JP2006074857A - Switching power unit, image forming apparatus, and power supply control method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電子写真方式のプリンタ、複写機等の画像形成装置に適用されるスイッチング電源装置に関する。特に、デジタル制御方式で電源の制御を行なうスイッチング電源装置及びその電源制御方法に関する。 The present invention relates to a switching power supply device applied to an image forming apparatus such as an electrophotographic printer or a copying machine. In particular, the present invention relates to a switching power supply apparatus that controls a power supply by a digital control method and a power supply control method thereof.
従来より、電源供給用トランスの１次巻線に対する印加電力をスイッチングするスイッチ手段のオン／オフのデューティを制御することによって上記トランスの２次巻線に出力を発生させて２次巻線側に接続された負荷に供給すると共に、出力の電圧又は電流をフィードバックすることにより、フィードバックされた出力電圧値又は出力電流値と各々に対応する目標値との差が小さくなるように上記スイッチ手段のオン／オフのデューティを制御する電源装置がある。 Conventionally, an output is generated in the secondary winding of the transformer by controlling the on / off duty of the switch means for switching the applied power to the primary winding of the power supply transformer so that the secondary winding side By supplying the connected load and feeding back the output voltage or current, the switch means is turned on so that the difference between the fed back output voltage value or output current value and the corresponding target value becomes small. There is a power supply device that controls the duty of / off.
この種の電源装置における上記スイッチ手段のオン／オフの制御は、一般に、スイッチ手段にＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅変調）信号を入力し、このＰＷＭ信号のデューティを制御することによって行われる。 In the power supply device of this type, on / off control of the switch means is generally performed by inputting a PWM (Pulse Width Modulation) signal to the switch means and controlling the duty of the PWM signal.
図１に、一般的なアナログ制御方式の高圧電源装置の構成を示す。図１に示す高圧電源装置１は、昇圧トランス２、整流回路３、検出回路４、制御回路５、スイッチ回路６、Ｄ／Ａ変換器７、ＯＮ／ＯＦＦ判定回路８を備えている。
FIG. 1 shows a configuration of a general analog control type high-voltage power supply device. A high-voltage
昇圧トランス２の１次巻線の一方の端子には図示しない外部の低圧安定化電源が接続されており、所定電圧値の直流電圧Ｖｉｎが印加される。
An external low-voltage stabilized power supply (not shown) is connected to one terminal of the primary winding of the step-
また、昇圧トランス２の１次巻線の他方の端子にはスイッチ回路６の出力端が接続され、昇圧トランス２の２次巻線の端子には整流回路３の入力端が接続されている。更に整流回路３の一方の出力端には出力端は出力負荷９に接続され、もう一方の出力端には検出回路４の入力端が接続される。
The output terminal of the
スイッチ回路６のオン／オフに応じて、昇圧トランス２の２次巻線側にエネルギーが伝わる。これによって発生した出力を直流とするため、整流回路３で整流、平滑化が行なわれ、直流成分とされた出力が負荷９に対して出力される。
Energy is transmitted to the secondary winding side of the step-
一方、検出回路４は、出力電圧を制御回路５内のレギュレーションＩＣやエラーアンプに入力できる電圧に変換する。なお、ここでは、電圧制御について説明するが、出力電流を電圧に変換（電流量を＋電圧に変換）して制御回路５に入力するものでもよい。
On the other hand, the
Ｄ／Ａ変換器７は、図示しないＭＣＵ（マシーンコントロールユニット）等のコントローラから入力されるＰＷＭ信号をＤ／Ａ変換し、アナログ信号に変換する。変換されたアナログ信号は、高圧電源装置１の出力目標値として制御回路５内のレギュレーションＩＣや、エラーアンプに入力される。
The D / A converter 7 D / A converts a PWM signal input from a controller such as an MCU (Machine Control Unit) (not shown) and converts it into an analog signal. The converted analog signal is input to the regulation IC in the
またＰＷＭ信号は、デューティからＰＷＭ信号のＯＮとＯＦＦを判定するＯＮ／ＯＦＦ判定回路８にも入力され、判定結果は制御回路５に入力される。
The PWM signal is also input to the ON /
アナログ制御方式の高圧電源装置１は次のように出力の制御を行なう。まず、出力電圧を検出回路４にて制御回路５内のレギュレーションＩＣやエラーアンプに入力できる電圧に変換（高圧を低圧に変換、また−出力ならば＋出力に変換）し、制御回路５に入力する。
The analog control type high-voltage
また、図示しないＭＣＵ等のコントローラからＰＷＭ信号を入力し、ＰＷＭ信号のデューティからＯＮ／ＯＦＦ判定回路８にてＯＮ／ＯＦＦの判定を行い、判定結果を制御回路５に入力し、またＰＷＭ信号のデューティからＤ／Ａ変換器７にて目標値（アナログ値）を生成し、制御回路５内のレギュレーションＩＣやエラーアンプに入力する。
Further, a PWM signal is input from a controller such as an MCU (not shown), ON / OFF determination is performed by the ON /
次に、得られた目標値と検出した検出値が一致するように制御回路５にて制御し、その結果に応じたＰＷＭ信号をスイッチ回路６に出力する。
Next, control is performed by the
スイッチ回路６は、制御回路５から出力されるＰＷＭ信号にてＯＮ／ＯＦＦの切り替えを行い、昇圧トランス２の２次側にＯＮ／ＯＦＦのデューティに従った出力を発生する。
The
発生した出力を検出回路４で検出し、制御回路５に入力する。以上の動作を繰り返し、検出値が目標値に一致するようにデューティの増減の制御を行なうことで出力の制御を行なう。
The generated output is detected by the
次に、デジタル制御方式の高圧電源装置について説明する。このデジタル制御方式は、ＣＰＵにてソフト的に制御を行なうものであり、アナログ制御回路部を必要とせず、回路構成を簡略化することができる。 Next, a digital control type high-voltage power supply device will be described. This digital control method is a software control by the CPU, and does not require an analog control circuit unit, and the circuit configuration can be simplified.
デジタル制御方式の高圧電源装置では、電源回路の出力モニタ値をＣＰＵにフィードバックし、その値が目標値に一致するようにＰＷＭ信号のデューティを制御し、その信号でスイッチ素子を駆動する。 In the digital control type high-voltage power supply device, the output monitor value of the power supply circuit is fed back to the CPU, the duty of the PWM signal is controlled so that the value matches the target value, and the switch element is driven by the signal.
特許文献１に開示されたデジタル制御方式の高圧電源装置の構成を図２に示す。図２に示すようにデジタル制御方式の高電圧電源装置は、高圧電源部２０と、この高圧電源部２０を制御するＭＣＵ１０とからなる。ＭＣＵ１０には、ＣＰＵ１１と、パルス発振器１２と、Ａ／Ｄ変換器１３とが設けられている。また高圧電源部２０には、昇圧トランス２１と、整流回路２２と、検出回路２３と、スイッチ回路２４とが設けられている。
FIG. 2 shows a configuration of a digital control type high-voltage power supply device disclosed in
デジタル制御方式の電源回路は次のように出力の制御を行なう。整流回路２２によって整流された出力電圧を検出回路２３にてＡ／Ｄ変換器１３に入力できる電圧に変換（高圧を 低圧に変換、また−出力ならば＋出力に変換）する。出力電流を検出回路にてＡ／Ｄ変換器１３に入力できる電圧に変換（電流量を＋電圧に変換）し、Ａ／Ｄ変換器１３に入力するものであってもよい。
The digital control type power supply circuit controls the output as follows. The output voltage rectified by the
検出回路２３によって検出された電圧値をＡ／Ｄ変換器１３にて必要なビット数のデジタル値に変換し、モニタ値としてＣＰＵ１１に入力する。ＣＰＵ１１は、予め設定されている目標値と検出して得られたモニタ値を予め決められた演算式で比較・演算を実施し、ＰＷＭ信号のデューティ値を設定する値を算出する。
The voltage value detected by the
パルス発振器１２は、ＣＰＵ１１によって設定された設定値に従ったデューティ値を持つＰＷＭ信号を生成する。得られたＰＷＭ信号にてスイッチ回路２４をＯＮ／ＯＦＦし、昇圧トランス２１の２次側にＯＮ／ＯＦＦのデューティに従った出力を発生する。
The pulse oscillator 12 generates a PWM signal having a duty value according to a set value set by the
発生した出力は、検出回路２３で検出し、上述した処理を繰り返すことでモニタ値が目標値に一致するようにデューティの増減制御を行なう。
The generated output is detected by the
また、特許文献２には、電圧検出部に抵抗値の異なる２個の抵抗と、それを切り替えるスイッチとを設け、スイッチによって抵抗値を切り替えることで制御上の精度を向上させた技術が開示されている。
しかしながら、上述したデジタル制御方式には以下に示す問題がある。第１に、出力モニタは検出回路２３で高圧を低圧に、−を＋に変換している。その際出力電圧のリップルや回路内でのノイズによりモニタ電圧にもノイズが発生する。また高圧電源部２０からＭＣＵ１０側にハーネスを通して送るため、その間でノイズが重畳することがある。それらのリップルはモニタの出力電圧に関係なくほぼ同じ電圧レベルのノイズが重畳することが多い。そのためモニタ電圧の絶対値が小さいほどノイズ(リップル)の影響を受けやすい。
However, the digital control method described above has the following problems. First, the output monitor converts a high voltage to a low voltage and − to + in the
第２に、出力モニター値をＡ／Ｄ変換器１３によりデジタル値に変換をしている。そのためアナログ制御と違いモニター値にはＡ／Ｄ変換器１３の能力による分解能があり端数は切り捨てられる。そのためモニタ電圧の絶対値が小さいほど切り捨てられる端数分の影響を受けやすい。 Second, the output monitor value is converted into a digital value by the A / D converter 13. Therefore, unlike the analog control, the monitor value has a resolution due to the ability of the A / D converter 13, and the fraction is rounded down. For this reason, the smaller the absolute value of the monitor voltage, the more likely it is to be affected by the fraction that is discarded.
第３に、通常Ａ／Ｄ変換器１３は誤差を持っている(例えば下位２ビットの誤差)。そのため、例えば１０ビットのＡ／Ｄ変換器１３の場合、モニター値は０〜１０２３のデジタル値に変換されるが±４の誤差を持つことになる。この値はモニタ値の大小に係わらず変わらないのでデジタル値が小さくなればなるほどその誤差の影響が大きくなっていく。 Third, the normal A / D converter 13 has an error (for example, an error of the lower 2 bits). Therefore, for example, in the case of the 10-bit A / D converter 13, the monitor value is converted into a digital value of 0 to 1023, but has an error of ± 4. Since this value does not change regardless of the monitor value, the smaller the digital value, the greater the effect of the error.
以上のようにデジタル制御方式の高圧電源装置の場合、モニタ電圧が小さくなればなるほど様々な外乱等により精度が悪くなるという問題がある。 As described above, in the case of a digital control type high-voltage power supply device, there is a problem that the accuracy decreases due to various disturbances or the like as the monitor voltage becomes smaller.
高圧電源においては、負荷のインピーダンス変動が大きいものに対して次のような問題点がある。例えば電力を印加する負荷が、画像形成装置に搭載された転写ロールのバイアストランスファロール（以下、ＢＴＲと表記する）の場合、環境によりインピーダンスが大きく変わる性質を持っている。高温多湿な場所では２０ＭΩ、低温乾燥の場所では２００ＭΩというように１０倍程変動することがある。 A high-voltage power supply has the following problems with respect to a load with large impedance fluctuation. For example, when the load to which electric power is applied is a bias transfer roll (hereinafter referred to as BTR) of a transfer roll mounted on the image forming apparatus, the impedance has a property that varies greatly depending on the environment. There may be fluctuations of about 10 times, such as 20 MΩ in a hot and humid place and 200 MΩ in a low temperature drying place.
また、経時変化でもそのインピーダンスが変わる。そのため、ＢＴＲではあるタイミングで負荷測定(定電流制御の高圧電源装置である電流を印加し、その際の電源の出力電圧を電圧モニタにより測定しインピーダンスを計算する)を実施し、次からの印加電圧を決めている。 Also, the impedance changes with time. Therefore, the BTR performs load measurement at a certain timing (applying a current that is a high-voltage power supply device with constant current control, measuring the output voltage of the power supply with a voltage monitor and calculating the impedance), and applying the next The voltage is determined.
以上の点より高圧電源は広範囲の電圧可変範囲が求められている。例えば上述したＢＴＲの場合、印加する高圧電源は５００Ｖ〜６０００Ｖの可変範囲を持つものもある。その際、電圧モニタはＡ／Ｄ変換器の入力に適した電圧に設定する必要があり、例えば５Ｖｍａｘの場合は、出力６０００Ｖに対して電圧モニタを４Ｖになるように回路設計をする。５Ｖまで使用できないのは出力が６０００Ｖよりも大きくなった場合に判断できないため、マージンを持たせている。この場合、出力５００Ｖでは電圧モニター値は０．３３Ｖと非常に小さい値となり、上述した様々な外乱により精度が悪くなり、その結果出力５００Ｖでの制御が安定しないなどの問題がある。 From the above points, a high voltage power source is required to have a wide voltage variable range. For example, in the case of the above-described BTR, some high voltage power supplies to be applied have a variable range of 500V to 6000V. At that time, the voltage monitor needs to be set to a voltage suitable for the input of the A / D converter. For example, in the case of 5Vmax, the circuit design is made so that the voltage monitor is 4V with respect to the output of 6000V. Since it cannot be determined that the output cannot be used up to 5V when the output becomes larger than 6000V, a margin is provided. In this case, the voltage monitor value is as very small as 0.33 V at an output of 500 V, and the accuracy is deteriorated due to the various disturbances described above. As a result, there is a problem that the control at the output of 500 V is not stable.
また、特許文献２では、スイッチによって抵抗値を切り替える方法を提案しているが、スイッチの種類について言及していない。メカ的なスイッチであれば寿命及びその精度（チャタリングなど）が悪くまたコストも高い。また、半導体スイッチの場合はコストが非常に高くなるという欠点がある。また、スイッチの切替え（抵抗値の変更）は、出力停止時にしか出来ないという使用上の制約がある。さらに、スイッチを切り替えるための制御信号が必要となり、ＭＣＵ側のコストアップになる。
Further,
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、安価な方法で精度よく電圧制御することができるスイッチング電源装置、画像形成装置及び電源制御方法を提供することを目的とする。 SUMMARY An advantage of some aspects of the invention is that it provides a switching power supply apparatus, an image forming apparatus, and a power supply control method capable of accurately performing voltage control with an inexpensive method.
かかる目的を達成するために本発明のスイッチング電源装置は、電源の出力に応じた検出値を出力する検出手段と、前記検出値と目標値とを比較して、前記出力を目標値に近づける制御を行なう制御手段とを有し、前記検出手段は、検出感度の異なる少なくとも２種類以上の前記検出値を出力する構成を備えている。検出値の値が小さい範囲ではノイズなどの外乱による変動の影響が大きいが、検出感度の高い検出値を使用することでこれらの影響を少なくすることができ、安価な方法で精度よく電源を制御することができる。 In order to achieve such an object, the switching power supply device of the present invention includes a detection unit that outputs a detection value corresponding to the output of the power supply, and a control that compares the detection value with the target value and brings the output closer to the target value. And a control means for outputting at least two types of detection values having different detection sensitivities. Although the influence of fluctuations due to noise and other disturbances is large in the range where the detection value is small, these influences can be reduced by using detection values with high detection sensitivity, and the power supply can be controlled accurately with an inexpensive method. can do.
上記のスイッチング電源装置において、前記検出手段は、前記電源の供給する電圧に応じて前記検出感度の異なる少なくとも２種類以上の電圧値を出力する電圧検出手段と、前記電源の供給する電流に応じて前記検出感度の異なる少なくとも２種類以上の電圧値を出力する電流検出手段との少なくとも１つを含むとよい。電圧検出手段と電流検出手段の少なくとも１つを含んでいるので、これらの手段によって電源の出力を検出することができる。 In the above-described switching power supply device, the detection unit is configured to output at least two types of voltage values having different detection sensitivities according to a voltage supplied from the power source, and according to a current supplied from the power source. It is preferable to include at least one of current detection means for outputting at least two types of voltage values having different detection sensitivities. Since at least one of the voltage detection means and the current detection means is included, the output of the power source can be detected by these means.
上記のスイッチング電源装置において、前記制御手段は、前記目標値に応じて前記検出値の前記検出感度を選択し、該選択した検出感度の前記検出値を使用して前記電源の出力が定電圧となるように制御している。目標値に応じた検出感度の検出値を使用しているので、外乱による変動の影響を少なくすることが可能となり、安価な方法で精度よく電源を制御することができる。 In the above switching power supply device, the control means selects the detection sensitivity of the detection value according to the target value, and the output of the power supply is a constant voltage using the detection value of the selected detection sensitivity. It is controlled to become. Since the detection value of the detection sensitivity corresponding to the target value is used, the influence of fluctuation due to disturbance can be reduced, and the power supply can be accurately controlled by an inexpensive method.
上記のスイッチング電源装置において、前記電源の出力する電流が一定となるように定電流制御を行い、前記検出手段の前記検出値に応じて前記検出感度を選択し、該選択した検出感度の前記検出値を使用して前記電源の供給する電圧を測定し、前記電源を供給する負荷のインピーダンスを測定するとよい。外乱による変動の影響を少なくすることが可能となり、安価な方法で精度よく電源を制御することができる。 In the above switching power supply device, constant current control is performed so that the current output from the power supply is constant, the detection sensitivity is selected according to the detection value of the detection means, and the detection of the selected detection sensitivity is performed. The voltage supplied by the power source may be measured using the value, and the impedance of the load that supplies the power source may be measured. The influence of fluctuation due to disturbance can be reduced, and the power supply can be accurately controlled by an inexpensive method.
上記のスイッチング電源装置において、前記電圧検出手段は、前記電源の出力する出力電圧を分圧し、第１の検出感度の前記検出値を出力する第１分圧器と、前記第１分圧器の出力を分圧し、第２の検出感度の前記検出値を出力する第２分圧器とを有する構成としている。また、前記電流検出手段は、前記電源の出力する出力電流に応じた電圧を分圧し、第１の検出感度の前記検出値を出力する第１分圧器と、前記第１分圧器の出力を分圧し、第２の検出感度の前記検出値を出力する第２分圧器とを有する構成としている。 In the above switching power supply device, the voltage detection unit divides an output voltage output from the power supply, and outputs a detection value of a first detection sensitivity, and an output of the first voltage divider. And a second voltage divider for dividing the pressure and outputting the detection value of the second detection sensitivity. The current detecting means divides a voltage corresponding to an output current output from the power source, and divides an output of the first voltage divider and a first voltage divider that outputs the detected value of the first detection sensitivity. And a second voltage divider that outputs the detection value of the second detection sensitivity.
本発明の画像形成装置は、請求項１から６のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置を備えているとよい。精度よく電圧制御することができる画像形成装置を提供することができる。
The image forming apparatus of the present invention may include the switching power supply device according to any one of
本発明の電源制御方法は、電源の出力に応じた検出値を出力するステップと、前記検出値と目標値とを比較して、前記出力を目標値に近づける制御を行なうステップとを有し、前記検出値を出力するステップは、検出感度の異なる少なくとも２種類以上の前記検出値を出力する。検出値の値が小さい範囲ではノイズなどの外乱による変動の影響が大きいが、検出感度の高い検出値を使用することでこれらの影響を少なくすることができ、安価な方法で精度よく電源を制御することができる。 The power supply control method of the present invention includes a step of outputting a detection value corresponding to the output of the power supply, and a step of performing a control for comparing the detection value with a target value to bring the output close to the target value. The step of outputting the detection value outputs at least two types of detection values having different detection sensitivities. Although the influence of fluctuations due to noise and other disturbances is large in the range where the detection value is small, these influences can be reduced by using detection values with high detection sensitivity, and the power supply can be controlled accurately with an inexpensive method. can do.
本発明は、安価な方法で常時低圧側から高圧側の状態を検出し、またその間をまたぐ電位変動等も精度よく制御できる。 The present invention can always detect the state from the low pressure side to the high pressure side by an inexpensive method, and can accurately control the potential fluctuation and the like across the state.
添付図面を参照しながら本発明の最良の実施例を説明する。 The best embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
まず、図３を参照しながら本実施例の構成を説明する。本実施例のスイッチング電源装置は、負荷４６に供給する高圧電力を生成する高圧電源部４０と、所定の直流電圧を生成する直流電源３４と、装置全体の動作を制御する主制御部３０とを備え、画像形成装置に搭載されている。
First, the configuration of the present embodiment will be described with reference to FIG. The switching power supply according to the present embodiment includes a high voltage
高圧電源部４０は、昇圧トランス４１、整流平滑回路４２、電圧検出回路４３、電流検出回路４４、スイッチ回路４５を備えている。
The high-voltage
昇圧トランス４１の1次巻線側の一端には、スイッチ回路４５の出力端が接続されており、もう一端には直流電源３４の出力端が接続されている。直流電源３４によって生成した直流電圧Ｖｉｎは、昇圧トランス４１の1次巻線に印加される。 The output end of the switch circuit 45 is connected to one end of the step-up transformer 41 on the primary winding side, and the output end of the DC power supply 34 is connected to the other end. A DC voltage Vin generated by the DC power supply 34 is applied to the primary winding of the step-up transformer 41.
また昇圧トランス４１の２次巻線の端子は、整流平滑回路４２の入力端に接続されている。更に、整流平滑回路４２の３つの出力端のうち２つの出力端は各々電圧検出回路４３、電流検出回路４４の入力端に接続されている。 The terminal of the secondary winding of the step-up transformer 41 is connected to the input terminal of the rectifying / smoothing circuit 42. Further, two of the three output terminals of the rectifying / smoothing circuit 42 are connected to the input terminals of the voltage detection circuit 43 and the current detection circuit 44, respectively.
電圧検出回路４３は、それぞれＳ／Ｎ比の違う２種類のモニタＶｍｏｎ１，Ｖｍｏｎ２を出力しており、電流検出回路４４もそれぞれＳ／Ｎ比の違う２種類のモニタＩｍｏｎ１，Ｉｍｏｎ２を出力している。 The voltage detection circuit 43 outputs two types of monitors Vmon1 and Vmon2 having different S / N ratios, and the current detection circuit 44 also outputs two types of monitors Imon1 and Imon2 having different S / N ratios. .
主制御部３０は、ＣＰＵ３１と、パルス発振器３２と、Ａ／Ｄ変換器３３とを備えており、更にＣＰＵ３１は演算器（不図示）を備えている。
The
ＣＰＵ３１の出力端はパルス発振器３２の入力端に、ＣＰＵ３１の入力端はＡ／Ｄ変換器３３の出力端に、パルス発振器３２の出力端はスイッチ回路４５の入力端に各々接続されている。従って、スイッチ回路４５にはパルス発振器３２によって生成したＰＷＭ信号（ＰＷＭ）を入力することができる。
The output terminal of the CPU 31 is connected to the input terminal of the
また、Ａ／Ｄ変換器３３の４つの入力端には各々電圧検出回路４３からの２Ｌｉｎｅ、電流検出回路４４からの２Ｌｉｎｅの出力端が接続されている。従って、ＣＰＵ３１には電圧検出回路によって生成した電圧モニタ信号が示す電圧モニタ値（Ｖｍｏｎ１，Ｖｍｏｎ２）電流検出回路によって生成した電流モニタ信号が示す電流モニタ値（Ｉｍｏｎ１，Ｉｍｏｎ２）をデジタル値として入力することができる。 The four input terminals of the A / D converter 33 are connected to the two line output terminals from the voltage detection circuit 43 and the two line output terminals from the current detection circuit 44, respectively. Therefore, the CPU 31 receives the voltage monitor value (Vmon1, Vmon2) indicated by the voltage monitor signal generated by the voltage detection circuit and the current monitor value (Imon1, Imon2) indicated by the current monitor signal generated by the current detection circuit as a digital value. Can do.
図４に、図３に示すスイッチング電源装置の回路図を示す。昇圧トランスＴ１の一次側は、一方を直流電源３４に接続し、電圧Ｖｉｎを印加されている。また昇圧トランスＴ１のもう一方の入力端は、スイッチ素子Ｑ１に接続されている。 FIG. 4 shows a circuit diagram of the switching power supply device shown in FIG. One side of the primary side of the step-up transformer T1 is connected to the DC power source 34, and the voltage Vin is applied thereto. The other input terminal of the step-up transformer T1 is connected to the switch element Q1.
スイッチ素子Ｑ１は主制御部３０からＰＷＭ信号（ＰＷＭ）を入力し、ＰＷＭ信号によってＯＮ／ＯＦＦを切り替える。それに伴い昇圧トランスＴ１の１次巻線に印加される直流電圧がスイッチングされ、２次巻線側に昇圧された交流電圧が誘起される。交流電圧は、ダイオードＤとコンデンサＣとからなる整流平滑回路４２により整流平滑され、負荷４６へと供給される。ここでは出力電圧は０〜６０００Ｖまで出力する回路とする。
The switch element Q1 receives a PWM signal (PWM) from the
電圧検出回路４３は、抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ１及び可変抵抗（ボリウム）ＶＲ１との分圧で高圧から低圧へと変換している。その後バッファ５１を介して主制御部３０内のＡ／Ｄ変換器３３に接続されるＶｍｏｎ２と、分圧後バッファ５１、５２を介した後、抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ３及び可変抵抗ＶＲ３とで分圧し、Ａ／Ｄ変換器３３に接続されるＶｍｏｎ１がある。ここではＶｍｏｎ２は出力が＋３０００Ｖの時に５Ｖになるように抵抗Ｒ１、可変抵抗（ボリウム）ＶＲ１の定数を決める。またＶｍｏｎ１は出力が＋６０００Ｖの時４．５Ｖになるように抵抗Ｒ２、Ｒ３、可変抵抗（ボリウム）ＶＲ３の定数を決める。この関係を図６に示す。
The voltage detection circuit 43 converts the voltage from a high voltage to a low voltage by dividing the resistance R10, the resistance R1, and the variable resistance (volume) VR1. After that, Vmon2 connected to the A / D converter 33 in the
電流検出回路４４は、正出力のためＯＰアンプＵ１を介して抵抗Ｒ５と可変抵抗（ボリウム）ＶＲ５を流れる電流から低電圧へとしている。その後、主制御部３０内のＡ／Ｄ変換器３３に接続されるＩｍｏｎ２と、変換後、バッファ５４を介した後、抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ７及び可変抵抗ＶＲ７とで分圧し、Ａ／Ｄ変換器３３に接続されるＩｍｏｎ１がある。ここではＩｍｏｎ２は出力が＋５０μＡの時４Ｖになるように抵抗Ｒ５、可変抵抗（ボリウム）ＶＲ５の定数を決める。またＩｍｏｎ１は出力が＋７００μＡの時４．５Ｖになるように抵抗Ｒ６、Ｒ７、可変抵抗（ボリウム）ＶＲ７の定数を決める。この関係を図７に示す。
The current detection circuit 44 changes the current flowing through the resistor R5 and the variable resistor (volume) VR5 from the current through the OP amplifier U1 to a low voltage for a positive output. Thereafter,
なお、回路構成として、図５に示すように電圧検出回路４３の検出電圧を分圧する回路５５を主制御部３０側に設けたものであってもよい。同様に電流検出回路４４の検出電流に対応する電圧を分圧する回路５６を主制御部３０側に設けてもよい。
As a circuit configuration, a circuit 55 for dividing the detection voltage of the voltage detection circuit 43 as shown in FIG. 5 may be provided on the
次にスイッチング電源装置の動作について説明する。ここでは高圧電源は正出力の定電圧制御を行ない、また負荷測定時には正出力の定電流制御を行う場合について説明する。まずは、図８に示すフローチャートを参照しながら定電圧制御時の動作を説明する。なお、ここでは出力電圧が５００〜２５００ＶまではＶｍｏｎ２、２５００〜６０００ＶまではＶｍｏｎ１を用いて制御を行なう場合について説明する。まず、ＣＰＵ３１は、出力電圧の目標値Ｖｔａｒｇｅｔ（以下、Ｖｔａｒと表記する）（デジタル値で０〜９２１）を受取る。スイッチング電源装置を画像形成装置に搭載している場合には、画像形成装置全体の動作を司るＭＣＵによって設定された目標値Ｖｔａｒを受け取る。また、図示しない表示操作装置からオペレートしてもよい（ステップＳ１）。
Next, the operation of the switching power supply device will be described. Here, a case will be described in which the high-voltage power source performs positive output constant voltage control, and also performs positive output constant current control during load measurement. First, the operation during constant voltage control will be described with reference to the flowchart shown in FIG. Here, a description will be given of a case where control is performed using Vmon2 when the output voltage is 500 to 2500V, and Vmon1 when the output voltage is 2500 to 6000V. First, the CPU 31 receives an output voltage target value Vtarget (hereinafter referred to as Vtar) (
次に、ＣＰＵ３１は、受取った出力目標値Ｖｔａｒが「３８４」（２５００Ｖに対応したデジタル値）よりも大きいか小さいかの判断を行う（ステップＳ２）。Ｖｔａｒが「３８４」よりも大きい場合（ステップＳ２／ＹＥＳ）、ＣＰＵ３１は、目標モニタ値に出力電圧の目標値Ｖｔａｒをそのまま設定し（ステップＳ３）、Ｖｍｏｎ１を取り込む（ステップＳ４）。また、Ｖｔａｒが「３８４」よりも小さい場合には（ステップＳ２／ＮＯ）、出力電圧の目標値Ｖｔａｒを２．２２倍した値を目標モニタ値として設定し（ステップＳ８）、Ｖｍｏｎ２を取り込む（ステップＳ９）。 Next, the CPU 31 determines whether the received output target value Vtar is larger or smaller than “384” (digital value corresponding to 2500 V) (step S2). When Vtar is larger than “384” (step S2 / YES), the CPU 31 sets the output voltage target value Vtar as it is as the target monitor value (step S3), and takes in Vmon1 (step S4). If Vtar is smaller than “384” (step S2 / NO), a value obtained by multiplying the output voltage target value Vtar by 2.22 is set as a target monitor value (step S8), and Vmon2 is captured (step S8). S9).
次に、ＣＰＵ３１は、目標モニタ値と、Ｖｍｏｎ１又はＶｍｏｎ２を比較し、予め決められた制御アルゴリズムに従ってＰＷＭ信号をオンさせるデューティ比を決定する（ステップＳ５）。この制御アルゴリズに関しては、特開２０００−１３４９２７号公報に開示がある。 Next, the CPU 31 compares the target monitor value with Vmon1 or Vmon2, and determines a duty ratio for turning on the PWM signal according to a predetermined control algorithm (step S5). This control algorithm is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-134927.
ＣＰＵ３１は、決定した信号オンのデューティ比に従ったＰＷＭ信号をパルス発振器３２により発生させる（ステップＳ６）。スイッチ回路４５は、ＰＷＭ信号のデューティに従ってＯＮ／ＯＦＦを切り替え、それに伴った出力電圧が発生する。
The CPU 31 causes the
このように本実施例では出力電圧をモニタするＶｍｏｎを２種類にわけ、検出感度の異なる少なくとも２種類以上の検出値を出力するようにしたことで、５００〜２５００Ｖの間のモニタ電圧の値を大きく取ることが可能となり、ノイズやＡ／Ｄ変換器３３の誤差などの外乱による変動の影響を小さくすることが可能となった。 Thus, in this embodiment, there are two types of Vmon for monitoring the output voltage, and by outputting at least two or more types of detection values with different detection sensitivities, the monitor voltage value between 500 and 2500 V can be set. Thus, it is possible to reduce the influence of fluctuations caused by disturbances such as noise and errors of the A / D converter 33.
次に、図９及び図１０に示すフローチャートを参照しながら電源が電力を共有する出力負荷４６のインピーダンス測定（以下、負荷測定とも呼ぶ）時の動作手順を説明する。なお、ここでは、定電流制御を３４μＡで実施し、その際の出力電圧を５００〜２５００ＶまではＶｍｏｎ２、２５００〜６０００ＶまではＶｍｏｎ１を取り込んで負荷測定を行う場合について説明する。
Next, an operation procedure at the time of impedance measurement (hereinafter also referred to as load measurement) of the
まず、ＣＰＵ３１は、出力電流の目標値（デジタル値で０又は５５７）を受取る。スイッチング電源装置を画像形成装置に搭載している場合には、画像形成装置全体の動作を司るＭＣＵによって設定された目標値を受け取る。また、図示しない表示操作装置からオペレートしてもよい（ステップＳ１１）。
First, the CPU 31 receives a target value of output current (
次に ＣＰＵ３１は、受け取った出力目標値が「５５７」（３４μＡに対応したデジタル値）の場合、目標モニタ値に「５５７」をセットする（ステップＳ１２）。次に、ＣＰＵ３１は、サンプリング回数をカウントするカウント値ｉを１に設定し（ステップＳ１３）、Ｉｍｏｎ２をＡ／Ｄ変換器３３から取り込む（ステップＳ１４）。ＣＰＵ３１は、取り込んだＩｍｏｎ２を目標モニタ値と比較して予め決められた制御アルゴリズムに従ってＰＷＭ信号の信号オンのデューティ比を決定する（ステップＳ１５）。なお、制御アルゴリズムに関しては、特開２０００−１３４９２７号公報に開示がある。次に、ＣＰＵ３１は、決定した信号オンデューティ比に従うＰＷＭ信号をパルス発振器３２からさせる（ステップＳ１６）。ＰＷＭ信号のデューティ比に従ってスイッチ回路４５は、ＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、それに伴った出力電流が発生する。
Next, when the received output target value is “557” (digital value corresponding to 34 μA), the CPU 31 sets “557” as the target monitor value (step S12). Next, the CPU 31 sets a count value i for counting the number of samplings to 1 (step S13), and takes in Imon2 from the A / D converter 33 (step S14). The CPU 31 compares the acquired Imon2 with the target monitor value and determines the duty ratio of the signal on of the PWM signal according to a predetermined control algorithm (step S15). The control algorithm is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-134927. Next, the CPU 31 causes the
この制御を繰り返している間に所定のサンプリング時間で電圧検出を行い、負荷測定を行なう（ステップＳ１７）。この手順を図１０に示すフローチャートを参照しながら説明する。まずＣＰＵ３１は、Ｖｍｏｌ１を読み込み（ステップＳ２１）、その値が「３８４」よりも大きい場合は（ステップＳ２２／ＹＥＳ）、Ｖｍｏｎ１の値をそのまま取り込み、ある所定の負荷測定プログラムにて負荷測定を行う（ステップＳ２３）。また、読み込み値が「３８４」よりも小さい時は（ステップＳ２２／ＮＯ）、Ｖｍｏｎ２を読み込み（ステップＳ２４）、ある所定の負荷測定プログラムにて負荷測定を行う（ステップＳ２５）。出力負荷４６のインピーダンスを測定する。
While this control is repeated, voltage detection is performed at a predetermined sampling time, and load measurement is performed (step S17). This procedure will be described with reference to the flowchart shown in FIG. First, the CPU 31 reads Vmol1 (step S21), and if the value is larger than “384” (step S22 / YES), the CPU 31 takes in the value of Vmon1 as it is and performs load measurement with a predetermined load measurement program (step S22 / YES). Step S23). If the read value is smaller than “384” (step S22 / NO), Vmon2 is read (step S24), and the load is measured by a predetermined load measurement program (step S25). The impedance of the
負荷測定が終了すると、サンプリング回数ｉを１インクリメントし（ステップＳ１８）、ｉの値が６０を超えるまでこの処理を繰り返し行なう（ステップＳ１９）。 When the load measurement is completed, the sampling count i is incremented by 1 (step S18), and this process is repeated until the value of i exceeds 60 (step S19).
このように本実施例では出力電圧をモニタするＶｍｏｎを２種類にわけ、検出感度の異なる少なくとも２種類以上の検出値を出力するようにしたことで、５００〜２５００Ｖの間のモニタ電圧の値を大きくとることが可能となり、ノイズやＡ／Ｄ変換器３３の誤差などの外乱による変動の影響を小さくすることが可能となり、負荷測定の精度向上になる。 Thus, in this embodiment, there are two types of Vmon for monitoring the output voltage, and by outputting at least two or more types of detection values with different detection sensitivities, the monitor voltage value between 500 and 2500 V can be set. It becomes possible to make large, and it becomes possible to reduce the influence of the fluctuation | variation by disturbances, such as a noise and the error of the A / D converter 33, and to improve the precision of load measurement.
なお、上述した実施例は本発明の好適な実施例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施可能である。 The above-described embodiment is a preferred embodiment of the present invention. However, the present invention is not limited to this, and various modifications can be made without departing from the scope of the present invention.
２、２１、４１ 昇圧トランス
３、２２ 整流回路
４、２３ 検出回路
５ 制御回路
６、２４、４５ スイッチ回路
７ Ｄ／Ａ変換器
８ ＯＮ／ＯＦＦ判定回路
９、２５、４６ 出力負荷
１０ ＭＣＵ
１１、３１ ＣＰＵ
１２、３２ パルス発振器
１３、３３ Ａ／Ｄ変換器
４２ 整流平滑回路
４３ 電圧検出回路
４４ 電流検出回路
2, 21, 41 Step-up
11, 31 CPU
12, 32 Pulse oscillator 13, 33 A / D converter 42 Rectifier smoothing circuit 43 Voltage detection circuit 44 Current detection circuit
Claims (8)
前記検出値と目標値とを比較して、前記出力を目標値に近づける制御を行なう制御手段とを有し、
前記検出手段は、検出感度の異なる少なくとも２種類以上の前記検出値を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。 Detection means for outputting a detection value corresponding to the output of the power supply;
Control means for comparing the detected value with a target value and performing control to bring the output closer to the target value;
The switching power supply device characterized in that the detection means outputs at least two types of detection values having different detection sensitivities.
前記検出値と目標値とを比較して、前記出力を目標値に近づける制御を行なうステップとを有し、
前記検出値を出力するステップは、検出感度の異なる少なくとも２種類以上の前記検出値を出力することを特徴とする電源制御方法。
Outputting a detection value according to the output of the power supply;
A step of comparing the detected value with a target value and controlling the output to approach the target value;
The step of outputting the detection value outputs at least two types of the detection values having different detection sensitivities.
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