JP2006191216A - オーバーサンプリングａ／ｄ変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】
本発明によれば、カラー方式によらずＳ／Ｎを向上できるＡ／Ｄ変換回路を提供すること。
【解決手段】
本発明にかかるオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路は、アナログビデオ映像信号をオーバーサンプリングするＡ／Ｄコンバータ１１と、オーバーサンプリングした信号のうち所定の通過帯域の信号を通過させるデジタルＬＰＦ１２と、通過した信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング回路１３と、前記通過帯域を切り替えるカラー方式判別回路１４と、を有するものである。
【選択図】 図１

Description

本発明は、オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路に関し、特に、アナログのビデオ映像信号を処理するオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路に関する。

近年、テレビジョン受像機やモニタ装置等において、映像を表示する画面の大型化が進んでいる。このようなテレビジョン受像機等では、微小な映像ノイズなど小型の画面では問題にならないような表示上の問題が大型化とともに顕著になることがあり、更なる高画質化が望まれている。

一般にテレビジョン受像機には図４に示すようなコンポジットビデオ信号が入力される。コンポジットビデオ信号は図のように、輝度信号（Ｙ信号）と色信号（Ｃ信号）が多重された映像信号と、色信号の基準となるバースト信号と、同期をとるための同期信号を含んでいる。また図５に示すような周波数特性を有しており、０〜ｆｍａｘ（最大周波数）の帯域をもち、輝度信号もこの帯域となる。色信号は、ｆｓｃ（色副搬送波周波数）の色副搬送波によって重畳され、ｆｓｃを中心とした所定の帯域幅の信号となる。尚、このｆｓｃは図４のバースト信号の周波数である。コンポジットビデオ信号にはいくつかのカラー方式が存在し、このカラー方式によってｆｍａｘやｆｓｃの値が異なる。例えば、ＮＴＳＣ方式の場合、ｆｍａｘ＝４．２ＭＨｚ、ｆｓｃ＝３．５８ＭＨｚであり、ＰＡＬ方式の場合、ｆｍａｘ＝６ＭＨｚ、ｆｓｃ＝４．４３ＭＨｚである。またビデオ映像信号には輝度信号と色信号もしくは色差信号が分かれているコンポーネントビデオ信号も存在する。

ビデオ映像信号を処理するデジタル映像信号処理において、システムクロックはビデオ映像信号のｆｓｃに位相固定されたバーストロッククロックと、水平同期に位相固定された水平同期ロッククロックの２種類がある。コンポジットビデオ信号において、バーストロッククロック処理は高精度のＹ信号とＣ信号の分離（Ｙ／Ｃ分離）が可能で、また水平同期ロッククロック処理は回路構成が簡単という特徴がある。通常クロック周波数は、バーストロッククロック処理ではｆｓｃの４逓陪である４ｆｓｃ、色副搬送波を持たないコンポーネント信号では水平同期ロックの１３．５ＭＨｚが一般的である。

テレビジョン受像機では、コンポジットビデオ信号が入力されると、ビデオ映像信号を輝度信号と色信号とに分離（Ｙ／Ｃ分離）し、色信号を復調（Ｃ復調）した後、映像の表示等が行われる。近年ではこれらの回路をデジタル回路で構成し、Ｙ／Ｃ分離やＣ復調をデジタル信号処理によって実現している。このため一般に、Ｙ／Ｃ分離回路の前段にアナログの映像信号をデジタルに変換するＡ／Ｄ変換器が設けられている。このＡ／Ｄ変換器では４ｆｓｃをサンプリング周波数として、Ａ／Ｄ変換が行われている。

しかしながらこのＡ／Ｄ変換が原因となり、大型の画面を持つモニタ装置等で微小な映像ノイズが画面上に発生する場合がある。

これは、Ａ／Ｄ変換時の折り返し雑音によるものである。ここで、折り返し雑音について説明する。Ａ／Ｄ変換では、サンプリング定理により、サンプリング周波数が入力信号の周波数の２倍以上であれば、元の信号に完全に復元することができる。すなわち、サンプリング周波数の１／２の周波数（ナイキスト周波数）以下の情報が保障される帯域である。例えば、サンプリング周波数が４ｆｓｃの場合、図６に示すように、４ｆｓｃの１／２である２ｆｓｃがナイキスト周波数となる。４ｆｓｃのサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換を行った場合、ナイキスト周波数の２ｆｓｃを超える周波数成分（図６中（ａ））が存在すると、ナイキスト周波数を対称軸として折り返した位置（図６中（ｂ））に信号成分が現れてしまう（折り返し）。そして、この折り返した信号成分の一部（図６（ｃ））が本来の信号に重畳し雑音（折り返し雑音）となってしまう。この折り返し雑音を低減するため、周波数帯域制限フィルタを用いた従来のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路が、例えば、特許文献１に記載されている。

図７は、従来のビデオ映像信号処理回路の構成を示している。この従来のビデオ映像信号処理回路は、折り返し雑音を低減するために、従来のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路をＹ／Ｃ分離回路の前段に適用した例である。

従来のビデオ映像信号処理回路は、アナログ回路で構成されるアナログＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）７０２と、デジタル回路で構成されるオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路７０１及びＹ／Ｃ分離回路７０３とを備えている。また、従来のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路７０１は、Ａ／Ｄコンバータ７１１、デジタルＬＰＦ７１２、ダウンサンプリング回路７１３、クロック生成ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）７１５、１／２分周回路７１６を備えている。

従来のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路７０１では、Ａ／Ｄコンバータ７１１が、アナログＬＰＦ７０２を介して入力されるビデオ映像信号を８ｆｓｃのサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換し、デジタルＬＰＦ７１２が、４ｆｓｃのナイキスト周波数である２ｆｓｃをカットオフ周波数として帯域を制限し、ダウンサンプリング回路７１３が、４ｆｓｃのサンプリング周波数にダウンサンプリング（間引く）し、Ｙ／Ｃ分離回路７０３へ出力する。Ｙ／Ｃ分離回路７０３は、サンプリング周波数が４ｆｓｃのビデオ映像信号をＹ信号とＣ信号に分離する。

クロック生成ＰＬＬ７１５は、Ａ／Ｄコンバータ７１１、デジタルＬＰＦ７１２、ダウンサンプリング回路７１３が動作するクロックを生成する。クロック生成ＰＬＬ７１５は、Ａ／Ｄコンバータ７１１のサンプリングクロックである８ｆｓｃを生成する。１／２分周回路７１６は、クロック生成ＰＬＬ７１５の生成した８ｆｓｃを１／２に分周し、ダウンサンプリング回路７１３のサンプリング周波数である４ｆｓｃのクロックを生成する。

デジタルＬＰＦ７１２は、クロック生成ＰＬＬ７１５の生成した８ｆｓｃのクロックに基づいて、２ｆｓｃのカットオフ周波数で動作するように設計されている。そして、デジタルＬＰＦ７１２がナイキスト周波数以上の信号成分を除去することによって、折り返し雑音の低減を図っている。
特開昭６２−２８７７１６号公報

しかしながら、図７の従来のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路７０１では、カラー方式によって雑音を除去できずＳ／Ｎ（信号対雑音比）が悪いという問題がある。よって、従来のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路７０１の出力信号をＹ／Ｃ分離し映像の表示等を行った場合に、雑音による妨害等が発生し画質が劣化してしまう。

すなわち、上記のようにカラー方式毎にｆｓｃ（色副搬送波周波数）が異なるため、カラー方式によってクロック生成ＰＬＬ７１５から出力される８ｆｓｃの周波数が異なる。デジタルＬＰＦ７１２は、入力されるクロックに基づいて所定のフィルタ特性となるように設計されるため、ｆｓｃの周波数が異なると、デジタルＬＰＦ７１２のフィルタ特性も変化してしまう。そうすると、カラー方式によってフィルタ特性が変化し、カットオフ周波数が所望のナイキスト周波数と異なることとなり、折り返し雑音を精度よく除去することができなくなってしまう。

本発明にかかるオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路は、入力されるアナログビデオ映像信号のカラー方式に応じて変わるサンプリングする周波数に対応して、前記アナログビデオ映像信号の帯域制限を行う周波数を変化させるものである。これにより、カラー方式に応じたナイキスト周波数以上の信号成分を精度よく除去できるようになるため、折り返し雑音の低減、Ｓ／Ｎの向上が図れるとともに、後段で扱われる画質を向上することができる。

本発明にかかるオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路は、入力されるアナログビデオ映像信号を第１のサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換する第１のサンプリング部と、前記第１のサンプリング部を通過した信号の所定の通過帯域の信号を通過させる周波数帯域制限フィルタ部と、前記通過した信号を第２のサンプリング周波数でサンプリングする第２のサンプリング部と、前記周波数帯域制限フィルタ部の通過帯域を切り替える切り替え部と、を有するものである。これにより、カラー方式に応じたナイキスト周波数以上の信号成分を精度よく除去できるようになるため、折り返し雑音の低減、Ｓ／Ｎの向上が図れるとともに、後段で扱われる映像等の画質を向上することができる。

本発明によれば、カラー方式によらずＳ／Ｎを向上できるオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路を提供することができる。

発明の実施の形態１．
まず、図１及び図２を用いて、本発明の実施の形態１にかかるビデオ映像信号処理回路及びＡ／Ｄ変換回路について説明する。本実施形態では、カラー方式に応じてＡ／Ｄ変換回路におけるＬＰＦのフィルタ係数を変えることで最適なフィルタ特性とすることを特徴としている。

図１は、本実施形態にかかるビデオ映像信号処理回路の構成を示している。このビデオ映像信号処理回路は、例えば、テレビジョン受像機に設けられ、アンテナによって受信された電波をＲＦ信号に変換し、映像検波によって得られたビデオ映像信号が入力される。

ビデオ映像信号処理回路は、図４や図５に示すようなＹ信号とＣ信号が重畳されたコンポジットビデオ信号（アナログビデオ映像信号）が入力されると、アナログ信号をデジタル信号に変換し、Ｙ信号とＣ信号に分離する。ビデオ映像信号処理回路の後段では、さらに、Ｃ復調等が行われ、映像の表示等が行われる。尚、ビデオ映像信号処理回路に入力される信号は、Ｙ信号とＣ信号が重畳されたビデオ映像信号（コンポジットビデオ信号）に限らず、Ｙ信号とＣ信号が別々に伝送されるようなコンポーネント信号が入力されてもよい。すなわち、コンポーネント信号のＣ信号のみが入力されてもよい。

ビデオ映像信号処理回路は、図に示されるように、例えば、アナログ回路で構成されるアナログＬＰＦ２と、例えば、デジタル回路で構成されるオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１及びＹ／Ｃ分離回路３とを備えている。さらに、オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１は、図に示されるように、Ａ／Ｄコンバータ１１、デジタルＬＰＦ１２、ダウンサンプリング回路１３、カラー方式判別回路１４、クロック生成ＰＬＬ１５、１／２分周回路１６を備えている。

アナログＬＰＦ２は、入力されるアナログビデオ映像信号について、所定のカットオフ周波数以上の信号成分を除去し、主にカットオフ周波数以下のアナログ信号を通過させる。アナログＬＰＦ２のカットオフ周波数は、後段のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１のＡ／Ｄコンバータ１１のナイキスト周波数、すなわち、サンプリング周波数の１／２であることが好ましく、例えば、４ｆｓｃである。このカットオフ周波数をＡ／Ｄコンバータ１１のナイキスト周波数とすることで、Ａ／Ｄコンバータ１１における折り返し雑音の発生を効率よく抑止することができる。

オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１は、アナログＬＰＦ２を通過したアナログビデオ映像信号について、所定のサンプリング周波数でサンプリングしてデジタル信号に変換し、Ｙ／Ｃ分離回路３へ出力する。オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１から出力されるデジタル信号のサンプリング周波数は、例えば、４ｆｓｃである。本実施形態のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１は、入力されるビデオ映像信号のカラー方式に応じてデジタルＬＰＦ１２のフィルタ特性を変更する。すなわち、カラー方式に応じてダウンサンプリング回路１３がサンプリングする周波数帯域を変化させる。

Ｙ／Ｃ分離回路３は、オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１から出力されるデジタルビデオ映像信号について、Ｙ／Ｃ分離処理を行い、Ｙ信号とＣ信号を出力する。Ｙ／Ｃ分離回路３では、例えば、櫛形フィルタによってＹ信号とＣ信号を分離することができる。

さらに、オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１の各ブロックについて説明する。Ａ／Ｄコンバータ１１（第１のサンプリング部）は、アナログＬＰＦ２を通過したアナログビデオ映像信号について、オーバーサンプリング、つまり、最終的にオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１から出力するサンプリング周波数よりも高いサンプリング周波数（第１のサンプリング周波数）でＡ／Ｄ変換（サンプリング）しデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄコンバータ１１のサンプリング周波数は、例えば、８ｆｓｃである。Ａ／Ｄコンバータ１１は、クロック生成ＰＬＬ１５からカラー方式に応じた８ｆｓｃのクロックが入力され、入力された８ｆｓｃをサンプリングクロックとしてサンプリングを行う。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ１１は、カラー方式がＮＴＳＣ方式であれば、８ｆｓｃ＝８×３．５８＝２８．６４ＭＨｚでサンプリングし、カラー方式がＰＡＬ方式であれば、８ｆｓｃ＝８×４．４３＝３５．４４ＭＨｚでサンプリングする。

デジタルＬＰＦ１２（周波数帯域制限フィルタ部）は、Ａ／Ｄコンバータ１１から出力されるデジタルビデオ映像信号について、所定のカットオフ周波数以上の信号成分を除去し、主にカットオフ周波数以下のデジタル信号（所定の通過帯域の信号）を通過させる。デジタルＬＰＦ１２のカットオフ周波数は、ダウンサンプリング回路１３のナイキスト周波数であることが好ましく、例えば、２ｆｓｃである。このカットオフ周波数をダウンサンプリング回路１３ナイキスト周波数とすることで、ダウンサンプリング回路１３における折り返し雑音の発生を効率よく抑止することができる。

また、本実施形態のデジタルＬＰＦ１２は、カラー方式に応じたカットオフ周波数（２ｆｓｃ）のフィルタ特性で動作する。すなわち、デジタルＬＰＦ１２は、後述するように、カラー方式判別回路１４から出力されるカラー方式判別信号に基づいて、カットオフ周波数を変更する。例えば、カラー方式がＮＴＳＣ方式であれば２ｆｓｃ＝２×３．５８＝７．１６ＭＨｚのカットオフ周波数となるように動作し、カラー方式がＰＡＬ方式であれば２ｆｓｃ＝２×４．４３＝８．８６ＭＨｚのカットオフ周波数となるように動作し、入力信号がコンポーネント信号であれば１３．５ＭＨｚのカットオフ周波数となるように動作することができる。

さらに、デジタルＬＰＦ１２は、クロック生成ＰＬＬ１５が生成したクロックに基づいて所定のフィルタ特性として動作するように設計されている。例えば、カラー方式がＮＴＳＣ方式のとき、８ｆｓｃ＝２８．６４ＭＨｚのクロックが入力されると７．１６ＭＨｚのカットオフ周波数となるように動作し、カラー方式がＰＡＬ方式のとき、８ｆｓｃ＝３５．４４ＭＨｚのクロックが入力されると８．８６ＭＨｚのカットオフ周波数となるように動作することができる。

ダウンサンプリング回路１３（第２のサンプリング部）は、デジタルＬＰＦ１２を通過したデジタルビデオ映像信号について、ダウンサンプリング（間引く）、つまり、最終的にオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１から出力するサンプリング周波数と同じサンプリング周波数（第２のサンプリング周波数）のデジタル信号に変換する。ダウンサンプリング回路１３のサンプリング周波数は、例えば、４ｆｓｃである。ダウンサンプリング回路１３は、１／２分周回路１６からカラー方式に応じた４ｆｓｃのクロックが入力され、入力された４ｆｓｃをサンプリングクロックとしてサンプリングを行う。すなわち、ダウンサンプリング回路１３は、カラー方式がＮＴＳＣ方式であれば、４ｆｓｃ＝４×３．５８＝１４．３２ＭＨｚでサンプリングし、カラー方式がＰＡＬ方式であれば、４ｆｓｃ＝４×４．４３＝１７．７２ＭＨｚでサンプリングする。

カラー方式判別回路１４は、ダウンサンプリング回路１３から出力されるデジタルビデオ映像信号に基づいてカラー方式を判別する回路である。カラー方式判別回路１４は、さらに、カラー方式の判別結果によって、デジタルＬＰＦ１２のフィルタ特性やＡ／Ｄコンバータ１１のサンプリング周波数、ダウンサンプリング回路１３のサンプリング周波数を切り替える切り替え回路でもある。カラー方式判別回路１４は、カラー方式として、例えば、ＮＴＳＣ方式やＰＡＬ方式、ＳＥＣＡＭ方式等か否か判別したり、コンポーネント信号か否か判別したりする。カラー方式の判別は、例えば、バースト信号の周波数、フィールド周波数、ｆｓｃ、水平ラインの位相等に基づいて行うことができる。例えば、ｆｓｃが３．５８ＭＨｚであればＮＴＳＣ方式であり、ｆｓｃが４．４３ＭＨｚであればＰＡＬ方式である。カラー方式判別回路１４は、カラー方式を判別すると、カラー方式を示すカラー方式判別信号をクロック生成ＰＬＬ１５とデジタルＬＰＦ１２へ出力する。

クロック生成ＰＬＬ１５は、カラー方式判別回路１４から出力されるカラー方式判別信号に基づいて、Ａ／Ｄコンバータ１１、デジタルＬＰＦ１２、ダウンサンプリング回路１３が動作するためのクロックを生成する。例えば、クロック生成ＰＬＬ１５は、上記のようにＡ／Ｄコンバータ１１のサンプリング周波数である８ｆｓｃのクロックをカラー方式に応じて生成する。本実施形態で用いられるシステムクロックは、例えば、バーストロッククロックであり、クロック生成ＰＬＬ１５は、ｆｓｃのクロックをビデオ映像信号に含まれるバースト信号を基準にして生成する。ビデオ映像信号に含まれる水平同期信号を基準にしてｆｓｃのクロックを生成する水平同期ロッククロックとしてもよいが、バースト信号を基準にした方がビデオ映像信号の変動に合わせた精度のよいクロックを生成できる。

１／２分周回路１６は、クロック生成ＰＬＬ１５の生成した８ｆｓｃのクロックを１／２に分周し、上記のようにダウンサンプリング回路１３のサンプリング周波数である４ｆｓｃのクロックを生成する。

次に、図２を用いて、本発明にかかるオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路に用いられるデジタルＬＰＦの構成について説明する。

図に示すように、デジタルＬＰＦ１２は、例えば、ＦＩＲフィルタで構成することができ、カラー方式判別回路１４から出力されるカラー方式判別信号に基づいてフィルタ係数を切り替える。この例では、カラー方式判別信号に基づいてフィルタ係数をＡ，ＢもしくはＣの３つに切り替える。例えば、ＮＴＳＣ方式であればフィルタ係数をＡ、ＰＡＬ方式であればフィルタ係数をＢ、コンポーネント信号であればフィルタ係数をＣとしてもよい。そうすると、伝達関数Ｈ（ｚ）が、１＋Ａ_１ｚ^０＋...＋Ａ_ｎ−１ｚ^ｎ−１＋Ａ_ｎｚ^ｎ、１＋Ｂ_１ｚ^０＋...＋Ｂ_ｎ−１ｚ^ｎ−１＋Ｂ_ｎｚ^ｎ、もしくは１＋Ｃ_１ｚ^０＋...＋Ｃ_ｎ−１ｚ^ｎ−１＋Ｃ_ｎｚ^ｎに切り替わり、フィルタ特性を所望のカットオフ周波数にすることができる。尚、フィルタ係数の切り替えは、３つに限らず、任意の数のフィルタ係数に切り替えてもよい。

デジタルＬＰＦ１２は、図に示されるように、入力信号を遅延させる遅延素子（フリップフロップ）２００、フィルタ係数Ａ，Ｂ，Ｃを選択する複数の選択回路２０１、遅延素子２００を介した入力信号と選択回路２０１が選択したフィルタ係数とを乗算する複数の乗算器２０２、乗算器２０２の乗算結果を積算する複数の加算器２０３、加算器２０３の加算結果を遅延させる複数の遅延素子２０４、加算器２０３の積算結果と入力信号とを加算する加算器２０５、加算器２０５の加算結果を遅延させ、その結果を出力する遅延素子２０６を備えている。

このように本実施形態では、カラー方式に応じて、Ａ／Ｄ変換回路のＬＰＦ内のフィルタ係数を切り替えることで、フィルタ特性を変更することができる。そうすると、各カラー方式に適したカットオフ周波数とすることができるようになる。すなわち、カラー方式に応じて変わるサンプリング周波数に対応して帯域制限を行う周波数帯域を変化するようになる。このため、折り返し雑音の発生を精度よく防止することができ、Ｓ／Ｎを向上することができる。よって、Ａ／Ｄ変換回路の後段で扱われる映像等の画質を向上することができる。特に、大型の画面を有するテレビジョン受像機等では、微小な映像ノイズの影響が画面の表示に現れやすいため、本発明を適用したときの効果が大きい。

発明の実施の形態２．
次に、図３を用いて、本発明の実施の形態２にかかるビデオ映像信号処理回路及びＡ／Ｄ変換回路について説明する。本実施形態では、カラー方式に応じてＡ／Ｄ変換回路におけるＬＰＦを選択することで最適なフィルタ特性とすることを特徴としている。

図３は、本実施形態にかかるビデオ映像信号処理回路の構成を示している。尚、図３において、図１と同一の符号を付されたものは同様の要素であり、それらの説明を適宜省略する。

本実施形態では、オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路１において、図１のデジタルＬＰＦ１２の代わりに、デジタルＬＰＦ１２１，１２２，１２３、及び、セレクタ１７を有している。

デジタルＬＰＦ１２１，１２２，１２３は、それぞれ異なるカットオフ周波数が設定されており、各カラー方式に対応したフィルタである。尚、この例では、３つのデジタルＬＰＦを設けているが、これに限らず、任意の数のデジタルＬＰＦを設けてもよい。

例えば、デジタルＬＰＦ１２１は、ＮＴＳＣ方式用として２ｆｓｃ＝７．１６ＭＨｚのカットオフ周波数となるように動作し、デジタルＬＰＦ１２２は、ＰＡＬ方式用として２ｆｓｃ＝８．８６ＭＨｚのカットオフ周波数となるように動作し、デジタルＬＰＦ１２３は、コンポーネント信号用として１３．５ＭＨｚのカットオフ周波数となるように動作することができる。

さらに、デジタルＬＰＦ１２１，１２２，１２３は、クロック生成ＰＬＬ１５が生成したクロックに基づいて動作するように設計されている。例えば、デジタルＬＰＦ１２１は、８ｆｓｃ＝２８．６４ＭＨｚのクロックが入力されると７．１６ＭＨｚのカットオフ周波数となるように動作し、デジタルＬＰＦ１２２は、８ｆｓｃ＝３５．４４ＭＨｚのクロックが入力されると８．８６ＭＨｚのカットオフ周波数となるように動作することができる。

セレクタ１７は、カラー方式判別回路１４から出力されるカラー方式判別信号に基づいて、デジタルＬＰＦ１２１，１２２，１２３の出力を選択する。例えば、セレクタ１７は、カラー方式がＮＴＳＣ方式であれば、デジタルＬＰＦ１２１の出力を選択し、カラー方式がＰＡＬ方式であれば、デジタルＬＰＦ１２２の出力を選択し、コンポーネント信号であれば、デジタルＬＰＦ１２３の出力を選択してもよい。これにより、カラー方式に応じて、フィルタ特性を変更することができる。

尚、セレクタ１７は、デジタルＬＰＦ１２１〜１２３の出力信号を選択しているが、これに限らず、デジタルＬＰＦ１２１〜１２３の入力信号を選択してもよい。また、セレクタ１７は、デジタルＬＰＦ１２１〜１２３の１つを選択した場合に、選択していないデジタルＬＰＦに対しクロックや電源の供給を停止し、動作を停止してもよい。これにより、複数のデジタルＬＰＦを設けた場合でも、消費電力の増加を抑止することができる。

このように本実施形態では、カラー方式に応じて、Ａ／Ｄ変換回路において異なる設定のＬＰＦを選択することにより、フィルタ特性を変更することができる。したがって、実施形態１と同様に、Ｓ／Ｎの向上、後段における画質の向上等を図ることができる。さらに、異なる設定のＬＰＦを複数設けることにより、各ＬＰＦの回路構成を図２のものよりも簡略化することができ、回路規模を縮小することができる。
その他の発明の実施の形態．
尚、上述の例では、フィルタ係数の選択や、ＬＰＦの選択によりフィルタ特性を変更したが、これに限らず、その他の方法で、フィルタ特性を変更してもよい。例えば、カラー方式に応じてＬＰＦに入力されるクロックの周波数を変更してもよい。

上述の例では、カラー方式に応じてダウンサンプリング回路の前段のデジタルＬＰＦのフィルタ特性を変化させたが、これに限らず、Ａ／Ｄコンバータの前段のアナログＬＰＦの特性を変化させてもよい。これにより、Ａ／Ｄコンバータで発生する折り返し雑音を低減できる。

上述の例では、カラー方式判別回路によって自動的にカラー方式を判別したが、これに限らず、あらかじめ所定のカラー方式を設定しておいてもよい。

上述の例では、ビデオ映像信号のＹ／Ｃ分離に用いるＡ／Ｄ変換回路として説明したが、その他の用途に用いてもよい。例えば、テレビジョン信号の音声信号をカラー方式に応じてＡ／Ｄ変換する回路としてもよい。

このほか、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形、実施が可能である。

本発明にかかるビデオ映像信号処理装置の構成を示すブロック図である。 本発明にかかるデジタルＬＰＦの構成を示す回路図である。 本発明にかかるビデオ映像信号処理装置の構成を示すブロック図である。 ビデオ映像信号の波形を示す図である。 ビデオ映像信号の周波数特性を示すグラフである。 ビデオ映像信号の折り返し雑音を説明するためのグラフである。 従来のビデオ映像信号処理装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路
２ アナログＬＰＦ
３ Ｙ／Ｃ分離回路
１１ Ａ／Ｄコンバータ
１２，１２１，１２２，１２３ デジタルＬＰＦ
１３ ダウンサンプリング回路
１４ カラー方式判別回路
１５ クロック生成ＰＬＬ
１６ １／２分周回路
２００，２０４，２０６ 遅延素子
２０１ 選択回路
２０２ 乗算器
２０３，２０５ 加算器

Claims (5)

1. 入力されるアナログビデオ映像信号のカラー方式に応じて変わるサンプリング周波数に対応して、前記アナログビデオ映像信号の帯域制限を行う周波数を変化させる、
   オーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路。
2. 前記サンプリング周波数に基づいた所望の通過帯域を有する周波数帯域制限フィルタを、前記カラー方式に応じて複数備え、
   前記複数の周波数帯域制限フィルタから、前記サンプリング周波数に適した前記周波数帯域制限フィルタを選択する、
   請求項１に記載のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路。
3. 前記複数の周波数帯域制限フィルタのうち選択されない前記周波数帯域制限フィルタは動作を停止する、
   請求項２に記載のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路。
4. 入力されるアナログビデオ映像信号を第１のサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換する第１のサンプリング部と、
   前記第１のサンプリング部を通過した信号の所定の通過帯域の信号を通過させる周波数帯域制限フィルタ部と、
   前記通過した信号を第２のサンプリング周波数でサンプリングする第２のサンプリング部と、
   前記周波数帯域制限フィルタ部の通過帯域を切り替える切り替え部と、
   を有するオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路。
5. 前記切り替え部は、前記第２のサンプリング周波数でサンプリングされた信号に基づいて前記アナログビデオ映像信号のカラー方式を判別し、前記判別したカラー方式に応じて前記第１及び第２のサンプリング周波数を切り替えるとともに、前記周波数帯域制限フィルタを前記第２のサンプリング周波数に適した通過帯域を有する周波数帯域制限フィルタに切り替える、
   請求項４に記載のオーバーサンプリングＡ／Ｄ変換回路。
   

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