line r1 is 0 cm to 0.2 cm, the demultiplexing line r2 is 0 cm to 0.2 cm, the demultiplexing line r3 is 0 cm to 0.13 cm, and the inductance If the
〔トリプレクサの実装例〕
本実施形態に係るトリプレクサ200も図10及び図11と同様に実装される。分波線路r1〜r3は、圧電基板120上に金属パターンを形成することにより構成することができる。また、インダクタLpは、第1実施形態におけるインダクタL1と同様に、圧電基板120上に方形スパイラルインダクタ、円形スパイラルインダクタによって形成することができる。また、インダクタLpは、ボンディングワイヤ、チップインダクタを圧電基板120上に実装しても良い。
[Triplexer implementation example]
The
〔作用効果〕
本実施形態に係るトリプレクサ200は、第1実施形態に係るインダクタL1、キャパシタC1、C2の代わりに、分波線路r1〜r3及びインダクタLpを用いて分波回路を構成するため、分波回路の構成が簡略化され、分波回路を小型化できる。
[Function and effect]
Since the
(3)第1実施形態と第2実施形態との比較
上記シミュレーションの結果、通過帯域の特性は、第1実施形態と第2実施形態とで略同一であるが、減衰帯域での特性は第1実施形態の場合の方が減衰量が大きい。これは、第1実施形態では、分波回路にインダクタンスL1及びキャパシタC1、C2を用いたので、インダクタンスL1及びキャパシタンスC1、C2よる減衰量が寄与しているためと考えられる。
(3) Comparison between the first embodiment and the second embodiment As a result of the simulation, the characteristics of the passband are substantially the same in the first embodiment and the second embodiment, but the characteristics in the attenuation band are the same. In the case of one embodiment, the amount of attenuation is larger. This is presumably because, in the first embodiment, since the inductance L1 and the capacitors C1 and C2 are used in the branching circuit, the attenuation amount due to the inductance L1 and the capacitances C1 and C2 contributes.
図18は、第1実施形態及び第2実施形態において、通過帯域のインピーダンス、他の2つのフィルタの並列インピーダンスを比較する図である。 FIG. 18 is a diagram comparing the impedance of the passband and the parallel impedance of the other two filters in the first embodiment and the second embodiment.
同図を参照すると、第1実施形態及び第2実施形態ともに、通過帯域のインピーダンスの絶対値はGPS用フィルタにおいて最も大きく、次がPCS用フィルタであり、最も低いのがCDMA用フィルタである。ただし、第2実施形態における通過帯域のインピーダンスの絶対値は、第1実施形態における通過帯域のインピーダンスの絶対値よりも小さい。また、通過帯域のインピーダンスの位相角は、CDMA用フィルタ、GPS用フィルタ、PCS用フィルタのそれぞれにおいて、第1実施形態と第2実施形態とでは異なる。 Referring to the figure, in both the first embodiment and the second embodiment, the absolute value of the impedance in the passband is the largest in the GPS filter, the next is the PCS filter, and the lowest is the CDMA filter. However, the absolute value of the impedance of the pass band in the second embodiment is smaller than the absolute value of the impedance of the pass band in the first embodiment. The phase angle of the passband impedance differs between the first embodiment and the second embodiment in each of the CDMA filter, GPS filter, and PCS filter.
減衰帯域の位相角は、CDMA用フィルタでは第1実施形態と第2実施形態とでは略同一であるが、GPS用とPCS用では第1実施形態と第2実施形態とでは異なる。 The phase angle of the attenuation band is substantially the same in the first and second embodiments for the CDMA filter, but is different between the first and second embodiments for GPS and PCS.
以上から、簡単な分波回路を用いて高性能のトリプレクサを得るためには、以下の条件を満たすことが必要と考えられる。即ち、「CDMA用フィルタの絶対値を小さく、GPS用フィルタのインピーダンスの絶対値を最も高く、PCS用フィルタのインピーダンスをGPS用フィルタよりも低くすること」、及び、「GPS用フィルタとPCS用フィルタの並列インピーダンスの位相角は実施例1では正に、実施例2では負になるようにすること」が条件である。 From the above, in order to obtain a high-performance triplexer using a simple branching circuit, it is considered necessary to satisfy the following conditions. That is, “the absolute value of the CDMA filter is small, the absolute value of the impedance of the GPS filter is the highest, and the impedance of the PCS filter is lower than that of the GPS filter” and “the GPS filter and the PCS filter The phase angle of the parallel impedance is to be positive in the first embodiment and negative in the second embodiment.
100、200 トリプレクサ
101 アンテナ
105 CDMA用フィルタ
106 GPS用フィルタ
107 PCS用フィルタ
108、109、110 出力端子
100, 200
Claims (28)
第1通過帯域を有しかつ前記第1受動素子の他端に直列に接続された第1フィルタと、
前記第1通過帯域よりも高い第2通過帯域を有しかつ前記第2受動素子の他端に直列に接続された第2フィルタと、
前記第2通過帯域よりも高い第3通過帯域を有しかつ前記第3受動素子の他端に直列に接続された第3フィルタと、
を備えたことを特徴とするトリプレクサ。 A branching circuit including first to third passive elements to which a reception signal is input at one end;
A first filter having a first passband and connected in series to the other end of the first passive element;
A second filter having a second passband higher than the first passband and connected in series to the other end of the second passive element;
A third filter having a third passband higher than the second passband and connected in series to the other end of the third passive element;
A triplexer characterized by comprising:
前記第2受動素子の容量値は2pF以上20pF以下であり、
前記第3受動素子の容量値は2pF以上20pF以下であることを特徴とする、請求項5に記載のトリプレクサ。 The inductance value of the first passive element is 4 nH or more and 6 nH or less,
The capacitance value of the second passive element is 2 pF or more and 20 pF or less,
The triplexer according to claim 5, wherein a capacitance value of the third passive element is 2 pF or more and 20 pF or less.
共振周波数がより近い共振回路同士の間の距離がより大きくなるように、前記各フィルタ、及び、前記各フィルタにおける直列腕共振回路及び並列腕共振回路が配置されていることを特徴とする、請求項10に記載のトリプレクサ。 The first filter and the second filter include a series arm resonance circuit and a parallel arm resonance circuit,
The filters, and the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit in each filter are arranged so that the distance between the resonance circuits having closer resonance frequencies is larger. Item 13. A triplexer according to item 10.
共振周波数がより近い共振回路同士の間の距離がより大きくなるように、前記各フィルタ、及び、前記各フィルタにおける直列腕共振回路及び並列腕共振回路が配置されていることを特徴とする、請求項13に記載のトリプレクサ。 The first filter, the second filter, and the third filter include a series arm resonance circuit and a parallel arm resonance circuit,
The filters, and the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit in each filter are arranged so that the distance between the resonance circuits having closer resonance frequencies is larger. Item 13. A triplexer according to item 13.
第1通過帯域を有しかつ前記第1線路の他端に直列に接続された第1フィルタと、
前記第1通過帯域よりも高い第2通過帯域を有しかつ前記第2線路の他端に直列に接続された第2フィルタと、
前記第2通過帯域よりも高い第3通過帯域を有しかつ前記第3線路の他端に直列に接続された第3フィルタと、
を備えたことを特徴とするトリプレクサ。 A branching circuit including first to third lines to which a reception signal is input at one end, and an inductor connected to the one end of the first to third lines and a ground potential;
A first filter having a first passband and connected in series to the other end of the first line;
A second filter having a second passband higher than the first passband and connected in series to the other end of the second line;
A third filter having a third passband higher than the second passband and connected in series to the other end of the third line;
A triplexer characterized by comprising:
前記第2線路は0cm以上0.2cm以下であり、
前記第3線路は0cm以上0.13cm以下であり、
前記インダクタのインダクタンス値は7nH以上20nH以下であることを特徴とする
請求項16に記載のトリプレクサ。 The first line is 3.2 cm or more and 4.5 cm or less,
The second line is 0 cm or more and 0.2 cm or less,
The third line is 0 cm or more and 0.13 cm or less,
The triplexer according to claim 16, wherein an inductance value of the inductor is not less than 7 nH and not more than 20 nH.
共振周波数がより近い共振回路同士の間の距離がより大きくなるように、前記各フィルタ、及び、前記各フィルタにおける直列腕共振回路及び並列腕共振回路が配置されていることを特徴とする、請求項23に記載のトリプレクサ。 The first filter and the second filter include a series arm resonance circuit and a parallel arm resonance circuit,
The filters, and the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit in each filter are arranged so that the distance between the resonance circuits having closer resonance frequencies is larger. Item 26. A triplexer according to item 23.
共振周波数がより近い共振回路同士の間の距離がより大きくなるように、前記各フィルタ、及び、前記各フィルタにおける直列腕共振回路及び並列腕共振回路が配置されていることを特徴とする、請求項26に記載のトリプレクサ。 The first filter, the second filter, and the third filter include a series arm resonance circuit and a parallel arm resonance circuit,
The filters, and the series arm resonance circuit and the parallel arm resonance circuit in each filter are arranged so that the distance between the resonance circuits having closer resonance frequencies is larger. Item 27. A triplexer according to item 26.
The triplexer according to claim 14, wherein a groove is formed on the piezoelectric substrate in at least one of the filters.
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