JP2006121636A - データブロック拡散形スペクトル拡散通信方式 - Google Patents

Abstract

【課題】
セル間干渉回避機能やマルチレート伝送機能を具備し、ＭＩＭＯ機能を付加して周波数利用効率の向上を実現する新しいマルチユーザ受信機の構成技術を提供する。
【解決手段】（ａ）のｄ_ｋは、ｋ番目ユーザｕ_ｋが送信するＭビットの２値データ系列からなるデータブロックを示す。

ここにＴ_ｃ、δはチップ周期、デルタ関数である。 （ｂ）はブロック順序番号ｎ（０，１，２，．．．Ｎ）で示すデータブロック系列を示す。Σ_ｋは下式で与えられ、図示の如くＮ個の同一データブロックｄ_ｋからなる長さ（チップ数）Ｌ＝ＭＮの繰返しコアブロック系列である。

し、この変調出力を送信する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、伝送過程において混入した白色雑音と、受信機がマルチユーザの信号分離過程で発生する干渉雑音を除去または軽減できる上に、周波数利用効率を高め電力帯域幅積を減少しうる、スペクトル拡散変調を用いた符号分割多重通信方式（ＣＤＭＡ）に関する。ここでは、ＢＰＳＫ信号にスペクトル拡散変調を施す移動通信方式の送受信機変復調技術を例にとり、マルチユーザ受信機のユーザ分離技術の説明を行う。

スペクトル拡散通信は、送信データにより拡散系列を変調して送信信号を生成する技術を用いる。この拡散変調により前記データのもつ比較的狭い帯域幅のスペクトルは、広い周波数帯域に拡散され、この拡散された信号が送信される。そして、１個の基地局（ＢＳ）が通信サービスを供給する地域（セルまたはセクター）内には、複数局のユーザが存在する。この方式は単位周波数当たりの送信電力が小さく、他の通信への妨害を比較的軽微なレベルにすることができると共に、伝送過程において混入する白色雑音（ＡＷＧＮ）と、希望局以外の他のユーザである移動局−干渉局から入来する局間干渉雑音に対し、耐性を有する特徴をもつ優れた通信方式である。しかし、多数の局からの通信が同一時間帯と同一周波数帯域を共用するので、局間干渉雑音による妨害により、単位帯域当り収容できるユーザ数の増大が困難になるという問題点が存在する。すなわち、このような雑音による妨害が周波数利用効率の低下、必要な送信電力の増大を招いている。
図１６は無線通信路を介して直接拡散形のスペクトル拡散通信（ＤＳ−ＳＳ）を行う移動通信システムの一般的な構成を示すブロック図であって、ユーザｕ_ｋ（ｋ＝１，２，．．．Ｋ）の送信機ＴＸ_ｋは送信２値データｂ_ｋを変調して２値位相変調（ＢＰＳＫ）出力ｓ_ｋＢＰを得、Ｓ_ｋＢＰにより拡

を介して送出する。なお、ユーザのアドレスを識別するために、ｃ_ｋしては他ユーザと異なる疑似雑音（ＰＮ）系列が用いられている。
受信機ＲＸは全ユーザから受信したスペクトル拡散変調信号を成分とする受信多重信号ｒをアンテナを介して受信し、局部搬送波ｆ_Ｃによりｒを復調してベースバンド出力ｒ_ＢＢを得、拡散系列ｃ_ｋに送受信機間チャネル特性ｈ_ｋを乗じたパイロット応答ｐ_ｋをパイロット応答メモリＰＲＭに予め生成し、この応答に整合した整合フィルタＭＦ_ｋにｒ_ＢＢを加えること

号を受信するために用いられる。）

相関復調）。この検出データを同期回路ＳＹＮＣに加え、受信多重信号ｒの中の送信信号ｓ_ｋの成分とｐ_ｋの位相が同期するようにパイロット応答の発生タイミングを制御する。なお、図１６のＴＸ、ＲＸにおいて、ｆ_Ｃとｃ_ｋの乗積機能の順序を交換配置することがしばしば行なわれる。
上述の受信機は、各ユーザ信号を検出するために別々の整合フィルタを並列配置している。この方式では、希望局に割当てた系列ｃ_ｋと他の移動局に割当てた種類の異なる系列

まれる。送受信機間のマルチパスチャネルの影響を受けたパイロット応答ｐ_ｋのユーザ間相互相関値は、拡散系列相互間の値よりさらに増大する。また、上記マルチパス遅延波は、自局及び他局の隣接シンボルによるシンボル間干渉も発生する。その結果拡散系列の長さ（処理利得）Ｌに比しユーザ局数Ｋを増大できず、周波数利用効率を高め得ない。
上述の干渉雑音による妨害を抑圧するために，相関分離方程式によりユーザ分離、隣接シンボル分離を行うマルチユーザ受信機に関する技術が研究されてきたが、十分な雑音抑圧効果は得られていない。ここでは、本発明と密接な関係にある７個の先行の技術について説明しよう。

非特許文献１の方式は図１６で説明した方式において、ユーザｕ_ｋのデータを検出するための整合フィルタＭＦ_ｋの機能を高度化した方式で、図１７に示す干渉相殺方式の受信機を用いている。１段目の干渉キャンセラＩＣ−１において、受信多重信号ｒ^１とＰＲＭから供給されるパイロット応答を用いて、整合フィルタバンクＭＦＢはｋ１番目以外の全ユーザ

いて対応する擬似入力Φ_ｋ１を生成する。次にキャンセラＩＣ−２において、受信入力ｒ^１からΦ_ｋ１を差引き、２段目の入力ｒ^２を生成する。ＩＣ−２は同様な操作をｒ^２に対して繰返す。
この方法は、各ユーザのパイロット応答相互間に大きな相互相関が存在するために、上記の軟出力に大きな干渉成分が残るので、誤り率を十分低下し得ないのみならず、収容ユーザ数は減少する。

非特許文献２の方式に対応するマルチユーザ受信機の機能ブロック図を図１８（ａ）に示す。図示のデコリレータ検出器（ＤＤ，Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）において、各ユーザの送信機は、パイロットシンボルを、たとえば時分割的方法によりデータシンボルフレームに挿入して送信する。受信機は、各ユーザのパイロットシンボルを受信し、すべてのユーザと受信機間の高精度パイロット応答（送信拡散系列とチャンネル利得特性のたたみこみ乗積）ｐ_ｋを常にＰＲＭに準備する。
ここで、広帯域無線伝送では一般に多数のマルチパスを経た遅延波が受信される。これらは送信シンボルの周期をＴ_Ｓとするとき受信シンボルの信号成分は、上記遅延波によりＴ_Ｓの外側にも生ずる。これは希望ユーザ及び他のユーザの後続シンボルに妨害を与える干渉成分（ＩＳＩ、シンボル間干渉）となる。これを避けるため、送信シンボルをコア系列にガード系列を付加したガード付シンボルとして構成し、受信機はコア系列対応の周期に受信した成分（コアシンボル）のみを図示のｒとして抽出する。しかるとき、最大遅延時間τ_ＤＭよりも長いガード系列を用いれば、同期受信が可能な下り伝送及びすべてのユーザの信号がほぼ同時に受信できるように制御して準同期受信の上りリンク伝送に対して、上記のＩＳＩを回避できる。この前提条件の下に受信コアシンボルｒは、ｕ_ｋの送信データをｂ_ｋとすれば、

で与えられる。ｘは、ｒに含まれる白色雑音（ＡＷＧＮ）である。すべてのユーザのパイロット応答ｐ_ｋからなる相関分離行列Ｐを用いて、式（Ｅ−１）を図１８（ａ）の分析回路

る。ここにΔｂ_ｋは、軟出力に含まれる誤差成分である。この方式は、ガード系列の長さをＬ_ｇ、コア系列の長さをＬ_Ｃとすれば、ζ＝Ｌｇ／Ｌ_ＣはＩＳＩ回避のために必要な周波数帯域及び送信電力の増分となるが、干渉波の影響をほぼ完全に除くことができる利点をもつ。
しかし、非特許文献２の方式を用いてデータの伝送速度を高めると、送信シンボル周期Ｔ_Ｓが減少するために最大遅延時間τ_ＤＭに対しＴ_Ｓ＜τ_ＤＭになると、ガード付シンボルの生成ができなくなる。Ｔ_Ｓ＞τ_ＤＭでも、伝送レートの増大は周波数利用効率の低下と送信電力の増大を招く問題点がある。

非特許文献３の方式は、図１８（ｂ）に示す最小２乗誤差検出器（ＭＭＥＳ−Ｄ，Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）を用いた方式である。これは上述のＤＤ方式とほぼ同様に分離方程式を生成し、分析回路ＡＹＺ（ＭＭＳＥ）により送信データの軟出力を求め、これを検出する方法である。ＭＭＳＥ−Ｄ方式は、行列Ｐの正則性を高め分析過程で発生するＡＷＧＮ増倍効果を抑圧するために、Ｐに付加項を加える。本方式は干渉雑音とＡＷＧＮ雑音による誤差の和を最小化する改善効果をもたらす。
さらに、非特許文献３の方式は、ＭＭＥＳ方式によるユーザ分離機能と共に、多数の受信アンテナから得られる受信出力を用いる多入出力（ＭＩＭＯ，Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）方式のマルチユーザ受信機能に関する技術を含む。これは複数の送受信アンテナを用いることにより、高度な空間時間ダイバーシィティ効果を得る方式である。すなわち、Ｎ_Ｒ個の受信アンテナから受信したＬチップ宛の受信コアシンボルを用いて、Ｎ_ＲＬチップの連結受信ベクトルを生成する。一方各ユーザから各アンテナを経て受信したパイロット応答を用いて連結パイロット応答を予め生成しておき、これらを用いて生成したパイロット応答行列により上記連結受信ベクトルを分析し、ユーザ分離とデータ検出を行っている。受信アンテナ数を増大すれば、収容できるユーザ数を増大できる。
しかし、非特許文献３の方式は非特許文献２の方式と同様に、ガード系列に帰因する前述の問題点を有する。

非特許文献４の方式は、Ｌチップの拡散系列を各ユーザに割当て、各ユーザの送信機はこの拡散系列をＮ回繰返した繰返し系列を生成し、複数Ｍビットの送信データと１個のパイロット情報によりこの繰返し系列を変調して（Ｍ＋１）個のベースバンドシンボルを生成する。各ユーザに割当てた（Ｍ＋１）個の直交搬送波を、このベースバンドシンボルにより変調した出力を同時加算することにより送信（多重）シンボルを生成し、これを送信する。（これはデータブロックの伝送に相当する）繰返し成分からなる上記の各シンボルは櫛の歯状スペクトルをもつので、各ユーザが異なる直交周波数の搬送波を用いると、受信機は対応する搬送波で復調することにより、Ｍ個の信号成分を分離できる（ユーザ内成分の分離）。

ルの多重化された受信多重信号に対し、前述のユーザ内成分を分離する復調処理を施すと、復調多重コアシンボルが得られる。このシンボルに対し非特許文献２の方式のデコリレータの技術を用いると、ユーザ間分離を実現できる。この場合各ユーザのパイロットシンボルは、同一直交搬送波を用いて時分割的に伝送され、パイロット伝送のオーバヘッドは比較的小さい。
しかし、非特許文献４の方式は、各シンボルがガード系列を含むので高い伝送レートの伝送では周波数利用効率を高め得ない。また、各ユーザ送信機は、（Ｍ＋１）個のシンボルを加算して送信するので、その送信尖頭電力は単一シンボル送信方式に比し（Ｍ＋１）^２倍となる。したがって、非特許文献４の方式は電力の増大と周波数利用効率の面で問題がある。

非特許文献５の方式は、Ｋユーザに長さＫチップからなるウアルシュ（Ｗａｌｓｈ）関数Ｗ_ｋ（ｋ＝１，２，．．．Ｋ）（Ｋ×Ｋアマダール行列の各行）を拡散系列として割当てることにより、Ｗ_ｋとＷ_ｋ′（ｋ′≠ｋ）との間の０シフト直交特性を利用してユーザ分離を行う方式である。図１９（ａ）に示すように、ユーザｕ_ｋはＭビットの送信データをＭチップの２値系列ｄ_ｋ（周期Ｔ_Ｂ）として準備し、ｄ_ｋの後部系列をガード系列ｇ_ｋ（周期Ｔ_ｇ）として付加してガード

し系列にＷ_ｋを乗算すると、下式のベースバンド送信信号が得られる。

局の受信機は、受信多重信号を局部搬送波ｆ_Ｃにより復調することにより、復調シンボルｒを図１９（ｂ）に示すように生成する。ｒの中、ユーザｕ_１、ｕ_２の送信した成分ｒ_１、ｒ_２を各成分が３波よりなる場合として示す。復調シンボルｒの中でハッチ部分ｒ_ｇを除いた部分のみ抽出し、これを復調コア多重シンボルｒ^＊０（ｒ^１，ｒ^２，．．．，ｒ^ｋ）とする。ｒ^＊０に拡散系列Ｗ_ｋを乗積すると下式のデータブロック軟出力が得られる。

ータブロック相互間の干渉は存在しない。したがって、Ｗ_ｋの直交特性により完全なユーザ分離が実現される。次に、Ｍチップ軟出力γ_ｋは、ビット間干渉成分を含んでいるので、これを除くために各ユーザと基地局間のチャネル特性を用いて非特許文献２の方式、非特許文献３の技術による干渉分離を行なうことにより、各送信データを検出する。
しかし、非特許文献５の方式は、各データブロックｄ_ｋ毎にガード系列ｇ_ｋを付加する必要があるので、データレートを高めるとξ＝Ｌ_ｇ／Ｍが増大するので周波数利用効率が著しく低下する。この場合、ξを小さくするためにＭを異常に大きな値に選ぶと、シンボル周期Ｔ_Ｐの時間内でチャネル特性が変化するので式（Ｅ−３）によるユーザ分離は困難となる。また、セル間干渉を回避するために、各送信ブロックシンボルにスクランブル系列を乗積して伝送すると、上りリンク伝送において生ずるユーザ間受信信号の僅かな同期偏差によっても、Ｗ_ｋの直交特性が著しく損なわれ、したがってユーザ分離を実現できない。さらに、マルチレート伝送を実現し難いという問題点がある。

非特許文献６の方式は、図２０（ａ）に示すようにユーザｕ_ｋがＭビットよりなるデータブロックｄ_ｋにより長さＮのシフト直交系列Ｃ_ｋ（＝ｃ_ｋ１，ｃ_ｋ２，．．．，ｃ_ｋＮ）をたたみこみ変調し、その

ある。基地局の受信機は、同図（ｂ）に示すように、同期条件下でＫユーザから到来した受信多重信号を局部搬送波で復調し復調信号ｒを生成する。２個のブロック相関器を用い

れぞれ乗じて乗算出力

を生成する。図（ｂ）を示すこれらの出力をブロック単位で平均化すれば下式の相関出力が得られる。

系列セットＣ_ｋのシフト直交性によりこの過程でユーザ分離が実現できるので、γ_ｋはｕ_ｋの送信したＭビットの送信データとその遅延波成分から成立つ。γ_ｋに含まれるビット間于渉を非特許文献５と同様な手段により除くことにより送信データを検出できる。
しかし、非特許文献６は、シフト直交系列セットのファミリサイズが（Ｎ−１）／２となるので、収容ユーザ数は

に制限される。さらに、セル間干渉に対する干渉回避機能を備えていない上に、セル内ユーザ分離機能を保持したままでマルチレート伝送を実現し難いという問題点がある。

非特許文献７の方式は、図２１（ａ）に示すようにｋ番目のユーザに長さＬチップの拡散

調した出力ｄ_ｋｍのＭ個を同時加算したＬチップの多重拡散系列ｄ_ｋを生成し、これをＫ回繰返すことにより繰返しブロックΣ_ｋをコア信号（周期Ｔ_Ｓ）として生成する。図２１（ｂ）に示すように、コア信号にＬ_ｇチップのガード系列ｇ_ｋを付加すれば（Ｌ_ｇ＋ＬＫ）チップの

のコア部分、ＬＫチップをコアシンボルとして抽出すると、伝送路のマルチパスによる遅延波時間とユーザ間受信タイミング偏差の和がＬ_ｇチップ以下であれば、このコアシンボルは、同一部分のＫ回繰返し信号となる。
したがって、このコアシンボルは、櫛の歯状スペクトルをもつので、予め各ユーザに割

を生成し送信すれば、受信機は、局部搬送波ｆ_ｋを用いて、受信多重信号をｆ_ｋにより復調することにより他のユーザ成分を含まない復調出力が得られる。すなわち、完全なユーザ分離を実現できる。ユーザ分離した復調出力ベクトルは、Ｍ個の拡散系列と予め受信機が生成したチャネル特性を用い、非特許文献２の方式、非特許文献３の手段によりＭ個の系列成分を分離することができるので、Ｍ個の送信データを検出できる。

しかし、非特許文献７の方式の各送信機は、Ｍ個の拡散系列を同時加算して送信多重系列を作るので、その送信尖頭電力は、１個の拡散系列を送信する方式の送信電力に比し、Ｍ^２倍となる。所要電力の増大はシステム価格の増大が要求されるという問題がある。
さらに、セル間干渉を防ぐために、スクランブル系列を乗積した送信シンボルを用いると、上りリンク伝送におけるユーザ信号の僅かな同期偏差により、セル内ユーザ分離機能を失う。また、下りリンク伝送においても、遅延波によるブロック間干渉のため、スクランブル系列を用いるとセル内ユーザ分離機能を失う。さらにマルチレート伝送を、ユーザ分離機能を保持したまま実現する手段を有しない、などの問題点がある。
パイロット支援形多段干渉キャンセラ受信方式［Ｍａｍｏｒｕ Ｓａｗａｈａｓｈｉ，Ｙｏｓｈｉｎｏｒｉ Ｍｉｋｉ，Ｈｉｄｅｈｉｒｏ Ａｎｄｏｈ，ａｎｄ Ｋｅｎｉｃｈｉ Ｈｉｇｕｃｈｉ： "Ｐｉｌｏｔ Ｓｙｍｂｏｌ−Ａｓｓｉｓｔｅｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｍｕｌｔｉｓｔａｇｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ Ｕｓｉｎｇ Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＤＳ−ＣＤＭＡ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ" ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｖｏｌ．Ｅ７９−Ｂ，Ｎｏ．９，ｐｐ．１２６２−１２７０，（１９９６−０９．）］ パイロット支援形デコリレータ受信方式［Ｍｉｔｓｕｈｉｒｏ Ｔｏｍｉｔａ，Ｎｏｒｉｙｏｓｈｉ Ｋｕｒｏｙａｎａｇｉ，Ｓａｔｏｒｕ Ｏｚａｗａ，Ｎａｏｋｉ Ｓｕｅｈｉｒｏ： "Ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ ｆｏｒ ａ ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ ＣＤＭＡ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｂｙ ｉｎｔｒｏｄｕｃｉｎｇ ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ｄｕｍｍｙ ｐｉｌｏｔ ｒｅｓｐｏｎｓｅ"，ＰＩＭＲＣ’０２，Ｌｉｓｂｏｎ（２００２−０９）］ ＭＭＳＥマルチユーザＭＩＭＯ受信方式［Ｈｉｒｏｋｉ Ｉｎｏｋｕｒａ，ＭｉｔｓｕｈｉｒｏＴｏｍｉｔａ，Ｋｏｈｅｉ Ｏｔａｋｅ，Ｎｏｒｉｙｏｓｈｉ Ｋｕｒｏｙａｎａｇｉ，Ｓａｔｏｒｕ Ｏｚａｗａ，ａｎｄ Ｎａｏｋｉ Ｓｕｅｈｉｒｏ： "Ａ ＣＤＭＡ−ＭＩＭＯ Ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ−Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ−Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ"，ＶＴＣ２００３−ＦａＩＩ，ＯＲＬＡＮＤ（２００３−１０）］ 繰返し多重拡散系列による直交搬送波変調方式［Ｍｉｔｓｕｈｉｒｏ Ｔｏｍｉｔａ，Ｎｏｒｉｙｏｓｈｉ Ｋｕｒｏｙａｎａｇｉ，Ｎａｏｋｉ Ｓｅｕｈｉｒｏ，Ｓｈｉｎｙａ Ｍａｔｓｕｆｕｊｉ，"Ａｎｔｉ−ｈｅａｖｙ−ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ａ ｌｏｎｅ ｐｉｌｏｔ ａｓｓｉｓｔｅｄ ＣＤＭＡ ｓｙｓｔｅｍ"， ＳＣＩ’２０００，Ｏｒｌａｎｄ，Ｆｌｏｒｉｄａ Ｕ．Ｓ．Ａ．（２０００−０７）］ データブロックによるウアルシュ関数拡散変調方式［Ｓｈｅｎｇｌｉ Ｚｈｏｕ，Ｇｅｏｒｇｉｏｓ Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ，ａｎｄ Ｃｈｒｉｓｔｏｐｈｅ Ｌｅ Ｍａｒｔｅｔ： "Ｃｈｉｐ−Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｂｌｏｃｋ−Ｓｐｒｅａｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｖｏｌ．５０，Ｎｏ．８，ｐｐ．２３５−２４８ Ｆｅｂｒｕａｒｙ ２００２］ データブロックによるシフト直交系列拡散方式［Ｇｅｅｒｔ Ｌｅｕｓ ａｎｄ Ｍａｒｃ Ｍｏｏｎｅｎ，； "ＭＵＩ−Ｆｒｅｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ａ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＤＳ−ＣＤＭＡ Ｓｙｓｔｅｍ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｉｎ ｔｈｅ Ｐｒｅｓｅｎｃｅ ｏｆ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｆａｄｉｎｇ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．４８，Ｎｏ．１１，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ ２０００］ 繰返し多重拡散シンボルによる搬送波変調方式［南 雄太郎、浅野 健一、大竹 孝平、畔柳 功芳、"ＦＩＢＳ／ＣＤＭＡ−周波数インタリーブ多重ブロック拡散ＣＤＭＡ通信" 電子情報通信学会論文誌、Ａ Ｖｏｌ．Ｊ８７−Ａ Ｎｏ．７ ｐｐ．１００５−１０１６（２００４−０７］

本発明は、新しいマルチューザ受信機の構成技術を提供することにより、非特許文献１の干渉キャンセラの不完全なユーザ信号分離機能を解決し、非特許文献２のデコリレータ、非特許文献３のＭＭＳＥ検出などのマルチユーザ受信機や、非特許文献４の繰返し系列多重方式が用いている１ビットを運ぶ各シンボルに付加するガード系列による周波数利用効率の低下を回避し、さらにデータブロック毎にガード系列を付加したガード付データブロック繰返しシンボルを用いる非特許文献５のガード系列による周波数利用効率の低下を回避し、拡散率の（１／２）以下のユーザに制限されるシフト直交系列を拡散系列として用いる非特許文献６の収容ユーザ数の制限による効率低下を回避し、多重拡散系列繰返し形シンボルを用いる非特許文献７の送信電力の増大を回避し、従来の諸方式が実現していないセル間干渉回避機能やマルチレート伝送機能を具備し、ＭＩＭＯ機能を付加して周波数利用効率の向上を実現するためになされたものである。
さらに、本発明は、複数の受信アンテナを用いたＭＩＭＯ方式やアダブティブ・アレイなどの従来の方式の復調ＳＮ比の改善が不十分であった点を解決し、複数の受信多重信号のもつ余剰ディメンションを用いてＳＮ比を向上するための最適化技術を確立するためになされたものである。

前記した課題を解決するために、請求項１記載の発明では、各ユーザの送信機は、複数の送信データの時系列からなるデータブロックに対し該各ユーザ固有のスペクトル拡散処理と搬送波変調を施すことによりブロック拡散シンボルを生成し、これを送信し、受信機は、全ユーザが同様に送信した多数の該送信信号を受信多重信号として受信し、予め取得した送受信機間のチャネル特性と前記の各ユーザ固有のスペクトル拡散処理と搬送波変調の知識を用いて、すべてのユーザの分離と該送信データの分離とを行うスベクトル拡散通信方式において、ｋ番目ユーザの送信機は、前記データブロックを複数回繰返した後ガード系列を付加して得られるガード付データブロック繰返し系列によりｋ番目の直交搬送波ｆ_ｋを変調することにより、ブロック拡散シンボルを送信信号として生成する手段を備え、受信機は、該受信多重信号をｋ番目の直交搬送波ｆ_ｋにより復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いたコアブロック拡散シンボル周期上の復調コア信号にデータブロック単位の平均化操作を施すことにより、その他のユーザ信号成分を除き、ｋ番目のユーザの送信したデータブロックに対応する復調データブロックを分離生成する手段、該復調データブロックと前記チャネル特性を用いて、該送信データブロックの各送信データを分離した軟出力を求め、該軟出力を硬判定する手段とを備えることにより、該各送信データを検出することを特徴とした。
請求項２は、各ユーザの送信機は、複数の送信データの時系列からなる送信データブロックを該ユーザに割当てられた拡散系列によりたたみこみ乗算する方法で拡散してブロック拡散シンボルを生成し、ユーザ共通の搬送波を用いて該ブロック拡散シンボルを送信信号として送信し、受信機は、全ユーザが同様に送信した多数の該送信信号を受信多重信号として受信し、該受信多重信号と前記拡散系列を用いて、すべてのユーザ信号の分離検出と送信データの分離とを行うスペクトル拡散通信方式において、ｋ番目ユーザの送信機は、前記拡散系列にゼロ相関領域系列セットに属するｋ番目の拡散系列Ｚ_ｋを用いて生成したデータブロック拡散信号にガード系列を付加することによりガード付データブロック拡散信号を生成し、該ガード付シンボルにより前記共通搬送波を変調して送信信号を生成する手段を備え、受信機は、前記受信多重信号を搬送波により復調した復調出力を生成し、該復調出力からガード部分を除いた復調コア信号を生成し、該復調コア信号をｋ番目の拡散系列Ｚ_ｋに整合した整合フィルタに加えてブロック単位で逆拡散し、平均化することにより、その他のユーザ信号成分を除きｋ番目ユーザの送信したデータブロックに対応する復調データブロックを分離生成する手段、該復調データブロックと送受信機間チャネル特性を用いて、該送信データブロックの各送信データを分離した軟出力を求め、該軟出力を硬判定する手段とを備えることにより、該各送信データを検出することを特徴とした。

による該各系列のたたみこみ乗算により各送信信号を生成する手段を備え、受信機は、受信多重信号を該各系列によりそれぞれ逆拡散し、平均化処理を行うことにより、各復調データブロックを生成する手段と、該復調データブロックを連結した連結データブロック、該送信データブロックを連結した未知ベクトル、送受信機間のチャネル特性から求められるチャネル行列の３者から相関分離方程式を生成する手段と、該相関分離方程式を解いて

用いる全ユーザから受信した受信信号成分の再生信号を生成し、該受信多重信号から該再

えることにより、１個のゼロ相関領域系列を用いて２ユーザの信号を伝送することを特徴とした。
請求項４は、請求項１において、ｋ番目ユーザの送信機は、長さＭのデータブロックをＮ回繰返した後ガード系列を付加してガード付シンボルを生成し、ｋ′番目ユーザの送信機は、長さＭ／ｎのデータブロックをＮｎ回繰返した後ガード系列を付加してガード付シンボルを生成し、これらのガード付シンボルにより、ｋ、ｋ′番目の直交搬送波をそれぞれ変調することにより、互いに異なる伝送レートの送信信号を生成する手段を備え、受信機は前記受信多重信号からガード部分を除いた受信コア信号をｋ，ｋ′番目の直交搬送波によりそれぞれ復調し、ｋ、ｋ′番目のユーザの送信信号に対応する復調データブロックをユーザ別に分離生成する手段を備えることにより、マルチレート伝送を実現することを特徴とした。

請求項５は、請求項２、３において、送受信システムは、ｎ段目の拡散層がＫ_ｎ個のゼ

層に階層化した拡散層を準備し、基地局は各ユーザに送信データレートに対応した１乃至複数の拡散層に属する系列を割当て、各ユーザの送信機は割当てられたこれらの系列により、送信データブロックをたたみこみ乗算する方法で順次拡散することにより、ベースバンド多段ブロック拡散シンボルを生成し、該拡散シンボルにガード系列を付加したガード付シンボルにより搬送波を変調して送信する手段を備え、受信機は、前記受信多重信号の搬送波による復調により前記ベースバンド受信コア信号を生成し、該コア信号に対し、該各送信機が該各拡散層において用いた拡散系列を用いてブロック単位で順次逆拡散を施すことにより、前記系列セットに属する異なるゼ系列を用いて同様に生成し、送信信号に対応する復調成分を含まない、復調データブロックを分離生成する手段を備えることにより、異なる伝送レートの信号を多重伝送することを特徴とした。
請求項６は、請求項１、４において、前記ユーザを複数のグループに分割し、ｋ（＝１，２，．．．Ｋ）番目のユーザグループを構成するユーザ数を複数Ｑとし、ｋ番目のグループに属するユーザの送信機は、前記ガード付データブロック繰返し系列により前記ｋ番目の直交搬送波を変調する手段を備え、前記受信機はアンテナ番号をｅ（＝１，２，．．．Ｅ）とする複数の受信アンテナを備え、ｅ番目のアンテナを経て受信した前記受信多重信号をｋ番目の直交搬送波ｆ_ｋにより復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いた復調コア信号に対し平均化操作を施すことにより、その他のユーザグループの信号成分を除きｋ番目のユーザグループの送信したデータブロックに対応する復調多重データブロックを分離生成する手段、該復調多重データブロックのＥ個を連結することにより連結復調ベクトルを生成し、ｋ番目のユーザグループの各ユーザと受信機アンテナ間のＱ×Ｅ個のチャネル特性から生成した拡大チャネル行列、連結復調ベクトル、Ｑユーザの送信データを表現する未知ベクトルから構成した多元１次連立方程式を解くことにより軟出力ベクトルを求め、該軟出力ベクトルの各成分を硬判定する手段とを備えることにより、該各グループに属する各ユーザの送信データを求めることを特徴とした。

請求項７は、請求項２、３、５において、前記ユーザを複数のグループに分割し、ｋ（＝１，２，．．．Ｋ）番目のユーザグループを構成するユーザ数を複数Ｑとし、ｋ番目のユーザグループの各送信機は、前記ゼロ相関領域系列セットに属するｋ番目の拡散系列Ｚ_ｋを用いてデータブロック拡散系列を生成する手段を備え、前記受信機はアンテナ番号をｅ（＝１，２，．．．Ｅ）とする複数の受信アンテナを備え、ｅ番目の前記受信多重信号を搬送波により復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いた復調コア信号に対し、該拡散系列Ｚ_ｋにより逆拡散し平均化することにより、ｋ番目のユーザグループの送信したデータブロックに対応する復調多重ベクトルを分離生成する手段、該復調多重ベクトルのＥ個を連結することにより連結復調ベクトルを生成し、ｋ番目のユーザグループに属する各ユーザと受信機アンテナ間のＱ×Ｅ個のチャネル特性から生成した拡大チャネル行列、該連結復調ベクトル、Ｑユーザの送信データを表現する未知ベクトルから構成した多元１次連立方程式を解くことにより軟出力ベクトルを求め、該軟出力ベクトルの各成分を硬判定する手段を備えることにより、各送信データを求めることを特徴とした。

請求項８は、請求項１〜７において、各セルに所属する送信機は、該セルに予め割当てられた該セル固有のコアブロック拡散周期上に前記データブロック繰返し系列または、前記データブロック拡散信号からなるコア信号を生成し、該コア信号にガード系列を付加したベースバンドガード付シンボルにより、請求項１〜６記載の搬送波を変調して送信信号を生成し、これを送信する手段を備え、受信機は、前記受信多重信号から送信機が用いた前記の搬送波を用いて、前記セル固有の送信コアブロック拡散周期に受信同期したタイミング上に復調コア信号を生成し、該復調コア信号を請求項１〜６記載の方法により処理することにより、セル間干渉成分を抑圧した復調データブロックを生成することを特徴とした。
請求項９は、請求項１〜７において、各セルに所属する送信機は、該セルに予め割当てられたチップレート偏差を基準チップレートに加えたセル固有のチップレートを用いてガード付データブロック繰返し系列またはガード付データブロック拡散信号を生成し、これらのガード付シンボルにより、請求項１〜６記載の搬送波を変調して送信信号を生成し、これを送信する手段を備え、受信機は、前記の搬送波を用いて生成した連続波形の復調多重信号と、前記セル固有のチップレート上のチップ波形との相関出力を生成し、該相関出力を振幅とする離散値系列を復調コア信号として生成し、該復調コア信号を請求項１〜６記載の方法により逆拡散し、平均化する処理を行う手段を備えることにより、セル間干渉成分を抑圧した前記復調データブロックを生成することを特徴とした。
請求項１０は、請求項２、３、４、７において、各セルに対し、セル固有の１乃至複数個の拡散系列セットを割当て、隣接する２個のセルに割当てた同一の前記拡散層に属する２個の拡散系列セットから１個宛選択した拡散系列対相互間の相互相関値が小さな値をとるようなゼロ相関領域系列セットを前記セル固有の拡散系列セットとして用いることを特徴とした。

請求項１１は、請求項１、２において、各送信機が送信するデータブロックをパイロット系列に置換して、請求項１、２の方法により生成した送信信号をパイロット信号として、セル共通のパイロット用タイムスロットを用いて送信し、受信機は、受信多重パイロット信号を抽出し、該受信多重パイロット信号を請求項１、２の方法により復調し、逆拡散し、平均化処理を施して復調パイロットを生成し、送信した前記パイロット系列に０シフト位置を除いて直交する分析系列のｊ（＝０，１，２，．．．，Ｊ−１）シフト分析系列をａ_ｊとし、該復調パイロット応答との相関出力からチャネル特性を求める手段を備えたことを特徴とする。
請求項１２は、請求項１１において、送信機は周波数スペクトルが補完し合う複数（Ｎ_Ｐ）個のパイロット系列からなるパイロットセットを準備し、これらのパイロット系列を用いて前記送信パイロット信号を生成し、これらＮ_Ｐ個の送信パイロット信号を順次送信する手段を備え、受信機は、該各パイロット系列に対して０シフト位置を除いて直交する分析系列を準備し、前記パイロット応答の各々に対して対応する該分析系列を用いてチャネル特性を求め、これらのＮ_Ｐ個のチャネル特性の平均値をパイロット特性として用いることにより高精度なパイロット応答を生成する手段を備えたことを特徴とした。

請求項１３は、請求項６、７において、ｅ番目の受信アンテナ出力から生成したｋ番目

行列に直交変換行列Ω_ｋを乗じて、被変換行列Ｙ_ｋを生成し、該被変換行列の自己相関行列が対角化されるように該直交変換行列Ω_ｋを生成し、該被変換行列Ｙ_ｋを構成するＥ個の固

請求項１４は、請求項１３において、ｅ番目の受信アンテナ出力の代わりに、１個の受信アンテナ出力から得られたｌ（＝１，２，．．．，Ｌ）番目の時間位置にあるシンボルから請求項６、

列Λ_ｋにより直交変換して被変換行列Ｗ_ｋを生成し、Λ_ｋをＷ_ｋの自己相関行列が対角化する

求めたソフト出力の該重み付け加算によりｕ_ｋの送信信号を検出する手段を備えたことを特徴とする。

請求項１記載の発明は、従来の繰返し系列による直交搬送波変調方式（非特許文献７）が各データブロックとして多重拡散系列（Ｍビット伝送のために送信データをそれぞれ乗じた拡散系列のＭ個を同時加算した系列）を用いるので、所要の誤り率特性を得るために必要な尖頭送信電力が著しく（１系列伝送の電力のＭ^２倍に）増大した問題を解決している。
すなわち本発明は、系列加算を行わないＭビットデータを２値Ｍチップからなる単一系列のデータブロックを用いたので、非特許文献７の方式に比し送信電力を著しく軽減できる。さらに非特許文献３の方式の受信機がＭ多重系列を良好な誤り率特性の下で分離するためには上記拡散系列の長さ（データブロックの長さ）Ｌに対し、一般にＭ＜Ｌとする必要があり、周波数利用効率が低下する。
本発明は、各データブロックの長さＭがそのまま送信データのビット数となるので、周波数利用効率ηがほぼ１となる高い周波数利用効率を低送信電力により達成できる効果がある。
また、ガード付データブロックを直交系列で拡散して送信する方式（非特許文献５）は、ガード系列のオーバヘッドが過大となり、シフト直交系列で拡散して送信する方式（非特許文献６）は、ユーザ数の拡散率が１／２以下となる。したがって周波数利用効率を高め得ないが、本発明は、これらに比しガード系列の削減とユーザ数の増大を達成できる効果がある。
また、単一データ拡散方式（非特許文献２、非特許文献３）、パイロット・データ多重化シンボル伝送方式（非特許文献４）は、高い伝送レートにおいてガード系列のオーバヘッドが増大するが、本発明は、ガード系列をデータブロック系列毎に１個挿入するので、そのオーバヘッドを著しく小さくできる効果がある。
請求項２、３記載の発明は、従来のデータブロックによるシフト直交系列拡散方式方式（非特許文献６）が拡散率Ｎを用いて所要帯域をＮ倍に増大した場合に、収容可能ユーザ数Ｋが（Ｎ−１）／２に制限される問題を解決した。すなわち、本発明は請求項２の技術でＫをＮ／２に、請求項３の技術を加味することによりＫをＮに高めるシステムを実現できる効果がある。
すなわち、本発明は、ＺＣＺ系列による拡散と受信機おける新しい相関分離手法により、ユーザ数を倍増し、その結果周波数利用効率ηをほぼ１に向上できる効果がある。

請求項４、５の発明は、従来のブロック拡散を用いた諸方式が、ユーザのマルチレート需要（多重データ伝送レートの混在するサービス）に適応するための有効な手段を具備していなかった問題を解決している。
本発明は各ユーザの希望データレートに対応して、該各ユーザの送信機に希望データ伝送レートに対応するデータブロック繰返しレートと搬送周波数スロットの割当を指示する手法により、あるいは階層化した拡散系列のセットの割当てとＺＣＺ系列の多段変調手法により、システムの総合周波数利用効率を低下させることなくマルチレートサービスを提供できる効果がある。
請求項６、７の発明は、従来のＭＭＳＥマルチユーザＭＩＭＯ受信方式（非特許文献３）が１ビットを運ぶ単一シンボル伝送方式に多入出力方式（ＭＩＭＯ）を適用したために、高速データ伝送ではコア系列に対比して長いガード系列が必要となり、その周波数利用効率の著しい低下を招いてきた問題を解決している。
本発明はブロック拡散シンボルを生成して、送信し、受信機に設置した複数（Ｅ個）の受信アンテナ出力の連結出力を分析する手法を確立した結果、周波数利用効率の向上と雑音の減少（誤り率の減少または送信電力の減少）を実現した。
すなわち、周波数利用効率ηをほぼＥに増大し、かつ低電力送信を実現することにより、システムのビット当りの伝送に必要な電力帯域幅積を著しく減少しうる効果がある。
請求項８、９、１０の発明は、従来の単一データ拡散方式（非特許文献１〜非特許文献４）がセル間干渉回避のために、送信シンボルにセル固有のスクランブル系列を乗じた後送信し、受信シンボルを該スクランブル系列によりデスクランブルする方法により、他のセルからの干渉をランダム化する手法を用いたために、受信シンボル間の直交性が著しく低下し、その結果セル間干渉を十分除去できないのみならず、セル内干渉が増大するという問題を解決した。さらに、現在のデータブロック拡散技術に、上記スクランブル系列乗算技術を適用すると、マルチパスによりセル内のユーザ間干渉が増大するという問題点を解決した。
本発明は、各送信機が所属するセルに割当てられたセル固有の送信コアシンボル周期を用いて送信信号を生成し、またはセル固有のチップレートを用いて送信信号を生成し、またはセル固有のＺＣＺ系列セットを用いて送信信号を生成する。
本発明の方法によりセル内ユーザの完全分離機能を維持したままセル間干渉を著しく軽減することができるので、誤り率特性が飛躍的に向上する効果がある。

請求項１１、１２の発明は、従来方式がデータとパイロット情報を送信シンボルの実軸と虚軸成分に対応させて送信することによりチャネル特性を求めた結果、マルチパス伝送の条件下では、受信シンボルの実虚軸成分の間に干渉が生じるため、この方法により求めたチャネル特性の精度は著しく劣化するという問題点を解決した。また、従来のブロック拡散伝送方式では、有効なパイロット伝送方式が開発されていないという問題点を解決した。
本発明は、請求項１〜１０において、送信データブロックをパイロット用拡散系列に置換する方法で送信パイロット信号を生成し、他ユーザと共通のパイロットタイムスロット上にこの信号を送信し、受信機は、これらのパイロットに対応する受信多重パイロット信号を復調し、ユーザ毎に分離した出力を分析系列で分析することにより、チャネル特性を求める簡易な技術を提供する。本発明は多数のユーザにより同一帯域・時間を共用してパイロットシンボルを伝送するので、システムの周波数利用効率を低下させることなく、周波数特性の平坦な高精度パイロット応答を生成できる効果がある。
請求項１３、１４の発明は、複数の受信アンテナを用いるＭＩＭＯ方式、またはアダプティブ・アレイ−アンテナ方式が複数の受信多重信号から希望ユーザ成分を高いＳＮ比の下に検出するための最適受信技術を確立していないという問題点を解決した。本発明は、請求項６、７の発明が複数Ｅのアンテナを用いてユーザ数をＥ倍する効果に対比して、複数アンテナ出力（または複数の時間位置のシンボル）にもとづく、余剰ディメンションをＳＮ比の向上、したがって誤り率の低下に利用する技術である。
本発明は、複数Ｅの復調出力からなる復調行列を直交変換し、その被変換行列の中の高いＳＮ比成分に高い重み付けを付して加算することにより、送信データの軟出力のＳＮ比を著しく高める効果がある。
なお、請求項６、７の発明に受信アンテナ数Ｅ_１を、本発明にアンテナ数Ｅ_２（＝Ｅ／Ｅ_１）を割当てるような技術の併用により、ユーザ数をＥ_１倍にして、低い誤り率を得るシステムを実現することもできる。

本発明はＣＤＭＡ通信方式のもつ上述の問題点−他の移動局（ユーザ）から入来する干渉波による妨害に弱い特性−を克服し、かつ周波数利用効率を高めた方式である。
Ａ．繰返しデータブロック直交搬送波変調方式
Ａ−１．基本方式
図１は本発明の第一の実施例の補助説明図で、ＣＤＭＡ移動通信方式のセル内伝送経路説明図である。図１（ａ）の上りリンク伝送は、このセルの中で通信する移動局ｕ_ｋ（ｋ＝１，２，．．．．．Ｋ）（以下ユーザ局と称する）から基地局ＢＳへ送信波ｓ_Ｕ（ｕ_ｋ）を送信する状態を示す。いま、１番目のユーザｕ_１を希望局とすれば（以後この仮定のもとに説明する）ＢＳにとって直接波である受信波ｒ_Ｄが希望波となる。ここで点線はマルチパスによる遅延波を示す。希望局の送信波が発生する遅延波は自己干渉波ｒ_ＳＩとなる。一方、希望局以外のユーザ局（干渉局とも称する）からの送信波は、局間干渉波ｒ_ＸＩとして受信される。この中には直接波のみならず、図示のようにマルチパスによる遅延波も含まれる。したがって、受信する干渉波ｒ_Ｉは、自己干渉波と局間干渉波の和となる。全受信波ｒは次式で表現される。

ここにｘは白色雑音（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉｏｎ Ｎｏｉｓｅ以下、一般的にＡＷＧＮ対応成分をｘで示すことにする。各式に含まれるｘは相互に等しいとは限らない）である。
図１（ｂ）は下りリンク伝送の経路を示す。ここでも、波線で示すマルチパスによる遅延波が発生する。また、ユーザ局ｕ_１が受信する受信波は、図示の送信波ｓ_Ｄ（ｕ_１）とその遅延波のみならず、他局ｕ_ｋ（ｋ≠１）への送信波とその遅延波も含まれる。

本発明において、基地局ＢＳの送信機は下りリンクにおいてｋ（＝１，２_・・・Ｋ）番目のユーザｕ_ｋへ共通のパイロット信号を送信し、ｕ_ｋはこのパイロット信号の受信応答を用いて、ＢＳからｕ_ｋへのチャネル特性を推定する。ＢＳの送信機はｕ_ｋに送信すべきＭビットの２値データｄ_ｋ＝（ｂ_ｋ１，ｂ_ｋ２・・ｂ_ｋｍ，_・・ｂ_ｋＭ）を単位データブロックｄ_ｋに変換する。この単位データブロック

よりｋ番目の搬送波ｆ_ｋを変調して、他のすべてのユーザ宛の同様なデータ信号と共に送信する。ｕ_ｋの受信機は、すべてのユーザ宛のデータ信号が多重化されている受信多重信号を受信し、この受信多重信号に、前記搬送波を乗じた後平均化処理を施してユーザ分離を行ない復調データブロックｄ_ｋを生成する。ｄ_ｋに含まれるビット間干渉成分を、前記チャネル特性をもとに生成した相関行列Ｈ_ｋにより除くことにより、送信された単位データブ

ンボル当り複数Ｍビットの情報を伝送できる方式であり、ガード系列の節約により周波数利用効率を高め得る特徴をもつ。
上りリンク伝送の場合は、ユーザｕ_ｋの送信機は、下りリンク伝送と同様な方法でパイロット及びデータ信号を生成しこれらを基地局ＢＳへ送信する。ＢＳの受信機はｕ_ｋの受信機と同様な方法でｕ_ｋが送信したデータブロックを検出する。

図２〜４は本発明の第一の実施例の補助説明図で、送受信機において生成するデータブロックシンボルの構成とスペクトル特性を示す。図２（ａ）のｄ_ｋは、ｋ番目ユーザｕ_ｋが送信するＭビットの２値データ系列からなるデータブロックを示す。

ここにＴ_Ｃ、δはチップ周期、デルタ関数である。
図２（ｂ）はブロック順序番号ｎ（０，１，２，_・・・Ｎ）で示すデータブロック系列を示す。Σ_ｋは下式で与えられ、図示の如くＮ個の同一データブロックｄ_ｋからなる長さ（チップ数）Ｌ＝ＭＮの繰返しコアブロック系列である。

ここに、ｗはｄ_ｋを繰返すパターンを示すＮチップの拡散系列［ここでは、１の連続系列とする。ただし、（１，−１，１，−１，_・・・）、（１，１，−１，−１，１，１，−１，−１，_・・・）のような周期系列を用いることもできる。これらの系列を用いても、後述する図４において異なる搬送波を用いた信号間

部（ｎ＝０）に長さＬ_ｇのガード系列ｇ_ｋ付加したガード付データブロック繰返し系列であり、ガード付シンボルと称する。ここでＴ_Ｐはガード付ブロック拡散周期（ガード付シンボル周期）、Ｔ_Ｓはコアブロック拡散周期（コアシンボル周期）でＴ_Ｐからガード周期Ｔ_ｇを除いた時間幅である。

カード系列ｇ_ｋのΣ_ｋの後部Ｌ_ｇチップで構成される巡回前置系列（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）である

で与えられる

るような巡回系列生成行列、Ｏ_ａ×ｂは０を要素とするサイズａ×ｂの行列、Ｉ_ａはサイズａ×ａの単位行列を示す。

パルス列信号であるから、これを送信用ベースバンド信号とするには、各チップインパルスを帯域制限されたチップ波形ｑで置換する必要がある。ここではｑとして標本化関数波形を用いることにしよう。その場合ｑの占有帯域はα（＝０〜１）をナイキスト下降特性とす

とｑをたたみこみ乗積することにより連続波形のガード付シンボルは、

で与えられ、その占有帯域はｑの帯域幅に等しくなる。

波数ｆ_ｋ搬送波を変調することにより生成される下式の送信信号（ここで信号はブロック拡散シンボルを意味し、以下記号ＢＳＳにより表示することがある。）である。

ここにＰ_Ｓ（以下Ｐ_Ｓ＝１Ｗと仮定する）は送信電力であり、ユーザ分離のために各ユーザに割当てる搬送波には下式の直交関係が与えられる。

ここにｆ_０は基準搬送波周波数、ｆ_Ｓは、コアブシンボル周期Ｔ_Ｓの逆数で与えられる基本周波数、ｋｆ_Ｓはユーザｕ_ｋの識別のための中間周波数に相当する。（実際の装置では、初段でｋｆ_Ｓを変調し、その出力により次段でｋｆ_Ｓよりはるかに高い周波数ｆ_０を変調する方法が通常用いられる。）

次に図２（ｃ）について説明する。ｒは受信多重信号で、ユーザｕ_ｋが送信した送信信号ｓ_ｋが他ユーザの信号と同期（下りリンク）、または後述する準同期状（上りリンク）の状態で受信機に到着したｋ番目の受信信号（ＢＳＳ）ｒ_ｋがＫ個多重化された信号である。
ここで、基地局からユーザｕ_ｋまでのチャネル特性は、時間分解能がチップ周期で与えられるので、下式のインパルス応答により与えられるものとする。
ｈ_ｋ＝（ｈ_ｋｏ，ｈ_ｋ１・・ｈ_ｋｊ，_・・ｈ_{ｋ，Ｊ−１}）^Ｔ （１０）
ここにｈ_ｋｊは直接波成分ｈ_ｋｏに対しｊＴ_Ｃ遅延した成分の複素振幅である。（下りリンクではｈ_ｋはすべてのユーザに対し同一となる）これから上記のｋ番目の受信信号と他の同様な受信信号が多重化された受信多重信号ｒは、ｔを時間変数としｘをＡＷＧＮ成分とすれば下式で与えられる。

部である受信多重コア信号ｒ^＊（＝ｒ^１，ｒ^２…ｒ^ｎ…ｒ^Ｎ）から成立つ。ｒ^＊のｋ番目のユーザに対応

ｒ_ｋ（ｈ_ｋｊ）は式（１０）のｊ番目遅延波振幅ｈ_ｋｊに対応する受信信号成分である。ハッチで示したその１ブロック分は、送信データブロックｄ_ｋ、遅延波振幅ｈ_ｋｊ、ｊＴ_Ｃ（Ｔ_Ｃ：チップ間隔）の巡回遅延を示すオペレータＤ_ｊの積からなる３要素で構成される。図２（ｃ）のｒ_ｋ（ｈ_ｋ）＝ｈ_ｋｄ_ｋは、これらの積のｊ（＝０，１，２，_・・・，Ｊ−１）に関する和である。

次にユーザ分離の原理を述べよう。いま、図２に示した受信多重コア信号ｒ^＊に搬送波

得られる。

ここにＤ^ｊはｊＴ_Ｃ遅延オペレータである。
上記の復調出力は図２（ｃ）に示すように、ブロック周期Ｔ_Ｂ上の復調ブロック成分

処理を施すと、余弦波の項は０となる。ここで、この復調出力に対し式（６）のチップ波形によるチップ周期Ｔ_Ｃ毎の相関出力を求めると、Σ_ｋはｄ_ｋの繰返しであるから、

このようにして、一般にｒ^＊に搬送波ｆ_ｋを乗じた出力を平均化すると、この平均化過程でｕ_ｋ以外のユーザ成分が除去され、Ｍチップからなるユーザ分離出力としてｋ番目ユーザの復調データブロックｒ_ｋが得られる。すなわち、ユーザ分離が実現される。
この復調データブロックｒ_ｋは、式（１３）に示すようにマルチパスにより発生した遅延波成分（ｈ_ｋｊｄ_ｋＤ_ｊ，ｊ≠０）を含む。この成分は復調成分内のビット間干渉に相当する。これを除くためには、次式の相関分離方程式を解くことが必要となる。簡単のためユーザを示すｋを除いた下付記号表示を用いる。

ここにＨ、ｄ＝（ｂ_１，ｂ_２，_・・・，ｂ_ｍ，．．．，ｂ_Ｍ）^Ｔ、ｘ＝（ｘ_１，ｘ_２，．．．ｘ_Ｍ）^Ｔは式（１０）で与えられるチャネル応答行列、式（２）の送信データブロック、ＡＷＧＮ成分である。式（１４）の方程式は、ｒにＨの逆行列を乗ずるデコリレータまたはＭＭＳＥ検出器の公知の手段により、その解を求めることができる。未知ベクトルｄの解としてその軟出力ｄを求め、その各成分

図３は、本発明の第１の実施例である繰返しデータブロック直交搬送波変調方式の送受信シンボルの構成を示す。図（ａ）は図２で説明した方法により生成した４ユーザｕ_ｋ（ｋ＝１，２，３，４）の送信信号（ＢＳＳ）ｓ_ｋを示す。図には先行及び後続するシンボルの一部を示す。この例では、４ユーザに対応し、ｓ_ｋはデータブロックｄ_ｋの４個とガード系列ｇ_ｋから構

。
図３（ｂ）は、図３（ａ）の送信信号ｓ_ｋのみが送信されたとき、受信機が受信した搬送波ｆ_ｋの受信信号成分ｒ_ｋと、これら４個の成分が多重された実際の受信多重信号（ＢＳＳ）ｒを示す。図はＪ＝３の場合の受信信号で、各ユーザの受信信号成分ｒ_ｋは３波よりなる。図のτ_ＤＭ、は最大遅延時間、τ_ａはｒ_１を基準にしたときのｒ_３の到着時間差である。τ_ａは上りリンクの場合のみ発生する。上りリンク伝送の場合は、各受信信号成分は非同期で到着するので、通常τ_ａ≠０となる。ここで、上りリンクにおいて各ユーザの送信タイミングを基地局が制御することにより、到着時間の偏差の最大値をτ_ａＭ以下にし、下記の条件
Ｔ_ｇ＞（τ_ａＭ＋τ_ＤＭ） （１６）
が成立つものとしよう。これを準同期条件と称する。
他の受信信号成分の構成も同様であり、式（１６）が成立つ限り、上りリンクの場合も下りリンク（同期伝送、τ_ａ＝０）の場合と同様に、各受信信号成分は最初のブロック成分

ぞれＮ個繰返された系列で構成されている。したがって、図２で説明したように受信機はコア部ｒ^＊を抽出し、これを搬送波ｆ_ｋで復調し、平均化処理を施すことにより、ユーザ分離した復調データブロックｒ_ｋを生成することができる。

図４は、図２、図３の送信信号の成分スペクトルを示す図である。図４（ａ）のＦ（ｄ_ｋ）は図２のデータブロックｄ_ｋをＤＦＴ分析したときの両側スペクトル特性である。周波数

降特性をα（∈０〜１）と仮定するとビット数Ｍに対応して、０から±｛Ｍ（１＋α）／２｝ｆ_Ｂに亘り間隔ｆ_Ｂで複数個の線スペクトルをもつ。実用装置では、このチップ波形の振動を抑圧するためにα≠０を用いる。この図ではα＝１、Ｍ−８と仮定した場合の例の、０から±Ｍｆ_Ｂに亘りが存在するスペクトル示した。（±Ｍｆ_Ｂにおける振幅は０であるが、図には小振幅で示した。）
Ｆ（Σ_ｋ）はｄ_ｋをＮ＝４回繰返した信号（ＢＳＳ）Σ_ｋのスペクトルであり、波形繰返しの結果隣接スペクトルの間にＮ−１＝３個の空スロットが生成されている。
図４（ｂ）のＦ（Σ_１）（実線）は、データブロック系列Σ_１により図示の搬送波ｆ_１変調して生成した変調出力ｓ_１の片側スペクトル特性を示す。波線のスペクトルは、Σ_２〜Σ_４により搬送波ｆ_２〜ｆ_４をそれぞれ変調した場合の同様な出力であり、ｆ_ｋは式（８）で与えられるのでこれらのスペクトルには互いに重なる周波数スロットは存在しない。したがって、これらの４個の変調波形は相互に直交する。

ットはＦ（Σ_ｋ）と同一となり、ｋの値の異なるコア信号は互いに直交する。したがって、式

調データブロックｒ_ｋ、ｒ_ｋ′をそれぞれ求めることができる。したがって、ユーザ分離を実現できる。

図５は本発明の第一の実施例の基地局送信機のブロック図であり、送信機のｋ番目のユ

してＭビットの２値データ｛ｂ_ｋ｝／ｕ_ｋと、ユーザ共通のパイロット情報ｐ＝１が時分割的に加えられる。前者は図のデータブロック生成回路ＤＢＦにより式（２）のＭチップの２値データブロックｄ_ｋに変換される。このデータブロックｄ_ｋは図示の繰返回路ＲＥＰに加えられ、ＲＥＰはｄ_ｋをＮ回繰返し、チップ長Ｌ＝ＮＭのデータブロック繰返し系列（コアシンボル）Σ_ｋを生成する。さらに図示の保護系列挿入（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｓｅｒｔｅｒ）回路ＧＩは、Σ_ｋの前部にΣ_ｋの後部Ｌ_ｇチップのガード系列ｇ_ｋを複製し付加することにより、全系列長

る。このチップインパルス列をたたみこみ乗算器ＣＯＶに加えることにより、チップ波形

付ブロック拡散シンボル周期がＴ_Ｐ＝Ｌ_ＰＴ_ｃ（Ｔ_ｃ：チップ周期）の連続時間波形をもつベース

れた前述の搬送波ｆ_ｋを変調して、ｕ_ｋ宛送信信号（ＢＳＳ）ｓ_ｋを生成する。この信号は加算器Σにおいて、他のユーザｕ_ｋ′（ｋ′＝１，２，_・・・Ｋ，ｋ′≠ｋ）宛の同様な（Ｋ−１）個のシンボルと同時加算され、下式に示す下りリンク用送信信号（ＢＳＳ）が生成される。

（上りリンク用送信信号に対しては、上述のｓ_ｋがそのまま送信される。）

一方、変調器ＭＯＤ_１は、データ入力時点と異なるパイロット情報ｐの印加タイミング時点で長さＭチップのユーザ共通パイロット系列ｖ_Ｃを生成する。［パイロット信号の記号は図２のデータ信号の記号に上付ｐを付して表現する。図２において、ｄ_ｋをｖ_Ｃに置換した信号がパイロット信号となる。］ＭＯＤ_１の後に配置した繰返し回路ＲＥＰ、保護系列挿入回路ＧＩは、前述と同様な方法でガード系列ｇ_ｐを付加し、下式に示すガード付パイロット繰返し系列を生成する。

次に図示のたたみこみ乗算器ＣＯＶと変調器ＭＯＤ_２は、ベースバンドパイロット信号（

イロット時分割伝送に対しては、ｆ_Ｃを式（８）で与えたｆ_ｋの任意の値を用いることができる。］を変調し、送信パイロットｓ_ｐを生成する。
これらの出力ｓ_Ｄとｓ_ＰをスイッチＳＷにおいて、例えば時分割的に切り替える手法により合成すれば、無線帯域の送信信号ｓ_ｆが得られる。
上りリンク伝送における各ユーザの送信機の構成は、ほぼ図５と同じブロック図が用い

、ｕ_ｋ固有の信号ν_ｋ（ユーザ分離はｆ_ｋにより遂行されるので、ν_ｋ＝ν_Ｃとし、ユーザ共通の

図６は本発明の第１の実施例のユーザ受信機のブロック図であり、ｋ番目のユーザｕ_ｋ宛

て（図示を省いた回路により）時分割的に受信した受信多重信号ｒ_ｆに含まれるパイロット信号を抽出する。このパイロット周期において抽出した出力は、周波数ｆ_Ｃの局部搬送

換される。［実際には搬送波の実部ｃｏｓ２πｆ_Ｃｔと虚部ｓｉｎ２πｆ_Ｃｔを別々の変調器ＭＯＤ_Ｉ、ＭＯＤ_Ｑに加え、その各出力を低減濾波器ＬＰＦ_Ｉ、ＬＰＦ_Ｑにそれぞれ加えることにより、実部（Ｉ）と虚部（Ｑ）成分からなる複素出力が得られる。このような、ＩＱ出力分離生成のための回路の詳細は簡単のため省かれている。また、受信信号の減衰は、図示を省いた等価回路により補償される。］

（ＢＳＳ）をパイロットと同様にデータ周期において時分割的に抽出する。その出力に対し、局部搬送波ｆ_ｋによる搬送波乗算、濾波、平均化処理を行い、Ｍビットのデータブロックｄ_ｋの成分を含むＭチップからなる復調データブロックｒ_ｋを生成する。

て、これらの連続波形と、チップ波形ｑとの相関出力がチップ時間間隔Ｔ_Ｃ毎に生成され、Ｔ_ｃ毎に値をもつ離散時間軸上の波形に変換される。［有用な信号成分はこの離散信号

一方、同期回路ＳＹＮは、後述するようにフレーム同期信号を用い、ｕ_ｋの受信波の主波（ｈ_ｋｏ）に同期した図示のタイミングパルスｅ_Ｐ、ｅ_Ｓを生成し、これらが同期受信コアシンボル周期Ｔ_Ｓの時間位置を指定する。図示のゲートＡとｅ_Ｐ及びｅ_Ｓにより、復調パイロット信

これらの信号はパイロットとデータブロック繰返し系列であり、Ｌ（＝ＭＮ）個のチップインパルスからなる。これらの繰返し系列は、図示の平均化回路ＡＯ_１に加えられる。ＡＯ_１はブロック周期Ｔ_Ｂを単位時間とする平均化処理により、これらの信号の系列長をＭＮからＭチップへと変換し、ＢＳ−ｕ_ｋ間の復調パイロット応答ｐ_ｋとｕ_ｋ宛の復調データブロックｒ_ｋをそれぞれ出力する。この過程で他のユーザの信号成分は除去される。

このようにして生成したパイロット応答ｐ_ｋはユーザ共通の送信パイロット系列ｖ_Ｃと式（１０）のチャネル特性から

で与えられる。ｖ_Ｃと０シフトを除いたシフト位置で直交する下式を満足する分析系列ａ（ｉ）を考えよう。

ここにｉはチップ位置変数、ａ（ｉ−ｊ）はａ（ｉ）のｊ巡回シフト周期系列であり、図にはａ_ｊと表示した。パイロット応答ｐ_ｋをｊ巡回シフト分析系列ａ（ｉ−ｊ）に整合した整合フィルタＭＦに加えれば、その出力として複素振幅の相互相関関数

が、基地局ＢＳとユーザｕ_ｋ間の伝送路のチャンネル応答として生成される。通常、この出

を、図示の平均化回路ＡＯ_２に加えて平均化し、式（１０）に示したＪ成分からなるパイロット応答ｈ_ｋを生成する。この応答は分析回路ＡＹＺ_ｋ同期回路ＳＹＮに加えられる。

各送信機は予め設定したシンボル系列とフレーム同期信号からなるフレームを送信し、受信機はこのフレーム同期信号から公知の手段により受信同期を確立する。受信機はこの機能で生成したフレーム同期出力ｅ_ｓｙを同期回路ＳＹＮに加える。ＳＹＮはｅ_ｓｙとチャネル応答ｈ_ｋから前述のパイロットとデータのコア信号の位置を示すタイミングパルスｅ_ｐ、ｅ_Ｓを生成し、これらを図示のゲートＡへ伝送する。これらのタイミングパルスの助けにより、前

分析回路ＡＹＺ_ｋは前述したように、復調データブロックｒ_ｋチャネル特性ｈ_ｋから構成されるチャネル応答行列Ｈを用いて、式（１４）を解くことにより希望局ｕ_ｋのＭ個の送信

回路ＤＥＣに加えてこの出力の各成分を硬判定することにより、データブロックの検出値

上りリンク伝送における基地局の受信機のブロック図は、図６の各要素を用いた構成となる。すなわち、図６のｋ番目ユーザ受信機の回路ＲＸ（ｕ_ｋ）をユーザ数に対応してＫ個準

Ａ−２．マルチレート伝送方式
移動通信システムのデータレートの高速化に伴って、個々のユーザは多様な送信データレートの切り替え利用を希望する。この場合高速レート伝送チャネルを用いて低速レート伝送を行なうような周波数資源の浪費を避ける必要がある。
図７は本発明の第２の実施例のマルチレート送信信号のシンボル構成と周波数スペクトル特性を示す図である。図（ａ）は４ユーザｕ_ｋ（ｋ＝１，２，３，４）が送信するベースバンド送信信

に対応する４チップのデータブロックｄ_３、ｄ_４を配置した系列である。（ｓ_１，ｓ_２）、（ｓ_３，ｓ_４）の

、α＝１を仮定し、最外側の周波数スロットの実際の振幅は０である。］ここで、図（ｃ）に示すように、Σ_ｋにより図示の直交搬送波ｆ_ｋ（ｋ＝１，２，３，４）を変調すると、その変調出力のスペクトルはｆ_ｋだけ右にシフトするので、図示の片側スペクトルＦ_ｋが得られる。図（ｃ）の上段にＦ_１、Ｆ_２を太い実線と点線で示し、（Ｆ_３）と（Ｆ_４）は細い点線で示す。図（ｃ）の下段にＦ_３とＦ_４を太い実線と点線で示す。これから、下段のＦ_３とＦ_４を加えた周波数スロットが上段の（Ｆ_３）と（Ｆ_４）に対応する。すなわち、Ｆ_１またはＦ_２と等しい数の周波数スロットをＦ_３とＦ_４が交互に利用している。したがって、ｕ_３（ｕ_４）はｕ_１（ｕ_２）の伝送レートの半分の伝送レートを送信し、この伝送レートに対応してｕ_１（ｕ_２）のチャネルが占有する周波数スロットの半分をｕ_３（ｕ_４）は占有する。このようにして、互いにスペクトルが直交する送信信号を生成することにより、これらの信号間の直交特性を保持したまま異なる伝送レートのチャネルを多重化できる。（この直交特性は対応する受信信号間に対しても成立する。）例として、全ユーザがデータブロック当りＭ＝８ビット伝送を希望すれば、Ｋ＝４ユーザに、Ｍ＝４

数は次式で与えられる。

多様な伝送レートが混在する伝送は、図（ｃ）により説明したように、基本チャネル（各基本ユーザが占有する２Ｍ＋１個の周波数スロット）を複数のユーザで分割利用することにより達成される。このようにして、基地局が各ユーザの希望伝送レートにしたがって、空周波数スロットの複数個からなる周波数スロットセットを割当てるという簡易な方法により、伝送レートに比例した帯域を占有する高能率マルチレートサービスが実現できる。また、各信号は共通のコアシンボル周期Ｔ_Ｓをもつので、如何なる伝送レートを用いても、完全なユーザ分離が可能である。さらに１ユーザが２個の伝送レートのデータを同時に送信する場合にも、このユーザに式（８）の２個の搬送波を割当てることにより、受信機はこれらのデータを分離復調できる。（各ユーザの所要送信電力は、伝送レートに比例する。それは実効拡散率Ｎ_ｅが伝送レートに逆比例するからである。しかし、このことは合理的であり、送信電力尖頭値は一定であるからシステム運用上特段の弊害にはならない）。
第１、第２の実施例では、各ユーザに搬送波周波数ｆ_ｋを、正確に表現すれば、占有する周波数スロットのセットを割当てた。したがって、帯域Ｗが与えられたときシステムの周波数利用効率η（ビット／帯域）は

で与えられる。ここではとナイキスト下降特性α＝０を仮定した。また、右辺の近似値はＫ＝ＮとしＭＮ＞＞Ｌ_ｇとした場合に得られる。

Ａ−３．多出力ユーザグループ伝送方式
図８は、本発明の第３の実施例の送受信系統図と、同一搬送波による多出力ユーザグループ伝送方式のブロック図である。複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる受信方式をＭＩＭＯ（多入出力）方式と称するが、ここでは複数Ｅの受信アンテナを用いる多出力方式を用いたシステムを述べる。図８（ａ）は下りリンク伝送におけるユーザグルー

共通の周波数スロットセット）ｆ_ｋ′が与えられる。図８（ｂ）は、基地局の送信機ＴＸ（ＢＳ）か

ザが複数の送信アンテナから送信すれば、送信ダイバーシィティ効果により一般に誤り率

ンテナを仮定する。）また、各受信機は、入力部にある２組（ここではＥ＝２の例を用い

。

直交するので、他ユーザグループＵ_ｋ′のユーザが送信した成分は除去される。しかし、同

連結送信データベクトルを次式により定義する。

これらは、何れも２Ｍチップのベクトルとなる。ここにＴは転置記号を示す。またＢＳ

する。これらのベクトルに対しては、次式の相関分離方程式が成立つ。

ここに、（ｑ∈１，２；ｅ∈１，２）である。

生成される拡大チャネル行列である。この方程式をデコリレータまたはＭＭＳＥ検出器の

とにより、各データを検出することができる。ここでは下りリンク伝送について述べたが、上りリンクに対しても、同様な技術を用いることができる、すなわち、基地局にＥ個のアンテナを設け、同様な処理をすることにより、収容可能なユーザ数を増大できる。
本実施例の技術を用いると、各グループのユーザ数がＥ、総ユーザ数Ｋ＝ＥＮと設定できるので、式（２２）の効率ηを一般にＥ倍に高めることができる。上式の行列サイズはＥと共に増大し、その結果行列の正則性の劣化により誤り率特性は低下する。これを避けるには、例えばグループのユーザ数を限界値より低い値、例えばＥ／２に設定すると、低い誤り率でユーザ数を増大できる。
上述の説明では、セル内干渉波の分離技術を述べた。次に図１（ｃ）に示したセル間干渉波による妨害回避策を述べよう。

Ａ−４．セル間干渉回避方式
図９、図１０にはセル間回避を目的とする本発明の第４の実施例の送信シンボルの構成法を示す。図９は、送信機が生成するセル対応ブロック拡散周期割当方式のシンボルの構成図である。θをセル番号を示す記号としよう。図においてＣｅθ（θ＝１，２，３）は、３個のセルの各々に存在する送信機（基地局または各ユーザ）が生成した、図２（ｂ）、図３（ａ）のブロック拡散シンボルを示す。各シンボルは各セルに与えられたセル固有のパラメータ［コ

、セル共通の値とする。一般に上記パラメータの間には次の関係が成立つ。

図９の例において各セルに与えたパラメータセットは、

となり、Ｔ_Ｐ＝２４４８Ｔ_Ｃである。

いま、３個のセルＣｅｌθ（θ＝１，２，３）の各ＢＳからこれらのセルに所属し同一の搬送周波数

する信号成分は下式で与えられる。

して含む。送信ガード付シンボル周期Ｔ_Ｐをセルに関係なく同一とし、同期受信を仮定すれば、その復調信号（ＢＳＳ）は

となる。図９の例では、コアブロック繰返し系列周期をセル固有の値としたので、上記出力に対し各セルに設定した前述のパラメータが互いに等しい場合（Ｍ，Ｎ）と前述のようにセル固有の値（Ｍ^θ，Ｎ^θ）をとる場合に（Ｍ，Ｎ）、（Ｍ^１，Ｎ^１）でそれぞれ平均化処理を施すと、復調データブロックとして、

の平均化パラメータとは異なるパラメータで平均化処理した出力を示す。式（３０）の同

ップ番号をＳＣＮ（θ′−θ）／Ｄ_１で示す方法で図示すると、図９下段の結果が得られる。これか

ることが判る。（共通パラメータの場合は、Ｄ_１のタイミングに到来する他セルからの受信信号のチップ番号は常に等しい。）ｄ_ｋのデータ系列は２値（±１）をとるので、異なるチップ位置のデータを多数加算して平均化すれば、大数の法則によりその平均値も分散も０

とるように、パラメータを設定し、Ｎ^θを十分大に選ぶことにより、他セルからの干渉電力を（Ｎ^θ）^−１倍に低減できる。本方式では、Ｃｅθ′（θ′≠θ）に属するｋ′番目のユーザ（ｋ′≠ｋ）

θによる偏差を十分小さく設定することにより、その干渉を無視することができる。この場合も搬送波周波数の若干の偏差や、復調チップタイミングのランダム化の効果を考慮すると、さらにこの干渉電力は減少する。

図１０は、送信機が生成するセル対応チップレート割当方式のシンボルの構成図である。θをセル番号を示す記号としよう。図９と同様にＣｅθ（θ＝１，２，３）に対応するセル固有のパ

ガード付シンボル周期Ｔ_Ｐ及びブロックサイズＭは、セル共通の値とする。一般に上記パラメータの間には次の関係が成立つ

図１０の例において各セルに与えたパラメータセットは、Ｍ＝５０とし、

となる。

と同じ方法で求めたチップ番号をＳＣＮ（θ′−θ）／Ｄ_１で示すと、図１０下段の結果が得られる

ム化されることが判る。したがって、前述の図９の方式と同様なセル間干渉抑圧効果が得られる。
上述の２種類の干渉回避方式は、何れもブロック拡散ＣＤＭＡ方式のみならず、１シンボルで１ビットを伝送する従来のＣＤＭＡ方式にも広く応用すれば、各セルが同一の拡散系列セットを用いたとしても他セルから入来したシンボルは、逆拡散過程ですべてランダム化されるので、干渉回避の効果がある。

Ａ−５．パイロット伝送方式
図１１は本発明の第６の実施例のパイロット伝送用シンボルフレーム構成図である。図

れるシンボルフレームである。ｓ_ｋ（ｎ_ｓ）（ｎ_ｓ＝１，２，．．．，Ｎ_ｓ）は、図２（ｂ）に示したユーザｕ_ｋが送信するｎ_ｓ番目ガードつきのデータブロック拡散シンボル（ＢＳＳ）ｓ_ｋ（周期Ｔ_Ｐ）である。

トシンボルであり、図５に示したｖ_Ｃのｎ_Ｐ番目のパイロット系列ｖ_Ｃ（ｎ_ｐ）で構成される。したがって、Ｎ_Ｐ個のフレーム上に順次送信するＮ_Ｐ個のパイロットシンボルが巡回セットを構成する。Ｔ_ＳＦ、Ｔ_ＰＦをシンボルフレーム周期、パイロットフレーム周期とすれば、

の関係がある。

ｈ_ｋｊ（ｎ_ｐ）を生成する。
ここで、パイロット系列ｖ_Ｃを取扱いが容易な２値チップ系列で作り、それを周波数分析すると、一般にその振幅スペクトル特性は、必ずしも平坦ではない。いま、前述のようにＮ_Ｐ個の互いに異なるパイロット系列セットを準備し、これらのスペクトル特性の平均値が平坦になるようにこの系列セットを設計しよう。しかるとき、式（２１）で得られる推定値ｈ_ｋｊ（ｎ_ｐ）をＮ_Ｐ個のパイロットに関して平均すれば、含有する白色雑音電力の減少、かつ周波数特性の点で偏りの無いチャネル特性が得られる。もし、この偏りが存在すると、受信機が用いるチャネル特性ｈ_ｋに誤差を含むことになるので、データの復調検出特性を劣化させる要素になる。

Ｂ．ゼロ相関領域系列変調形ブロック拡散方式
Ｂ−１．基本方式
受信機において、受信する受信多重信号のユーザ分離を実現する他の方法として、前述の非特許文献５は、送信データブロックｄ_ｋによりシフト直交系列Ｃ_ｋ変調する方式として知られている。この方式は、系列Ｃ_ｋの系列長Ｎに対し、ユーザ数Ｋは式（Ｅ−６）に示したように、系列長Ｎの１／２以下となり、周波数利用効率を高め難い。
ここでは、拡散系列として、公知のゼロ相関領域（ＺＣＺ，Ｚｅｒｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ−ｚｏｎｅ）系列Ｚ_ｋを用いることにする。
（Ｋｅｎｊｉ Ｔａｋａｔｓｕｋａｓａ，Ｓｈｉｎｙａ Ｍａｔｓｕｆｕｊｉ，Ｙｏｓｈｉｈｉｒｏ Ｔａｎａｄａ″Ｏｎ Ｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｂｉｎａｒｙ ＺＣＺ Ｓｅｔｓ ｏｆ Ｌｅｎｇｔｈ ２^ｎ″Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｉｔｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｐｐ，２０３−２０６，２００２．１０）
いま、長さＮ、ファミリサイズＫの１つのＺＣＺ系列セットを
Ｆ（Ｚ）＝（Ｚ_１，Ｚ_２，．．．，Ｚ_ｋ，．．．．，Ｚ_Ｋ）
Ｚ_ｋ＝（Ｚ_ｋ１，Ｚ_ｋ２，．．．，Ｚ_ｋｎ，．．．．，Ｚ_ｋＮ）
と記述しよう。ここにＺ_ｋは上期セットのｋ番目のメンバー系列であり、ｚ_ｋｎはｎ番目のチップ振幅［２値、４値（４相）、３値（０、１、−１）などの値をとりうる］である。この系列セットの周期自己相関及び周期相互相関関数は次式で与えられる。

ここにτは、系列の巡回シフト数である。τ_ｍ（＞０）をゼロ相関領域とするとき、ＺＣＺ系列は次の相関特性と系列長対ファミリサイズ特性をもつ。

いま、２値系列でτ_ｍ＝１，Ｎ＝８の場合を一例として考えよう。
しかるとき、ｐ_ｋｋ（０）＝１、ｐ_ｋｋ（±１）＝０、ｐ_ｋｋ′（０）＝ｐ_ｋｋ′（±１）＝０、（ｋ≠ｋ′）；Ｋ＝４が得られる。異なる２個のセットＦ_１，Ｆ_２の例を下記に示す。
Ｆ_１（０００００１０１，００１１０１１０，０１１０００１０，０１０１００００）、
Ｆ_２（００１１０１１０，０００００１０１，０１０１００００，０１１０００１１）
［ここにチップ値０は、−１を示す。］

図１２は本発明の第４の実施例の送受信シンボル構成図で、送受信機において生成するデータブロックシンボルの構成を示す。図１２（ａ）は、図２（ａ）に示したデータブロックｄ_ｋら送信信号ｓ_ｋを図２（ｂ）と同様な方法で生成する過程を示す。図２（ｂ）との差異は、系列Ｚ_ｋの乗算とユーザ共通搬送波ｆ_Ｃによる変調である。すなわち、データブロックｄ_ｋをＮ個配列したデータブロック繰返し系列Σ_ｋ（コアシンボル）に、１個のＺＣＺ系列セットのｋ番目の系列Ｚ_ｋの各チップ要素（ｚ_ｋｎ，ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）を乗積することによりＮ個のブロッ

のたたみこみ乗算に相当する。）このコアシンボルに、式（４）、（５）と同様な方法でガード系列ｇ_ｋを付加して、次式に示すｋ番目ユーザのガード付データブロック拡散信号

のｆ_ｋの代わりにユーザ共通の搬送波ｆ_Ｃを用い送信信号（ＢＳＳ）ｓ_ｋを生成し送信する。

図１２（ｂ）において、ｒはｓ_ｋと同様なＫ個の送信信号に対応する受信多重信号（ＢＳＳ）でり、ｕ_ｋ宛受信信号ｒ_ｋの和として下式で与えられる。

この受信多重信号ｒの中のコア部分ｒ^＊を抽出し、ｒ^＊に搬送波ｆ_Ｃを乗算することにより式（１２）と同様に復調すれば、次式のベースバンド復調コア多重信号ｒ^＊０が生成される。

ロック位置変数である。［ここでは^０、^＊、^ｎは、局部搬送波による復調出力、ガード部分をのぞいたシンボル成分、そのｎ番目のブロック成分をそそれぞれ示す。］図１２で示す

チパスから構成される。ここで、図の白色のブロック部は、同一ブロックの受信成分

ｒ_０を基準としたときのｒ_ｋの到着時間差τ_ａ（図３参照）を考慮すれば、上述のチャネル行列

、時間差τ_ａにより与えられ、式（１４）の右上及び左下の三角行列に対応した形をとる。Ｊ＝２、ａ＝０，１の場合の例を次式に示す。

式（３９）の復調コア多重信号のｎ番目のブロック成分は、前述の先行ブロック成分、同一ブロック成分から成り立ち、下式で与えられる。（以下、簡単のためａ＝０とし、ａの表示を省く）

ここではｕ_ｋからの（またはｕ_ｋへの）チャネル特性を用いる必要があるので、式（４０

ここで、復調コア多重信号ｒ^＊０に希望ユーザｕ_ｋに割当てた系列Ｚ_ｋとその右シフト系列Ｚ_ｋ−１をそれぞれ乗ずることにより逆拡散出力が得られる。この出力を周期Ｔ_Ｂ単位で平均化すると次式の復調データブロックとなる。

に対応する成分である。上式において、ｋ番目ユーザの同一ブロック成分と先行ブロック成分を拡散系列Ｚ_ｋとその１チップ右シフト系列Ｚ_ｋ−１により他ユーザの成分とは独立に相関分離するためには、式（３５）のゼロ相関領域τ_ｍ（Ｔ_Ｃで規格化した自然数）と式（１６）の最大遅延時間τ_ＤＭとの間には

の関係が必要である。Ｍを大きく選ぶことにより一般に高速データレート伝送に対しても、τ_ｍ＝１に設定しうる。
上式は、式（３５）の直交特性により受信多重信号ｒからｕ_ｋ送信データブロックに対応するユーザ成分を分離できることを示す。式（４３）に対し、公知のデコリレータまたはＭＭＳＥの手段を適用すれば、ｄ_ｋの推定ベクトルｄ_ｋを求めることができる。

１５）のユーザｕ_ｋのデータブロック検出出力が得られる。

図１３は、本発明の第４の実施例の送受信機のブロック図であり、図（ａ）はユーザｕ_ｋ

と検出出力生成部を示す。（パイロット信号の生成及び復調部は省かれている。）図（ａ）は、図５に示した系列繰返し回路ＲＥＰをブロック拡散回路ＢＳに置換した構成である。
ＢＳは、拡散系列Ｚ_ｋにデータブロックｄ_ｋのたたみこみ乗算を行うことによりコアシンボ

号ｓ_ｋを生成する。
図１３（ｂ）は、図６に示した回路において、ゲートＡと平均化回路ＡＯ_１の間に変調器ＭＯＤ_３を挿入した構成である。受信多重信号ｒは、ＭＯＤ_２からゲートＡまでの回路で離散値振幅の復調コア多重信号ｒ^＊０に変換される。ＭＯＤ_３はｒ^＊０をＺ_ｋにより逆拡散して図１２

タブロックｙ_ｋを生成する。後続する回路の機能は図６と同じである。
上述の方法は、系列の長さＮに対しＫ＝Ｎ／２となり、拡散率に対する収容ユーザ数は方式Ａに比し半減する。次にＫ＝Ｎとする方法を説明する。

Ｂ−２．高能率伝送方式
ｋ番目のＺＣＺ系列の２個のシフト系列を下記のように２ユーザｕ_ｋ１、ｕ_ｋ２に割当てよう。

ック拡散シンボルは次式で与えられる。

ユーザから送信すれば、受信シンボルは、

２）と同じ記号（Ｑによる区別のみ異なる）を用いると次式で与えられる。

れば次式の逆拡散ベクトルが得られる。

式（５１）、（５２）から下式の連結ベクトル

に対し、連立方程式を作成すると

る必要があるので、データブロックｄ_ｋの中で先頭から（Ｍ−Ｊ＋１）ビット分に対応する受信成分は、１ブロック右側のブロックへの遅延波成分には含まれていない。すなわち、式（

良い。）

成分）を求めると

は殆ど含まれていない。したがって式（４３）と同様な逆拡散を施こし、同一ブロック成

くと

めよう。

復調多重信号からこの成分を除いた第０部分の受信信号（Ｑ＝０に対応）を求めると、

散を施すと、

めれば、これらのソフト出力が含む誤差成分を十分小さくし、さらに誤りの少ない検出出

上記手段により、ユーザ数をＫ＝Ｎに増大できる。

Ｂ−３．マルチレート伝送方式
図１４は本発明の第７の実施例のシンボル構成図である。いま簡単のため、ユーザ分離

下Ａ系列と称する）としよう。その系列長をＮ＝Ｎ^Ａ＝４とし、Ｂ−１の基本方式を用い、τ_ｍ＝１を仮定すると、ユーザ数Ｋは、式（３１）からＮ^Ａ／２＝２となる。次にユーザ分離とレート設定に用いる第２ＺＣＺ系列のセットをＦ（Ｚ^Ｂ）とし、その系列を

に割当てる場合は、全ユーザ数は上記条件下でＫ_Ｔ＝Ｎ^ＡＮ^Ｂ／４＝４となる。

次式で与えられる。

ｕ_ｋの送信信号ｓ_ｋは、式（３７）においてＺ_ｋをＹ_ｋに置換して生成したベースバンド信号

ｇ_１を付加したベースバンド信号により搬送波ｆ_Ｃを変調して送信信号（ＢＳＳ）ｓ_１を生成する順序を示す。図（ｂ）においてΣ_２は、ｕ_２のデータブロックｄ_２の繰返し系列である。図示の

Ｙ_２（＝ｙ_２１，ｙ_２２，．．．，ｙ_２Ｎ）（対応する図示のチップの積）として示す。図はΣ_２とＹ_２の乗積により

生成する過程を示す。
基地局ＢＳが受信した受信多重信号ｒの各成分は図３（ｂ）と同様な構成となり、準同期で受信され、Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３に対応する３個の受信成分ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３よりなる。

すなわち、ｒに対する２個のＡ系列による逆拡散と平均化により、ｒ_１と（ｒ_２，ｒ_３）成分を分離した出力を得、後者の出力に対する２個のＢ系列による逆拡散と平均化により、ｒ_２と

ｕ_ｋ−ＢＳ間チャネル特性から生成したチャネル行列Ｈ_ｋを用いて、式（４５）に示した方法

る。
上述のマルチレート伝送方式は、ＺＣＺ系列を多段に設け、各段から排他的に選択した系列をたたみこみ乗算する方式として一般化できるので、伝送レートのサービス範囲を広く設定できる。低レートユーザが多い場合は、同時にサービスできるユーザ数を増大できる。また、Ｂ−１の基本方式を用いると系列段数毎に全送信データレートは１／２宛減少するが、Ｂ−２の高能率伝送方式を用いると、系列段数の増大によるレートの減少は発生せず、高い周波数利用効率を保持できる。

Ｂ−４．多出力ユーザグループ伝送方式
Ａ−３において説明した方式と同様に多数の受信アンテナを用いて、収容ユーザ数を増大する実施例について説明する。Ａ−３では同一搬送波を用いる２ユーザの伝送方式の例を述べたが、ゼロ相関領域系列変調方式は、共通の搬送波を使う。ここでは、受信アンテナ数を増大することにより拡散系列として１個のＺＣＺ系列Ｚ_ｋを用いる条件下で、ユーザ数を増加できるユーザ分離復調技術を説明する。
図１５は、本発明の第８の実施例の送受信系統図と、同一拡散系列による多出力ユーザグループ伝送方式のブロック図である。図（ａ）はユーザグループＵ_ｋ（ｋ＝１，２，．．．，Ｋ）の各々からＱユーザが同一拡散系列Ｚ_ｋで送信する上りリンク伝送系の図である。

いて平均化することにより２個の復調データブロックを求め、これらを連結することにより次式の連結復調ベクトルを生成する。

作られるチャネル行列である。この関係から記号Ｕ_１を簡単のため省いた次の方程式が得られる。

ここにＨは拡大チャネル行列である。上式を式（４５）の方法により連結データブロ

ができる。これらの各成分を硬判定することにより検出出力が得られる。このようにして、１個のＺＣＺ系列を用い、２ユーザを分離できる。一般に受信アンテナ数Ｅに対し、占有周波数帯域を増大せずにＥ倍のユーザ信号の分離ができる。

Ｂ−５．セル間干渉回避方式
Ｂ−１〜Ｂ−４の諸方式に対しては、Ａ−４に述べたセル間干渉回避技術を適用し、前述と同様な効果が得られる。
さらに、Ｂ−１に述べた異なる系列セットＦ_１，Ｆ_２のようにＢ方式の場合は同一系列長のゼロ相関領域セットを複数セット設計することができる。系列長Ｎを長くすれば、セットの異なるメンバ系列相互間の相互相関値を低く設計できる。したがって。各セルに互いに異なるゼロ相関領域セット（Ｂ−３方式に対してはセル当り複数のセット）を割当てることにより、復調出力に含まれる干渉電力を十分減少することができる。
Ｂ−６．パイロット伝送方式
基本方式Ｂ−１の原理を用いＡ−５に説明したパイロット伝送方式と同様に、図１２（ａ）において送信データブロックｄ_ｋをパイロット系列ｖ_ｃ（ｎ_ｐ）に置換することによりパイロ

同様なフレームに時分割的に挿入する。ｓ_ｋ（ｎ_ｐ）はｖ_ｃ（ｎ_ｐ）とＺＣＺ系列Ｚ_ｋとのたたみこみ乗算で生成されているので、式（４３）、（４５）の方法でユーザ分離を行い、復調パイロット応答ｐ_ｋ（ｎ_ｐ）を生成できる。
ここで、ｖ_ｃ（ｎ_ｐ）に対して０シフト以外で直交する式（２０）の分析系列ａ（ｎ_ｐ）を用いて、ｐ_ｋ（ｎ_ｐ）とｊシフト系列ａ（ｎ_ｐ）（ｉ−ｊ）との相関出力を求めることにより、式（２１

Ｎ_ｐ個を平均すれば、周波数特性の点で偏りのないチャネル特性が得られる。
本方式は上述のようにＫ（＝Ｎ／２）人のユーザが同一のパイロットシンボルスロットを共用できる上に、データや多ユーザの信号と完全に分離したチャネル応答が得られるので、周波数利用効率と精度の点で、従来方式よりも有利である。

Ｃ．空間軸直交変換復調方式
Ａ−３、Ａ−４に述べた多出力ユーザグループ伝送方式は、複数の受信アンテナを用いることによりユーザ数を増大する技術であった。ここでは、複数のアンテナにより受信復調出力の信号対雑音比を向上する方式について、Ａ−３を例にとり図８を用いて述べる。
搬送波ｆを用いるユーザグループＵに属するユーザ数Ｑを、簡単のため１としよう。
したがって、ＫユーザがＫ個の搬送波を用いて信号を送信し、受信機のｅ（＝１，２，．．．，Ｅ）番目の受信アンテナに受信多重信号ｒを受信するシステムを考える。Ａ−１で説明した手段により直交搬送波ｆを用いて復調すれば、ユーザ分離後の式（１３）、（１４）に示した下記の復調データブロックが求まる。

すべての受信アンテナの同様な出力を連結することにより下記の復調行列を生成する。

この行列を直交変換行列Ωを用いて下記のように変換し被直交行列Ｙを生成する。空間的に配列されたアンテナを空間軸と考えるとき、これは空間的変換となる。ここで、行列Ｙの自己相関行列が単位行列となるように、すなわち、下式が成り立つようにΩを選定しよう。

ここに、Ｅはアンサンブル平均を示す。この条件はＸの自己相関行列Ｒを用いて、次式を満足するユニタリ行列Ｕから生成される。

ここではユーザＵ対応のチャネル行列を用いている。これから直交変換行列は、次式で与えられる。

雑音がなければ、Ｘを用いても、Ｙを用いても同じ信号の検出ができる。上式は、ＹがＥ個の固有ベクトルから成り立つことを示す。ここで、Ｙのｅ番目の成分ベクトルｙの信号対雑音（ＳＮ）比は次式で与えられる。

ここに、λは式（６９）に示した固有値である。ここで、ＳＮ比の高い値を示す成分ベクトルに大きな荷重を与える重み付けを考えよう。各成分ｙは復調データブロックであるから、これはチャネル行列Ｈを用い式（１４）を解くことにより軟出力ｄを求めることができる。求めたＥ個のｄに対し上記の重み付けを乗じて加算すれば、合成軟出力が生成される。この出力は、上述の重み付けにより高いＳＮ比を持つ。したがって、これを硬判定した出力を用いることにより低い誤り率の伝送を実現できる。
上述の空間変換方式と同様に時間軸に関する直交変換も可能である。いま、Ｌ個のシンボルから生成した復調データブロックから復調行列を

で与えよう。ここに、シンボル番号をｌ（＝１，２，．．ｌ−１）とする。この復調行列を次式により直交変換する。

ここに、Λは時間軸直交変換行列である。前述と同様な方法でＷの自己相関行列Ｕが対角化できるように、次式を満足するユニタリ行列を選ぶ。

これから、変換行列は次式で与えられる。

このようにして生成した被変換行列Ｗのｌ番目の成分ベクトルのＳＮ比は次式で与えられる。

これから重み付けを選定する。各成分ベクトルから求めた軟出力を上記の重み付けを乗じて加算すれば合成軟出力が得られる。これを硬判定した出力を用いることにより低い誤り率の伝送を実現できる。

ＣＤＭＡ移動通信方式の送信波の伝搬経路図。 基本送受信データブロックシンボルの構成図。 繰返しデータブロック搬送波変調方式の送受信シンボルの構成図。 周波数分割伝送用櫛の歯状のスペクトル図。 基地局送信機［ＴＸ（ＢＳ）］のブロック図。 ｋ番目のユーザ受信機［^ＲＸ（ｕ_ｋ）］のブロック図。 マルチレート送信信号のシンボル構成と周波数スペクトル特性図。 同一搬送波によるユーザグループ伝送方式のブロック図。 セル対応コアブロック拡散周期割当形送信シンボルの構成図。 セル対応チップレート割当形送信シンボルの構成図。 パイロット伝送用シンボルフレームの構成図。 ゼロ相関領域系列変調方式の送受信シンボルの構成図。 ｋ番目ユーザ信号の送受信機のブロック図。 ゼロ相関領域系列による多段データブロック拡散方式の送受信シンボルの構成図。 同一拡散系列によるユーザグループ伝送方式のブロック図。 ＣＤＭＡ通信方式送受信機の機能ブロック図。 マルチユーザ受信機（干渉相殺方式）の機能ブロック図。 マルチユーザ受信機（相関分離行列方式）の機能ブロック図。 データブロックによるウアルシュ関数拡散方式の送受信信号の構成図。 データブロックによるシフト直交系列拡散方式の送受信信号の構成図。 繰返し多重拡散シンボルによる搬送波変調方式の送信シンボルの構成図。

Claims (14)

1. 各ユーザの送信機は、複数の送信データの時系列からなるデータブロックに対し該各ユーザ固有のスペクトル拡散処理と搬送波変調を施すことによりブロック拡散シンボルを生成し、これを送信し、
   受信機は、全ユーザが同様に送信した多数の該送信信号を受信多重信号として受信し、予め取得した送受信機間のチャネル特性と前記の各ユーザ固有のスペクトル拡散処理と搬送波変調の知識を用いて、すべてのユーザの分離と該送信データの分離とを行うスペクトル拡散通信方式において、
   ｋ番目ユーザの送信機は、前記データブロックを複数回繰返した後ガード系列を付加して得られるガード付データブロック繰返し系列によりｋ番目の直交搬送波ｆ_ｋを変調することにより、ブロック拡散シンボルを送信信号として生成する手段を備え、
   受信機は、該受信多重信号をｋ番目の直交搬送波ｆ_ｋにより復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いたコアブロック拡散シンボル周期上の復調コア信号にデータブロック単位の平均化操作を施すことにより、その他のユーザ信号成分を除き、ｋ番目のユーザの送信したデータブロックに対応する復調データブロックを分離生成する手段、該復調データブロックと前記チャネル特性を用いて、該送信データブロックの各送信データを分離した軟出力を求め、該軟出力を硬判定する手段とを備えることにより、該各送信データを検出することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
2. 各ユーザの送信機は、複数の送信データの時系列からなる送信データブロックを該ユーザに割当てられた拡散系列によりたたみこみ乗算する方法で拡散してブロック拡散シンボルを生成し、ユーザ共通の搬送波を用いて該ブロック拡散シンボルを送信信号として送信し、
   受信機は、全ユーザが同様に送信した多数の該送信信号を受信多重信号として受信し、該受信多重信号と前記拡散系列を用いて、すべてのユーザ信号の分離検出と送信データの分離とを行うスペクトル拡散通信方式において、
   ｋ番目ユーザの送信機は、前記拡散系列にゼロ相関領域系列セットに属するｋ番目の拡散系列Ｚ_ｋを用いて生成したデータブロック拡散信号にガード系列を付加することによりガード付データブロック拡散信号を生成し、該ガード付シンボルにより前記共通搬送波を変調して送信信号を生成する手段を備え、
   受信機は、前記受信多重信号を搬送波により復調した復調出力を生成し、該復調出力からガード部分を除いた復調コア信号を生成し、該復調コア信号をｋ番目の拡散系列Ｚ_ｋに整合した整合フィルタに加えてブロック単位で逆拡散し、平均化することにより、その他のユーザ信号成分を除きｋ番目ユーザの送信したデータブロックに対応する復調データブロックを分離生成する手段、該復調データブロックと送受信機間チャネル特性を用いて、該送信データブロックの各送信データを分離した軟出力を求め、該軟出力を硬判定する手段とを備えることにより、該各送信データを検出することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
3. 

   列のたたみこみ乗算により各送信信号を生成する手段を備え、
   受信機は、受信多重信号を該各系列によりそれぞれ逆拡散し、平均化処理を行うことにより、各復調データブロックを生成する手段と、該復調データブロックを連結した連結データブロック、該送信データブロックを連結した未知ベクトル、送受信機間のチャネル特性から求められるチャネル行列の３者から相関分離方程式を生成する手段と、該相関分離方程式を解いて求めた軟出力ベクトルの各成分を硬判定する手段と該判定値を用いて、
   

   

   繰返す手段を備えることにより、１個のゼロ相関領域系列を用いて２ユーザの信号を伝送することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
4. 請求項１において、ｋ番目ユーザの送信機は、長さＭのデータブロックをＮ回繰返した後ガード系列を付加してガード付シンボルを生成し、ｋ′番目ユーザの送信機は、長さＭ／ｎのデータブロックをＮｎ回繰返した後ガード系列を付加してガード付シンボルを生成し、これらのガード付シンボルにより、ｋ、ｋ′番目の直交搬送波をそれぞれ変調することにより、互いに異なる伝送レートの送信信号を生成する手段を備え、受信機は前記受信多重信号からガード部分を除いた受信コア信号をｋ、ｋ′番目の直交搬送波によりそれぞれ復調し、ｋ、ｋ′番目のユーザの送信信号に対応する復調データブロックをユーザ別に分離生成する手段を備えることにより、マルチレート伝送を実現することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
5. 請求項２、３において、送受信システムは、ｎ段目の拡散層がＫ_ｎ個のゼロ相関領域系
   

   

   した拡散層を準備し、基地局は各ユーザに送信データレートに対応した１乃至複数の拡散層に属する系列を割当て、各ユーザの送信機は割当てられたこれらの系列により、送信テータブロックをたたみこみ乗算する方法で順次拡散することにより、ベースバンド多段ブロック拡散シンボルを生成し、該拡散シンボルにガード系列を付加したガード付シンボルにより搬送波を変調して送信する手段を備え、
   受信機は、前記受信多重信号の搬送波による復調により前記ベースバンド受信コア信号を生成し、該コア信号に対し、該各送信機が該各拡散層において用いた拡散系列を用いてブロック単位で順次逆拡散を施すことにより、前記系列セットに属する異なるゼ系列を用いて同様に生成し、送信信号に対応する復調成分を含まない、復調データブロックを分離生成する手段を備えることにより、異なる伝送レートの信号を多重伝送することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
6. 請求項１、４において、前記ユーザを複数のグループに分割し、ｋ（＝１，２，．．．Ｋ）番目のユーザグループを構成するユーザ数を複数Ｑとし、ｋ番目のグループに属するユーザの送信機は、前記ガード付データブロック繰返し系列により前記ｋ番目の直交搬送波を変調する手段を備え、
   前記受信機はアンテナ番号をｅ（＝１，２，．．．Ｅ）とする複数の受信アンテナを備え、ｅ番目のアンテナを経て受信した前記受信多重信号をｋ番目の直交搬送波ｆ_ｋにより復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いた復調コア信号に対し平均化操作を施すことにより、その他のユーザグループの信号成分を除きｋ番目のユーザグループの送信したデータブロックに対応する復調多重データブロックを分離生成する手段、該復調多重データブロックのＥ個を連結することにより連結復調ベクトルを生成し、ｋ番目のユーザグループの各ユーザと受信機アンテナ間のＱ×Ｅ個のチャネル特性から生成した拡大チャネル行列、連結復調ベクトル、Ｑユーザの送信データを表現する未知ベクトルから構成した多元１次連立方程式を解くことにより軟出力ベクトルを求め、該軟出力ベクトルの各成分を硬判定する手段とを備えることにより、該各グループに属する各ユーザの送信データを求めることを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
7. 請求項２、３、５において、前記ユーザを複数のグループに分割し、ｋ（＝１，２，．．．Ｋ）番目のユーザグループを構成するユーザ数を複数Ｑとし、ｋ番目のユーザグループの各送信機は、前記ゼロ相関領域系列セットに属するｋ番目の拡散系列Ｚ_ｋを用いてデータブロック拡散系列を生成する手段を備え、前記受信機はアンテナ番号をｅ（＝１，２，．．．Ｅ）とする複数の受信アンテナを備え、ｅ番目の前記受信多重信号を搬送波により復調して復調出力を生成し、該復調出力のガード部分を除いた復調コア信号に対し、該拡散系列Ｚ_ｋにより逆拡散し平均化することにより、ｋ番目のユーザグループの送信したデータブロックに対応する復調多重ベクトルを分離生成する手段、該復調多重ベクトルのＥ個を連結することにより連結復調ベクトルを生成し、ｋ番目のユーザグループに属する各ユーザと受信機アンテナ間のＱ×Ｅ個のチャネル特性から生成した拡大チャネル行列、該連結復調ベクトル、Ｑユーザの送信データを表現する未知ベクトルから構成した多元１次連立方程式を解くことにより軟出力ベクトルを求め、該軟出力ベクトルの各成分を硬判定する手段を備えることにより、各送信データを求めることを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
8. 請求項１〜７において、各セルに所属する送信機は、該セルに予め割当てられた該セル固有のコアブロック拡散周期上に前記データブロック繰返し系列または、前記データブロック拡散信号からなるコア信号を生成し、該コア信号にガード系列を付加したベースバンドガード付シンボルにより、請求項１〜６記載の搬送波を変調して送信信号を生成し、これを送信する手段を備え、
   受信機は、前記受信多重信号から送信機が用いた前記の搬送波を用いて、前記セル固有の送信コアブロック拡散周期に受信同期したタイミング上に復調コア信号を生成し、該復調コア信号を請求項１〜６記載の方法により処理することにより、セル間干渉成分を抑圧した復調データブロックを生成することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
9. 請求項１〜７において、各セルに所属する送信機は、該セルに予め割当てられたチップレート偏差を基準チップレートに加えたセル固有のチップレートを用いてガード付データブロック繰返し系列またはガード付データブロック拡散信号を生成し、これらのガード付シンボルにより、請求項１〜６記載の搬送波を変調して送信信号を生成し、これを送信する手段を備え、
   受信機は、前記の搬送波を用いて生成した連続波形の復調多重信号と、前記セル固有のチップレート上のチップ波形との相関出力を生成し、該相関出力を振幅とする離散値系列を復調コア信号として生成し、該復調コア信号を請求項１〜６記載の方法により逆拡散し、平均化する処理を行う手段を備えることにより、セル間干渉成分を抑圧した前記復調データブロックを生成することを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
10. 請求項２、３、４、７において、各セルに対し、セル固有の１乃至複数個の拡散系列セットを割当て、隣接する２個のセルに割当てた同一の前記拡散層に属する２個の拡散系列セットから１個宛選択した拡散系列対相互間の相互相関値が小さな値をとるようなゼロ相関領域系列セットを前記セル固有の拡散系列セットとして用いることを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
11. 請求項１、２において、各送信機が送信するデータブロックをパイロット系列に置換して、請求項１、２の方法により生成した送信信号をパイロット信号として、セル共通のパイロット用タイムスロットを用いて送信し、
    受信機は、受信多重パイロット信号を抽出し、該受信多重パイロット信号を請求項１、２の方法により復調し、逆拡散し、平均化処理を施して復調パイロットを生成し、送信した前記パイロット系列に０シフト位置を除いて直交する分析系列のｊ（＝０，１，２，．．．，Ｊ−１）シフト分析系列をａ_ｊとし、該復調パイロット応答との相関出力からチャネル特性を求める手段を備えたことを特徴とするデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
12. 請求項１１において、送信機は周波数スペクトルが補完し合う複数（Ｎ_ｐ）個のパイロット系列からなるパイロットセットを準備し、これらのパイロット系列を用いて前記送信パイロット信号を生成し、これらＮ_Ｐ個の送信パイロット信号を順次送信する手段を備え、
    受信機は、該各パイロット系列に対して０シフト位置を除いて直交する分析系列を準備し、前記パイロット応答の各々に対して対応する該分析系列を用いてチャネル特性を求め、これらのＮ_ｐ個のチャネル特性の平均値をパイロット特性として用いることにより高精度なパイロット応答を生成する手段を備えたことを特徴としたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。
13. 請求項６、７において、ｅ番目の受信アンテナ出力から生成したｋ番目ユーザ宛前記復
    

    

    行列Ω_ｋを乗じて、被変換行列Ｙ_ｋを生成し、該被変換行列の自己相関行列が対角化されるように該直交変換行列Ω_ｋを生成し、該被変換行列Ｙ_ｋを構成するＥ個の固有ベクトルの中
    

    

    ル拡散通信方式。
14. 請求項１３において、ｅ番目の受信アンテナ出力の代わりに、１個の受信アンテナ出力から得られたｌ（＝１，２，．．．，Ｌ）番目の時間位置にあるシンボルから請求項６、７の方法により
    

    

    変換して被変換行列Ｗ_ｋを生成し、Λ_ｋをＷ_ｋの自己相関行列が対角化するように選定し、
    

    

    力の該重み付け加算によりｕ_ｋの送信信号を検出する手段を備えたデータブロック拡散形スペクトル拡散通信方式。

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