JP2006121439A - Radio communication device and radio communication circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、周波数ホッピングを用いた無線通信方式の無線通信装置および無線通信回路に関する。 The present invention relates to a wireless communication apparatus and a wireless communication circuit of a wireless communication system using frequency hopping.
近年、近距離・大容量無線通信として、ウルトラワイドバンド（以下、ＵＷＢという）通信が注目されている。特に、マルチバンド直交周波数分割多重（以下、ＭＢ−ＯＦＤＭという）方式のＵＷＢシステムの提案が、最も支持されている。この方式は、IEEE802.15委員会のTG3ａにより規格化が検討されているものであり、その詳細は、IEEE P802.15-03/268r1やIEEE P802.15-03/267r6に記載されている。 In recent years, ultra-wideband (hereinafter referred to as UWB) communication has attracted attention as short-range and large-capacity wireless communication. In particular, the proposal of a UWB system of a multiband orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter referred to as MB-OFDM) system is most supported. This method is being standardized by TG3a of the IEEE802.15 committee, and details thereof are described in IEEE P802.15-03 / 268r1 and IEEE P802.15-03 / 267r6.
上記提案されたものにおいては、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の１シンボル毎に周波数ホッピングが行われ、ＩＦＦＴ／ＦＦＴ時間が約２４２.４ｎｓ、ゼロ（パッデド）プリフィックス時間が約６０.６ｎｓ、ホッピング周波数の切り替えの許容時間（ガードインターバル）が約９.５ｎｓとされている。 In the proposed system, frequency hopping is performed for each symbol of an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal, IFFT / FFT time is about 242.4 ns, zero (padded) prefix time is about 60.6 ns, and hopping is performed. The allowable time for switching frequency (guard interval) is about 9.5 ns.
上記の提案された方式を用いた送信機においては、ゼロ（パッデド）プリフィックス時間の約６０.６ｎｓの期間中、信号が送出されていないため、この時間を周波数の切り替え時間に用いるようにしてもよいが、受信機側においては、ゼロ（パッデド）プリフィックス時間がマルチパス遅延波を取り込むための時間に割かれるので、この時間は、ホッピング周波数の切り替え時間に用いることはできない。 In the transmitter using the above proposed scheme, no signal is transmitted during the period of about 60.6 ns of the zero (padded) prefix time, so this time may be used as the frequency switching time. However, on the receiver side, the zero (padded) prefix time is divided by the time for taking in the multipath delayed wave, so this time cannot be used for the switching time of the hopping frequency.
また、マルチパス遅延波が生じる場合の補償の方法については、IEEE P802.15-03/267r6のSlide15に説明されている。この補償方法においては、ＦＦＴ区間より遅くなった遅延波が、ＦＦＴ区間の先頭部に加算される。これにより、遅延波の補償を行うことができる。 A compensation method in the case where a multipath delayed wave is generated is described in Slide 15 of IEEE P802.15-03 / 267r6. In this compensation method, a delayed wave that is later than the FFT interval is added to the head of the FFT interval. As a result, delay wave compensation can be performed.
また、上記の提案されたＭＢ−ＯＦＤＭ方式のシステムにおいては、ゼロ（パッデド）プリフィックス時間の約６０.６ｎｓが、遅延波の補償可能範囲とされているため、この時間を周波数の切り替え時間に用いることができず、ガードインターバルの約９.５ｎｓの期間中に周波数の切り替えを行う必要がある。しかし、このような短い時間の期間中に、ローカル周波数を再設定することは困難であるため、上記提案においては、周波数ホッピングに使用される全ての周波数がローカル周波数として持たれ、それらのローカル周波数をスイッチで選択することによって周波数ホッピングが可能になる。
IEEE P802.15-03/267r6，Slide21において、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式の提案者は、ローカル周波数の切り替え時間が約２ｎｓで完了するという実験結果を示しているが、スイッチの浮遊容量や伝送線路の影響により、アナログスイッチでローカル周波数の切り替えを９.５ｎｓの時間内で行うことは、一般的には困難である。 In IEEE P802.15-03 / 267r6, Slide21, the MB-OFDM system proponent showed experimental results that the switching time of the local frequency is completed in about 2 ns. Therefore, it is generally difficult to switch the local frequency with an analog switch within a time of 9.5 ns.
本発明の目的は、高速な周波数切り替えに対応した受信回路を構成することができる無線通信装置および無線通信回路を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a wireless communication apparatus and a wireless communication circuit that can configure a receiving circuit that supports high-speed frequency switching.
本発明は、上記目的を達成するため、周波数ホッピングを用いた無線通信方式の無線通信装置または無線通信回路であって、ホッピング周波数の中心周波数の何れかに基づいた１つのローカル周波数を発振するローカル発振手段と、前記ローカル発振手段が発振するローカル周波数を用いて受信信号の復調を行うベースバンド復調手段と、所定のサンプリング周波数で前記ベースバンド復調手段の出力をサンプリングするサンプリング手段と、受信信号の中心周波数に応じて、前記サンプリング手段によりサンプリングされた出力に対して所定の演算処理を行なう演算手段とを備えることを特徴とする。 In order to achieve the above object, the present invention is a wireless communication apparatus or a wireless communication circuit of a wireless communication system using frequency hopping, which oscillates one local frequency based on any of the center frequencies of the hopping frequency. An oscillating means; a baseband demodulating means for demodulating a received signal using a local frequency oscillated by the local oscillating means; a sampling means for sampling the output of the baseband demodulating means at a predetermined sampling frequency; And a calculation means for performing a predetermined calculation process on the output sampled by the sampling means in accordance with a center frequency.
また、周波数ホッピングを用いた無線通信方式の無線通信装置であって、ホッピング周波数の中心周波数の最低周波数に略等しい第１のローカル周波数および該ホッピング周波数の中心周波数の最高周波数に略等しい第２のローカル周波数を発振するローカル発振手段と、前記第１のローカル周波数を用いて受信信号の復調を行う第１のベースバンド復調手段と、前記第２のローカル周波数を用いて受信信号の復調を行う第２のベースバンド復調手段と、前記第１のベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングする第１のサンプリング手段と、前記第２のベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングする第２のサンプリング手段と、前記第１および第２のサンプリング手段によりそれぞれサンプリングされたＩ出力、Ｑ出力のそれぞれに対して時間的に交互にプラス１とマイナス１とを掛け合わせる掛け算手段とを備え、受信信号の中心周波数が前記第１および第２のローカル周波数のいずれか一方と略等しい場合、前記受信信号の中心周波数と略等しいローカル周波数を用いるベースバンド復調手段により前記受信信号の復調を行い、該ベースバンド復調手段に対応するサンプリング手段により、前記周波数ホッピングのホッピング周波数間隔の２倍のサンプリング周波数で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力をそれぞれサンプリングし、受信信号の中心周波数が前記第１および第２のローカル周波数とそれぞれ異なる場合、受信信号の中心周波数との差が小さいローカル周波数を用いるベースバンド復調手段により前記受信信号の復調を行い、該ベースバンド復調手段に対応するサンプリング手段により、前記受信信号の中心周波数と前記受信信号の復調に用いられるローカル周波数との差の２倍の周波数で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力をそれぞれサンプリングし、前記掛け算手段により前記サンプリングされたＩ出力、Ｑ出力のそれぞれに対して時間的に交互にプラス１とマイナス１とを掛け合わせることを特徴とする。
A wireless communication apparatus of a wireless communication system using frequency hopping is a first local frequency substantially equal to the lowest frequency of the center frequency of the hopping frequency and a second frequency substantially equal to the highest frequency of the center frequency of the hopping frequency. A local oscillating means for oscillating a local frequency; a first baseband demodulating means for demodulating a received signal using the first local frequency; and a first demodulator for demodulating the received signal using the second local frequency. 2 baseband demodulation means, first sampling means for sampling each of the I output and Q output of the first baseband demodulation means, and each of the I output and Q output of the second baseband demodulation means Sampled by the second sampling means and the first and second sampling means, respectively. Each of the I output and Q output that have been shifted alternately by multiplying plus 1 and
本発明によれば、高速な周波数切り替えに対応して受信処理を行うことができる。例えば、ゼロパッデドプリフィックス区間とガードインターバル区間とを加算した時間分のマルチパス遅延波の影響を取り除くことができる。また、全てのホッピング周波数にあわせたローカル周波数の発振器を必要としないので、回路構成を簡素化することができる。 According to the present invention, reception processing can be performed in response to high-speed frequency switching. For example, it is possible to remove the influence of the multipath delay wave for the time obtained by adding the zero padded prefix interval and the guard interval interval. In addition, since a local frequency oscillator that matches all hopping frequencies is not required, the circuit configuration can be simplified.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係る無線通信装置の基本構成を示すブロック図、図２は図１のデジタル信号処理部の初段の回路構成を示すブロック図である。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of the wireless communication apparatus according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing the circuit configuration of the first stage of the digital signal processing unit in FIG.
本実施の形態の無線通信装置は、図１に示すように、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式を用いた無線通信装置からなり、該無線通信装置は、ＲＦ（無線周波）部１と、ＢＢ（ベースバンド）部２と、デジタル信号処理部３とを備える。
As shown in FIG. 1, the wireless communication apparatus according to the present embodiment includes a wireless communication apparatus using the MB-OFDM method, and the wireless communication apparatus includes an RF (radio frequency)
ＲＦ部１は、アンテナＡＮＴで受信した信号を受信側へ出力するための送受切り替えスイッチＴ／Ｒ ＳＷと、バンドパスフィルタＢＰＦと、低雑音増幅器ＬＮＡと、１つのローカル周波数ｆ１を発振する発振器Ｓｙｎｔｈとを有する。ここで、受信信号は、ＭＢ−ＯＦＤＭの提案のMandatoryの３つの周波数３４３２ＭＨｚ，３９６０ＭＨｚ，４４８８ＭＨｚでホッピングするものであり、ローカル周波数ｆ１は、ＭＢ−ＯＦＤＭの提案のホッピング周波数の最も低い周波数３４３２ＭＨｚに等しいものである。
The
ＢＢ部２は、ローカル周波数ｆ１を用いてＲＦ部１で受信された受信信号を復調するためのベースバンド復調器ＤＥＭＯを有する。ベースバンド復調器ＤＥＭＯのＩ出力には、ローパスフィルタＬＰＦを介してＡＤ変換器ＡＤＩが接続される。ベースバンド復調器ＤＥＭＯのＱ出力には、ローパスフィルタＬＰＦを介してＡＤ変換器ＡＤＱが接続される。上記受信信号は、ベースバンド復調器ＤＥＭＯによってダウンコンバートされ、ＯＦＤＭの中心周波数がそれぞれ、０Ｈｚ，５２８ＭＨｚ，１０５６ＭＨｚのＩ，Ｑ信号として出力される。ベースバンド復調器ＤＥＭＯのＩ，Ｑ出力は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦでフィルタリングされた後、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱに入力される。ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれには、クロック周波数ｆｓのサンプリングクロックが入力され、このクロック周波数ｆｓは、同期回路（図示せず）によって受信信号の周波数ホッピングのタイミングに合わせて切り替えられる。具体的には、クロック周波数ｆｓは、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が０Ｈｚおよび５２８ＭＨｚであるときには、１０５６ＭＨｚ、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が１０５６ＭＨｚのときには、２１１２ＭＨｚに切り替えられる。ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれのＩ，Ｑ出力は、デジタル信号処理部３に入力される。
The
デジタル信号処理部３の初段の回路構成においては、図２に示すように、セレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２および掛け算器ＭＩ，ＭＱが設けられている。セレクタＳＥＬ１は、ベースバンド信号においてＯＦＤＭ信号の中心周波数が０Ｈｚのとき、ＡＤ変換器ＡＤＩのＩ出力を選択して出力し、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が５２８ＭＨｚまたは１０５６ＭＨｚのとき、掛け算器ＭＩにより時間的に交互に±１が掛けられたＩ出力を選択して出力する。同様に、セレクタＳＥＬ２は、ベースバンド信号においてＯＦＤＭ信号の中心周波数が０Ｈｚのとき、ＡＤ変換器ＡＤＱのＱ出力を選択して出力し、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が５２８ＭＨｚまたは１０５６ＭＨｚのとき、掛け算器ＭＱにより時間的に交互に±１が掛けられたＱ出力を選択して出力する。
In the first stage circuit configuration of the digital
セレクタＳＥＬ１，２の出力には、受信信号とローカル発振器Ｓｙｎｔｈとの周波数差による位相回転を補正するための周波数補正用ローテータθが接続される。周波数補正用ローテータθのＩ，Ｑの各出力には、ローパスフィルタＬＰＦ１，２が接続される。ローパスフィルタＬＰＦ１，２は、所定帯域の信号のみを通過させるフィルタであって、フィルタリング後、アンダーサンプリングする。ここで、サンプリング周波数は、５２８ＭＨｚとする。 The outputs of the selectors SEL1 and SEL2 are connected to a frequency correction rotator θ for correcting phase rotation due to the frequency difference between the received signal and the local oscillator Synth. Low-pass filters LPF1 and LPF2 are connected to the I and Q outputs of the frequency correction rotator θ. The low-pass filters LPF1 and LPF2 are filters that allow only signals in a predetermined band to pass, and perform undersampling after filtering. Here, the sampling frequency is 528 MHz.
ローパスフィルタＬＰＦ１，２の出力は、それぞれ、１６５のカラムを有するシフトレジスタＳＦ１，ＳＦ２に保持される。シフトレジスタＳＦ１，２は、データ区間のデータを１番目から１２８番目までのカラムに保持し、さらにゼロ（パッデド）プリフィックス区間からガードインターバル区間までの遅延波成分を１２９番目から１６５番目までのカラムに保持する。ここで、１２９番目から１６５番目のカラムのデータは、１番目から３７番目の各カラムのデータと加算されてから信号復調部（図示せず）に渡され、ＦＦＴ処理される。 The outputs of the low-pass filters LPF1 and LPF2 are held in shift registers SF1 and SF2 each having 165 columns. The shift registers SF1 and 2 hold the data of the data section in the first to 128th columns, and further the delayed wave components from the zero (padded) prefix section to the guard interval section in the 129th to 165th columns. Hold. Here, the data of the 129th to 165th columns are added to the data of each of the 1st to 37th columns, and then passed to a signal demodulator (not shown) and subjected to FFT processing.
本実施の形態においては、データ区間からガードインターバル区間までの全てのデータをシフトレジスタに格納するために、１６５のカラムを有するシフトレジスタが用いられているが、これに代えて、データを格納するシフトレジスタとして、３７のカラムを有するシフトレジスタを用いることができる。この場合、１番目から３７番目のデータがシフトレジスタに格納され、３８番目から以降のデータが順次信号復調部に出力される。そして、１２９番目から１６５番目までのデータが信号復調部に出力される際に、当該データはデータシフトレジスタに格納された１番目から３７番目までのデータと加算されながら信号復調回路に出力されることになる。 In the present embodiment, a shift register having 165 columns is used to store all data from the data interval to the guard interval interval in the shift register. Instead, the data is stored. As the shift register, a shift register having 37 columns can be used. In this case, the 1st to 37th data is stored in the shift register, and the 38th and subsequent data are sequentially output to the signal demodulator. When the 129th to 165th data is output to the signal demodulation unit, the data is output to the signal demodulation circuit while being added to the 1st to 37th data stored in the data shift register. It will be.
次に、本実施の形態の動作について具体的に図３および図４を参照しながら説明する。図３は１６サンプルで１周期のＩ，Ｑ信号と１６サンプルで９周期のＩ，Ｑ信号をそれぞれ示す図、図４は図３のＩ，Ｑ信号に対するサンプリングによるダウンコンバートの様子を示すグラフである。 Next, the operation of the present embodiment will be described specifically with reference to FIGS. FIG. 3 is a diagram showing I and Q signals of one cycle with 16 samples and I and Q signals of 9 cycles with 16 samples, and FIG. 4 is a graph showing the state of down-conversion by sampling the I and Q signals of FIG. is there.
図３（ａ），（ｂ）に示すように、１６サンプルで９周期のＩ，Ｑ信号に時間的に交互に±１を掛ける（１サンプル毎に符号を入れ替える）と、上記Ｉ，Ｑ信号は、１６サンプルで１周期のＩ，Ｑ信号と同じになることがわかる。これは、１６サンプルで８周期（サンプリング周波数の半分）である信号でダウンコンバートされたことに相当する。よって、図４に示すように、中心周波数が５２８ＭＨｚのｆ２の信号を１０５６ＭＨｚでサンプリングし、その出力に時間的に交互に±１を掛ける（１サンプル毎に符号を入れ替える）と、当該出力は、ベースバンド信号にダウンコンバートされることになる。 As shown in FIGS. 3 (a) and 3 (b), when the I and Q signals of 9 cycles in 16 samples are alternately multiplied by ± 1 in time (the sign is changed for each sample), the above I and Q signals It can be seen that 16 samples are the same as I and Q signals in one cycle. This corresponds to down-conversion with a signal of 16 samples and 8 periods (half the sampling frequency). Therefore, as shown in FIG. 4, when a signal of f2 having a center frequency of 528 MHz is sampled at 1056 MHz, and the output is alternately multiplied by ± 1 (changing the sign for each sample), the output becomes It will be down-converted to a baseband signal.
同様に、図４に示すように、中心周波数が１０５６ＭＨｚのｆ３の信号を２１１２ＭＨｚでサンプリングし、その出力に時間的に交互に±１を掛ける（１サンプル毎に符号を入れ替える）と、当該出力は、ベースバンド信号にダウンコンバートされる。 Similarly, as shown in FIG. 4, when an f3 signal having a center frequency of 1056 MHz is sampled at 2112 MHz and the output is alternately multiplied by ± 1 (changing the sign for each sample), the output is , Downconverted to baseband signal.
ここで、中心周波数が１０５６ＭＨｚのｆ３の信号は、２１１２ＭＨｚでサンプリングされるため、他の２つのホッピング周波数の信号とサンプリング周波数が異なることになる。よって、セレクタＳＥＬ１，２に入力する前にフィルタリングとアンダーサンプリングによって全てのホッピング周波数の信号のサンプル数を同じにするようにしてもよい。 Here, since the signal of f3 whose center frequency is 1056 MHz is sampled at 2112 MHz, the sampling frequency differs from the other two hopping frequency signals. Therefore, the number of samples of all hopping frequency signals may be made the same by filtering and undersampling before inputting to the selectors SEL1 and SEL2.
このように、本実施の形態によれば、高速なアナログスイッチを用いることなく、ＭＢ−ＯＦＤＭの受信回路を構成することができる。また、ゼロパッデドプリフィックス区間とガードインターバル区間とを加算した時間分のマルチパス遅延波の影響を取り除くことができる。また、全てのホッピング周波数にあわせたローカル周波数の発振器を必要としないので、回路構成を簡素化することができる。 Thus, according to the present embodiment, an MB-OFDM receiving circuit can be configured without using a high-speed analog switch. Further, it is possible to remove the influence of the multipath delayed wave for the time obtained by adding the zero padded prefix section and the guard interval section. In addition, since a local frequency oscillator that matches all hopping frequencies is not required, the circuit configuration can be simplified.
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態について図５および図６を参照しながら説明する。図５は本発明の第２の実施の形態に係る無線通信装置の基本構成を示すブロック図、図６は図５のデジタル信号処理部の初段の回路構成を示すブロック図である。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 5 is a block diagram showing a basic configuration of a wireless communication apparatus according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a block diagram showing a circuit configuration of the first stage of the digital signal processing unit of FIG.
本実施の形態の無線通信装置は、上記第１の実施の形態と同様に、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式を用いた無線通信装置からなり、該無線通信装置は、図５に示すように、ＲＦ部１と、ＢＢ部２と、デジタル信号処理部３とを備える。
As in the first embodiment, the wireless communication apparatus according to the present embodiment is composed of a wireless communication apparatus using the MB-OFDM method, and the wireless communication apparatus includes an
ＲＦ部１は、アンテナＡＮＴ、送受切り替えスイッチＴ／Ｒ ＳＷ、バンドパスフィルタＢＰＦ、低雑音増幅器ＬＮＡ、および、１つのローカル周波数ｆ１を発振する発振器Ｓｙｎｔｈを有する。ここで、受信信号は、ＭＢ−ＯＦＤＭの提案のMandatoryの３つの周波数３４３２ＭＨｚ，３９６０ＭＨｚ，４４８８ＭＨｚでホッピングするものであり、ローカル周波数ｆ１は、ＭＢ−ＯＦＤＭの提案のホッピング周波数の最も低い周波数である３４３２ＭＨｚである。
The
ＢＢ部２は、ローカル周波数ｆ１を用いてＲＦ部１で受信された受信信号を復調するためのベースバンド復調器ＤＥＭＯを有する。上記受信信号は、ベースバンド復調器ＤＥＭＯによってダウンコンバートされ、ＯＦＤＭの中心周波数がそれぞれ、０Ｈｚ，５２８ＭＨｚ，１０５６ＭＨｚのＩ，Ｑ信号として出力される。ベースバンド復調器ＤＥＭＯのＩ，Ｑ出力は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦでフィルタリングされた後、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱに入力される。ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれには、クロック周波数ｆｓのサンプリングクロックが入力される。このクロック周波数ｆｓは、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が１０５６ＭＨｚのときに合わせて、常時２１１２ＭＨｚに固定されている。ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれのＩ，Ｑ出力は、デジタル信号処理部３に入力される。
The
デジタル信号処理部３の初段の回路構成においては、図６に示すように、セレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２、掛け算器ＭＩ，ＭＱおよびダウンコンバータＤＷＣが設けられている。受信信号のホッピング周波数がｆ１＝３４３２ＭＨｚの場合、ディジタルデータは既にベースバンド信号にダウンコンバートされているため、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれのＩ，Ｑ出力は、そのまま、セレクタＳＥＬ１，２により選択されて出力される。
In the first stage circuit configuration of the digital
受信信号のホッピング周波数がｆ３＝４４８８ＭＨｚの場合、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのそれぞれのＩ，Ｑ出力が対応する掛け算器ＭＩ，ＭＱにより時間的に交互に±１が掛けられてサンプリング周波数の半分の周波数１０５６ＭＨｚにダウンコンバートされ、当該ダウンコンバートされた出力は、セレクタＳＥＬ１，２により選択されて出力される。 When the hopping frequency of the received signal is f3 = 4488 MHz, the respective I and Q outputs of the AD converters ADI and ADQ are alternately multiplied by ± 1 in time by the corresponding multipliers MI and MQ, and are half the sampling frequency. Downconverted to a frequency of 1056 MHz, the downconverted output is selected by the selectors SEL1 and SEL2 and output.
受信信号のホッピング周波数がｆ２＝３９６０ＭＨｚの場合、ＡＤ変換器ＡＤＩのＩ出力がダウンコンバータＤＷＣにより時間的に｛１，ｉ，−１，−ｉ，…｝が掛けられ、ＡＤ変換器ＡＤＱのＱ出力は、Ｉ出力と同じタイミングでダウンコンバータＤＷＣにより時間的に｛ｉ，−１，−ｉ，１，…｝が掛けられる。この掛け算処理されたＩ，Ｑ出力をそれぞれ、ａｄｉ，ａｄｑとすると、各セレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２には、｛ａｄｉ，−ａｄｑ，−ａｄｉ，ａｄｑ，…｝と｛ａｄｑ，ａｄｉ，−ａｄｑ，−ａｄｉ，…｝がそれぞれ入力される。すなわち、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱのＩ，Ｑ出力は、それぞれ、サンプリング周波数の１／４の周波数５２８ＭＨｚにダウンコンバートされ、当該ダウンコンバートされた出力は、セレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２により選択されて出力されることになる。
When the hopping frequency of the received signal is f2 = 3960 MHz, the I output of the AD converter ADI is temporally multiplied by {1, i, −1, −i,...} By the down converter DWC, and the Q of the AD converter ADQ The output is multiplied {i, -1, -i, 1, ...} in time by the down converter DWC at the same timing as the I output. Assuming that the multiplied I and Q outputs are adi and adq, the selectors SEL1 and SEL2 have {adi, -adq, -adi, adq, ...} and {adq, adi, -adq, -adi. ,... Are input respectively. That is, the I and Q outputs of the AD converters ADI and ADQ are down-converted to a
セレクタＳＥＬ１，２の出力には、周波数補正用ローテータθが接続され、周波数補正用ローテータθは、受信信号とローカル発振器との周波数差による位相回転を補正する。周波数補正用ローテータθのＩ，Ｑの各出力には、ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２が接続される。ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、所定帯域の信号のみを通過させるフィルタであって、フィルタリング後、アンダーサンプリングする。ここで、サンプリング周波数は５２８ＭＨｚとする。
A frequency correction rotator θ is connected to the outputs of the
ローパスフィルタＬＰＦ１，２の出力は、それぞれ、１６５のカラムを有するシフトレジスタＳＦ１，ＳＦ２に保持される。このシフトレジスタＳＦ１，ＳＦ２の構成および動作は、上記第１の実施の形態と同様であり、ここでは、その説明は省略する。 The outputs of the low-pass filters LPF1 and LPF2 are held in shift registers SF1 and SF2 each having 165 columns. The configuration and operation of the shift registers SF1 and SF2 are the same as those in the first embodiment, and the description thereof is omitted here.
本実施の形態において、ｆ２＝３９６０ＭＨｚの信号すなわちベースバンド信号において５２８ＭＨｚの信号をダウンコンバートする方法として、ＡＤ変換器ＡＤＩ，ＡＤＱの出力がそれぞれ用いられているが、Ｉ，Ｑ出力のいずれか一方のみを用いても、サンプル数は半分になるが、同様のダウンコンバートを行うことができる。 In the present embodiment, as a method for down-converting a signal of 528 MHz in a signal of f2 = 3960 MHz, that is, a baseband signal, the outputs of AD converters ADI and ADQ are used, respectively, but either I or Q output is used. Even if only is used, the number of samples is halved, but the same down-conversion can be performed.
（第３の実施の形態）
次に本発明の第３の実施の形態について図７〜図９を参照しながら説明する。図７は本発明の第３の実施の形態に係る無線受信装置の基本構成を示すブロック図、図８は図７のデジタル信号処理部の初段の回路構成を示すブロック図、図９は図７のＢＢ部におけるベースバンド信号のフィルタリングの一例を示す図である。
(Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 7 is a block diagram showing a basic configuration of a radio receiving apparatus according to the third embodiment of the present invention, FIG. 8 is a block diagram showing a circuit configuration of the first stage of the digital signal processing unit of FIG. 7, and FIG. It is a figure which shows an example of the filtering of the baseband signal in the BB part.
本実施の形態の無線受信装置は、ＭＢ−ＯＦＤＭの提案のＢａｎｄＰｌａｎのグループＡ｛３４３２ＭＨｚ，３９６０ＭＨｚ，４４８８ＭＨｚ｝とグループＣ｛６３３６ＭＨｚ，６８６４ＭＨｚ，７３９２ＭＨｚ，７９２０ＭＨｚ｝を復調するように構成されている。 The radio reception apparatus according to the present embodiment is configured to demodulate BandPlan group A {3432 MHz, 3960 MHz, 4488 MHz} and group C {6336 MHz, 6864 MHz, 7392 MHz, 7920 MHz} proposed by MB-OFDM.
無線受信装置は、図７に示すように、ＲＦ部１と、ＢＢ部２と、デジタル信号処理部３とを備える。ＲＦ部１は、アンテナＡＮＴ、送受切り替えスイッチＴ／Ｒ ＳＷ、バンドパスフィルタＢＰＦ、低雑音増幅器ＬＮＡ、および、２つのローカル周波数ｆ１，ｆ９を発振するローカル発振器Ｓｙｎｔｈを有する。ここで、ローカル周波数ｆ１は、ホッピング周波数の最も低い周波数である３４３２ＭＨｚであり、ローカル周波数ｆ９は、ホッピング周波数の最も高い周波数である７９２０ＭＨｚである。
As shown in FIG. 7, the wireless reception device includes an
ＢＢ部２は、ローカル周波数ｆ１を用いてＲＦ部１で受信された受信信号を復調するためのベースバンド復調器ＤＥＭＯ１と、ローカル周波数ｆ９を用いてＲＦ部１で受信された受信信号を復調するためのベースバンド復調器ＤＥＭＯ２とを有する。ベースバンド復調器ＤＥＭＯ１は、上記受信信号の７つの周波数のうち、グループＡの３バンド｛３４３２ＭＨｚ，３９６０ＭＨｚ，４４８８ＭＨｚ｝の信号をダウンコンバートとし、ＯＦＤＭの中心周波数がそれぞれ、０Ｈｚ，５２８ＭＨｚ，１０５６ＭＨｚのＩ，Ｑ信号を出力する。ベースバンド復調器ＤＥＭＯ２は、グループＣの４バンド｛６３３６ＭＨｚ，６８６４ＭＨｚ，７３９２ＭＨｚ，７９２０ＭＨｚ｝の信号をダウンコンバートし、ＯＦＤＭの中心周波数がそれぞれ、０Ｈｚ，−５２８ＭＨｚ，−１０５６ＭＨｚ，−１５８４ＭＨｚのＩ，Ｑ信号を出力する。
The
ベースバンド復調器ＤＥＭＯ１から出力されるＩ，Ｑ信号は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦ１でフィルタリングされた後、ＡＤ変換器ＡＤＩ１，ＡＤＱ１に入力される。ローパスフィルタＬＰＦ１は、中心周波数が６３３６ＭＨｚの信号をローカル周波数３４３２ＭＨｚでダウンコンバートすることによって得られた信号がＡＤ変換器ＡＤＩ１，ＡＤＱ１に入力されないようにするためのものである。 The I and Q signals output from the baseband demodulator DEMO1 are respectively filtered by the low-pass filter LPF1, and then input to the AD converters ADI1 and ADQ1. The low-pass filter LPF1 is for preventing a signal obtained by down-converting a signal having a center frequency of 6336 MHz at a local frequency of 3432 MHz from being input to the AD converters ADI1 and ADQ1.
ベースバンド復調器ＤＥＭＯ２から出力されるＩ，Ｑ信号は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦ２でフィルタリングされた後、ＡＤ変換器ＡＤＩ２，ＡＤＱ２に入力される。ローパスフィルタＬＰＦ２は、中心周波数が４４８８ＭＨｚの信号をローカル周波数７９２０ＭＨｚでダウンコンバートすることによって得られた信号がＡＤＩ２，ＡＤＱ２に入力されないようにするためのものである。特にピコネットが隣接して存在するときに、アナログのベースバンドフィルタと、ＡＤ変換後の信号のデジタルフィルタによって、所望のホッピング周波数の信号のみを抽出することによって混信を未然に防止することができ、データレートの低下を未然に防止することができる。 The I and Q signals output from the baseband demodulator DEMO2 are respectively filtered by the low-pass filter LPF2, and then input to the AD converters ADI2 and ADQ2. The low-pass filter LPF2 is used to prevent a signal obtained by down-converting a signal having a center frequency of 4488 MHz at a local frequency of 7920 MHz from being input to the ADI2 and ADQ2. In particular, when a piconet is present adjacently, interference can be prevented by extracting only a signal of a desired hopping frequency by an analog baseband filter and a digital filter of a signal after AD conversion, It is possible to prevent a decrease in data rate.
このベースバンド信号のフィルタリングに関しては、例えば図９に示すように、アナログのローパスフィルタ（ＬＰＦ）により、周波数ｆ６〜ｆ９の信号との混信が防止され、デジタルのローパスフィルタ（ＬＰＦ）で周波数ｆ２，ｆ３の信号との混信が防止される。 Regarding the filtering of the baseband signal, for example, as shown in FIG. 9, an analog low-pass filter (LPF) prevents interference with signals of frequencies f6 to f9, and a digital low-pass filter (LPF) has a frequency f2, Interference with the signal of f3 is prevented.
ＡＤ変換器ＡＤＩ１，ＡＤＱ１と、ＡＤ変換器ＡＤＩ２，ＡＤＱ２とにそれぞれには、クロック周波数ｆｓのサンプリングクロックが入力される。このサンプリッグクロックのクロック周波数ｆｓは、同期回路（図示せず）によって受信信号の周波数ホッピングのタイミングに合わせて切り替えられる。具体的には、クロック周波数ｆｓは、ベースバンド信号のＯＦＤＭ信号の中心周波数が０Ｈｚおよび±５２８ＭＨｚのときは、１０５６ＭＨｚに、中心周波数が±１０５６ＭＨｚのときは、２１１２ＭＨｚに、中心周波数が−１５８４ＭＨｚのときは、３１６８ＭＨｚにそれぞれ切り替えられる。ここで、マイナス周波数の信号はサンプリングの原理によりサンプリング周波数を加算したデジタル信号として出力されるため、グループＣの各信号は、周波数の絶対値の周波数としてデジタル変換される。 A sampling clock having a clock frequency fs is input to each of the AD converters ADI1 and ADQ1 and the AD converters ADI2 and ADQ2. The clock frequency fs of the sample clock is switched according to the frequency hopping timing of the received signal by a synchronizing circuit (not shown). Specifically, the clock frequency fs is 1056 MHz when the center frequency of the OFDM signal of the baseband signal is 0 Hz and ± 528 MHz, 2112 MHz when the center frequency is ± 1056 MHz, and when the center frequency is −1584 MHz. Are switched to 3168 MHz, respectively. Here, since the negative frequency signal is output as a digital signal obtained by adding the sampling frequency according to the principle of sampling, each signal of the group C is digitally converted as the frequency of the absolute value of the frequency.
デジタル信号処理部３の初段の回路構成においては、図８に示すように、６つのセレクタＳＥＬ３〜ＳＥＬ７および６つの掛け算器ＭＩ１〜ＭＩ３，ＭＱ１〜ＭＱ３が設けられている。セレクタＳＥＬ３〜ＳＥＬ８は、受信信号の周波数に応じてＡＤ変換器ＡＤＩ１，ＡＤＩ２の出力およびＡＤ変換器ＡＤＱ１，ＡＤＱ２の出力を選択して出力する。具体的には、受信信号のホッピング周波数３４３２ＭＨｚに対する周波数ｆ１の信号の場合および受信信号のホッピング周波数が７９２０ＭＨｚに対する周波数ｆ９の信号の場合、それらのＩ，Ｑ信号は、そのまま、セレクタＳＥＬ３，ＳＥＬ４により選択されて、セレクタＳＥＬ９，ＳＥＬ１０に入力される。
In the first stage circuit configuration of the digital
受信信号のホッピング周波数３９６０ＭＨｚに対する周波数ｆ２の信号の場合および受信信号のホッピング周波数が７３９２ＭＨｚに対する周波数ｆ８の信号の場合、それらのＩ，Ｑ信号は、セレクタＳＥＬ５，ＳＥＬ６により選択されて掛け算器ＭＩ１，ＭＱ１に出力され、掛け算器ＭＩ１，ＭＱ１により時間的に交互に±１が掛けられてベースバンド周波数にダウンコンバートされる。ダウンコンバート後のＩ，Ｑ信号は、それぞれ、セレクタＳＥＬ９，ＳＥＬ１０に入力される。
In the case of a signal of frequency f2 with respect to the
受信信号のホッピング周波数４４８８ＭＨｚに対する周波数ｆ３の信号の場合および受信信号のホッピング周波数が６８６４ＭＨｚに対する周波数ｆ７の信号の場合、それらのＩ，Ｑ信号は、セレクタＳＥＬ７，ＳＥＬ８により選択されて掛け算器ＭＩ２，ＭＱ２に出力され、掛け算器ＭＩ２，ＭＱ２により時間的に交互に±１が掛けられてベースバンド周波数にダウンコンバートされる。ダウンコンバート後のＩ，Ｑ信号は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４に入力される。ローパスフィルタＬＰＦ３，ＬＰＦ４は、所定帯域の信号のみを通過させるフィルタであって、フィルタリング後、アンダーサンプリングする。 In the case of the signal of frequency f3 with respect to the hopping frequency of 4488 MHz of the received signal and the signal of frequency f7 with respect to the hopping frequency of the received signal of 6864 MHz, those I and Q signals are selected by the selectors SEL7 and SEL8 and are multiplied by the multipliers MI2, MQ2 And is multiplied by ± 1 alternately in time by multipliers MI2 and MQ2 and down-converted to a baseband frequency. The down-converted I and Q signals are input to low-pass filters LPF3 and LPF4, respectively. The low-pass filters LPF3 and LPF4 are filters that allow only a signal in a predetermined band to pass, and perform undersampling after filtering.
受信信号のホッピング周波数６３３６ＭＨｚに対する周波数ｆ６の信号の場合、それらのＩ，Ｑ信号は、掛け算器ＭＩ３，ＭＱ３により時間的に交互に±１が掛けられてベースバンド周波数にダウンコンバートされる。ダウンコンバート後のＩ，Ｑ信号は、それぞれ、ローパスフィルタＬＰＦ５，ＬＰＦ６に入力される。ローパスフィルタＬＰＦ５，ＬＰＦ６は、所定帯域の信号のみを通過させるフィルタであって、フィルタリング後、アンダーサンプリングする。 In the case of a signal having a frequency f6 with respect to the hopping frequency 6336 MHz of the received signal, these I and Q signals are multiplied by ± 1 alternately in time by multipliers MI3 and MQ3 and down-converted to a baseband frequency. The down-converted I and Q signals are input to low-pass filters LPF5 and LPF6, respectively. The low-pass filters LPF5 and LPF6 are filters that allow only a signal in a predetermined band to pass, and perform undersampling after filtering.
セレクタＳＥＬ９は、セレクタＳＥＬ３から入力されるＩ信号と掛け算器ＭＩ１から入力されるＩ信号とから一方を選択し、選択されたＩ信号はローパスフィルタＬＰＦ１に入力される。セレクタＳＥＬ１０は、セレクタＳＥＬ９の選択動作に同期して、セレクタＳＥＬ４から入力されるＱ信号と掛け算器ＭＱ１から入力されるＱ信号とから一方を選択し、選択されたＱ信号は、ローパスフィルタＬＰＦ２に入力される。ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、所定帯域の信号のみを通過させるフィルタであって、フィルタリング後、アンダーサンプリングする。 The selector SEL9 selects one of the I signal input from the selector SEL3 and the I signal input from the multiplier MI1, and the selected I signal is input to the low-pass filter LPF1. The selector SEL10 selects one of the Q signal input from the selector SEL4 and the Q signal input from the multiplier MQ1 in synchronization with the selection operation of the selector SEL9, and the selected Q signal is sent to the low-pass filter LPF2. Entered. The low-pass filters LPF1 and LPF2 are filters that allow only signals in a predetermined band to pass, and perform undersampling after filtering.
ここで、周波数ｆ１，ｆ２の信号と周波数ｆ９，ｆ８の信号は、同じ周波数でサンプリングされているため、これらの信号に対しては、同じローパスフィルタとアンダーサンプリング回路が使用される。同様に、周波数ｆ３の信号と周波数ｆ７の信号は、同じ周波数でサンプリングされているため、これらの信号に対しても、同じローパスフィルタとアンダーサンプリング回路が使用される。周波数ｆ６の信号に対しては、専用のローパスフィルタとアンダーサンプリング回路が使用される。また、全ての信号に対して、同じサンプリング周波数５２８ＭＨｚが用いられる。
Here, since the signals of the frequencies f1 and f2 and the signals of the frequencies f9 and f8 are sampled at the same frequency, the same low-pass filter and undersampling circuit are used for these signals. Similarly, since the signal of frequency f3 and the signal of frequency f7 are sampled at the same frequency, the same low-pass filter and undersampling circuit are used for these signals. A dedicated low-pass filter and undersampling circuit are used for the signal of frequency f6. The
各ローパスフィルタＬＰＦ１〜３のＩ出力および各ローパスフィルタＬＰＦ４〜６のＱ出力は、それぞれ、セレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２により選択されて周波数補正用ローテータθに出力される。周波数補正用ローテータθは、受信信号とローカル発振器Ｓｙｎｔｈとの周波数差による位相回転を補正する。周波数補正用ローテータθのＩ，Ｑ出力のそれぞれは、１６５のカラムを有するシフトレジスタＳＦ１，ＳＦ２に保持される。このシフトレジスタＳＦ１，ＳＦ２の構成および動作は、上記第１の実施の形態と同様であり、ここでは、その説明は省略する。 The I outputs of the low-pass filters LPF1 to LPF3 and the Q outputs of the low-pass filters LPF4 to LPF6 are respectively selected by the selectors SEL1 and SEL2 and output to the frequency correction rotator θ. The frequency correction rotator θ corrects the phase rotation due to the frequency difference between the received signal and the local oscillator Synth. Each of the I and Q outputs of the frequency correction rotator θ is held in shift registers SF1 and SF2 having 165 columns. The configuration and operation of the shift registers SF1 and SF2 are the same as those in the first embodiment, and the description thereof is omitted here.
上記各実施の形態においては、デジタル信号のダウンコンバート後の回路構成において、セレクタ、位相補正回路、フィルタ、アンダーサンプリング回路が各実施の形態に応じて配置されているが、その配置順番は、必ずしも各実施の形態のものだけではなく、必要に応じて変更することもできる。 In each of the above embodiments, in the circuit configuration after down-conversion of the digital signal, the selector, the phase correction circuit, the filter, and the undersampling circuit are arranged according to each embodiment. Not only those in each embodiment, but can be changed as necessary.
なお、上記無線通信装置は、プリンタ、デジタルカメラ、複写機など、様々な機器に搭載される。 The wireless communication apparatus is mounted on various devices such as a printer, a digital camera, and a copying machine.
１ ＲＦ部
２ ＢＢ部
３ デジタル信号処理部
Ｔ／Ｒ ＳＷ 送受切り替えスイッチ
ＢＰＦ バンドパスフィルタ
ＬＮＡ 低雑音増幅器
Ｓｙｎｔｈ 発振器
ＤＥＭＯ ベースバンド復調器
ＬＰＦ ローパスフィルタ
ＡＤＩ，ＡＤＱ ＡＤ変換器
ＳＥＬ セレクタ
ＳＦ シフトレジスタ
DESCRIPTION OF
Claims (12)
ホッピング周波数の中心周波数のいずれかに基づいた１つのローカル周波数を発振するローカル発振手段と、
前記ローカル発振手段が発振するローカル周波数を用いて受信信号の復調を行うベースバンド復調手段と、
所定のサンプリング周波数で前記ベースバンド復調手段の出力をサンプリングするサンプリング手段と、
受信信号の中心周波数に応じて、前記サンプリング手段によりサンプリングされた出力に対して所定の演算処理を行なう演算手段と
を備えることを特徴とする無線通信装置。 A wireless communication device of a wireless communication method using frequency hopping,
Local oscillation means for oscillating one local frequency based on one of the center frequencies of the hopping frequency;
Baseband demodulation means for demodulating a received signal using a local frequency oscillated by the local oscillation means;
Sampling means for sampling the output of the baseband demodulation means at a predetermined sampling frequency;
A wireless communication apparatus comprising: an arithmetic unit that performs predetermined arithmetic processing on the output sampled by the sampling unit in accordance with a center frequency of a received signal.
前記演算手段は、前記受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との関係が第１の関係の場合に、前記サンプリング手段によりサンプリングされたＩ出力とＱ出力の夫々に対して時間的に交互にプラスＮとマイナスＮとを掛け合わすことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。 The sampling means samples each of the I output and Q output of the baseband demodulation means,
The arithmetic means alternately alternates in time with respect to each of the I output and Q output sampled by the sampling means when the relationship between the center frequency of the received signal and the local frequency is the first relation. 2. The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein N is multiplied by minus N.
前記演算手段は、前記受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との関係が第１の関係の場合に、前記サンプリング手段によりサンプリングされたＩ出力とＱ出力のそれぞれに対して第１の演算処理を行い、前記受信信号の中心周波数と前記ローカル周波数との関係が第２の関係の場合に、前記サンプリング手段によりサンプリングされたＩ出力とＱ出力のそれぞれに対して第２の演算処理を行うことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。 The sampling means samples each of the I output and Q output of the baseband demodulation means,
When the relationship between the center frequency of the received signal and the local frequency is a first relationship, the calculation unit performs a first calculation process on each of the I output and the Q output sampled by the sampling unit. When the relationship between the center frequency of the received signal and the local frequency is the second relationship, the second arithmetic processing is performed on each of the I output and the Q output sampled by the sampling unit. The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein:
ホッピング周波数の中心周波数の最低周波数に略等しい第１のローカル周波数および該ホッピング周波数の中心周波数の最高周波数に略等しい第２のローカル周波数を発振するローカル発振手段と、
前記第１のローカル周波数を用いて受信信号の復調を行う第１のベースバンド復調手段と、
前記第２のローカル周波数を用いて受信信号の復調を行う第２のベースバンド復調手段と、
前記第１のベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングする第１のサンプリング手段と、
前記第２のベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力のそれぞれをサンプリングする第２のサンプリング手段と、
前記第１および第２のサンプリング手段によりそれぞれサンプリングされたＩ出力、Ｑ出力のそれぞれに対して時間的に交互にプラス１とマイナス１とを掛け合わせる掛け算手段とを備え、
受信信号の中心周波数が前記第１および第２のローカル周波数のいずれか一方と略等しい場合、前記受信信号の中心周波数と略等しいローカル周波数を用いるベースバンド復調手段により前記受信信号の復調を行い、該ベースバンド復調手段に対応するサンプリング手段により、前記周波数ホッピングのホッピング周波数間隔の２倍のサンプリング周波数で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力をそれぞれサンプリングし、
受信信号の中心周波数が前記第１および第２のローカル周波数とそれぞれ異なる場合、受信信号の中心周波数との差が小さいローカル周波数を用いるベースバンド復調手段により前記受信信号の復調を行い、該ベースバンド復調手段に対応するサンプリング手段により、前記受信信号の中心周波数と前記受信信号の復調に用いられるローカル周波数との差の２倍の周波数で、前記ベースバンド復調手段のＩ出力、Ｑ出力をそれぞれサンプリングし、前記掛け算手段により前記サンプリングされたＩ出力、Ｑ出力のそれぞれに対して時間的に交互にプラス１とマイナス１とを掛け合わせることを特徴とする無線通信装置。 A wireless communication device of a wireless communication method using frequency hopping,
Local oscillation means for oscillating a first local frequency substantially equal to the lowest frequency of the center frequency of the hopping frequency and a second local frequency substantially equal to the highest frequency of the center frequency of the hopping frequency;
First baseband demodulation means for demodulating a received signal using the first local frequency;
Second baseband demodulation means for demodulating a received signal using the second local frequency;
First sampling means for sampling each of the I output and Q output of the first baseband demodulation means;
Second sampling means for sampling each of the I output and Q output of the second baseband demodulation means;
Multiplying means for multiplying each of the I output and the Q output sampled by the first and second sampling means alternately with plus 1 and minus 1 in time,
If the center frequency of the received signal is substantially equal to one of the first and second local frequencies, the received signal is demodulated by baseband demodulating means using a local frequency substantially equal to the center frequency of the received signal; Sampling means corresponding to the baseband demodulating means respectively samples the I output and Q output of the baseband demodulating means at a sampling frequency twice the hopping frequency interval of the frequency hopping,
When the center frequency of the received signal is different from the first and second local frequencies, the received signal is demodulated by baseband demodulating means using a local frequency having a small difference from the center frequency of the received signal. Sampling means corresponding to the demodulating means respectively samples the I output and Q output of the baseband demodulating means at a frequency twice the difference between the center frequency of the received signal and the local frequency used for demodulating the received signal. A wireless communication apparatus characterized by multiplying each of the sampled I output and Q output by the multiplication means alternately with plus 1 and minus 1.
ホッピング周波数の中心周波数のいずれかに基づいた１つのローカル周波数を発振するローカル発振手段と、
前記ローカル発振手段が発振するローカル周波数を用いて受信信号の復調を行うベースバンド復調手段と、
所定のサンプリング周波数で前記ベースバンド復調手段の出力をサンプリングするサンプリング手段と、
受信信号の中心周波数に応じて、前記サンプリング手段によりサンプリングされた出力に対して所定の演算処理を行なう演算手段と
を備えることを特徴とする無線通信回路。 A wireless communication circuit of a wireless communication system using frequency hopping,
Local oscillation means for oscillating one local frequency based on one of the center frequencies of the hopping frequency;
Baseband demodulation means for demodulating a received signal using a local frequency oscillated by the local oscillation means;
Sampling means for sampling the output of the baseband demodulation means at a predetermined sampling frequency;
A wireless communication circuit comprising: an arithmetic unit that performs predetermined arithmetic processing on the output sampled by the sampling unit in accordance with a center frequency of a received signal.
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Family
ID=36538904
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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|
| RD05 | Notification of revocation of power of attorney |
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