JP2006067700A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】軽負荷時の循環電流を減少させ損失を低減し消費電力を低減するスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の両端に接続されトランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１との直列回路と、主スイッチの両端又はトランスの１次巻線の両端に接続され補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２との直列回路と、２次巻線５ｂの両端に接続され重負荷時に飽和し軽負荷時に不飽和状態になる可飽和リアクトルＳＬ１と、主スイッチがオン時に２次巻線の電圧を整流した第１整流素子Ｄ３の電圧と主スイッチがオフ時に３次巻線５ｃの電圧を整流した第２整流素子Ｄ４の電圧とを平滑する平滑素子Ｃ５と、主スイッチがオフ時に４次巻線５ｄの電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ５，Ｃ６と、主スイッチと補助スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路１０を備え、制御回路は軽負荷時に主スイッチのオンデューティを制御することにより第２出力を低下させる。
【選択図】図１５

Description

本発明は、高効率、小型、低ノイズなスイッチング電源装置に関し、特に、軽負荷時の消費電力を低減する技術に関する。

待機時における消費電力を低減する装置として、図１７に示す電源装置が知られている。この電源装置は、図１７に示すように、直流電源Ｖｄｃ１の両端に接続される第１コンバータ８１と直流電源Ｖｄｃ１の両端に接続される第２コンバータ８２からなる電源回路により構成されている。第１コンバータ８１の出力には第１負荷８３が接続され、第１出力を出力し、第２コンバータ８２の出力には第２負荷８４が接続され、第２出力を出力する。

第１コンバータ８１は、図１８に示すように、稼動時及び待機時に必要な第１出力（第１出力電圧及び第１出力電流）を第１負荷８３に出力する電源回路である。第２コンバータ８２は、稼動時のみ必要な第２出力を第２負荷８４に出力する電源回路であり、図１８に示すように、外部からの待機信号により、稼動時に第２出力（第２出力電圧）を第２負荷８４に出力し、待機時に第２出力を第２負荷８４に出力しない。

この電源装置にあっては、出力の大きな稼動電源、即ち第２コンバータ８２を待機時には動作させないことから、待機時の損失を低減できる。

また、図１９に従来のこの種のスイッチング電源装置の回路構成図を示す（特許文献１）。図１９に示すスイッチング電源装置は、アクティブクランプを用いたフライバック回路であり、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線Ｐ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線Ｐの両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなる補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。

主スイッチＱ１の両端には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる並列回路が接続されている。補助スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２が接続されている。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は、制御回路１００のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。

また、トランスＴの１次巻線ＰとトランスＴの２次巻線Ｓとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｓ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ５とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１００は、負荷ＲＬの出力電圧に基づき、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなる制御信号を生成するとともに、出力電圧が所定の電圧となるように制御する。

次に、このように構成されたスイッチング電源装置の動作を図２０及び図２１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２０では、重負荷時での動作波形を示し、図２１では、軽負荷時での動作波形を示し、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ１ｇを示し、補助スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、補助スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ２ｇを示している。

まず、時刻ｔ_３１において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れ、トランスＴの１次巻線Ｐにエネルギーが蓄えられる。電流Ｑ１ｉは、時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに増大していく。

次に、時刻ｔ_３２において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオフすると、トランスＴの１次巻線Ｐに蓄えられたエネルギーは、コンデンサＣ１を充電させる。そして、コンデンサＣ１の電圧とコンデンサＣ２の電圧とが等しくなったときダイオードＤ２がオンし、そのエネルギーはコンデンサＣ２に蓄えられる。

即ち、時刻ｔ_３２〜時刻ｔ_３３において、Ｐ→Ｄ２→Ｃ２→Ｐと電流が流れる。このダイオードＤ２に電流が流れている期間は、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖが略ゼロであり補助スイッチＱ２をオンすることで補助スイッチＱ２をゼロ電圧スイッチングさせることができる。このとき、Ｓ→Ｄ５→Ｃ５→Ｓと電流が流れ、出力にエネルギーのほとんどが放出される。

そして、トランスＴの１次巻線Ｐに蓄えられたエネルギーがコンデンサＣ２に移動した後も（時刻ｔ_３３〜時刻ｔ_３４）、補助スイッチＱ２がオンしているので、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ→Ｃ２と電流Ｑ２ｉが流れ、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴの１次巻線Ｐに移動する。

次に、時刻ｔ_３４（時刻ｔ_３１も同じ）において、補助スイッチＱ２をオフすると、１次巻線Ｐに蓄えられていたエネルギーでＰ→Ｖｄｃ１→Ｃ１→Ｐで電流が流れて、コンデンサＣ１（主スイッチＱ１）が放電して電圧が低下していく。放電が終了した後に主スイッチＱ１をオンすることで、主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせることができる。

従って、コンデンサＣ２とコンデンサＣ５とはトランスＴの巻数比を介して同値であり、これは負荷が変動しても変化しない。コンデンサＣ２の電圧は、入力電圧と主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２とが交互にオン／オフするならばそのデューティにより決定され（トランスＴの正負の電圧の積分値はゼロ）、これも負荷電流に依存しない。このため、フライバック方式（トランスＴの１次巻線と２次巻線とが逆相となっている方式）では、図２０及び図２１に示すように、負荷電流（負荷の変動）に関係なく、オン／オフのデューティは一定である。
特開２００２−３６９５２０号公報

しかし、図１７に示す電源装置にあっては、複数の電源回路を必要とするため、回路が複雑化し、コストが高くなり、実装面積が増大する。

また、図２１に示すように、負荷の変動に関係なく、オン／オフのデューティは一定であり、軽負荷時にかなり大きな循環電流が流れている。この循環電流は補助スイッチＱ２の時刻ｔ_３５〜時刻ｔ_３４までの時間ＴＭにおける電流や主スイッチＱ１の時刻ｔ_３１〜時刻ｔ_３２までの時間ＴＭにおける電流で、この電流のゼロクロス点（例えば時刻ｔ_３３）が時間ＴＭのほぼ中央近くにあり、励磁エネルギーとフライバックエネルギーとがほぼ等しい。この循環電流による損失により、軽負荷時の効率低下を招く。

本発明は、より簡単な回路構成で、軽負荷時及び待機時の消費電力を低減できるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線の両端に接続され、重負荷時に飽和し、軽負荷時に不飽和状態になる可飽和リアクトルと、前記主スイッチがオン時に前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流する第１整流素子と、前記主スイッチがオフ時に前記トランスの３次巻線に発生した電圧を整流する第２整流素子と、前記第１整流素子で整流された電圧と前記第２整流素子で整流された電圧とを平滑し得られた第１出力を第１負荷に供給する平滑素子と、前記主スイッチがオフ時に前記トランスの４次巻線に発生した電圧を整流平滑し得られた第２出力を第２負荷に供給する整流平滑回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、前記制御回路は、軽負荷時に前記主スイッチのオンデューティを制御することにより前記第２出力を低下させることを特徴とする。

請求項２の発明では、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記トランスの２次巻線に直列にスイッチ素子を接続し、該スイッチ素子は、外部からの待機信号によりオンし、前記第２出力を低下させることを特徴とする。

請求項３の発明では、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記平滑素子の出力電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、軽負荷時に、前記誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値に基づき前記主スイッチのオン時間を短く制御するパルス幅制御手段とを備えることを特徴とする。

請求項４の発明では、請求項３記載のスイッチング電源装置において、軽負荷時に、前記誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が前記主スイッチの予め定めた最小オン時間に対応するしきい値に達したときに前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を低下させる周波数制御信号を生成する周波数制御手段を有し、前記パルス幅制御手段は、前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成することを特徴とする。

請求項５の発明では、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記トランスは、中央脚と２つの側脚との３脚により磁気回路が形成されたコアを有し、前記２つの側脚の一方の側脚にはギャップが形成され、前記中央脚には前記１次巻線と前記３次巻線及び４次巻線とが密結合させて巻回され、前記２つの側脚の他方の側脚には前記２次巻線が巻回されていることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設け、該部分により前記可飽和リアクトルを構成したことを特徴とする。

請求項１の発明によれば、重負荷時には、可飽和リアクトルを飽和させることにより、トランスの励磁インダクタンスを減少させ、主スイッチがオン時にトランスの励磁インダクタンスにエネルギーを蓄え、主スイッチがオフ時にトランスの励磁インダンタンスに蓄えられたエネルギーを３次巻線から第２整流素子及び平滑素子を介して第１負荷に供給し、軽負荷時には、主スイッチのオンデューティが制御され、可飽和リアクトルが不飽和状態になることにより、励磁インダクタンスを増大させ、主スイッチがオン時に２次巻線から第１整流素子及び平滑素子を介して第１負荷に電力を供給するので、軽負荷時の循環電流が減少し、損失が低減でき、軽負荷時の消費電力を低減することができる。

また、重負荷時には、主スイッチがオフ時にトランスの４次巻線の電圧を整流平滑して第２出力を第２負荷に供給し、軽負荷時には、主スイッチのオンデューティが制御されることで、コンデンサの電圧が低下するため、第２出力の電圧が低下する。即ち、稼動時のみ必要な第２出力の電圧を低下させるので、より簡単な回路構成で、軽負荷時の消費電力を低減できる。

請求項２の発明によれば、トランスの２次巻線に直列に接続されたスイッチ素子は、外部からの待機信号によりオンし、第２出力の電圧を低下させるので、待機時の消費電力を低減できる。

請求項３の発明によれば、パルス幅制御手段が、軽負荷時に、誤差電圧生成手段で生成された誤差電圧信号の値に基づき主スイッチのオン時間を短く制御するので、軽負荷時の循環電流が減少し、損失が低減でき、軽負荷時の消費電力を低減することができる。

請求項４の発明によれば、周波数制御手段は、軽負荷時に、誤差電圧信号の値が主スイッチの予め定めた最小オン時間に対応するしきい値に達したときに誤差電圧信号の値に応じてスイッチング周波数を低下させるので、スイッチング損失が低減できる。

請求項５の発明によれば、１次巻線と３次巻線及び４次巻線とが密結合させて巻回されているので、１次巻線と３次巻線及び４次巻線間のリーケージインダクタンスを小さくでき、また、２つの側脚の一方の側脚に２次巻線が巻回されているので、１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを大きくできる。

請求項６の発明によれば、トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたので、該部分のみを飽和させることにより可飽和リアクトルを構築できる。

以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。実施の形態に係るスイッチング電源装置は、重負荷時には、可飽和リアクトルを飽和させることにより、トランスの励磁インダクタンスを減少させ、主スイッチがオン時に励磁インダクタンスにエネルギーを蓄え、主スイッチがオフ時にトランスの励磁インダンタンスに蓄えられたエネルギーを負荷に供給（リバース動作）し、軽負荷時には、主スイッチのオンデューティを小さくし、可飽和リアクトルが不飽和状態（飽和の解除）になることにより、励磁インダクタンスを増大させ、主スイッチがオン時に負荷に電力を供給することにより、損失を低減するとともに、フライバック巻線のみから出力される出力回路の電圧を低下させさらに損失を低減させ軽負荷時及び待機時の消費電力を低減することを特徴とする。即ち、アクティブクランプを用いたフライバック方式のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）共振型の電源装置の特徴である低ノイズ、高効率を維持しつつ、軽負荷時及び待機時の消費電力を低減することを特徴とする。

図１は実施例１のスイッチング電源装置の等価回路の構成図である。図１に示すスイッチング電源装置の等価回路において、第１トランスＴ１と第２トランスＴ２とが設けられ、第１トランスＴ１の１次巻線５ａ１（巻数ｎ１）と第１トランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とは同相に巻回されている。第２トランスＴ２の１次巻線５ａ２（巻数ｎ１）と第１トランスＴ１の１次巻線５ａ１とは逆相に巻回され且つ直列に接続されている。第２トランスＴ２の３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）と第１トランスＴ１の１次巻線５ａ１とは逆相に巻回されている。第１トランスＴ１の１次巻線５ａ１と１次巻線５ａ２との直列回路の両端には、リアクトルＬ１が接続されている。

１次巻線５ａ１と１次巻線５ａ２との接続点と直流電源Ｖｄｃ１の正極との間にはリアクトルＬ２が接続されている。リアクトルＬ１と１次巻線５ａ２との接続点と直流電源Ｖｄｃ１の負極との間には、ＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続されている。

リアクトルＬ２と１次巻線５ａ１とリアクトルＬ１との直列回路の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなる補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。

主スイッチＱ１の両端には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる並列回路が接続されている。補助スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２が接続されている。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。

なお、補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路は、リアクトルＬ２と１次巻線５ａ１とリアクトルＬ１との直列回路の両端に接続する代わりに、主スイッチＱ１の両端に接続しても良い。ダイオードＤ１は、主スイッチＱ１の寄生ダイオードであっても良く、ダイオードＤ２は、補助スイッチＱ２の寄生ダイオードであっても良い。また、コンデンサＣ１は、主スイッチＱ１の寄生コンデンサであっても良い。

また、トランスＴ１の２次巻線５ｂの両端には可飽和リアクトルＳＬ１が接続されており、この可飽和リアクトルＳＬ１は、重負荷時に飽和して、トランスＴ１の励磁インダクタンスを減少させ、軽負荷時に不飽和状態になり、励磁インダクタンスを増大させるようになっている。

トランスＴ１の２次巻線５ｂの両端には、ダイオードＤ３（本発明の第１整流素子に対応）とコンデンサＣ５（本発明の平滑素子に対応）とからなる整流平滑回路が接続されている。トランスＴ２の３次巻線５ｃの一端は、２次巻線５ｂとコンデンサＣ５との接続点に接続され、３次巻線５ｃの他端は、ダイオードＤ４（本発明の第２整流素子に対応）を介してダイオードＤ３とコンデンサＣ５との接続点に接続されている。ダイオードＤ３とダイオードＤ４とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路は、２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を第１負荷ＲＬ１に出力する。

また、トランスＴ２の１次巻線５ａ２とトランスＴ２の４次巻線５ｄ（巻数ｎ４）とは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ２の４次巻線５ｄの両端にはダイオードＤ５とコンデンサＣ６とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路の直流出力を第２出力として第２負荷ＲＬ２に出力する。

制御回路１０は、第１負荷ＲＬ１の出力電圧に基づき、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなる制御信号を生成するとともに、第１出力電圧が所定の電圧となるように制御する。

制御回路１０は、軽負荷時に主スイッチＱ１のオンデューティ（オン時間の比率）が低下するように制御する。また、制御回路１０は、主スイッチＱ１の最小オン時間（本発明のしきい値としての基準電圧Ｖ_１に対応）を規定することにより、軽負荷時における出力電圧の上昇を検出することにより、さらに軽負荷時にスイッチング周波数を低下させる。

このため、制御回路１０は、比較回路１１、発振器１３、コンパレータ１５、インバータ２０、ローサイドドライバ２３、ハイサイドドライバ２５を備えている。

図２は実施例１のスイッチング電源装置に設けられた制御回路の具体的な回路構成図であり、図２（ａ）は基本的回路、図２（ｂ）は変形例の回路である。図２（ａ）に示す比較回路１１（本発明の誤差電圧生成手段に対応）は、誤差増幅器１１１と、コンパレータ１１３とからなる。誤差増幅器１１１は、コンデンサＣ５の電圧が−端子に入力され、基準電圧Ｖ_０が＋端子に入力され、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧Ｖ_０との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。また、誤差増幅器１１１は、フィードバック信号ＦＢが所定値未満の値から基準電圧Ｖ_１までの範囲内になった場合には軽負荷であるとして、フィードバック信号をコンパレータ１５に出力する。

コンパレータ１１３は、誤差増幅器１１１からのフィードバック信号ＦＢが−端子に入力され、基準電圧Ｖ_１が＋端子に入力され、出力端子と電源Ｖｃｃとの間に抵抗Ｒ４が接続され、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に更なる軽負荷であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３（本発明の周波数制御手段に対応）を構成するＶＣＯ１３１に出力する。

ＶＣＯ１３１は、電圧値に応じた周波数を持つ信号を発生する電圧制御発振器であり、コンパレータ１１３からＨレベルを入力したとき、即ち、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号（本発明の周波数制御信号に対応）を生成する。

コンパレータ１５（本発明のパルス幅制御手段に対応）は、誤差増幅器１１１からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、ＶＣＯ１３１からの三角波信号が−端子に入力され、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、インバータ２０及びローサイドドライバ２３に出力する。

図２（ｂ）に示す変形例の回路は、スイッチング周波数を一定周波数から可変周波数に切り替える別の回路例を示している。図２（ｂ）では、コンパレータ１１３の代わりに増幅器１１３ａを用い、増幅器１１３ａの−端子が基準電圧Ｖ_１に接続され、＋端子が誤差増幅器１１１の出力側に接続されている。フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１より大きいときは、増幅器１１３ａの出力は、飽和状態（例えば電源電圧値）となるため、ＶＣＯ１３１は一定周波数を出力する。フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１より小さくなると、増幅器１１３ａの出力は、電源電圧値より低下するため、その出力値に応じた周波数がＶＣＯ１３１より出力される。

ローサイドドライバ２３は、コンパレータ１５からのパルス信号を主スイッチＱ１のゲートに印加して主スイッチＱ１を駆動する。インバータ２０は、コンパレータ１５からのパルス信号を反転してハイサイドドライバ２５に出力する。ハイサイドドライバ２５は、インバータ２０からの信号を補助スイッチＱ２のゲートに印加して補助スイッチＱ２を駆動する。

次に、このように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を図３乃至図６に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

図３は実施例１のスイッチング電源装置の重負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。図４は実施例１のスイッチング電源装置の重負荷時で且つ主スイッチがターンオン時（図３のＡ部の詳細）の各部における信号のタイミングチャートである。図５は実施例１のスイッチング電源装置の重負荷時で且つ主スイッチがターンオフ時（図３のＢ部の詳細）の各部における信号のタイミングチャートである。図６は実施例１のスイッチング電源装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。

なお、図３乃至図６において、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、補助スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉ、ダイオードＤ３に流れる電流Ｄ３ｉ、ダイオードＤ４に流れる電流Ｄ４ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ１ｇ、補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ２ｇを示している。

最初に、図３乃至図５を参照して、重負荷時の動作を説明する。重負荷時には、スイッチング周波数を一定とし、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２の各デューティを制御するものとする。

まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１３）において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオンする。重負荷時においては、リアクトルＬ１に流れる電流が連続するために、可飽和リアクトルＳＬ１は、直流励磁されるため、飽和して低インピーダンスとなる。このため、トランスＴ１の励磁インダクタンスを減少させ、リアクトルＬ１は、トランスＴ２の１次巻線５ａ２に並列に接続される。従って、トランスＴ１の２次巻線５ｂの電圧は、減少するため、ダイオードＤ３は、カットオフ状態となり、ダイオードＤ３には電流Ｄ３ｉは流れず、第１負荷ＲＬ１へ電力は供給されない。

また、ダイオードＤ４は、逆バイアスとなるため、時刻ｔ_１〜ｔ_２において、電流Ｄ４ｉはゼロである。同様に、電流Ｄ５ｉもゼロである。このとき、Ｖｄｃ１→Ｌ２→５ａ２（５ａ１→Ｌ１）→Ｑ１→Ｖｄｃ１と主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れ、この電流Ｑ１ｉは時間の経過ととも時刻ｔ_２まで直線的に増加していく。このとき、トランスＴ２の励磁インダクタンス及びリアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる。なお、時刻ｔ_１〜ｔ_２において、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは時間の経過ととも時刻ｔ_２まで直線的に増加していき、補助スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉはゼロである。

次に、時刻ｔ_２（時刻ｔ_２１〜ｔ_２２）において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオフすると、Ｌ１→Ｃ１→Ｖｄｃｌ→Ｌ２→５ａ１→Ｌ１の経路で電流が流れて、コンデンサＣ１が充電されて主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。そして、コンデンサＣ１の電圧とコンデンサＣ２の電圧とが等しくなったときダイオードＤ２に電流Ｄ２ｉが流れて、コンデンサＣ２が充電される。このダイオードＤ２に電流Ｄ２ｉが流れている期間中は、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖが略ゼロであり補助スイッチＱ２をオンすることで補助スイッチＱ２をゼロ電圧スイッチングさせることができる。

そして、コンデンサＣ２の電圧が上昇し、３次巻線５ｃの電圧が出力電圧と等しくなった場合には、ダイオードＤ４がオンする。このため、５ｃ→Ｄ４→Ｃ５→５ｃと電流Ｄ４ｉが流れ、励磁インダクタンスのエネルギーは、出力に放出される。即ち、励磁インダクタンスのエネルギーとリアクトルＬ１のエネルギーは、ダイオードＤ４を介して第１出力として第１負荷ＲＬ１に供給される。ダイオードＤ４の電流Ｄ４ｉは、時刻ｔ_２〜ｔ_３において、コンデンサＣ２とリアクトルＬ２との共振作用により正弦波状に上昇する。また、これと同時にダイオードＤ５がオンし、５ｄ→Ｄ５→Ｃ６→５ｄと電流が流れて、第２出力が第２負荷ＲＬ２に供給される。そして、主スイッチＱ１がオン時のダイオードＤ３の電流Ｄ３ｉと主スイッチＱ１がオフ時のダイオードＤ４の電流Ｄ４ｉとの和により、第１出力電圧は、所定値に保たれる。このとき、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は、Ｖｃ２＝第１出力電圧×ｎ１／ｎ２であり、第２出力電圧Ｖｏ２は、Ｖｏ２＝Ｖｃ２×ｎ４／ｎ１となる。

次に、補助スイッチＱ２に電流が流れている状態で、補助スイッチＱ２をオフすると、Ｌ２→Ｖｄｃ１→Ｃ１→Ｌ１→５ａ１→Ｌ２と電流が流れて、コンデンサＣ１（主スイッチＱ１）が放電する。そして、コンデンサＣ１の電圧がゼロ電圧となった時に、ダイオードＤ１がオンする。この状態において、主スイッチＱ１をオンすることで主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせることができる。

ここで、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は、Ｖｃ２＝Ｔ２（ｎ１）／Ｔ２（ｎ３）×出力電圧である。Ｔ２（ｎ１）はトランスＴ２の１次巻線５ａ２の巻数を示し、Ｔ２（ｎ３）はトランスＴ２の３次巻線５ｃの巻数を示す。また、Ｖｃ２＝Ｖｄｃ１×Ｔｏｎ／Ｔである。Ｔはパルス信号の周期であり、Ｔｏｎはパルス信号の１周期内のオン時間（オン幅）である。このため、主スイッチＱ１のオンデューティにより出力電圧を制御でき、リアクトルＬ１に流れる電流は、連続的となる。

また、４次巻線５ｄには、主スイッチＱ１がオフした時に、Ｖｃ２×ｎ４／ｎ１の電圧が出力され、ダイオードＤ５を介して第２負荷ＲＬ２に第２出力が出力される。

次に、図６、図７を参照して、軽負荷時の動作を説明する。負荷を軽くした場合には、リアクトルＬ１の電流は、不連続となり、可飽和リアクトルＳＬ１は、不飽和状態になり、高インピーダンスとなる。従って、主スイッチＱ１がオンした時には、Ｖｄｃ１→Ｌ２→５ａ１→Ｌ１→Ｑ１→Ｖｄｃ１の経路で電流Ｑ１ｉが流れて、２次巻線５ｂに電圧が発生する。このため、５ｂ→Ｄ３→Ｃ５→５ｂの経路で電流Ｄ３ｉが流れ、第１負荷ＲＬ１にエネルギーが供給される。

電流Ｑ１ｉは、リアクトルＬ１で制限されるが、直線的に上昇して、第１出力には、この電流Ｑ１ｉのＴ１（ｎ１）／Ｔ１（ｎ２）倍の電流が第１負荷ＲＬ１に供給される。出力電流とこの電流の平均値が等しくなるよう制御されるため、出力電流が減少した場合、つまり、第１出力電圧が所定電圧よりも高くなった場合には、主スイッチＱ１のオンデューティを小さくする。

このときには、誤差増幅器１１１は、図７に示すように、フィードバック信号ＦＢが所定値未満の値から基準電圧Ｖ_１までの範囲内になった場合に軽負荷であるとして、フィードバック信号ＦＢをコンパレータ１５に出力する。コンパレータ１５は、誤差増幅器１１１からのフィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成する。

図７に示すように、フィードバック信号ＦＢが所定値ＦＢ１であるときには、パルス信号のオン時間は例えばＴｏｎ１であるが、フィードバック信号ＦＢが所定値ＦＢ１未満の値から基準電圧Ｖ_１までの範囲内になった場合には、パルス信号のオン時間は例えばＴｏｎ２，Ｔｏｎ３となり、主スイッチＱ１のオン時間が順次短くなる。即ち、制御回路１０は、第１出力電圧を所定値にするために、主スイッチＱ１のオンデューティを小さくする。

また、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は、主スイッチＱ１のオン時間Ｔｏｎが短くなることにより低下する。その結果、主スイッチＱ１がオフ時でもダイオードＤ４はオンせず、ダイオードＤ３のみから電力が第１出力として第１負荷ＲＬ１に出力される。このように、主スイッチＱ１のオン時間が短くなるために、励磁電流（循環電流）が減少し、損失が減少するので、軽負荷時の消費電力を低減することができる。

また、軽負荷時（待機時）では、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は、非常に低くなるため、主スイッチＱ１がオフ時でもダイオードＤ５はオンせず、第２出力電圧＝Ｖｃ２×ｎ４／ｎ１であることから、第２出力電圧は、低下してゼロに近くなる。出力電力と第２出力電圧との関係を図１２に示す。

また、可飽和リアクトルＳＬ１は、軽負荷時には、不飽和状態であるので、トランスの励磁インダクタンスによるインピーダンスは、高くなり、励磁電流は、少なくなり、効率を改善できる。

次に、本発明のスイッチング電源装置を液晶ＴＶに使用した場合の例を説明する。第１出力を第１負荷ＲＬ１としてのチューナ、ロジック回路等（待機時必要な回路）に接続（電圧の種類が複数の場合には第１出力と同様な回路を複数必要とする。）し、第２出力を第２負荷ＲＬ２としての冷陰極放電管のインバータに接続する。

稼動時（重負荷時）においては、出力電圧は大きいため、可飽和リアクトルＳＬ１は飽和し、図１３に示すように、第１出力には所定の電圧（第１出力電圧）が出力され、第２出力には所定の電圧（第２出力電圧）が出力される。

一方、待機時には、インバータが停止し、ロジック回路の消費電力も減少するため、可飽和リアクトルＳＬ１は不飽和状態となり、２次巻線５ｂのみから電力が供給される。このため、主スイッチＱ１のオンデューティが低下するため、コンデンサＣ２の電圧が低下し、図１３に示すように、第２出力電圧も低下する。インバータは停止状態であるが、インバータの制御回路等により、電流が流れているため、第２出力電圧を低下させることにより、待機時の損失が低減され、効率が改善される。

次に、軽負荷時で且つフィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった時に、即ち、主スイッチＱ１の予め定めた最小オン時間以下になった時にスイッチング周波数を低下させる動作について説明する。

まず、制御回路１０が主スイッチＱ１のオン時間の最小時間（ｔｏｎ４）を規定し、それ以上短くならないように制御すると、さらに、軽負荷時になった場合には、コンデンサＣ５の出力電圧が上昇傾向となる。このとき、比較回路１１は、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧Ｖ_０との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。また、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に、さらに軽負荷であるとして例えばＨレベルを発振器１３に出力する。

次に、発振器１３は、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に、比較回路１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号を生成する。例えば、図７に示すように、フィードバック信号ＦＢの電圧がＶ_１，Ｖ_２のように低下していくに従って、図８に示すように、スイッチング周波数をｆ_１，ｆ_２のように低下させていく。このことは、図１０に示すように、通常（定常負荷、重負荷時）では、スイッチング周波数が例えば１００ＫＨｚであり、軽負荷時には負荷率に応じてスイッチング周波数を低下させることに相当する。

図９に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がＶ_１の場合には、電圧Ｖ_１に対応する周波数ｆ_１の三角波信号により、周波数ｆ_１のパルス信号が生成され、フィードバック信号ＦＢの値が電圧Ｖ_２の場合には、電圧Ｖ_２に対応する周波数ｆ_２の三角波信号により、周波数ｆ_２のパルス信号が生成される。即ち、軽負荷時には、主スイッチＱ１のオン時間が最小時間で一定となるとともに、スイッチング周波数を低下するので、さらにスイッチング損失を低減することができる。

また、発振器１３において、図１１に示すように、スイッチング周波数の下限を可聴周波数よりわずかに高い周波数（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、負荷率に応じてこの周波数まで低下した場合には、パルス幅変調により制御し、さらに、周波数が低下した場合には、バーストモードに移行させる。バーストモードとは、周波数が例えば５０〜１００Ｈｚで３パルスくらいのバーストが挿入されたものである。このように動作させることにより、可聴周波数でのトランスＴ１，Ｔ２のウナリを防止できるとともに、さらなる軽負荷時でのスイッチング損失を低減できる。

このように、実施例１のスイッチング電源装置によれば、ゼロ電圧スイッチングが適用でき、共振作用により電圧の立ち上がり、立下りも緩やかとなり、低ノイズ、高効率なスイッチング電源装置を提供できる。また、軽負荷時の循環電流を減少させることにより損失を低減でき、軽負荷時の消費電力を低減することができる。さらに、軽負荷時及び待機時にスイッチング周波数を低下させることにより、更に効率が向上でき、装置の待機時の消費電力を大幅に削減できる。

また、４次巻線５ｄとダイオードＤ５とコンデンサＣ６とからなる第２出力回路からなる簡単な回路構成で、稼動時のみ第２出力を出力するので、軽負荷時の消費電力を低減することができる。

（トランスの構成例）
図１に示すスイッチング電源装置における、トランスＴ１の１次巻線５ａ１、トランスＴ２の１次巻線５ａ２を同一巻数とし、リアクトルＬ１を２次側に移動すれば、トランスＴ１とトランスＴ２の１次巻線を共通化できる。このように構成したトランスの例を図１４に示す。

図１４に示すトランスは、中央脚２０ａと２つの側脚２０ｂ，２０ｃを有するコア２を有する。コア２の側脚２０ｂには僅かなギャップ２１ｂが形成されている。コア２の中央脚２０ａには、１次巻線５ａと３次巻線５ｃ及び４次巻線５ｄが密結合させて巻回されている。このため、１次巻線５ａと３次巻線５ｃ及び４次巻線５ｄ間のリーケージインダクタンスは小さく、このリーケージインダクタンスがリアクトルＬ２に相当する。

２次巻線５ｂは、コア２の側脚２０ｃに巻回されている。即ち、ギャップ２１ｂを設けるとともに、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間が疎結合になっているので、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスは大きい。また、ギャップ２１ｂを設けたので、大きなリーケージインダクタンスを得ることができる。このリーケージインダクタンスがリアクトルＬ１に相当する。また、中央脚２０ａ及び側脚２０ｃにはギャップが設けられていないので、ギャップに蓄えられるエネルギーがなくなるから、軽負荷時の効率が良くなる。

リアクトルＬ１，Ｌ２にリーケージインダクタンスを用いることにより、全ての巻線を１つのトランスで構成できるので、トランスを小型化することができる。

また、２次巻線５ｂのコア２の一部に凹部２３ａ，２３ｂを設け、この凹部２３ａ，２３ｂによりコア２の断面積を減じて、その部分のみ飽和させることにより、可飽和リアクトルＳＬ１を構築できる。なお、凹部は側脚２０ｃの一部にあってもよい。

図１４に示すトランスを使用した場合のスイッチング電源装置の回路構成図を図１５に示す。図１５に示すスイッチング電源装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、リアクトルＬ２とトランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１との直列回路が接続されている。２次巻線５ｂには直列にリアクトルＬ１が接続され、２次巻線５ｂとリアクトルＬ１との直列回路の両端には、可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。

図１６は実施例２のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１６に示す実施例２のスイッチング電源装置は、図１５に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、リアクトルＬ１と３次巻線５ｃの一端との間にスイッチ素子ＳＷを接続し、スイッチ素子ＳＷは、重負荷時（稼動時）に外部からの待機信号によりオフし、軽負荷時（待機時）に待機信号によりオンする。スイッチ素子ＳＷは、リアクトルＬ１と３次巻線５ｃの一端との間に設ける代わりに、トランスＴ１の２次巻線５ｂとダイオードＤ３のアノードとの間に設けても良い。

なお、その他の構成は、図１５に示す実施例１のスイッチング電源装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

このように構成された実施例２のスイッチング電源装置によれば、稼動時にはスイッチ素子ＳＷはオフするので、ダイオードＤ３に電流が流れず、主スイッチＱ１がオフ時に、ダイオードＤ４からの電流により第１負荷ＲＬ１に第１出力が供給され、ダイオードＤ５からの電流により第２負荷ＲＬ２に第２出力が供給される。このため、稼動時には電力に関係なく、第１出力及び第２出力のそれぞれに所定の電圧を出力させることができる。

また、待機時には、外部からの待機信号によりスイッチ素子ＳＷがオンする。待機時の動作は、実施例１のスイッチング電源装置の待機時の動作と同じであるので、その説明は省略する。

本発明のスイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

実施例１のスイッチング電源装置の等価回路の構成図である。 実施例１のスイッチング電源装置に設けられた制御回路の具体的な回路構成図である。 実施例１のスイッチング電源装置の重負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１のスイッチング電源装置の重負荷時で且つ主スイッチがターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１のスイッチング電源装置の重負荷時で且つ主スイッチがターンオフ時の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１のスイッチング電源装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。 軽負荷時にフィードバック信号が低下したときにおけるパルス信号のディーティが小さくなる様子を示す図である。 フィードバック信号の電圧に応じて周波数を変化させる発振器の特性を示す図である。 軽負荷時に負荷率に応じて周波数を低下させたパルス信号のタイミングチャートである。 軽負荷時に負荷率に応じて周波数を変化させる特性を示す図である。 負荷率に応じてスイッチング周波数を変化させる第２の例を示す図である。 出力電力と第２出力電圧との関係を示す図である。 実施例１のスイッチング電源装置の稼動時及び待機時における第１出力及び第２出力を示すタイミングチャートである。 一体化したトランスの構造図である。 図１４に示す一体化したトランスを用いたスイッチング電源装置の回路構成図である。 実施例２のスイッチング電源装置の回路構成図である。 待機モード用のコンバータと稼動時モード用のコンバータとを備えた従来の電源装置の回路構成図である。 図１７に示す電源回路の稼動時及び待機時における第１出力及び第２出力を示すタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置の回路構成図である。 従来のスイッチング電源装置の重負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
１０，１００ 制御回路
Ｑ１ 主スイッチ
Ｑ２ 補助スイッチ
ＲＬ１ 第１負荷
ＲＬ２ 第２負荷
Ｌ１ リアクトル
Ｌ２ リアクトル
ＳＬ１ 可飽和リアクトル
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５，Ｃ６ コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ５ ダイオード
Ｔ，Ｔ１，Ｔ２ トランス
Ｐ，５ａ，５ａ１，５ａ２ １次巻線（ｎ１）
Ｓ，５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ ３次巻線（ｎ３）
５ｄ ４次巻線
ＳＷ スイッチ素子
１１ 比較回路
１３ 発振器
１５．１１３ コンパレータ
２０ インバータ
２３ ローサイドドライバ
２５ ハイサイドドライバ
１１１ 誤差増幅器
１３１ ＶＣＯ（電圧制御発振器）
２ コア
２０ａ 中央脚
２０ｂ，２０ｃ 側脚
２１ｂ ギャップ
２３ａ，２３ｂ 凹部
８１ 第１コンバータ
８２ 第２コンバータ
８３ 第１負荷
８４ 第２負荷

Claims (6)

1. 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記トランスの２次巻線の両端に接続され、重負荷時に飽和し、軽負荷時に不飽和状態になる可飽和リアクトルと、
   前記主スイッチがオン時に前記トランスの２次巻線に発生した電圧を整流する第１整流素子と、
   前記主スイッチがオフ時に前記トランスの３次巻線に発生した電圧を整流する第２整流素子と、
   前記第１整流素子で整流された電圧と前記第２整流素子で整流された電圧とを平滑し得られた第１出力を第１負荷に供給する平滑素子と、
   前記主スイッチがオフ時に前記トランスの４次巻線に発生した電圧を整流平滑し得られた第２出力を第２負荷に供給する整流平滑回路と、
   前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、
   前記制御回路は、軽負荷時に前記主スイッチのオンデューティを制御することにより前記第２出力を低下させることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記トランスの２次巻線に直列にスイッチ素子を接続し、該スイッチ素子は、外部からの待機信号によりオンし、前記第２出力を低下させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御回路は、
   前記平滑素子の出力電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、
   軽負荷時に、前記誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値に基づき前記主スイッチのオン時間を短く制御するパルス幅制御手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 軽負荷時に、前記誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が前記主スイッチの予め定めた最小オン時間に対応するしきい値に達したときに前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を低下させる周波数制御信号を生成する周波数制御手段を有し、
   前記パルス幅制御手段は、前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成することを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
5. 前記トランスは、中央脚と２つの側脚との３脚により磁気回路が形成されたコアを有し、前記２つの側脚の一方の側脚にはギャップが形成され、前記中央脚には前記１次巻線と前記３次巻線及び４次巻線とが密結合させて巻回され、前記２つの側脚の他方の側脚には前記２次巻線が巻回されていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
6. 前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設け、該部分により前記可飽和リアクトルを構成したことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。

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