JP2006158185A - Power semiconductor device - Google Patents

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淳彦 葛巻
Hiroshi Mochikawa
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power semiconductor device of smaller size, capable of reducing a switching loss caused by a reverse recovery current for a reduced heating loss. <P>SOLUTION: In a power semiconductor device 1, a first metal insulating film semiconductor type field effect transistor 22 and a second metal insulating film semiconductor type field effect transistor 23, connected serially in a plurality of numbers, are provided between a negative electrode terminal 11 and the source region of a power semiconductor switching element 21 of a cascode element 20, with a high-speed diode 30 electrically provided in parallel with the cascode element 20. The power semiconductor switching element 21 is normally-on type, and the first metal insulating film semiconductor type field effect transistor 22 and the second metal insulating film semiconductor type field effect transistor 23 are normally-off type. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、電力用半導体装置に関し、特に正極端子と負極端子との間にカスコード素子を備えた電力用半導体装置に関する。   The present invention relates to a power semiconductor device, and more particularly to a power semiconductor device including a cascode element between a positive electrode terminal and a negative electrode terminal.

電力用半導体装置を構築する接合型電界効果トランジスタや静電誘導型トランジスタは、高電圧、大電力領域において、高速動作を実現することができる電力用半導体スイッチング素子である。この電力用半導体スイッチング素子は、一般に、ゲート電圧０Ｖのときにドレイン電流が流れるノーマリーオン型の特性を示す。ゲート電極に負極性の電圧が十分に印加されない状態において、ドレイン電圧が印加されると、大きなドレイン電流が流れ、電力用半導体スイッチング素子が破壊されることがある。このため、バイポーラトランジスタ、金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ等のノーマリーオフ型の特性を有するトランジスタに比べて、電力用半導体スイッチング素子の取り扱いが比較的難しい。   A junction field effect transistor and a static induction transistor that constitute a power semiconductor device are power semiconductor switching elements capable of realizing high-speed operation in a high voltage and high power region. This power semiconductor switching element generally exhibits normally-on characteristics in which a drain current flows when the gate voltage is 0V. If a negative voltage is not sufficiently applied to the gate electrode and a drain voltage is applied, a large drain current flows and the power semiconductor switching element may be destroyed. For this reason, it is relatively difficult to handle a power semiconductor switching element as compared with a transistor having normally-off characteristics such as a bipolar transistor, a metal oxide semiconductor field effect transistor, and an insulated gate bipolar transistor.

下記特許文献１には、このような技術課題を解決可能な、カスコード接続によるノーマリーオフ型の複合半導体素子（以下、単に「カスコード素子」という。）が提案されている。図５に示すように、カスコード素子１１０は、正極端子１００と負極端子１０１との間に電気的に直列に接続されたノーマリーオン型素子及びノーマリーオフ型素子により構成されている。ノーマリーオン型素子には例えば接合型電界効果トランジスタ１１１が使用され、ノーマリーオフ型素子には例えば金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ１１２が使用されている。   Patent Document 1 below proposes a normally-off type composite semiconductor element (hereinafter simply referred to as “cascode element”) by cascode connection, which can solve such a technical problem. As shown in FIG. 5, the cascode element 110 includes a normally-on element and a normally-off element that are electrically connected in series between the positive terminal 100 and the negative terminal 101. For example, a junction field effect transistor 111 is used as a normally-on element, and a metal oxide semiconductor field effect transistor 112 is used as a normally-off element, for example.

金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ１１２にはソース領域とドレイン領域との間にダイオード（整流ダイオード）１１３が内蔵されている。カスコード素子１１０においては、負極端子１０１から正極端子１００に、ダイオード１１３及び接合型電界効果トランジスタ１１１を通して電流を流すこともできる。   The metal oxide semiconductor field effect transistor 112 includes a diode (rectifier diode) 113 between the source region and the drain region. In the cascode element 110, a current can also flow from the negative terminal 101 to the positive terminal 100 through the diode 113 and the junction field effect transistor 111.

金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ１１２のゲート電極には、抵抗１２５を介在して駆動回路１２０が接続されている。駆動回路１２０はインバータ１２１及び電源１２２により構成されている。
特開２００１−２５１８４６号公報 A drive circuit 120 is connected to the gate electrode of the metal oxide semiconductor field effect transistor 112 through a resistor 125. The drive circuit 120 includes an inverter 121 and a power source 122.
JP 2001-251846 A

前述の電力用半導体装置においては、以下の点について配慮がなされていなかった。図５に示すカスコード素子１１０を上下に組んで双方向チョッパ回路として使用し、又ブリッジを組んでインバータとして使用する場合、スイッチング動作時に一方のアームのカスコード素子１１０が導通（オン）すると、他方のアームの金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ１１２のダイオード１１３が非導通（オフ）になる。このとき、非導通状態にあるダイオード１１３のＰＮ接合部に生成される空乏層には少数キャリアが蓄積される。空乏層に蓄積された少数キャリアは逆回復電流としてダイオード１１３に流れるので、逆回復損失が発生する。逆回復損失はダイオード１１３のスイッチング損失であり、スイッチング動作毎に発生する。また、この逆回復電流は、導通過渡状態のカスコード素子１１０に流れ込み、カスコード素子１１０のスイッチング損失の増大を引き起こす。   In the power semiconductor device described above, the following points have not been considered. When the cascode element 110 shown in FIG. 5 is assembled vertically and used as a bi-directional chopper circuit, or when a bridge is assembled and used as an inverter, when the cascode element 110 of one arm is turned on during switching operation, The diode 113 of the metal oxide semiconductor field effect transistor 112 of the arm is turned off (off). At this time, minority carriers are accumulated in the depletion layer generated at the PN junction of the diode 113 in the non-conducting state. Minority carriers accumulated in the depletion layer flow to the diode 113 as a reverse recovery current, so that a reverse recovery loss occurs. The reverse recovery loss is a switching loss of the diode 113 and occurs every switching operation. The reverse recovery current flows into the cascode element 110 in the conduction transient state, and causes an increase in switching loss of the cascode element 110.

更に、スイッチング損失の増大は発熱損失の増大になる。このため、大型の冷却用ヒートシンクを使用する必要があるので、電力用半導体装置が大型になる。   Further, an increase in switching loss results in an increase in heat generation loss. For this reason, since it is necessary to use a large cooling heat sink, the power semiconductor device becomes large.

なお、このような課題は、電力用半導体装置において、カスコード素子１１０の接合型電界効果トランジスタ１１１に特有のものではなく、接合型電界効果トランジスタ１１１を静電誘導型トランジスタに代えた場合にも同様に発生する。   Such a problem is not peculiar to the junction field effect transistor 111 of the cascode element 110 in the power semiconductor device, and is the same when the junction field effect transistor 111 is replaced with an electrostatic induction transistor. Occurs.

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は逆回復電流に起因するスイッチング損失を減少することができる電力用半導体装置を提供することである。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a power semiconductor device capable of reducing the switching loss due to the reverse recovery current.

更に、本発明の目的は、スイッチング損失並びに発熱損失を減少することができ、小型にすることができる電力用半導体装置を提供することである。   Furthermore, an object of the present invention is to provide a power semiconductor device that can reduce switching loss and heat generation loss and can be miniaturized.

上記課題を解決するために、本発明の実施の形態に係る特徴は、電力用半導体装置において、正極端子に主電極の一方が接続されたノーマリーオン型の電力用半導体スイッチング素子と、電力用半導体スイッチング素子の主電極の他方と負極端子との間に電気的に直列に接続されたノーマリーオフ型の複数の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタとを備えたカスコード素子と、カスコード素子と電気的に並列に接続され、正極端子にカソード領域が接続され、負極端子にアノード領域が接続された高速ダイオードとを備える。   In order to solve the above-described problems, according to an embodiment of the present invention, in a power semiconductor device, a normally-on power semiconductor switching element in which one of main electrodes is connected to a positive electrode terminal, and a power A cascode element comprising a plurality of normally-off type metal insulating film semiconductor-type field effect transistors electrically connected in series between the other main electrode of the semiconductor switching element and a negative electrode terminal; And a high speed diode having a cathode region connected to a positive terminal and an anode region connected to a negative terminal.

本発明によれば、逆回復電流に起因するスイッチング損失を減少することができる電力用半導体装置を提供することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power semiconductor device which can reduce the switching loss resulting from a reverse recovery current can be provided.

更に、本発明によれば、スイッチング損失並びに発熱損失を減少することができ、小型にすることができる電力用半導体装置を提供することができる。   Furthermore, according to the present invention, it is possible to provide a power semiconductor device that can reduce switching loss and heat generation loss and can be reduced in size.

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一機能を有する構成要素には同一符号を付け、重複する説明は省略する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the embodiment, components having the same function are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.

（第１の実施の形態）
［電力用半導体装置の構成］
本発明の第１の実施の形態に係る電力用半導体装置１は、図１に示すように、正極端子１０に主電極の一方（ドレイン領域）が接続され、高耐圧を有するノーマリーオン型の電力用半導体スイッチング素子２１と、電力用半導体スイッチング素子２１の主電極の他方（ソース領域）と負極端子１１との間に電気的に直列に接続され、低耐圧を有するノーマリーオフ型の２個の第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２及び第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３とを備えたカスコード素子２０と、カスコード素子２０と電気的に逆並列に接続され、正極端子１０にカソード領域が接続され、負極端子にアノード領域が接続された高速ダイオード３０とを備える。 (First embodiment)
[Configuration of power semiconductor device]
As shown in FIG. 1, the power semiconductor device 1 according to the first embodiment of the present invention is a normally-on type in which one of the main electrodes (drain region) is connected to the positive terminal 10 and has a high breakdown voltage. Two normally-off type power semiconductor switching elements 21, electrically connected in series between the other main electrode (source region) of power semiconductor switching element 21 and negative electrode terminal 11 and having a low withstand voltage A cascode element 20 including the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23, and a positive terminal connected electrically in antiparallel with the cascode element 20. 10 includes a high speed diode 30 having a cathode region connected to the negative electrode terminal and an anode region connected to a negative electrode terminal.

更に、電力用半導体装置１は、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２のゲート電極に接続された抵抗５１と、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のゲート電極に接続された抵抗５２と、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のソース領域とゲート電極との間に挿入されたツェナーダイオード５３と、抵抗５１、５２、負極端子１１にそれぞれ接続された駆動回路６０とを備えている。駆動回路６０は、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２及び第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３の導通、非導通の制御を行う機能を備え、インバータ６１及び電源６２を備えている。   Furthermore, the power semiconductor device 1 is connected to the resistor 51 connected to the gate electrode of the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 and the gate electrode of the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23. A resistor 52, a Zener diode 53 inserted between the source region and the gate electrode of the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23, and a drive circuit connected to each of the resistors 51 and 52 and the negative electrode terminal 11. 60. The drive circuit 60 has a function of controlling conduction and non-conduction of the first metal insulation semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulation semiconductor field effect transistor 23, and includes an inverter 61 and a power supply 62. ing.

カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１は、第１の実施の形態において、接合型電界効果トランジスタにより構成されている。この接合型電界効果トランジスタには、ソース領域に印加されるソース電位に対してゲート電極に印加されるゲート電位が例えば２０Ｖ以上低いと非導通（オフ）になり、それ以上高いと導通（オン）になる接合型電界効果トランジスタを使用することができる。ゲート電極には負極端子１１からゲート抵抗分降下したゲート電位が印加されている。つまり、この接合型電界効果トランジスタは６００Ｖ以上の高耐圧を備えている。なお、電力用半導体スイッチング素子２１は、接合型電界効果トランジスタに代えて、静電誘導型トランジスタにより構成してもよい。   The power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 is formed of a junction field effect transistor in the first embodiment. In this junction field effect transistor, when the gate potential applied to the gate electrode is, for example, 20 V or more lower than the source potential applied to the source region, the junction field effect transistor becomes non-conductive (off), and when the gate potential is higher than that, it becomes conductive (on). A junction field effect transistor can be used. A gate potential dropped from the negative electrode terminal 11 by the gate resistance is applied to the gate electrode. That is, this junction field effect transistor has a high breakdown voltage of 600V or more. The power semiconductor switching element 21 may be constituted by an electrostatic induction transistor instead of the junction field effect transistor.

接合型電界効果トランジスタ、静電誘導型トランジスタにおいては、いずれも高電圧、大電力領域において高速動作を実現することができ、順方向、逆方向の双方向においてスイッチング損失を減少することができる。   Both junction field effect transistors and electrostatic induction transistors can realize high-speed operation in a high voltage and high power region, and can reduce switching loss in both forward and reverse directions.

第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のそれぞれは、いずれも、シリコン半導体−絶縁体−金属構造のトランジスタである。すなわち、第１の実施の形態において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍetal Ｏxide Ｓemiconductor Ｆield Ｅffect Ｔransistor）、ＭＩＳＦＥＴ（Ｍetal Ｉnsulator Ｓemiconductor Ｆield Ｅffect Ｔransistor）、ＩＧＦＥＴ（Ｉnsulated Ｇate Ｆield Ｅffect Ｔransistor）のいずれもが含まれる。   Each of the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 is a transistor having a silicon semiconductor-insulator-metal structure. That is, the first embodiment includes any of a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), a MISFET (Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor), and an IGFET (Insulated Gate Field Effect Transistor).

第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２は、ソース領域を負極端子１１に接続し、ドレイン領域を第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のソース領域に接続し、ゲート電極を抵抗５１を通して駆動回路６０に接続する。この第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２は、ゲート電位を例えば２Ｖ〜１０Ｖ以上加えると導通し、それ以下においては非導通になる。   The first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 has a source region connected to the negative electrode terminal 11, a drain region connected to the source region of the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23, and a gate electrode connected to a resistor. The drive circuit 60 is connected through 51. The first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 becomes conductive when a gate potential is applied, for example, 2 V to 10 V or more, and becomes non-conductive below that.

第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２のソース領域とドレイン領域との間には寄生ダイオード２５が作り込まれている。寄生ダイオード２５のアノード領域はソース領域に電気的に接続され、カソード領域はドレイン領域に電気的に接続されている。この寄生ダイオード２５は整流ダイオードとして機能する。   A parasitic diode 25 is formed between the source region and the drain region of the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22. The anode region of the parasitic diode 25 is electrically connected to the source region, and the cathode region is electrically connected to the drain region. The parasitic diode 25 functions as a rectifier diode.

第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３は、ソース領域を第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２のドレイン領域に接続し、ドレイン領域を電力用半導体スイッチング素子２１のソース領域に接続し、ゲート電極を抵抗５２を通して駆動回路６０に接続する。この第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３は、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２と同様に、ゲート電位を例えば２Ｖ〜１０Ｖ以上加えると導通し、それ以下においては非導通になる。第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のソース領域とドレイン領域との間には、寄生ダイオード２５と同様の寄生ダイオード２６が作り込まれている。   The second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 has a source region connected to the drain region of the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 and a drain region connected to the source region of the power semiconductor switching element 21. Then, the gate electrode is connected to the drive circuit 60 through the resistor 52. Similar to the first metal insulating film semiconductor field effect transistor 22, the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 becomes conductive when a gate potential is applied, for example, 2V to 10V or more, and is non-conductive below that. become. A parasitic diode 26 similar to the parasitic diode 25 is formed between the source region and the drain region of the second metal insulating film semiconductor field effect transistor 23.

高速ダイオード３０は、負極端子１１から正極端子１０に電流が流れるとき、カスコード素子２０ではなく、この高速ダイオード３０に電流を積極的に流し、低損失化を図ることを主目的として、カスコード素子２０に逆並列接続されている。第１の実施の形態において、高速ダイオード３０にはユニポーラダイオードを実用的に使用することができる。ユニポーラダイオードにおいては、少数キャリアの蓄積がなく、逆回復電荷が形成されないので、逆回復電流が流れない。また、ユニポーラダイオードは接合容量成分のみの電荷であり、ユニポーラダイオードの逆回復損失は極めて小さい。従って、ユニポーラダイオードを高速ダイオード３０として使用することにより、高速ダイオード３０の損失を減少することができる。   The high-speed diode 30 mainly aims to reduce the loss by actively flowing a current through the high-speed diode 30 instead of the cascode element 20 when a current flows from the negative electrode terminal 11 to the positive electrode terminal 10. Are connected in reverse parallel. In the first embodiment, a unipolar diode can be practically used as the high-speed diode 30. In a unipolar diode, there is no accumulation of minority carriers, and no reverse recovery charge is formed, so no reverse recovery current flows. Further, the unipolar diode has a charge of only the junction capacitance component, and the reverse recovery loss of the unipolar diode is extremely small. Therefore, the loss of the high speed diode 30 can be reduced by using the unipolar diode as the high speed diode 30.

第１の実施の形態において、ユニポーラダイオードには、ショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）を実用的に使用することができる。ＳＢＤは、寄生ダイオード２５、２６のそれぞれに比べて、逆回復時間が短く、逆回復損失が小さい性質を備えている。ワイドギャップ半導体において構築されるＳＢＤにおいては、例えば２００Ｖ以上の高耐圧を備えている。また、ユニポーラダイオードには、ＳＢＤと同等の特性を有する、ジャンクションバリアショットキーダイオード（ＪＢＳ）を使用することができる。   In the first embodiment, a Schottky barrier diode (SBD) can be practically used as the unipolar diode. The SBD has a property that the reverse recovery time is short and the reverse recovery loss is small as compared with the parasitic diodes 25 and 26, respectively. An SBD constructed with a wide gap semiconductor has a high breakdown voltage of 200 V or more, for example. As the unipolar diode, a junction barrier Schottky diode (JBS) having the same characteristics as SBD can be used.

なお、第１の実施の形態において、電力用半導体装置１は、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３、高速ダイオード３０は、それぞれが１つの半導体チップにより構成され、この半導体チップを１つまたは複数パッケージングすることにより構築することができる。また、電力用半導体装置１は、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３、高速ダイオード３０の２つ以上を１つにパッケージングするように構成してモジュール化することもできる。更に、電力用半導体装置１は、それらの素子の１つ又は複数を搭載した半導体チップを複数構築し、これら複数の半導体チップをモジュールとして１つにパッケージングすることにより構築してもよい。   In the first embodiment, the power semiconductor device 1 includes the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20, the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22, and the second metal insulating semiconductor field. Each of the effect transistor 23 and the high-speed diode 30 is configured by one semiconductor chip, and can be constructed by packaging one or a plurality of the semiconductor chips. The power semiconductor device 1 includes a power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20, a first metal insulating semiconductor field effect transistor 22, a second metal insulating semiconductor field effect transistor 23, and a high speed diode 30. Two or more can be packaged into one and modularized. Furthermore, the power semiconductor device 1 may be constructed by constructing a plurality of semiconductor chips on which one or more of those elements are mounted and packaging the plurality of semiconductor chips into one module.

［電力用半導体装置の動作］
次に、前述の電力用半導体装置の動作を説明する。まず、非導通状態から導通状態への動作は以下の通りである。駆動回路６０からカスコード素子２０の第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２のゲート電極、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のゲート電極にそれぞれ駆動開始信号が供給される。この駆動開始信号は、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２のゲート電極とソース領域（負極端子１１）との間の電位差、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のゲート電極とソース領域との間の電位差をいずれも例えば１０Ｖにするゲート電位である。 [Operation of power semiconductor device]
Next, the operation of the above power semiconductor device will be described. First, the operation from the non-conductive state to the conductive state is as follows. A drive start signal is supplied from the drive circuit 60 to the gate electrode of the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 and the gate electrode of the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 of the cascode element 20. This drive start signal is generated by the potential difference between the gate electrode and the source region (negative electrode terminal 11) of the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 and the gate electrode of the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23. The gate potential at which the potential difference between the source region and the source region is 10V, for example.

この駆動開始信号の供給の結果、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３の双方のドレイン領域とソース領域との間の電位差がなくなる。正確には、ドレイン領域とソース領域との間はオン抵抗のドロップ電圧分（例えば、０．１Ｖ）のみの電位差になる。すると、電力用半導体スイッチング素子２１のソース領域のソース電位が負極端子１１と同程度になり、ゲート電極とソース領域との間の電位差はなくなるので、この電力用半導体スイッチング素子２１は導通状態になる。すなわち、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２及び第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３が導通すると、電力用半導体スイッチング素子２１も導通し、正極端子１０と負極端子１１との間に電流が流れる。   As a result of supplying the drive start signal, the potential difference between the drain region and the source region of both the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 is eliminated. Precisely, there is a potential difference between the drain region and the source region only for the on-resistance drop voltage (for example, 0.1 V). Then, the source potential of the source region of the power semiconductor switching element 21 becomes approximately the same as that of the negative electrode terminal 11, and the potential difference between the gate electrode and the source region is eliminated, so that the power semiconductor switching element 21 becomes conductive. . That is, when the first metal insulating film semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 are turned on, the power semiconductor switching element 21 is also turned on, and the positive electrode terminal 10 and the negative electrode terminal 11 are connected. Current flows between them.

次に、導通状態から非導通状態への動作は以下の通りである。駆動回路６０から第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２のゲート電極、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のゲート電極にそれぞれ駆動停止信号が供給される。この駆動停止信号は、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２のゲート電極とソース領域（負極端子１１）との間の電位差、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のゲート電極とソース領域との間の電位差をいずれも例えば０Ｖにするゲート電位である。   Next, the operation from the conductive state to the non-conductive state is as follows. A drive stop signal is supplied from the drive circuit 60 to the gate electrode of the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 and to the gate electrode of the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23, respectively. This drive stop signal is generated when the potential difference between the gate electrode and the source region (negative electrode terminal 11) of the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 or the gate electrode of the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 is detected. The gate potential at which the potential difference between the source region and the source region is 0V, for example.

この駆動停止信号の供給の結果、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３の双方は非導通状態になり、ソース領域とドレイン領域との間にそれぞれ例えば２５Ｖの電位差が発生する。つまり、電力用半導体スイッチング素子２１のソース領域と負極端子１１との間には、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２のソース領域とドレイン領域との間の電位差と、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のソース領域とドレイン領域との間の電位差とを加えた５０Ｖの電位差が発生する。この電位差は電力用半導体スイッチング素子２１のソース領域とドレイン領域との間に印加され、電力用半導体スイッチング素子２１のゲート電極には−５０Ｖが印加される。この結果、電力用半導体スイッチング素子２１は完全に非導通状態になり、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２及び第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３が非導通になるので、正極端子１０と負極端子１１との間に流れる電流を遮断することができる。第１の実施の形態に係る電力用半導体スイッチング素子２１は、例えば−４０Ｖ以下において完全に非導通状態になるように閾値電圧が調節されている。   As a result of the supply of the drive stop signal, both the first metal insulating film semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 are turned off, and the source region and the drain region are not electrically connected. For example, a potential difference of 25 V is generated between them. That is, the potential difference between the source region and the drain region of the first metal insulating film semiconductor field effect transistor 22 and the second metal between the source region of the power semiconductor switching element 21 and the negative electrode terminal 11. A potential difference of 50 V is generated by adding the potential difference between the source region and the drain region of the insulating film semiconductor field effect transistor 23. This potential difference is applied between the source region and the drain region of the power semiconductor switching element 21, and −50 V is applied to the gate electrode of the power semiconductor switching element 21. As a result, the power semiconductor switching element 21 is completely turned off, and the first metal insulating film semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 are turned off. The current flowing between the positive terminal 10 and the negative terminal 11 can be cut off. The threshold voltage of the power semiconductor switching element 21 according to the first embodiment is adjusted so as to be completely non-conductive at −40 V or less, for example.

ここで、カスコード素子２０に並列に接続された高速ダイオード３０は、インバータのデッドタイム期間のみ動作する。電力用半導体装置１の負極端子１１から正極端子１０に電流が流れる場合、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２と第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３とが直列接続されているので、寄生ダイオード２５及び２６の電圧降下分が２素子分になるため、高速ダイオード３０の電圧降下分がカスコード素子２０よりも小さくなり、逆方向に流れる電流がカスコード素子２０と高速ダイオード３０とのそれぞれに分流することなく、その大半を高速ダイオード３０に流すことができる。更に、たとえカスコード素子２０にソース電流が僅かに流れてしまった場合においても、逆回復電流はソース電流に比例して小さくなるので、カスコード素子２０の逆回復損失を低減することができる。従って、カスコード素子２０の損失を低減することができる。   Here, the high-speed diode 30 connected in parallel to the cascode element 20 operates only during the dead time period of the inverter. When a current flows from the negative electrode terminal 11 of the power semiconductor device 1 to the positive electrode terminal 10, the first metal insulating film semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating film semiconductor field effect transistor 23 are connected in series. Therefore, since the voltage drop of the parasitic diodes 25 and 26 is equivalent to two elements, the voltage drop of the high speed diode 30 is smaller than that of the cascode element 20, and the current flowing in the reverse direction is Most of the current can be passed to the high-speed diode 30 without being shunted. Furthermore, even if the source current slightly flows through the cascode element 20, the reverse recovery current becomes smaller in proportion to the source current, so that the reverse recovery loss of the cascode element 20 can be reduced. Therefore, the loss of the cascode element 20 can be reduced.

また、電力用半導体装置１のカスコード素子２０を上下に組み込んだ双方向チョッパ回路や、カスコード素子２０によりブリッジを組んだインバータの場合、一方のアームのカスコード素子２０が導通し、反対アームの導通過渡状態にあるカスコード素子２０に逆回復電流が流れ込むことによる損失を低減することができる。つまり、カスコード素子２０のスイッチング損失を低減することができる。   Further, in the case of a bidirectional chopper circuit in which the cascode element 20 of the power semiconductor device 1 is vertically installed or an inverter in which a bridge is formed by the cascode element 20, the cascode element 20 of one arm is conducted and the conduction transient of the opposite arm is conducted. Loss due to reverse recovery current flowing into the cascode element 20 in the state can be reduced. That is, the switching loss of the cascode element 20 can be reduced.

更に、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のソース領域と負極端子１１との間に複数の直列接続された（複数に分割された）第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２及び第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３を挿入したことにより、１素子当たりの素子耐圧を半分以下にすることができ、１素子当たりの導通抵抗（オン抵抗）値を減少することができる。素子の導通抵抗値の減少と素子耐圧の増加との間には２乗の関係がある。従って、カスコード素子２０の素子耐圧を向上しつつ、順方向電流（ドレイン電流）における導通抵抗を減少することができる。   Further, a plurality of first metal insulating film semiconductor field effect transistors 22 connected in series (divided into a plurality) between the source region of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 and the negative electrode terminal 11 and the first By inserting the two metal insulating film semiconductor field effect transistors 23, the element breakdown voltage per element can be reduced to half or less, and the conduction resistance (on resistance) value per element can be reduced. There is a square relationship between a decrease in the conduction resistance value of the element and an increase in the element breakdown voltage. Therefore, it is possible to reduce the conduction resistance in the forward current (drain current) while improving the element breakdown voltage of the cascode element 20.

そして、金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタを第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２と第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３との複数に分割することによって、寄生ダイオード２５、２６のそれぞれの１素子当たりの面積並びに素子耐圧を小さくすることができる。従って、寄生ダイオード２５、２６のそれぞれにおいては、逆回復電荷量を小さくし、逆回復電流を小さくすることができるので、逆回復損失を低減することができる。   Then, by dividing the metal insulating semiconductor field effect transistor into a plurality of first metal insulating semiconductor field effect transistors 22 and second metal insulating semiconductor field effect transistors 23, parasitic diodes 25, 26 are obtained. The area per element and the element breakdown voltage can be reduced. Therefore, in each of the parasitic diodes 25 and 26, the reverse recovery charge amount can be reduced and the reverse recovery current can be reduced, so that the reverse recovery loss can be reduced.

このように構成される第１の実施の形態に係る電力用半導体装置１においては、逆回復電流に起因するスイッチング損失を減少することができる。更に、第１の実施の形態に係る電力用半導体装置１においては、スイッチング損失並びに発熱損失を減少することができ、小型にすることができる。   In the power semiconductor device 1 according to the first embodiment configured as described above, the switching loss due to the reverse recovery current can be reduced. Furthermore, in the power semiconductor device 1 according to the first embodiment, the switching loss and the heat loss can be reduced, and the size can be reduced.

［第１の変形例］
本発明の第１の実施の形態の第１の変形例に係る電力用半導体装置１は、前述の図１に示す電力用半導体装置１においてカスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１をワイドギャップ半導体により構成したものである。ワイドギャップ半導体を利用して形成される電力用半導体スイッチング素子２１においては、シリコン半導体に比べて絶縁破壊電界強度を１桁程度大きくすることができ、素子耐圧を保持するためのドリフト層を１／１０程度まで薄くすることができるので、電力用半導体スイッチング素子２１の導通損失を低減することができる。例えば、電力用半導体スイッチング素子２１の絶縁破壊耐圧をシリコン半導体よりも１０倍程度高めることができる。 [First Modification]
The power semiconductor device 1 according to the first modification of the first embodiment of the present invention is a wide gap semiconductor in which the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 in the power semiconductor device 1 shown in FIG. It is comprised by. In the power semiconductor switching element 21 formed using a wide gap semiconductor, the breakdown electric field strength can be increased by an order of magnitude compared to a silicon semiconductor, and a drift layer for maintaining the element breakdown voltage can be provided. Since the thickness can be reduced to about 10, the conduction loss of the power semiconductor switching element 21 can be reduced. For example, the dielectric breakdown voltage of the power semiconductor switching element 21 can be increased about 10 times that of a silicon semiconductor.

更に、電力用半導体スイッチング素子２１においては、シリコン半導体に比べて、飽和電子ドリフト速度を２倍程度大きくすることができるので、１０倍程度の高周波化を実現することができる。   Further, in the power semiconductor switching element 21, the saturation electron drift velocity can be increased about twice as compared with the silicon semiconductor, so that the frequency can be increased about 10 times.

第１の変形例において、ワイドギャップ半導体には、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）、ガリウムナイトライド（ＧａＮ）、ダイアモンド等を実用的に使用することができる。   In the first modification, silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), diamond, or the like can be practically used as the wide gap semiconductor.

このように、第１の変形例に係る電力用半導体装置１においては、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１をワイドギャップ半導体により構成することにより、電力用半導体スイッチング素子２１の導通損失及びスイッチング損失を減少することができるので、低損失化並びに小型化を実現することができる。   As described above, in the power semiconductor device 1 according to the first modification, the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 is formed of a wide gap semiconductor, whereby the conduction loss and switching of the power semiconductor switching element 21 are performed. Since loss can be reduced, low loss and downsizing can be realized.

［第２の変形例］
本発明の第１の実施の形態の第２の変形例に係る電力用半導体装置１は、前述の図１に示す電力用半導体装置１においてカスコード素子２０に逆並列接続された高速ダイオード３０をワイドギャップ半導体により構成したものである。ワイドギャップ半導体を利用して形成される高速ダイオード３０においては、シリコン半導体に比べて、絶縁破壊電界強度を１桁程度大きくすることができ、素子耐圧を向上することができる。例えば、高速ダイオード３０の素子耐圧をシリコン半導体よりも１０倍程度高めることができる。 [Second Modification]
The power semiconductor device 1 according to the second modification of the first embodiment of the present invention has a high-speed diode 30 connected in reverse parallel to the cascode element 20 in the power semiconductor device 1 shown in FIG. A gap semiconductor is used. In the high-speed diode 30 formed using a wide gap semiconductor, the breakdown electric field strength can be increased by an order of magnitude compared to a silicon semiconductor, and the device breakdown voltage can be improved. For example, the device breakdown voltage of the high-speed diode 30 can be increased about 10 times that of a silicon semiconductor.

高い絶縁破壊領域を必要とする高速ダイオード３０において、シリコン半導体を利用する場合にはバイポーラダイオードしか使用することができないが、ワイドギャップ半導体を利用する場合にはユニポーラダイオード、具体的にはＳＢＤ若しくはＪＢＤを使用することができる。シリコン半導体を利用してユニポーラダイオードを形成すると、このユニポーラダイオードは導通損失が大きく、実用上、使用することができない。つまり、ワイドギャップ半導体を利用して形成される高速ダイオード３０は高い素子耐圧においても逆回復損失を低減することができるので、この高速ダイオード３０の損失を減少することができる。   In the high-speed diode 30 that requires a high breakdown region, only a bipolar diode can be used when a silicon semiconductor is used, but a unipolar diode, specifically SBD or JBD, is used when a wide gap semiconductor is used. Can be used. When a unipolar diode is formed using a silicon semiconductor, the unipolar diode has a large conduction loss and cannot be used practically. That is, the high-speed diode 30 formed using the wide gap semiconductor can reduce the reverse recovery loss even at a high element breakdown voltage, and thus the loss of the high-speed diode 30 can be reduced.

ワイドギャップ半導体には前述の第１の変形例において説明したＳｉＣ等を実用的に使用することができる。   For the wide gap semiconductor, SiC or the like described in the first modification can be practically used.

このように、第２の変形例に係る電力用半導体装置１においては、高速ダイオード３０をワイドギャップ半導体により構成することにより、高絶縁耐圧領域においても高速ダイオード３０の逆回復損失を低減することができ、高絶縁耐圧領域においても電力用半導体スイッチング素子２１のスイッチング損失を低減することができるので、低損失化並びに小型化を実現することができる。   Thus, in the power semiconductor device 1 according to the second modification, the reverse recovery loss of the high speed diode 30 can be reduced even in the high withstand voltage region by configuring the high speed diode 30 with a wide gap semiconductor. In addition, since the switching loss of the power semiconductor switching element 21 can be reduced even in the high withstand voltage region, it is possible to reduce the loss and reduce the size.

なお、第１の実施の形態に係る電力用半導体装置１においては、第１の変形例と第２の変形例とを組み合わせることができる。すなわち、電力用半導体装置１は、カスコード素子１の電力用半導体スイッチング素子２１、高速ダイオード３０のそれぞれをワイドギャップ半導体により構成することができる。   In the power semiconductor device 1 according to the first embodiment, the first modification and the second modification can be combined. That is, in the power semiconductor device 1, each of the power semiconductor switching element 21 and the high-speed diode 30 of the cascode element 1 can be configured by a wide gap semiconductor.

（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態は、前述の第１の実施の形態に係る電力用半導体装置１のカスコード素子２０と駆動回路６０との接続構造を代えた例を説明するものである。図２に示すように、電力用半導体装置１において、カスコード素子２０の第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２のゲート電極に駆動回路６０（インバータ６１の出力）が抵抗５１を介在して接続され、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のゲート電極に駆動回路６０がダイオード５５及び抵抗５２を介在して接続されている。第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のゲート電極とソース領域との間には、前述の第１の実施の形態に係る電力用半導体装置１のツェナーダイオード５３に代えて、抵抗５４が挿入されている。 (Second Embodiment)
The second embodiment of the present invention describes an example in which the connection structure between the cascode element 20 and the drive circuit 60 of the power semiconductor device 1 according to the first embodiment is changed. As shown in FIG. 2, in the power semiconductor device 1, the drive circuit 60 (output of the inverter 61) is interposed between the resistor 51 and the gate electrode of the first metal insulating film semiconductor field effect transistor 22 of the cascode element 20. The drive circuit 60 is connected to the gate electrode of the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 via the diode 55 and the resistor 52. A resistor 54 is provided between the gate electrode and the source region of the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 in place of the Zener diode 53 of the power semiconductor device 1 according to the first embodiment. Has been inserted.

第２の実施の形態に係る電力用半導体装置１は、第１の実施の形態に係る電力用半導体装置１に対して、回路接続構造に若干の違いはあるものの、基本的には同等の回路動作を行い、同等の作用効果を奏することができる。   The power semiconductor device 1 according to the second embodiment is basically equivalent to the power semiconductor device 1 according to the first embodiment although the circuit connection structure is slightly different. The operation can be performed and the same effects can be obtained.

（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態は、前述の第１の実施の形態に係る電力用半導体装置１のカスコード素子２０において、金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタの直列接続個数を変えた例を説明するものである。図３に示すように、電力用半導体装置１においては、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のソース領域と負極端子１１との間に、３個の第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３、第３の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２４のそれぞれが電気的に直列に接続されている。第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のそれぞれの構成は、前述の第１の実施の形態に係る電力用半導体装置１の第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のそれぞれの構成と同一である。 (Third embodiment)
In the third embodiment of the present invention, an example in which the number of serially connected metal insulating semiconductor field effect transistors is changed in the cascode element 20 of the power semiconductor device 1 according to the first embodiment described above will be described. To do. As shown in FIG. 3, in the power semiconductor device 1, three first metal insulating semiconductor field effect devices are provided between the source region of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 and the negative electrode terminal 11. Each of the transistor 22, the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23, and the third metal insulating semiconductor field effect transistor 24 is electrically connected in series. The configurations of the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 are the same as those of the first embodiment of the power semiconductor device 1 according to the first embodiment. The metal insulating film semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 have the same configuration.

第３の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２４は、基本的には、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２と同一構造において構成されている。第３の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２４においては、ソース領域が第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３のドレイン領域に接続され、ドレイン領域が電力用半導体スイッチング素子２１のソース領域に接続され、ゲート電極が抵抗５６及びツェナーダイオード５７を介在して駆動回路６０に接続されている。第３の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２４のゲート電極とソース領域との間は抵抗５８を介在して接続されている。また、第３の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２４のソース領域とドレイン領域との間には寄生ダイオード２７が電気的に並列に接続されている。   The third metal insulating semiconductor field effect transistor 24 is basically configured in the same structure as the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22. In the third metal insulating semiconductor field effect transistor 24, the source region is connected to the drain region of the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 and the drain region is connected to the source region of the power semiconductor switching element 21. The gate electrode is connected to the drive circuit 60 via the resistor 56 and the Zener diode 57. The gate electrode and the source region of the third metal insulating semiconductor field effect transistor 24 are connected via a resistor 58. A parasitic diode 27 is electrically connected in parallel between the source region and the drain region of the third metal insulating semiconductor field effect transistor 24.

このように構成される第３の実施の形態に係る電力用半導体装置１においては、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２及び第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３に加えて更に第３の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２４を備え、合計３個の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタを電気的に直列に接続することにより、第１の実施の形態に係る電力用半導体装置１と同様に、逆回復電流に起因するスイッチング損失を減少することができる。更に、第３の実施の形態に係る電力用半導体装置１においては、スイッチング損失並びに発熱損失を減少することができ、小型にすることができる。   In the power semiconductor device 1 according to the third embodiment configured as described above, in addition to the first metal insulating semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23, The power semiconductor according to the first embodiment is further provided with a third metal insulating semiconductor field effect transistor 24, and a total of three metal insulating semiconductor field effect transistors are electrically connected in series. As with the device 1, the switching loss due to the reverse recovery current can be reduced. Furthermore, in the power semiconductor device 1 according to the third embodiment, the switching loss and the heat loss can be reduced, and the size can be reduced.

（第４の実施の形態）
本発明の第４の実施の形態は、前述の第２の実施の形態に係る電力用半導体装置１と第３の実施の形態に係る電力用半導体装置１とを組み合わせた例を説明するものである。図４に示すように、電力用半導体装置１においては、前述の図３に示す第３の実施の形態に係る電力用半導体装置１と同様に、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のソース領域と負極端子１１との間に、第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２、第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３及び第３の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２４が直列に接続されている。 (Fourth embodiment)
The fourth embodiment of the present invention describes an example in which the power semiconductor device 1 according to the second embodiment is combined with the power semiconductor device 1 according to the third embodiment. is there. As shown in FIG. 4, in the power semiconductor device 1, the source of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 is the same as in the power semiconductor device 1 according to the third embodiment shown in FIG. Between the region and the negative electrode terminal 11, a first metal insulating semiconductor field effect transistor 22, a second metal insulating semiconductor field effect transistor 23, and a third metal insulating semiconductor field effect transistor 24 are connected in series. It is connected to the.

第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２２及び第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２３と駆動回路６０との回路接続構造は前述の第３の実施の形態に係る電力用半導体装置１と同様である。第３の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ２４のゲート電極は、抵抗５６、ツェナーダイオード５７及び５５を介在して駆動回路６０に接続されている。   The circuit connection structure between the first metal insulating film semiconductor field effect transistor 22 and the second metal insulating semiconductor field effect transistor 23 and the drive circuit 60 is the power semiconductor device 1 according to the third embodiment described above. It is the same. The gate electrode of the third metal insulating semiconductor field effect transistor 24 is connected to the drive circuit 60 via a resistor 56 and Zener diodes 57 and 55.

このように構成される第４の実施の形態に係る電力用半導体装置１においては、前述の第３の実施の形態に係る電力用半導体装置１と同様の効果を奏することができる。   The power semiconductor device 1 according to the fourth embodiment configured as described above can achieve the same effects as those of the power semiconductor device 1 according to the above-described third embodiment.

（その他の実施の形態）
本発明は、上記複数の実施の形態に限定されるものではない。例えば、本発明は、カスコード素子２０の電力用半導体スイッチング素子２１のソース領域と負極端子１１との間に４個以上の直列接続された金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタを備えてもよい。 (Other embodiments)
The present invention is not limited to the above embodiments. For example, the present invention may include four or more metal insulating film semiconductor field effect transistors connected in series between the source region of the power semiconductor switching element 21 of the cascode element 20 and the negative electrode terminal 11.

本発明の第１の実施の形態に係る電力用半導体装置の回路図である。1 is a circuit diagram of a power semiconductor device according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施の形態に係る電力用半導体装置の回路図である。It is a circuit diagram of the power semiconductor device which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態に係る電力用半導体装置の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a power semiconductor device according to a third embodiment of the present invention. 本発明の第４の実施の形態に係る電力用半導体装置の回路図である。It is a circuit diagram of the power semiconductor device which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 本発明の先行技術に係る電力用半導体装置の回路図である。It is a circuit diagram of the semiconductor device for electric power which concerns on the prior art of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１ 電力用半導体装置
１０ 正極端子
１１ 負極端子
２０ カスコード素子
２１ 電力用半導体スイッチング素子
２２ 第１の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ
２３ 第２の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ
２４ 第３の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタ
２５〜２７ 寄生ダイオード
３０ 高速ダイオード
６０ 駆動回路

DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power semiconductor device 10 Positive electrode terminal 11 Negative electrode terminal 20 Cascode element 21 Power semiconductor switching element 22 1st metal insulation film semiconductor type field effect transistor 23 2nd metal insulation film semiconductor type field effect transistor 24 3rd metal insulation Membrane Semiconductor Field Effect Transistor 25-27 Parasitic Diode 30 High Speed Diode 60 Drive Circuit

Claims (7)

正極端子に主電極の一方が接続されたノーマリーオン型の電力用半導体スイッチング素子と、
前記電力用半導体スイッチング素子の主電極の他方と負極端子との間に電気的に直列に接続されたノーマリーオフ型の複数の金属絶縁膜半導体型電界効果トランジスタと、を備えたカスコード素子と、
前記カスコード素子と電気的に並列に接続され、前記正極端子にカソード領域が接続され、前記負極端子にアノード領域が接続された高速ダイオードと、
を備えたことを特徴とする電力用半導体装置。 A normally-on type power semiconductor switching element in which one of the main electrodes is connected to the positive electrode terminal;
A cascode element comprising a plurality of normally-off metal insulating film semiconductor field effect transistors electrically connected in series between the other main electrode of the power semiconductor switching element and a negative electrode terminal;
A fast diode electrically connected in parallel with the cascode element, a cathode region connected to the positive terminal, and an anode region connected to the negative terminal;
A power semiconductor device comprising: 前記電力用半導体スイッチング素子は接合型電界効果トランジスタ又は静電誘導型トランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体装置。   2. The power semiconductor device according to claim 1, wherein the power semiconductor switching element is a junction field effect transistor or a static induction transistor. 前記高速ダイオードはユニポーラダイオードであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力用半導体装置。   The power semiconductor device according to claim 1, wherein the high-speed diode is a unipolar diode. 前記ユニポーラダイオードはショットキーバリアダイオード又はジャンクションバリアダイオードであることを特徴とする請求項３に記載の電力用半導体装置。   4. The power semiconductor device according to claim 3, wherein the unipolar diode is a Schottky barrier diode or a junction barrier diode. 前記電力用半導体スイッチング素子はワイドギャップ半導体により構成されたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電力用半導体装置。   The power semiconductor device according to any one of claims 1 to 4, wherein the power semiconductor switching element is formed of a wide gap semiconductor. 前記高速ダイオードはワイドギャップ半導体により構成されたことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の電力用半導体装置。   6. The power semiconductor device according to claim 1, wherein the high-speed diode is formed of a wide gap semiconductor. 前記ワイドギャップ半導体はシリコンカーバイド、ガリウムナイトライド又はダイアモンドであることを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の電力用半導体装置。   The power semiconductor device according to claim 5, wherein the wide gap semiconductor is silicon carbide, gallium nitride, or diamond.
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