JP2006153658A - Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＦＭ−ＣＷレーダ装置において、距離測定における高分解能性を保持し、かつ物標の強度に関する情報を保持して検出する。
【解決手段】ゼロデータ付加回路４０、４２により、サンプリング期間を長くしたゼロデータ付加通常ビート信号Ｓｂｔ０とゼロデータ付加半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉ０を作成した後、フーリエ変換・振幅演算回路４４、４６により、ゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０とゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０を作成し、減算器５０により差をとる。差信号Ｓｕｂ０の強度は、ビート信号Ｓｂｔの強度に近い値となり、概ね物標の強度に対応する。差信号Ｓｕｂ０の波形形状は急峻となるので、距離測定における高分解性が保持される。
【選択図】図６

Description

この発明は、周波数変調（ＦＭ）された連続波（ＣＷ）信号を送受信して物標を検知し、物標までの距離、物標の速度等を測定することで、航法、捜索、監視等を可能とするＦＭ−ＣＷレーダ装置に関する。

ＦＭ−ＣＷレーダは、連続波に周波数変調を加え、送信波として送信する方式のレーダである。送信波の一部を、物標から反射してきた受信波と混合すれば、電波が往復する遅延時間に比例したビート波が生じる。このビート信号を周波数分析した場合、周波数が物標までの距離に対応し、振幅（強度）が物標の散乱の強さに対応する。このようなＦＭ−ＣＷレーダ方式は、パルスレーダに比べ、連続波を使用することから小電力ですみ、また、ナノ秒パルスを増幅するような高周波部品を必要としないという利点を有する。

図１６は、一般的なＦＭ−ＣＷレーダ装置２の構成を示している（特許文献１参照）。

図１７は、図１６に示した一般的なＦＭ−ＣＷレーダ装置２の動作説明に供される送受信波の時間対周波数変化の特性図を示している。

図１６から分かるように、ＦＭ−ＣＷレーダ装置２は、基本的に、センサ部４と、信号処理部６と、ＰＰＩ（Plan Position Indicator）表示器８とから構成されている。

センサ部４において、繰り返しのこぎり波を発生する変調信号発生器１０によって変調され高周波発振器１２から出力される送信信号Ｓｔが、方向性結合器１４、電力増幅器（ＰＡ）１６および水平方向に回転する送信アンテナ１８を介して空間に送信波Ｗｔとして放射される。

観測しようとする物標からの反射波Ｗｒが、受信アンテナ２０によって受信され低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２を通じ受信信号Ｓｒとして混合器（ＭＩＸ）２４の一方の入力信号として供給される。

一方、混合器２４の他方の入力信号として、高周波発振器１２からの送信信号Ｓｔの一部がローカル信号として方向性結合器１４から供給されている。

混合器２４は、このローカル信号としての送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒとを混合し、送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒとの時間差に応じたビート信号Ｓｂを出力する。このビート信号Ｓｂは、中間周波増幅器（ＩＦＡＭＰ）２６により増幅され増幅されたビート信号Ｓｂとして信号処理部６に供給される。

図１７において、送信信号Ｓｔの周波数変化特性（送信周波数変化特性）Ｃｔと、受信信号Ｓｒの周波数変化特性（受信周波数変化特性）Ｃｒに係る送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒとの周波数差がビート信号Ｓｂの周波数ｆｂ（ビート周波数ｆｂ）になる。

ここで、周波数変移ΔＦと変調周期Ｔによって、往復伝搬遅延時間τに従うビート周波数ｆｂが作られる。これらの関係は、次の（１）式で与えられる。

ｆｂ／τ＝ΔＦ／Ｔ …（１）

また、往復伝搬遅延時間τと物標までの距離Ｒは、ｃを電波の進む速度（光速）として、次の（２）式で与えられる。

τ＝２Ｒ／ｃ …（２）

よって、物標までの距離Ｒと、ビート周波数ｆｂとの関係は、（１）、（２）式から往復伝搬遅延時間τを消去した次の（３）式で与えられる。

ｆｂ＝ΔＦ・２Ｒ／Ｔ・ｃ …（３）

従って、ＦＭ−ＣＷレーダ装置２では、近い物標から得られるビート信号Ｓｂのビート周波数ｆｂは相対的に低く、遠い物標から得られるビート信号Ｓｂのビート周波数ｆｂは相対的に高く観測されるため、得られたビート信号Ｓｂを信号処理部６を構成するＦＦＴ（高速フーリエ変換）等の手段により周波数分析すれば、物標までの距離が求められる。また、振幅（強度）により物標の散乱の強さが求められる。

そして、信号処理部６で作られたビデオ信号と、エンコーダ２８から供給される送信アンテナ１８の方位信号に基づき、ＰＰＩ表示器８上にレーダ映像が表示される。

図１８は、ＰＰＩ表示器８上での表示例を示している。

特開２００４−３８９３号公報（図６、図１２）

特許文献１にも記載されているように、ＦＭ−ＣＷレーダ装置２における距離測定では、距離分解能ΔＲは、次の（４）式で表される。

ΔＲ＝ｃ／２ΔＦ …（４）

そのため、非常に高い距離分解能ΔＲ、例えば数ｃｍオーダーを実現するには、周波数変移ΔＦを数ＧＨｚオーダーの超広帯域に拡大する必要があるが、ハードウエアの制約や電波法等による制約から必ずしも実現することができない。

また、従来技術に係るＦＷ−ＣＷレーダ装置２では、信号処理部６におけるＦＦＴ処理の際に比較的に大きなサイドローブも発生することから、たとえ窓関数を施した場合であっても、そのサイドローブの値が大きくなってくると、同一方位方向に物標が多数存在する場合、本当の物標とサイドロープを峻別することが難しくなる。

図１８の表示例において、点線で示す方位方向の強度レベルを図１９に示す。距離約１．４［ｋｍ］付近と距離約２．８［ｋｍ］付近の位置に明確な真の物標Ｔａ、Ｔｂが存在し、それ以外の部分に本物の物標と峻別することが困難なサイドローブが現れていることが分かる。なお、図１８において、４５［ｄＢ］分のＰＰＩ表示レベルを上下させることにより表示輝度が変化する。

非常に高い距離分解能ΔＲを実現する技術が、上記した特許文献１に記載されている。

ところで、この特許文献１に係る技術では、周波数変調された連続波信号である送信信号を送信アンテナから送信波として送出するとともに、物標からの反射波を受信アンテナを介して受信信号として受信する。次に、送信信号と受信信号の時間差によって生じるビート信号をデジタル化して、時間領域の通常ビート信号を作成した後、通常ビート信号の前半部分または後半部分を逆相とした半分逆相ビート信号を作成する。そして、さらに、通常ビート信号と半分逆相ビート信号とをそれぞれフーリエ変換し、周波数領域での通常スペクトル信号と半分逆相スペクトル信号を作成する。この場合、半分逆相スペクトル信号には、ビート周波数位置に急激に振幅が減少するヌル点（谷ピーク）が現れるので、通常スペクトル信号を半分逆相スペクトル信号で除算することにより、前記のヌル点に対応するビート周波数位置に高いピークを有する信号である除算結果の商信号が得られる。したがって、この商信号のピークを検出することにより、物標までの距離を高分解能に容易に求めることができる。

この発明は、このような技術に関連してなされたものであって、距離測定における高分解能性を保持しつつ、併せて、物標の強度に関する情報を保持して検出することを可能とするＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することを目的とする。

また、この発明は、ビート信号をフーリエ変換した際に発生するサイドローブを低減することを可能とし、かつ、距離測定における高分解能性を保持するととともに、物標の強度に関する情報を保持して検出することを可能とするＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することを目的とする。

この発明に係るＦＭ−ＣＷレーダ装置は、周波数変調された連続波信号である送信信号を送信波として送出するとともに、物標からの反射波を受信信号として受信し、前記送信信号と前記受信信号の時間差によって生じるビート信号をデジタル化して、通常ビート信号を作成した後、前記通常ビート信号の前半部分または後半部分を逆相とした半分逆相ビート信号を作成し、前記通常ビート信号と前記半分逆相ビート信号とをそれぞれフーリエ変換して得られた周波数領域での通常スペクトル信号と半分逆相スペクトル信号に基づき前記ビート信号の周波数を決定するＦＭ−ＣＷレーダ装置であって、前記ビート信号の周波数を決定するために、前記通常スペクトル信号と前記半分逆相スペクトル信号との差をとり減算結果を得る減算器を備えることを特徴とする。

この発明によれば、減算器により、ビート周波数近傍が比較的大きな値になっている通常スペクトル信号と、ビート周波数位置に急激に振幅が減少する谷ピークが現れている半分逆相スペクトル信号との差をとり減算結果を得るようにしている。この差信号は、距離分解能が向上した急峻な信号となるが、特許文献１のように除算していないので、この距離分解能が向上した急峻な信号のピーク値は、概ね通常スペクトル信号のピーク値が保持されることになり、物標の強度に対応する。したがって、この発明によれば、この差信号のピークの周波数を検出することにより、距離測定における高分解能性が保持され、かつピーク値により物標の強度に関する情報を保持して検出すること、換言すれば、物標の強度を、特許文献１に係る技術に比較してより高精度に検出することができる。

また、この発明によれば、フーリエ変換回路の前にゼロデータ付加回路を設け、このゼロデータ付加回路により、時間領域における通常ビート信号と半分逆相ビート信号に、それぞれ、所定期間ゼロデータを付加し、擬似的にサンプリング期間を長くしたゼロデータ付加通常ビート信号とゼロデータ付加半分逆相ビート信号を作成した後、フーリエ変換回路によりそれぞれフーリエ変換して、ゼロデータ付加通常スペクトル信号とゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号を作成する。そして、ビート信号の周波数を決定するために、減算器により、ゼロデータ付加通常スペクトル信号とゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号との差をとるようにしている。このように構成すれば、フーリエ変換回路によるサンプリング周期を擬似的に長くすることができるので、ゼロデータ付加通常スペクトル信号は、ビート周波数におけるスペクトル強度のピーク値がより忠実に表現され、ピーク値から離れるにしたがって滑らかに変化する。また、ゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号は、ビート周波数においてゼロ値に近くなり、また、谷の特性が、谷ピーク値を中心とする対称性がよくなる。その結果、減算器による減算結果の差信号の振幅の強度は、ビート信号の強度により近い値となり、物標の強度に対応する。距離測定における高分解性は、保持される。

なお、フーリエ変換回路と減算器との間に、フーリエ変換回路により作成された半分逆相スペクトル信号のレベル又はゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号のレベルを調整するレベル調整器を備えることで、分解能向上、サイドローブ抑圧の効果を、目標のレベル強度保持との兼ね合いで、運用者が状況に応じて調整することができる。

この発明によれば、距離測定における高分解能性を保持しつつ、併せて、物標の強度に関する情報を保持して検出することができる。

また、この発明によれば、ビート信号をフーリエ変換した際に発生するサイドローブを低減することを可能とし、かつ、距離測定における高分解能性を保持するととともに、物標の強度に関する情報を保持して検出することができる。

以下、この発明の一実施の形態について図面を参照して説明する。なお、以下に参照する図面において、上記図１６〜図１９に示したものと対応するものには同一の符号を付けてその詳細な説明は省略する。また、必要に応じてこれらの図を参照して説明する。

図１は、この発明の一実施の形態に係るＦＭ−ＣＷレーダ装置３０の構成を示している。

このＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、基本的には、センサ部４と、信号処理部３２と、ＰＰＩ表示器８とから構成される。

センサ部４とＰＰＩ表示器８の構成は、図１６に示したものと同一の構成であり、センサ部４は、周波数変調された連続波信号である送信信号Ｓｔを送信波Ｗｔとして送信アンテナ１８から送出するとともに、物標からの反射波Ｗｒを受信信号Ｓｒとして受信アンテナ２０により受信し、送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒの時間差τによって生じるビート信号Ｓｂを信号処理部３２に供給する。

信号処理部３２は、ビート信号Ｓｂをデジタル化し、時間領域における通常ビート信号を作成するＡ／Ｄ変換器３４と、時間領域における通常ビート信号にハニング窓等の窓関数により重み付け処理し重み付けした時間領域における通常ビート信号Ｓｂｔを作成する重み付け回路３６を備える。

信号処理部３２は、さらに、重み付けされた通常ビート信号Ｓｂｔをフーリエ変換（ＦＦＴ）して複素信号ＩＱを生成し、複素信号ＩＱの絶対値である振幅信号としての周波数領域での通常スペクトル信号Ｓｓｆを作成するフーリエ変換・振幅演算回路４４と、重み付け回路３６から出力された通常ビート信号Ｓｂｔの前半部分または後半部分を逆相とした半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉを作成する逆相処理回路３８と、半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉをフーリエ変換（ＦＦＴ）して複素信号ＩＱを生成し、複素信号ＩＱの絶対値である振幅信号としての半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉを作成するフーリエ変換・振幅演算回路４６と、半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉのレベルを調整するレベル調整器４８と、ビート周波数ｆｂを決定するために、通常スペクトル信号Ｓｓｆから谷ピーク値のレベル調整後の半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ×αを減算し、減算結果の周波数領域における急峻な信号である差信号Ｓｕｂを得る減算器５０と、差信号Ｓｕｂからビデオ信号を作成するビデオ信号処理部５２とを備える。

ＰＰＩ表示器８は、このビデオ信号と、センサ部４を構成するエンコーダ２８（図１６参照）から得られる送信アンテナ１８の方位信号に基づき、レーダ映像を表示する。

この実施形態に係るＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、基本的には以上のように構成されるものであり、次にこの動作について説明する。

ここでは、この発明の理解の容易化のために、単一の物標についての距離、強度の算出について説明する。

前記単一の物標からの受信信号Ｓｒに基づいて、センサ部４から、ビート周波数ｆｂがｆｂ＝５０［ｋＨｚ］の正弦波のビート信号Ｓｂが時間間隔で１．２５［ｍｓ］の間、出力されるものとする。

図２Ａは、センサ部４から出力され、Ａ／Ｄ変換器３４によりＡ／Ｄ変換された通常ビート信号に、重み付け回路３６によりハニング窓による重み付け処理がなされた波形データである通常ビート信号Ｓｂｔを示している。横軸は時間、縦軸は振幅である。この通常ビート信号Ｓｂｔは、時間間隔１．２５［ｍｓ］を２５６分割（サンプリング周波数２０５［ｋＨｚ］）した波形データである。

この通常ビート信号Ｓｂｔに対してフーリエ変換・振幅演算回路４４でＦＦＴをかけ振幅演算を行うことで、図３Ａに実線で示す、ビート周波数ｆｂ＝５０［ｋＨｚ］に山ピーク値を有する周波数領域における通常スペクトル信号Ｓｓｆが得られる。横軸は周波数、縦軸はパワーである。ＦＦＴポイントＮは、Ｎ＝２５６である。

図２Ｂは、逆相処理回路３８により位相処理がなされて作成された、図２Ａに示す通常ビート信号Ｓｂｔの後半部分を逆相とした半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉを示している。

図３Ａ中、点線で示す信号は、この半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉに対してフーリエ変換・振幅演算回路４６でＦＦＴをかけ振幅演算を行うことで得られる、ビート周波数ｆｂ＝５０［ｋＨｚ］に谷ピーク値、いわゆるヌル点を有する半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉを示している。横軸は周波数、縦軸はパワーである。ＦＦＴポイントＮは、Ｎ＝２５６である。

図３Ｂは、半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉに対して、レベル調整器４８によるレベル調整処理を行わないで（α＝１）、通常スペクトル信号Ｓｓｆから半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉを減算した減算結果の差信号Ｓｕｂ（Ｓｕｂ＝Ｓｓｆ−Ｓｓｆｉ）を示している。この差信号Ｓｕｂでは、ビート周波数ｆｂに対応する山ピーク値が、図３Ａに示す通常スペクトル信号Ｓｓｆに比較して尖鋭に現れており、かつ、通常スペクトル信号Ｓｓｆでは存在するサイドロープに対応する山の裾部（周波数４８．５［ｋＨｚ］近傍及び周波数５１．５［ｋＨｚ］近傍）のパワーが存在しなくなっている。差信号Ｓｕｂの山ピーク値に対応する周波数から物標までの距離を正確に求めることができる。

なお、この実施形態において、減算器５０は、Ｓｕｂ＝Ｓｓｆ−Ｓｓｆｉｌの演算を行うが、差が負の値となったときには、ゼロ値とする処理を行っている。ここで、レベル調整器４８の作用について減算器５０との関係において説明する。

レベル調整器４８は、利得（増幅度）可変の広帯域の直流増幅器と考えることができる。すなわち、各周波数におけるレベルを増幅度倍する作用を有する。例えば、増幅度αをα＝０．５とすると、レベル調整後の半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ×０．５は、図４Ａの点線で示すように表される。図４Ａの実線は、図３Ａに描いた通常スペクトル信号Ｓｓｆを再掲載している。

図４Ｂは、その差信号Ｓｕｂ＝Ｓｓｆ−Ｓｓｆｉ×０．５を示している。

同様に図５Ａには、増幅度αをα＝２としたレベル調整後の半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ×２と、通常スペクトル信号Ｓｓｆを示している。

図５Ｂは、その差信号Ｓｕｂ＝Ｓｓｆ−Ｓｓｆｉ×２を示している。

この図３Ｂ、図４Ｂ、図５Ｂを比較すれば、この場合には、増幅度αをα＝０．５とした差信号Ｓｕｂ＝Ｓｓｆ−Ｓｓｆｉ×０．５のスペクトルが、周波数幅が比較的に狭く、かつ強度（パワー、信号レベル）が、通常スペクトル信号Ｓｓｆの強度に最も近いので、距離測定における高分解能性を保持しつつ、併せて、物標の強度に関する情報を概ね保持して検出することができる。

図６は、この発明の他の実施の形態に係るＦＭ−ＣＷレーダ装置３０Ａの構成を示している。

このＦＭ−ＣＷレーダ装置３０Ａは、図１に示したＦＭ―ＣＷレーダ装置３０に比較して、回路構成的には、重み付け回路３６とフーリエ変換・振幅演算回路４４との間、及び逆相処理回路３８とフーリエ変換・振幅演算回路４６との間に、それぞれゼロデータ付加回路４０、４２を挿入している点が異なる。

次に、この図６例に示したＦＭ−ＣＷレーダ装置３０Ａの動作について説明する。

ここでも、この発明の理解の容易化のために、単一の物標についての距離、強度の算出について説明する。

前記単一の物標からの受信信号Ｓｒに基づいて、センサ部４から、ビート周波数ｆｂがｆｂ＝５０［ｋＨｚ］の正弦波のビート信号Ｓｂが１．２５［ｍｓ］の間、出力されるものとする。

図７Ａは、センサ部４から出力され、Ａ／Ｄ変換器３４によりＡ／Ｄ変換されたビート信号Ｓｂに、重み付け回路３６によりハニング窓により重み付け処理がなされた２５６ポイントの波形データである図２Ａに示した通常ビート信号Ｓｂｔに、所定期間３．７５［ｍｓ］に対応する７６８ポイント（個）のゼロデータを付加し、総データ数を元のデータの４倍である１０２４ポイントとしたゼロデータ付加通常ビート信号Ｓｂｔ０を示している。横軸は時間、縦軸は振幅である。このゼロデータ付加通常ビート信号Ｓｂｔ０は、時間間隔５．００［ｍｓ］を１０２４分割（サンプリング周波数２０５［ｋＨｚ］）した波形データである。

このゼロデータ付加通常ビート信号Ｓｂｔ０に対してフーリエ変換・振幅演算回路４４でＦＦＴをかけ振幅演算を行うことで、図８Ａに実線で示す、ビート周波数ｆｂ＝５０［ｋＨｚ］を山ピーク値としてＦＦＴ結果の各ポイントの間が補完された滑らかで略左右対称の周波数領域におけるゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０が得られる。横軸は周波数、縦軸はパワーである。ＦＦＴポイントＮは、Ｎ＝１０２４である。

同様に、図７Ｂは、逆相処理回路３８により位相処理がなされて作成された、図２Ａに示した通常ビート信号Ｓｂｔの後半部分を逆相とした半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉに対し、所定期間である３．７５［ｍｓ］に対応する７６８ポイント（個）のゼロデータを付加し、総データ数を元のデータの４倍である１０２４ポイントとしたゼロデータ付加半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉ０を示している。横軸は時間、縦軸は振幅である。このゼロデータ付加半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉ０は、時間間隔５．００［ｍｓ］を１０２４分割（サンプリング周波数２０５［ｋＨｚ］）した波形データである。

図８Ａに点線で示す信号は、このゼロデータ付加半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉ０に対してフーリエ変換・振幅演算回路４６でＦＦＴをかけ振幅演算を行うことで得られる、ビート周波数ｆｂ＝５０［ｋＨｚ］に谷ピーク値、いわゆるヌル点を有する略左右対称なゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０を示している。横軸は周波数、縦軸はパワーである。ＦＦＴポイントＮは、Ｎ＝１０２４である。

図８Ａ、図８Ｂに示した各波形データにおいては、基本的に補完しているだけであるので、信号のレベルが下がることがあり得ないということに留意する。

なお、ＦＦＴの条件として、データ数は、２のべき乗（２ⁿ：ｎ＝２，４，８，１６，３２，６４…）でなければならない。例えば対象とする最大周波数の４倍程度でサンプリングを行っている際、ゼロデータを追加して元データの長さを４倍にすることで、それ以上の長さ（８倍、１６倍、…）にしたときの波形データ（Ｓｓｆ０、Ｓｓｆｉ０）と、ほぼ同等の結果を得ることができることを確認している。ただ、２倍のデータ数、上記の場合には、５１２ポイントにしても略満足できる効果が得られることを確認している。すなわち、ゼロデータを付加する所定期間は、入力データのポイント数の少なくとも１倍（ｎ＝２）、好ましくは３倍（ｎ＝４）である。

以上説明したように、図６例のＦＭ−ＣＷレーダ装置３０Ａでは、ゼロデータを付加することによりＦＦＴポイントＮの数を増加させ補完しているので、図８Ａに示すゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０のパワーの山ピーク値は、図７Ｂに示すゼロデータ付加通常ビート信号Ｓｂｔ０の振幅に対応することとなり、より真の山ピーク値に近い値となる（図４Ａの通常スペクトル信号Ｓｓｆでは、山ピーク値のパワーが「５５」程度であるが、図８Ａのゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０では、山ピーク値のパワーが、より高い値である「６５」近傍の値になっている。）。

また、ＦＦＴポイントＮの数を増加させ補完しているので、図８Ａから分かるように、ゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０のヌル点のパワーは、ゼロレベルにより近くなる（図３Ａの半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉのヌル点のパワーは「２５」程度になっている。）。

図８Ｂは、減算器５０により、ゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０からレベル調整前（α＝１）の半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ×αを減算した減算結果の差信号Ｓｕｂ０（Ｓｕｂ０＝Ｓｓｆ０−Ｓｓｆｉ０）を示している。

ここで、図６例のＦＭ−ＣＷレーダ装置３０Ａにおけるレベル調整器４８の作用について減算器５０との関係において説明する。

増幅度αをα＝０．５とすると、レベル調整後のゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０×０．５は、図９Ａの点線で示すように表される。図９Ａの実線は、図８Ａに描いたゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０を再掲載している。

図９Ｂは、その差信号Ｓｕｂ０＝Ｓｓｆ０−Ｓｓｆｉ０×０．５を示している。

同様に図１０Ａには、増幅度αをα＝２としたレベル調整後のゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０×２とゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０を示している。

図１０Ｂは、その差信号Ｓｕｂ０＝Ｓｓｆ０−Ｓｓｆｉ×２を示している。

図８Ａに示すゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０のヌル点は、正確にゼロ値ではなくオフセットしているので、図８Ｂに示す減算結果の差信号Ｓｕｂ０は、目標のレベル強度よりも、そのオフセット分、下がってしまう。

その一方、図９Ａ、図９Ｂから分かるように、増幅度α＝０．５のゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０×０．５のヌル点はよりゼロ値に近づくので、図９Ｂに示す差信号Ｓｕｂ０の山ピークは、より忠実に目標のレベルを保持することができるようになる。しかし、ゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０×０．５は、ヌル点以外のレベルも半分になってしまうので、図９Ｂに示す差信号Ｓｕｂ０、すなわちビート信号の帯域幅（例えば半値帯域幅）が広くなり、その分、分解能が低下する。

また、図１０Ａに示す増幅度α＝２のゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０×２では、ヌル点のレベルが大きくなってしまうので、図１０Ｂの差信号Ｓｕｂ０の山ピークは、元の目標レベルより小さくなってしまう。しかし、図１０Ｂと図８Ｂを比較すれば明らかなように、図１０Ｂに示す差信号Ｓｕｂ０、すなわちビート信号の帯域幅は、きわめて狭帯域になり、その分、分解能が向上していることが分かる。

このようにレベル調整器４８によって、レーダ運用者が状況に応じて、分解能向上・サイドローブ抑圧の度合いを、目標レベル強度の保持との兼ね合いで、増幅度αを、例えば０〜２の間で線形に増幅するように設定することができる。ここで、増幅度α＝０とは、減算器５０を用いない従来のＦＦＴと等しい処理である。

図３Ａ、図３Ｂ、図４Ａ、図４Ｂ、図５Ａ、図５Ｂと、図８Ａ、図８Ｂ、図９Ａ、図９Ｂ、図１０Ａ、図１０Ｂとを比較することで理解できるように、レベル調整器４８は、データのサンプリングポイント数が十分なときに効果がより発揮される。換言すれば、サンプリングポイント数が十分でないときは、ゼロデータを付加して擬似的にサンプリングポイント数を増やして処理することでレベル調整器４８の効果（距離分解能とレベル強度の保持のトレードオフの関係を変更することが可能であるという効果）を得ることができる。

例えば、図１０Ｂに示す差信号Ｓｕｂ０は、図４Ｂに示した差信号Ｓｕｂに比較して、ビート周波数ｆｂに対応する山ピーク値が、より尖鋭に現れており、すなわち狭帯域であり、また、波形がより左右対称に近く、この山ピーク値に対応する周波数から物標までの距離を正確に求めることができる。そして、この図１０Ｂに示す差信号Ｓｕｂ０では、山ピーク値のパワー（パワーピークレベル）が、図１０Ａに示すゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０のパワーピークレベルと概ね等しい値になるので、物標の強度をより忠実に求めることができる。

図１１は、実際に複数の物標が存在する場合の図１８と同位置でのＰＰＩ表示器８上での表示例を示している。

図１２は、図１１の表示例において、点線の方位方向の強度レベルを示す。なお、図１８中、サイドローブが現れている通常処理の強度レベル１００は、図１９に示した強度レベルを再掲しており、その一方、急峻に物標のレベルが発生している強度レベル１０２は、位相反転・ゼロデータ補完処理の強度レベルを示している。

位相反転・ゼロデータ補完処理の強度レベル１０２から分かるように、距離１．４［ｋｍ］付近と距離２．８［ｋｍ］付近の位置に、明確に真の物標Ｔａ、Ｔｂが存在する他、サイドローブと紛らわしかった部分に、例えば０．６３［ｋｍ］付近に物標Ｔｃが現れていることが分かり、さらに、自船（表示器の中心）の近くにも物標が現れていることが分かる。図１１のＰＰＩ表示例は、図１８のＰＰＩ表示例に比べて、サイドローブが消去され、格段に見易くなっていることが理解される。

なお、参考のために、図１３、図１４には、それぞれ、図１８、図１１の階調反転表示例を示し、図１５Ａ、図１５Ｂには、図１３、図１４の表示例中、四角い点線で囲った部分の拡大図を示している。図１５Ａの拡大図からは見分けることが困難であるが、図１５Ｂの拡大図上から、物標Ｔａは、距離分解能が向上したため、タンカー等の大型船ではないかということを容易に推定できる。

以上詳細に説明したように、図１例のＦＭ−ＣＷレーダ装置３０は、周波数変調された連続波信号である送信信号Ｓｔを送信波Ｗｔとして送出するとともに、物標からの反射波Ｗｒを受信信号Ｓｒとして受信し、送信信号Ｓｔと受信信号Ｓｒの時間差によって生じるビート信号Ｓｂをデジタル化し重み付け処理して、通常ビート信号Ｓｂｔを作成した後、通常ビート信号Ｓｂｔの後半部分（前半部分でもよい。）を逆相とした半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉを作成し、通常ビート信号Ｓｂｔと半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉとをそれぞれフーリエ変換して得られた周波数領域での通常スペクトル信号Ｓｓｆと半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉに基づきビート信号Ｓｂの周波数を決定するために、通常スペクトル信号Ｓｓｆと半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉとの差をとり減算結果の差信号Ｓｕｂを得る減算器５０を備える。

すなわち、この図１例のＦＭ−ＣＷレーダ装置３０によれば、減算器５０により、ビート周波数近傍が比較的大きな値になっている通常スペクトル信号Ｓｓｆ（図３Ａ）と、ビート周波数位置に急激に振幅が減少する谷ピークが現れている半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉとの差をとり減算結果を得るようにしている。この差信号Ｓｕｂは、図３Ｂに示すように、距離分解能が向上した急峻な信号となるが、特許文献１のように除算していないので、この距離分解能が向上した急峻な信号のピーク値は、概ね通常スペクトル信号のピーク値が保持されることになり、物標の強度に対応する。したがって、この差信号Ｓｕｂのピークの周波数を検出することにより、距離測定における高分解能性が保持され、かつピーク値により物標の強度をより忠実に検出することができる。

また、図６例のＦＭ−ＣＷレーダ装置３０Ａによれば、フーリエ変換・振幅演算回路４４、４６の前に、それぞれゼロデータ付加回路４０、４２を設け、このゼロデータ付加回路４０、４２により、時間領域における通常ビート信号Ｓｂｔと半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉに、それぞれ、所定期間ゼロデータを付加し、擬似的にサンプリング期間を長くしたゼロデータ付加通常ビート信号Ｓｂｔ０とゼロデータ付加半分逆相ビート信号Ｓｂｔｉ０を作成した後、フーリエ変換・振幅演算回路４４、４６によりそれぞれフーリエ変換して、ゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０とゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０を作成する。そして、ビート信号Ｓｂの周波数を決定するために、減算器５０により、ゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０とゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０との差をとるようにしている。このように構成すれば、フーリエ変換・振幅演算回路４４、４６によるサンプリング周期を擬似的に長くすることができるので、ゼロデータ付加通常スペクトル信号Ｓｓｆ０は、ビート周波数ｆｂにおけるスペクトル強度をより忠実に表現され、ピーク値から離れるにしたがって滑らかに変化し、かつサイドローブが低減された信号になる。また、ゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０は、ビート周波数ｆｂにおいてゼロ値に近づき、また、その谷の特性が、谷ピーク値、すなわちヌル点を中心とする対称性がよくなる。その結果、減算器５０による減算結果の差信号Ｓｕｂ０の振幅の強度は、ビート信号Ｓｂの強度により近い値となり、物標の強度に対応する。もちろん、距離測定における高分解性は、保持される。

図１例、図６例のＦＭ−ＣＷレーダ装置３０、３０Ａにおいては、フーリエ変換・振幅演算回路４６と減算器５０との間に、半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉのレベル又はゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号Ｓｓｆｉ０のレベルを調整するレベル調整器４８を備えているので、分解能向上、サイドローブ抑圧の効果を、目標のレベル強度保持との兼ね合いで、運用者が状況に応じて調整することができる。

なお、この発明は、上述の実施の形態に限らず、この発明の要旨を逸脱することなく、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

この発明の一実施の形態の構成を示すブロック図である。 図２Ａは、重み付け処理後の通常ビート信号の波形図、図２Ｂは、半分逆相処理後のビート信号の波形図である。 図３Ａは、通常ビート信号のフーリエ変換後の通常スペクトル信号と半分逆相ビート信号のフーリエ変換後の半分逆相スペクトル信号の波形図、図３Ｂは、通常スペクトル信号から半分逆相スペクトル信号を減算した差信号のスペクトル図である。 図４Ａは、図３Ａ中の半分逆相スペクトル信号を、レベルを０．５倍に調整後の半分逆相スペクトル信号に代替した波形図、図４Ｂは、通常スペクトル信号からレベルを０．５倍に調整後の半分逆相スペクトル信号を減算した差信号のスペクトル図である。 図５Ａは、図３Ａ中の半分逆相スペクトル信号を、レベルを２倍に調整後の半分逆相スペクトル信号に代替した波形図、図５Ｂは、通常スペクトル信号からレベルを２倍に調整後の半分逆相スペクトル信号を減算した差信号のスペクトル図である。 この発明の他の実施形態の構成を示すブロック図である。 図７Ａは、重み付け処理後にゼロデータを付加した通常ビート信号の波形図、図７Ｂは、ゼロデータ付加・半分逆相処理後のビート信号の波形図である。 図８Ａは、ゼロデータ付加通常ビート信号のフーリエ変換後の通常スペクトル信号と、ゼロデータ付加・半分逆相ビート信号のフーリエ変換後の半分逆相スペクトル信号の波形図、図８Ｂは、ゼロデータ付加通常スペクトル信号からゼロデータ付加・半分逆相スペクトル信号を減算した差信号のスペクトル図である。 図９Ａは、図８Ａ中のゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号を、レベルを０．５倍に調整後のゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号に代替した波形図、図９Ｂは、ゼロデータ付加通常スペクトル信号からレベルを０．５倍に調整後のゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号を減算した差信号のスペクトル図である。 図１０Ａは、図８Ａ中のゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号を、レベルを２倍に調整後のゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号に代替した波形図、図１０Ｂは、ゼロデータ付加通常スペクトル信号からレベルを２倍に調整後のゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号を減算した差信号のスペクトル図である。 図６例のＦＭ−ＣＷレーダ装置によるＰＰＩ表示例を示す図である。 図１１中、点線で示す方向のレベルを示す図である。 従来技術に係るＰＰＩ表示例の階調反転図である。 図１１例のＰＰＩ表示例の階調反転図である。 図１５Ａは、従来技術に係るＰＰＩ表示例の一部拡大図、図１５Ｂは、図１４のＰＰＩ表示例の一部拡大図である。 一般的なＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成を示すブロック図である。 ＦＭ−ＣＷレーダ装置の距離測定の原理説明に供される説明図である。 従来技術に係るＰＰＩ表示例の説明図である。 図１８中、点線で示す方向のレベルを示す説明図である。

符号の説明

４…センサ部 ６、３２…信号処理部
８…ＰＰＩ表示器 ３０、３０Ａ…ＦＭ−ＣＷレーダ装置
３４…Ａ／Ｄ変換器 ３８…逆相処理回路
４０、４２…ゼロデータ付加回路
４４、４６…フーリエ変換・振幅演算回路
４８…レベル調整器 ５０…減算器
Ｃｔ…送信周波数変化特性 Ｃｒ…受信周波数変化特性
ｆｂ…ビート周波数 Ｓｂ…ビート信号
Ｓｂｔ…通常ビート信号 Ｓｂｔ０…ゼロデータ付加通常ビート信号
Ｓｂｔｉ…半分逆相ビート信号
Ｓｂｔｉ０…ゼロデータ付加半分逆相ビート信号
Ｓｒ…受信信号 Ｓｓｆ…通常スペクトル信号
Ｓｓｆ０…ゼロデータ付加通常スペクトル信号
Ｓｓｆｉ…半分逆相スペクトル信号
Ｓｓｆｉ０…ゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号
Ｓｓｆｉｌ…レベル調整後の半分逆相スペクトル信号
Ｓｔ…送信信号 Ｓｕｂ、Ｓｕｂ０…差信号
Ｗｒ…反射波 Ｗｔ…送信波

Claims (3)

1. 周波数変調された連続波信号である送信信号を送信波として送出するとともに、物標からの反射波を受信信号として受信し、前記送信信号と前記受信信号の時間差によって生じるビート信号をデジタル化して、通常ビート信号を作成した後、前記通常ビート信号の前半部分または後半部分を逆相とした半分逆相ビート信号を作成し、前記通常ビート信号と前記半分逆相ビート信号とをそれぞれフーリエ変換して得られた周波数領域での通常スペクトル信号と半分逆相スペクトル信号に基づき前記ビート信号の周波数を決定するＦＭ−ＣＷレーダ装置であって、
   前記ビート信号の周波数を決定するために、前記通常スペクトル信号と前記半分逆相スペクトル信号との差をとり減算結果を得る減算器
   を備えることを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ装置。
2. 周波数変調された連続波信号である送信信号を送信波として送出するとともに、物標からの反射波を受信信号として受信し、前記送信信号と前記受信信号の時間差によって生じるビート信号の周波数から前記物標までの距離を検知するＦＭ−ＣＷレーダ装置において、
   前記ビート信号をデジタル化し、通常ビート信号を作成するＡ／Ｄ変換器と、
   前記通常ビート信号の前半部分または後半部分を逆相とした半分逆相ビート信号を作成する逆相処理回路と、
   前記通常ビート信号と前記半分逆相ビート信号に、それぞれ、所定期間ゼロデータを付加し、擬似的にサンプリング期間を長くしたゼロデータ付加通常ビート信号とゼロデータ付加半分逆相ビート信号を作成するゼロデータ付加回路と、
   前記ゼロデータ付加通常ビート信号と前記ゼロデータ付加半分逆相ビート信号とをそれぞれフーリエ変換して、ゼロデータ付加通常スペクトル信号とゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号を作成するフーリエ変換回路と、
   前記ビート信号の周波数を決定するために、前記ゼロデータ付加通常スペクトル信号と前記ゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号との差をとり減算結果を得る減算器と、
   を備えることをことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ装置。
3. 請求項１又は２記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置において、
   さらに、前記フーリエ変換回路と前記減算器との間に、前記フーリエ変換回路により作成された前記半分逆相スペクトル信号のレベル又は前記ゼロデータ付加半分逆相スペクトル信号のレベルを調整するレベル調整器を備える
   ことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ装置。

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