JP2006203805A - Pll modulator, communication device, and mobile radio device - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a PLL modulator capable of performing wide-band modulation with a small size and a low cost by configuring so as to be able to eliminate noises even though an analog filter is to be removed. <P>SOLUTION: The PLL modulator is designed to perform two-point modulation between a first modulation route for applying dividing ratio modulation to a divider 4 and a second modulation route for applying direct modulation to a VCO. In the second modulation route, a pre-emphasis filter 7 having inverse frequency characteristics of a loop filter 2 is provided at a previous stage of a D/A converter 6. Consequently, bandwidth of a modulated signal is made to be not limited. A modulated signal S10 from the D/A converter 6 is supplied to an adder 9 which is the previous stage of the loop filter 2 in a PLL unit 10. As a result, a modulated signal S3 suppressed noises generated in the D/A converter 6 by the loop filter 2 is supplied to a VCO 3. According to this configuration, a digital pre-emphasis filter can be provided by neglecting an analog filter to be disposed at a post stage of the D/A converter 6. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、無線通信装置などにおいて位相変調を行うためのＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期ループ）変調器等に関し、特に、低域側変調と高域側変調の２点変調を行って位相変調信号を生成するＰＬＬ変調器、及びこのＰＬＬ変調器を搭載した通信機器及び移動無線機に関する。   The present invention relates to a PLL (Phase Locked Loop) modulator or the like for performing phase modulation in a wireless communication device or the like, and in particular, performs phase modulation by performing two-point modulation of low-frequency modulation and high-frequency modulation. The present invention relates to a PLL modulator that generates a signal, and a communication device and a mobile radio device in which the PLL modulator is mounted.

一般に、ＰＬＬ変調器には、低コスト、低消費電力、低ノイズ特性、高い変調精度が要求される。このようなＰＬＬ変調器の変調精度を高めるには、ＰＬＬ変調器の周波数帯域幅（ＰＬＬ帯域幅）を変調信号の周波数帯域幅（変調帯域幅）より広帯域とすることが望ましい。しかしながら、ＰＬＬ変調器の帯域幅を広帯域にすると必然的にノイズ特性の劣化を招くことになる。そこで、広帯域なＰＬＬ変調器を実現する技術として、ＰＬＬ変調器の帯域幅を変調信号の帯域幅より狭く設定し、ＰＬＬ変調器の帯域内の変調とＰＬＬ変調器の帯域外の変調をそれぞれ異なる２箇所で行う２点変調の技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。   In general, a PLL modulator is required to have low cost, low power consumption, low noise characteristics, and high modulation accuracy. In order to increase the modulation accuracy of such a PLL modulator, it is desirable that the frequency bandwidth (PLL bandwidth) of the PLL modulator is wider than the frequency bandwidth (modulation bandwidth) of the modulation signal. However, if the bandwidth of the PLL modulator is increased, noise characteristics will inevitably deteriorate. Therefore, as a technique for realizing a wide-band PLL modulator, the bandwidth of the PLL modulator is set narrower than the bandwidth of the modulation signal, and the modulation within the bandwidth of the PLL modulator is different from the modulation outside the bandwidth of the PLL modulator. A technique of two-point modulation performed at two locations is known (for example, see Patent Document 1).

図８は、従来の広帯域なＰＬＬ変調器を簡略化した構成を示すブロック図である。図８に示すように、従来のＰＬＬ変調器は、制御電圧端子に印加される電圧に応じて発振周波数が変化するＶＣＯ（Voltage controlled Oscillator：電圧制御発振器）３３と、ＶＣＯ３３から出力されるＲＦ変調信号Ｓ３４の周波数を分周する分周器３４と、分周器３４の出力信号Ｓ３５と基準信号Ｓ３０の位相を比較しその位相差に応じた信号Ｓ３１を出力する位相比較器３１と、位相比較器３１の出力信号Ｓ３１を平均化して信号Ｓ３２を出力するループフィルタ３２と、ループフィルタ３２から出力された信号Ｓ３２とフィルタ３７から出力された信号Ｓ４０とを加算して信号Ｓ３３を生成してＶＣＯ３３の制御電圧端子へ供給する加算器３９を含むＰＬＬ部３０を備えている。   FIG. 8 is a block diagram showing a simplified configuration of a conventional broadband PLL modulator. As shown in FIG. 8, the conventional PLL modulator includes a VCO (Voltage controlled Oscillator) 33 whose oscillation frequency changes according to a voltage applied to a control voltage terminal, and an RF modulation output from the VCO 33. A frequency divider 34 that divides the frequency of the signal S34, a phase comparator 31 that compares the phases of the output signal S35 of the frequency divider 34 and the reference signal S30, and outputs a signal S31 corresponding to the phase difference, and a phase comparison A loop filter 32 that averages the output signal S31 of the filter 31 and outputs a signal S32, and a signal S32 output from the loop filter 32 and a signal S40 output from the filter 37 are added to generate a signal S33 to generate a VCO 33 A PLL unit 30 including an adder 39 for supplying to the control voltage terminal is provided.

さらに、このＰＬＬ変調器は、変調信号Ｓ３６とチャネル選択信号Ｓ４１に基づき信号Ｓ３７を生成する加算器３５と、加算器３５から出力された信号Ｓ３７に基づいて、分周器３４に分周比変調をかけるための変調信号Ｓ３８を生成する変調信号生成部３８と、変調信号Ｓ３６をアナログ変調信号Ｓ３９に変換するＤ／Ａ変換器３６と、Ｄ／Ａ変換器３６から出力されたアナログ信号Ｓ３９に含まれるノイズを除去するフィルタ３７とを備えている。   Further, the PLL modulator generates the signal S37 based on the modulation signal S36 and the channel selection signal S41, and the frequency divider 34 modulates the frequency divider 34 based on the signal S37 output from the adder 35. A modulation signal generation unit 38 that generates a modulation signal S38 for applying a signal, a D / A converter 36 that converts the modulation signal S36 into an analog modulation signal S39, and an analog signal S39 output from the D / A converter 36. And a filter 37 for removing contained noise.

このような構成により、変調信号生成部３８から出力される変調信号Ｓ３８によって分周器３４に分周比変調（第１の変調）をかけると共に、変調信号Ｓ３６をＤ／Ａ変換器３６でアナログ変調信号Ｓ３９に変換し、さらにフィルタ３７によってノイズの除去された変調信号Ｓ４０（第２の変調）とループフィルタ３２から出力された信号Ｓ３２との二つの変調成分が加算器３９で合成された合成信号Ｓ３３によってＶＣＯ３３の制御電圧端子に変調がかけられる。このような変調方式は一般に２点変調方式と呼ばれているものであり、分周器３４の分周比変調（第１の変調）によって低域側の変調を行うと共に、ＶＣＯ３３への直接変調（第２の変調）によって高域側の変調を行い、広帯域な位相変調を実現している。   With such a configuration, frequency division ratio modulation (first modulation) is applied to the frequency divider 34 by the modulation signal S38 output from the modulation signal generation unit 38, and the modulation signal S36 is analogized by the D / A converter 36. A synthesis in which two modulation components of the modulation signal S40 (second modulation) from which noise is removed by the filter 37 and the signal S32 output from the loop filter 32 are synthesized by the adder 39. The control voltage terminal of the VCO 33 is modulated by the signal S33. Such a modulation method is generally called a two-point modulation method, and performs low-frequency modulation by frequency division ratio modulation (first modulation) of the frequency divider 34 and direct modulation to the VCO 33. High-band modulation is performed by (second modulation), and wide-band phase modulation is realized.

図９は、図８に示すＰＬＬ変調器の動作を説明するための伝達関数を表わす図である。ここで、図９を用いて図８に示すＰＬＬ変調器の動作についてさらに詳しく説明する。各構成要素の伝達特性はそれぞれの構成要素の枠内に示されている。例えば、位相比較器３１の伝達特性はＫｐ、ループフィルタ３２の伝達特性はＦ（ｓ）である。また、入力される基準信号Ｓ３０の伝達関数をΦ_ＲＥＦ（ｓ）、入力される変調信号Ｓ３６の伝達関数をΦ_ＭＯＤ（ｓ）、出力されるＲＦ変調信号Ｓ３４の伝達関数をΦ_ＶＣＯ（ｓ）とする。このときのＲＦ変調信号Ｓ３４の伝達関数Φ_ＶＣＯ（ｓ）を算出すると、次の式（１）のように表わされる。なお、Ｇ（ｓ）は、ＰＬＬ変調器の伝達関数を表わすものとする。但し、ｓ＝ｊωである。

FIG. 9 is a diagram showing a transfer function for explaining the operation of the PLL modulator shown in FIG. Here, the operation of the PLL modulator shown in FIG. 8 will be described in more detail with reference to FIG. The transfer characteristics of each component are shown in the frame of each component. For example, the transfer characteristic of the phase comparator 31 is Kp, and the transfer characteristic of the loop filter 32 is F (s). Further, the transfer function of the input reference signal S30 is Φ _REF (s), the transfer function of the input modulation signal S36 is Φ _MOD (s), and the transfer function of the output RF modulation signal S34 is Φ _VCO (s). And When the transfer function Φ _VCO (s) of the RF modulation signal S34 at this time is calculated, it is expressed as the following equation (1). Note that G (s) represents the transfer function of the PLL modulator. However, s = jω.

さらに、前述の式（１）におけるΦ_ＭＯＤ（ｓ）を整理すると、次の式（２）のようになる。

Furthermore, when Φ _MOD (s) in the above equation (1) is arranged, the following equation (2) is obtained.

図１０は、図８に示すＰＬＬ変調器の周波数特性を表わす図であり、横軸に周波数（Ｈｚ）、縦軸に信号のゲイン（ｄＢ）を示している。図８の分周器３４に設定する分周比に加えられた変調信号Ｓ３８は、図１０に示すように伝達関数Ｇ（s）の低域通過特性により高域周波数成分が遮断されており、また、加算器３９で足しあわされる変調信号Ｓ４０は、図１０に示すように伝達関数１−Ｇ（s）の高域通過特性により低域周波数成分が遮断される。したがって、合成信号Ｓ３３には、等価的に、図１０の破線で示したフラットな特性がかけられてＶＣＯ３３の制御電圧端子に与えられることになる。このことは、前述の式（１）における変調信号Ｓ３６の伝達関数Φ_ＭＯＤ（ｓ）を整理して得られた次の式（２）からも明らかである。その結果、ＶＣＯ３３からはＰＬＬ変調器の帯域外までおよぶ広帯域なＲＦ変調信号Ｓ３４を出力させることが可能となる。 FIG. 10 is a diagram showing the frequency characteristics of the PLL modulator shown in FIG. 8, where the horizontal axis represents frequency (Hz) and the vertical axis represents signal gain (dB). The modulation signal S38 added to the frequency division ratio set in the frequency divider 34 in FIG. 8 has a high frequency component cut off by the low pass characteristic of the transfer function G (s) as shown in FIG. Further, as shown in FIG. 10, the low frequency component of the modulation signal S40 added by the adder 39 is blocked by the high pass characteristic of the transfer function 1-G (s). Therefore, the synthesized signal S33 is equivalently applied with the flat characteristic indicated by the broken line in FIG. 10 and is given to the control voltage terminal of the VCO 33. This is also apparent from the following equation (2) obtained by arranging the transfer function Φ _MOD (s) of the modulation signal S36 in the above equation (1). As a result, the VCO 33 can output a broadband RF modulation signal S34 that extends beyond the PLL modulator band.

ここで、図８に示すＰＬＬ変調器の変調精度に影響を与える構成要素に注目してみる。前述のように、２点変調はＰＬＬ帯域内及びＰＬＬ帯域外の２箇所で変調をかける方式であるが、変調の方法がＰＬＬ帯域内とＰＬＬ帯域外とでそれぞれ異なっている。ＰＬＬ帯域内の変調は、分周比に対してディジタル回路で分周比切り替えを行うことにより周波数変調をかける。ＰＬＬ帯域内変調部で発生するノイズ及びスプリアスは、Ｇ（ｓ）で示される低域通過特性により抑圧できるため、安定性の高い変調が可能である。一方、ＰＬＬ帯域外の変調は、変調信号Ｓ３６をＤ／Ａ変換器３６でＤ／Ａ変換して変調をかけることになるが、ここでＤ／Ａ変換器３６に起因するノイズが問題となる。これは、Ｄ／Ａ変換器３６によってディジタル信号をアナログ信号に変換して出力する際には周波数特性が高域で劣化する。具体的には、折り返しノイズ及び歪みや回路間の干渉によって生じる不要波であるスプリアスが発生する。   Here, attention is paid to components that influence the modulation accuracy of the PLL modulator shown in FIG. As described above, two-point modulation is a method in which modulation is performed at two locations within the PLL band and outside the PLL band, but the modulation method differs between the PLL band and the PLL band. Modulation in the PLL band is frequency-modulated by switching the division ratio with a digital circuit with respect to the division ratio. Since noise and spurious generated in the PLL in-band modulator can be suppressed by the low-pass characteristics indicated by G (s), highly stable modulation is possible. On the other hand, in the modulation outside the PLL band, the modulation signal S36 is D / A converted by the D / A converter 36, and the noise caused by the D / A converter 36 becomes a problem here. . This is because when the D / A converter 36 converts the digital signal into an analog signal and outputs it, the frequency characteristic deteriorates in a high frequency range. Specifically, spurious which is an unnecessary wave generated by aliasing noise and distortion and interference between circuits occurs.

そこで、このようなノイズを取り除く方法の一例として、非特許文献１に挙げるような手法がある。この文献には２点変調方式のＰＬＬ変調回路の具体構成が示されており、ここではＤ／Ａ変換器に起因するノイズを取り除くために低域通過フィルタをＤ／Ａ変換器の後段に配置することで対処している。
米国特許第６，２１１，７４７号明細書 K.C. Peng, C.H. Huang, C.N. Pan and T.S. Horng, "High-performance bluetooth transmitters using two-point delta-sigma modulation", Electronics Letters, vol.40, No.9, 2004, pp.544-545 Therefore, as an example of a method for removing such noise, there is a method described in Non-Patent Document 1. This document shows a specific configuration of a two-point modulation type PLL modulation circuit. Here, in order to remove noise caused by the D / A converter, a low-pass filter is arranged after the D / A converter. To deal with it.
US Pat. No. 6,211,747 KC Peng, CH Huang, CN Pan and TS Horng, "High-performance bluetooth transmitters using two-point delta-sigma modulation", Electronics Letters, vol.40, No.9, 2004, pp.544-545

しかしながら、図８に示すような従来のＰＬＬ変調器や非特許文献１で提案されている変調回路では、高域側の変調を行うための変調信号をディジタル信号からアナログ信号に変換するためのＤ／Ａ変換器３６の後段に、ノイズやスプリアスを除去するためのフィルタ３７を設ける必要がある。ところが、このようなフィルタ３７はアナログフィルタであるため一般的に面積が大きなものとなってしまい、またＬＳＩの製造上の個体差（ばらつき）によって特性が変動し、付加的な調整が必要となるなどのペナルティが生じる可能性がある。これらは、ＰＬＬ変調器を含む通信機器のコストを増大させる要因となり、また、携帯型の移動無線機などの小型化を阻害する要因となる。   However, in the conventional PLL modulator as shown in FIG. 8 and the modulation circuit proposed in Non-Patent Document 1, D for converting a modulation signal for performing high-frequency modulation from a digital signal to an analog signal. It is necessary to provide a filter 37 for removing noise and spurious after the / A converter 36. However, since such a filter 37 is an analog filter, its area is generally large, and the characteristics fluctuate due to individual differences (variations) in the manufacture of LSI, and additional adjustment is required. Such a penalty may occur. These are factors that increase the cost of communication equipment including a PLL modulator, and are factors that hinder downsizing of portable mobile radios and the like.

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、変調信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器の後段にアナログフィルタを設けなくてもノイズが適正に除去されて変調がかけられるようにし、小型かつ低コストで広帯域な変調を行えるようなＰＬＬ変調器、及びそのＰＬＬ変調器を搭載した通信機器及び移動無線機を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of such circumstances, and noise can be appropriately removed and modulated without providing an analog filter after the D / A converter that converts the modulated signal into an analog signal. Thus, it is an object of the present invention to provide a PLL modulator that can perform a wide-band modulation at a small size and at low cost, and a communication device and a mobile radio equipped with the PLL modulator.

本発明のＰＬＬ変調器は、ＰＬＬ回路に入力された２つの変調信号に基づいて２点変調を行うことにより位相変調信号を生成するＰＬＬ変調器であって、位相変調信号を分周する分周器に対して第１の変調信号を入力する第１の変調ルートと、位相変調信号を生成する電圧制御発振器に対して、Ｄ／Ａ変換器でアナログ変換した第２の変調信号を入力する第２の変調ルートとを有し、第２の変調ルートは、第１の変調信号及び第２の変調信号のノイズを抑圧して電圧制御発振器へ入力する第１の濾波手段と、Ｄ／Ａ変換器の前段に設置され、アナログ変換される前の第２の変調信号に対して第１の濾波手段の周波数特性の逆周波数特性を付与する第２の濾波手段とを備える構成を採る。   A PLL modulator according to the present invention is a PLL modulator that generates a phase modulation signal by performing two-point modulation based on two modulation signals input to a PLL circuit, and divides the phase modulation signal. A first modulation route for inputting a first modulation signal to a converter and a voltage-controlled oscillator for generating a phase modulation signal are inputted with a second modulation signal analog-converted by a D / A converter. A first filtering means for suppressing noise of the first modulation signal and the second modulation signal and inputting the noise to the voltage controlled oscillator, and a D / A conversion. And a second filtering unit that is provided in the front stage of the filter and applies a reverse frequency characteristic of the frequency characteristic of the first filtering unit to the second modulated signal that has not been subjected to analog conversion.

このような構成によれば、第１の変調信号に起因するノイズは第１の濾波手段によって容易に抑制することができる。さらに、Ｄ／Ａ変換器に起因する第２の変調信号のノイズは、第２の濾波手段が、第１の濾波手段の周波数特性とは逆特性の周波数特性（つまり、逆周波数特性）を、Ｄ／Ａ変換器へ入力する前の第２の変調信号に対して付与する。これによって、第１の濾波手段を通過する第２の変調信号のノイズは除去される。したがって、第１の濾波手段からは全てのノイズが除去された変調信号が電圧制御発振器へ入力されるので、電圧制御発振器からはノイズのない安定したＲＦ変調信号を出力することができる。このような構成によって、Ｄ／Ａ変換器の後段にノイズを抑制するためのアナログフィルタを設ける必要がなくなるので、広帯域なＰＬＬ変調器を低コストかつ小型に実現することができる。   According to such a configuration, noise caused by the first modulation signal can be easily suppressed by the first filtering means. Further, the noise of the second modulation signal caused by the D / A converter is such that the second filtering means has a frequency characteristic opposite to the frequency characteristic of the first filtering means (that is, the reverse frequency characteristic). This is applied to the second modulated signal before being input to the D / A converter. Thereby, the noise of the second modulated signal passing through the first filtering means is removed. Therefore, since the modulated signal from which all noise has been removed is input to the voltage controlled oscillator from the first filtering means, a stable RF modulated signal without noise can be output from the voltage controlled oscillator. With such a configuration, it is not necessary to provide an analog filter for suppressing noise at the subsequent stage of the D / A converter, so that a wide-band PLL modulator can be realized at low cost and in a small size.

また、本発明のＰＬＬ変調器は、前記発明の構成に加えて、さらに、位相変調信号を帰還してその位相変調信号と第２の変調信号との差分信号を計算し、計算された差分信号に基づいて逆周波数特性の補正係数を生成し、その補正係数を第２の濾波手段へ付与する濾波係数生成手段を備える構成を採る。   In addition to the configuration of the invention, the PLL modulator of the present invention further feeds back a phase modulation signal to calculate a difference signal between the phase modulation signal and the second modulation signal, and calculates the calculated difference signal. Based on the above, a configuration is provided in which a correction coefficient for the inverse frequency characteristic is generated, and a filtering coefficient generating means for applying the correction coefficient to the second filtering means is provided.

このような構成によれば、製造ばらつきなどによって第１の濾波手段の周波数特性がばらついた場合でも、Ｄ／Ａ変換器で発生した第２の変調信号のノイズを完全に除去することができる。すなわち、電圧制御発振器から出力される位相変調信号を復調した後に、濾波係数生成手段が、復調された位相変調信号と第２の変調信号との差分信号を計算する。そして、濾波係数生成手段が、計算された差分信号に基づいて逆周波数特性の補正係数を生成し、その補正係数を第２の濾波手段へ付与する。これによって、第１の濾波手段の周波数特性が変動しても、第２の濾波手段は、その変動分を補正した逆周波数特性を第２の変調信号に付与してから第１の濾波手段へ入力する。その結果、第１の濾波手段からはノイズのない安定した変調信号を電圧制御発振器へ入力することができる。   According to such a configuration, even when the frequency characteristic of the first filtering means varies due to manufacturing variation or the like, the noise of the second modulation signal generated by the D / A converter can be completely removed. That is, after demodulating the phase modulation signal output from the voltage controlled oscillator, the filtering coefficient generation means calculates a difference signal between the demodulated phase modulation signal and the second modulation signal. Then, the filtering coefficient generation unit generates a correction coefficient of the inverse frequency characteristic based on the calculated difference signal, and applies the correction coefficient to the second filtering unit. As a result, even if the frequency characteristic of the first filtering means fluctuates, the second filtering means gives the inverse frequency characteristic corrected for the fluctuation to the second modulation signal and then to the first filtering means. input. As a result, a stable modulated signal without noise can be input from the first filtering means to the voltage controlled oscillator.

また、本発明のＰＬＬ変調器は、前記発明の構成に加えて、さらに、ＰＬＬ回路を構成する位相比較器へ入力する基準信号を第１の変調信号に基づいて生成する基準信号生成手段を備え、Ｄ／Ａ変換器でアナログ変換された第２の変調信号は、基準信号生成手段で生成された基準信号と分周器から出力された分周比信号とによって位相比較器で生成された位相比較信号に加算されて第１の濾波手段へ入力される構成をとる。   The PLL modulator according to the present invention further includes reference signal generation means for generating a reference signal to be input to the phase comparator constituting the PLL circuit based on the first modulation signal in addition to the configuration of the invention. The second modulation signal analog-converted by the D / A converter has a phase generated by the phase comparator based on the reference signal generated by the reference signal generating means and the frequency division ratio signal output from the frequency divider. A configuration is adopted in which the signal is added to the comparison signal and input to the first filtering means.

このような構成によれば、第２の濾波手段によって第１の濾波手段の逆周波数特性を付与し、その上で位相比較器と第１の濾波手段との間にある加算器に第２の変調信号を入力する。これにより、従来のＰＬＬ変調器のように、等価的に、フラットな周波数特性が得られる伝達関数１−Ｇ（ｓ）の高域通過特性を持つ変調信号を入力したことになる。加えて、第２の濾波手段によるプリエンファシス後にＤ／Ａ変換器によってアナログ変調信号に変換した際に生じるノイズを第１の濾波手段で抑圧できるため、Ｄ／Ａ変換器の後段のアナログフィルタを取り除くことができ、小型かつ低コストなＰＬＬ変調器を実現することができる。   According to such a configuration, the inverse frequency characteristic of the first filtering means is imparted by the second filtering means, and then the adder located between the phase comparator and the first filtering means is connected to the second filtering means. Input modulation signal. As a result, a modulation signal having a high-pass characteristic of the transfer function 1-G (s) that can equivalently obtain a flat frequency characteristic is input as in the conventional PLL modulator. In addition, since noise generated when the analog signal is converted into an analog modulation signal by the D / A converter after pre-emphasis by the second filtering means can be suppressed by the first filtering means, an analog filter at the subsequent stage of the D / A converter is provided. A small and low-cost PLL modulator can be realized.

また、本発明のＰＬＬ変調器は、前記発明の構成において、第２の濾波手段はディジタルフィルタである構成を採る。   The PLL modulator according to the present invention employs a configuration in which the second filtering means is a digital filter in the configuration of the invention.

このような構成によれば、Ｄ／Ａ変換器の後段のアナログフィルタを取り除くことができると共に、第２の濾波手段はディジタルフィルタにすることができるので、ＰＬＬ変調器をさらに小型化かつ低コスト化することが可能となる。   According to such a configuration, the analog filter downstream of the D / A converter can be removed, and the second filtering means can be a digital filter. Therefore, the PLL modulator can be further reduced in size and cost. Can be realized.

また、本発明は、前記発明のいずれかのＰＬＬ変調器を搭載した通信機器や移動無線機を実現することもできる。   In addition, the present invention can also realize a communication device or a mobile radio equipped with any of the PLL modulators of the above invention.

このような構成によれば、小型かつ低コストなＰＬＬ変調器を搭載することにより、小型で安価な通信機器や移動無線機を実現することができる。   According to such a configuration, a small and inexpensive communication device or mobile radio can be realized by mounting a small and low-cost PLL modulator.

本発明のＰＬＬ変調器によれば、ディジタル信号に対応できる第２の濾波手段（例えば、プリエンファシスフィルタ）を用いているため、ＰＬＬ変調器の回路構造がシンプルになるのでＰＬＬ変調器を小型かつ低コストで実現することができる。さらに、第２の濾波手段としてプリエンファシスフィルタを用いることによって、Ｄ／Ａ変換器の後段にノイズ抑制用のアナログフィルタを設置する必要がないので、ＰＬＬ変調器のさらなる小型化と低コスト化に寄与することができる。特に、Ｄ／Ａ変換器の後段のアナログフィルタを取り除くことによって周波数シンセサイザを低コストで実現することができる。また、ディジタル回路で実現可能なプリエンファシスフィルタを用いているため、広帯域に亘って低ノイズの変調を実現することができ、かつＬＳＩに集積することが可能となるため低コスト化が実現可能である。   According to the PLL modulator of the present invention, since the second filtering means (for example, a pre-emphasis filter) that can handle a digital signal is used, the circuit structure of the PLL modulator is simplified. It can be realized at low cost. Furthermore, by using a pre-emphasis filter as the second filtering means, it is not necessary to install an analog filter for noise suppression at the subsequent stage of the D / A converter, thereby further reducing the size and cost of the PLL modulator. Can contribute. In particular, the frequency synthesizer can be realized at a low cost by removing the analog filter at the subsequent stage of the D / A converter. In addition, since a pre-emphasis filter that can be realized by a digital circuit is used, low-noise modulation can be realized over a wide band, and it can be integrated in an LSI, so that cost reduction can be realized. is there.

＜発明の概要＞
本発明のＰＬＬ変調器は、分周器に分周比変調信号（第１の変調信号）をかける第１の変調ルートと、ＶＣＯに直接変調信号（第２の変調信号）をかける第２の変調ルートとによって２点変調を行うように構成されている。このように構成されたＰＬＬ変調器において、第２の変調ルートにおけるＤ／Ａ変換器の前段に、ループフィルタ（第１の濾波手段）の周波数特性の逆特性である逆周波数特性を有するプリエンファシスフィルタ（第２の濾波手段）を設ける。これによって、第２の変調信号の帯域幅が制限されないようにする。さらに、Ｄ／Ａ変換器からの第２の変調信号をＰＬＬ部におけるループフィルタの前段へ入力する。これによって、Ｄ／Ａ変換器で発生するスプリアスや折り返しノイズをループフィルタによって抑圧して、ノイズのない変調信号をＶＣＯの制御電圧端子へ直接供給することができる。このような構成によって、広帯域かつ低ノイズの変調が実現できると共に、Ｄ／Ａ変換器の後段のアナログフィルタを除去してディジタルフィルタであるプリエンファシスフィルタを設置することにより、ＰＬＬ変調器の小型化・低コスト化を図ることができる。 <Outline of the invention>
The PLL modulator according to the present invention includes a first modulation route that applies a frequency division ratio modulation signal (first modulation signal) to a frequency divider, and a second that applies a modulation signal (second modulation signal) directly to a VCO. Two-point modulation is performed according to the modulation route. In the PLL modulator configured as described above, pre-emphasis having an inverse frequency characteristic which is an inverse characteristic of the frequency characteristic of the loop filter (first filtering means) is provided upstream of the D / A converter in the second modulation route. A filter (second filtering means) is provided. This prevents the bandwidth of the second modulated signal from being limited. Further, the second modulation signal from the D / A converter is input to the preceding stage of the loop filter in the PLL unit. Thereby, spurious and aliasing noise generated in the D / A converter can be suppressed by the loop filter, and a noise-free modulation signal can be directly supplied to the control voltage terminal of the VCO. With such a configuration, wideband and low noise modulation can be realized, and a pre-emphasis filter that is a digital filter is installed by removing the analog filter after the D / A converter, thereby reducing the size of the PLL modulator.・ Cost reduction can be achieved.

以下、図面を用いて、本発明におけるＰＬＬ変調器の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。尚、各実施の形態に用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。   Hereinafter, some embodiments of the PLL modulator according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings used in the embodiments, the same components are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted as much as possible.

＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施の形態１に係るＰＬＬ変調器の構成を示すブロック図である。図１に示すように、広帯域な変調が可能なＰＬＬ変調器は、制御電圧端子に入力される信号Ｓ３の電圧に応じて発振周波数が変化するＶＣＯ３と、ＶＣＯ３から出力されるＲＦ変調信号Ｓ４の周波数を分周する分周器４と、分周器４の出力信号Ｓ５と基準信号Ｓ０の位相を比較して位相差に応じた信号Ｓ１を出力する位相比較器１と、位相比較器１の出力信号Ｓ１とＤ／Ａ変換器６の出力であるアナログの変調信号Ｓ１０とを加算する加算器９と、加算器９の出力信号Ｓ２を平滑化した信号Ｓ３をＶＣＯ３の制御電圧端子へ入力するループフィルタ（第１の濾波手段）２とを有するＰＬＬ部１０を備えている。 <Embodiment 1>
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a PLL modulator according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 1, a PLL modulator capable of wideband modulation includes a VCO 3 whose oscillation frequency changes according to the voltage of the signal S3 input to the control voltage terminal, and an RF modulation signal S4 output from the VCO 3. A frequency divider 4 that divides the frequency, a phase comparator 1 that compares the phases of the output signal S5 of the frequency divider 4 and the reference signal S0 and outputs a signal S1 corresponding to the phase difference, and a phase comparator 1 An adder 9 that adds the output signal S1 and the analog modulation signal S10 that is the output of the D / A converter 6, and a signal S3 obtained by smoothing the output signal S2 of the adder 9 are input to the control voltage terminal of the VCO 3. A PLL section 10 having a loop filter (first filtering means) 2 is provided.

さらに、ＰＬＬ変調器は、変調信号Ｓ６とチャネル選択信号Ｓ１１とに基づいて分周比を生成して分周器４へ信号Ｓ８を出力する分周比生成部８と、入力された変調信号Ｓ６に対してループフィルタ２の周波数特性とは逆の周波数特性（つまり、逆周波数特性）を付与するプリエンファシスフィルタ（第２の濾波手段）７と、プリエンファシスフィルタ７の出力信号Ｓ９をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器６とを備えている。   Further, the PLL modulator generates a frequency division ratio based on the modulation signal S6 and the channel selection signal S11 and outputs a signal S8 to the frequency divider 4, and the input modulation signal S6. On the other hand, a pre-emphasis filter (second filtering means) 7 that gives a frequency characteristic opposite to the frequency characteristic of the loop filter 2 (that is, an inverse frequency characteristic), and an output signal S9 of the pre-emphasis filter 7 are converted to analog signals. And a D / A converter 6 for conversion.

次に、図１に示す実施の形態１におけるＰＬＬ変調器の動作について説明するが、２点変調によってＲＦ変調信号を生成する通常の動作は周知の内容であるので省略し、アナログフィルタを取り除きプリエンファシスフィルタ７を用いて低ノイズに変調処理を行う動作を中心に説明する。   Next, the operation of the PLL modulator according to the first embodiment shown in FIG. 1 will be described. The normal operation for generating an RF modulation signal by two-point modulation is well known, and is omitted, and the analog filter is removed and the pre-operation is performed. Description will be made centering on the operation of performing modulation processing with low noise using the emphasis filter 7.

図１に示す実施の形態１のＰＬＬ変調器では、従来のＰＬＬ変調器と異なり、分周器４及び位相比較器１の出力部に変調波を入力する２点変調の構成となっている。分周器４に変調をかける場合は、変調信号Ｓ６には伝達関数Ｇ（ｓ）の低域通過特性がかけられる。ここで、分周器４に対して入力される信号Ｓ８は、変調信号Ｓ６及びチャネル選択信号Ｓ１１に基づいて、分周器４に変調をかけるために分周比を生成する分周比生成部８で生成された信号である。   The PLL modulator according to the first embodiment shown in FIG. 1 has a two-point modulation configuration in which a modulated wave is input to the output unit of the frequency divider 4 and the phase comparator 1, unlike the conventional PLL modulator. When modulating the frequency divider 4, the low-pass characteristic of the transfer function G (s) is applied to the modulation signal S6. Here, the signal S8 input to the frequency divider 4 is based on the modulation signal S6 and the channel selection signal S11, and a frequency division ratio generating unit that generates a frequency division ratio to modulate the frequency divider 4. 8 is a signal generated in FIG.

次に、位相比較器１の出力部とループフィルタ２の入力部との間に設置された加算器９に変調信号Ｓ１０を入力する場合について説明する。この位置（つまり、加算器９）に通常の変調信号Ｓ１０を入力する場合は、ループフィルタ２で帯域が制限された後にＶＣＯ３の制御電圧端子に変調波が入力されるため、変調信号Ｓ１０の伝達関数はＰＬＬ変調器の伝達関数Ｇ（ｓ）に依存することになる。   Next, a case where the modulation signal S10 is input to the adder 9 installed between the output unit of the phase comparator 1 and the input unit of the loop filter 2 will be described. When a normal modulation signal S10 is input to this position (that is, the adder 9), since the modulation wave is input to the control voltage terminal of the VCO 3 after the band is limited by the loop filter 2, the transmission of the modulation signal S10 is performed. The function will depend on the transfer function G (s) of the PLL modulator.

そこで、実施の形態１では、Ｄ／Ａ変換器６の前段にプリエンファシスフィルタ７を設け、このプリエンファシスフィルタ７によってループフィルタ２の周波数特性の逆特性（逆周波数特性）を付与し、その上で位相比較器１及びループフィルタ２の間にある加算器９へ変調信号Ｓ１０を入力する。これにより、従来の（つまり、図８の）Ｄ／Ａ変換器３６の後段にアナログのフィルタ３７があるＰＬＬ変調器のように、等価的にフラットな特性の変調信号Ｓ３をＶＣＯ３の制御電圧端子に入力したことになる。   Therefore, in the first embodiment, a pre-emphasis filter 7 is provided in the previous stage of the D / A converter 6, and the pre-emphasis filter 7 gives an inverse characteristic (inverse frequency characteristic) of the frequency characteristic of the loop filter 2. Then, the modulation signal S10 is inputted to the adder 9 between the phase comparator 1 and the loop filter 2. As a result, the modulation signal S3 having an equivalent flat characteristic is converted into the control voltage terminal of the VCO 3 like a PLL modulator having an analog filter 37 subsequent to the conventional D / A converter 36 (that is, in FIG. 8). Will be entered.

加えて、プリエンファシスフィルタ７で変調信号のプリエンファシスを行った後に、Ｄ／Ａ変換器６によってアナログ変調信号Ｓ１０に変換した際に生じるノイズをループフィルタ２によって抑圧することができるので、Ｄ／Ａ変換器６の後段のアナログフィルタを取り除くことができる。結果として、小型かつ低コストで広帯域変調が可能なＰＬＬ変調器を実現することができる。   In addition, since the pre-emphasis of the modulation signal by the pre-emphasis filter 7 and then the noise generated when the D / A converter 6 converts the signal to the analog modulation signal S10 can be suppressed by the loop filter 2, the D / A The analog filter downstream of the A converter 6 can be removed. As a result, it is possible to realize a small-sized PLL modulator capable of broadband modulation at low cost.

図２は、図１に示すＰＬＬ変調器の動作を説明するための伝達関数を表わす図である。したがって、図２を用いて図１に示すＰＬＬ変調器の動作についてさらに詳しく説明する。各構成要素の伝達特性は図２の各構成要素の枠内に示されている。例えば、位相比較器１の伝達特性はＫｐ、ループフィルタ２の伝達特性はＦ（ｓ）である。また、入力される基準信号Ｓ０の伝達関数をΦ_ＲＥＦ（ｓ）、入力される変調信号Ｓ６の伝達関数をΦ_ＭＯＤ（ｓ）、出力されるＲＦ変調信号Ｓ４の伝達関数をΦ_ＶＣＯ（ｓ）とする。 FIG. 2 is a diagram showing a transfer function for explaining the operation of the PLL modulator shown in FIG. Therefore, the operation of the PLL modulator shown in FIG. 1 will be described in more detail with reference to FIG. The transfer characteristics of each component are shown in the frame of each component in FIG. For example, the transfer characteristic of the phase comparator 1 is Kp, and the transfer characteristic of the loop filter 2 is F (s). Further, the transfer function of the input reference signal S0 is Φ _REF (s), the transfer function of the input modulation signal S6 is Φ _MOD (s), and the transfer function of the output RF modulation signal S4 is Φ _VCO (s). And

このときのＲＦ変調信号Ｓ４の伝達関数Φ_ＶＣＯ（ｓ）を算出すると、次の式（３）のように表わされる。なお、Ｇ（ｓ）はＰＬＬ変調器の伝達関数を表わすものとする。但し、ｓ＝ｊωである。

When the transfer function Φ _VCO (s) of the RF modulation signal S4 at this time is calculated, it is expressed as the following equation (3). G (s) represents the transfer function of the PLL modulator. However, s = jω.

式（３）より、第２項における伝達関数は、変調信号Ｓ６の伝達関数Φ_ＭＯＤ（ｓ）にＰＬＬ変調器の伝達関数Ｇ（ｓ）がかけられた形になっていない。すなわち、変調信号Ｓ６はＰＬＬ変調器の周波数特性とは無関係になり、独立した広帯域変調が可能となることを意味している。 From Equation (3), the transfer function in the second term is not in the form of the transfer function Φ _MOD (s) of the modulation signal S6 multiplied by the transfer function G (s) of the PLL modulator. That is, the modulation signal S6 is independent of the frequency characteristics of the PLL modulator, which means that independent broadband modulation is possible.

このようにして、実施の形態１のＰＬＬ変調器は、Ｄ／Ａ変換器６の出力段にアナログフィルタを用いることなく、ループフィルタ２の逆特性を有するプリエンファシスフィルタ７の後段に設置したＤ／Ａ変換器６から、加算器９に対して変調信号Ｓ１０を直接かけている。さらに、Ｄ／Ａ変換器６で発生したノイズを加算器９の後段に設けたループフィルタ２によって抑圧し、ノイズのない変調信号Ｓ３をＶＣＯ３の制御電圧端子に入力している。これによって、ＰＬＬ変調器を小型かつ低コストに構成して最適な変調を行い、広帯域かつ低ノイズなＲＦ変調信号Ｓ４を生成することができる。   In this way, the PLL modulator according to the first embodiment is installed in the subsequent stage of the pre-emphasis filter 7 having the inverse characteristics of the loop filter 2 without using an analog filter at the output stage of the D / A converter 6. The modulation signal S10 is directly applied from the / A converter 6 to the adder 9. Further, the noise generated in the D / A converter 6 is suppressed by the loop filter 2 provided in the subsequent stage of the adder 9, and the noise-free modulation signal S3 is input to the control voltage terminal of the VCO 3. As a result, the PLL modulator can be configured in a small size and at a low cost to perform optimum modulation, and to generate an RF modulation signal S4 having a wide band and low noise.

＜実施の形態２＞
図３は、本発明の実施の形態２に係るＰＬＬ変調器の構成を示すブロック図である。また、図４は、図３のＰＬＬ変調器の動作を説明するための伝達関数を表わす図である。図３に示す実施の形態２のＰＬＬ変調器が図１に示す実施の形態１のＰＬＬ変調器と異なるところは、ＶＣＯ３の出力のＲＦ変調信号Ｓ４を復調する復調器５と、復調器５の出力信号Ｓ１２と変調信号Ｓ６とを比較して差分を計算して差分信号Ｓ１３を出力し、その差分信号Ｓ１３に基づいてプリエンファシスフィルタ７の係数を変更して周波数特性を補償するフィルタ係数生成部（濾波係数生成手段）１１とが追加された点である。 <Embodiment 2>
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a PLL modulator according to Embodiment 2 of the present invention. FIG. 4 is a diagram showing a transfer function for explaining the operation of the PLL modulator of FIG. The PLL modulator of the second embodiment shown in FIG. 3 is different from the PLL modulator of the first embodiment shown in FIG. 1 in that a demodulator 5 that demodulates the RF modulation signal S4 output from the VCO 3 and a demodulator 5 A filter coefficient generation unit that compares the output signal S12 with the modulation signal S6, calculates a difference, outputs the difference signal S13, changes the coefficient of the pre-emphasis filter 7 based on the difference signal S13, and compensates the frequency characteristics. (Filtering coefficient generating means) 11 is added.

例えば、図１に示すＰＬＬ変調器では、ＬＳＩの製造上の個体差（ばらつき）などによってループフィルタ２の特性が変動した場合に、変調精度が劣化する可能性がある。そこで、実施の形態２のＰＬＬ変調器では、図３に示すように、復調器５とフィルタ係数生成部１１を追加した回路構成にして、プリエンファシスフィルタ７が正確にループフィルタ２の逆特性を維持できるようにし、ループフィルタ２でノイズを完全に除去できるようにしている。   For example, in the PLL modulator shown in FIG. 1, when the characteristics of the loop filter 2 fluctuate due to individual differences (variations) in manufacturing the LSI, the modulation accuracy may deteriorate. Therefore, in the PLL modulator according to the second embodiment, as shown in FIG. 3, the circuit configuration is such that the demodulator 5 and the filter coefficient generation unit 11 are added, so that the pre-emphasis filter 7 accurately exhibits the reverse characteristics of the loop filter 2. The loop filter 2 can completely remove noise.

つまり、ＶＣＯ３の出力のＲＦ変調信号Ｓ４をフィードバックして復調器５によって復調信号Ｓ１２とした後、フィルタ係数生成部１１が、元の変調信号Ｓ６と復調信号Ｓ１２とを比較して差分を計算する。そして、計算された差分信号Ｓ１３をプリエンファシスフィルタ７に供給することにより、プリエンファシスフィルタ７はフィルタ係数として反映する。これによって、プリエンファシスフィルタ７は、フィルタ係数を変更してループフィルタ２の逆周波数特性を生成する。その結果、ループフィルタ２の周波数特性のばらつきに関わらず、ＶＣＯ３はノイズレスの安定したＲＦ変調信号Ｓ４を出力することができる。   That is, after the RF modulation signal S4 output from the VCO 3 is fed back to be demodulated signal S12 by the demodulator 5, the filter coefficient generator 11 compares the original modulation signal S6 with the demodulated signal S12 and calculates the difference. . Then, by supplying the calculated difference signal S13 to the pre-emphasis filter 7, the pre-emphasis filter 7 reflects it as a filter coefficient. As a result, the pre-emphasis filter 7 changes the filter coefficient to generate the inverse frequency characteristic of the loop filter 2. As a result, the VCO 3 can output a stable noise-less RF modulation signal S4 regardless of variations in the frequency characteristics of the loop filter 2.

なお、図４におけるＰＬＬ変調器の伝達関数を表わす図は、実施の形態１で示した図２のＰＬＬ変調器の伝達関数を表わす図に対して、ＶＣＯ３の出力からＲＦ変調信号Ｓ４の伝達関数Φ_ＶＣＯ（ｓ）がプリエンファシスフィルタ７にフィードバックされ、プリエンファシスフィルタ７において、変調信号Ｓ６の伝達関数Φ_ＭＯＤ（ｓ）とＰＬＬ変調器の伝達関数Ｇ（ｓ）との差分が求められる点が異なるのみである。 Note that the transfer function of the PLL modulator in FIG. 4 is different from the transfer function of the PLL modulator of FIG. 2 shown in the first embodiment in that the transfer function of the RF modulation signal S4 from the output of the VCO 3 is shown. Φ _VCO (s) is fed back to the pre-emphasis filter 7, and the difference between the transfer function Φ _MOD (s) of the modulation signal S 6 and the transfer function G (s) of the PLL modulator is obtained in the pre-emphasis filter 7. Only different.

＜実施の形態３＞
図５は、本発明の実施の形態３に係るＰＬＬ変調器の構成を示すブロック図である。図５に示す実施の形態３のＰＬＬ変調器が図３に示す実施の形態２のＰＬＬ変調器と異なるところは、変調信号Ｓ６に基づいて変調された基準信号Ｓ１４を生成し、その基準信号Ｓ１４を位相比較器１へ入力するための基準信号生成部１２が追加された点のみである。それ以外の構成は図３に示す実施の形態２のＰＬＬ変調器と全く同じであるので重複する構成の説明は省略する。 <Embodiment 3>
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a PLL modulator according to Embodiment 3 of the present invention. The PLL modulator of the third embodiment shown in FIG. 5 differs from the PLL modulator of the second embodiment shown in FIG. 3 by generating a reference signal S14 modulated based on the modulation signal S6, and the reference signal S14 This is only the point that the reference signal generation unit 12 for inputting the signal to the phase comparator 1 is added. Since the other configuration is exactly the same as that of the PLL modulator of the second embodiment shown in FIG. 3, the description of the overlapping configuration is omitted.

次に、図５に示す実施の形態３のＰＬＬ変調器の動作について説明する。実施の形態３では、基準信号Ｓ１４及び位相比較器１の出力段に変調信号を入力する構成となっている。基準信号Ｓ１４に変調をかける場合は、基準信号生成部１２に変調信号Ｓ６を入力して変調された基準信号Ｓ１４を生成することによって実現される。   Next, the operation of the PLL modulator according to the third embodiment shown in FIG. 5 will be described. In the third embodiment, the modulation signal is input to the reference signal S14 and the output stage of the phase comparator 1. The modulation of the reference signal S14 is realized by generating the modulated reference signal S14 by inputting the modulation signal S6 to the reference signal generator 12.

また、基準信号Ｓ１４に変調をかける場合は、変調信号Ｓ６には伝達関数Ｇ（ｓ）の低域通過特性がかけられる。そして、位相比較器１の出力段とループフィルタ２の入力段との間に設置された加算器９に第２の変調信号Ｓ１０を入力する。この位置（つまり、加算器９）に通常の変調信号Ｓ１０を入力する場合は、ループフィルタ２で帯域が制限された後にＶＣＯ３の制御電圧端子に変調信号Ｓ３を入力することになるため、変調信号Ｓ６の伝達関数はＰＬＬ変調器の伝達関数Ｇ（ｓ）に依存する。   Further, when the reference signal S14 is modulated, the low-pass characteristic of the transfer function G (s) is applied to the modulated signal S6. Then, the second modulation signal S10 is input to the adder 9 provided between the output stage of the phase comparator 1 and the input stage of the loop filter 2. When the normal modulation signal S10 is input to this position (that is, the adder 9), the modulation signal S3 is input to the control voltage terminal of the VCO 3 after the band is limited by the loop filter 2, the modulation signal The transfer function of S6 depends on the transfer function G (s) of the PLL modulator.

そこで、実施の形態３では、プリエンファシスフィルタ７によってループフィルタ２の逆特性を付与し、その上で位相比較器１とループフィルタ２との間にある加算器９に変調信号Ｓ１０を入力する。これにより、従来のＰＬＬ変調器のように、等価的に、フラットな周波数特性が得られる変調信号Ｓ６を入力したことになる。加えて、プリエンファシスフィルタ７によるプリエンファシス後にＤ／Ａ変換器６によってアナログ変調信号Ｓ１０に変換した際に生じるノイズをループフィルタ２で抑圧できるため、Ｄ／Ａ変換器６の後段のフィルタを取り除くことができ、小型かつ低コストなＰＬＬ変調器を実現することができる。   Therefore, in the third embodiment, the reverse characteristic of the loop filter 2 is given by the pre-emphasis filter 7, and then the modulation signal S 10 is input to the adder 9 between the phase comparator 1 and the loop filter 2. As a result, like the conventional PLL modulator, the modulation signal S6 that equivalently obtains a flat frequency characteristic is input. In addition, since noise generated when the D / A converter 6 converts the analog modulated signal S10 after pre-emphasis by the pre-emphasis filter 7 can be suppressed by the loop filter 2, the filter at the subsequent stage of the D / A converter 6 is removed. Therefore, a small and low-cost PLL modulator can be realized.

図６は、図５に示すＰＬＬ変調器の動作を説明するための伝達関数を表わす図である。ここで、図６を用いて図５に示すＰＬＬ変調器の動作についてさらに詳しく説明する。各構成要素の伝達特性はそれぞれの構成要素の枠内に示されている。例えば、位相比較器１の伝達特性はＫｐ、ループフィルタ２の伝達特性はＦ（ｓ）である。また、入力される基準信号Ｓ０の伝達関数をΦ_ＲＥＦ（ｓ）、入力される変調信号Ｓ６の伝達関数をΦ_ＭＯＤ（ｓ）、出力されるＲＦ変調信号Ｓ４の伝達関数をΦ_ＶＣＯ（ｓ）とする。 FIG. 6 is a diagram showing a transfer function for explaining the operation of the PLL modulator shown in FIG. Here, the operation of the PLL modulator shown in FIG. 5 will be described in more detail with reference to FIG. The transfer characteristics of each component are shown in the frame of each component. For example, the transfer characteristic of the phase comparator 1 is Kp, and the transfer characteristic of the loop filter 2 is F (s). Further, the transfer function of the input reference signal S0 is Φ _REF (s), the transfer function of the input modulation signal S6 is Φ _MOD (s), and the transfer function of the output RF modulation signal S4 is Φ _VCO (s). And

このときのＲＦ変調信号の伝達関数Φ_ＶＣＯ（ｓ）を算出すると、次の式（４）のように表わされる。なお、Ｇ（ｓ）はＰＬＬ変調器の伝達関数を表わすものとする。但し、ｓ＝ｊωである。

When the transfer function Φ _VCO (s) of the RF modulation signal at this time is calculated, it is expressed as the following equation (4). G (s) represents the transfer function of the PLL modulator. However, s = jω.

式（４）より、ＲＦ変調信号の伝達関数は、Φ_ＭＯＤ（ｓ）にＧ（ｓ）がかけられた形になっていない。すなわち、変調信号Ｓ６はＰＬＬ変調器の周波数特性とは無関係になり、独立した広帯域変調が可能となる。 From equation (4), the transfer function of the RF modulated signal is not in the form of G (s) _multiplied by Φ _MOD (s). That is, the modulation signal S6 is independent of the frequency characteristics of the PLL modulator, and independent wideband modulation is possible.

実施の形態３の場合も、実施の形態２と同様に、製造ばらつきによってループフィルタ２の特性が変動した場合でも、プリエンファシスフィルタ７が正確に逆特性を維持できるように、ＶＣＯ３の出力をフィードバックして元の変調信号Ｓ６と比較することで差分を計算し、その差分信号Ｓ９をプリエンファシスフィルタ７の係数として反映できるように、復調器５とフィルタ係数生成部１１を設けているが、この説明は重複するので省略する。   In the third embodiment, as in the second embodiment, the output of the VCO 3 is fed back so that the pre-emphasis filter 7 can accurately maintain the reverse characteristic even when the characteristics of the loop filter 2 fluctuate due to manufacturing variations. The demodulator 5 and the filter coefficient generation unit 11 are provided so that the difference is calculated by comparing with the original modulation signal S6 and the difference signal S9 can be reflected as a coefficient of the pre-emphasis filter 7. Since the description is duplicated, it will be omitted.

＜実施の形態４＞
上記の各実施の形態で述べたＰＬＬ変調器を搭載した構成を通信機器や移動無線機（例えば、携帯電話など）に適用することもできる。図７は、本発明のＰＬＬ変調器を搭載した通信機器の一構成例を示すブロック図である。この通信機器は、送信データ信号入力端子９０１、振幅位相成分抽出部９０２、振幅信号処理部９０３、位相変調部９０４、非線形増幅部９０５、及び送信出力端子９０６を備えた構成となっている。このとき、位相変調部９０４に本発明のＰＬＬ変調器を適用することができる。 <Embodiment 4>
The configuration in which the PLL modulator described in each of the above embodiments is mounted can be applied to a communication device or a mobile wireless device (for example, a mobile phone). FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of a communication device equipped with the PLL modulator of the present invention. This communication device includes a transmission data signal input terminal 901, an amplitude phase component extraction unit 902, an amplitude signal processing unit 903, a phase modulation unit 904, a nonlinear amplification unit 905, and a transmission output terminal 906. At this time, the PLL modulator of the present invention can be applied to the phase modulation unit 904.

図７において、送信データ信号入力端子９０１より送信データ信号を入力すると、振幅位相成分抽出部９０２によって、送信データ信号から振幅成分変調信号と位相成分変調信号とが抽出される。そして、振幅成分変調信号によって振幅信号処理部９０３を介して非線形増幅部９０５の電源電圧値が設定される。また、位相変調部９０４によって、角周波数を有する搬送波を位相成分変調信号で位相変調させた位相変調波が生成され、非線形増幅部９０５に入力される。   In FIG. 7, when a transmission data signal is input from a transmission data signal input terminal 901, an amplitude phase component extraction unit 902 extracts an amplitude component modulation signal and a phase component modulation signal from the transmission data signal. Then, the power supply voltage value of the nonlinear amplification unit 905 is set via the amplitude signal processing unit 903 by the amplitude component modulation signal. Further, the phase modulation unit 904 generates a phase-modulated wave obtained by phase-modulating a carrier wave having an angular frequency with a phase component modulation signal and inputs the phase-modulated wave to the nonlinear amplification unit 905.

そして、非線形増幅部９０５の出力には、非線形増幅部９０５の電源電圧値と位相変調部９０４の出力信号である位相変調波とを掛け合わせた信号が、非線形増幅部９０５の利得Ｇだけ増幅されて、ＲＦベクトル変調波（ＲＦ変調信号）として出力される。このとき、非線形増幅部９０５に入力される変調波は、一定の包絡線レベルの変調波である位相変調波であるため、高周波増幅器として効率の良い非線形増幅器を使用することができる。以上のように、本発明のＰＬＬ変調器を搭載することにより、通信機器や移動無線機を小型かつ低コストに提供することができる。   A signal obtained by multiplying the power supply voltage value of the nonlinear amplifying unit 905 by the phase modulation wave that is the output signal of the phase modulating unit 904 is amplified by the gain G of the nonlinear amplifying unit 905 at the output of the nonlinear amplifying unit 905. And output as an RF vector modulation wave (RF modulation signal). At this time, since the modulated wave input to the nonlinear amplifier 905 is a phase modulated wave that is a constant envelope level modulated wave, an efficient nonlinear amplifier can be used as a high-frequency amplifier. As described above, by mounting the PLL modulator of the present invention, it is possible to provide a communication device and a mobile wireless device in a small size and at low cost.

本発明の広帯域変調が可能なＰＬＬ変調器は、小型かつ低コストに実現することができるので、通信装置、携帯型の移動無線機、あるいは無線基地局装置などに有効に利用することができる。   Since the PLL modulator capable of broadband modulation according to the present invention can be realized in a small size and at low cost, it can be effectively used for a communication apparatus, a portable mobile radio, a radio base station apparatus, or the like.

本発明の実施の形態１に係るＰＬＬ変調器の構成を示すブロック図1 is a block diagram showing a configuration of a PLL modulator according to Embodiment 1 of the present invention. 図１のＰＬＬ変調器の動作を説明のための伝達関数を表わす図The figure showing the transfer function for demonstrating operation | movement of the PLL modulator of FIG. 本発明の実施の形態２に係るＰＬＬ変調器の構成を示すブロック図Block diagram showing a configuration of a PLL modulator according to Embodiment 2 of the present invention 図３のＰＬＬ変調器の動作を説明のための伝達関数を表わす図The figure showing the transfer function for demonstrating operation | movement of the PLL modulator of FIG. 本発明の実施の形態３に係るＰＬＬ変調器の構成を示すブロック図Block diagram showing the configuration of a PLL modulator according to Embodiment 3 of the present invention 図５のＰＬＬ変調器の動作を説明のための伝達関数を表わす図The figure showing the transfer function for demonstrating operation | movement of the PLL modulator of FIG. 本発明のＰＬＬ変調器を搭載した通信機器の一例を示すブロック図1 is a block diagram showing an example of a communication device equipped with a PLL modulator according to the present invention. 従来のＰＬＬ変調器の構成を示すブロック図Block diagram showing the configuration of a conventional PLL modulator 図８のＰＬＬ変調器の動作を説明のための伝達関数を表わす図The figure showing the transfer function for demonstrating operation | movement of the PLL modulator of FIG. 図８のＰＬＬ変調器の周波数特性を表わす図The figure showing the frequency characteristic of the PLL modulator of FIG.

符号の説明Explanation of symbols

１ 位相比較器
２ ループフィルタ（第１の濾波手段）
３ ＶＣＯ（電圧制御発振器）
４ 分周器
５ 復調器
６ Ｄ／Ａ変換器
７ プリエンファシスフィルタ（第２の濾波手段）
８ 分周比生成部
９ 加算器
１０ ＰＬＬ部
１１ フィルタ係数生成部（濾波係数生成手段）
１２ 基準信号生成部
９０２ 振幅位相成分抽出部
９０３ 振幅信号処理部
９０４ 位相変調部
９０５ 非線形増幅部 1 Phase comparator 2 Loop filter (first filtering means)
3 VCO (Voltage Controlled Oscillator)
4 frequency divider 5 demodulator 6 D / A converter 7 pre-emphasis filter (second filtering means)
8 Dividing ratio generator 9 Adder 10 PLL unit 11 Filter coefficient generator (filter coefficient generator)
12 Reference signal generation unit 902 Amplitude phase component extraction unit 903 Amplitude signal processing unit 904 Phase modulation unit 905 Non-linear amplification unit

Claims (6)

ＰＬＬ回路に入力された２つの変調信号に基づいて２点変調を行うことにより位相変調信号を生成するＰＬＬ変調器であって、
前記位相変調信号を分周する分周器に対して第１の変調信号を入力する第１の変調ルートと、
前記位相変調信号を生成する電圧制御発振器に対して、Ｄ／Ａ変換器でアナログ変換した第２の変調信号を入力する第２の変調ルートとを有し、
前記第２の変調ルートは、
前記第１の変調信号及び前記第２の変調信号のノイズを抑圧して前記電圧制御発振器へ入力する第１の濾波手段と、
前記Ｄ／Ａ変換器の前段に設置され、アナログ変換される前の第２の変調信号に対して前記第１の濾波手段の周波数特性の逆周波数特性を付与する第２の濾波手段とを備える
ことを特徴とするＰＬＬ変調器。 A PLL modulator that generates a phase modulation signal by performing two-point modulation based on two modulation signals input to a PLL circuit,
A first modulation route for inputting a first modulation signal to a frequency divider that divides the phase modulation signal;
A second modulation route for inputting a second modulation signal analog-converted by a D / A converter to the voltage-controlled oscillator that generates the phase modulation signal;
The second modulation route is:
First filtering means for suppressing noise of the first modulation signal and the second modulation signal and inputting the noise to the voltage controlled oscillator;
And a second filtering unit that is installed in a preceding stage of the D / A converter and that gives a reverse frequency characteristic of the frequency characteristic of the first filtering unit to the second modulated signal before analog conversion. A PLL modulator characterized by that. 前記位相変調信号を帰還して当該位相変調信号と前記第２の変調信号との差分信号を計算し、当該計算された差分信号に基づいて前記逆周波数特性の補正係数を生成し、前記補正係数を前記第２の濾波手段へ付与する濾波係数生成手段を備えることを特徴とする請求項１に記載のＰＬＬ変調器。   The phase modulation signal is fed back to calculate a difference signal between the phase modulation signal and the second modulation signal, a correction coefficient of the inverse frequency characteristic is generated based on the calculated difference signal, and the correction coefficient The PLL modulator according to claim 1, further comprising: a filtering coefficient generation unit that applies the second filtering unit to the second filtering unit. 前記ＰＬＬ回路を構成する位相比較器へ入力する基準信号を前記第１の変調信号に基づいて生成する基準信号生成手段を備え、
前記Ｄ／Ａ変換器でアナログ変換された第２の変調信号は、前記基準信号生成手段で生成された基準信号と前記分周器から出力された分周比信号とによって前記位相比較器で生成された位相比較信号に加算され、前記第１の濾波手段へ入力されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＰＬＬ変調器。 A reference signal generating means for generating a reference signal to be input to a phase comparator constituting the PLL circuit based on the first modulation signal;
The second modulation signal analog-converted by the D / A converter is generated by the phase comparator based on the reference signal generated by the reference signal generation means and the frequency division ratio signal output from the frequency divider. 3. The PLL modulator according to claim 1, wherein the PLL modulator is added to the phase comparison signal and input to the first filtering means. 4. 前記第２の濾波手段はディジタルフィルタであることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のＰＬＬ変調器。   4. The PLL modulator according to claim 1, wherein the second filtering means is a digital filter. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のＰＬＬ変調器を搭載した通信機器。   A communication device equipped with the PLL modulator according to any one of claims 1 to 4. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のＰＬＬ変調器を搭載した移動無線機。   A mobile radio device equipped with the PLL modulator according to any one of claims 1 to 4.

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