JP2006033972A - Power supply circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源回路に関する。 The present invention relates to a power supply circuit.
電池やアダプタなどから入力される入力電圧を、一定の出力電圧に変換して出力する電源回路には、出力電圧より低い入力電圧を昇圧して出力電圧とする昇圧型、出力電圧より高い入力電圧を降圧して出力電圧とする降圧型、入力電圧の大きさに応じて昇圧または降圧を行い、出力電圧とする昇降圧型がある。 The power supply circuit that converts the input voltage input from a battery or adapter into a constant output voltage and outputs it, boosts the input voltage lower than the output voltage to the output voltage, and the input voltage higher than the output voltage There is a step-down type in which the output voltage is stepped down and a step-up / step-down type in which the voltage is stepped up or stepped down according to the magnitude of the input voltage and used as the output voltage.
この昇降圧型の電源回路として、Hブリッジを用いた電源回路が知られている(例えば、特許文献1参照)。 As this step-up / step-down type power supply circuit, a power supply circuit using an H bridge is known (for example, see Patent Document 1).
Hブリッジを用いた昇降圧電源回路では、Hブリッジとして接続された1次側または2次側のN型MOSFET(以下、NMOSとする)のスイッチングに基づいて降圧または昇圧を行う。なお、電源回路の効率を上げるため、このHブリッジに使用されるNMOSは、オン抵抗の低いことが要求される。そのため、これらのNMOSには、DMOS(Double Diffused MOS)構造のNMOSが用いられる。DMOS構造では、耐圧以下の範囲で出来るだけ高いゲート電圧を印加することでオン抵抗を非常に小さくすることが出来る。 In a step-up / step-down power supply circuit using an H bridge, step-down or step-up is performed based on switching of a primary side or secondary side N-type MOSFET (hereinafter referred to as NMOS) connected as an H bridge. In order to increase the efficiency of the power supply circuit, the NMOS used for the H bridge is required to have a low on-resistance. Therefore, an NMOS having a DMOS (Double Diffused MOS) structure is used as these NMOSs. In the DMOS structure, the on-resistance can be made extremely small by applying a gate voltage as high as possible within the range of the breakdown voltage or less.
図10は、従来の電源回路の構成を示すブロック図である。従来の電源回路は、チャージポンプ回路202、204、プリ回路210、212、214、216、制御回路220、インバータ206、208、コイルLとHブリッジを形成するNMOSNH1、NH2、NL1、NL2、HブリッジにおけるコイルLより紙面下側のNMOSNL1、NL2に対する駆動電圧を発生する下側駆動レギュレータ205を備えている。また、出力電圧となる電圧VDDの端子にはコンデンサC20の非接地側の電極が接続される。なお、NMOSNH1、NH2、NL1、NL2はDMOS構造のNMOSである。
なお、図10に示す電源回路においてコイルL、コンデンサC20以外は、例えば集積化されている。
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a conventional power supply circuit. Conventional power supply circuits include
In the power supply circuit shown in FIG. 10, except for the coil L and the capacitor C20, for example, they are integrated.
チャージポンプ回路202は、NMOSNH1、NMOSNL1へのゲート電圧を発生するためのものであり、電圧VCC、電圧VDD、クロックCLKに基づいて電圧VG1(例えば、VCC+2VDD)を発生して出力する。
チャージポンプ回路204は、NMOSNH2、NMOSNL2へのゲート電圧を発生するためのものであり、電圧VDD、クロックCLKに基づいて電圧VG2(例えば、3VDD)を発生して出力する。
プリ回路210は、制御回路220の出力に応じて、電圧VG1をNMOSNH1のゲートに印加する。
プリ回路212は、制御回路220の出力に応じて、電圧VG2をNMOSNH2のゲートに印加する。
プリ回路214は、インバータ206の出力に応じて、電圧VGRをNMOSNL1のゲートに印加する。
プリ回路216は、インバータ208の出力に応じて、電圧VGRをNMOSNL2のゲートに印加する。
The
The
The pre-circuit 210 applies the voltage VG1 to the gate of the NMOS NH1 according to the output of the
The pre-circuit 212 applies the voltage VG2 to the gate of the NMOS NH2 according to the output of the
The pre-circuit 214 applies the voltage VGR to the gate of the NMOS NL1 according to the output of the
The pre-circuit 216 applies the voltage VGR to the gate of the NMOS NL2 according to the output of the
制御回路220は、チャージポンプ回路202、204が各々電圧VG1および電圧VG2を発生するためのクロックCLKを、当該チャージポンプ回路202、204に出力するとともに、NMOSNH1、NL1のオン、オフするタイミングを電圧VDDの大きさに応じて変化させるS10信号、および、NMOSNH2、NL2のオン、オフするタイミングを電圧VDDの大きさに応じて変化させるS20信号を出力する。
The
下側駆動レギュレータ205は、チャージポンプ回路202の出力電圧VG1を所定の電圧VGR(例えば、3.5V)に変更し、プリ回路214、216に出力する。
インバータ206は、制御回路220から出力されるS10信号を反転させ、プリ回路214に出力する。
インバータ208は、制御回路220から出力されるS20信号を反転させ、プリ回路216に出力する。
The
The
The
また、NMOSNH1のドレインは電圧VCCが印加され、ソースはNMOSNL1のドレインと接続されている。NMOSNL1のソースは、接地(VSS)される。NMOSNH2のドレインは電圧VDDが印加され、NMOSNH2のソースはNMOSNL2のドレインと接続されている。NMOSNL2のソースは、接地(VSS)される。
コイルLは、SW1端子とSW2端子間に接続される。
Further, the voltage VCC is applied to the drain of the NMOS NH1, and the source is connected to the drain of the NMOS NL1. The source of the NMOS NL1 is grounded (VSS). The voltage VDD is applied to the drain of the NMOS NH2, and the source of the NMOS NH2 is connected to the drain of the NMOS NL2. The source of the NMOS NL2 is grounded (VSS).
The coil L is connected between the SW1 terminal and the SW2 terminal.
以上の構成の電源回路とすることで、外部から入力される電圧VCCよりも高い電圧VDDを発生しようとする場合は、電圧VCCを昇圧し、電圧VCCよりも低い電圧VDDを発生しようとする場合は、電圧VCCを降圧することができる。 When the power supply circuit configured as described above is used to generate a voltage VDD higher than the voltage VCC input from the outside, the voltage VCC is boosted to generate a voltage VDD lower than the voltage VCC. Can step down the voltage VCC.
図11(a)、(b)は、電圧VCCを昇圧し、電圧VCCより高い電圧VDDを得る昇圧モードを説明するための図である。昇圧モードでは、電池などから入力される電圧VCC(例えば、1.5V)を昇圧して、電圧VCCより高い電圧VDD(例えば、2.5V)を発生する。このとき、Hブリッジの1次側のNMOSNH1は常にオンとなり、NMOSNL1は常にオフとなる。そして、2次側のNMOSNH2とNL2が適宜のタイミングでオン、オフのスイッチング動作を行う。
以下、図11(a)、(b)を用いて昇圧モードの動作について説明する。
FIGS. 11A and 11B are diagrams for explaining a boost mode in which the voltage VCC is boosted to obtain a voltage VDD higher than the voltage VCC. In the boost mode, the voltage VCC (for example, 1.5V) input from a battery or the like is boosted to generate a voltage VDD (for example, 2.5V) higher than the voltage VCC. At this time, the NMOS NH1 on the primary side of the H-bridge is always on, and the NMOS NL1 is always off. Then, the NMOS NH2 and NL2 on the secondary side perform an on / off switching operation at an appropriate timing.
Hereinafter, the operation in the boost mode will be described with reference to FIGS.
≪ta〜tb間≫
NMOSNH1とNMOSNH2がオンとなり、図11(a)のVCC端子→NMOSNH1→SW1端子→コイルL→SW2端子→NMOSNH2→VDD端子の経路で電流が流れ、コンデンサC20に電荷が蓄積される。よって電圧VDDは昇圧される。
≪between ta and tb≫
NMOSNH1 and NMOSNH2 are turned on, current flows through the path of VCC terminal → NMOSNH1 → SW1 terminal → coil L → SW2 terminal → NMOSNH2 → VDD terminal in FIG. 11A, and charges are accumulated in the capacitor C20. Therefore, the voltage VDD is boosted.
≪tb〜tc間≫
NMOSNH1とNMOSNL2がオンとなり、図11(a)のVCC端子→NMOSNH1→SW1端子→コイルL→SW2端子→NMOSNL2→接地端子(VSS)の経路で電流が流れる。電圧VDDは、コンデンサC20に蓄積された電荷が保持されている間では、一定の電圧となる。なお、コンデンサC20が電荷を保持出来る期間を経過した場合や、電圧VDDに負荷が接続されている場合には、電圧VDDは徐々に降圧される。
≪between tb and tc≫
The NMOS NH1 and the NMOS NL2 are turned on, and a current flows through a path of VCC terminal → NMOS NH1 → SW1 terminal → coil L → SW2 terminal → NMOSNL2 → ground terminal (VSS) in FIG. The voltage VDD is a constant voltage while the electric charge accumulated in the capacitor C20 is held. Note that the voltage VDD is gradually stepped down when a period during which the capacitor C20 can hold electric charge has elapsed or when a load is connected to the voltage VDD.
≪tc〜td間≫
再度、NMOSNH1とNMOSNH2がオンとなる。このとき、電圧VDDが電圧VCC以上であっても、切り替わりからしばらくの間、コイルLはSW1端子側からSW2端子側に電流を流し続けようとする。そのため、SW1端子側からSW2端子側に電流が流れ、電圧VDDは昇圧される。
以下、同様にNMOSNH2とNMOSNL2とを適宜のタイミングでスイッチングを繰り返すことによって、電圧VCCより高い一定の電圧VDD(例えば2.5V)を得ることができる。
≪between tc and td≫
Again, NMOS NH1 and NMOS NH2 are turned on. At this time, even if the voltage VDD is equal to or higher than the voltage VCC, the coil L tries to keep current flowing from the SW1 terminal side to the SW2 terminal side for a while after switching. Therefore, a current flows from the SW1 terminal side to the SW2 terminal side, and the voltage VDD is boosted.
Similarly, by repeating switching between NMOSNH2 and NMOSNL2 at an appropriate timing, a constant voltage VDD (for example, 2.5V) higher than the voltage VCC can be obtained.
図12(a)、(b)は、電圧VCCを降圧し、電圧VCCより低い電圧VDDを得る降圧モードを説明するための図である。降圧モードでは、アダプタなどから入力される電圧VCC(例えば10V)を降圧して、電圧VCCより低い電圧VDD(例えば、2.5V)を発生する。このとき、Hブリッジの2次側のNMOSNH2は常にオンとなり、NMOSNL2は常にオフとなる。そして、1次側のNMOSNH1とNL1が適宜のタイミングでオン、オフのスイッチング動作を行う。 12A and 12B are diagrams for explaining a step-down mode in which the voltage VCC is stepped down to obtain a voltage VDD lower than the voltage VCC. In the step-down mode, the voltage VCC (for example, 10V) input from the adapter or the like is stepped down to generate a voltage VDD (for example, 2.5V) lower than the voltage VCC. At this time, the NMOS NH2 on the secondary side of the H bridge is always on, and the NMOS NL2 is always off. The primary side NMOSs NH1 and NL1 perform on / off switching operations at appropriate timings.
以下、図12に示す時刻te〜thの各期間の動作について説明する。 Hereinafter, the operation in each period from time te to th shown in FIG. 12 will be described.
≪te〜tf間≫
NMOSNH1とNMOSNH2がオンとなり、図12(a)のVCC端子→NMOSNH1→SW1端子→コイルL→SW2端子→NMOSNH2→VDD端子の実線で示す経路で電流が流れ、コンデンサC20に電圧が保持される。よって電圧VDDは昇圧される。
≪between te and tf≫
NMOSNH1 and NMOSNH2 are turned on, current flows through a path indicated by a solid line of VCC terminal → NMOSNH1 → SW1 terminal → coil L → SW2 terminal → NMOSNH2 → VDD terminal in FIG. 12A, and the voltage is held in the capacitor C20. Therefore, the voltage VDD is boosted.
≪tf〜tg間≫
NMOSNL1とNMOSNH2がオンとなる。切り替わりからしばらくの間、コイルLはSW1端子側からSW2端子側に電流を流し続けようとする。よって、図12(a)の破線で示すように接地端子(VSS)→SW1端子→コイルL→SW2端子→VDD端子という経路の電流が流れ、緩やかに電圧VDDは昇圧される。その後、コイルLの電流値は減少していき、やがてコイルLにSW2端子側からSW1端子側への電流が流れるようになる。つまり、図12(a)のVDD端子→NMOSNH2→SW2端子→コイルL→SW1端子→NMOSNL1→接地端子(VSS)の、破線と逆向きの経路で電流が流れるので、電圧VDDは降圧される。
≪between tf and tg≫
NMOS NL1 and NMOS NH2 are turned on. For a while after switching, the coil L tries to continue to flow current from the SW1 terminal side to the SW2 terminal side. Therefore, as indicated by a broken line in FIG. 12A, a current flows through the path of the ground terminal (VSS) → the SW1 terminal → the coil L → the SW2 terminal → the VDD terminal, and the voltage VDD is gradually boosted. Thereafter, the current value of the coil L decreases, and eventually, a current flows from the SW2 terminal side to the SW1 terminal side in the coil L. That is, since the current flows through a path opposite to the broken line in the order of VDD terminal → NMOS NH2 → SW2 terminal → coil L → SW1 terminal → NMOSNL1 → ground terminal (VSS) in FIG. 12A, the voltage VDD is stepped down.
≪tg〜th間≫
再度、NMOSNH1がオン、NMOSNH2がオンとなる。切り替わりからしばらくの間、コイルLはSW2端子側からSW1端子側に電流を流し続けようとする。よって、実線と逆向きの経路、すなわち、図12(a)のVDD端子→NMOSNH2→SW2端子→コイルL→SW1端子→NMOSNH1→VCC端子の経路の電流が流れ、電圧VDDは緩やかに降圧される。その後、コイルLの電流値は減少していき、やがてコイルLにSW1端子側からSW2端子側への実線で示す経路の電流が流れるようになり電圧VDDは昇圧される。
以下、同様にNMOSNH1とNMOSNL1とを適宜のタイミングでスイッチングを繰り返すことによって、電圧VCCより低い所定の電圧VDD(例えば2.5V)を得ることができる。
なお、この昇圧モードと降圧モードにおける、スイッチングのタイミングは、制御回路220で制御されている。
≪between tg and th≫
Again, NMOS NH1 is turned on and NMOS NH2 is turned on. For a while after switching, the coil L tries to continue to flow current from the SW2 terminal side to the SW1 terminal side. Therefore, a current flows in a path opposite to the solid line, that is, a path of VDD terminal →
Similarly, by repeating switching between NMOSNH1 and NMOSNL1 at an appropriate timing, a predetermined voltage VDD (for example, 2.5 V) lower than the voltage VCC can be obtained.
Note that the switching timing in the step-up mode and the step-down mode is controlled by the
ところで、これらのNMOSNH1、NH2、NL1、NL2は、前述のようにオン抵抗が非常に小さいDMOS構造のNMOSが使用されている。オン抵抗が無視できるとすると、NMOSNH1がオンした時のソース電圧は電圧VCCとなり、NMOSNH2がオンした時のソース電圧は電圧VDDとなる。したがって、これらのNMOSをオンさせるにはゲートに電圧VCC、電圧VDDよりも十分高い電圧(例えば、VCC、VDDより4V以上高いゲート電圧)を印加することが必要となる。そのため、従来の電源回路は、1次側にチャージポンプ回路202、2次側にチャージポンプ回路202とは独立したチャージポンプ回路204を備えている。このように独立したチャージポンプ回路202、204をHブリッジの1次側と、2次側に備えているのは、NMOSNH1、NH2がオンしたときのゲート・ソース間電圧が、電圧VCCに依存しないようにするためである。
By the way, as these NMOSs NH1, NH2, NL1, and NL2, NMOSs having a DMOS structure having a very small on-resistance as described above are used. If the on-resistance can be ignored, the source voltage when the NMOS NH1 is turned on is the voltage VCC, and the source voltage when the NMOS NH2 is turned on is the voltage VDD. Therefore, in order to turn on these NMOSs, it is necessary to apply a voltage sufficiently higher than the voltages VCC and VDD (for example, a gate voltage 4V or more higher than VCC and VDD) to the gate. Therefore, the conventional power supply circuit includes a
チャージポンプ回路202は、電圧VCCと電圧VDDから電圧VG1(例えば、VCC+2VDD)を発生する。よって、電圧VDDを2.5Vとすると、NMOSNH1がオンした時のゲート・ソース間電圧は、VCC+2VDD−VCC=2VDD=5Vとなる。
チャージポンプ回路204は、電圧VDDから電圧VG2(例えば、3VDD)を発生する。NMOSNH2がオンした時のゲート・ソース間電圧は、3VDD−VDD=2VDD=5Vとなる。
The
The
このように、チャージポンプ回路202、204で発生する電圧VG1および電圧VG2を、NMOSNH1、NH2のゲートにそれぞれ印加すると、NMOSNH1、NH2がオンしたときのゲート・ソース間の電圧は、常に5Vとなる。よって、チャージポンプ回路202、204を備えた電源回路は、入力電圧の大きさに関わらず、NMOSNH1、NH2を安定してオン、オフすることができる。
As described above, when the voltages VG1 and VG2 generated in the
以下、図面を利用して、チャージポンプ回路202およびチャージポンプ回路204の構成および動作を説明する。
図13は、チャージポンプ回路202の構成の一例を示すブロック図である。また、図14は、チャージポンプ回路202の動作を説明するためのタイムチャートである。
Hereinafter, the configuration and operation of the
FIG. 13 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the
チャージポンプ回路202は、図13に示すように、PMOSP1、P2、P3、P4、P5と、NMOSN1、N2と、ダイオードD1、D2、D3と、コンデンサC1、C2、C3と、を備えている。
なお、PMOSP4とNMOSN1、および、PMOSP5とNMOSN2はインバータである。
PMOSP1、P2、P3は、VCC端子とVG1端子の間に直列に接続され、PMOSP1、P2間にはCP1C端子、PMOSP2、P3間にはCP2C端子が接続されている。また、PMOSP1、P2、P3のソース−ドレイン間には、逆流防止用のダイオードD1、D2、D3がそれぞれ並列に接続されている。
PMOSP4、P5のソースはVDD端子と接続され、NMOSN1、N2のソースは接地(VSS)される。また、PMOSP4のドレインはNMOSN1のドレインと接続されるとともに、CP1端子と接続される。PMOSP5のドレインは、NMOSN2のドレインと接続されるとともに、CP2端子と接続される。
コンセンサC1は、CP1C端子とCP1端子の間に接続され、コンデンサC2は、CP2C端子とCP2端子の間に接続される。また、コンデンサC3は、VG1端子と接地(VSS)間に接続される。
なお、PMOSP1、P2、P3、P4、P5のゲートには、制御回路220からのCLKに応じて、ゲートをオンさせる電圧がそれぞれ印加される。
As shown in FIG. 13, the
Note that PMOSP4 and NMOSN1, and PMOSP5 and NMOSN2 are inverters.
The PMOSs P1, P2, and P3 are connected in series between the VCC terminal and the VG1 terminal, the CP1C terminal is connected between the PMOSs P1 and P2, and the CP2C terminal is connected between the PMOSs P2 and P3. Further, diodes D1, D2, and D3 for preventing backflow are connected in parallel between the sources and drains of the PMOSs P1, P2, and P3, respectively.
The sources of the PMOSs P4 and P5 are connected to the VDD terminal, and the sources of the NMOSs N1 and N2 are grounded (VSS). The drain of the PMOS P4 is connected to the drain of the NMOS N1 and to the CP1 terminal. The drain of the PMOS P5 is connected to the drain of the NMOS N2 and to the CP2 terminal.
The consensus C1 is connected between the CP1C terminal and the CP1 terminal, and the capacitor C2 is connected between the CP2C terminal and the CP2 terminal. The capacitor C3 is connected between the VG1 terminal and the ground (VSS).
Note that a voltage for turning on the gates is applied to the gates of the PMOSs P1, P2, P3, P4, and P5 in accordance with the CLK from the
次に、図14のタイムチャートを用いて、チャージポンプ回路202の昇圧の動作を説明する。
Next, the boosting operation of the
≪t0〜t1間≫
クロックCLKが“HIGH”なので、PMOSP1、P3がオンとなり、PMOSP2がオフとなる。また、PMOSP4がオフ、NMOSN1がオンとなるのでCP1端子は“LOW”(VSS)となり、PMOSP5がオン、NMOSN2がオフとなるのでCP2端子は“HIGH”(VDD)となる。
従って、VCC端子→PMOSP1→CP1C端子→コンデンサC1→CP1端子→NMOSN1→接地端子(VSS)の経路の電流が流れ、コンデンサC1には電圧VCCの電荷が蓄えられる。よって、CP1C端子の電圧はVCCとなる。
≪between t0 and t1≫
Since the clock CLK is “HIGH”, the PMOSP1 and P3 are turned on, and the PMOSP2 is turned off. Further, since the PMOS P4 is turned off and the NMOS N1 is turned on, the CP1 terminal is "LOW" (VSS), and the PMOS P5 is turned on and the NMOS N2 is turned off, so that the CP2 terminal is "HIGH" (VDD).
Therefore, a current flows in the path of VCC terminal → PMOSP1 → CP1C terminal → capacitor C1 → CP1 terminal → NMOSN1 → ground terminal (VSS), and the charge of voltage VCC is stored in the capacitor C1. Therefore, the voltage at the CP1C terminal is VCC.
≪t1〜t2間≫
クロックCLKが“LOW”なので、PMOSP1、P3がオフ、PMOSP2がオンとなる。また、PMOSP4がオン、NMOSN1がオフとなるのでCP1端子は“HIGH”となり、PMOSP5がオフ、NMOSN2がオンとなるのでCP2端子は“LOW”となる。
従って、VDD端子→PMOSP4→CP1端子→コンデンサC1→CP1C端子→PMOSP2→CP2C端子→コンデンサC2→CP2端子→NMOSN2→接地端子(VSS)の経路の電流が流れる。また、CP1端子の電圧が“LOW”(VSS)から“HIGH”(VDD)に変化することによって、CP1C端子の電圧はVCC+VDDとなる。また、CP2C端子の電圧はCP1C端子と等しいのでVCC+VDDとなる。
≪between t1 and t2≫
Since the clock CLK is “LOW”, the PMOSP1 and P3 are turned off and the PMOSP2 is turned on. Since the PMOSP4 is turned on and the NMOS N1 is turned off, the CP1 terminal is “HIGH”, and the PMOSP5 is turned off and the NMOS N2 is turned on, so that the CP2 terminal is “LOW”.
Accordingly, a current flows through the path of VDD terminal → PMOSP4 → CP1 terminal → capacitor C1 → CP1C terminal → PMOSP2 → CP2C terminal → capacitor C2 → CP2 terminal → NMOSN2 → ground terminal (VSS). Further, when the voltage at the CP1 terminal changes from “LOW” (VSS) to “HIGH” (VDD), the voltage at the CP1C terminal becomes VCC + VDD. Further, since the voltage of the CP2C terminal is equal to the CP1C terminal, it becomes VCC + VDD.
≪t2〜t3間≫
クロックCLKが“HIGH”となるので、PMOSP3がオン、PMOSP2がオフ、PMOSP5がオン、NMOSN2がオフとなり、VDD端子→PMOSP5→CP2端子→コンデンサC2→CP2C端子→PMOSP3→VG1端子→コンデンサC3→接地端子(VSS)の経路の電流が流れる。CP2端子の電圧が“LOW”から“HIGH”に変化することによって、CP2C端子の電圧はVCC+2VDDとなる。よってコンデンサC3にはVCC+2VDDの電荷が蓄えられる。
以下、同様にクロックCLKの“HIGH”と“LOW”が繰り返され、出力VG1の電圧はVCC+2VDDになる。
≪between t2 and t3≫
Since the clock CLK becomes “HIGH”, the PMOS P3 is turned on, the PMOS P2 is turned off, the PMOS P5 is turned on, and the NMOS N2 is turned off. A current flows through the terminal (VSS). As the voltage at the CP2 terminal changes from “LOW” to “HIGH”, the voltage at the CP2C terminal becomes VCC + 2VDD. Therefore, the charge of VCC + 2VDD is stored in the capacitor C3.
Hereinafter, similarly, “HIGH” and “LOW” of the clock CLK are repeated, and the voltage of the output VG1 becomes VCC + 2VDD.
図15は、チャージポンプ回路204の構成の一例を示すブロック図である。
チャージポンプ回路204は、図15に示すように、PMOSP6、P7、P8、P9、P10と、NMOSN3、N4と、ダイオードD4、D5、D6と、コンデンサC4、C5、C6と、を備えている。
なお、PMOSP9とNMOSN3、および、PMOSP10とNMOSN4はインバータである。
PMOSP6、P7、P8は、VCC端子とVG1端子の間に直列に接続され、PMOSP3、P4間にはCP3C端子、PMOSP7、P8間にはCP4C端子が接続されている。また、PMOSP6、P7、P8のソース−ドレイン間には、逆流防止用のダイオードD4、D5、D6がそれぞれ並列に接続されている。
PMOSP9、P10のソースはVDD端子と接続され、NMOSN3、N4のソースは接地(VSS)される。また、PMOSP9のドレインはNMOSN3のドレインと接続されるとともに、CP3端子と接続される。PMOSP10のドレインは、NMOSN4のドレインと接続されるとともに、CP4端子と接続される。
コンセンサC4は、CP3C端子とCP3端子の間に接続され、コンデンサC5は、CP4C端子とCP4端子の間に接続される。また、コンデンサC6は、VG2端子と接地(VSS)間に接続される。
なお、PMOSP6、P7、P8、P9、P10のゲートには、制御回路220からのクロックCLKに応じて、ゲートをオンさせる電圧がそれぞれ印加される。
FIG. 15 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the
As shown in FIG. 15, the
Note that PMOS P9 and NMOS N3, and PMOS P10 and NMOS N4 are inverters.
The PMOSs P6, P7, and P8 are connected in series between the VCC terminal and the VG1 terminal, the CP3C terminal is connected between the PMOSs P3 and P4, and the CP4C terminal is connected between the PMOSs P7 and P8. Further, diodes D4, D5, and D6 for preventing backflow are connected in parallel between the sources and drains of the PMOSs P6, P7, and P8, respectively.
The sources of the PMOSs P9 and P10 are connected to the VDD terminal, and the sources of the NMOSs N3 and N4 are grounded (VSS). The drain of the PMOS P9 is connected to the drain of the NMOS N3 and to the CP3 terminal. The drain of the PMOS P10 is connected to the drain of the NMOS N4 and to the CP4 terminal.
The consensus C4 is connected between the CP3C terminal and the CP3 terminal, and the capacitor C5 is connected between the CP4C terminal and the CP4 terminal. The capacitor C6 is connected between the VG2 terminal and the ground (VSS).
Note that voltages for turning on the gates are applied to the gates of the PMOSs P6, P7, P8, P9, and P10 according to the clock CLK from the
この、チャージポンプ回路204は、チャージポンプ回路202の入力の電圧VCCを電圧VDDに変えただけである。よって、チャージポンプ回路202と同様の動作を行うことで、VDD+2VDD=3VDDが電圧VG2として出力される。
The
このように、従来の電源回路は、HブリッジのNMOSに印加されるオン抵抗を小さくする電圧を得るため、Hブリッジの1次側と2次側にそれぞれチャージポンプ回路202、204を備えて、入力電圧VCCと出力電圧VDDより高い電圧をそれぞれ発生していた。
ところで、このような電源回路を集積化した場合、図13および図15に示すように、チャージポンプ回路202、204は、それぞれ、外部端子が5つ、および、その外部端子容量に接続される外部素子としてコンデンサが3つ必要となる。そこで、チップ面積を小さくするためチャージポンプ回路202、204を1つにすることが考えられる。
しかし、例えば、チャージポンプ回路202を兼用した場合、NMOSNH1、NH2に共通のゲート電圧を印加すると、NMOSNH2のゲート・ソース間電圧は、VCC+2VDD−VDD=VCC+VDDとなり、電圧VCCに応じて変化することになる。
従って、チャージポンプ回路を1つにすることでチップ面積は小さくなるが、電圧VCCに応じて、ゲート・ソース間電圧が変化するNMOSNH2が耐圧を越える電圧範囲では使用できない問題点があった。
By the way, when such a power supply circuit is integrated, as shown in FIGS. 13 and 15, the
However, for example, when the
Accordingly, although the chip area is reduced by using one charge pump circuit, there is a problem that the NMOS NH2 in which the gate-source voltage changes according to the voltage VCC cannot be used in a voltage range exceeding the breakdown voltage.
本発明は、入力される電圧VCCの変化に応じてゲート・ソース間電圧が変化するNMOSNH2に保護回路を設けることで、保護回路が無い場合ではNMOSNH2が耐圧を越え破壊してしまうため使用できなかった電圧範囲でも使用することができ、使用電圧範囲の広い電源回路を提供することを目的とする。 In the present invention, a protection circuit is provided in the NMOS NH2 in which the gate-source voltage changes according to the change in the input voltage VCC, and in the absence of the protection circuit, the NMOS NH2 exceeds the breakdown voltage and cannot be used. An object of the present invention is to provide a power supply circuit that can be used in a wide voltage range and has a wide voltage range.
本発明に係る主たる発明は、入力電圧がドレインに印加される第1のN型MOSFETと、前記第1のN型MOSFETと直列接続される第2のN型MOSFETと、ソースが前記第1のN型MOSFETのソースとコイルを介して接続され、前記入力電圧を降圧した出力電圧がドレインから出力される第3のN型MOSFETと、前記入力電圧および前記出力電圧を用いて、前記第1のN型MOSFETおよび前記第3のN型MOSFETのゲート電圧を得るための共用電圧として、前記入力電圧および前記出力電圧より高い昇圧電圧を発生する昇圧電圧発生回路と、前記昇圧電圧に基づいて、前記第2のN型MOSFETとともにスイッチング動作する前記第1のN型MOSFETと、前記第3のN型MOSFETとをオンさせる制御回路と、前記第3のN型MOSFETのゲート・ソース間電圧が前記入力電圧の大きさに応じて所定電圧以上となるときに動作して、前記第3のN型MOSFETを保護する保護回路と、を備えたことを特徴とする。 A main invention according to the present invention includes a first N-type MOSFET in which an input voltage is applied to a drain, a second N-type MOSFET connected in series with the first N-type MOSFET, and a source connected to the first N-type MOSFET. A third N-type MOSFET connected to the source of the N-type MOSFET via a coil and outputting an output voltage obtained by stepping down the input voltage from the drain, and using the input voltage and the output voltage, the first voltage Based on the boosted voltage, a boosted voltage generation circuit that generates a boosted voltage higher than the input voltage and the output voltage as a common voltage for obtaining the gate voltage of the N-type MOSFET and the third N-type MOSFET, A control circuit for turning on the first N-type MOSFET and the third N-type MOSFET which are switched together with the second N-type MOSFET. And a protection circuit that operates when the gate-source voltage of the third N-type MOSFET is equal to or higher than a predetermined voltage according to the magnitude of the input voltage, and protects the third N-type MOSFET; It is provided with.
本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。 Other features of the present invention will become apparent from the accompanying drawings and the description of this specification.
本発明によれば、入力電圧の変化に応じてゲート・ソース間電圧が変化する第3のN型MOSFETに、所定電圧以上の電圧がかかると動作する保護回路を設けているので、使用電圧範囲を広くできる。 According to the present invention, the third N-type MOSFET whose gate-source voltage changes according to the change of the input voltage is provided with the protection circuit that operates when a voltage higher than a predetermined voltage is applied. Can be widened.
===全体構成===
図1は、本発明の電源回路の構成を示すブロック図である。本発明の電源回路は、チャージポンプ回路2(『昇圧電圧発生回路』)、プリ回路10、12、14、16、保護回路18、制御回路20、電圧検出回路22、誤動作防止回路24、26、インバータ6、コイルLとHブリッジを形成するNMOSNH1(『第1のN型MOSFET』)、NH2(『第3のN型MOSFET』)、NL1(『第2のN型MOSFET』)、NL2、HブリッジにおけるコイルLより下側のNMOSNL1、NL2に対する駆動電圧を発生する下側駆動レギュレータ5、を備えている。また、出力電圧となる電圧VDDの端子にはコンデンサC10の非接地側の電極が接続される。なお、NMOSNH1、NH2、NL1、NL2は、DMOS構造のNMOSであり、耐圧以下の範囲で、出来るだけ高いゲート電圧を印加することでオン抵抗を非常に小さくすることができる。
なお、図1に示す電源回路においてコイルL、コンデンサC10以外は、例えば集積化されている。
=== Overall structure ===
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power supply circuit of the present invention. The power supply circuit of the present invention includes a charge pump circuit 2 ("boost voltage generation circuit"), pre-circuits 10, 12, 14, 16,
In the power supply circuit shown in FIG. 1, except for the coil L and the capacitor C10, for example, they are integrated.
チャージポンプ回路2は、電圧VCC、電圧VDD、クロックCLKに基づいて電圧VG(例えば、VCC+2VDD)(『昇圧電圧』)を発生して出力する。
プリ回路10は、制御回路20から出力されるS1信号に応じて、電圧VGをNMOSNH1のゲートに印加する。
プリ回路12は、誤動作防止回路24から出力される信号、電圧検出回路22から出力される昇圧選択信号22bおよび降圧選択信号22cに応じて、チャージポンプ回路2の出力に基づいた電圧をNMOSNH2のゲートに印加する。
プリ回路14は、インバータ6の出力に応じて、電圧VGRをNMOSNL1のゲートに印加する。
プリ回路16は、誤動作防止回路26の出力に応じて、電圧VGRをNMOSNL2のゲートに印加する。
保護回路18は、NMOSNH2のゲートとソース間に接続され、NMOSNH2のゲート・ソース間電圧が素子耐圧を越えることによる当該NMOSNH2の破壊を防止するためのものである。
The
The pre-circuit 10 applies the voltage VG to the gate of the NMOS NH1 according to the S1 signal output from the
The pre-circuit 12 applies a voltage based on the output of the
The pre-circuit 14 applies the voltage VGR to the gate of the NMOS NL1 according to the output of the inverter 6.
The pre-circuit 16 applies the voltage VGR to the gate of the NMOS NL2 according to the output of the
The
制御回路20は、電圧VGを発生するためのクロックCLKをチャージポンプ回路2に出力するとともに、NMOSNH1、NL1のオン、オフするタイミングを電圧VDDの大きさに応じて変化させるS1信号、および、NMOSNH2、NL2のオン、オフするタイミングを電圧VDDの大きさに応じて変化させるS2信号を出力する。
電圧検出回路22は、印加される電圧VCCと所定の電圧(例えば3.5V)との大小を比較するとともに、その比較結果を示す検出信号22aと、検出信号22aに基づいた昇圧選択信号22bと、降圧選択信号22cと、を出力する。
誤動作防止回路24は、検出信号22aと制御回路20から出力されるS2信号とに基づいた信号をプリ回路12に出力する。
誤動作防止回路26は、検出信号22aと制御回路20から出力されるS2信号とに基づいた信号をプリ回路16に出力する。
The
The
The
The
下側駆動レギュレータ5は、チャージポンプ回路2の出力電圧VGを所定の電圧VGR(例えば、3.5V)に変更し、プリ回路14、16に出力する。
インバータ6は、制御回路20から出力されるS2信号を反転させ、プリ回路14に出力する。
The
The inverter 6 inverts the S2 signal output from the
また、NMOSNH1のドレインは電圧VCCが印加され、ソースはNMOSNL1のドレインと接続されている。NMOSNL1のソースは、接地(VSS)される。NMOSNH2のドレインは電圧VDDが印加され、NMOSNH2のソースはNMOSNL2のドレインと接続されている。NMOSNL2のソースは、接地(VSS)される。 Further, the voltage VCC is applied to the drain of the NMOS NH1, and the source is connected to the drain of the NMOS NL1. The source of the NMOS NL1 is grounded (VSS). The voltage VDD is applied to the drain of the NMOS NH2, and the source of the NMOS NH2 is connected to the drain of the NMOS NL2. The source of the NMOS NL2 is grounded (VSS).
コイルLは、SW1端子とSW2端子間に接続される。 The coil L is connected between the SW1 terminal and the SW2 terminal.
以上の構成の電源回路において、まず、チャージポンプ2で電圧VCCと電圧VDDから発生された電圧VGは、プリ回路10、12に印加され、下側駆動レギュレータ5から出力される電圧VGRは、プリ回路14、16に印加される。
In the power supply circuit having the above configuration, first, the voltage VG generated from the voltage VCC and the voltage VDD by the
プリ回路10は、制御回路20から出力されるS1信号に応じて、NMOSNH1のゲートに電圧を印加し、プリ回路14は、インバータ6の出力に応じて、NMOSNL1のゲートに電圧を印加する。電圧VCCが電圧VDDより低く、昇圧を行うことで電圧VDDを得る昇圧モードではNMOSNH1が常にオン、NMOSNL1が常にオフとなり、電圧VCCが電圧VDDより高く、降圧を行うことで電圧VDDを得る降圧モードでは、NMOSNH1とNMOSNL1が適宜のタイミングで交互にオン、オフする。
The pre-circuit 10 applies a voltage to the gate of the NMOS NH1 according to the S1 signal output from the
プリ回路12、16は、制御回路20から出力されるS2信号と電圧検出回路22の出力に応じてNMOSNH2、NL2のゲートに電圧を印加する。昇圧モードではNMOSNH2とNMOSNL2が適宜のタイミングで交互にオン、オフし、降圧モードではNMOSNH2が常にオン、NMOSNL2が常にオフとなる。
The pre-circuits 12 and 16 apply voltages to the gates of the
つまり、昇圧モードでは、NMOSNH1が常にオン、NMOSNL1が常にオフとなりNMOSNH2、NL2が適宜のタイミングで交互にオン、オフする。一方、降圧モードでは、NMOSNH2が常にオン、NMOSNL2が常にオフとなり、NMOSNH1とNMOSNL1が適宜のタイミングで交互にオン、オフする。 That is, in the boost mode, NMOS NH1 is always on, NMOS NL1 is always off, and NMOS NH2 and NL2 are alternately turned on and off at appropriate timing. On the other hand, in the step-down mode, NMOS NH2 is always on and NMOS NL2 is always off, and NMOS NH1 and NMOS NL1 are alternately turned on and off at appropriate timings.
このように、本発明の電源回路は、制御回路20の出力と、電圧検出回路22の出力に応じて、NMOSNH1、NH2、NL1、NL2の各ゲート電圧が制御されることで、昇圧モードと降圧モードを実行する。
As described above, the power supply circuit according to the present invention controls the gate voltage of the NMOS NH1, NH2, NL1, and NL2 in accordance with the output of the
以上説明したように、本発明の電源回路は、コイルLとHブリッジを形成するNMOS(NH1、NH2、NL1、NL2)のためのゲート電圧を発生するチャージポンプ回路2を、Hブリッジの1次側と2次側で共用している。そして、電圧VCCと電圧VDDに基づいてチャージポンプ回路2で発生された電圧VGは、Hブリッジの1次側と2次側のハイサイドのNMOSゲート電圧として出力される。
As described above, the power supply circuit of the present invention includes the
図8は、チャージポンプ回路2で発生される電圧VGと、電圧VCCと、電圧VDDとの関係の一例を示す図である。チャージポンプ回路2は、NMOSNH1、NH2が小さいオン抵抗で駆動できる高い電圧VG(例えばVG=VCC+2VDD)を電圧VCCと電圧VDDから発生する。本発明の電源回路では、電圧VDDは一定電圧(例えば2.5V)になるように制御が行われている。なお、前述のように本発明の電源回路のNMOSNH1、NH2、NL1、NL2はDMOSを用いているため、オン抵抗を無視することができる。したがって、このチャージポンプ回路2を用いた電源回路で、1次側のNMOSNH1にゲート電圧としてVGが印加されたときのゲート・ソース間電圧は、NMOSNH1がオンしたときのドレイン電圧とソース電圧が等しい(VCC)とすると図8中のaで示すVG−VCC=VCC+2VDD−VCC=2VDD=5(V)となり、電圧VCCの値にかかわらず一定となる。
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the relationship among the voltage VG generated by the
一方、2次側のNMOSNH2にゲート電圧としてVGが印加されたときのゲート・ソース間電圧は、NMOSNH2がオンしたときのドレイン電圧とソース電圧が等しい(VDD)とすると図8のbで示すVG−VDD=VCC+2VDD−VDD=VCC+VDDとなり、電圧VCCの値に応じて変化する。すなわち、電圧VCCが大きい場合NMOSNH2には高いゲート電圧が印加されることになる。このとき、NMOSNH2の素子耐圧を、例えば6Vとすると、図8のbの値が6Vを越える場合、すなわち電圧VCCが6−2.5=3.5(V)を越える電圧である場合、NMOSNH2が破壊する。
その破壊を防止するため、本発明の電源回路は、NMOSNH2のゲート・ソース間に保護回路18を設けている。
On the other hand, the gate-source voltage when VG is applied as the gate voltage to the NMOS NH2 on the secondary side is VG shown by b in FIG. 8 when the drain voltage and the source voltage are equal (VDD) when the NMOS NH2 is turned on. −VDD = VCC + 2VDD−VDD = VCC + VDD, which changes according to the value of the voltage VCC. That is, when the voltage VCC is high, a high gate voltage is applied to the NMOS NH2. At this time, assuming that the element breakdown voltage of the NMOS NH2 is 6V, for example, when the value of b in FIG. 8 exceeds 6V, that is, when the voltage VCC exceeds 6−2.5 = 3.5 (V), the NMOS NH2 Destroys.
In order to prevent the destruction, the power supply circuit of the present invention is provided with a
図6は、本発明の電源回路の保護回路18の一例を示す図である。保護回路18として図6に示すツェナーダイオード19を用いることができる。ツェナーダイオード19は、NMOSNH2のゲート・ソース間に逆方向に接続され、ゲート・ソース間の電圧が所定の値(例えば5V以上)の電圧となると電流を流し、NMOSNH2の破壊を防止する。
FIG. 6 is a diagram showing an example of the
なお、NMOSNH2のゲート・ソース間に接続されるツェナーダイオード19は、1つであってもよいし、電圧VCCに応じて複数設けてもよい。
Note that the number of
図7は、ツェナーダイオード19の特性の一例を示す図である。
横軸はツェナーダイオード19に印加される電圧VDであり、順方向に電圧が印加される場合を正としている。縦軸は電圧VDが印加されたときの電流値IDである。ツェナーダイオード19は、順方向に電圧が印加された場合、低電圧(例えば0.7V)でも電流を流すが、逆方向に電圧が印加された場合、高電圧(例えば−5V)となるまで電流を流さない。そして、ツェナーダイオード19は、電圧VDが−5Vになると急激に電流を流す。このような特性のツェナーダイオード19をNMOSNH2のゲート・ソース間に逆方向に接続すると、NMOSNH2のゲートに高電圧、例えば5V以上の電圧が印加される場合に、ツェナーダイオード19が電流を流すので、NMOSNH2の破壊を防止することができる。
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the characteristics of the
The horizontal axis is the voltage VD applied to the
なお、本実施の形態では電圧VGをVCC+2VDDとしたが、チャージポンプ回路2で発生する電圧VGは、VCC+n×VDD(n>0)としてもよい。その場合、NMOSNH1がオンしたときのゲート・ソース間電圧はn×VDDとなり、NMOSNH2がオンしたときのゲート・ソース間電圧はVCC+(n−1)×VDDとなる。
In this embodiment, the voltage VG is set to VCC + 2VDD, but the voltage VG generated in the
===制御回路20の構成===
図2は、本発明の電源回路の制御回路20の構成を示すブロック図である。制御回路20は、エラーアンプ42、コンパレータ44、46、昇圧用発振器48、降圧用発振器50、コンデンサC12、抵抗R2、R3、R4を備えている。
=== Configuration of
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the
抵抗R2および抵抗R3は、電圧VDDと接地(VSS)間に直列に接続され、電圧VDDを抵抗分割する。例えば、電圧VDDが2.5Vで抵抗R2、R3が等しい抵抗値である場合、抵抗R2および抵抗R3の接続点に現れる電圧は1.25Vとなる。 The resistors R2 and R3 are connected in series between the voltage VDD and the ground (VSS), and divide the voltage VDD by resistance. For example, when the voltage VDD is 2.5V and the resistors R2 and R3 have the same resistance value, the voltage appearing at the connection point between the resistors R2 and R3 is 1.25V.
エラーアンプ42の−(反転入力)端子には、抵抗R2と抵抗R3の接続部の電圧が印加されるとともに、エラーアンプ42の出力が、直列接続された抵抗R4と積分用コンデンサC12を介して帰還される。エラーアンプ42の+(非反転入力)端子には、基準電圧Vref1として、例えば1.25Vが印加される。そして、エラーアンプ42は、基準電圧Vref1と、出力段から抵抗R4と積分用コンデンサC12を介して帰還された帰還電圧と、を比較し、その誤差を増幅した誤差信号を出力する。 The voltage at the connection portion of the resistor R2 and the resistor R3 is applied to the-(inverting input) terminal of the error amplifier 42, and the output of the error amplifier 42 is connected via the resistor R4 and the integrating capacitor C12 connected in series. Returned. For example, 1.25 V is applied to the + (non-inverting input) terminal of the error amplifier 42 as the reference voltage Vref1. The error amplifier 42 compares the reference voltage Vref1 with the feedback voltage fed back from the output stage via the resistor R4 and the integrating capacitor C12, and outputs an error signal obtained by amplifying the error.
コンパレータ44の−(反転入力)端子には、誤差信号が入力され、+(非反転入力)端子には、降圧用発振器50から出力される降圧用三角波が入力される。そして、コンパレータ44は、誤差信号と降圧用三角波との大小比較を行い、その結果をS1信号として出力する。 The error signal is input to the − (inverting input) terminal of the comparator 44, and the step-down triangular wave output from the step-down oscillator 50 is input to the + (non-inverting input) terminal. Then, the comparator 44 compares the error signal with the step-down triangular wave and outputs the result as an S1 signal.
コンパレータ46の−(反転入力)端子には、昇圧用発振器48から出力される昇圧用三角波が入力され、+(非反転入力)端子には誤差信号が入力される。そして、コンパレータ46は、誤差信号と昇圧用三角波との大小比較を行い、その結果をS2信号として出力する
図5は、昇圧用発振器48から出力される昇圧用三角波と、降圧用発振器50から出力される降圧用三角波と、誤差信号と、の関係の一例を説明するための図である。図5に示すように昇圧用発振器48で発生される昇圧用三角波と降圧用発振器50で発生される降圧用三角波は電圧レベルが異なる。
A boosting triangular wave output from the boosting oscillator 48 is input to the − (inverting input) terminal of the comparator 46, and an error signal is input to the + (non-inverting input) terminal. The comparator 46 compares the error signal with the boosting triangular wave and outputs the result as an S2 signal. FIG. 5 shows the boosting triangular wave output from the boosting oscillator 48 and the output from the step-down oscillator 50. It is a figure for demonstrating an example of the relationship between the triangular wave for pressure | voltage fall, and an error signal. As shown in FIG. 5, the voltage level of the step-up triangular wave generated by the step-up oscillator 48 and the step-down triangular wave generated by the step-down oscillator 50 are different.
次に、制御回路20の動作について説明する。まず、エラーアンプ42から、帰還電圧と基準電圧Vref1との差に基づく誤差信号が出力される。そして、コンパレータ44で降圧用三角波と誤差信号との大小が比較され、コンパレータ46で昇圧用三角波と誤差信号との大小が比較される。
Next, the operation of the
≪誤差信号が降圧用三角波と交差する値の場合:降圧モード≫
コンパレータ44は、誤差信号が降圧用三角波より大である期間に“LOW”に相当する電圧を、また誤差信号が降圧用三角波より小である期間に“HIGH”に相当する電圧を、S1信号として出力する。このコンパレータ44の出力の“HIGH”と“LOW”の期間の比に応じてNMOSNH1、NL1は交互にオン、オフするスイッチング動作を行う。このスイッチング動作において、電圧VDDが高くなると誤差信号の電圧レベルが低くなり、コンパレータ44の出力の“HIGH”の期間が長くなる。したがって、NMOSNL1のオンする期間が長くなり電圧VDDは低くなる。一方、電圧VDDが低くなると誤差信号の電圧レベルが高くなり、コンパレータ44の出力の“HIGH”の期間が短くなる。したがって、NMOSNL1のオンする期間が短くなり電圧VDDは高くなる。
一方、誤差信号は、常に昇圧用三角波より小となる。よってコンパレータ46は“LOW”に相当する電圧をS2信号として出力する。
≪When the error signal crosses the step-down triangular wave: Step-down mode≫
The comparator 44 uses, as the S1 signal, a voltage corresponding to “LOW” when the error signal is larger than the step-down triangular wave and a voltage corresponding to “HIGH” when the error signal is smaller than the step-down triangular wave. Output. The NMOS NH1 and NL1 perform switching operations that are alternately turned on and off in accordance with the ratio of the period of “HIGH” and “LOW” of the output of the comparator 44. In this switching operation, when the voltage VDD increases, the voltage level of the error signal decreases, and the “HIGH” period of the output of the comparator 44 increases. Accordingly, the period during which the NMOS NL1 is turned on becomes longer and the voltage VDD becomes lower. On the other hand, when the voltage VDD decreases, the voltage level of the error signal increases, and the “HIGH” period of the output of the comparator 44 is shortened. Accordingly, the period during which the NMOS NL1 is turned on is shortened and the voltage VDD is increased.
On the other hand, the error signal is always smaller than the boosting triangular wave. Therefore, the comparator 46 outputs a voltage corresponding to “LOW” as the S2 signal.
≪誤差信号が昇圧用三角波と交差する値の場合:昇圧モード≫
コンパレータ46は、誤差信号が昇圧用三角波より大である期間に“HIGH”に相当する電圧を出力し、誤差信号が昇圧用三角波より小である期間に“LOW”に相当する電圧をS2信号として出力する。
一方、誤差信号は、常に降圧用三角波より大となる。よってコンパレータ44は“LOW”に相当する電圧をS1信号として出力する。
<< When the error signal intersects with the boosting triangle wave: Boost mode >>
The comparator 46 outputs a voltage corresponding to “HIGH” during a period when the error signal is larger than the boosting triangular wave, and uses a voltage corresponding to “LOW” as the S2 signal when the error signal is smaller than the boosting triangular wave. Output.
On the other hand, the error signal is always larger than the step-down triangular wave. Therefore, the comparator 44 outputs a voltage corresponding to “LOW” as the S1 signal.
===NH2ゲート電圧制御部===
図3は、本発明の電源回路におけるNMOSNH2のゲート電圧制御部の構成を示すブロック図である。同図に示すように本発明のNMOSNH2ゲート電圧制御部は、電圧検出回路22、誤動作防止回路24およびプリ回路12を備えている。
=== NH2 Gate Voltage Control Unit ===
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the gate voltage control unit of the NMOS NH2 in the power supply circuit of the present invention. As shown in the figure, the NMOS NH2 gate voltage control unit of the present invention includes a
電圧検出回路22は、電圧VCCと基準電圧Vref2との大小を比較し、その比較結果を検出信号22aとして出力するコンパレータ34と、検出信号22aを電圧VGの電圧レベルに応じた大きさに変更した昇圧選択信号22bを出力するレベルシフト回路36と、昇圧選択信号22bを反転した降圧選択信号22cを出力するインバータ38と、を備えている。なお、コンパレータ34の−(反転入力)端子には、基準電圧Vref2(例えば3.5V)が印加され、コンパレータ34の+(非反転入力)端子には電圧VCCが印加される。
誤動作防止回路24は、電圧検出回路22の出力である検出信号22aを反転するインバータ32と、インバータ32の出力と制御回路20の出力の論理積を出力するAND回路30と、を備えている。
The
The
プリ回路12は、誤動作防止回路24の出力を電圧VGの大きさに変更して出力するレベルシフト回路28と、PMOSMP1、MP2、MP3、MP4と、NMOSMN1と、抵抗R1(『抵抗素子』)と、を備えている。なお、PMOSMP4とNMOSMN1、また、PMOSMP2とNMOSMN1はNMOSMN1を共通とするインバータであり、PMOSMP1、MP3は、何れかがオンすることでインバータの選択の切り替えを行う。具体的には、PMOSMP1がオン、PMOSMP3がオフの場合には、PMOSMP2とNMOSMN1のインバータが動作し、PMOSMP1がオフ、PMOSMP3がオンの場合には、PMOSMP4とNMOSMN1のインバータが動作する。
The pre-circuit 12 changes the output of the
PMOSMP1のソースはチャージポンプ回路2の出力と接続され、ドレインはPMOSMP2のソースと接続されている。PMOSMP2のドレインは抵抗R1を介してNMOSMN1のドレインと接続されている。NMOSMN1のソースは、接地(VSS)される。なお、PMOSMP1のゲートには降圧選択信号22cによる電圧が印加され、PMOSMP2およびNMOSMN1のゲートにはレベルシフト回路28から出力される電圧が印加される。
The source of the PMOS MP1 is connected to the output of the
また、PMOSMP3のソースはチャージポンプ回路2の出力と接続され、ドレインはPMOSMP4のソースと接続されている。PMOSMP4のドレインはNMOSMN1のドレインと接続される。また、NMOSMN1のドレイン電圧はプリ回路12の出力となり、NMOSNH2のゲートに印加される。なお、PMOSMP3のゲートには昇圧選択信号22bによる電圧が印加され、PMOSMP4のゲートにはレベルシフト回路28から出力される電圧が印加される。
The source of the PMOS MP3 is connected to the output of the
次に、NMOSNH2のゲート制御部の動作について説明する。
コンパレータ34は電圧VCCと基準電圧Vref2(例えば3.5V)との大小比較を行い、電圧VCCの方が基準電圧Vref2より大きい場合は、検出信号22aとして“HIGH”を示す電圧VCCを出力する。一方、電圧VCCの方が基準電圧より小さい場合は検出信号22aとして“LOW”を示す接地電圧VSSを出力する。レベルシフト回路36は、検出信号22aが“HIGH”を示す電圧VCCの場合、電圧VCCを電圧VGに変更し、“HIGH”の昇圧選択信号22bを出力する。また、検出信号22aが“LOW”の場合、“LOW”の昇圧選択信号22bとして接地電圧VSSを出力する。インバータ38は、昇圧選択信号22bを反転し降圧選択信号22cを出力する。すなわちインバータ38は昇圧選択信号22bが“HIGH”の場合、降圧選択信号22cに“LOW”を示す接地電圧VSSを出力し、昇圧選択信号22bが“LOW”の場合、降圧選択信号22cに“HIGH”を示す電圧VGを出力する。
Next, the operation of the gate controller of the NMOS NH2 will be described.
The
以上のように、検出信号22aが“HIGH”の場合は、昇圧選択信号22bが“HIGH”となり、降圧選択信号22cが“LOW”となる。一方、検出信号22aが“LOW”の場合は、昇圧選択信号22bが“LOW”となり、降圧選択信号22cが“HIGH”となる。
As described above, when the
≪検出信号22aが“HIGH”の場合:昇降圧動作を降圧動作に限定する≫
検出信号22aが““HIGH”の場合、インバータ32の出力は“LOW”となる。そのため、AND回路30の出力、すなわち誤動作防止回路24の出力は、制御回路20の出力にかかわらず常に“LOW”となる。レベルシフト回路28は“LOW”を示す接地電圧VSSを出力する。したがって、NMOSMN1はオフとなり、PMOSMP2、MP4はともにオンとなる。このとき、昇圧選択信号22bが“HIGH”、降圧選択信号22cが“LOW”なのでPMOSMP1がオンし、PMOSMP3がオフとなる。プリ回路12はPMOSMP1、MP2、抵抗R1を介して“HIGH”を示す電圧をNMOSNH2に出力する。
<< When the
When the
≪検出信号22aが“LOW”の場合≫
検出信号22aが“LOW”、制御回路20の出力が“LOW”の場合は、インバータ32の出力が“HIGH”、制御回路20の出力が“LOW”なので、AND回路30の出力、すなわち誤動作防止回路24の出力が“LOW”となり、レベルシフト回路28は“LOW”を示す接地電圧VSSを出力する。したがって、NMOSMN1はオフとなり、PMOSMP2、MP4はともにオンとなる。このとき、昇圧選択信号22bが“LOW”、降圧選択信号22cが“HIGH”なのでPMOSMP1がオフし、PMOSMP3がオンとなる。プリ回路12はPMOSMP3、MP4を介して“HIGH”を示す電圧をNMOSNH2に出力する。
<< When
When the
一方、検出信号22aが“LOW”で制御回路20の出力が “HIGH”の場合は、インバータ32の出力と制御回路20の出力がともに“HIGH”となり、AND回路30の出力、すなわち誤動作防止回路24の出力が“HIGH”となる。レベルシフト回路28は誤動作防止回路24から出力される信号を“HIGH”を示す電圧VGに変換して出力する。したがって、NMOSMN1はオンとなり、PMOSMP2、MP4はともにオフとなる。よって、プリ回路12の出力はNMOSMN1によって接地(VSS)に引かれるため“LOW”となる。
以上説明したように、プリ回路12は昇圧モードと降圧モードで経路を変更する。
On the other hand, when the
As described above, the pre-circuit 12 changes the path between the step-up mode and the step-down mode.
降圧モードの経路に備えられた抵抗R1は、電圧VGの電圧を低下させるとともに、ツェナーダイオード19に流れる電流を制限する。例えば、電圧VGが10Vとなる場合、NMOSNH2のゲート・ソース電圧は、ツェナーダイオード19の降伏電圧に制御されるので、例えば5Vとなる。電圧VDDは、2.5Vに制御され、NMOSNH2のオン抵抗を十分低くする電圧がゲートにかかっているのでNMOSNH2のソース電圧は2.5Vとなる。したがって、抵抗R1の両端にかかる電圧は、10−5−2.5=2.5Vとなる。よって、この2.5Vを抵抗R1の抵抗値で除算した電流値に、ツェナーダイオード19に流れる電流を制限することが出来る。
しかし、この抵抗R1を設けることによって、例えば昇圧用発振器48と降圧用発振器50の発振に基づくノイズによる誤信号が入力されると、電流能力が制限されているため正しいスイッチング動作が出来ず、出力電圧VDDが一定電圧からずれてしまう。
The resistor R1 provided in the step-down mode path reduces the voltage VG and limits the current flowing through the
However, by providing this resistor R1, for example, if an erroneous signal due to noise based on oscillation of the boosting oscillator 48 and the step-down oscillator 50 is input, the current capability is limited, so that a correct switching operation cannot be performed, and the output The voltage VDD deviates from a constant voltage.
図9は、抵抗R1を介したNH2ゲート駆動による降圧動作中の誤動作の一例を説明するための図である。なお、図9において、SW1はSW1端子の電圧、SW2はSW2端子の電圧を示している。正常動作の場合、SW1は、NMOSNH1とNMOSNL1が適宜のタイミングで交互にオン、オフすることで、“HIGH”と“LOW”を繰り返し、SW2は、NMOSNH2がオン、NMOSNL2がオフとなるため、電圧VDDとなる。このように、NMOSNH1とNMOSNL1が適宜のタイミングで交互にオン、オフすることで、コンデンサC10が接続されたVDD端子に電流供給と電流引き込みのバランスを取って、一定の電圧VDDに制御している。 FIG. 9 is a diagram for explaining an example of a malfunction during the step-down operation by NH2 gate driving via the resistor R1. In FIG. 9, SW1 indicates the voltage at the SW1 terminal, and SW2 indicates the voltage at the SW2 terminal. In normal operation, SW1 repeats “HIGH” and “LOW” by turning on and off NMOSNH1 and NMOSNL1 alternately at an appropriate timing, and SW2 turns on NMOSNH2 and turns off NMOSNL2. VDD. As described above, the NMOS NH1 and the NMOS NL1 are alternately turned on and off at appropriate timings to balance the current supply and the current drawing to the VDD terminal to which the capacitor C10 is connected, thereby controlling the voltage to a constant voltage VDD. .
そこに、図9に示すように一瞬(期間t1)でもNMOSNL2がオンする誤信号が制御回路20から入力されると、NMOSNL2がオン、NMOSNH2がオフとなり、NMOSNH2のゲート電圧は、低下してしまう。このNMOSNH2が復旧するまで、すなわち、NMOSNH2のゲート電圧が、正常動作であるオン抵抗を十分低くできる電圧となるまで、には時間がかかる。これは、降圧モード時のNMOSNH2をオンさせる経路に、省電力および高効率のため、ツェナーダイオード19に流れる電流を抑制する抵抗R1を備えているためである。このNMOSNH2のゲート電圧の復旧に要する時間は、抵抗R1の値と、NMOSNH2のゲート・ソース寄生容量値と、NMOSNL2のドレイン−基板間容量と、によって決まる。
As shown in FIG. 9, when an erroneous signal for turning on the NMOS NL2 is input from the
なお、誤信号が入力されてから所定の期間では、NMOSNH2がオフのハイインピーダンスの状態となる。このようにNMOSNH2がハイインピーダンスの状態となる場合、1次側ではNMOSNH1、NL1によるスイッチングが行われ、2次側ではNMOSNH2の寄生ダイオード(バックゲート−ドレイン間ダイオード)をコイル電流が通過し、降圧モードが引き続き行われる。したがって、コイルLからVDD端子側に電流が流れるので、SW2の電圧は、寄生ダイオードの立ち上がり電圧分、電圧VDDより高い電圧となる。その後、NMOSNH2のゲート電圧の回復に伴い、徐々にNMOSNH2がオンするようになる。 Note that the NMOS NH2 is turned off and in a high impedance state for a predetermined period after the erroneous signal is input. In this way, when NMOS NH2 is in a high impedance state, switching by the NMOS NH1 and NL1 is performed on the primary side, and the coil current passes through the parasitic diode (back gate-drain diode) of the NMOS NH2 on the secondary side, and the voltage is stepped down. The mode continues. Therefore, since a current flows from the coil L to the VDD terminal side, the voltage of SW2 is higher than the voltage VDD by the rising voltage of the parasitic diode. Thereafter, the NMOS NH2 is gradually turned on with the recovery of the gate voltage of the NMOS NH2.
また、寄生ダイオードによってコイルLに逆方向(コイル電流のマイナスとなる部分)の電流は流れなくなる。すなわち、図9のtαでは、VCC端子→NMOSNH1→SW1端子→コイルL→SW2端子→寄生ダイオード→電圧VDDの経路で電流が流れ、tβでは、接地端子(VSS)→NMOSNL1→SW1端子→コイルL→SW2端子→寄生ダイオード→VDD端子の経路で電流が流れることになる。コイル電流が0となる場合のSW2の電圧は、図9に示すように不安定になる。 Further, the current in the reverse direction (portion where the coil current is negative) does not flow to the coil L due to the parasitic diode. That is, at tα in FIG. 9, current flows through a path of VCC terminal → NMOS NH1 → SW1 terminal → coil L → SW2 terminal → parasitic diode → voltage VDD, and at tβ, the ground terminal (VSS) → NMOSNL1 → SW1 terminal → coil L → Current flows through the path of SW2 terminal → parasitic diode → VDD terminal. When the coil current becomes zero, the voltage of SW2 becomes unstable as shown in FIG.
この寄生ダイオードによる損失は、NMOSNH2のオン抵抗による損失より大きいため、一定電圧VDDとするためには、SW1が“HIGH”となる期間を、正常動作に比べて、多くすることが必要になる。
しかし、この現象が起きている期間に比べて制御回路20のエラーアンプ42の追従が遅いので、SW1の“HIGH”と“LOW”の比は、正常動作とほとんど変わらない。その結果、電圧VDDは、誤動作の発生から復旧するまでの期間において、設定電流からずれて低い電圧となってしまう。
Since the loss due to the parasitic diode is larger than the loss due to the on-resistance of the NMOS NH2, it is necessary to increase the period during which SW1 is “HIGH” as compared with the normal operation in order to obtain the constant voltage VDD.
However, since the tracking of the error amplifier 42 of the
以上、説明したように、本来NMOSNH2が常にオン、NMOSNL2が常にオフである降圧モードにおいて、制御回路20から一瞬でも誤信号が入力されると、NMOSNH2のゲート電圧が低下してしまい、その復旧まで時間がかかるため電圧VDDが設定値からずれてしまう。
As described above, in the step-down mode where the NMOS NH2 is always always on and the NMOS NL2 is always off, if an erroneous signal is input from the
この誤動作を防ぐため、本発明のNMOSNH2ゲート電圧制御部は誤動作防止回路24を備え、降圧モードとなる場合にNMOSNH2が常にオンとなるようにしている。降圧モードでは、SW2端子側のNMOSNH2はスイッチング動作の必要がないので、制御回路20の出力にかかわらず、常にオンとすることで、誤信号の入力による誤動作を無くすことができる。
In order to prevent this malfunction, the NMOS NH2 gate voltage control unit of the present invention includes a
===NL2ゲート電圧制御部===
図4は、本発明の電源回路におけるNMOSNL2のゲート電圧制御部の構成を示すブロック図である。同図に示すように本発明のNMOSNL2のゲート電圧制御部は、誤動作防止回路26、プリ回路16を備えている。
誤動作防止回路26は、制御回路20の出力を反転するインバータ54と、インバータ54の出力と電圧検出回路22の出力である検出信号22aを入力し、論理和を出力するOR回路52と、を備えている。
プリ回路16は、誤動作防止回路26の出力を電圧VGの電圧レベルに応じた大きさに変更して出力するレベルシフト回路40と、PMOSMP5と、NMOSMN2と、を備えている。なお、PMOSMP5と、NMOSMN2はインバータである。
=== NL2 Gate Voltage Control Unit ===
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the gate voltage control unit of the NMOS NL2 in the power supply circuit of the present invention. As shown in the figure, the gate voltage control unit of the NMOS NL2 of the present invention includes a
The
The pre-circuit 16 includes a
PMOSMP5のソースは下側駆動レギュレータ5の出力と接続され、ドレインはNMOSMN1のドレインと接続されるとともにプリ回路16の出力となっている。NMOSMN1のソースは接地(VSS)される。なお、PMOSMP5およびNMOSMN2のゲートにはレベルシフト回路40から出力される電圧が印加される。
次に、NMOSNL2のゲート制御部の動作について説明する。
The source of the PMOS MP5 is connected to the output of the
Next, the operation of the gate control unit of the NMOS NL2 will be described.
≪検出信号22aが“HIGH”の場合≫
OR回路52の出力、すなわち誤動作防止回路26の出力は制御回路20の出力に関係なく“HIGH”となる。誤動作防止回路26の出力はレベルシフト回路40で“HIGH”を示す電圧VGRに変更される。そしてレベルシフト回路40の出力が“HIGH”なので、NMOSMN2がオンとなり、PMOSMP5がオフとなる。したがって、この場合、プリ回路16の出力はNMOSMN2がオンすることによって“LOW”となる。
<< When the
The output of the
≪検出信号22aが“LOW”の場合≫
制御回路20の出力が“LOW”の場合は、インバータ54の出力が“HIGH”となる。この場合OR回路52の出力、すなわち誤動作防止回路26の出力は“HIGH”となり、検出信号22aが“HIGH”の場合と同様にプリ回路16の出力は“LOW”となる。
一方、制御回路20の出力が“HIGH”の場合は、インバータ54の出力が“LOW”となる。この場合OR回路52の出力は“LOW”となる。OR回路52の出力はレベルシフト回路40で“LOW”を示す接地電圧VSSが出力される。そしてレベルシフト回路40の出力が“LOW”なので、NMOSMN2がオフとなり、PMOSMP5がオンとなる。したがってこの場合プリ回路16の出力は“HIGH”となる。
このように、降圧モードを行う場合、常にプリ回路16の出力を“LOW”とすることで、NH2ゲート電圧制御部と同様に、誤動作を防止することができる。
<< When
When the output of the
On the other hand, when the output of the
As described above, when the step-down mode is performed, by always setting the output of the pre-circuit 16 to “LOW”, it is possible to prevent a malfunction as in the case of the
なお、NMOSNH1、NL1のゲート電圧制御部にはプリ回路10、14が設けられている。プリ回路10、14は、プリ回路16と同じ構成とすることができる。
また、本発明の電源回路においてコイルL、コンデンサC10以外の部分は集積化することが可能である。また、本発明の実施の形態では、保護回路18としてツェナーダイオード19、ツェナーダイオード19に流れる電流を制限する回路として抵抗R1、誤動作防止回路24としてAND回路30およびインバータ32、誤動作防止回路26としてインバータ54およびOR回路52を使用したが、これらはすべて集積化に適している。集積化する場合、1チップに集積化してもよいし複数チップに集積化してもよい。
Note that pre-circuits 10 and 14 are provided in the gate voltage control units of the NMOS NH1 and NL1. The pre-circuits 10 and 14 can have the same configuration as the pre-circuit 16.
In the power supply circuit of the present invention, parts other than the coil L and the capacitor C10 can be integrated. In the embodiment of the present invention, a
===電源回路の動作===
≪昇圧モード≫
入力される電圧VCCより高い電圧VDD(2.5V)を出力する場合、電源回路は制御回路20の出力に基づいて昇圧モードとなる。このとき、制御回路20から出力されるS1信号によってNMOSNH1は常にオン、NMOSNL1は常にオフとなる。
一方、昇圧モードなので電圧検出回路22から出力される検出信号22aは“LOW”となり、制御回路20から出力されるS2信号は、誤動作防止回路24ではそのまま通過し、誤動作防止回路26では反転して通過する。また、このとき電圧検出回路22から出力される昇圧選択信号22bが“LOW”となるので、プリ回路12の抵抗R1の無い方のインバータ(NMOSMN1、PMOSMP4)が選択される。そしてNMOSNH2、NL2は、制御回路20から出力されるS2信号に応じて交互にオン、オフのスイッチングを行い電圧VDDは昇圧される。
=== Power Supply Circuit Operation ===
≪Boosting mode≫
When outputting a voltage VDD (2.5 V) higher than the input voltage VCC, the power supply circuit is in a boost mode based on the output of the
On the other hand, the
≪降圧モード≫
入力される電圧VCCより低い電圧VDD(2.5V)を出力する場合、電源回路は制御回路20の出力に基づいて降圧モードとなる。このとき、NMOSNH1、NMOSNL1は制御回路20ら出力されるS1信号によって交互にオン、オフのスイッチングを行う。NMOSNH1のゲートに電圧VG(=VCC+2VDD)が印加されたときのゲート・ソース間電圧は2×VDD=5Vの一定の値になる。
≪Step-down mode≫
When outputting a voltage VDD (2.5 V) lower than the input voltage VCC, the power supply circuit is in a step-down mode based on the output of the
一方、降圧モードなので、検出信号22aは“HIGH”となる。このとき制御回路20の出力に関係無く、誤動作防止回路24の出力は“HIGH”となり、誤動作防止回路26の出力は“LOW”となる。従って、降圧モードでは、制御回路20の出力に関係なくNMOSNH2がオン、NMOSNL2がオフとなる。
On the other hand, because of the step-down mode, the
また、このとき電圧検出回路22から出力される降圧選択信号22cが“LOW”となるので、プリ回路12の抵抗R1の有る方のインバータ(NMOSMN1、PMOSMP2)が選択される。そして、チャージポンプ回路2から出力される電圧VGは抵抗R1で降圧され、NMOSNH2のゲートに印加される。NMOSNH2のゲート・ソース間電圧が、保護回路18として設けられたツェナーダイオード19のツェナー降伏電圧以下の場合には、プリ回路12の出力がそのままNMOSNH2のゲートに印加される。MOSNH2のゲート・ソース間電圧が、ツェナーダイオード19のツェナー降伏電圧より大きい場合にはツェナーダイオード19に電流が流れ、NMOSNH2のゲート・ソース電圧がツェナー降伏電圧に保たれるためNMOSNH2の破壊を防止することができる。
At this time, since the step-down
以上、説明したように、本発明の電源回路は、ゲート・ソース間電圧が電圧VCCに応じて変化するNMOSNH2のゲート・ソース間に保護回路18を設けているので、従来NMOSNH2が破壊するため使用できなかった温度範囲でも使用することができる。保護回路18は、NMOSNH2のゲート・ソース間が所定電圧以上となったときに両端に定電圧を発生するので、NMOSNH2のゲート・ソース間に所定電圧以上の電圧がかからないようにすることができる。
As described above, the power supply circuit according to the present invention is provided with the
この、保護回路18にツェナーダイオード19を用いると、回路規模を大きくすることなく、簡素な構成でNMOSNH2の保護を行うことができる。ツェナーダイオード19にNMOSNH2のゲート・ソース間の素子耐圧以下の降伏電圧のものを適用すると、ツェナーダイオード19が素子耐圧を越える前に電流を流すので、NMOSNH2の破壊を防止することができる。
When the
さらに、Hブリッジを構成するNMOSNH1、NH2、NL1、NL2をDMOS構造とすると、NMOSの耐圧以下の範囲で出来るだけ高いゲート電圧を印加することで、オン抵抗を非常に低くすることができ、電源回路の効率を上げることができる。 Furthermore, when the NMOS NH1, NH2, NL1, and NL2 constituting the H bridge have a DMOS structure, by applying a gate voltage as high as possible within a range equal to or lower than the breakdown voltage of the NMOS, the on-resistance can be made extremely low. The efficiency of the circuit can be increased.
また、チャージポンプ回路2の出力電圧VG(VCC+2VDD)によって、NMOSNH1がオンしたときのゲート・ソース間電圧は一定の電圧(2VDD)となるので、入力電圧VCCが大きい場合でもHブリッジの1次側のNMOSNH1の破壊を防止することができる。NMOSNH2のゲート・ソース間電圧は、入力電圧VCCに応じて変化するが、NMOSNH2のゲート・ソース間には保護回路18を備えているので、1つのチャージポンプ回路2で、NMOSNH1、NH2が動作するための電圧を発生することができる。
Further, the gate-source voltage when the NMOS NH1 is turned on becomes a constant voltage (2VDD) by the output voltage VG (VCC + 2VDD) of the
なお、保護回路18として用いられるツェナーダイオード19は集積化に適している。集積化した場合、NMOSNH1、NH2を動作させる電圧VGを1つのチャージポンプ回路2で発生させることができるので、チップ面積を小さくすることができる。
The
以上、本実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。 As described above, the present embodiment has been specifically described based on the embodiment. However, the present embodiment is not limited to this, and various modifications can be made without departing from the scope of the present embodiment.
2 チャージポンプ回路
5 下側駆動レギュレータ
6 インバータ
10、12、14、16 プリ回路
18 保護回路
19 ツェナーダイオード
20 制御回路
22 電圧検出回路
24、26 誤動作防止回路
28、36、40、60 レベルシフト回路
30 AND回路
32、38、54 インバータ
34、44、46 コンパレータ
42 エラーアンプ
48 昇圧用発振器
50 降圧用発振器
52 OR回路
62 電流源
2
50 Step-
Claims (5)
前記第1のN型MOSFETと直列接続される第2のN型MOSFETと、
ソースが前記第1のN型MOSFETのソースとコイルを介して接続され、前記入力電圧を降圧した出力電圧がドレインから出力される第3のN型MOSFETと、
前記入力電圧および前記出力電圧を用いて、前記第1のN型MOSFETおよび前記第3のN型MOSFETのゲート電圧を得るための共用電圧として、前記入力電圧および前記出力電圧より高い昇圧電圧を発生する昇圧電圧発生回路と、
前記昇圧電圧に基づいて、前記第2のN型MOSFETとともにスイッチング動作する前記第1のN型MOSFETと、前記第3のN型MOSFETとをオンさせる制御回路と、
前記第3のN型MOSFETのゲート・ソース間電圧が前記入力電圧の大きさに応じて所定電圧以上となるときに動作して、前記第3のN型MOSFETを保護する保護回路と、
を備えたことを特徴とする電源回路。 A first N-type MOSFET in which an input voltage is applied to the drain;
A second N-type MOSFET connected in series with the first N-type MOSFET;
A third N-type MOSFET in which a source is connected to the source of the first N-type MOSFET via a coil, and an output voltage obtained by stepping down the input voltage is output from the drain;
Using the input voltage and the output voltage, a boost voltage higher than the input voltage and the output voltage is generated as a shared voltage for obtaining the gate voltages of the first N-type MOSFET and the third N-type MOSFET A step-up voltage generation circuit that
A control circuit that turns on the first N-type MOSFET that is switched together with the second N-type MOSFET and the third N-type MOSFET based on the boosted voltage;
A protection circuit that operates when a gate-source voltage of the third N-type MOSFET becomes equal to or higher than a predetermined voltage according to the magnitude of the input voltage, and protects the third N-type MOSFET;
A power supply circuit comprising:
前記第3のN型MOSFETのゲート・ソース間に接続され、前記第3のN型MOSFETのゲート・ソース間電圧が前記所定電圧以上となったときに、両端に定電圧を発生する定電圧発生素子であることを特徴とする請求項1に記載の電源回路。 The protection circuit is
Constant voltage generation that is connected between the gate and source of the third N-type MOSFET and generates a constant voltage at both ends when the gate-source voltage of the third N-type MOSFET exceeds the predetermined voltage. The power supply circuit according to claim 1, wherein the power supply circuit is an element.
前記第3のN型MOSFETのゲート・ソース間に接続されたツェナーダイオードであることを特徴とする請求項2に記載の電源回路。 The constant voltage generating element is:
The power supply circuit according to claim 2, wherein the power supply circuit is a Zener diode connected between a gate and a source of the third N-type MOSFET.
ツェナー降伏電圧であり、前記第3のN型MOSFETのゲート・ソース間の耐圧より低い値であることを特徴とする請求項3に記載の電源回路。 The predetermined voltage is
4. The power supply circuit according to claim 3, wherein the power supply circuit has a Zener breakdown voltage and is lower than a breakdown voltage between a gate and a source of the third N-type MOSFET.
前記第1のN型MOSFETがオンしたときのゲート・ソース間電圧が前記入力電圧に関わらず一定の値となり、前記第3のN型MOSFETがオンしたときのゲート・ソース間電圧が前記入力電圧に応じて変化する値となる、前記昇圧電圧を発生することを特徴とする請求項1乃至4の何れかに記載の電源回路。
The boost voltage generation circuit includes:
The gate-source voltage when the first N-type MOSFET is turned on is a constant value regardless of the input voltage, and the gate-source voltage when the third N-type MOSFET is turned on is the input voltage. 5. The power supply circuit according to claim 1, wherein the boosted voltage is a value that changes in accordance with the power supply voltage.
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