JP2006109279A

JP2006109279A - Underwater communication system

Info

Publication number: JP2006109279A
Application number: JP2004295516A
Authority: JP
Inventors: Kunio Hashiba; 邦夫橋場; Fumitaka Maeda; 文孝前田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2004-10-08
Filing date: 2004-10-08
Publication date: 2006-04-20
Anticipated expiration: 2024-10-08
Also published as: JP4341522B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an underwater communication system in which stable communication can be performed even in a multipath phasing environment. <P>SOLUTION: In the underwater communication system employing QPSK modulation, a transmitting side adds the same synchronizing symbol to each of in-phase component and quadrature component of a QPSK signal in the head of a QPSK transmission data frame and transmits it, in a receiving side, a correlation operating unit 10 uses a quadrature detecting unit 12 to perform quadrature detection on a received signal to determine an auto-correlation function (f) between the in-phase component and the synchronizing symbol after quadrature detection, and an auto-correlation function (g) between the quadrature component and the synchronizing symbol after quadrature detection, and the square of the auto-correlation function (f) and the square of the auto-correlation function (g) are added to output a time function (17). In a synchronizing point detecting unit 20, the position of a peak value of the time function is detected as a synchronizing point, frame synchronism is established and in a QPSK demodulation unit 50, QPSK symbol data are outputted. Thus, stable synchronism can be realized. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は超音波を伝送媒体とした水中通信方式に関し、特に浅海域における多重反射等の影響に対して、安定した通信を行うことが可能な水中通信方式及び水中通信システムに関する。 The present invention relates to an underwater communication system using ultrasonic waves as a transmission medium, and more particularly to an underwater communication system and an underwater communication system capable of performing stable communication against the influence of multiple reflections in a shallow sea area.

従来、海水中でのデジタルデータ通信では、超音波を伝送媒体とした通信システムが用いられている。海中では、送信側から受信側に直接到来する直接波の他に、海面や海底等に反射して到来する遅延波が存在する。特に浅海域では、音波の距離減衰も小さいため、大きなパワーを有する多数の遅延波が生じ、データの伝送エラーを生じさせる大きな原因となる。以下、従来技術の水中通信システムについて、図９〜図１１を用いて説明する。 Conventionally, in digital data communication in seawater, a communication system using ultrasonic waves as a transmission medium has been used. In the sea, in addition to the direct wave that arrives directly from the transmission side to the reception side, there is a delayed wave that is reflected and arrives at the sea surface or the sea floor. Particularly in the shallow water area, since the distance attenuation of the sound wave is small, a large number of delayed waves having a large power are generated, which causes a data transmission error. Hereinafter, the underwater communication system of a prior art is demonstrated using FIGS. 9-11.

図９は、従来技術における水中局と水上局からなる水中通信システムでの超音波の伝搬を説明する図、図１０は、従来技術における水中通信システムでの実験用送波音圧の振幅スペクトル例を示す図、図１１は、従来技術における水中通信システムでの受信音圧の振幅スペクトル例を示す図である。 FIG. 9 is a diagram for explaining the propagation of ultrasonic waves in an underwater communication system composed of an underwater station and a surface station in the prior art, and FIG. 10 is an example of an amplitude spectrum of an experimental transmission sound pressure in the underwater communication system in the prior art. FIG. 11 is a diagram illustrating an example of an amplitude spectrum of received sound pressure in an underwater communication system according to the related art.

図９において、水中局７０で収集された海底地形データや物体探知データは、超音波の周波数帯域の変調信号に変換され、水中局７０に備えられた送波器７１から送信されて、水上局８０の受波器８１で受信される。受信された信号は水上局８０でデジタル処理され、無線アンテナ８２を介して、別の水上局や陸上の基地局に伝送される。受波器８１で受信される超音波には、実線のパスＲｄに沿って、受波器８１に直接到来する直接波の他、破線のパスＲｓのように海面１で反射して到来する遅延波、一点鎖線のパスＲｂ１のように海底１で反射して到来する遅延波、二点鎖線のパスＲｂ２のように海底２と海面１で反射して到来する遅延波等、多数の遅延波が存在する。これら遅延波は直接波に重畳して、受信信号の振幅や位相を変化させる、いわゆるマルチパス・フェージング環境を作り出すため、データの伝送エラーを生じさせる原因となる。 In FIG. 9, the seafloor topography data and object detection data collected by the underwater station 70 are converted into modulation signals in the ultrasonic frequency band, transmitted from the transmitter 71 provided in the underwater station 70, and It is received by 80 receivers 81. The received signal is digitally processed by the surface station 80 and transmitted to another surface station or a land base station via the radio antenna 82. The ultrasonic waves received by the receiver 81 are reflected by the sea surface 1 as shown by the broken line Rs in addition to the direct wave that directly arrives at the receiver 81 along the solid line Rd. A large number of delayed waves such as a delayed wave that is reflected by the seabed 1 such as a one-dot chain line path Rb1 and a delayed wave that is reflected by the seabed 2 and the sea surface 1 such as a two-dot chain line path Rb2 Exists. These delayed waves are superimposed on the direct wave to create a so-called multipath fading environment in which the amplitude and phase of the received signal are changed, which causes a data transmission error.

マルチパスの特性を表す例として、深さ５ｍの無響水槽内において実測したマルチパス・フェージング特性の計測例について説明する。実験では、深さ４ｍの位置に無指向性の送波用ハイドロホンを設置し、送波用ハイドロホンから水平距離６．６ｍ隔てた位置に、無指向性の受波用ハイドロホンを設置した。図１０は、送波用ハイドロホンから放射されたパルス音波の音圧振幅スペクトルであり、図１１（ａ）〜図１１（e）は、深さ６６ｃｍの位置から４３ｍｍ間隔で計測した、受波用ハイドロホンにおける受信信号の音圧振幅スペクトルである。図１０、図１１（ａ）〜図１１（e）から明らかなように、マルチパスの影響によって、受信位置では多数の不感領域（ヌル領域）が発生し、その発生状況も受信位置によって大きく変化することがわかる。このようなマルチパス・フェージング環境下においても安定した水中通信を可能とする技術の一例として、特許文献１に記載の「多重超音波による水中超音波伝送装置及び超音波伝送方法」が知られている。特許文献１に記載の技術では、海面反射に起因して発生する不感領域（ヌル領域）を、異なる周波数の搬送波を用いて補間することにより、データ受信の確実性を向上させる。 As an example representing multipath characteristics, a measurement example of multipath fading characteristics measured in an anechoic water tank having a depth of 5 m will be described. In the experiment, an omnidirectional transmission hydrophone was installed at a depth of 4 m, and an omnidirectional reception hydrophone was installed at a distance of 6.6 m from the transmission hydrophone. . FIG. 10 is a sound pressure amplitude spectrum of a pulsed sound wave radiated from a hydrophone for transmission. FIGS. 11A to 11E show received waves measured at intervals of 43 mm from a position of 66 cm in depth. It is a sound pressure amplitude spectrum of the received signal in the hydrophone. As is clear from FIGS. 10 and 11 (a) to 11 (e), a large number of insensitive areas (null areas) are generated at the reception position due to the influence of multipath, and the occurrence state varies greatly depending on the reception position. I understand that As an example of a technique that enables stable underwater communication even in such a multipath fading environment, “Underwater ultrasonic transmission apparatus and ultrasonic transmission method using multiple ultrasonic waves” described in Patent Document 1 is known. Yes. In the technique described in Patent Document 1, the insensitivity region (null region) generated due to sea surface reflection is interpolated using carrier waves having different frequencies, thereby improving the reliability of data reception.

また、別の例として、特許文献２に記載の「水中通信方式」が知られている。特許文献２に記載の技術は、スタートパルス、データパルス、エンドパルスで構成された受信信号のＦＳＫ(Frequency Shift Keying)変調波を周波数分析し、この変調波の周波数帯域内にスタートパルスが存在しているかどうかを検出して、スタートパルスの存在が確認されると、検出した信号の時間的に分離した周波数分析結果を用いて、コード判定を行う。 As another example, an “underwater communication system” described in Patent Document 2 is known. The technique described in Patent Document 2 analyzes the frequency of an FSK (Frequency Shift Keying) modulation wave of a received signal composed of a start pulse, a data pulse, and an end pulse, and the start pulse exists within the frequency band of this modulation wave. When the presence of the start pulse is confirmed, the code determination is performed using the frequency analysis result of the detected signal separated in time.

一方、装置構成の複雑さを避け、通信の安定性をより向上させるためのデータフレーム同期方式が非特許文献１に記載されている。非特許文献１に記載の技術では、変調方式としてＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調に特化しており、送受信データを全てデジタルで扱い、送信データフレームのＱＰＳＫ信号の先頭には、その同相成分と直交成分のそれぞれに、同期シンボルとしてバーカー符号が付加される。受信側では、直交検波後の複素受信信号の絶対値を求めることによって搬送波の位相誤差を除去し、その後バーカー符号の自己相関を利用して、同期点を検出している。これによって、位相同期ループやデジタル位相同期ループを必要とせず、装置構成の簡略化も図れるとしている。 On the other hand, Non-Patent Document 1 describes a data frame synchronization method for avoiding the complexity of the device configuration and further improving the stability of communication. The technique described in Non-Patent Document 1 specializes in QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) modulation as a modulation method, handles all transmission / reception data digitally, and includes the in-phase component at the beginning of the QPSK signal of the transmission data frame. A Barker code is added as a synchronization symbol to each of the orthogonal components. On the reception side, the phase error of the carrier wave is removed by obtaining the absolute value of the complex reception signal after quadrature detection, and then the synchronization point is detected using the autocorrelation of the Barker code. This eliminates the need for a phase-locked loop or a digital phase-locked loop, and simplifies the device configuration.

特開平９−５５７０７号公報JP-A-9-55707

特開２００４−１５７６２号公報JP 2004-15762 A Y.Choi,J.W.Park,S.M.Kim,Y.K.Lim, "Phase Coherent All-Digital Transmitter and Receiver for Underwater Acoustic Communication Systems", System Theory 2003, Proc. of the 35th Southeastern Symposium on, pp.79〜83(2003)Y. Choi, J. W. Park, S. M. Kim, Y. K. Lim, "Phase Coherent All-Digital Transmitter and Receiver for Underwater Acoustic Communication Systems", System Theory 2003, Proc. Of the 35th Southeastern Symposium on, pp. 79-83 (2003)

図９〜図１１を用いて説明したように、特に浅海域では、音波の音速が遅いことと波長が短いことから、激しいマルチパス・フェージング環境が形成される。このフェージングによる音響伝搬路の周波数選択性は非常に細かく細分化され、多くの不感領域が形成される。また、不感領域の変化は水上局と水中局の位置関係に大きく依存する。このため、水中局や水上局が動揺したり移動したりすると、搬送波周波数が不感領域に含まれるような状態が頻繁に発生し、上述したような従来技術では、データを取得する以前に同期が取れず、通信の安定性を損なう可能性があった。 As described with reference to FIGS. 9 to 11, particularly in a shallow sea area, since the sound velocity of sound waves is slow and the wavelength is short, a severe multipath fading environment is formed. The frequency selectivity of the acoustic propagation path due to this fading is very finely divided, and many insensitive areas are formed. In addition, the change of the insensitive area largely depends on the positional relationship between the water station and the underwater station. For this reason, when the underwater station or the water station is shaken or moved, a state in which the carrier frequency is included in the insensitive area frequently occurs. In the conventional technology as described above, synchronization is performed before data is acquired. There was a possibility that the stability of communication could be lost.

また、非特許文献１に記載されているフレーム同期方式では、位相同期ループやデジタル位相同期ループを必要とせず、簡略な構成となっているものの、マッチドフィルタ処理の段階において、バーカー符号の２乗値による自己相関を利用しているため、バーカー符号本来の鋭い自己相関関数特性が活かされておらず、マルチパス・フェージング特性の変化に十分対応できない可能性があった。 The frame synchronization method described in Non-Patent Document 1 does not require a phase-locked loop or a digital phase-locked loop and has a simple configuration, but at the stage of matched filter processing, the square of the Barker code is used. Since the autocorrelation by value is used, the sharp autocorrelation function characteristic inherent in Barker code is not utilized, and there is a possibility that the change of the multipath fading characteristic cannot be sufficiently handled.

本発明の目的は、浅海域等におけるマルチパス・フェージング環境においても、安定した同期を実現し、安定して通信が可能な水中通信方式及び水中通信システムを提供することにある。 An object of the present invention is to provide an underwater communication system and an underwater communication system that realizes stable synchronization and enables stable communication even in a multipath fading environment in a shallow sea area or the like.

本発明の水中通信方式は、ＱＰＳＫ変調を用いた水中通信方式であって、送信側では、ＱＰＳＫ送信データフレームの先頭の、ＱＰＳＫ信号の同相成分と直交成分のそれぞれに同一の同期シンボルを付加して送信し、受信側では、受信信号を直交検波し、直交検波後の同相成分と同期シンボルとの自己相関関数ｆと、直交検波後の直交成分と同期シンボルとの自己相関関数ｇとを求め、自己相関関数ｆの２乗と自己相関関数ｇの２乗とを加算して得られる時間関数ｓのピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、フレーム同期をとる。同期シンボルとしては、バーカー符号又はＭ系列符号を用いる。 The underwater communication system of the present invention is an underwater communication system using QPSK modulation, and the transmitting side adds the same synchronization symbol to each of the in-phase component and the quadrature component of the QPSK signal at the head of the QPSK transmission data frame. On the receiving side, the received signal is quadrature-detected, and an autocorrelation function f between the in-phase component and the synchronization symbol after quadrature detection and an autocorrelation function g between the quadrature component and the synchronization symbol after quadrature detection are obtained. The position of the peak value P of the time function s obtained by adding the square of the autocorrelation function f and the square of the autocorrelation function g is detected as a synchronization point to establish frame synchronization. A Barker code or an M-sequence code is used as the synchronization symbol.

本発明の水中通信方式は、受信側では複数の受信チャンネルを具備しており、各チャンネルにおいてピーク値Ｐを検出し、各チャンネルのピーク値Ｐが最も大きいチャンネルにおける時間関数ｓのピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、又は、時間関数ｓのピーク値Ｐと、ピーク値Ｐの時間を含む一定時間範囲内における時間関数ｓの平均値Ｍとの比Ｐ／Ｍを各チャンネルについて求め、比Ｐ／Ｍの値が最も大きいチャンネルにおける時間関数ｓのピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、同期点で全チャンネルのフレーム同期をとる。 The underwater communication system of the present invention has a plurality of receiving channels on the receiving side, detects the peak value P in each channel, and determines the peak value P of the time function s in the channel having the largest peak value P in each channel. The position P is detected as a synchronization point, or the ratio P / M between the peak value P of the time function s and the average value M of the time function s within a certain time range including the time of the peak value P is obtained for each channel. The position of the peak value P of the time function s in the channel with the largest ratio P / M value is detected as a synchronization point, and frame synchronization of all channels is established at the synchronization point.

本発明の水中通信方式は、連続する２つの送信データフレームにおける同期点の時間間隔と、送信データフレームの送信間隔との差の絶対値が、予め定められた値より大きい場合に、該当のデータフレームについて送信側に再送要求する、又は、一つ目の送信データフレームの同期点と送信データフレームの送信間隔から、二つ目の送信データフレームの同期点を決定してフレーム同期をとる。 In the underwater communication system of the present invention, when the absolute value of the difference between the synchronization point time interval between two consecutive transmission data frames and the transmission interval of the transmission data frame is larger than a predetermined value, the corresponding data The frame is synchronized by requesting the frame to retransmit the frame, or by determining the synchronization point of the second transmission data frame from the synchronization point of the first transmission data frame and the transmission interval of the transmission data frame.

本発明の水中通信方式は、適応等化器を備え、適応等化器は１チャンネル又はマルチチャンネルの判定帰還形適応等化器とする。 The underwater communication system of the present invention includes an adaptive equalizer, and the adaptive equalizer is a one-channel or multi-channel decision feedback type adaptive equalizer.

以上のような方式によって、浅海域等における激しいマルチパス環境化においても、確実な同期が可能となり、安定した通信が可能となる。 With the above method, even in a severe multipath environment such as in shallow water, reliable synchronization is possible and stable communication is possible.

位相同期ループやデジタル位相同期ループを用いることなく、マルチパス・フェージング環境でも、簡単な構成の同期方式により、安定した同期を実現し、安定した通信が可能な水中通信方式及び水中通信システムを提供できる。 Provides an underwater communication system and an underwater communication system that realizes stable synchronization and stable communication even in a multipath fading environment without using a phase locked loop or a digital phase locked loop. it can.

本発明の実施例では、浅海域における激しいマルチパス・フェージング環境下でも、確実なフレーム同期方式を提供するという目的を、位相同期ループやデジタル位相同期ループを用いない簡単な構成により実現する。また、受波器のアレイ化に伴い、さらなる通信の安定化、特により確実なフレーム同期が可能な水中通信方式を実現する。以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。
（実施例１）
図１は、本発明の水中通信方式の実施例における受信側での信号処理を説明するブロック図である。 In an embodiment of the present invention, the object of providing a reliable frame synchronization method even in a severe multipath fading environment in a shallow sea area is realized by a simple configuration that does not use a phase locked loop or a digital phase locked loop. In addition, with an array of receivers, an underwater communication system capable of further stabilization of communication, particularly more reliable frame synchronization, is realized. Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
Example 1
FIG. 1 is a block diagram for explaining signal processing on the receiving side in an embodiment of the underwater communication system of the present invention.

本発明の実施例による水中通信では、データ通信におけるデジタル変調方式としてＱＰＳＫ変調を用いる。図１において、図示しない受波器で受信した変調信号は、図示しないプリアンプ、ＡＧＣ回路、Ａ／Ｄ変換器を経て、全てデジタル信号で処理される。デジタル信号に変換された受信信号は、１データフレーム長さ毎に相関演算部１０に入力される。相関演算部１０は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１、直交検波部１２の出力（同相成分）１３Ａが入力されるマッチドフィルタ１４Ａ、直交検波部１２の出力１３Ｂ（直交成分）が入力されるマッチドフィルタ１４Ｂ、マッチドフィルタ１４Ａの出力（同相成分の自己相関結果）１６Ａが入力されその２乗値を求める２乗計算部１５Ａ、マッチドフィルタ１４Ｂの出力（直交成分の自己相関結果）１６Ｂが入力されその２乗値を求める２乗計算部１５Ｂ、２乗計算部１５Ａの出力と２乗計算部１５Ｂの出力との加算値を出力する加算器を含む。 In underwater communication according to an embodiment of the present invention, QPSK modulation is used as a digital modulation method in data communication. In FIG. 1, a modulated signal received by a receiver (not shown) is all processed as a digital signal through a preamplifier, an AGC circuit, and an A / D converter (not shown). The received signal converted into the digital signal is input to the correlation calculation unit 10 for each data frame length. The correlation calculation unit 10 includes a bandpass filter (BPF) 11, a matched filter 14A to which the output (in-phase component) 13A of the quadrature detection unit 12 is input, and a matched filter to which the output 13B (quadrature component) of the quadrature detection unit 12 is input. 14B, the output of the matched filter 14A (autocorrelation result of the in-phase component) 16A is input and the square calculation unit 15A for obtaining the square value thereof, and the output of the matched filter 14B (autocorrelation result of the quadrature component) 16B is input 2 An adder that outputs an addition value of the output of the square calculation unit 15B and the output of the square calculation unit 15B and the output of the square calculation unit 15B for obtaining a square value is included.

加算器の出力、即ち、相関演算部１０の出力（相関性を示す時間関数）１７は、同期点検出部２０に入力される。同期点検出部２０では、検出されたピーク値を参照して同期点を求め、この同期点をもとに制御信号３０を介してスイッチ４０をＯＮの状態にし、予め定められたデータシンボル系列長の時間を経ると制御信号３０を介してスイッチ４０をＯＦＦの状態にする。スイッチ４０がＯＮの状態になると、受信信号はＱＰＳＫ復調部５０へ伝送され、ＱＰＳＫシンボルデータが出力される。次に、相関演算部１０の動作について説明する。 The output of the adder, that is, the output (time function indicating the correlation) 17 of the correlation calculation unit 10 is input to the synchronization point detection unit 20. The synchronization point detection unit 20 obtains a synchronization point with reference to the detected peak value, turns on the switch 40 via the control signal 30 based on the synchronization point, and sets a predetermined data symbol sequence length. When the time elapses, the switch 40 is turned off via the control signal 30. When the switch 40 is turned on, the received signal is transmitted to the QPSK demodulator 50, and QPSK symbol data is output. Next, the operation of the correlation calculation unit 10 will be described.

図２は、本発明の実施例におけるデータフレームの構成を説明する図である。 FIG. 2 is a diagram for explaining the structure of a data frame in the embodiment of the present invention.

図２に示すように、送信側において形成されるデータフレーム１００の構成は、データフレームの先頭に位置する同期シンボル系列１０１と、ＱＰＳＫシンボルデータ系列１０２とからなる。同期シンボル系列１０１は、ＱＰＳＫ信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑのそれぞれに、同じ同期シンボルを割り当てて作られている。このようなデータフレーム１００が、送波器から送信され、音響伝搬路を経て受信され、更にデジタル化された後、相関演算部１０に入力される。相関演算部１０に入力された受信信号は、まずバンドパスフィルタ１１で帯域制限され、直交検波部１２に送られる。直交検波時における搬送波の位相誤差をφとすると、直交検波部１２から復調される同相成分１３ＡはＩｃｏｓφとなり、直交検波部１２から復調される直交成分１３ＢはＱsinφとなる。ここでデータフレーム１００の同相成分Ｉと直交成分Ｑは等しいので、Ｉ＝Ｑである。 As shown in FIG. 2, the configuration of the data frame 100 formed on the transmission side includes a synchronization symbol sequence 101 located at the head of the data frame and a QPSK symbol data sequence 102. The synchronization symbol sequence 101 is created by assigning the same synchronization symbol to each of the in-phase component I and the quadrature component Q of the QPSK signal. Such a data frame 100 is transmitted from the transmitter, received through the acoustic propagation path, further digitized, and input to the correlation calculation unit 10. The received signal input to the correlation calculation unit 10 is first band-limited by the bandpass filter 11 and sent to the quadrature detection unit 12. If the phase error of the carrier wave at the time of quadrature detection is φ, the in-phase component 13A demodulated from the quadrature detection unit 12 is Icosφ, and the quadrature component 13B demodulated from the quadrature detection unit 12 is Qsinφ. Here, since the in-phase component I and the quadrature component Q of the data frame 100 are equal, I = Q.

次に、同相成分１３Ａと直交成分１３Ｂはマッチドフィルタ１４Ａ、１４Ｂにそれぞれ伝送され、データフレーム１００で付加された同期シンボル系列１０１と自己相関演算が行われる。位相誤差のない場合の自己相関演算の結果を同相成分についてＩ’、直交成分についてＱ’と書くと、位相誤差φがある場合には、自己相関演算の結果にも搬送波との位相誤差φが含まれており、同相成分の自己相関結果１６ＡはＩ’ｃｏｓφ、直交成分の自己相関結果１６ＢはＱ’ｓｉｎφとなる。このままでは同期点の検出が困難であるが、Ｉ’＝Ｑ’であることから、２乗計算部１５Ａ、１５Ｂにおいて、自己相関結果１６Ａ、１６Ｂをそれぞれ２乗しその結果を加算することで、（Ｉ’ｃｏｓφ）^２＋（Ｑ’ｓｉｎφ）^２＝（Ｉ’ｃｏｓφ）^２＋（Ｉ’ｓｉｎφ）^２＝（Ｉ’）^２となり、同期点で高い相関性を示す時間関数１７が得られる。 Next, the in-phase component 13A and the quadrature component 13B are transmitted to the matched filters 14A and 14B, respectively, and an autocorrelation calculation is performed with the synchronization symbol sequence 101 added in the data frame 100. When the autocorrelation calculation result when there is no phase error is written as I ′ for the in-phase component and Q ′ for the quadrature component, if there is a phase error φ, the phase error φ with the carrier wave is also included in the autocorrelation calculation result. The in-phase component autocorrelation result 16A is I'cosφ, and the quadrature component autocorrelation result 16B is Q'sinφ. Although it is difficult to detect the synchronization point as it is, since I ′ = Q ′, the square calculation units 15A and 15B respectively square the autocorrelation results 16A and 16B and add the results. ^{^{(I'cosφ) 2 + (Q'sinφ)}} 2 = (I'cosφ) 2 + (I'sinφ) 2 = (I ') 2 , and the time function indicating a high correlation in the synchronous point 17 is obtained.

同期点検出部２０では、時間関数１７のピーク値Ｐを検出し、ピーク値Ｐの位置を同期点として、ＱＰＳＫ復調部５０への入力がＱＰＳＫシンボルデータ系列１０２の先頭からになるように、スイッチ４０をＯＮの状態にする。なお、確実な同期には、符号サイドローブの小さな同期シンボル系列が望ましいので、同期シンボル系列１０１としては、バーカー符号やＭ系列符号を適用するのが好ましい。また、量子化誤差によって、同期点検出部２０において求めた同期点においても搬送波の残留位相誤差が残る可能性があるため、ＱＰＳＫ復調部５０の出力結果は図示しない適応等化器によって更に処理されることが望ましい。なお、適応等化器は、等化精度のよい判定帰還形適応等化器とするのが望ましい。以上のような構成によって、位相同期ループやデジタル位相同期ループを必要としない簡単な構成で、且つ確実なフレーム同期をとることができ、安定した通信を行うことができる。
（実施例２）
図３は、本発明の水中通信方式の他の実施例における受信側での信号処理を説明するブロック図である。 The synchronization point detector 20 detects the peak value P of the time function 17 and switches the position of the peak value P to the synchronization point so that the input to the QPSK demodulator 50 comes from the beginning of the QPSK symbol data sequence 102. 40 is turned on. Note that a synchronization symbol sequence having a small code side lobe is desirable for reliable synchronization, and therefore, it is preferable to apply a Barker code or an M sequence code as the synchronization symbol sequence 101. Further, since the residual error of the carrier wave may remain at the synchronization point obtained by the synchronization point detector 20 due to the quantization error, the output result of the QPSK demodulator 50 is further processed by an adaptive equalizer (not shown). It is desirable. Note that the adaptive equalizer is preferably a decision feedback adaptive equalizer with high equalization accuracy. With the above configuration, a simple configuration that does not require a phase-locked loop or a digital phase-locked loop, reliable frame synchronization can be achieved, and stable communication can be performed.
(Example 2)
FIG. 3 is a block diagram for explaining signal processing on the receiving side in another embodiment of the underwater communication system of the present invention.

図３において、図示しない受波器はアレイとなっており、異なるアレイ開口部から、Ｎチャンネル（Ｎは２以上の自然数）の受信信号が得られている。各チャンネルの受信信号は、１データフレーム長さ毎に各チャンネルに設けられた相関演算部１０でそれぞれ処理され、各相関演算部１０の出力は、同期点検出部２１に入力される。同期点検出部２１では、各相関演算部１０からの情報に基づいて同期点が求められ、制御信号３１を介して、各チャンネルに設けられたスイッチ４０を全て同時にＯＮ、ＯＦＦ制御する。スイッチ４０によって通過した各チャンネルの受信信号は、各チャンネルに設けられたＱＰＳＫ復調部５０によって復調され、Ｎチャンネルの入力端を有するマルチチャンネル適応等化器６０へ伝送され、マルチチャンネル適応等化器６０によって、搬送波の残留位相誤差やマルチパス音響伝搬路のフェージング特性が補償され、誤りのない正しいＱＰＳＫシンボルデータが出力される。なお、マルチチャンネル適応等化器は、等化精度のよいマルチチャンネル判定帰還形適応等化器が望ましい。次に、同期点検出部２１の同期点決定方法を図４、図５を用いて説明する。 In FIG. 3, the receiver not shown is an array, and N channel (N is a natural number of 2 or more) received signals are obtained from different array openings. The reception signal of each channel is processed by the correlation calculation unit 10 provided for each channel for each data frame length, and the output of each correlation calculation unit 10 is input to the synchronization point detection unit 21. The synchronization point detection unit 21 obtains a synchronization point based on information from each correlation calculation unit 10, and simultaneously controls ON / OFF of all the switches 40 provided in each channel via the control signal 31. The received signal of each channel passed by the switch 40 is demodulated by a QPSK demodulator 50 provided in each channel, and transmitted to a multi-channel adaptive equalizer 60 having an N-channel input terminal, and the multi-channel adaptive equalizer 60 compensates for the residual phase error of the carrier wave and the fading characteristics of the multipath acoustic propagation path, and outputs correct QPSK symbol data without error. The multi-channel adaptive equalizer is preferably a multi-channel decision feedback adaptive equalizer with good equalization accuracy. Next, the synchronization point determination method of the synchronization point detection unit 21 will be described with reference to FIGS.

図４は、本発明の他の実施例における同期点検出部の同期点決定方法を示すフローチャート図である。 FIG. 4 is a flowchart showing a synchronization point determination method of the synchronization point detection unit in another embodiment of the present invention.

図３に示す同期点検出部２１には、各チャンネルに設けられた相関演算部１０によって得られる時間関数ｓ_１〜ｓ_Ｎが送られてくる。同期点検出部２１では、まず時間関数ｓ_１〜ｓ_Ｎのそれぞれについてピーク値Ｐ_１〜Ｐ_Ｎを求める。Ｐ_１＝ｍａｘ｛ｓ_１｝〜Ｐ_Ｎ＝ｍａｘ｛ｓ_Ｎ｝である。次に、ピーク値Ｐ_１〜Ｐ_Ｎの中から最も大きいピーク値Ｐ_Ｋ１＝ｍａｘ｛Ｐ_Ｋ：ｋ＝１〜Ｎ｝を求め、そのピーク値Ｐ_Ｋ１をとるチャンネルＫ１の時間関数ｓ_Ｋ１を抽出する。次に、時間関数ｓ_Ｋ１のピーク値Ｐ_Ｋ１の位置を同期点ｓ_ｎ ^Ｋ１＝ａｒｇｍａｘ｛ｓ_Ｋ１｝として求める。送信間隔Ｌの送信データフレームが連続して送られており、２番目以降のデータフレームを受信している場合には、直前のデータフレームの同期点ｓ_ｎ−１ ^Ｋ１と、今求めた同期点ｓ_ｎ ^Ｋ１との時間間隔ΔＴ_１＝ｓ_ｎ ^Ｋ１−ｓ_ｎ−１ ^Ｋ１を求め、送信間隔Ｌと比較する。時間間隔ΔＴ_１と送信間隔Ｌとの差の絶対値│Ｌ−ΔＴ_１│が、予め定められた値Ｘ１以内にある時、即ち、│Ｌ−ΔＴ_１│≦Ｘ１である時は同期点ｓ_ｎ ^Ｋ１を採用し、│Ｌ−ΔＴ_１│≦Ｘ１でない時は、Ｌ＋ｓ_ｎ−１ ^Ｋ１を同期点として採用する。また、│Ｌ−ΔＴ_１│≦Ｘ１でない時は、ｓ_ｎ ^Ｋ１＝Ｌ＋ｓ_ｎ−１ ^Ｋ１を同期点として採用するか、図示しない再送要求処理部へ再送処理開始の信号を送る。なお、予め定められた値Ｘ１は、シンボルレートＴと、マルチチャンネル適応等化器６０で等化の対象とされるシンボル数Ｊとの積Ｔ・Ｊ以下の値とすればよい。このような方式で同期点を求めることによって、時間的、空間的に激しく変化する浅海域マルチパス・フェージング環境下においても、正しくフレーム同期がとれる確率が向上し、安定した水中通信が可能となる。 The synchronization point detection unit 21 shown in FIG. 3 receives time functions s _{1 to} s _N obtained by the correlation calculation unit 10 provided for each channel. The synchronization point detection unit 21 _first obtains peak values P _{1 to} P _N for each of the time functions s _{1 to} s _N. P ₁ = max {s ₁ } to P _N = max {s _N }. Then, the peak value _P 1 to P largest peak value among the _N _P K1 = _max: seek {P K k = 1~N}, extracting the time function _{s K1} channel K1 taking the peak value _{P K1} To do. Next, the position of the peak value P _K1 of the time function s _K1 is obtained as a synchronization point s _n ^K1 = argmax {s _K1 }. When transmission data frames of the transmission interval L are continuously transmitted and the second and subsequent data frames are received, the synchronization point s _n-1 ^K1 of the immediately preceding data frame and the synchronization point obtained now seeking s _n time interval between ^{_{_{^{_{K1 ΔT 1 = s n K1 -s}}}}} n-1 K1, compared with the transmission interval L. When the absolute value | L−ΔT ₁ | of the difference between the time interval ΔT ₁ and the transmission interval L is within a predetermined value X1, that is, when | L−ΔT ₁ | ≦ X1, the synchronization point s _{When n} ^K1 is employed and | L−ΔT ₁ | ≦ X1, L + s _n−1 ^K1 is employed as the synchronization point. When | L−ΔT ₁ | ≦ X1 is not satisfied, s _n ^K1 = L + s _n−1 ^K1 is adopted as a synchronization point, or a retransmission processing start signal is sent to a retransmission request processing unit (not shown). The predetermined value X1 may be a value equal to or less than the product T · J of the symbol rate T and the number J of symbols to be equalized by the multichannel adaptive equalizer 60. By finding the synchronization point in this way, the probability of correct frame synchronization is improved and stable underwater communication is possible even in shallow sea multipath fading environments that change drastically in time and space. .

図５は、本発明の他の実施例における同期点検出部の他の同期点決定方法を示すフローチャート図である。 FIG. 5 is a flowchart showing another synchronization point determination method according to another embodiment of the present invention.

図３に示す同期点検出部２１には、各チャンネルに設けられた相関演算部１０によって得られる時間関数ｓ_１〜ｓ_Ｎが送られてくる。同期点検出部２１では、まず、各チャンネルの時間関数ｓ_１〜ｓ_Ｎ毎のピーク値Ｐ_１〜Ｐ_Ｎをそれぞれ抽出する。Ｐ_１＝ｍａｘ｛ｓ_１｝〜Ｐ_Ｎ＝ｍａｘ｛ｓ_Ｎ｝である。次に、ピーク値Ｐ_１〜Ｐ_Ｎの位置を含む、予め定められた範囲の時間関数ｓ_１〜ｓ_Ｎの平均値Ｍ_１〜Ｍ_Ｎの値を、各チャンネルについてそれぞれ計算する。Ｍ_１＝ｍｅａｎ｛ｓ_１｝〜Ｍ_Ｎ＝ｍｅａｎ｛ｓ_Ｎ｝である。求めたピーク値Ｐ_１〜Ｐ_Ｎ及び平均値Ｍ_１〜Ｍ_Ｎを用い、各チャンネルについて、これらの比Ｐ_１／Ｍ_１〜Ｐ_Ｎ／Ｍ_Ｎを求め、比Ｐ_１／Ｍ_１〜Ｐ_Ｎ／Ｍ_Ｎの中から最も大きい比Ｐ_Ｋ２／Ｍ_Ｋ２＝ｍａｘ｛Ｐ_Ｋ／Ｍ_Ｋ：ｋ＝１〜Ｎ｝をとるチャンネルＫ２の時間関数ｓ_Ｋ２を抽出して、時間関数ｓ_Ｋ２のピーク値Ｐ_Ｋ２の位置を同期点ｓ_ｎ ^Ｋ２＝ａｒｇｍａｘ｛ｓ_Ｋ２｝として求める。送信間隔Ｌの送信データフレームが連続して送られており、２番目以降のデータフレームを受信している場合には、直前のデータフレームの同期点ｓ_ｎ−１ ^２Ｋと、今求めた同期点ｓ_ｎ ^Ｋ２との時間間隔ΔＴ_２＝ｓ_ｎ ^Ｋ２−ｓ_ｎ−１ ^Ｋ２を求め、送信間隔Ｌと比較する。時間間隔ΔＴ_２と送信間隔Ｌとの差の絶対値│Ｌ−ΔＴ_２│が、予め定められた値Ｘ２以内にある時、即ち、│Ｌ−ΔＴ_２│≦Ｘ２である時は同期点ｓ_ｎ ^Ｋ２を採用する。また、│Ｌ−ΔＴ_２│≦Ｘ２でない時は、ｓ_ｎ ^Ｋ２＝Ｌ＋ｓ_ｎ−１ ^Ｋ２を同期点として採用するか、図示しない再送要求処理部へ再送処理開始の信号を送る。なお、同期シンボル系列１０１には、バーカー符号やＭ系列符号を適用する。また、予め定められた範囲Ｘ２は、同期シンボル系列１０１のシンボル長をＬｓとして、ピーク値Ｐ_１〜Ｐ_Ｎの各位値を中心に±Ｌｓ以上の範囲をとればよく、予め定められた値Ｘ２は、シンボルレートＴと、マルチチャンネル適応等化器６０で等化の対象とされるシンボル数Ｊとの積Ｔ・Ｊ以下の値とすればよい。以下、図５のフローチャートに基づく同期決定方式について、水深５ｍの無響水槽内で行った実験結果を、図６〜図８を用いて説明する。 The synchronization point detection unit 21 shown in FIG. 3 receives time functions s _{1 to} s _N obtained by the correlation calculation unit 10 provided for each channel. In the synchronous point detecting unit 21 first extracts the peak value _P 1 to P _N for every time function _s 1 ~s _N for each channel, respectively. P ₁ = max {s ₁ } to P _N = max {s _N }. Then, including the location of the peak value _P 1 to P _N, the value of the average value _M 1 ~M _N time function _s 1 ~s _N of the predetermined range, calculating respectively for each channel. M ₁ = mean {s ₁ } to M _N = mean {s _N }. Using a peak value _P 1 to P _N and the average value _M 1 ~M _N obtained, for each channel, obtains these ratios _{_{_{P 1 / M 1 ~P N /}}} M N, the ratio _P 1 _/ M 1 ~P _N / M _N extracts the time function s _K2 of the channel K2 taking the largest ratio P _K2 / M _K2 = max {P _K / M _K : k = 1 to N}, and the peak value of the time function s _K2 The position of P _K2 is obtained as a synchronization point s _n ^K2 = argmax {s _K2 }. When transmission data frames of the transmission interval L are continuously transmitted and the second and subsequent data frames are received, the synchronization point s _n-1 ^2K of the immediately previous data frame and the synchronization point obtained now seeking s _n time interval between ^{_{_{^{_{K2 ΔT 2 = s n K2 -s}}}}} n-1 K2, compared with the transmission interval L. When the absolute value | L−ΔT ₂ | of the difference between the time interval ΔT ₂ and the transmission interval L is within a predetermined value X2, that is, when | L−ΔT ₂ | ≦ X2, the synchronization point s _n ^K2 is adopted. When | L−ΔT ₂ | ≦ X2, s _n ^K2 = L + s _n−1 ^K2 is adopted as a synchronization point, or a retransmission processing start signal is sent to a retransmission request processing unit (not shown). Note that Barker code or M-sequence code is applied to the synchronization symbol sequence 101. Further, the predetermined range X2 may be a range of ± Ls or more around each peak value P _{1 to} P _N with the symbol length of the synchronization symbol sequence 101 as Ls, and a predetermined value X2 May be a value equal to or less than the product T · J of the symbol rate T and the number J of symbols to be equalized by the multi-channel adaptive equalizer 60. Hereinafter, the results of experiments performed in an anechoic water tank having a water depth of 5 m with respect to the synchronization determination method based on the flowchart of FIG. 5 will be described with reference to FIGS.

図６は、本発明の実施例における実験用データフレームの構成を示す図であり、無響水槽内の水深４ｍの位置に置かれた、無指向性の送波用ハイドロホンから送信した、実験用データフレームの構成図である。 FIG. 6 is a diagram showing the structure of an experimental data frame in the embodiment of the present invention, and an experiment transmitted from an omnidirectional wave transmitting hydrophone placed at a depth of 4 m in an anechoic water tank. It is a block diagram of a data frame for use.

図６に示すように、実験用データフレーム１１０は、２つの連続したデータフレーム１１１を含むように構成した。データフレーム１１１は、図２に示したデータフレーム１００と同じ構成となっており、１３シンボル長の１３ビットバーカー符号系列１１２と、１１５４シンボル長のデータシンボル系列１１３とから構成されており、連続するデータフレーム１１１の間には、３シンボル長のポーズを設けた。なお、搬送波の周波数は７０ｋＨｚ、シンボルレートは３００００ボーとした。 As shown in FIG. 6, the experimental data frame 110 was configured to include two consecutive data frames 111. The data frame 111 has the same configuration as that of the data frame 100 shown in FIG. 2, and is composed of a 13-symbol 13-bit Barker code sequence 112 and a 1154-symbol data symbol sequence 113, and is continuous. A pause of 3 symbol length was provided between the data frames 111. The frequency of the carrier wave was 70 kHz and the symbol rate was 30000 baud.

実験用データフレーム１１０を受信するための受波器は、５つの無指向性のハイドロホンからなる、ＣＨ１〜ＣＨ５までの５チャンネルの垂直アレイとし、各チャンネル間の間隔は搬送波の２波長分４３ｍｍとした。更に、垂直アレイをそのアレイ中心が水深７５ｃｍ、送波用ハイドロホンとの水平距離５．８ｍの位置に垂直に配置した。 The receiver for receiving the experimental data frame 110 is a vertical array of 5 channels from CH1 to CH5 consisting of 5 omnidirectional hydrophones, and the interval between each channel is 43 mm for 2 wavelengths of the carrier wave. It was. Further, the vertical array was arranged vertically at the center of the array at a depth of 75 cm and a horizontal distance of 5.8 m from the hydrophone for transmission.

図７は、本発明の実施例の相関演算部により得られる時間関数の実験結果を示す特性図であり、垂直アレイの各チャンネル（水深の浅い方からＣＨ１〜ＣＨ５とする）の受信信号波形を相関演算部１０でそれぞれ処理することによって得た時間関数ｓ_ＣＨ１〜ｓ_ＣＨ５を示す。 FIG. 7 is a characteristic diagram showing the experimental results of the time function obtained by the correlation calculation unit of the embodiment of the present invention, and shows the received signal waveform of each channel of the vertical array (CH1 to CH5 from the shallower water depth). The time functions s _{CH1 to} s _CH5 obtained by processing in the correlation calculation unit 10 are shown.

図８は、本発明の実施例における同期点比較の実験結果を示す特性表を示す図であり、２番目に送信されたデータフレーム１１１に着目して、比Ｐ_１／Ｍ_１〜Ｐ_５／Ｍ_５を時間関数ｓ_ＣＨ１〜ｓ_ＣＨ５から計算した同期点比較結果である。なお、予め定められた範囲Ｘ２は±１００シンボル長とした。 FIG. 8 is a diagram showing a characteristic table showing the result of an experiment of synchronization point comparison in the embodiment of the present invention, and paying attention to the data frame 111 transmitted second, the ratios P ₁ / M _{1 to} P ₅ / M ₅ is a synchronous point comparison result of calculating the time function _s CH1 _{~s CH5.} The predetermined range X2 is set to ± 100 symbol length.

受信チャンネル数が１つの場合、特に水面からのマルチパス成分によって搬送波成分が干渉し、不感領域に入ってしまうと、時間関数ｓ_ＣＨ３のような演算結果が得られる可能性が出てくる。この場合、時間関数ｓ_ＣＨ３のピーク値における時間を同期点としてしまうと、ピーク値を取る位置は同期シンボル系列側ではなくデータシンボル系列側にあり、同期が取れなくなってしまう。一方、水中における７０ｋＨｚの搬送波の波長は約２１．５ｍｍであり、非常に短いので、受信位置を少しずらすことによって不感領域を避けることができるので、複数の受信アレイの使用により、確実に同期がとれる。 When the number of reception channels is one, especially when the carrier component interferes with the multipath component from the water surface and enters the insensitive region, there is a possibility that an operation result such as the time function s _CH3 is obtained. In this case, if the time at the peak value of the time function s _CH3 is set as the synchronization point, the position where the peak value is taken is on the data symbol sequence side, not on the synchronization symbol sequence side, and synchronization is not achieved. On the other hand, the wavelength of a carrier wave of 70 kHz in water is about 21.5 mm, which is very short, so that a dead area can be avoided by slightly shifting the reception position, so that the use of multiple reception arrays ensures synchronization. I can take it.

また、時間関数ｓ_ＣＨ１〜ｓ_ＣＨ５のピーク値のみの比較では、ＣＨ１とＣＨ３でほとんど変わらないものの、図８に示す、比Ｐ_１／Ｍ_１〜Ｐ_５／Ｍ_５で比較することによって、符号サイドローブが小さく、鋭い自己相関関数を有するバーカー符号の特徴も利用でき、同期を取る基準とすべきチャンネルの決定が確実になされる。 Further, in the comparison of only the peak values of the time functions s _{CH1 to} s _CH5 , although there is almost no change between CH1 and CH3, by comparing with the ratios P ₁ / M _{1 to} P ₅ / M ₅ shown in FIG. The characteristics of Barker codes with small side lobes and sharp autocorrelation functions can also be used to ensure the determination of the channel to be synchronized.

このように、マルチパス環境下においても、本同期点検出方式によって確実なフレーム同期が可能となることが実験的に確認された。 Thus, it was experimentally confirmed that reliable frame synchronization can be achieved by this synchronization point detection method even in a multipath environment.

以上のような構成により同期点を求めることによって、搬送波が不感領域に入ってしまう可能性を排除し、バーカー符号やＭ系列符号の自己相関関数の相関値だけでなく、低い符号サイドローブを有するという特徴も利用して同期点を求められる。従って、時間的、空間的に激しく変化する浅海域マルチパス・フェージング環境下においても、正しくフレーム同期がとれる確率が向上し、適応等化器によって搬送波の残留位相誤差も排除されるため、安定した水中通信が可能となる。 By obtaining the synchronization point with the above configuration, the possibility that the carrier wave enters the insensitive area is eliminated, and not only the correlation value of the autocorrelation function of the Barker code or the M-sequence code, but also a low code side lobe. Using this feature, the synchronization point can be obtained. Therefore, even in shallow sea multipath fading environments that change drastically in time and space, the probability of correct frame synchronization is improved, and the residual phase error of the carrier wave is eliminated by the adaptive equalizer. Underwater communication is possible.

ＱＰＳＫ変調を用いた本発明水中通信システムを纏めると次の通りである。 The underwater communication system of the present invention using QPSK modulation is summarized as follows.

本発明の水中通信システムでは、送信側では、ＱＰＳＫ送信データフレームの先頭の、ＱＰＳＫ信号の同相成分と直交成分のそれぞれに同一の同期シンボルを付加して送信し、受信側では、受信信号を直交検波し、直交検波後の同相成分と同期シンボルとの自己相関関数ｆと、直交検波後の直交成分と同期シンボルとの自己相関関数ｇとを求め、自己相関関数ｆの２乗と自己相関関数ｇの２乗とを加算して得られる時間関数ｓのピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、フレーム同期をとる。同期シンボルには、バーカー符号又はＭ系列符号を用いる。 In the underwater communication system of the present invention, on the transmission side, the same synchronization symbol is added to each of the in-phase component and the quadrature component of the QPSK signal at the beginning of the QPSK transmission data frame, and transmission is performed on the reception side. The autocorrelation function f between the in-phase component and the synchronization symbol after detection and quadrature detection and the autocorrelation function g between the quadrature component and the synchronization symbol after quadrature detection are obtained, and the square of the autocorrelation function f and the autocorrelation function The position of the peak value P of the time function s obtained by adding the square of g is detected as a synchronization point, and frame synchronization is established. Barker code or M-sequence code is used for the synchronization symbol.

本発明の水中通信システムでは、受信側に複数の受信チャンネルを具備しており、各チャンネルにおいてピーク値Ｐを検出し、各チャンネルのピーク値Ｐが最も大きいチャンネルにおける時間関数ｓのピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、又は、時間関数ｓのピーク値Ｐと、ピーク値Ｐの時間を含む一定時間範囲内における時間関数ｓの平均値Ｍとの比Ｐ／Ｍを各チャンネルについて求め、比Ｐ／Ｍの値が最も大きいチャンネルにおける時間関数ｓのピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、同期点で全チャンネルのフレーム同期をとる。 In the underwater communication system of the present invention, the receiving side has a plurality of receiving channels, the peak value P is detected in each channel, and the peak value P of the time function s in the channel having the largest peak value P of each channel is detected. The position P is detected as a synchronization point, or the ratio P / M between the peak value P of the time function s and the average value M of the time function s within a certain time range including the time of the peak value P is obtained for each channel. The position of the peak value P of the time function s in the channel with the largest ratio P / M value is detected as a synchronization point, and frame synchronization of all channels is established at the synchronization point.

本発明の水中通信システムでは、連続する２つの送信データフレームにおける同期点の時間間隔と、送信データフレームの送信間隔との差の絶対値が、予め定められた値より大きい場合に、該当のデータフレームについて送信側に再送要求する、又は、一つ目の送信データフレームの同期点と送信データフレーム長から、二つ目の送信データフレームの同期点を決定してフレーム同期をとる。 In the underwater communication system of the present invention, when the absolute value of the difference between the synchronization point time interval between two consecutive transmission data frames and the transmission interval of the transmission data frame is larger than a predetermined value, the corresponding data The frame is synchronized by requesting the transmission side to retransmit the frame, or by determining the synchronization point of the second transmission data frame from the synchronization point of the first transmission data frame and the transmission data frame length.

本発明の水中通信システムでは、受信側に適応等化器を備え、適応等化器は１チャンネル又はマルチチャンネルの判定帰還形適応等化器としている。 In the underwater communication system of the present invention, an adaptive equalizer is provided on the receiving side, and the adaptive equalizer is a one-channel or multi-channel decision feedback type adaptive equalizer.

本発明の水中通信システムの代表的な効果は次の通りである。（１）位相同期ループやデジタル位相同期ループを必要としない簡単な構成で、同期シンボルの鋭い自己相関特性による確実な同期が可能となり、安定した通信を行なうことが可能となる。（２）激しく変化するマルチパス・フェージング環境化においても、正しい同期点が得られる確率が向上し、正確なデータの送受信が可能となる。（３）搬送波の残留位相誤差の影響を適応的に精度よく除去できるので、安定して正確な水中通信が可能となる。 Typical effects of the underwater communication system of the present invention are as follows. (1) With a simple configuration that does not require a phase-locked loop or a digital phase-locked loop, reliable synchronization can be achieved by the sharp autocorrelation characteristics of the synchronization symbols, and stable communication can be performed. (2) Even in a rapidly changing multipath fading environment, the probability that a correct synchronization point is obtained is improved, and accurate data transmission / reception becomes possible. (3) Since the influence of the residual phase error of the carrier wave can be adaptively and accurately removed, stable and accurate underwater communication is possible.

本発明の水中通信システムの構成の特徴は以下の通りである。 The characteristics of the configuration of the underwater communication system of the present invention are as follows.

（１）デジタル変調方式としてＱＰＳＫ変調を用いる水中通信システムであって、受波器、前記受波器で受信された変調信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、及び、前記デジタル信号が１データフレーム長さ毎に入力される相関演算部を含む複数の受信チャンネルと、前記各チャンネルの前記相関演算部の出力信号が入力される同期点検出部と、前記チャンネルのそれぞれに対応して設けられ前記チャンネルのそれぞれの前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号が入力されるスイッチ手段と、前記スイッチ手段のそれぞれに接続されるＱＰＳＫ復調部と、前記各ＱＰＳＫ復調部の出力信号が入力されＱＰＳＫシンボルデータが出力されるマルチチャンネル適応等化器とを有し、前記同期点検出部において前記各相関演算部の出力信号に基づいて同期点が求められ、前記同期点検出部からの制御信号を介して、前記各チャンネルの前記スイッチ手段全てが同時にＯＮ、ＯＦＦ制御され、前記各スイッチ手段を通過した前記各チャンネルの受信信号は、前記各チャンネルの前記ＱＰＳＫ復調部により復調され、前記マルチチャンネル適応等化器へ伝送され、前記マルチチャンネル適応等化器により、搬送波の残留位相誤差やマルチパス音響伝搬路のフェージング特性が補償され、ＱＰＳＫシンボルデータが出力され、前記相関演算部のそれぞれは、前記相関演算部１０に入力される受信信号を帯域制限するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出力信号を直交検波し、同相成分及び直交成分を出力する直交検波部と、前記同相成分が入力され前記同相成分の自己相関結果を出力する第１のマッチドフィルタと、前記直交成分が入力され前記直交成分の自己相関結果を出力する第２のマッチドフィルタと、前記第１のマッチドフィルタの出力の２乗値を求める第１の２乗計算部と、前記第２のマッチドフィルタの出力の２乗値を求める第２の２乗計算部と、前記第１の２乗計算部の出力信と前記第２の２乗計算部の出力信との加算値を出力する加算器を含み、前記加算器の出力を前記相関演算部のそれぞれ出力信号とすることを特徴とする水中通信システム。 (1) An underwater communication system using QPSK modulation as a digital modulation method, wherein a receiver, an A / D converter that converts a modulation signal received by the receiver into a digital signal, and the digital signal Corresponding to each of a plurality of reception channels including a correlation calculation unit input every data frame length, a synchronization point detection unit to which an output signal of the correlation calculation unit of each channel is input, Switch means provided for receiving an output signal of the A / D converter for each of the channels; a QPSK demodulator connected to each of the switch means; and an output signal of each QPSK demodulator for receiving QPSK A multi-channel adaptive equalizer that outputs symbol data, and based on the output signal of each correlation calculation unit in the synchronization point detection unit Through the control signal from the synchronization point detection unit, all the switch means of each channel are simultaneously ON and OFF controlled, and the received signal of each channel that has passed through each switch means, Demodulated by the QPSK demodulator for each channel and transmitted to the multi-channel adaptive equalizer, and the multi-channel adaptive equalizer compensates for residual phase error of the carrier wave and fading characteristics of the multipath acoustic propagation path, QPSK symbol data is output, and each of the correlation calculation units quadrature-detects the band-pass filter for band-limiting the received signal input to the correlation calculation unit 10 and the output signal of the band-pass filter, A quadrature detection unit that outputs a quadrature component and the in-phase component are input and an autocorrelation result of the in-phase component is output. A first matched filter, a second matched filter that receives the quadrature component and outputs an autocorrelation result of the quadrature component, and a first square that obtains a square value of the output of the first matched filter A calculation unit; a second square calculation unit for obtaining a square value of the output of the second matched filter; an output signal of the first square calculation unit; and an output signal of the second square calculation unit. An underwater communication system comprising: an adder that outputs an addition value of the correlation calculation unit, wherein the output of the adder is an output signal of each of the correlation calculation units.

ＱＰＳＫ変調を用いた水中通信システムの送信側では、ＱＰＳＫ送信データフレームの先頭の、ＱＰＳＫ信号の同相成分と直交成分のそれぞれに同一の同期シンボルを付加して送信する。ＱＰＳＫ変調を用いた水中通信システムの受信側では、受信信号を直交検波し、前記直交検波後の同相成分と前記同期シンボルとの自己相関関数ｆと、前記直交検波後の直交成分と前記同期シンボルとの自己相関関数ｇとを求め、前記自己相関関数ｆの２乗と前記自己相関関数ｇの２乗とを加算して得られる時間関数ｓのピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、フレーム同期をとる。 On the transmission side of the underwater communication system using QPSK modulation, the same synchronization symbol is added to each of the in-phase component and the quadrature component of the QPSK signal at the beginning of the QPSK transmission data frame and transmitted. On the receiving side of the underwater communication system using QPSK modulation, the received signal is quadrature-detected, the autocorrelation function f between the in-phase component after the quadrature detection and the synchronization symbol, the quadrature component after the quadrature detection and the synchronization symbol And the position of the peak value P of the time function s obtained by adding the square of the autocorrelation function f and the square of the autocorrelation function g is detected as a synchronization point. Take frame synchronization.

前記同期点検出部には、前記各チャンネルの相関演算部１０の出力信号であり、相関性を示す時間関数が送られ、同期点検出部では、前記各チャンネル毎の前記時間関数のピーク値が抽出され、前記ピーク値の位置を含む予め定められた範囲の時間関数の平均値の値が、前記各チャンネルについてそれぞれ計算され、求められた前記ピーク値及び前記平均値を用いて、前記各チャンネルについて、前記平均値に対する前記ピーク値の比が求められ、前記比が最大である前記チャンネルの前記時間関数を抽出して、前記比が最大である前記チャンネルの前記時間関数の前記ピーク値の位置を同期点ｓ_ｎ ^Ｋ２として求める。送信間隔Ｌの送信データフレームが連続して送られており、２番目以降のデータフレームを受信している場合には、直前のデータフレームの前記同期点ｓ_ｎ−１ ^Ｋ２と、今回求めた前記同期点ｓ_ｎ ^Ｋ２との時間間隔ΔＴ_２が求められ、前記時間間隔ΔＴ_２が前記送信間隔Ｌと比較され、│Ｌ−ΔＴ_２│≦Ｘ２（Ｘ２：予め定められた値）である時は、同期点を今回求めた同期点ｓ_ｎ ^Ｋ２とし、│Ｌ−ΔＴ_２│≦Ｘ２でない時は、ｓ_ｎ ^Ｋ２＝Ｌ＋ｓ_ｎ−１ ^Ｋ２を同期点とするか、又は、再送要求処理部へ再送処理開始の信号を送る。値Ｘ２は、同期シンボルのシンボル長をＬｓとして、前記ピーク値の各位値を中心に±Ｌ_ｓ以上の範囲とし、シンボルレートＴと、マルチチャンネル適応等化器で等化の対象とされるシンボル数Ｊとの積Ｔ・Ｊ以下の値とする。 The sync point detection unit is an output signal of the correlation calculation unit 10 of each channel, and a time function indicating the correlation is sent. In the sync point detection unit, the peak value of the time function for each channel is obtained. The average value of the time function in a predetermined range including the position of the peak value that is extracted is calculated for each channel, and the peak value and the average value are used to calculate each channel. A ratio of the peak value to the average value is determined, the time function of the channel having the maximum ratio is extracted, and the position of the peak value of the time function of the channel having the maximum ratio is extracted. ^{Is obtained} as a synchronization point s _n ^K2 . When transmission data frames having a transmission interval L are continuously transmitted and the second and subsequent data frames are received, the synchronization point s _n-1 ^K2 of the immediately preceding data frame and the current time obtained are obtained. time interval [Delta] T ₂ between the synchronization point _s ^{n K2} is determined, the time interval [Delta] T ₂ is compared with the transmission interval _{L, │L-ΔT 2 │ ≦} X2: when in (X2 predetermined value) is The synchronization point is the synchronization point s _n ^K2 obtained this time, and when | L−ΔT ₂ | ≦ X2, s _n ^K2 = L + s _n−1 ^K2 is set as the synchronization point or retransmitted to the retransmission request processing unit. Send a signal to start processing. The value X2 is a symbol to be equalized by a symbol rate T and a multi-channel adaptive equalizer, with the symbol length of the synchronization symbol being Ls, a range of ± L _s or more around each peak value. It is set to a value equal to or less than the product T · J with the number J.

前記同期点検出部では、検出された前記ピーク値を参照して同期点を求め、この同期点をもとに制御信号を介して前記スイッチ手段をＯＮの状態にし、予め定められたデータシンボルの系列長の時間を経過すると前記制御信号を介して前記スイッチ手段をＯＦＦの状態にする。前記スイッチ手段がＯＮの状態になると、受信信号はＱＰＳＫ復調部へ伝送され、ＱＰＳＫシンボルデータが出力される。 The synchronization point detection unit obtains a synchronization point with reference to the detected peak value, turns on the switch means via a control signal based on the synchronization point, and determines a predetermined data symbol. When the sequence length time elapses, the switch means is turned off via the control signal. When the switch means is turned on, the received signal is transmitted to the QPSK demodulator and QPSK symbol data is output.

（２）（１）の水中通信システムにおいて、前記同期シンボルは、バーカー符号又はＭ系列符号である。 (2) In the underwater communication system of (1), the synchronization symbol is a Barker code or an M-sequence code.

（３）（２）の水中通信システムにおいて、複数の前記受信チャンネルのそれぞれにおいて前記ピーク値を検出し、前記各チャンネルの前記ピーク値が最も大きいチャンネルにおける前記時間関数の、前記ピーク値の位置を同期点として検出して、前記同期点で全チャンネルのフレーム同期をとる。 (3) In the underwater communication system of (2), the peak value is detected in each of the plurality of reception channels, and the position of the peak value of the time function in the channel having the largest peak value of each channel is determined. Detection is performed as a synchronization point, and frame synchronization of all channels is performed at the synchronization point.

（４）（２）の水中通信システムにおいて、複数の前記受信チャンネルのそれぞれにおいて前記ピーク値を検出し、前記各チャンネルの前記時間関数のピーク値Ｐと、前記ピーク値の時間を含む一定時間範囲内における前記時間関数の平均値Ｍとの比Ｐ／Ｍを前記各チャンネルについて求め、前記比Ｐ／Ｍの値が最も大きい前記チャンネルにおける前記時間関数の、前記ピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、前記同期点で全チャンネルのフレーム同期をとる。 (4) In the underwater communication system according to (2), the peak value is detected in each of the plurality of reception channels, and a certain time range including the peak value P of the time function of each channel and the time of the peak value A ratio P / M with respect to the average value M of the time function is obtained for each channel, and the position of the peak value P of the time function in the channel having the largest value of the ratio P / M is used as a synchronization point. Detection is performed, and frame synchronization of all channels is performed at the synchronization point.

（５）（２）の水中通信システムにおいて、連続する２つの前記送信データフレームにおける前記同期点の時間間隔と、前記送信データフレームの送信間隔との差の絶対値が、予め定められた値より大きい場合に、該当のデータフレームについて送信側に再送要求する。 (5) In the underwater communication system of (2), the absolute value of the difference between the time interval of the synchronization point in the two consecutive transmission data frames and the transmission interval of the transmission data frame is determined from a predetermined value. If it is larger, a retransmission request is made to the transmitting side for the corresponding data frame.

（６）（２）の水中通信システムにおいて、連続する２つの前記送信データフレームにおける前記同期点の時間間隔と、前記送信データフレームの送信間隔との差の絶対値が、予め定められた値より大きい場合に、一つ目の前記送信データフレームの同期点と前記送信間隔から、二つ目の前記送信データフレームの同期点を決定してフレーム同期をとる。 (6) In the underwater communication system of (2), the absolute value of the difference between the time interval of the synchronization point and the transmission interval of the transmission data frame in two consecutive transmission data frames is determined from a predetermined value. If larger, the synchronization point of the second transmission data frame is determined from the synchronization point of the first transmission data frame and the transmission interval, and frame synchronization is established.

マルチパス・フェージング環境でも、簡単な構成の同期方式により、安定した同期を実現し、安定した通信が可能な水中通信方式及び水中通信システムを提供できる。 Even in a multipath fading environment, it is possible to provide an underwater communication system and an underwater communication system that can achieve stable synchronization by using a synchronization method with a simple configuration.

本発明の水中通信システムの実施例における受信側での信号処理を説明するブロック図。The block diagram explaining the signal processing by the side of a receiver in the Example of the underwater communication system of this invention. 本発明の実施例におけるデータフレームの構成を説明する図。The figure explaining the structure of the data frame in the Example of this invention. 本発明の水中通信システムの他の実施例における受信側での信号処理を説明するブロック図。The block diagram explaining the signal processing by the receiving side in the other Example of the underwater communication system of this invention. 本発明の他の実施例における同期点検出部の同期点決定方法を示すフローチャート図。The flowchart figure which shows the synchronization point determination method of the synchronization point detection part in the other Example of this invention. 本発明の他の実施例における同期点検出部の他の同期点決定方法を示すフローチャート図。The flowchart figure which shows the other synchronization point determination method of the synchronization point detection part in the other Example of this invention. 本発明の実施例における実験用データフレームの構成を示す図。The figure which shows the structure of the data frame for experiment in the Example of this invention. 本発明の実施例の相関演算部により得られる時間関数の実験結果を示す特性図。The characteristic view which shows the experimental result of the time function obtained by the correlation calculating part of the Example of this invention. 本発明の実施例における同期点比較の実験結果を示す特性表を示す図。The figure which shows the characteristic table | surface which shows the experimental result of the synchronous point comparison in the Example of this invention. 従来技術における水中通信システムでの超音波の伝搬を説明する図。The figure explaining propagation of the ultrasonic wave in the underwater communication system in a prior art. 従来技術における水中通信システムでの実験用送波音圧の振幅スペクトル例を示す図。The figure which shows the amplitude spectrum example of the experimental transmission sound pressure in the underwater communication system in a prior art. 従来技術における水中通信システムでの受信音圧の振幅スペクトル例を示す図。The figure which shows the amplitude spectrum example of the received sound pressure in the underwater communication system in a prior art.

符号の説明Explanation of symbols

１０…相関演算部、１１…バンドパスフィルタ、１２…直交検波部、１３Ａ…直交検波後の同相成分、１３Ｂ…直交検波後の直交成分、１４Ａ、１４Ｂ…マッチドフィルタ、１５Ａ、１５Ｂ…２乗計算部、１６Ａ…同相成分の自己相関結果、１６Ｂ…直交成分の自己相関結果、１７…相関性を示す時間関数、２０、２１…同期点検出部、３０、３１…制御信号、４０…スイッチ、５０…ＱＰＳＫ復調部、６０…マルチチャンネル適応等化器、７０…水中局、７１…送波器、８０…水上局、８１…受波器、８２…無線アンテナ、１００、１１１…データフレーム、１０１…同期シンボル系列、１０２…ＱＰＳＫシンボルデータ系列、１１０…実験用データフレーム、１１２…バーカー符号系列、１１３…データシンボル系列。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Correlation calculation part, 11 ... Band pass filter, 12 ... Quadrature detection part, 13A ... In-phase component after quadrature detection, 13B ... Quadrature component after quadrature detection, 14A, 14B ... Matched filter, 15A, 15B ... Square calculation 16A: In-phase component autocorrelation result, 16B: Quadrature component autocorrelation result, 17 ... Time function indicating correlation, 20, 21 ... Synchronization point detection unit, 30, 31 ... Control signal, 40 ... Switch, 50 QPSK demodulator, 60 Multichannel adaptive equalizer, 70 Underwater station, 71 Transmitter, 80 Water station, 81 Receiver, 82 Radio antenna, 100, 111 Data frame, 101 Synchronization symbol sequence, 102... QPSK symbol data sequence, 110 .. Experimental data frame, 112 .. Barker code sequence, 113.

Claims

ＱＰＳＫ変調を用いた水中通信方式であって、送信側では、ＱＰＳＫ送信データフレームの先頭の、ＱＰＳＫ信号の同相成分と直交成分のそれぞれに同一の同期シンボルを付加して送信し、受信側では、受信信号を直交検波し、前記直交検波後の同相成分と前記同期シンボルとの自己相関関数ｆと、前記直交検波後の直交成分と前記同期シンボルとの自己相関関数ｇとを求め、前記自己相関関数ｆの２乗と前記自己相関関数ｇの２乗とを加算して得られる時間関数ｓのピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、フレーム同期をとることを特徴とする水中通信方式。 It is an underwater communication system using QPSK modulation, and on the transmission side, the same synchronization symbol is added to each of the in-phase component and the quadrature component of the QPSK signal at the beginning of the QPSK transmission data frame and transmitted, and on the reception side, The received signal is subjected to quadrature detection, an autocorrelation function f between the in-phase component after the quadrature detection and the synchronization symbol, an autocorrelation function g between the quadrature component after the quadrature detection and the synchronization symbol, and an autocorrelation function g are obtained. An underwater communication system characterized by detecting the position of the peak value P of the time function s obtained by adding the square of the function f and the square of the autocorrelation function g as a synchronization point to achieve frame synchronization .

請求項１に記載の水中通信方式において、前記同期シンボルは、バーカー符号又はＭ系列符号であることを特徴とする水中通信方式。 The underwater communication system according to claim 1, wherein the synchronization symbol is a Barker code or an M-sequence code.

請求項１又は請求項２に記載の水中通信方式において、受信側では複数の受信チャンネルを具備しており、各チャンネルにおいて前記ピーク値Ｐを検出し、各チャンネルの前記ピーク値Ｐが最も大きいチャンネルにおける前記時間関数ｓの、前記ピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、前記同期点で全チャンネルのフレーム同期をとることを特徴とする水中通信方式。 3. The underwater communication system according to claim 1 or 2, wherein the receiving side has a plurality of receiving channels, the peak value P is detected in each channel, and the channel having the largest peak value P in each channel. The underwater communication system is characterized in that the position of the peak value P of the time function s is detected as a synchronization point, and frame synchronization of all channels is performed at the synchronization point.

請求項１又は請求項２に記載の水中通信方式において、受信側では複数の受信チャンネルを具備しており、前記時間関数ｓのピーク値Ｐと、前記ピーク値Ｐの時間を含む一定時間範囲内における前記時間関数ｓの平均値Ｍとの比Ｐ／Ｍを各チャンネルについて求め、前記比Ｐ／Ｍの値が最も大きいチャンネルにおける前記時間関数ｓの、前記ピーク値Ｐの位置を同期点として検出して、前記同期点で全チャンネルのフレーム同期をとることを特徴とする水中通信方式。 3. The underwater communication system according to claim 1 or 2, wherein the receiving side includes a plurality of receiving channels, and the peak value P of the time function s and the time of the peak value P are within a certain time range. A ratio P / M with respect to the average value M of the time function s in the channel is obtained for each channel, and the position of the peak value P of the time function s in the channel having the largest value of the ratio P / M is detected as a synchronization point. An underwater communication system characterized in that frame synchronization of all channels is performed at the synchronization point.

請求項１又は請求項２に記載の水中通信方式において、連続する２つの前記送信データフレームにおける前記同期点の時間間隔と、前記送信データフレームの送信間隔との差の絶対値が、予め定められた値より大きい場合に、該当のデータフレームについて送信側に再送要求することを特徴とする水中通信方式。 The underwater communication system according to claim 1 or 2, wherein an absolute value of a difference between a time interval of the synchronization point in two consecutive transmission data frames and a transmission interval of the transmission data frames is determined in advance. An underwater communication system, which requests retransmission of the corresponding data frame to the transmitting side when the value is larger than the specified value.

請求項１又は請求項２に記載の水中通信方式において、連続する２つの前記送信データフレームにおける前記同期点の時間間隔と、前記送信データフレームの送信間隔との差の絶対値が、予め定められた値より大きい場合に、一つ目の前記送信データフレームの同期点と前記送信間隔から、二つ目の前記送信データフレームの同期点を決定してフレーム同期をとることを特徴とする水中通信方式。 The underwater communication system according to claim 1 or 2, wherein an absolute value of a difference between a time interval of the synchronization point in two consecutive transmission data frames and a transmission interval of the transmission data frames is determined in advance. A frame synchronization is determined by determining the synchronization point of the second transmission data frame from the synchronization point of the first transmission data frame and the transmission interval. method.

請求項１又は請求項２に記載の水中通信方式において、適応等化器を備えることを特徴とする水中通信方式。 The underwater communication system according to claim 1 or 2, further comprising an adaptive equalizer.

請求項７に記載の水中通信方式において、前記適応等化器は１チャンネル又はマルチチャンネルの判定帰還形適応等化器であることを特徴とする水中通信方式。
8. The underwater communication system according to claim 7, wherein the adaptive equalizer is a one-channel or multi-channel decision feedback type adaptive equalizer.