JP2006093755A - フレーム同期方式 - Google Patents
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Abstract
【課題】ディジタル通信システムにおいて、マルチパスフェージング環境、低SNR環境、周波数オフセットが存在する環境にあっても正確な同期を実現するフレーム同期方式を提供する。
【解決手段】2種類の同期用系列によって生成される同期用プリアンブルと、第1のマッチドフィルタ、DBPSK復調部、第2のマッチドフィルタ、同期位置判定部より構成される同期回路を用いてフレーム同期を実現する。
【選択図】 なし
【解決手段】2種類の同期用系列によって生成される同期用プリアンブルと、第1のマッチドフィルタ、DBPSK復調部、第2のマッチドフィルタ、同期位置判定部より構成される同期回路を用いてフレーム同期を実現する。
【選択図】 なし
Description
本発明はディジタル通信システムのフレーム同期方式に関する。
ディジタル通信においては通信を開始する前にフレーム同期操作を行う必要がある。フレーム同期操作は送信機・受信機の間で既知の信号系列を用いて行われるのが一般的である。
図1に従来使用されていたフレーム同期方法を示す。従来法では図1(a)に示すように、データ系列の先頭に振幅0のシンボル(以降ヌルシンボル)を挿入したものを1つのフレームとして用いる。
従来方式のフレームについて移動平均処理を行うとその出力は図1(b)のようになる。移動平均出力はヌルシンボル区間の終端で最小値となり、ヌルシンボル区間の終了タイミング以降漸次上昇する。従って移動平均出力が最小値をとる時刻情報を利用することでフレーム同期が可能となる。
従来法では、移動平均出力の最小値から所定のレベルだけ大きい比較レベルという値を設ける。この比較レベルよりも移動平均出力が大きくなるタイミングを検出し、このタイミングを補正することで、ヌルシンボル区間の終了タイミングに一致したフレーム同期を得るようになっている(図1(c))。
特許公開平8−102769
伝送路の利得が時間的に変化しない静的なマルチパス環境では、移動平均出力の最小値はノイズの影響によってのみ変動し、その他の要因によって変動する可能性は低い。このため従来技術は、静的なマルチパス環境においては安定したフレーム同期を実現することが可能である。しかしながら、伝送路の信号電力対雑音電力比(Signal to Noise Ratio:SNR)が時間的に変化するマルチパスフェージング環境においては移動平均出力の最小値がノイズだけでなく伝送路の影響によっても変動するため、同期誤りを起こす可能性が高くなる。
また従来法では、移動平均処理を行う際に受信信号の電力を求めず電圧値を用いた加算を行っている。このためSNRが低い場合にも耐性を有するが、周波数同期誤りに起因する周波数オフセットに対しては耐性を有さない。一方、移動平均処理において電力値を用いた加算を行うと周波数オフセットに対しては耐性を持つが、SNRが低い場合には耐性を持たないことになる。
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、ディジタル通信システムにおいて、SNRが時間的に変化するマルチパスフェージング環境にあり、かつ、周波数オフセットが存在する場合においても正確な同期を実現するフレーム同期方式を提供することを目的とする。
本発明は上記の課題を解決するための1つ目の手段として以下のの手段をとる。すなわち1つ目の手段は、ディジタル通信システムのフレーム同期方式に関して、すぐれた自己相関特性を有する第1の同期用系列w1および第2の同期用系列w2’より構成される同期用プリアンブルを用いることを特徴とするフレーム同期方式である。
本発明は上記の課題を解決するための2つ目の手段として以下の手段をとる。すなわち2つ目の手段は、ディジタル通信システムのフレーム同期方式に関して、請求項1に記載のプリアンブルを先頭に持つ受信信号を入力とし、w1との相関をとる第1のマッチドフィルタおよびDBPSK復調部およびw2との相関を取る第2のマッチドフィルタおよび同期位置決定部から構成されるフレーム同期回路を用いることを特徴とするフレーム同期方式である。
本発明は、上述のフレーム同期方式を用いることにより、マルチパスフェージング環境下、かつ、周波数オフセットが大きな環境下においても高精度なフレーム同期処理が可能となる。
以下、本発明の実施形態について説明する。
まずプリアンブルの構成について説明する。本発明で用いるプリアンブルはすぐれた自己相関特性をもつ第1の同期用系列w1および第2の同期用系列w2’より構成されることを特徴とする。第1の同期用系列w1は系列の長さがN1であり、次式で与えられる。
第2の同期系列w2’は長さN2−1の系列w2によって与えられる。w2を次式に示す。但しw2(i)={+1,−1}(i=0、1、…、N2−2)である。
同期用プリアンブルSはw1、w2’を用いて次式で表現される。また、系列の長さはN1×N2となる。
w2(i)={+1、−1}より、DBPSK変調して得られるw2’もまたw2’(i)={+1、−1}(i=0,1,…,N2−1)である。したがってs0〜sN2−1の電力値は一定となるので、同期用プリアンブルsをAGC、AFC操作に使用することが可能となる。送信機では上述の方法で作成したプリアンブルを、送信するデータの先頭に付加して送信する。尚、系列w2には自己相関特性の優れた系列(例えばBarker系列等)を適用する。
次にフレーム同期回路について説明する。図2は本発明のフレーム同期回路の実施例である。ここでアンテナはアンテナ1〜アンテナnのn(但しn>=1)本としている。図2の回路はw1との相関を取るための第1のマッチドフィルタ(以降1stMF)211〜21n、DBPSK復調部221〜22n、最大比合成(MRC)部23、w2との相関を取るための第2のマッチドフィルタ(以降2ndMF)24、および同期位置判定部25よりなる。
図3に1stMF部211〜21nの構成を示す。1stMF部211〜21nは、遅延子311〜31N1−1、乗算器321〜32N1、加算器331〜33N1−1から成る。ここで乗算器321〜32N1の係数は同期用プリアンブルw1の複素共役である(図中の上付き*印は複素共役を意味する)。すなわち1stMF部211〜21nでは受信信号とw1との相互相関処理が行われる。
DBPSK復調部221〜22nでは、1stMF出力のDBPSK復調を行う。図 4にDBPSK復調器構成を示す。DBPSK復調器2121〜22nは遅延子41、複素共役演算部42、ミキサー43、乗算器44、実部演算部45より成る。遅延子41には、1stMF出力のN1サンプル前の信号が保持される。従ってDBPSK復調器の前段では現在の1stMF出力とそのN1サンプル前の時刻の信号を用いて遅延検波が行なわれる。遅延検波が行なわれた信号は、符号反転、実部演算が行われ最大比合成部へと送られる。DBPSK復調操作は周波数オフセットに対して耐性を持たせる為に行われる。
n個のDBPSK復調器出力は最大比合成部23において最大比合成が行われる。但し受信アンテナ数n=1の場合、最大比合成部23は省略してもよい。
図5は2ndMF部24の構成を示したものである。2ndMF部24は遅延子511〜51N2−2、乗算器521〜52N2−1、加算器531〜53N2−2から成る。ここで遅延子511〜51N2−2の遅延量は、w1の系列長N1である。また、乗算器521〜52N2−1には系列w2が与えられる。従って2ndMFでは最大比合成後の出力とw2との相互相関が行われ、最大比合成出力がw2と等しいとき、あるいは相似であるときにピーク値をとる。すなわち、同期用プリアンブルの末尾の時刻において2ndMF出力はピーク値をとることになる。
図6に判定部25の同期位置判定アルゴリズムを示す。時刻iにおける2ndMF出力をs(i)とする。判定部ではまず、s(i)が閾値thrを超えるかどうかを見る(601〜604)。
閾値thrを超えると、判定部はs(i)をmaxに、時刻iをPおよびτに保持する。次に、s(i)>maxなるs(i)を検出し、もしs(i)>maxなるs(i)があれば、maxおよびPを更新する。この操作をτ<i<τ+N1において行い、最終的に得られたPを同期位置とする(607〜611)。
すなわち判定部25では、2ndMF出力が閾値を超えた後のN1シンボルの間で2ndMF出力が最大となる時刻を同期位置と判定する。判定部においてこのようなアルゴリズムを用いるのは、マルチパス伝送路において減衰の最も小さいパスに同期タイミングを合わせるためである。
以上説明したように、本発明のフレーム同期方式では、自己相関特性の優れた系列w1と系列w2をDBPSK変調した系列w2’とのクロネッカー積によって得られるプリアンブルを用い、第1のマッチドフィルタにおいて系列w1との相関をとり、その後DBPSK復調を行い、第2のマッチドフィルタにおいて系列w2との相関を取ることによって得られる信号のピーク値を検出することで同期タイミングを検出する方式を採用している。これによりSNRに対してロバストなだけでなく、マルチパスフェージング環境や周波数オフセットが存在する環境においても耐性を持つフレーム同期方式が実現される。
211〜21n 第1のマッチドフィルタ
221〜12n DBPSK復調部
23 最大比合成部
24 第2のマッチドフィルタ
25 同期位置判定部
221〜12n DBPSK復調部
23 最大比合成部
24 第2のマッチドフィルタ
25 同期位置判定部
Claims (3)
- ディジタル通信システムのフレーム同期方式に関して、優れた自己相関特性を有する2種類の同期用系列より構成される同期用プリアンブルを用いることを特徴とするフレーム同期方式。
- 上記請求項1において、系列長N1の第1の同期用系列w1と、系列長N2−1の系列w2のDBPSK変調により得られる系列長N2なる第2の同期用系列w2’のクロネッカー積によって生成される同期用プリアンブルを用いることを特徴とするフレーム同期方式。
- ディジタル通信システムのフレーム同期方式に関して、請求項1に記載のプリアンブルを先頭に持つ受信信号を入力とし、w1との相関をとる第1のマッチドフィルタおよびDBPSK復調部および最大比合成部およびw2との相関を取る第2のマッチドフィルタおよび同期位置決定部から構成されるフレーム同期回路を用いることを特徴とするフレーム同期方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2004272711A JP2006093755A (ja) | 2004-09-21 | 2004-09-21 | フレーム同期方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2004272711A JP2006093755A (ja) | 2004-09-21 | 2004-09-21 | フレーム同期方式 |
Publications (1)
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JP2006093755A true JP2006093755A (ja) | 2006-04-06 |
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ID=36234358
Family Applications (1)
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JP2004272711A Pending JP2006093755A (ja) | 2004-09-21 | 2004-09-21 | フレーム同期方式 |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN114039623A (zh) * | 2021-10-22 | 2022-02-11 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种低载噪比的短突发扩频信号跟踪方法 |
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2004
- 2004-09-21 JP JP2004272711A patent/JP2006093755A/ja active Pending
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