JP2006158198A

JP2006158198A - Motor drive control device and electric power steering apparatus

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Publication number: JP2006158198A
Application number: JP2005369696A
Authority: JP
Inventors: Kao Min Ta; カオミンタ; Shuji Endo; 修司遠藤
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 2002-11-28
Filing date: 2005-12-22
Publication date: 2006-06-15
Anticipated expiration: 2023-11-06
Also published as: JP3804686B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor for a brushless DC motor with few motor noises, where a torque ripple is small, even if it makes a trapezoidal wave current turn on electricity and which has a small size, and its drive control device and an electric power steering apparatus that uses it. <P>SOLUTION: Each phase current instruction value is computed, based on a vector control, and a current feedback control is performed by using a false vector control individually. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、電動パワーステアリング装置に用いるに最適なモータ及びその駆動制御装置の改良並びにそれらを用いた電動パワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to an improvement of a motor optimal for use in an electric power steering apparatus and a drive control apparatus thereof, and an electric power steering apparatus using them.

従来電動パワーステアリング装置に使用されるモータは一般的には永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）であり、永久磁石同期モータは３相の正弦波電流で駆動されている。また、モータを駆動する制御方式としては、ベクトル制御と称する制御方式が広く使用されている。しかし、電動パワーステアリング装置の小型化の要望が強く、小型化に適したモータとしてブラシレスＤＣモータを用いる傾向にある。 Conventionally, a motor used in an electric power steering apparatus is generally a permanent magnet synchronous motor (PMSM), and the permanent magnet synchronous motor is driven by a three-phase sine wave current. As a control method for driving the motor, a control method called vector control is widely used. However, there is a strong demand for downsizing of the electric power steering apparatus, and there is a tendency to use a brushless DC motor as a motor suitable for downsizing.

このような状況の下で、従来の電動パワーステアリング装置用モータのベクトル制御方式を用いたモータ駆動制御装置について、図１を参照して説明する。 Under such circumstances, a conventional motor drive control device using a vector control method for a motor for an electric power steering device will be described with reference to FIG.

その構成はモータ１の電流を制御する電流指令値算出部１００の後に、電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとの誤差を検出する減算器２０−１，２０−２，２０−３と、減算器２０−１，２０−２，２０−３からの各誤差信号を入力するＰＩ制御部２１と、ＰＩ制御部２１からの電圧ｖａ，ｖｂ，ｖｃを入力するＰＷＭ制御部３０と、直流を交流に変換するインバータ３１とを介してモータ１に至る主経路が接続されている。インバータ３１とモータ１との間にはモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出する電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３が配され、検出されたモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃがそれぞれ減算器２０−１，２０−２，２０−３にフィードバックされるフィードバック制御系Ｂが構成されている。 In the configuration, after the current command value calculation unit 100 that controls the current of the motor 1, subtracters 20-1 and 20-2 that detect errors between the current command values Iavref, Ibvref, and Icvref and the motor currents Ia, Ib, and Ic. , 20-3, PI control unit 21 for inputting error signals from subtractors 20-1, 20-2, and 20-3, and PWM control for inputting voltages va, vb, and vc from PI control unit 21. A main path to the motor 1 is connected via the unit 30 and an inverter 31 that converts direct current into alternating current. Current detection circuits 32-1, 32-2, and 32-3 that detect motor currents Ia, Ib, and Ic are arranged between the inverter 31 and the motor 1, and the detected motor currents Ia, Ib, and Ic are respectively detected. A feedback control system B fed back to the subtracters 20-1, 20-2, and 20-3 is configured.

次に、電流指令値算出部１００について説明する。先ずその入力に関して、図示しないトルクセンサで検出されたトルクから算出されたトルク指令値Ｔｒｅｆと、モータ１に接続された位置検出センサ１１で検出されたモータ１内のロータの回転角θｅと、微分回路２４で演算された電気角速度ωｅとを入力している。電気角速度ωｅ及びロータの回転角θｅを入力とし、換算部１０１で逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを算出する。次に、３相／２相変換部１０２でｄ軸成分電圧ｅｄ、ｑ軸成分電圧ｅｑに変換し、このｄ軸成分電圧ｅｄ、ｑ軸成分電圧ｅｑを入力としてｑ軸指令電流算出部１０８でｑ軸の電流指令値Ｉｑｒｅｆが算出される。ただし、この場合、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆ＝０として演算される。即ち、モータの出力方程式
（数１）
Ｔｒｅｆ×ωｍ＝３／２（ｅｄ×Ｉｄ＋ｅｑ×Ｉｑ）

において、Ｉｄ＝Ｉｄｒｅｆ＝０を入力すると、
（数２）
Ｉｑ＝Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ωｍ／ｅｑ）

として算出される。電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆは、ｑ軸指令電流算出部１０８からの電流指令値Ｉｑｒｅｆと後述する進角制御の進角Φに基づいて算出される。即ち、ｑ軸指令電流算出部１０８は進角算出部１０７で算出された進角Φと電流指令値Ｉｑｒｅｆを入力し、２相／３相変換部１０９にて電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが算出される。 Next, the current command value calculation unit 100 will be described. First, regarding the input, the torque command value Tref calculated from the torque detected by a torque sensor (not shown), the rotation angle θe of the rotor in the motor 1 detected by the position detection sensor 11 connected to the motor 1, and the differentiation The electrical angular velocity ωe calculated by the circuit 24 is input. Using the electrical angular velocity ωe and the rotor rotation angle θe as inputs, the conversion unit 101 calculates back electromotive voltages ea, eb, and ec. Next, the three-phase / two-phase conversion unit 102 converts the d-axis component voltage ed and the q-axis component voltage eq, and the q-axis command current calculation unit 108 receives the d-axis component voltage ed and the q-axis component voltage eq as inputs. A q-axis current command value Iqref is calculated. In this case, however, the d-axis current command value Idref = 0 is calculated. That is, the motor output equation (Equation 1)
Tref × ωm = 3/2 (ed × Id + eq × Iq)

If Id = Idref = 0 is input,
(Equation 2)
Iq = Iqref = 2/3 (Tref × ωm / eq)

Is calculated as The current command values Iavref, Ibvref, and Icvref are calculated based on the current command value Iqref from the q-axis command current calculation unit 108 and the advance angle Φ of advance angle control described later. That is, the q-axis command current calculation unit 108 inputs the advance angle Φ calculated by the advance angle calculation unit 107 and the current command value Iqref, and the current command values Iavref, Ibvref, Icvref are obtained by the two-phase / three-phase conversion unit 109. Calculated.

なお、Φ＝ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）或いはΦ＝Ｋ（１−（ωｂ／ωｍ））などの関数が経験的に用いられる（“ａｃｏｓ”はｃｏｓ^−１を表わす）。また、モータのベース角速度ωｂとは、弱め界磁制御を用いずにモータ１を駆動させた際のモータの限界角速度である。図２にトルクＴとモータの回転数ｎ（角速度ωｅ）の関係を示し、弱め界磁制御がない場合の限界角速度ωｂの一例を示す。 Note that a function such as Φ = acos (ωb / ωm) or Φ = K (1− (ωb / ωm)) is used empirically (“acos” represents cos ⁻¹ ). The motor base angular velocity ωb is a limit angular velocity of the motor when the motor 1 is driven without using the field weakening control. FIG. 2 shows the relationship between the torque T and the rotational speed n (angular velocity ωe) of the motor, and shows an example of the limit angular velocity ωb when there is no field weakening control.

次に、進角制御について説明する。 Next, the advance angle control will be described.

モータ１が高速回転でない間、つまりモータ１の機械角速度ωｍがモータのベース角速度ωｂより低速の間は、電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆは進角Φに関係なく、電流指令値Ｉｑｒｅｆから２相／３相変換部１０９で算出された値に従って制御すれば、トルク指令値Ｔｒｅｆに従ったトルクを出力することができる。つまり、電動パワーステアリング装置としては、運転手のハンドル操作がスムーズに実行されていることを意味する。 While the motor 1 is not rotating at high speed, that is, when the mechanical angular speed ωm of the motor 1 is lower than the base angular speed ωb of the motor, the current command values Iavref, Ibvref, Icvref are two-phase from the current command value Iqref regardless of the advance angle Φ. If control is performed according to the value calculated by the three-phase converter 109, torque according to the torque command value Tref can be output. In other words, the electric power steering device means that the steering wheel operation of the driver is being executed smoothly.

ところが、モータ１が高速回転、即ちモータの機械角速度ωｍがモータのベース角速度ωｂより高速になると、進角Φを加味した制御を実行しないとベース角速度ωｂより高速の角速度を実現することができなくなる。このモータの高速回転を電動パワーステアリング装置に置き換えると、駐車時の切り返しや緊急避難のためのハンドル急操舵の場合に、ハンドル操作にモータ１が追従しないために運転者の操舵フィーリングを悪化させてしまうのである。 However, when the motor 1 rotates at a high speed, that is, when the mechanical angular velocity ωm of the motor becomes higher than the base angular velocity ωb of the motor, it is impossible to realize an angular velocity higher than the base angular velocity ωb unless the control taking the advance angle Φ into consideration is executed. . Replacing the high-speed rotation of the motor with an electric power steering device deteriorates the steering feeling of the driver because the motor 1 does not follow the steering wheel operation when the steering wheel is steered for turning back when parking or for emergency evacuation. It will end up.

モータの高速回転時のトルク制御として弱め界磁制御という制御方式があり、その具体的な一手法として進角制御がある。この進角制御方式の詳細は、特許文献１や非特許文献１に記載されている。進角制御方式の特徴は、電流指令値Ｉｑｒｅｆの位相を角度Φだけ進めて界磁弱めの成分を作成することである。図１０（Ｂ）において、電流指令値Ｉｑｒｅｆを角度Φだけ進めるとｄ軸成分としてＩｑｒｅｆ×ｓｉｎΦが、ｑ軸成分としてＩｑｒｅｆ×ｃｏｓΦが発生する。ここで、Ｉｑｒｅｆ×ｓｉｎΦが界磁弱め成分として作用し、Ｉｑｒｅｆ×ｃｏｓΦがトルク成分として作用する。 There is a control method called field weakening control as torque control at the time of high-speed rotation of the motor, and one specific method is advance angle control. Details of this advance angle control method are described in Patent Document 1 and Non-Patent Document 1. The advance angle control system is characterized in that the phase of the current command value Iqref is advanced by an angle Φ to create a field weakening component. In FIG. 10B, when the current command value Iqref is advanced by an angle Φ, Iqref × sinΦ is generated as a d-axis component and Iqref × cosΦ is generated as a q-axis component. Here, Iqref × sinΦ acts as a field weakening component, and Iqref × cosΦ acts as a torque component.

また、電動パワーステアリング装置に使用されるモータの駆動制御方式として、ロータの回転位置に基づいて、制御器からインバータを介して回転磁界を発生させ、ロータの回転を駆動制御させるようにしたベクトル制御が採用される。即ち、ベクトル制御は、ロータの外周面に所定角度の間隔で配された複数の励磁コイルに、ロータ位置に応じて制御回路によって各励磁コイルの励磁を順次切り換えることにより、ロータの回転駆動を制御するようになっている。 In addition, as a drive control method for a motor used in an electric power steering device, a vector control that controls the rotation of the rotor by generating a rotating magnetic field from the controller via an inverter based on the rotational position of the rotor. Is adopted. That is, the vector control controls the rotational drive of the rotor by sequentially switching the excitation of each excitation coil by a control circuit according to the rotor position to a plurality of excitation coils arranged at predetermined angle intervals on the outer peripheral surface of the rotor. It is supposed to be.

この種のベクトル制御は、例えば特許文献２などに開示されている。図３は、ベクトル制御によるモータ５６の駆動制御の一例を示すブロック構成である。 This type of vector control is disclosed in Patent Document 2, for example. FIG. 3 is a block configuration showing an example of drive control of the motor 56 by vector control.

図３において、モータ５６の制御指令値を決定する指令電流決定部５１から、ＰＩ制御部５２、２相／３相座標変換部５３、ＰＷＭ電圧発生部５４、インバータ５５を介してモータ５６に至る指令信号の主経路が形成されている。また、インバータ５５とモータ５６との間に電流センサ５７１，５７２が配され、これら電流センサ５７１，５７２で検出されたモータ電流を３相／２相座標変換部５９で２相に変換し、２相電流成分Ｉｑ，Ｉｄを指令電流決定部５１とＰＩ制御部５２との間に配された減算回路５８１，５８２にフィードバックさせるフィードバック経路が形成されている。 In FIG. 3, the command current determination unit 51 that determines the control command value of the motor 56 reaches the motor 56 via the PI control unit 52, the two-phase / three-phase coordinate conversion unit 53, the PWM voltage generation unit 54, and the inverter 55. A main path for command signals is formed. Further, current sensors 571 and 572 are arranged between the inverter 55 and the motor 56, and the motor current detected by these current sensors 571 and 572 is converted into two phases by the three-phase / two-phase coordinate conversion unit 59. A feedback path for feeding back the phase current components Iq and Id to the subtracting circuits 581 and 582 arranged between the command current determining unit 51 and the PI control unit 52 is formed.

この制御系により、指令電流決定部５１では、トルクセンサで検出されたトルクから算出されるトルク指令値Ｔｒｅｆや、位置検出センサで検出されたロータの回転角θと電気角ωを受け、電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆが決定される。これら電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆはそれぞれ減算回路５８１，５８２において、フィードバック経路の３相／２相座標変換部５９で２相に変換された２相電流成分Ｉｑ，Ｉｄによってフィードバック補正される。即ち、２相電流成分Ｉｄ，Ｉｑと、電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆとの誤差が減算回路５８１，５８２で演算される。その後、ＰＩ制御部５２１，５２２で、ＰＷＭ制御のデューティを示す信号がｄ成分及びｑ成分の形で指令値Ｖｄ及びＶｑとして算出され、２相／３相座標変換部５３によってｄ成分及びｑ成分から３相成分Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに逆変換される。そして、インバータ５５は、３相の指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに基づいてＰＷＭ制御され、モータ５６にインバータ電流が供給されてモータ５６の回転を制御するようになっている。 By this control system, the command current determination unit 51 receives the torque command value Tref calculated from the torque detected by the torque sensor, the rotor rotation angle θ and the electrical angle ω detected by the position detection sensor, and receives the current command. The values Idref and Iqref are determined. These current command values Idref and Iqref are feedback-corrected in subtraction circuits 581 and 582 by the two-phase current components Iq and Id converted into two phases by the three-phase / two-phase coordinate converter 59 of the feedback path, respectively. That is, errors between the two-phase current components Id and Iq and the current command values Idref and Iqref are calculated by the subtraction circuits 581 and 582. Thereafter, the PI control units 521 and 522 calculate signals indicating the duty of PWM control as command values Vd and Vq in the form of d component and q component, and the two-phase / three-phase coordinate conversion unit 53 performs d component and q component. To 3 phase components Va, Vb, and Vc. The inverter 55 is PWM-controlled based on the three-phase command values Va, Vb, and Vc, and an inverter current is supplied to the motor 56 to control the rotation of the motor 56.

なお、６１は車速センサ、６２は感応領域判定回路、６３は係数発生回路、６４は基本アシスト力計算回路、６５は戻し力計算回路、６６は電気角変換部、６７は角速度変換部、６８は非干渉制御補正値計算部である。 Note that 61 is a vehicle speed sensor, 62 is a sensitive area determination circuit, 63 is a coefficient generation circuit, 64 is a basic assist force calculation circuit, 65 is a return force calculation circuit, 66 is an electrical angle conversion unit, 67 is an angular velocity conversion unit, and 68 is It is a non-interference control correction value calculation unit.

上述のようなベクトル制御の場合、トルク指令値Ｔｒｅｆ及び電気角ω、回転角θに基づいて電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆが決定される。また、モータ５６のフィードバック電流Ｉｕ，Ｉｗが３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに変換された後、２相電流成分Ｉｄ，Ｉｑに変換され、その後、減算回路５８２及び５８１で２相電流成分Ｉｄ及びＩｑと、電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆとの誤差が演算され、その誤差がＰＩ制御による電流制御を実行することによってインバータ５５への指令値Ｖｄ、Ｖｑが求められる。そして、指令値Ｖｄ、Ｖｑが２相／３相座標変換部５３で再び３相の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに逆変換され、インバータ５５が制御されてモータ５６の駆動制御を行うようになっている。
米国特許第５６７７６０５号明細書特開２００１−１８８２２号公報Ｃ．Ｃ．Ｃｈａｎｅｔａｌ「ＮｏｖｅｌＰｅｒｍａｎｅｎｔＭａｇｎｅｔＭｏｔｏｒＤｒｉｖｅｓｆｏｒＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅｓ」ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｏｎＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＶｏｌ４３Ｎｏ．２Ａｐｒｉｌ１９９６ｐａｇｅ３３５Ｆｉｇ．５ In the case of the vector control as described above, the current command values Idref and Iqref are determined based on the torque command value Tref, the electrical angle ω, and the rotation angle θ. Further, the feedback currents Iu and Iw of the motor 56 are converted into the three-phase currents Iu, Iv and Iw, and then converted into the two-phase current components Id and Iq, and then the two-phase current components Id and An error between Iq and the current command values Idref and Iqref is calculated, and the error values execute current control by PI control, whereby command values Vd and Vq to the inverter 55 are obtained. Then, the command values Vd and Vq are again converted back to the three-phase command values Va, Vb and Vc by the two-phase / three-phase coordinate conversion unit 53, and the inverter 55 is controlled to control the drive of the motor 56. ing.
US Pat. No. 5,677,605 JP 2001-18822 A C. C. Chan et al "Novel Permanent Magnet Motors for Electric Vehicles" IEEE Transactions on Industrial Electronics Vol 43 No. 2 April 1996 page 335 FIG. 5

ところで、進角制御により発生するｄ軸成分及びｑ軸成分は、電流指令値Ｉｑｒｅｆを位相Φだけ進めるだけなので、ｄ軸のＩｑｒｅｆ×ｓｉｎΦとｑ軸のＩｑｒｅｆ×ｃｏｓΦが一定関係に縛られ、必ずしも量的なバランスが最適化されていないのである。その結果、高速回転時にモータ端子電圧が飽和し、電流指令値にモータ電流が追従できず、トルクリップルが大きくなったり、モータ騒音も大きくなる。このため、電動パワーステアリング装置としては、急速なハンドル操舵時に、ハンドルを通して異常な振動を感じたり、モータ騒音を引起こし運転手に不快感を与えるなどの不具合が生じる。 Incidentally, since the d-axis component and the q-axis component generated by the advance angle control only advance the current command value Iqref by the phase Φ, the d-axis Iqref × sinΦ and the q-axis Iqref × cosΦ are bound to a certain relationship, and are not necessarily limited. The quantitative balance is not optimized. As a result, the motor terminal voltage is saturated during high-speed rotation, the motor current cannot follow the current command value, torque ripple increases, and motor noise increases. For this reason, the electric power steering apparatus has problems such as feeling abnormal vibrations through the steering wheel during rapid steering of the steering wheel, causing motor noise and causing driver discomfort.

また、上述したようなベクトル制御の場合、モータ５６の検出電流やインバータ５５の出力は３相であり、フィードバック制御系は２相である。このように２相／３相座標変換部５３で再び２相から３相に逆変換することによって、モータ５６を駆動制御する必要があり、２相／３相変換及び３相／２相変換が混在しているために制御系全体が複雑になってしまう問題がある。 In the case of vector control as described above, the detected current of the motor 56 and the output of the inverter 55 are three-phase, and the feedback control system is two-phase. As described above, the 2-phase / 3-phase coordinate conversion unit 53 needs to perform drive control of the motor 56 again by performing the inverse conversion from the 2-phase to the 3-phase, and the 2-phase / 3-phase conversion and the 3-phase / 2-phase conversion are performed. There is a problem that the entire control system becomes complicated due to the mixture.

そして、モータ５６の制御は、制御系の線形性を維持することができれば制御応答性が良好になり、制御が容易で制御目標も達成しやすい。ところが、モータ５６の駆動制御には様々な非線形性の要因が含まれる。モータ駆動の非線形性を発生させる要因として、例えばインバータ制御のデッドタイムがある。即ち、インバータのスイッチング素子としてＦＥＴが使用されるが、ＦＥＴは理想的なスイッチング素子ではなく、上下アームにおける短絡を防止するために、上下アームのＦＥＴを共にオフ状態にする期間（デッドタイム）が設けられる。このようなデッドタイムを有するＦＥＴのスイッチングにより発生するモータ電流には、スイッチング過渡状態の非線形要素が含まれることになる。また、モータ電流を検出する検出素子や検出回路などにも非線形要素が含まれる。 The control of the motor 56 has good control responsiveness if the linearity of the control system can be maintained, the control is easy, and the control target is easily achieved. However, the drive control of the motor 56 includes various non-linear factors. As a factor that causes non-linearity of motor drive, for example, there is an inverter control dead time. That is, FETs are used as switching elements for inverters, but FETs are not ideal switching elements, and in order to prevent short circuits in the upper and lower arms, there is a period (dead time) during which both upper and lower arm FETs are turned off. Provided. The motor current generated by switching of the FET having such a dead time includes a non-linear element in a switching transient state. In addition, a non-linear element is included in a detection element or a detection circuit that detects a motor current.

このことは、例えばａ相電流Ｉａに発生する非線形要素が、フィードバック系の３相／２相座標変換部５９におけるｄ−ｑ変換によって、ｄ軸電流成分Ｉｄ及びｑ軸電流成分Ｉｑに含有されてしまう。そのため、電流成分Ｉｄ，Ｉｑに基づいて電流制御が行われ、ＰＩ制御部５２２及び５２１からインバータ５５への指令値Ｖｄ及びＶｑが算出され、更に２相／３相座標変換部５３でｄ相及びｑ相からａ相、ｂ相及びｃ相に逆変換され、３相の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが算出される。これにより、当初ａ相電流Ｉａに含まれていた非線形要素が、ｄ−ｑ変換によってインバータ５５の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに拡散され、ａ相だけでなく、ｂ相及びｃ相の指令値にも非線形要素が含まれてしまう。つまり、上記従来の制御方式の場合、モータを３相で駆動しているにも拘わらず、フィードバックの電流制御を２相で演算し、２相で決定された指令値Ｖｄ、Ｖｑを形式的に３相指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに変換して制御しているため、非線型要素が拡散してしまうのである。 This is because, for example, a non-linear element generated in the a-phase current Ia is included in the d-axis current component Id and the q-axis current component Iq by dq conversion in the three-phase / 2-phase coordinate conversion unit 59 of the feedback system. End up. Therefore, current control is performed based on the current components Id and Iq, the command values Vd and Vq from the PI control units 522 and 521 to the inverter 55 are calculated, and the two-phase / three-phase coordinate conversion unit 53 further controls the d phase and The q-phase is inversely converted to the a-phase, b-phase, and c-phase, and three-phase command values Va, Vb, and Vc are calculated. Thereby, the nonlinear element initially included in the a-phase current Ia is diffused to the command values Va, Vb, and Vc of the inverter 55 by dq conversion, so that not only the a-phase but also the command values of the b-phase and the c-phase. Also includes nonlinear elements. That is, in the case of the above conventional control method, although the motor is driven in three phases, the feedback current control is calculated in two phases, and the command values Vd and Vq determined in the two phases are formalized. Since the three-phase command values Va, Vb, and Vc are converted and controlled, the non-linear elements are diffused.

従って、上記従来のモータ制御によるとトルクリップルが大きく、モータの騒音も大きいという問題があった。また、このようなモータ制御を電動パワーステアリング装置に適用すると、ハンドル操作に追従して、正確かつ円滑にアシストすることができず、操舵時に振動を感じたり、騒音が大きくなるという問題が生じてしまう。 Therefore, the conventional motor control has a problem that the torque ripple is large and the noise of the motor is also large. In addition, when such motor control is applied to an electric power steering device, there is a problem that it is impossible to assist accurately and smoothly following the operation of the steering wheel, and vibrations are felt during steering or noise is increased. End up.

本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、モータ制御に含まれる非線形要素を各相に分離した状態で制御することにより、トルクリップルが小さく、騒音ノイズの小さいモータ及びその駆動制御装置を提供すると共に、このモータ及び駆動制御装置を電動パワーステアリング装置に採用し、操舵性能を向上させ、良好な操舵感を備えた電動パワーステアリング装置を提供することにある。 The present invention has been made under the circumstances as described above, and an object of the present invention is to control the nonlinear elements included in the motor control in a state where each phase is separated, thereby reducing torque ripple and noise noise. An object of the present invention is to provide a motor and a drive control device thereof, and to provide an electric power steering device that employs the motor and the drive control device in an electric power steering device to improve steering performance and have a good steering feeling.

更に本発明の目的は、モータの高速回転時にもモータ端子電圧が飽和せず、トルクリップルが小さく、モータ騒音も小さく、電動パワーステアリング装置にあってはハンドルの急速な操舵時にも、騒音も小さく、ハンドル操作が滑らかに追随できるモータ駆動制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。 Furthermore, the object of the present invention is that the motor terminal voltage does not saturate even during high-speed rotation of the motor, the torque ripple is small, the motor noise is small, and in the case of an electric power steering device, the noise is small even during rapid steering of the steering wheel. An object of the present invention is to provide a motor drive control device and an electric power steering device that can smoothly follow a steering operation.

本発明はモータに関し、本発明の上記目的は、モータの誘起電圧波形が矩形波若しくは擬似矩形波であり、前記矩形波若しくは擬似矩形波を周波数分析した際の次数波成分をｎ（＝２，３，４、…）とした場合、振幅成分の５％以上の次数波成分ｎを、Ｐを極数、ωを実回転数として

ｎ×Ｐ／２×ω≦電流制御の応答周波数の上限値

とすることにより達成される。 The present invention relates to a motor, and the object of the present invention is that the induced voltage waveform of the motor is a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave, and the order wave component when frequency analysis of the rectangular wave or the pseudo-rectangular wave is performed is n (= 2, , 4,...), The order wave component n of 5% or more of the amplitude component, P as the number of poles, and ω as the actual rotational speed

n × P / 2 × ω ≦ Current control response frequency upper limit value

Is achieved.

また、本発明は３以上の相を有するモータを制御するモータ駆動制御装置に関し、ベクトル制御を用いて前記モータの各相の相電流指令値を算出するベクトル制御相指令値算出部と、前記モータの各相のモータ相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記モータ相電流に基づいて前記モータの相電流を制御する電流制御部とを有することによって達成される。また、前記ベクトル制御相指令値算出部が、各相逆起電圧を算出する各相逆起電圧算出部と、前記各相逆起電圧から逆起電圧のｄ軸及びｑ軸成分である電圧ｅｄ及びｅｑを算出するｄ−ｑ電圧算出部と、前記電圧ｅｄ及びｅｑから電流指令値のｑ軸成分である電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部と、電流指令値のｄ軸成分である電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部と、前記電流指令値Ｉｑｒｅｆ，Ｉｄｒｅｆから各相の相電流指令値を算出する各相電流指令算出部とを有することによって達成される。また、前記モータが３相の場合、相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが、前記電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ及び前記モータの回転角度θｅに依存する定数によって算出されることによって達成される。 The present invention also relates to a motor drive control device that controls a motor having three or more phases, a vector control phase command value calculation unit that calculates a phase current command value of each phase of the motor using vector control, and the motor This is achieved by including a motor current detection circuit that detects a motor phase current of each of the phases and a current control unit that controls the phase current of the motor based on the phase current command value and the motor phase current. Further, the vector control phase command value calculating unit calculates each phase counter electromotive voltage, and a voltage ed that is a d-axis and q-axis component of the counter electromotive voltage from each phase counter-electromotive voltage. And a d-q voltage calculation unit that calculates eq, a q-axis command current calculation unit that calculates a current command value Iqref that is a q-axis component of the current command value from the voltages ed and eq, and a d-axis component of the current command value This is achieved by including a d-axis command current calculation unit that calculates a current command value Idref, and each phase current command calculation unit that calculates a phase current command value of each phase from the current command values Iqref and Idref. When the motor has three phases, the phase current command values Iavref, Ibvref, Icvref are calculated by constants depending on the current command values Idref, Iqref and the rotation angle θe of the motor.

本発明の上記目的は、前記電流制御回路が積分制御を含むことによって、或いは前記モータがブラシレスＤＣモータであることによって、或いは前記モータの電流が矩形波若しくは擬似矩形波であることによって、或いは前記モータ駆動制御装置が用いられる電動パワーステアリング装置によって、より効果的に達成される。 The object of the present invention is that the current control circuit includes integral control, or that the motor is a brushless DC motor, or that the current of the motor is a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave, or This can be achieved more effectively by the electric power steering device using the motor drive control device.

更に、本発明は、ベクトル制御を用いて算出された電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆに基づきモータの電流を制御するモータ駆動制御装置に関し、前記モータの検出された機械角速度ωｍが前記モータのベース角速度ωｂより高速である場合に、前記電流指令値Ｉｄｒｅｆが、前記モータのトルク指令値Ｔｒｅｆ、前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍにより算出されることによって達成される。 Furthermore, the present invention relates to a motor drive control device that controls a motor current based on current command values Idref and Iqref calculated using vector control, and the detected mechanical angular velocity ωm of the motor is a base angular velocity ωb of the motor. When the speed is higher, the current command value Idref is calculated by calculating the torque command value Tref of the motor, the base angular velocity ωb, and the mechanical angular velocity ωm.

本発明の上記目的は、前記電流指令値Ｉｄｒｅｆが前記トルク指令値Ｔｒｅｆ及びｓｉｎΦの関数で求められ、進角Φが前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍから導かれることによって、或いは前記トルク指令値Ｉｑｒｅｆがモータ出力方程式に前記トルク指令値Ｉｄｒｅｆを代入して算出されることによって、或いは前記ブラシレスＤＣモータのモータ電流が矩形波電流若しくは擬似矩形波電流であることによって、より効果的に達成される。 The object of the present invention is that the current command value Idref is obtained as a function of the torque command values Tref and sinΦ, and the advance angle Φ is derived from the base angular velocity ωb and the mechanical angular velocity ωm, or the torque command value Iqref is calculated more effectively by substituting the torque command value Idref into the motor output equation, or when the motor current of the brushless DC motor is a rectangular wave current or a pseudo-rectangular wave current. .

上述のように、本発明のモータによれば、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルが少なく、またモータ騒音が小さい効果があり、さらに、電動パワーステアリング装置にあっては、ハンドルの急速操舵にも滑らかに追随してハンドル操作に違和感がなく、騒音の少ない電動パワーステアリング装置を提供できる優れた効果がある。 As described above, according to the motor of the present invention, the motor terminal voltage is not saturated even when the motor rotates at high speed, torque ripple is reduced, and motor noise is reduced. Thus, there is an excellent effect that it is possible to provide an electric power steering apparatus that can smoothly follow the rapid steering of the steering wheel, does not feel strange in the steering wheel operation, and has low noise.

また、本発明に係る電動パワーステアリング装置によると、ベクトル制御を基に各相電流指令値を算出し、電流フィードバック制御は各相個別に制御するＰＶＣ制御を用いることにより、ブラシレスＤＣモータを小型で、トルクリップルが小さく、モータ騒音も小さくなるように制御できるモータ駆動制御装置を提供でき、ハンドル操作がスムーズで騒音の小さい電動パワーステアリング装置を提供できる。 Further, according to the electric power steering apparatus according to the present invention, the brushless DC motor can be reduced in size by calculating each phase current command value based on the vector control and using the PVC control in which the current feedback control is individually controlled for each phase. Further, it is possible to provide a motor drive control device capable of controlling the torque ripple to be small and the motor noise to be small, and to provide an electric power steering device having a smooth steering operation and low noise.

更に本発明のモータによれば、ｎ次高調波の周波数が電流制御の応答周波数の上限値以下となっているため、矩形波電流若しくは擬似矩形波電流又は矩形波電圧若しくは擬似矩形波電圧で駆動してもトルクリップルが小さく、小型で騒音の小さいものとなる。 Furthermore, according to the motor of the present invention, the frequency of the nth harmonic is less than or equal to the upper limit value of the response frequency of the current control. Therefore, the motor is driven with a rectangular wave current, a pseudo rectangular wave current, a rectangular wave voltage or a pseudo rectangular wave voltage. Even so, the torque ripple is small, and the size is small and the noise is low.

以下に、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

本例では３相ブラシレスＤＣモータについて説明するが、本発明はこれに限定されるものではなく、他のモータについても同様に本発明を適用することができる。 In this example, a three-phase brushless DC motor will be described, but the present invention is not limited to this, and the present invention can be similarly applied to other motors.

図４に示すように本発明に係る３相ブラシレスＤＣモータ１は、円筒形のハウジング２と、このハウジング２の軸心に沿って配設され、上下端部の軸受３ａ、３ｂにより回転自在に支持された回転軸４と、この回転軸４に固定されたモータ駆動用の永久磁石５と、この永久磁石５を包囲するようにハウジング２の内周面に固定され、かつ３相の励磁コイル６ａ、６ｂ及び６ｃが巻き付けられたステータ６とを具備し、回転軸４及び永久磁石５によってロータ７を構成している。このロータ７の回転軸４の一端近傍には、位相検出用のリング状永久磁石８が固定され、この永久磁石８は、周方向に等間隔で交互にＳ極とＮ極に着磁されている。 As shown in FIG. 4, a three-phase brushless DC motor 1 according to the present invention is disposed along a cylindrical housing 2 and an axis of the housing 2, and is rotatable by bearings 3a and 3b at upper and lower ends. A supported rotating shaft 4, a motor driving permanent magnet 5 fixed to the rotating shaft 4, and a three-phase excitation coil fixed to the inner peripheral surface of the housing 2 so as to surround the permanent magnet 5. 6a, 6b and 6c are wound around the stator 6, and the rotor 7 is constituted by the rotating shaft 4 and the permanent magnet 5. A ring-shaped permanent magnet 8 for phase detection is fixed near one end of the rotating shaft 4 of the rotor 7, and the permanent magnet 8 is alternately magnetized at S and N poles at equal intervals in the circumferential direction. Yes.

ハウジング２内の軸受３ｂが配設された側の端面には、ステ−９を介してリング状の薄板で成る支持基板１０が配設されている。この支持基板１０には、永久磁石８に対向するように、レゾルバやエンコーダなどのロータ位置検出器１１が固定されている。なお、ロータ位置検出器１１は図５に示すように、実際には励磁コイル６ａ〜６ｃの駆動タイミングに対応して周方向に適宜離間して複数設けられている。ここで、励磁コイル６ａ〜６ｃは、ロータ７の外周面を電気角で１２０度ずつ離隔して取り囲むように配設され、各励磁コイル６ａ〜６ｃのコイル抵抗は全て等しくなるようになっている。 On the end surface of the housing 2 on the side where the bearing 3b is disposed, a support substrate 10 made of a ring-shaped thin plate is disposed via a stage 9. A rotor position detector 11 such as a resolver or an encoder is fixed to the support substrate 10 so as to face the permanent magnet 8. As shown in FIG. 5, a plurality of rotor position detectors 11 are actually provided at appropriate intervals in the circumferential direction corresponding to the drive timing of the exciting coils 6a to 6c. Here, the exciting coils 6a to 6c are disposed so as to surround the outer peripheral surface of the rotor 7 with an electrical angle of 120 degrees apart, and the coil resistances of the exciting coils 6a to 6c are all equal. .

また、ロータ位置検出器１１は、対向する永久磁石８の磁極に応じて位置検出信号を出力するようになっている。ロータ位置検出器１１は、永久磁石８の磁極によって変化することを利用してロータ７の回転位置を検知するようになっている。この回転位置に応じて、後述するベクトル制御相電流指令値算出部２０が、３相励磁コイル６ａ〜６ｃに対して２相同時に通電しながら、励磁コイル６ａ〜６ｃを１相ずつ順次切り換える２相励磁方式によって、ロータ７を回転駆動させるようになっている。 The rotor position detector 11 outputs a position detection signal in accordance with the magnetic poles of the permanent magnets 8 facing each other. The rotor position detector 11 detects the rotational position of the rotor 7 by utilizing the change caused by the magnetic poles of the permanent magnet 8. In accordance with this rotational position, a vector control phase current command value calculation unit 20 (to be described later) sequentially switches the exciting coils 6a to 6c one by one while sequentially energizing two phases to the three-phase exciting coils 6a to 6c. The rotor 7 is rotationally driven by an excitation method.

そして、モータ１の駆動制御は、モータ電流として矩形波電流若しくは擬似矩形波電流又はモータ誘起電圧として矩形波電圧若しくは擬似矩形波電圧を用いて制御する。 The drive control of the motor 1 is controlled using a rectangular wave current or a pseudo rectangular wave current as the motor current, or a rectangular wave voltage or a pseudo rectangular wave voltage as the motor induced voltage.

ここで、矩形波電流若しくは擬似矩形波電流又は誘起電圧の矩形波電圧若しくは擬似矩形波電圧で制御するのは、正弦波電流又は正弦波電圧と比較すると、電流ピーク値又は電圧ピーク値が同じであれば、矩形波電流又は矩形波電圧の方が実効値が大きくなるため、大きな出力値（パワー）を得ることができるからである。その結果、同性能のモータを製作する場合、モータ電流として矩形波電流若しくは擬似矩形波電流又はモータ誘起電圧として矩形波電圧若しくは擬似矩形波電圧を用いた方が、モータの小型化を図れるという長所がある。その反面、矩形波電流若しくは擬似矩形波電流又は誘起電圧の矩形波電圧若しくは擬似矩形波電圧による制御は、正弦波電流又は正弦波電圧による制御に比べて、トルクリップルを小さくするのが困難であるという短所もある。 Here, the rectangular wave current or the pseudo-rectangular wave current or the induced voltage of the rectangular wave voltage or the pseudo-rectangular wave voltage is controlled by the same current peak value or voltage peak value as compared with the sine wave current or sine wave voltage. If so, the square wave current or the rectangular wave voltage has a larger effective value, so that a large output value (power) can be obtained. As a result, when a motor with the same performance is manufactured, it is possible to reduce the size of the motor by using a rectangular wave current or a pseudo rectangular wave current as the motor current or a rectangular wave voltage or a pseudo rectangular wave voltage as the motor induced voltage. There is. On the other hand, it is difficult to reduce the torque ripple in the control by the rectangular wave current or the pseudo rectangular wave current or the induced wave of the rectangular wave voltage or the pseudo rectangular wave voltage compared to the control by the sine wave current or the sine wave voltage. There are also disadvantages.

電流（Ｉｄ）制御によって制御されるモータ電流波形の一例を図６に示す。図６（Ａ）は、比較的モータ１が低速回転で電流（Ｉｄ）制御による弱め界磁制御が無い場合（Ｉｄｒｅｆ＝０）のモータ電流波形を示し、図６（Ｂ）はモータ１が高速回転で電流（Ｉｄ）制御による弱め界磁制御が有る場合のモータ電流波形を示している。図６（Ａ）はモータ電流波形であり、これに対応する誘起電圧の波形は図７（Ａ）に示すような矩形（台形）波となっている。図７（Ａ）の誘起電圧の波形に対して、Ｉｄ＝０のときの実際の電流波形は図７（Ｂ）（図６（Ａ）に対応）になり、Ｉｄ＝１０[Ａ]のときの実際の電流波形は図７（Ｃ）（図６（Ｂ）に対応）になる。本発明で意味する矩形波電流又は矩形波電圧とは、な完全な矩形波（台形波）とは異なり、図６（Ａ）又は図７（Ｂ）のような凹部や図６（Ｂ）又は図７（Ｃ）のようなピークを持った波形、或いは図７（Ａ）のような電流波形（擬似矩形波電流）又は電圧波形（擬似矩形波電圧）を含むものである。 An example of a motor current waveform controlled by current (Id) control is shown in FIG. FIG. 6A shows a motor current waveform when the motor 1 is rotating at a relatively low speed and there is no field-weakening control by the current (Id) control (Idref = 0), and FIG. 6B shows a motor 1 rotating at a high speed. The motor current waveform when there is field weakening control by current (Id) control is shown. FIG. 6A shows a motor current waveform, and the waveform of the induced voltage corresponding to the motor current waveform is a rectangular (trapezoidal) wave as shown in FIG. With respect to the induced voltage waveform of FIG. 7A, the actual current waveform when Id = 0 is FIG. 7B (corresponding to FIG. 6A), and when Id = 10 [A]. The actual current waveform is as shown in FIG. 7C (corresponding to FIG. 6B). The rectangular wave current or the rectangular wave voltage as used in the present invention is different from a complete rectangular wave (trapezoidal wave), as shown in FIG. 6 (A) or FIG. It includes a waveform having a peak as shown in FIG. 7C, or a current waveform (pseudo rectangular wave current) or a voltage waveform (pseudo rectangular wave voltage) as shown in FIG.

本発明に係るモータはｎ（＝２，３，４，…）次高調波の電流又は電圧で駆動され、ｎ次高調波の周波数が電流制御の応答周波数の上限値（例えば１０００Ｈｚ）以下となっている。即ち、モータの誘起電圧波形が矩形波若しくは擬似矩形波であり、矩形波若しくは擬似矩形波を周波数分析した際の次数波成分をｎ（＝２，３，４，…）とした場合、振幅成分の５％以上の次数波成分ｎが、下記数３で表わされる、
（数３）
ｎ×Ｐ／２×ω≦電流制御の応答周波数の上限値
Ｐは極数、ωは実回転数である。

この場合、角度センサを設け、少なくとも矩形波又は擬似矩形波の誘起電圧波形の関数で電流波形を与えるようにする。モータ相関の電気的時定数を制御周期以上としても良く、角度推定手段を設け、この角度推定手段からの推定角度でモータ電流波形を与えるようにしても良い。 The motor according to the present invention is driven by the current or voltage of the n (= 2, 3, 4,...) Harmonic, and the frequency of the n harmonic is below the upper limit value (eg, 1000 Hz) of the response frequency of the current control. ing. That is, when the induced voltage waveform of the motor is a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave, and the order wave component when the frequency analysis of the rectangular wave or the pseudo-rectangular wave is performed is n (= 2, 3, 4,...), The amplitude component The order wave component n of 5% or more of
(Equation 3)
n × P / 2 × ω ≦ Current control response frequency upper limit P is the number of poles, and ω is the actual rotational speed.

In this case, an angle sensor is provided, and a current waveform is given as a function of an induced voltage waveform of at least a rectangular wave or a pseudo rectangular wave. The electrical time constant of the motor correlation may be equal to or greater than the control period, and angle estimation means may be provided, and the motor current waveform may be given at the estimated angle from this angle estimation means.

振幅成分の５％以上の次数波成分ｎに対して、上記数３で設定する理由は下記による。電流指令値に電流制御部で応答できない次数波成分ｎが乗ると、モータのトルクリップルとして現れる。モータのトルクリップルが１０％以内であれば、トルク制御系でハンドルに感じないようにすることは知られている（例えば特許第３２９８００６号）。従って、電流値（トルク）で１０％以下になるように、逆起電圧の高次数波成分を決めることができる。逆起電圧と電流に含まれる高次数波成分の関係は、ベクトル制御（又は擬似ベクトル制御）の態様によって一意には求められないが、実験的に振幅成分の５％以下であれば電流値（トルク）で１０％以下になることが知見された。 The reason why the number 3 is set for the order wave component n of 5% or more of the amplitude component is as follows. When the current wave command value is multiplied by the order wave component n which cannot be responded by the current controller, it appears as a torque ripple of the motor. It is known that if the torque ripple of the motor is within 10%, the torque control system does not feel the steering wheel (for example, Japanese Patent No. 3298006). Therefore, the high-order wave component of the back electromotive voltage can be determined so that the current value (torque) is 10% or less. The relationship between the back-EMF voltage and the higher-order wave component included in the current is not uniquely determined by the mode of vector control (or pseudo-vector control), but if it is experimentally 5% or less of the amplitude component, the current value ( It was found that the torque was 10% or less.

また、電動パワーステアリングでは通常２０ＫＨｚのＰＷＭ制御を行っているが、２０ＫＨｚより低周波になるとモータ騒音が問題になり、２０ＫＨｚより高周波になると電磁放射ノイズや発熱の問題が生じる。これは駆動手段としてのＦＥＴの性能に左右され、２０ＫＨｚのＰＷＭ制御では１／２０の１０００Ｈｚが電流制御の応答周波数の上限値となり、４０ＫＨｚのＰＷＭ制御では１／２０の２０００Ｈｚが電流制御の応答周波数の上限値となる。 Moreover, although electric power steering normally performs PWM control at 20 KHz, motor noise becomes a problem at frequencies lower than 20 KHz, and electromagnetic radiation noise and heat generation problems occur at frequencies higher than 20 KHz. This depends on the performance of the FET as the driving means. In 20 KHz PWM control, 1/20 of 1000 Hz is the upper limit of the current control response frequency, and in 40 KHz PWM control, 1/20 of 2000 Hz is the current control response frequency. Is the upper limit value.

このような特性のモータ（極数Ｐ）に対して、本発明では図８に示すようなモータ駆動制御装置を構成する。即ち、本発明のモータ駆動制御装置はベクトル制御相電流指令値算出部２０と、ベクトル制御相電流指令値算出部２０からの電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆと、電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３からのモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとに基づいて各相電流誤差を求める減算回路２０−１，２０−２，２０−３と、比例積分制御を行うＰＩ制御部２１とを備え、ＰＷＭ制御部３０のＰＷＭ制御によってインバータ３１からモータ１に各相指令電流が供給され、モータ１の回転駆動を制御するようになっている。破線で示す領域Ａは電流制御部を構成している。 In the present invention, a motor drive control device as shown in FIG. 8 is configured for the motor having such characteristics (the number of poles P). That is, the motor drive control device of the present invention includes a vector control phase current command value calculation unit 20, current command values Iavref, Ibvref, Icvref from the vector control phase current command value calculation unit 20, and current detection circuits 32-1 and 32. Subtraction circuits 20-1, 20-2, 20-3 for obtaining respective phase current errors based on motor phase currents Ia, Ib, Ic from -2, 32-3, and PI control unit 21 for performing proportional integral control Each phase command current is supplied from the inverter 31 to the motor 1 by the PWM control of the PWM control unit 30 to control the rotational drive of the motor 1. A region A indicated by a broken line constitutes a current control unit.

本実施例ではベクトル制御相指令値算出回路２０において、ベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御ｄ、ｑ成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各相電流指令値に変換すると共に、フィードバック制御部でｄ、ｑ制御ではなく、全て相制御で閉じるような構成にしている。よって、電流指令値を算出する段階ではベクトル制御の理論を利用しているので、本制御方式を擬似ベクトル制御（ＰｓｅｕｄｏＶｅｃｔｏｒＣｏｎｔｒｏｌ。以下、「ＰＶＣ制御」とする。）と呼ぶ。 In the present embodiment, the vector control phase command value calculation circuit 20 determines the current command values of the vector control d and q components using the excellent characteristics of the vector control, and then converts the current command values into the respective phase current command values. In addition to the conversion, the feedback control unit is configured to close all with phase control, not d and q control. Therefore, since the theory of vector control is used at the stage of calculating the current command value, this control method is called pseudo vector control (hereinafter referred to as “PVC control”).

なお、本実施例の電流制御部Ａは、モータ１の各相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとから各相電流誤差を求める減算回路２０−１，２０−２，２０−３と、その各相電流誤差を入力とするＰＩ制御部２１とで構成されている。また、インバータ３１とモータ１との間に、モータ電流検出回路として電流検出回路３２−１、３２−２、３２−３が配され、電流検出回路３２−１、３２−２、３２−３で検出したモータの各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを減算回路２０−１、２０−２、２０−３に供給するフィードバック回路Ｂが形成されている。 The current control unit A according to the present embodiment includes subtraction circuits 20-1 and 20- that obtain respective phase current errors from the respective phase current command values Iavref, Ibvref, and Icvref of the motor 1 and the motor phase currents Ia, Ib, and Ic. 2 and 20-3, and a PI control unit 21 to which each phase current error is input. Further, between the inverter 31 and the motor 1, current detection circuits 32-1, 32-2, and 32-3 are arranged as motor current detection circuits, and the current detection circuits 32-1, 32-2, and 32-3 A feedback circuit B for supplying the detected motor phase currents Ia, Ib, and Ic to the subtraction circuits 20-1, 20-2, and 20-3 is formed.

また、ベクトル制御相電流指令値算出部２０は、各相逆起電圧算出部としての換算部１０１と、ｄ軸及びｑ軸電圧算出部としての３相／２相変換部１０２と、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部１０３と、各相電流指令算出部としての２相／３相変換部１０４と、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部１０５と、トルク指令値Ｔｒｅｆからモータのベース角速度ωｂを換算する換算部１０６とを備え、レゾルバなどのロータ位置検出器１１によって検出されたロータ７の回転角度θｅと、回転角度θｅを微分回路２４で算出した電気角速度ωｅとで成るロータ位置検出信号と、図示しないトルクセンサで検出されたトルクに基づいて決定されたトルク指令値Ｔｒｅｆとを受け、ベクトル制御による相指令値信号を算出するようになっている。ロータ位置検出器１１は角度センサとしての機能を有しており、角度推定手段に置き換えることも可能である。 The vector control phase current command value calculation unit 20 includes a conversion unit 101 as each phase back electromotive voltage calculation unit, a three-phase / two-phase conversion unit 102 as a d-axis and q-axis voltage calculation unit, and a q-axis Q-axis command current calculation unit 103 for calculating current command value Iqref, 2-phase / 3-phase conversion unit 104 as each phase current command calculation unit, and d-axis command current calculation unit for calculating d-axis current command value Idref 105 and a conversion unit 106 that converts the motor base angular velocity ωb from the torque command value Tref, and the rotation circuit θe and the rotation angle θe of the rotor 7 detected by the rotor position detector 11 such as a resolver are differentiated. By the vector control by receiving the rotor position detection signal composed of the electrical angular velocity ωe calculated in step S3 and the torque command value Tref determined based on the torque detected by a torque sensor (not shown). And calculates the command value signal. The rotor position detector 11 has a function as an angle sensor, and can be replaced with an angle estimation means.

トルク指令値Ｔｒｅｆはｑ軸指令電流算出部１０３、換算部１０６及びｄ軸指令電流算出部１０５に入力され、回転角度θｅは換算部１０１、３相／２相変換部１０２及び２相／３相変換部１０４に入力され、電気角速度ωｅは換算部１０１、ｑ軸指令電流算出部１０３及びｄ軸指令電流算出部１０５に入力される。 The torque command value Tref is input to the q-axis command current calculation unit 103, the conversion unit 106, and the d-axis command current calculation unit 105, and the rotation angle θe is converted into the conversion unit 101, the 3-phase / 2-phase conversion unit 102, and the 2-phase / 3-phase. The electrical angular velocity ωe is input to the conversion unit 104, and is input to the conversion unit 101, the q-axis command current calculation unit 103, and the d-axis command current calculation unit 105.

このようなＰＶＣ制御を用いたモータ駆動制御装置の構成において、モータ１の駆動制御は以下のように行われる。 In the configuration of the motor drive control device using such PVC control, the drive control of the motor 1 is performed as follows.

先ず、ベクトル制御相電流指令値算出部２０でロータ７の回転角度θｅ及び電気角速度ωｅを換算部１０１に入力し、換算部１０１に格納されている換算表に基づいて各相の逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃが算出される。逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃはｎ次高調波の矩形波若しくは擬似矩形波であり、ｎ次高調波の周波数はモータの電気角速度にｎを乗じたものである。モータの電気角速度は、モータの実速度をωとすると、Ｐ／２×ωで表わされる。次に、逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃはｄ−ｑ電圧算出部としての３相／２相変換部１０２で、下記数４及び数５に基づいて、ｄ軸及びｑ軸成分の電圧ｅｄ及びｅｑに変換される。 First, the vector control phase current command value calculation unit 20 inputs the rotation angle θe and the electrical angular velocity ωe of the rotor 7 to the conversion unit 101, and the back electromotive force ea of each phase based on the conversion table stored in the conversion unit 101. , Eb, ec are calculated. The counter electromotive voltages ea, eb, and ec are n-order harmonic rectangular waves or pseudo-rectangular waves, and the frequency of the n-order harmonic is obtained by multiplying the electric angular velocity of the motor by n. The electrical angular velocity of the motor is expressed by P / 2 × ω where ω is the actual motor speed. Next, the back electromotive voltages ea, eb, and ec are the three-phase / two-phase conversion unit 102 as the dq voltage calculation unit. converted to eq.

次に、本発明の重要なポイントであるｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆの算出方法について説明する。

Next, a method for calculating the d-axis current command value Idref, which is an important point of the present invention, will be described.

ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆは、換算部１０６からのベース角速度ωｂ、微分回路２４からの電気角速度ωｅ、トルクセンサからのトルク指令値Ｔｒｅｆを入力としてｄ軸指令電流算出部１０５で下記数６に従って算出される。ただし、Ｋｔはトルク係数、ωｂはモータのベース角速度で、ベース角速度ωｂはトルク指令値Ｔｒｅｆを入力として換算部１０６で求めている。
（数６）
Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｔｒｅｆ／Ｋｔ｜・ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））

上記数６のａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）の項に関し、モータの回転速度が高速回転でない場合、つまりモータ１の機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより低速時の場合は、ωｍ＜ωｂとなるのでａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）＝０となり、よってＩｄｒｅｆ＝０となる。しかし、高速回転時、つまり機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になると、電流指令値Ｉｄｒｅｆの値が現れて、弱め界磁制御を始める。数６に表わされるように、電流指令値Ｉｄｒｅｆはモータ１の回転速度によって変化するため、高速度回転時の制御をつなぎめなく円滑に行うことが可能であるという優れた効果がある。 The d-axis current command value Idref is calculated by the d-axis command current calculation unit 105 according to the following equation 6 with the base angular velocity ωb from the conversion unit 106, the electrical angular velocity ωe from the differentiation circuit 24, and the torque command value Tref from the torque sensor as inputs. Is done. However, Kt is a torque coefficient, ωb is the base angular velocity of the motor, and the base angular velocity ωb is obtained by the conversion unit 106 with the torque command value Tref as an input.
(Equation 6)
Idref = − | Tref / Kt | · sin (acos (ωb / ωm))

With regard to the term of acos (ωb / ωm) in the above equation 6, when the motor rotational speed is not high speed, that is, when the mechanical angular speed ωm of the motor 1 is lower than the base angular speed ωb, ωm <ωb. ωb / ωm) = 0, and therefore Idref = 0. However, during high-speed rotation, that is, when the mechanical angular velocity ωm becomes higher than the base angular velocity ωb, the value of the current command value Idref appears and field weakening control is started. As expressed by Equation 6, since the current command value Idref varies depending on the rotation speed of the motor 1, there is an excellent effect that the control during high-speed rotation can be performed smoothly without stitching.

また、別の効果として、モータ端子電圧の飽和の問題に関しても効果がある。モータの相電圧Ｖは、一般的に
（数７）
Ｖ＝Ｅ＋Ｒ・Ｉ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）

で表わされる。ここで、Ｅは逆起電圧、Ｒは固定抵抗、Ｌはインダクタンスであり、逆起電圧Ｅはモータが高速回転になるほど大きくなり、バッテリ電圧などの電源電圧は固定であるから、モータの制御に利用できる電圧範囲が狭くなる。この電圧飽和に達する角速度がベース角速度ωｂで、電圧飽和が生じるとＰＷＭ制御のデューティ比が１００％に達し、それ以上は電流指令値に追随できなくり、その結果トルクリップルが大きくなる。 Another effect is that the motor terminal voltage saturation problem is also effective. The phase voltage V of the motor is generally (Equation 7)
V = E + R · I + L (di / dt)

It is represented by Here, E is a counter electromotive voltage, R is a fixed resistor, L is an inductance, and the counter electromotive voltage E increases as the motor rotates at a high speed, and the power source voltage such as the battery voltage is fixed. The available voltage range is narrowed. The angular velocity at which this voltage saturation is reached is the base angular velocity ωb, and when voltage saturation occurs, the duty ratio of PWM control reaches 100%, and beyond this, the current command value cannot be followed, resulting in an increase in torque ripple.

しかし、数６で表わされる電流指令値Ｉｄｒｅｆは極性が負であり、上記数６のＬ（ｄｉ／ｄｔ）に関する電流指令値Ｉｄｒｅｆの誘起電圧成分は、逆起電圧Ｅと極性が反対となる。よって、高速回転になるほど値が大きくなる逆起電圧Ｅを、電流指令値Ｉｄｒｅｆによって誘起される電圧で減じる効果を示す。その結果、モータ１が高速回転になっても、電流指令値Ｉｄｒｅｆの効果によってモータを制御できる電圧範囲が広くなる。つまり、電流指令値Ｉｄｒｅｆの制御による弱め界磁制御によってモータの制御電圧は飽和せず、制御できる範囲が広くなり、モータの高速回転時にもトルクリップルが大きくなることを防止できる効果がある。 However, the polarity of the current command value Idref expressed by Equation 6 is negative, and the polarity of the induced voltage component of the current command value Idref related to L (di / dt) in Equation 6 is opposite to that of the counter electromotive voltage E. Therefore, an effect is shown in which the counter electromotive voltage E, the value of which increases as the rotation speed increases, is reduced by the voltage induced by the current command value Idref. As a result, even if the motor 1 rotates at a high speed, the voltage range in which the motor can be controlled by the effect of the current command value Idref is widened. That is, the field-weakening control by controlling the current command value Idref does not saturate the control voltage of the motor, and the controllable range is widened, so that an increase in torque ripple can be prevented even during high-speed rotation of the motor.

上述の電流指令値Ｉｄｒｅｆの算出に関する回路系のブロック構成が図９である。図９において、トルク指令値Ｔｒｅｆは換算部１０６及びトルク係数部１０５ｄに入力され、モータの電気角速度ωｅは機械角算出部１０５ａに入力される。機械角算出部１０５ａはモータの電気角速度ωｅからモータの機械角速度ωｍ（＝ωｅ／Ｐ）を算出し、ａｃｏｓ算出部１０５ｂに入力する。また、換算部１０６は、トルク指令値Ｔｒｅｆをベース角速度ωｂに換算してａｃｏｓ算出部１０５ｂに入力し、トルク係数部１０５ｄはトルク指令値Ｔｒｅｆを係数ｌｑｂ（＝Ｔｒｅｆ／Ｋｔ）に換算して絶対値部１０５ｅに入力する。ａｃｏｓ算出部１０５ｂは入力された機械角速度ωｍ及びベース角速度ωｂを基に、進角Φ＝ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）を算出してｓｉｎ算出部１０５ｃに入力する。ｓｉｎ算出部１０５ｃは、入力された進角ΦからｓｉｎΦを求めて−１倍する乗算器１０５ｆに入力し、乗算器１０５ｆはｓｉｎ算出部１０５ｃからの進角Φと、絶対値部１０５ｅからの絶対値｜Ｉｑｂ｜とを乗算して−１倍して電流指令値Ｉｄｒｅｆを求める。下記数８によって電流指令値Ｉｄｒｅｆが求められ、これがｄ軸指令電流算出部１０５の出力となる。
（数８）
Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｉｑｂ｜×ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））

上記数８に従って算出された電流指令値Ｉｄｒｅｆは、ｑ軸指令電流算出部１０３及び２相／３相変換部１０４に入力される。 FIG. 9 shows a block configuration of a circuit system related to the calculation of the current command value Idref. In FIG. 9, the torque command value Tref is input to the conversion unit 106 and the torque coefficient unit 105d, and the electric angular velocity ωe of the motor is input to the mechanical angle calculation unit 105a. The mechanical angle calculation unit 105a calculates the mechanical angular velocity ωm (= ωe / P) of the motor from the electrical angular velocity ωe of the motor and inputs it to the acos calculation unit 105b. The conversion unit 106 converts the torque command value Tref into the base angular velocity ωb and inputs it to the acos calculation unit 105b. The torque coefficient unit 105d converts the torque command value Tref into a coefficient lqb (= Tref / Kt) and is absolute. Input to the value part 105e. The acos calculation unit 105b calculates an advance angle Φ = acos (ωb / ωm) based on the input mechanical angular velocity ωm and the base angular velocity ωb, and inputs it to the sin calculation unit 105c. The sin calculation unit 105c calculates sin Φ from the input advance angle Φ and inputs it to the multiplier 105f that multiplies by −1. The multiplier 105f outputs the advance angle Φ from the sin calculation unit 105c and the absolute value from the absolute value unit 105e. The value | Iqb | is multiplied and multiplied by −1 to obtain a current command value Idref. The current command value Idref is obtained by the following formula 8, and this is the output of the d-axis command current calculation unit 105.
(Equation 8)
Idref = − | Iqb | × sin (acos (ωb / ωm))

The current command value Idref calculated according to Equation 8 is input to the q-axis command current calculation unit 103 and the 2-phase / 3-phase conversion unit 104.

一方、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｒｅｆはｑ軸指令電流算出部１０３において、２相電圧ｅｄ及びｅｑ、電気角速度ωｅ（＝ωｍ×Ｐ）、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆを基に下記数９及び数１０で示すモータ出力方程式に基づいて算出される。即ち、モータ出力方程式は
（数９）
Ｔｒｅｆ×ωｍ＝３／２（ｅｄ×Ｉｄ＋ｅｑ×Ｉｑ）

である。従って、この数９にＩｄ＝Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑ＝Ｉｑｒｅｆを代入すると
（数１０）
Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ωｍ−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑ

となる。また、電流指令値Ｉｄｒｅｆには数８で算出した値を代入すれば良い。 On the other hand, the q-axis current command value Iqref is calculated by the q-axis command current calculation unit 103 based on the two-phase voltages ed and eq, the electrical angular velocity ωe (= ωm × P), and the d-axis current command value Idref, It is calculated based on the motor output equation shown in Equation 10. That is, the motor output equation is (Equation 9)
Tref × ωm = 3/2 (ed × Id + eq × Iq)

It is. Therefore, if Id = Idref and Iq = Iqref are substituted into this equation 9, (Equation 10)
Iqref = 2/3 (Tref × ωm-ed × Idref) / eq

It becomes. Moreover, what is necessary is just to substitute the value calculated by several 8 to the electric current command value Idref.

数１０で示されるように、電流指令値Ｉｑｒｅｆは、モータの出力は電力に相当するというモータの出力方程式から導びかれているため、電流指令値Ｉｑｒｅｆを容易に演算することができる。また、必要な指令トルクＴｒｅｆを得るための電流指令値Ｉｄｒｅｆとバランスのとれた最適な電流指令値Ｉｑｒｅｆを演算することができる。従って、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。 As shown in Equation 10, since the current command value Iqref is derived from the motor output equation that the output of the motor corresponds to electric power, the current command value Iqref can be easily calculated. Further, it is possible to calculate the current command value Idref for obtaining the required command torque Tref and the optimal current command value Iqref balanced. Therefore, even when the motor rotates at high speed, the terminal voltage of the motor does not saturate, and control to minimize torque ripple is possible.

以上説明したような本発明の電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆの関係を図示すると、図１０（Ａ）のようになる。図１０（Ｂ）は従来の進角制御方式の場合の関係を示している。 The relationship between the current command values Idref and Iqref of the present invention as described above is illustrated in FIG. FIG. 10B shows the relationship in the case of the conventional advance angle control method.

電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆは各相電流指令値算出部としての２相／３相変換部１０４に入力され、各相の電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆに変換される。即ち、数１２及び数１３のように表わされる。ここで、添え字は、例えば電流指令値Ｉａｖｒｅｆの“ａｖｒｅｆ”は、ベクトル制御によって決定されたａ相の電流指令値を表わしている。なお、行列式Ｃ２は数１３に示すように、モータの回転角度θｅによって決定される定数である。 The current command values Idref and Iqref are input to a two-phase / three-phase conversion unit 104 as each phase current command value calculation unit, and converted into current command values Iavref, Ibvref, and Icvref for each phase. That is, they are expressed as Equation 12 and Equation 13. Here, the subscript, for example, “avref” of the current command value Iavref represents the a-phase current command value determined by the vector control. The determinant C2 is a constant determined by the rotation angle θe of the motor as shown in Equation 13.

従来は電流指令値Ｉｑｒｅｆと進角Φを用いて、図１の２相／３相変換部１０９で電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを算出していたが、本発明では上述したように電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆを入力として２相／３相変換部１０４で電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを算出している。そして、電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３で検出されたモータの各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと、電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとを減算回路２０−１，２０−２，２０−３で減算して各々の誤差を算出する。次に、各相電流の誤差をＰＩ制御部２１で制御してインバータ３１の指令値、即ちＰＷＭ制御部３０のデューティを表わす電圧値ｖａ，ｖｂ，ｖｃを算出し、その電圧値ｖａ，ｖｂ，ｖｃに基づいてＰＷＭ制御部３０がインバータ３１をＰＷＭ制御することによりモータ１は駆動され、所望のトルクが発生する。

Conventionally, the current command values Iavref, Ibvref, and Icvref are calculated by the two-phase / three-phase conversion unit 109 of FIG. 1 using the current command value Iqref and the advance angle Φ. The current command values Iavref, Ibvref, and Icvref are calculated by the two-phase / three-phase converter 104 by using the values Idref and Iqref as inputs. Then, the motor phase currents Ia, Ib, and Ic detected by the current detection circuits 32-1, 32-2, and 32-3 and the current command values Iavref, Ibvref, and Icvref are subtracted from the subtraction circuits 20-1, 20-. Subtract 2,20-3 to calculate each error. Next, an error of each phase current is controlled by the PI control unit 21 to calculate a command value of the inverter 31, that is, a voltage value va, vb, vc representing a duty of the PWM control unit 30, and the voltage value va, vb, The PWM control unit 30 performs PWM control of the inverter 31 based on vc, whereby the motor 1 is driven and a desired torque is generated.

以上説明したように、本発明のモータ及びその駆動制御装置は、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。このため、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合、急速ハンドル操舵が滑らかに実行可能となり、運転手にハンドルの振動などの違和感を与えないという優れた効果がある。 As described above, the motor of the present invention and its drive control device do not saturate the motor terminal voltage even during high-speed rotation of the motor, and can control to minimize torque ripple. For this reason, when the present invention is applied to an electric power steering apparatus, rapid steering can be performed smoothly, and there is an excellent effect that the driver does not feel discomfort such as vibration of the steering wheel.

本発明は、従来技術のｄ、ｑ制御によるフィードバック制御と異なり、フィードバック制御が各相制御のみで実行されている点で全く異なる。この結果、従来技術では、ａ相で発生した非線形要素が、従来のｄ、ｑ制御によるフィードバック制御を実行する過程で、ｂ，ｃ各相まで分散して正しく補正制御できなくなる問題があったが、本発明ではａ相の非線形要素はａ相のみでフィードバック制御され、ｂ相、ｃ相には分散されないので、正しく補正制御できる。 The present invention is completely different from the conventional feedback control by d and q control in that the feedback control is executed only by each phase control. As a result, the conventional technique has a problem that the nonlinear element generated in the a phase is distributed to the b and c phases in the process of executing the feedback control by the conventional d and q control and cannot be corrected correctly. In the present invention, the a-phase nonlinear element is feedback-controlled only in the a-phase and is not dispersed in the b-phase and c-phase, so that correct correction control can be performed.

このようなＰＶＣ制御を使用することにより、制御に含まれる非線形要素を各相に分離した状態でモータを制御でき、その結果トルクリップルの少ない、騒音が小さいモータ制御が可能になる。このため、電動パワーステアリング装置に適用した場合には、駐車時や緊急操舵においても騒音が小さく、スムーズで振動の少ないハンドル操作が可能になる。 By using such PVC control, it is possible to control the motor in a state where the nonlinear elements included in the control are separated into the respective phases, and as a result, it is possible to perform motor control with less torque ripple and less noise. For this reason, when applied to an electric power steering apparatus, the steering operation can be performed smoothly and with little vibration even when parked or during emergency steering with low noise.

なお、上記実施例では相電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを用いたが、線間電圧ｅａｂ，ｅｂｃ，ｅｃａなどに換算して制御しても同じ効果が得られる。 In the above embodiment, the phase voltages ea, eb, ec are used. However, the same effect can be obtained by controlling the line voltages eab, ebc, eca.

本発明によれば、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルが少なく、モータ騒音が小さいので、電動パワーステアリング装置に適用すれば、ハンドルの急速操舵にも滑らかに追随してハンドル操作に違和感がなく、騒音の少ない電動パワーステアリング装置を提供できる。 According to the present invention, the motor terminal voltage does not saturate even when the motor rotates at high speed, torque ripple is small, and motor noise is low. Thus, it is possible to provide an electric power steering device that does not feel strange in the operation of the steering wheel and that generates less noise.

従来の進角制御を基にした制御ブロック図である。It is a control block diagram based on conventional advance angle control. 弱め界磁制御を用いない場合の限界角速度であるベース角速度を示す図である。It is a figure which shows the base angular velocity which is a limit angular velocity when not using field-weakening control. 従来のベクトル制御の制御方式を示す制御ブロック図である。It is a control block diagram which shows the control system of the conventional vector control. 本発明の制御対象であるブラシレスＤＣモータの一例を示す断面構造図である。1 is a cross-sectional structure diagram illustrating an example of a brushless DC motor that is a control target of the present invention. ロータ位置検出の原理を示す図である。It is a figure which shows the principle of rotor position detection. 台形波電流（電圧）の定義の説明に関する図である。It is a figure regarding explanation of a definition of trapezoid wave current (voltage). 誘起電圧波形（矩形波）の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of an induced voltage waveform (rectangular wave). 本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御系の一例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows an example of the control system of the brushless DC motor which concerns on this invention. 本発明の弱め界磁制御に係る電流指令値Ｉｄｒｅｆ算出の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the electric current command value Idref calculation concerning the field weakening control of this invention. 本発明の制御方式と従来の進角制御方式による電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆのベクトル関係を示す図である。It is a figure which shows the vector relationship of the electric current command values Idref and Iqref by the control system of this invention, and the conventional advance angle control system.

符号の説明Explanation of symbols

１モータ
２ハウジング
３軸受
４回転軸
５永久磁石
６ステータ
７ロータ
８リング状永久磁石
９ステー
１０支持基板
１１ロータ位置検出器
２０ベクトル相指令値算出部
２０−１，２０−２，２０−３減算回路
２１ＰＩ制御部
２４微分回路
３０ＰＷＭ制御部
３１インバータ
３２−１，３２−２，３２−３電流検出器
１００電流指令値算出部
１０１、１０６換算部
１０２３相／２相変換部
１０３ｑ軸指令電流算出部
１０４２相／３相変換部
１０５ｄ軸指令電流算出部
１０５ａ機械角算出部
１０５ｂａｃｏｓ算出部
１０５ｃｓｉｎ算出部
１０５ｄトルク係数部
１０５ｅ絶対値部
１０５ｆ乗算器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Motor 2 Housing 3 Bearing 4 Rotating shaft 5 Permanent magnet 6 Stator 7 Rotor 8 Ring-shaped permanent magnet 9 Stay 10 Support board 11 Rotor position detector 20 Vector phase command value calculation unit 20-1, 20-2, 20-3 Subtraction Circuit 21 PI control unit 24 Differentiation circuit 30 PWM control unit 31 Inverters 32-1, 32-2, 32-3 Current detector 100 Current command value calculation unit 101, 106 Conversion unit 102 3-phase / 2-phase conversion unit 103 q-axis Command current calculation unit 104 2-phase / 3-phase conversion unit 105 d-axis command current calculation unit 105a mechanical angle calculation unit 105b acos calculation unit 105c sin calculation unit 105d torque coefficient unit 105e absolute value unit 105f multiplier

本発明は３以上の相を有するモータを制御するモータ駆動制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記モータの回転角度、逆起電圧及び前記モータへのトルク指令値に基づいて前記逆起電圧の高調波成分によるトルクリップルを抑制する前記モータへの電流指令値を算出する電流指令値算出部と、前記電流指令値に基づいて前記モータの電流を制御する電流制御部とを設けることによって達成される。 The present invention relates to a motor drive control device that controls a motor having three or more phases, and the object of the present invention is to provide the counter electromotive voltage based on a rotation angle of the motor, a counter electromotive voltage, and a torque command value to the motor. This is achieved by providing a current command value calculation unit that calculates a current command value to the motor that suppresses torque ripple caused by harmonic components of the motor, and a current control unit that controls the current of the motor based on the current command value. Is done.

また、本発明の上記目的は、前記電流指令値算出部が、前記逆起電圧のｄ軸及びｑ軸成分である電圧ｅｄ及びｅｑを算出するｄ−ｑ電圧算出部と、前記電圧ｅｄ及びｅｑからｑ軸成分である電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部と、ｄ軸成分である電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部とで構成され、前記電流指令値Ｉｑｒｅｆ及びＩｄｒｅｆに基づいて前記モータを駆動することにより、或いは前記モータが３相の場合、相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが前記電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ及び前記モータの回転角度θｅに依存する定数によって算出されることにより、或いは前記電流制御部が積分制御を含んでいることにより、或いは前記モータがブラシレスＤＣモータであることにより、或いは前記モータの電流波形又は誘起電圧がｎ（２以上の自然数）次高調波が含まれた矩形波若しくは擬似矩形波であることにより、或いは上記モータ駆動制御装置が、車両のステアリング系にアシストを付与するブラシレスＤＣモータの駆動に用いられる電動パワーステアリング装置によって、より効果的に達成される。 In addition, the object of the present invention is to provide a dq voltage calculation unit in which the current command value calculation unit calculates voltages ed and eq which are d-axis and q-axis components of the back electromotive voltage, and the voltages ed and eq. From a q-axis command current calculation unit that calculates a current command value Iqref that is a q-axis component and a d-axis command current calculation unit that calculates a current command value Idref that is a d-axis component, and the current command value Iqref and By driving the motor based on Idref, or when the motor is three-phase, the phase current command values Iavref, Ibvref, Icvref are determined by constants that depend on the current command values Idref, Iqref and the rotation angle θe of the motor. Calculated, or the current control unit includes integral control, or the motor is a brushless DC motor. Or when the current waveform or induced voltage of the motor is a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave including n (natural number greater than or equal to 2) order harmonics, or the motor drive control device is a vehicle steering system. This is achieved more effectively by the electric power steering device used for driving the brushless DC motor that gives assist to the motor .

更に、本発明の上記目的は、前記モータの検出された機械角速度ωｍが前記モータのベース角速度ωｂより高速である場合に、前記電流指令値Ｉｄｒｅｆが、前記モータのトルク指令値Ｔｒｅｆ、前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍにより算出されることにより、或いは前記電流指令値Ｉｑｒｅｆは、モータ出力方程式に前記電流指令値を代入して算出されることにより、或いは前記電流指令値Ｉｄｒｅｆは、前記トルク指令値Ｔｒｅｆ及びｓｉｎΦの関数で求められ、進角Φは前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍから導かれることにより、或いは前記モータが３以上の相を有するブラシレスＤＣモータであることにより、或いは前記ブラシレスＤＣモータの電流波形又は誘起電圧が、ｎ（２以上の自然数）次高調波が含まれた矩形波若しくは擬似矩形波であることにより、或いは上記モータ駆動制御装置が、車両のステアリング系にアシスト力を付与するブラシレスＤＣモータの駆動に用いられることによって、より効果的に達成される。 Furthermore, the object of the present invention is that when the detected mechanical angular velocity ωm of the motor is higher than the base angular velocity ωb of the motor, the current command value Idref is the torque command value Tref of the motor, the base angular velocity. The current command value Iqref is calculated by substituting the current command value into a motor output equation, or the current command value Idref is calculated from the torque command. The advance angle Φ is derived from the base angular velocity ωb and the mechanical angular velocity ωm, or the motor is a brushless DC motor having three or more phases, or the brushless The current waveform or induced voltage of the DC motor includes n (natural number greater than or equal to 2) order harmonics. This is achieved more effectively by using a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave, or by using the motor drive control device for driving a brushless DC motor that applies assisting force to the steering system of the vehicle .

本発明はブラシレスＤＣモータに関し、本発明の上記目的は、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧波形が矩形波若しくは擬似矩形波であり、前記矩形波若しくは擬似矩形波を周波数分析した際の次数波成分をｎ（２以上の自然数）とした場合、振幅成分の５％以上の次数波成分ｎを、Ｐを極数、ωを実回転数として、ｎ×Ｐ／２×ω≦電流制御の応答周波数の上限値、とすることにより、或いはモータ相間の電気的時定数がモータ駆動制御装置の制御周期以上であることにより達成される。The present invention relates to a brushless DC motor, and the above-described object of the present invention is that the induced voltage waveform of the brushless DC motor is a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave, and the order wave component when the rectangular wave or the pseudo-rectangular wave is subjected to frequency analysis is expressed as n. In the case of (natural number of 2 or more), the order wave component n of 5% or more of the amplitude component is defined as n × P / 2 × ω ≦ current control response frequency upper limit, where P is the number of poles and ω is the actual rotational speed This is achieved by setting the value to be a value, or when the electrical time constant between the motor phases is equal to or greater than the control period of the motor drive control device.

また、本発明はモータ駆動制御装置に関し、本発明の上記目的は、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧波形が矩形波若しくは擬似矩形波であり、前記矩形波若しくは擬似矩形波を周波数分析した際の次数波成分をｎ（２以上の自然数）とした場合、振幅成分の５％以上の次数波成分ｎを、Ｐを極数、ωを実回転数として、ｎ×Ｐ／２×ω≦電流制御の応答周波数の上限値、となっているブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータの少なくとも前記矩形波若しくは擬似矩形波の誘起電圧波形の関数でモータ電流波形を与えるモータ駆動装置とを設けることにより、或いは前記モータ駆動装置は角度推定手段を有し、前記角度推定手段からの推定角度でモータ電流波形を与えることにより、或いは前記電流制御の応答周波数の上限値が１０００Ｈｚであることにより達成される。The present invention also relates to a motor drive control device, and the object of the present invention is to provide an order wave when the induced voltage waveform of the brushless DC motor is a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave and the rectangular wave or the pseudo-rectangular wave is subjected to frequency analysis. When the component is n (a natural number of 2 or more), the order wave component n of 5% or more of the amplitude component is defined as n × P / 2 × ω ≦ current control response, where P is the number of poles and ω is the actual rotational speed. A brushless DC motor having an upper limit value of the frequency, and a motor driving device that provides a motor current waveform as a function of an induced voltage waveform of at least the rectangular wave or the pseudo rectangular wave of the brushless DC motor, or The motor drive device has an angle estimation means, and gives the motor current waveform at the estimated angle from the angle estimation means, or the upper limit value of the response frequency of the current control is 10 It is accomplished by a 0 Hz.

本発明は、電動パワーステアリング装置に用いるに最適なモータ駆動制御装置の改良並びにそれを用いた電動パワースタリング装置に関する。 The present invention relates to an improved and an electric power Staring apparatus using the optimum motor drive control apparatus used in the electric power steering apparatus.

本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、モータ制御に含まれる非線形要素を各相に分離した状態で制御することにより、トルクリップルが小さく、騒音ノイズの小さいモータ駆動制御装置を提供すると共に、このモータ駆動制御装置を電動パワーステアリング装置に採用し、操舵性能を向上させ、良好な操舵感を備えた電動パワーステアリング装置を提供することにある。 The present invention has been made under the circumstances as described above, and an object of the present invention is to control the nonlinear elements included in the motor control in a state where each phase is separated, thereby reducing torque ripple and noise noise. In addition to providing a motor drive control device , an object of the present invention is to provide an electric power steering device that employs this motor drive control device in an electric power steering device to improve steering performance and provide a good steering feeling.

本発明は３以上の相を有するモータを制御するモータ駆動制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記モータの電流波形又は誘起電圧がｎ（２以上の自然数）次高調波が含まれた矩形波若しくは擬似矩形波であり、前記モータの逆起電圧のｄ軸及びｑ軸成分である電圧ｅｄ及びｅｑを算出するｄ−ｑ電圧算出部と、前記電圧ｅｄ及びｅｑ、前記モータの回転角度、角速度、逆起電圧及び前記モータへのトルク指令値に基づいてｑ軸成分である電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部と、ｄ軸成分である電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部と、前記電流指令値Ｉｑｒｅｆ及びＩｄｒｅｆに基づいて前記モータの電流を制御する電流制御部とを設けることによって達成される。 The present invention relates to a motor drive control device for controlling a motor having three or more phases, and the object of the present invention is to provide a rectangular current waveform or induced voltage of the motor including an n (natural number greater than or equal to 2) order harmonic. A d-q voltage calculator that calculates voltages ed and eq, which are d-axis and q-axis components of the back electromotive voltage of the motor, and the voltages ed and eq, the rotation angle of the motor, A q-axis command current calculation unit that calculates a current command value Iqref that is a q-axis component based on an angular velocity, a counter electromotive voltage, and a torque command value to the motor, and a d-axis that calculates a current command value Idref that is a d-axis component This is achieved by providing a command current calculation unit and a current control unit that controls the current of the motor based on the current command values Iqref and Idref .

また、本発明の上記目的は、前記モータが３相の場合、相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを前記電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ及び前記モータの回転角度θｅに依存する定数によって算出することにより、或いは前記電流制御部が積分制御を含んでいることにより、或いは前記モータがブラシレスＤＣモータであることにより、或いは前記モータ駆動制御装置が、車両のステアリング系にアシストを付与するブラシレスＤＣモータの駆動に用いられることにより、或いは前記モータの検出された機械角速度ωｍが前記モータのベース角速度ωｂより高速である場合に、前記電流指令値Ｉｄｒｅｆが、前記モータのトルク指令値Ｔｒｅｆ、前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍにより算出されることにより、或いは前記電流指令値Ｉｑｒｅｆは、前記モータの回転角度、角速度、逆起電圧及び前記モータへのトルク指令値で定義されたモータ出力方程式に前記電流指令値を代入して算出されることにより、或いは前記電流指令値Ｉｄｒｅｆは、前記トルク指令値Ｔｒｅｆ及びｓｉｎΦの関数で求められ、進角Φは前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍから導かれることにより、或いは前記モータが３以上の相を有するブラシレスＤＣモータであることによって、より効果的に達成される。 Further, the object of the present invention is to calculate the phase current command values Iavref, Ibvref, Icvref by constants depending on the current command values Idref, Iqref and the rotation angle θe of the motor when the motor has three phases. Alternatively, the current control unit includes integral control, or the motor is a brushless DC motor, or the motor drive control device drives a brushless DC motor that assists the steering system of the vehicle. Or when the detected mechanical angular velocity ωm of the motor is higher than the base angular velocity ωb of the motor, the current command value Idref is the torque command value Tref of the motor, the base angular velocity ωb, and By being calculated by the mechanical angular velocity ωm, or Alternatively, the current command value Iqref is calculated by substituting the current command value into a motor output equation defined by the rotation angle, angular velocity, counter electromotive voltage and torque command value to the motor of the motor, Alternatively, the current command value Idref is obtained as a function of the torque command values Tref and sinΦ, and the advance angle Φ is derived from the base angular velocity ωb and the mechanical angular velocity ωm, or the motor has three or more phases. This is achieved more effectively by being a brushless DC motor .

さらに、上記各モータ駆動制御装置を、車両のステアリング系にアシストを付与するブラシレスＤＣモータの駆動に用いることにより、本発明の上記目的とする電動パワーステアリング装置が得られる。Furthermore, by using the motor drive control devices described above for driving a brushless DC motor that gives assistance to the steering system of the vehicle, the electric power steering device according to the object of the present invention can be obtained.

本発明の上記目的は、前記モータがブラシレスＤＣモータであり、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧波形が矩形波若しくは擬似矩形波であり、前記矩形波若しくは擬似矩形波を周波数分析した際の次数波成分をｎ（２以上の自然数）とした場合、振幅成分の５％以上の次数波成分ｎを、Ｐを極数、ωを実回転数として、“ｎ×Ｐ／２×ω≦電流制御の応答周波数の上限値”とし、前記電流制御部が少なくとも前記矩形波若しくは擬似矩形波の誘起電圧波形の関数でモータ電流波形を与えることにより、より効果的に達成される。The object of the present invention is that the motor is a brushless DC motor, the induced voltage waveform of the brushless DC motor is a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave, and the order wave component when the rectangular wave or the pseudo-rectangular wave is subjected to frequency analysis. Where n is a natural number of 2 or more, the order wave component n of 5% or more of the amplitude component is defined as “n × P / 2 × ω ≦ current control response, where P is the number of poles and ω is the actual rotational speed. This is achieved more effectively by setting the upper limit value of the frequency and giving the motor current waveform at least as a function of the induced voltage waveform of the rectangular wave or the pseudo rectangular wave.

また、本発明の上記目的は、前記モータ駆動装置は角度推定手段を有し、前記角度推定手段からの推定角度でモータ電流波形を与えることにより、或いは前記電流制御の応答周波数の上限値が１０００Ｈｚであることにより、より効果的に達成される。Further, the object of the present invention is to provide the motor driving device having an angle estimating means, and by giving a motor current waveform at an estimated angle from the angle estimating means, or an upper limit value of the response frequency of the current control is 1000 Hz. This is achieved more effectively.

上述のように、本発明によれば、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルが少なく、またモータ騒音が小さい効果があり、さらに、電動パワーステアリング装置にあっては、ハンドルの急速操舵にも滑らかに追随してハンドル操作に違和感がなく、騒音の少ない電動パワーステアリング装置を提供できる優れた効果がある。 As described above , according to the present invention, the motor terminal voltage is not saturated even during high-speed rotation of the motor, torque ripple is reduced, and motor noise is reduced. Further, in the electric power steering apparatus, There is an excellent effect that it is possible to provide an electric power steering device that can smoothly follow the steering wheel quickly and does not feel uncomfortable in the steering wheel operation, and has a low noise level.

Claims

３以上の相を有するモータを制御するモータ駆動制御装置において、ベクトル制御を用いて前記モータの各相の相電流指令値を算出するベクトル制御相指令値算出部と、前記モータの各相のモータ相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記モータ相電流に基づいて前記モータの相電流を制御する電流制御部とを具備したことを特徴とするモータ駆動制御装置。 In a motor drive control device that controls a motor having three or more phases, a vector control phase command value calculation unit that calculates a phase current command value of each phase of the motor using vector control, and a motor of each phase of the motor A motor drive control device comprising: a motor current detection circuit that detects a phase current; and a current control unit that controls the phase current of the motor based on the phase current command value and the motor phase current.

前記ベクトル制御相指令値算出部が各相逆起電圧を算出する各相逆起電圧算出部と、前記各相逆起電圧から逆起電圧のｄ軸及びｑ軸成分である電圧ｅｄ及びｅｑを算出するｄ−ｑ電圧算出部と、前記電圧ｅｄ及びｅｑからｑ軸成分である電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸指令電流算出部と、ｄ軸成分である電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸指令電流算出部と、前記電流指令値Ｉｑｒｅｆ及びＩｄｒｅｆから各相の相電流指令値を算出する各相電流指令算出部とを有する請求項１に記載のモータ駆動制御装置。 Each phase counter electromotive voltage calculator that calculates each phase counter electromotive voltage by the vector control phase command value calculator, and voltages ed and eq that are d-axis and q-axis components of the counter electromotive voltage from each phase counter electromotive voltage. A d-q voltage calculation unit for calculating, a q-axis command current calculation unit for calculating a current command value Iqref as a q-axis component from the voltages ed and eq, and a d-axis for calculating a current command value Idref as a d-axis component The motor drive control device according to claim 1, further comprising: a command current calculation unit; and each phase current command calculation unit that calculates a phase current command value of each phase from the current command values Iqref and Idref.

前記モータが３相の場合、相電流指令値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが前記電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ及び前記モータの回転角度θｅに依存する定数によって算出されるようになっている請求項２に記載のモータ駆動制御装置。 The phase current command values Iavref, Ibvref, Icvref are calculated by constants depending on the current command values Idref, Iqref and the rotation angle θe of the motor when the motor has three phases. Motor drive control device.

前記電流制御部が積分制御を含んでいる請求項１に記載のモータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to claim 1, wherein the current control unit includes integral control.

前記モータがブラシレスＤＣモータである請求項１乃至４のいずれかに記載のモータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to claim 1, wherein the motor is a brushless DC motor.

前記モータの電流波形又は誘起電圧が矩形波若しくは擬似矩形波である請求項１乃至５のいずれかに記載のモータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to claim 1, wherein the current waveform or induced voltage of the motor is a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave.

請求項１乃至６のいずれかに記載のモータ駆動制御装置が用いられる電動パワーステアリング装置。 An electric power steering device in which the motor drive control device according to any one of claims 1 to 6 is used.

ベクトル制御を用いて算出された電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆに基づいてモータの電流を制御するモータ駆動制御装置において、前記モータの検出された機械角速度ωｍが前記モータのベース角速度ωｂより高速である場合に、前記電流指令値Ｉｄｒｅｆが、前記モータのトルク指令値Ｔｒｅｆ、前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍにより算出されることを特徴とするモータ駆動制御装置。 In the motor drive control device that controls the motor current based on the current command values Idref and Iqref calculated using vector control, when the detected mechanical angular velocity ωm of the motor is higher than the base angular velocity ωb of the motor Further, the current command value Idref is calculated from the torque command value Tref of the motor, the base angular velocity ωb, and the mechanical angular velocity ωm.

前記電流指令値Ｉｄｒｅｆは、前記トルク指令値Ｔｒｅｆ及びｓｉｎΦの関数で求められ、進角Φは前記ベース角速度ωｂ及び前記機械角速度ωｍから導かれるようになっている請求項８に記載のモータ駆動制御装置。 9. The motor drive control according to claim 8, wherein the current command value Idref is obtained as a function of the torque command value Tref and sin Φ, and the advance angle Φ is derived from the base angular velocity ωb and the mechanical angular velocity ωm. apparatus.

前記電流指令値Ｉｑｒｅｆは、モータ出力方程式に前記電流指令値Ｉｄｒｅｆを代入して算出される請求項８又は９に記載のモータ駆動制御装置。 10. The motor drive control device according to claim 8, wherein the current command value Iqref is calculated by substituting the current command value Idref into a motor output equation.

前記モータが３以上の相を有するブラシレスＤＣモータである請求項８乃至１０のいずれかに記載のモータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to claim 8, wherein the motor is a brushless DC motor having three or more phases.

前記ブラシレスＤＣモータの電流波形又は誘起電圧が矩形波若しくは擬似矩形波である請求項１１に記載のモータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to claim 11, wherein a current waveform or an induced voltage of the brushless DC motor is a rectangular wave or a pseudo rectangular wave.

請求項８乃至１２のいずれかに記載のモータ駆動制御装置が用いられた電動パワーステアリング装置。 An electric power steering device using the motor drive control device according to any one of claims 8 to 12.

モータの誘起電圧波形が矩形波若しくは擬似矩形波であり、前記矩形波若しくは擬似矩形波を周波数分析した際の次数波成分をｎ（＝２，３，４，…）とした場合、振幅成分の５％以上の次数波成分ｎを、Ｐを極数、ωを実回転数として

ｎ×Ｐ／２×ω≦電流制御の応答周波数の上限値

としたことを特徴とするモータ。 When the induced voltage waveform of the motor is a rectangular wave or a pseudo-rectangular wave, and the order wave component at the time of frequency analysis of the rectangular wave or the pseudo-rectangular wave is n (= 2, 3, 4,...), The amplitude component An order wave component n of 5% or more, where P is the number of poles and ω is the actual rotational speed

n × P / 2 × ω ≦ Current control response frequency upper limit value

A motor characterized by that.

角度センサを備え、少なくとも前記矩形波若しくは擬似矩形波の誘起電圧波形の関数で電流波形を与えるようになっている請求項１４に記載のモータ。 15. The motor according to claim 14, further comprising an angle sensor, wherein the current waveform is given as a function of at least the induced voltage waveform of the rectangular wave or pseudo-rectangular wave.

モータ相関の電気的時定数が制御周期以上である請求項１４に記載のモータ。 The motor according to claim 14, wherein an electric time constant of the motor correlation is equal to or greater than a control cycle.

角度推定手段を有し、前記角度推定手段からの推定角度でモータ電流波形を与えるようになっている請求項１４に記載のモータ。 The motor according to claim 14, further comprising an angle estimation unit, wherein the motor current waveform is given by an estimated angle from the angle estimation unit.

前記電流制御の応答周波数の上限値が１０００Ｈｚである請求項１４に記載のモータ。 The motor according to claim 14, wherein an upper limit value of the response frequency of the current control is 1000 Hz.