JP2006050629A

JP2006050629A - 多重経路遅延推定を通じて等化器の性能を改善した、有無線通信のための受信器及びその受信方法

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Publication number: JP2006050629A
Application number: JP2005223330A
Authority: JP
Inventors: Sung-Hyun Hwang; ▲スン▼ 鉉黄
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2004-08-04
Filing date: 2005-08-01
Publication date: 2006-02-16
Also published as: US7532692B2; US20060029164A1; KR100585153B1; KR20060012780A

Abstract

【課題】多重経路遅延推定を通じて等化器の性能を改善した、有無線通信のための受信器及びその受信方法を提供する。
【解決手段】シンボル境界情報信号を利用して受信信号のディレイ分布値を推定し、推定されたディレイ分布値から、フィルタリングタップ長値及びフィルタリングステップサイズ値を決定するディレイ分布推定部と、フィルタリングタップ長値及びフィルタリングステップサイズ値を利用して、フィルタリング係数をアップデートして出力する係数アップデート部と、フィルタリング係数を利用して、受信信号の歪曲を補償して出力する等化器と、を備えることを特徴とする有無線通信のための受信器。
【選択図】図３

Description

本発明は、有無線通信システムに係り、特に改善された等化器を備える有無線通信のための受信器及びその受信方法に関する。

有無線通信のためのＬＡＮ（ＬｏｃａｌＡｒｅａＮｅｔｗｏｒｋ）に連結されたコンピュータ、移動通信端末機などのデバイスは、通信用信号を利用してデータを送受信する。例えば、このような通信用信号として、ＩＥＥＥ８０２．１１で定義されたＣＣＫ（ＣｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙＣｏｄｅＫｅｙｉｎｇ）信号は、２．４ＧＨｚ帯域で最大１１Ｍｂｐｓ程度の伝送速度で送受信処理される。

一般的に、送信器で送信された信号は多重経路チャンネル環境を通過し、多重経路でフェーディングされた信号が受信器で受信される。多重経路フェーディング現象によって信号のディレイ、それによる信号間干渉が発生し、そのような信号間干渉は伝送エラーを発生させ、受信器性能の劣化をもたらす。したがって、受信器では、多重経路を通じて発生した信号の歪曲、干渉及びエネルギの損失を補償するために等化技法を必要とする。ＣＣＫ信号のような無線ＬＡＮ信号に対する一般的な伝送理論については、特許文献１及び２に記載されている。

図１は、受信信号のチップ、シンボル、フレームを説明するための図である。図１を参照すると、例えば、ＣＣＫ信号をＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅ−ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）変調する時、一つのシンボルは８チップコードで構成され、各チップは、４つの位相を持つ信号成分で構成される。このような複数のシンボルは、一つのフレームを構成する。このような信号構成は、ＢＰＳＫ（ＢｉｎａｒｙＰｈａｓｅ−ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）など他の変調方式によって他のプロトコルを持つことができる。

図２には、多重経路チャンネルで受信された信号のＲＭＳ（ＲｏｏｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ）パワーディレイプロファイルの一例が図示されている。多重経路チャンネルを経た信号は、経路の長さＴｓ〜８Ｔｓによって相異なるディレイ時間を持って受信器に到達し、受信信号のパワーは、ディレイ時間によって幾何級数的に減少しうる。受信信号のパワーは、チャンネルインパルス応答（ＣＩＲ：ＣｈａｎｎｅｌＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）の大きさから計算できる。例えば、図１の各チップを構成する４つの信号成分は、受信器でＣＩＲとして現れる。

受信器で要求される等化器は、一般的にＦＩＲ（ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを使用し、多重経路遅延による信号の歪曲、干渉及びエネルギの損失を補償する。ＦＩＲフィルタは、周知のように、入力信号をサンプル時間単位で遅延させた遅延信号を生成し、その遅延信号それぞれに所定係数を乗算した後、その乗算された信号を合算する。遅延信号それぞれに所定係数を乗算する乗算器の数、または所定係数の数がＦＩＲフィルタのタップ数である。ディレイの大きい長い多重経路チャンネル環境では、タップ数の増加によって一般的に補償性能はさらに改善される。しかし、短い多重経路チャンネル環境では等化器のタップ数が増加するとしても、補償性能もそれに比例して常に改善されるものではない。すなわち、短い多重経路チャンネル環境でフィルタのタップ数が必要以上に増加すれば、かえってディレイの大きい方の遅延信号が合成される時に信号干渉をさらに増大させて、受信信号補償性能を悪化させるという問題点がある。
米国特許ＵＳ６，２５６，５０８号米国公開特許ＵＳ２００２／０１５９４２２号公報

したがって、本発明が解決しようとする技術的課題は、多重経路遅延を推定してチャンネル長環境によって等化器のタップ数及びステップサイズを決定して、信号歪曲を補償する有無線通信のための受信器を提供するところにある。

本発明が解決しようとする他の技術的課題は、多重経路遅延を推定して信号歪曲を補償する有無線通信のための信号受信方法を提供するところにある。

前記の技術的課題を達成するための本発明による有無線通信のための受信器は、ディレイ分布推定部、係数アップデート部、及び等化器を備えることを特徴とする。前記ディレイ分布推定部は、シンボル境界情報信号を利用して受信信号のディレイ分布値を推定し、前記推定されたディレイ分布値から、フィルタリングタップ長値及びフィルタリングステップサイズ値を決定する。前記係数アップデート部は、前記フィルタリングタップ長値及び前記フィルタリングステップサイズ値を利用して、フィルタリング係数をアップデートして出力する。前記等化器は、前記フィルタリング係数を利用して、前記受信信号の歪曲を補償して出力する。前記受信器は、前記ディレイ分布推定部に入力される前記受信信号を遅延させ、前記遅延された信号を、前記等化器に入力される前記受信信号として出力するディレイ部をさらに備える。前記ディレイ分布推定部は、毎フレームごとに前記フィルタリングタップ長値及び前記フィルタリングステップサイズ値を決定することを特徴とする。

前記の他の技術的課題を達成するための本発明による有無線通信のための信号受信方法は、シンボル境界情報信号を利用して受信信号のディレイ分布値を推定するステップと、前記推定されたディレイ分布値から、フィルタリングタップ長値及びフィルタリングステップサイズ値を決定するステップと、前記フィルタリングタップ長値及び前記フィルタリングステップサイズ値を利用して、フィルタリング係数をアップデートするステップと、前記フィルタリング係数を利用して、前記受信信号の歪曲を補償して出力するステップと、を備えることを特徴とする。

本発明による有無線通信のための受信器３００では、長い多重経路遅延環境、例えば、構造が複雑な室内または一般的な室外環境に備えて多くのタップを持つように設計された等化器の性能が、短い多重経路遅延環境、例えば、一般的な室内環境で低下しないために、等化器性能を最適化できる。

本発明と本発明の動作上の利点及び本発明の実施によって達成される目的を十分に理解するためには、本発明の望ましい実施形態を例示する添付図面及び添付図面に記載された内容を参照しなければならない。

以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施形態を説明することによって、本発明を詳細に説明する。各図面に付加された同一参照符号は同一部材を表わす。

図３は、本発明の一実施形態による有無線通信のための受信器３００を示すブロック図である。図３を参照すると、受信器３００は、ＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）モジュール３１０、アナログ−デジタル変換部３２０、受信フィルタリング部３４０、搬送波位相オフセット補償部３５０、オプションであるディレイ部３６０、等化器３７０、シンボル境界検出部３８０、ＲＭＳディレイ分布推定部３９０、及び係数アップデート部３９５を備える。

ＲＦモジュール３１０は、割り当てられたチャンネルからＣＣＫのような有無線通信のための信号を受信して、基底帯域のアナログ信号を抽出し、アナログ−デジタル変換部３２０は、ＲＦモジュール３１０で抽出されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。受信フィルタリング部３４０は、多重経路フェーディングチャンネルで損失された信号エネルギを補償し、受信信号のＣＩＲ特性を改善するために、アナログ−デジタル変換部３２０で出力されるデジタル信号をフィルタリング処理する。

搬送波位相オフセット補償器３５０は、受信フィルタリング部３４０の出力に現れた位相オフセットを除去して、オフセットが除去された受信信号（ＰＣＩ）を出力する。そのために、搬送波位相オフセット補償器３５０は、周波数同期ループ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ：ＦＬＬ）及び位相同期ループ（Ｐｈａｓｅ−ＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ：ＰＬＬ）を利用して位相コントロール信号を生成する位相補償ロジック３５１、及び位相コントロール信号と受信フィルタリング部３４０の出力とを乗算する乗算ロジック３５２を備える。図３に図示されていないが、位相補償ロジック３５１は、等化器３７０の出力信号ＥＱＯなど後続ロジックの出力信号を利用して、位相コントロール信号を生成できる。

等化器３７０は、入力される信号ＥＱＩの歪曲を補償して出力する。等化器３７０の出力信号ＥＱＯは、ＲＳ（ＲｅｅｄＳｏｌｏｍｏｎ）デコーダに入力され、このデコーダは、所定アルゴリズムによりデコード処理を行うことによって、オーディオ及びビデオのためのデータを生成する。

シンボル境界検出部３８０は、受信フィルタリング部３４０の出力からシンボル境界情報信号ＳＢＩを生成する。受信フィルタリング部３４０の出力信号は、図１のように、シンボルを構成するチップの信号成分それぞれに対するＣＩＲ信号として現れ、このようなＣＩＲ信号の解釈によって、各フレームの開始位置、シンボルの開始位置についてのタイミング情報が抽出される。このようなタイミング情報の生成は、当業者には周知のものである。

一方、前述したように、構造の複雑な室内または室外環境のような長いチャンネルの多重経路遅延環境に備えて、等化器３７０として利用されるフィルタのタップ数は必要以上大きいことがある。したがって、本発明では、一般的な室内環境のような短いチャンネルの多重経路遅延環境でも、前記のようにタップ数の大きい等化器３７０が最適化された性能を持つように、等化器３７０として利用されるフィルタのタップ数及びステップサイズを決定する。

そのために、ＲＭＳディレイ分布推定部３９０は、シンボル境界情報信号ＳＢＩを利用して搬送波位相オフセット補償器３５０から出力される信号ＰＣＩのＲＭＳディレイ分布値σ_τを推定し、推定されたディレイ分布値σ_τから、フィルタリングタップ長値ＴＬＶとフィルタリングステップサイズ値ＳＳＶとを決定する。搬送波位相オフセット補償器３５０から出力される信号ＰＣＩは、前記のようにＣＩＲ信号として現れ、ＲＭＳディレイ分布推定部３９０は、ディレイ時間によって減少するＣＩＲの大きさを推定し、それからＲＭＳディレイ分布パワーを計算して、ＲＭＳディレイ分布値σ_τを抽出する。ＲＭＳディレイ分布推定部３９０は、毎フレームごとに所定シンボル（Ｎシンボル）の間のフィルタリングタップ長値ＴＬＶ及びフィルタリングステップサイズ値ＳＳＶを決定して、現在フレームに適用する。ＲＭＳディレイ分布推定部３９０については、図４でさらに詳細に説明される。係数アップデート部３９５は、ＲＭＳディレイ分布推定部３９０で決定されたフィルタリングタップ長値ＴＬＶ及び前記フィルタリングステップサイズ値ＳＳＶを利用して、フィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌをアップデートして出力する。これにより、等化器３７０は、アップデートされたフィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌを利用して、受信信号ＥＱＩの歪曲を補償して出力する。

図３で、ＲＭＳディレイ分布推定部３９０が、所定シンボル（Ｎシンボル）の間のフィルタリングタップ長値ＴＬＶ及び前記フィルタリングステップサイズ値ＳＳＶを決定するために、歪曲補償される受信信号ＰＣＩを所定シンボル（Ｎシンボル）の間遅延させた後、等化器３７０に入力させるためにディレイ部３６０が必要である。ディレイ部３６０で遅延された信号が等化器３７０に入力されれば、それにより、等化器３７０は、アップデートされたフィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌを利用して、所定シンボル（Ｎシンボル）の間に遅延された受信信号ＥＱＩに対して歪曲を補償して出力する。ディレイ部３６０はオプションであり、ディレイ部３６０がなくても全体的な動作には大きい問題はなく、ディレイ部３６０のない場合には、等化器３７０は、搬送波位相オフセット補償器３５０から出力される信号ＰＣＩを、歪曲を補償して出力する。等化器３７０については、図７及び図８でさらに詳細に説明する。

図３のＲＭＳディレイ分布推定部３９０の具体的なブロック図が図４に図示されている。図４を参照すると、ＲＭＳディレイ分布推定部３９０は、ＣＩＲ推定部３９１、ＲＭＳディレイ分布計算部３９２、及び決定部３９３を備える。

ＣＩＲ推定部３９１は、シンボル境界情報信号ＳＢＩを利用して、受信信号ＰＣＩからディレイ時間別τ_ｋに、Ｎシンボルの間に平均化されたインパルス応答の大きさａ_ｋを推定する。例えば、ディレイのないτ_１に該当するインパルス応答の大きさが各シンボルに存在するので、Ｎシンボルには、Ｎ個のτ_１に該当するインパルス応答の大きさが存在する。これを平均すれば、τ_１でのＮシンボルの間に平均化されたインパルス応答の大きさａ_１が推定される。同じ方法で、ディレイ時間τ_ｋでのａ_ｋが推定されうる。このようなインパルス応答の大きさａ_ｋを推定する方法としては、ＬＭＳ（ＬｅａｓｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ）、ＲＬＳ（ＲｅｃｕｒｓｉｖｅＬｅａｓｔＳｑｕａｒｅ）、ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）、ＺＦ（ＺｅｒｏＦｏｒｃｉｎｇ）方法などがある。

図４で、ＲＭＳディレイ分布計算部３９２は、ＲＭＳパワー計算部４１０、第１成分計算部４２０、第２成分計算部４３０、第３成分計算部４４０、及びＲＭＳ平均ディレイ計算部４５０を備える。

パワー計算部４１０は、ＣＩＲ推定部３９１で推定されたＮシンボルの間に平均化されたインパルス応答の大きさａ_ｋの二乗値ａ_ｋ ^２を計算する。ここで計算された二乗値ａ_ｋ ^２は、受信信号ＰＣＩのパワーに比例する。すなわち、パワー計算部４１０は、インパルス応答の大きさａ_ｋの二乗値ａ_ｋ ^２を計算することによって、図２のようなＲＭＳパワーディレイプロファイルを推定する。図２で、タイムインデックスは、ＲＭＳディレイ分布値σ_τを所定ディレイ時間Ｔ_ｓにノーマライズした値であり、この時のディレイ分布によるパワーが図示されている。多重経路チャンネルを経て受信された信号ＰＣＩは、経路の長さによって相異なるディレイ時間τ_ｋを持ち、信号のパワーは、ディレイ時間τ_ｋによって幾何級数的に減少しうる。このような多重経路チャンネルモデルとしてのＲＭＳパワーディレイプロファイルは、幾何級数的形態だけでなく、２−Ｒａｙモデル、Ｄ−Ｋモデル、Ｓａｌｅｈ−Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａモデルなどによって他の形態を持つこともできる。

これにより、第１成分計算部４２０は、数式１のようにディレイ分布値σ_τの計算のための第１成分を得るために、ディレイ時間順序インデックスｋ＝１〜Ｎに対して二乗値ａ_ｋ ^２を合算する。第２成分計算部４３０は、ディレイ分布値σ_τの計算のための第２成分を得るために、数式２のように計算する。第３成分計算部４４０は、ディレイ分布値σ_τの計算のための第３成分を得るために、数式３のように計算する。

ＲＭＳ平均ディレイ計算部４５０は、前記で計算された第１成分、第２成分、及び第３成分から、数式４ないし数式６のようにディレイ分布値σ_τを計算する。数式６で、Ｅ［］は平均を意味する。

このように、ＲＭＳディレイ分布計算部３９２が推定したディレイ分布値σ_τの統計的な特性を分析するために、幾何級数的なチャンネルで理想的なＣＩＲ推定を仮定する時、所定サンプルタイムでノーマルライズされたディレイ時間によるＲＭＳディレイ分布値σ_τの平均及び分散が図５に図示されている。サンプリング周波数は２２ＭＨｚでシミュレーションされた。平均特性では、入力ＲＭＳディレイ分布に対して正確なＲＭＳディレイ分布値σ_τを推定することが分かる。分散特性では、入力ＲＭＳディレイ分布が増加するほど分散も共に増加し、入力ＲＭＳディレイ分布１０で約０．６２を満足する。このような分散特性の意味を把握するために、標準偏差と、ＲＭＳディレイ分布にノーマルライズされた相対標準偏差とが、図６に図示されている。ＲＭＳディレイ分布が増加するほど、推定されたＲＭＳディレイ分布値σ_τの標準偏差も増加するが、小さなＲＭＳディレイ分布では、ＲＭＳディレイ分布にノーマルライズされた相対標準偏差がさらに大きく、大きいＲＭＳディレイ分布では、その相対標準偏差がさらに小さいことが分かる。図６で、入力ＲＭＳディレイ分布が１０より小さい時、相対標準偏差は７％〜２３％範囲を持ち、それにより、ＲＭＳディレイ分布計算部３９２は、長いディレイと短いディレイとを十分に判断できる分別力があることが分かる。

このように、ＲＭＳディレイ分布計算部３９２がＮシンボルの間に平均化されたインパルス応答の大きさａ_ｋを利用して、ディレイ分布値σ_τを計算すれば、決定部３９３は、ディレイ分布値σ_τから、フィルタリングタップ長値ＴＬＶ及びフィルタリングステップサイズ値ＳＳＶを決定する。決定部３９３に備わるステップサイズ決定部４６０は、ディレイ分布値σ_τに対応するレジスタ保存値を抽出して、フィルタリングステップサイズ値ＳＳＶに出力できる。また、決定部３９３に備わるタップ長決定部４７０は、ディレイ分布値σ_τに対応する他のレジスタ保存値を抽出して、フィルタリングタップ長値ＴＬＶに出力できる。

一方、図７は、一般的な単純構造の等化器３７０を示すブロック図である。図７を参照すると、等化器３７０は、ディレイ部３７１、乗算部３７２及び合算部３７３を備える。このような等化器３７０のためのフィルタ構造は、ＦＩＲフィルタとしてよく知られている。ディレイ部３７１は、サンプル時間単位で入力信号を遅延させる複数の直列連結された遅延回路３７１を備え、受信信号ＥＱＩをサンプル時間単位で遅延させた複数の遅延信号を生成する。乗算部３７２は、複数の乗算器３７２を備え、ディレイ部３７１で生成された複数の遅延信号それぞれに、フィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌのうち該当フィルタリング係数と乗算する。乗算部３７２に備わる乗算器の数Ｌ、または所定係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌの数Ｌは、ＦＩＲフィルタのタップ数であり、タップ数の増加によって性能はさらに改善される。

フィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌは、図３の係数アップデート部３９５から出力され、係数アップデート部３９５は、ＲＭＳディレイ分布推定部３９０で決定されたフィルタリングタップ長値ＴＬＶ及びフィルタリングステップサイズ値ＳＳＶを利用して、フィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌをアップデートして出力する。係数アップデート部３９５は、フィルタリングタップ長値ＴＬＶによって、フィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌのうちディレイの大きい信号に乗算される一部の係数をゼロとすることができ、ステップサイズ値ＳＳＶによって、ゼロではない係数の新たな値を決定できる。新たな各フィルタリング係数は、アップデート前のフィルタリング係数とステップサイズ値ＳＳＶとの関数とによって決定できる。合算部３７３は、乗算部３７２で乗算された値を合算して、受信信号ＰＣＩの歪曲補償された信号ＥＱＯを生成する。

図８は、ＤＦＥ（ＤｅｃｉｓｉｏｎＦｅｅｄｂａｃｋＥｑｕａｌｉｚｅｒ）構造の等化器３７０と係数アップデート部３９５との関係を示すブロック図である。図８を参照すると、ＤＦＥ構造の等化器３７０は、前方向フィルタ３７４、減算部３７５、信号決定部３７６、フィードバックフィルタ３７７、エラー計算部３７８を備える。

前方向フィルタ３７４は、係数アップデート部３９５から出力されるフィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌを利用して、受信信号ＥＱＩを、第１ＦＩＲフィルタリング処理して出力する。前方向フィルタ３７４は、図７のようなＦＩＲフィルタ構造を持つ。減算部３７５は、第１ＦＩＲフィルタリング処理された信号から、フィードバックフィルタ３７７で第２ＦＩＲフィルタリング処理された信号を減算して出力する。信号決定部３７６は、減算部出力と臨界値とを比較し、その結果による論理状態を決定して、受信信号ＥＱＩの歪曲補償された信号ＥＱＯを出力する。フィードバックフィルタ３７７は、係数アップデート部３９５から出力されるフィルタリング係数Ｗ_１‘〜Ｗ_Ｌ’を利用して、信号決定部３７６の出力を、第２ＦＩＲフィルタリング処理して出力する。フィードバックフィルタ３７７もやはり、図７のようなＦＩＲフィルタ構造を持つ。エラー計算部３７８は、減算部３７５の出力と信号決定部３７６の出力との差を、エラー信号ＥＲＲとして出力する。

前方向フィルタ３７４で利用されるフィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌは、フィードバックフィルタ３７７で利用されるフィルタリング係数Ｗ_１‘〜Ｗ_Ｌ’と相等しくてもよく、相異なってもよい。図８で、係数アップデート部３９５は、ＲＭＳディレイ分布推定部３９０で決定されたフィルタリングタップ長値ＴＬＶとフィルタリングステップサイズ値ＳＳＶ以外に、エラー信号ＥＲＲ及び歪曲補償された信号ＥＱＯを利用して、フィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌ及びＷ_１‘〜Ｗ_Ｌ’を計算できる。係数アップデート部３９５は、図７と同じく、フィルタリングタップ長値ＴＬＶによって、フィルタリング係数Ｗ_１〜Ｗ_Ｌのうちディレイの大きい信号に乗算される一部の係数をゼロとすることができ、ステップサイズ値ＳＳＶによって、ゼロではない係数の新たな値を決定できる。ここで、新たな各フィルタリング係数は、アップデート前のフィルタリング係数、ステップサイズ値ＳＳＶ、エラー信号ＥＲＲ及び歪曲補償された信号ＥＱＯの関数によって決定できる。

前述したような本発明による有無線通信のための受信器３００は、定義されたＲＭＳディレイ分布に基づいて、フレーム単位で多重経路遅延によるディレイ分布値σ_τを推定し、推定されたディレイ分布値σ_τによって、等化器３７０を動作させるためのフィルタリングタップ長及びフィルタリングステップサイズを決定することによって、チャンネル長環境による可変的等化器３７０の動作によって受信された信号の歪曲を補償する。

以上のように、図面及び明細書で最適の実施形態が開示された。ここで特定の用語が使われたが、これは単に本発明を説明するための目的で使われたものであり、意味限定や特許請求の範囲に記載された本発明の範囲を制限するために使われたものではない。したがって、当業者ならば、これより多様な変形及び均等な他の実施形態が可能であるという点を理解できるであろう。したがって、本発明の真の技術的保護範囲は、特許請求の範囲の技術的思想により決まらねばならない。

本発明による受信器及び信号受信方法は、ＬＡＮシステムのための有無線通信装置の関連技術分野に好適に利用できる。

受信信号のチップ、シンボル、フレームを説明するための図である。多重経路チャンネルのＲＭＳパワーディレイプロファイルを示す一例示図である。本発明の一実施形態による有無線通信のための受信器を示すブロック図である。図３のディレイ分布推定部を具体的に示すブロック図である。ディレイ分布推定部で推定されたＲＭＳディレイ分布値の平均及び分散特性を示すグラフである。ディレイ分布推定部で推定されたディレイ分布値の標準偏差及びＲＭＳディレイ分布による相対標準偏差を示すグラフである。一般的な単純構造の等化器を示すブロック図である。ＤＦＥ構造の等化器と係数アップデート部との関係を示すブロック図である。

符号の説明

３００受信器
３１０ＲＦモジュール
３２０アナログ−デジタル変換部
３４０受信フィルタリング部
３５０搬送波位相オフセット補償部
３５１位相補償ロジック
３５２乗算ロジック
３６０ディレイ部
３７０等化器
３８０シンボル境界検出部
３９０ＲＭＳディレイ分布推定部
３９５係数アップデート部

Claims

シンボル境界情報信号を利用して受信信号のディレイ分布値を推定し、前記推定されたディレイ分布値から、フィルタリングタップ長値及びフィルタリングステップサイズ値を決定するディレイ分布推定部と、
前記フィルタリングタップ長値及び前記フィルタリングステップサイズ値を利用して、フィルタリング係数をアップデートして出力する係数アップデート部と、
前記フィルタリング係数を利用して、前記受信信号の歪曲を補償して出力する等化器と、を備えることを特徴とする有無線通信のための受信器。
前記受信器は、
前記ディレイ分布推定部に入力される前記受信信号を遅延させ、前記遅延された信号を、前記等化器に入力される前記受信信号として出力するディレイ部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の有無線通信のための受信器。
前記ディレイ分布推定部は、
毎フレームごとに、前記フィルタリングタップ長値及び前記フィルタリングステップサイズ値を決定することを特徴とする請求項１に記載の有無線通信のための受信器。
前記ディレイ分布推定部は、
前記シンボル境界情報信号を利用して、前記受信信号からディレイ時間別に所定シンボルの間に平均化されたインパルス応答の大きさを推定するチャンネルインパルス応答推定部と、
前記所定シンボルの間に平均化されたインパルス応答の大きさを利用して、前記ディレイ分布値を計算するディレイ分布計算部と、
前記ディレイ分布値から、前記フィルタリングタップ長値及び前記フィルタリングステップサイズ値を決定する決定部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の有無線通信のための受信器。
前記ディレイ分布計算部は、
数式、

（ここで、Ｅ［］は平均、ｋはディレイ時間順序インデックス、τ_ｋはディレイ時間、ａ_ｋはτ_ｋでＮシンボルの間に平均化されたインパルス応答の大きさ、σ_τは推定されたディレイ分布値）
から前記ディレイ分布値を計算することを特徴とする請求項４に記載の有無線通信のための受信器。
前記等化器は、
前記受信信号をサンプル時間単位で遅延させた複数の遅延信号を生成するディレイ部と、
前記複数の遅延信号それぞれに、前記フィルタリング係数のうち該当フィルタリング係数と乗算する乗算部と、
前記乗算された値を合算して、前記歪曲補償された信号を生成する合算部と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の有無線通信のための受信器。
前記等化器は、
前記フィルタリング係数を利用して、前記受信信号を第１ＦＩＲフィルタリング処理して出力する前方向フィルタと、
前記第１ＦＩＲフィルタリング処理された信号から第２ＦＩＲフィルタリング処理された信号を減算して出力する減算部と、
前記減算部出力と臨界値とを比較して論理状態を決定し、前記歪曲補償された信号を出力する信号決定部と、
前記フィルタリング係数を利用して、前記信号決定部出力を前記第２ＦＩＲフィルタリング処理して出力するフィードバックフィルタと、を備えることを特徴とする請求項１に記載の有無線通信をのための受信器。
前記等化器は、
前記減算部出力と前記信号決定部出力との差をエラー信号として出力するエラー計算部をさらに備えることを特徴とする請求項７に記載の有無線通信のための受信器。
前記係数アップデート部は、
前記フィルタリングタップ長値と前記フィルタリングステップサイズ値以外に、前記エラー信号及び前記歪曲補償された信号を利用して前記フィルタリング係数を計算することを特徴とする請求項８に記載の有無線通信のための受信器。
前記前方向フィルタで利用されるフィルタリング係数は、
前記フィードバックフィルタで利用されるフィルタリング係数と異なることを特徴とする請求項９に記載の有無線通信のための受信器。
シンボル境界情報信号を利用して受信信号のディレイ分布値を推定するステップと、
前記推定されたディレイ分布値から、フィルタリングタップ長値及びフィルタリングステップサイズ値を決定するステップと、
前記フィルタリングタップ長値及び前記フィルタリングステップサイズ値を利用して、フィルタリング係数をアップデートするステップと、
前記フィルタリング係数を利用して、前記受信信号の歪曲を補償して出力するステップと、を備えることを特徴とする有無線通信のための信号受信方法。
前記信号受信方法は、
前記ディレイ分布値の推定に利用される前記受信信号を遅延させ、前記遅延された信号を前記歪曲補償に利用される前記受信信号として出力するステップをさらに備えることを特徴とする請求項１１に記載の有無線通信のための信号受信方法。
前記フィルタリングタップ長値及び前記フィルタリングステップサイズ値は、
毎フレームごとに決定されることを特徴とする請求項１１に記載の有無線通信のための信号受信方法。
前記ディレイ分布値の推定ステップは、
前記シンボル境界情報信号を利用して、前記受信信号からディレイ時間別に所定シンボルの間に平均化されたインパルス応答の大きさを推定するステップと、
前記所定シンボルの間に平均化されたインパルス応答の大きさを利用して、前記ディレイ分布値を計算するステップと、を含むことを特徴とする請求項１１に記載の有無線通信のための信号受信方法。
前記ディレイ分布値は、
数式、

（ここで、Ｅ［］は平均、ｋはディレイ時間順序インデックス、τ_ｋはディレイ時間、ａ_ｋはτ_ｋでＮシンボルの間に平均化されたインパルス応答の大きさ、σ_τは推定されたディレイ分布値）
から計算されることを特徴とする請求項１４に記載の有無線通信のための信号受信方法。
前記歪曲補償段階は、
前記受信信号をサンプル時間単位で遅延させた複数の遅延信号を生成するステップと、
前記複数の遅延信号それぞれに、前記フィルタリング係数のうち該当フィルタリング係数と乗算するステップと、
前記乗算された値を合算して、前記歪曲補償された信号を生成するステップと、を含むことを特徴とする請求項１１に記載の有無線通信のための信号受信方法。
前記歪曲補償ステップは、
前記フィルタリング係数を利用して、前記受信信号を第１ＦＩＲフィルタリング処理して出力するステップと、
前記第１ＦＩＲフィルタリング処理された信号から、第２ＦＩＲフィルタリング処理された信号を減算して出力するステップと、
前記減算された結果と臨界値とを比較して論理状態を決定し、前記歪曲補償された信号を出力するステップと、
前記フィルタリング係数を利用して、前記歪曲補償された信号を前記第２ＦＩＲフィルタリング処理して出力するステップと、を含むことを特徴とする請求項１１に記載の有無線通信のための信号受信方法。
前記歪曲補償ステップは、
前記減算された結果と前記歪曲補償された信号との差を、エラー信号として出力するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載の有無線通信のための信号受信方法。
前記フィルタリングタップ長値と前記フィルタリングステップサイズ値以外に、前記エラー信号及び前記歪曲補償された信号が前記フィルタリング係数の計算に利用されることを特徴とする請求項１８に記載の有無線通信のための信号受信方法。
前記第１ＦＩＲフィルタリングに利用されるフィルタリング係数は、
前記第２ＦＩＲフィルタリングで利用されるフィルタリング係数と異なることを特徴とする請求項１９に記載の有無線通信のための信号受信方法。