JP2006004782A - Discharge lamp lighting device for dimming light and lighting system - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent excessive stress from being given to a switching element of an inverter, in a discharge lamp lighting device for dimming light by controlling the frequency of the inverter and a dc power supply voltage. <P>SOLUTION: In this discharge lamp lighting device for dimming light which dimly lights a discharge lamp by combining the operating frequency of the inverter and the control of a power supply voltage, when a dimming signal from the outside is set so that the time when the discharge lamp is dimly lighted with high optical output is shifted closed to the time when it is dimly lighted with low optical output, priority is given to the dimming control of the inverter operating frequency, and a means to practically delay the dimming control of a dc voltage is added. In addition, the dimming signal from the outside is set so that the time when the discharge lamp is dimly lighted with low optical output is shifted close to the time when it is fully lighted with high optical output, priority is given to the dimming control of the dc voltage, and the means to practically delay the dimming control of the inverter operating frequency is added. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、インバータの周波数制御と電源電圧制御を組み合わせて放電灯を調光点灯させる調光用放電灯点灯装置及びこれを用いた照明装置に関するものである。   The present invention relates to a dimming discharge lamp lighting device for dimming and lighting a discharge lamp by combining frequency control of an inverter and power supply voltage control, and an illumination device using the same.

近年、演出・省エネルギーなどを目的として、様々な場面で調光用の放電灯点灯装置が使用されるようになってきた。この種の調光用の放電灯点灯装置としては、例えば、特開２００３−１６８５９０号公報に開示されたものが挙げられる。   In recent years, dimming discharge lamp lighting devices have been used in various situations for the purpose of production and energy saving. As this type of dimming discharge lamp lighting device, for example, one disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-168590 can be cited.

まず、第１の従来例としては、図２２に示すように、直流電源１ａと、少なくとも１つのスイッチング素子を具備して、前記スイッチング素子をオン／オフすることで直流電源１ａからの直流出力を高周波出力に変換するインバータＩＮＶと、インバータＩＮＶの出力端間に接続されたインダクタＬ１及びコンデンサＣ１の直列回路からなる共振回路９と、任意の調光レベルに設定されることで、コンデンサＣ１の両端に接続される放電灯ＬＡを、前記調光レベルに応じて調光するように指示する調光信号を出力する調光部４ａ、調光信号に応じてインバータＩＮＶのスイッチング素子をオン／オフする動作周波数を変化させる制御部３ａからなる調光手段とを備えた所謂周波数調光方式の放電灯点灯装置が知られている。   First, as a first conventional example, as shown in FIG. 22, a DC power source 1a and at least one switching element are provided, and a DC output from the DC power source 1a is obtained by turning on / off the switching element. An inverter INV for converting to a high frequency output, a resonance circuit 9 composed of a series circuit of an inductor L1 and a capacitor C1 connected between output terminals of the inverter INV, and both ends of the capacitor C1 by being set to an arbitrary dimming level A dimming unit 4a that outputs a dimming signal that instructs the discharge lamp LA connected to the dimming level to be dimmed according to the dimming level, and turns on / off the switching element of the inverter INV according to the dimming signal There is known a so-called frequency dimming type discharge lamp lighting device including a dimming unit including a control unit 3a for changing an operating frequency.

しかし、このような放電灯点灯装置では、調光レベルを深めて調光下限に近づけたときや、放電灯ＬＡの周囲温度が比較的低いときには、移動縞やちらつきが発生することがあり、調光レベルを更に深めると、放電灯ＬＡを立ち消えさせてしまうことがあった。   However, in such a discharge lamp lighting device, when the dimming level is increased to approach the lower dimming limit, or when the ambient temperature of the discharge lamp LA is relatively low, moving stripes or flickering may occur. When the light level is further deepened, the discharge lamp LA may be extinguished.

そこで、第２の従来例としては、図２３に示すように、共振回路９の代わりに、インバータＩＮＶの出力端間に接続されたインダクタＬ１及び第１のコンデンサＣ１の直列回路と、インダクタＬ１及び第１のコンデンサＣ１の接続点に一端が接続された第２のコンデンサＣ２とを具備する共振回路８を備え、放電灯ＬＡが第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路に並列接続される放電灯点灯装置が提案されている。   Therefore, as a second conventional example, as shown in FIG. 23, instead of the resonant circuit 9, a series circuit of an inductor L1 and a first capacitor C1 connected between the output terminals of the inverter INV, an inductor L1 and A resonance circuit 8 having a second capacitor C2 having one end connected to a connection point of the first capacitor C1 is provided, and a discharge lamp LA is connected in parallel to a series circuit of the first and second capacitors C1 and C2. A discharge lamp lighting device has been proposed.

図２３に示した放電灯点灯装置では、第１の従来例と比べて、共振回路９の代わりに共振回路８を備えることで、図２４に示すように、第１のコンデンサＣ１の両端に印加される２次電圧Ｖ０２が、放電灯ＬＡのインピーダンスが無限大としたとき、つまり、無負荷時に最大となる無負荷共振周波数ｆ０と、調光下限時のインバータＩＮＶの動作周波数ｆＤとが略等しくなるように設計しやすくなる。すなわち、インバータＩＮＶの動作周波数ｆをｆＤに近付けて調光を深めても、２次電圧Ｖ０２が高くなることで、調光下限時の放電灯ＬＡの立ち消えやちらつきの発生を抑えている。   In the discharge lamp lighting device shown in FIG. 23, compared to the first conventional example, the resonant circuit 8 is provided instead of the resonant circuit 9, so that it is applied to both ends of the first capacitor C1, as shown in FIG. When the impedance of the discharge lamp LA is infinite, that is, the no-load resonance frequency f0 that is maximum when there is no load and the operating frequency fD of the inverter INV at the dimming lower limit are substantially equal. It will be easier to design. That is, even if the operation frequency f of the inverter INV is brought close to fD and the dimming is deepened, the secondary voltage V02 is increased, thereby suppressing the disappearance of the discharge lamp LA and the occurrence of flickering at the dimming lower limit.

また、この放電灯点灯装置では、インバータＩＮＶの動作周波数ｆを変化させることで、放電灯ＬＡにランプ電流が比較的多く流れるときには、上述の無負荷時と異なって共振回路８における第２のコンデンサＣ２及び放電灯ＬＡの影響が大きくなり、放電灯ＬＡを定格出力で点灯させる動作周波数ｆＦ付近で、２次電圧Ｖ０２が最大となる、もう１つの共振周波数ｆ０Ｆを有することとなる。つまり、放電灯ＬＡを定格出力で点灯させようと動作周波数ｆをｆ０Ｆに近付けたときにも、２次電圧Ｖ０２が高くなるのである。   Further, in this discharge lamp lighting device, when a relatively large amount of lamp current flows through the discharge lamp LA by changing the operating frequency f of the inverter INV, the second capacitor in the resonance circuit 8 is different from the above in the no-load state. The influence of C2 and the discharge lamp LA becomes large, and it has another resonance frequency f0F in which the secondary voltage V02 becomes maximum in the vicinity of the operating frequency fF at which the discharge lamp LA is lit at the rated output. That is, even when the operating frequency f is brought close to f0F so as to light the discharge lamp LA at the rated output, the secondary voltage V02 increases.

これにより、図２５に示すように、動作周波数ｆをｆＤ〜ｆＦの範囲において略一定としたときの、第２の従来例の共振回路８からの出力電圧Ｖと出力電流Ｉとの関係を示すバラストＶ−Ｉ特性の曲線Ｂ１’〜Ｂ５’の傾きを、第１の従来例の共振回路９におけるバラストＶ−Ｉ特性の曲線Ｂ１”〜Ｂ５”と比べて、大きくしている。   As a result, as shown in FIG. 25, the relationship between the output voltage V and the output current I from the resonance circuit 8 of the second conventional example when the operating frequency f is substantially constant in the range of fD to fF is shown. The slopes of the ballast V-I characteristic curves B1 'to B5' are made larger than those of the ballast V-I characteristic curves B1 "to B5" in the resonance circuit 9 of the first conventional example.

ここで、図２５のバラストＶ−Ｉ特性の曲線Ｂ１’，Ｂ１”は、動作周波数ｆをｆＤとしたときを示し、曲線Ｂ５’，Ｂ５”は、動作周波数ｆをｆＦとしたときを示す。また、ｆ１，ｆ２，ｆ３がそれぞれｆＦ＜ｆ３＜ｆ２＜ｆ１＜ｆＤの関係を満たす場合において、曲線Ｂ２’，Ｂ２”は動作周波数ｆをｆ１としたときを示し、曲線Ｂ３’，Ｂ３”は動作周波数ｆをｆ２としたときを示し、曲線Ｂ４’，Ｂ４”は動作周波数ｆをｆ３としたときを示す。   Here, the curves B1 'and B1 "of the ballast VI characteristic in Fig. 25 show the case where the operating frequency f is fD, and the curves B5' and B5" show the case where the operating frequency f is fF. Further, in the case where f1, f2, and f3 satisfy the relationship of fF <f3 <f2 <f1 <fD, curves B2 ′ and B2 ″ indicate when the operating frequency f is f1, and curves B3 ′ and B3 ″ indicate Curves B4 ′ and B4 ″ indicate when the operating frequency f is f2, and curves B4 ′ and B4 ″ indicate when the operating frequency f is f3.

即ち、曲線Ｂ１’〜Ｂ５’と、放電灯ＬＡのランプ電圧Ｖ−ランプ電流Ｉの関係を示すランプＶ−Ｉ特性の曲線Ｃとの交点（白点）が、第２の従来例で放電灯ＬＡを動作させたときの動作点となり、曲線Ｂ１”〜Ｂ５”と、放電灯ＬＡのランプ電圧Ｖ−ランプ電流Ｉの関係を示すランプＶ−Ｉ特性の曲線Ｃとの交点（黒点）が、第１の従来例で放電灯ＬＡを動作させたときの動作点となるので、インバータＩＮＶの動作周波数ｆをｆＦとしたときには、第２の従来例の方がランプ電流Ｉを多く流すことができる。
これにより、図２４に示すように、第２の従来例の放電灯ＬＡの光出力Ｐ（実線）は、第１の従来例の放電灯ＬＡの光出力Ｐ（点線）よりも大きくなるのである。 That is, the intersection (white point) between the curves B1 ′ to B5 ′ and the curve C of the lamp VI characteristic indicating the relationship between the lamp voltage V and the lamp current I of the discharge lamp LA is the discharge lamp in the second conventional example. The operating point when LA is operated, and the intersection (black point) between the curve B1 ″ to B5 ″ and the curve C of the lamp VI characteristic indicating the relationship between the lamp voltage V and the lamp current I of the discharge lamp LA, Since this is the operating point when the discharge lamp LA is operated in the first conventional example, when the operating frequency f of the inverter INV is fF, the lamp current I can flow more in the second conventional example. .
Accordingly, as shown in FIG. 24, the light output P (solid line) of the discharge lamp LA of the second conventional example becomes larger than the light output P (dotted line) of the discharge lamp LA of the first conventional example. .

しかしながら、第２の従来例では、上述のように第１の従来例と比べて、曲線Ｂ１’〜Ｂ５’の傾きを大きくさせても、動作周波数ｆをｆＦとしたときの曲線Ｂ５’は動作周波数ｆをｆＤとしたときの曲線Ｂ１’と比べて傾きが小さい。その結果、例えば、定格出力が異なり、定格ランプ電流が略等しい２つの放電灯ＬＡ１とＬＡ２を取り替えて点灯させるような場合、図２６に示すように、夫々のランプＶ−Ｉ特性の曲線Ｃ１，Ｃ２が異なるため、動作周波数ｆをｆＤとしたときには放電灯ＬＡ１，ＬＡ２にそれぞれ略等しいランプ電流Ｉを流すことができても、調光部４ａからの調光信号を変化させて動作周波数ｆを減少させ、定格出力に近付けるにつれて、放電灯ＬＡ１，ＬＡ２に流れるランプ電流Ｉの差は次第に大きくなる。   However, in the second conventional example, even if the slopes of the curves B1 ′ to B5 ′ are increased as compared with the first conventional example as described above, the curve B5 ′ when the operating frequency f is fF is an operation. The slope is smaller than the curve B1 ′ when the frequency f is fD. As a result, for example, when two discharge lamps LA1 and LA2 having different rated outputs and substantially equal rated lamp currents are replaced and turned on, as shown in FIG. Since C2 is different, when the operating frequency f is set to fD, even if the lamp currents I that are substantially equal to each other can be supplied to the discharge lamps LA1 and LA2, the dimming signal from the dimming unit 4a is changed to change the operating frequency f. The difference in the lamp current I flowing through the discharge lamps LA1 and LA2 gradually increases as the power is reduced and approaches the rated output.

このように定格電力が異なり、定格ランプ電流が略等しい複数種の放電灯ＬＡを点灯させる場合は、調光部４ａの調光レベルを略同じに設定して略同一の調光信号を出力させているにも拘わらず、各放電灯ＬＡに流れるランプ電流Ｉに差が生じて、定格出力時の光出力に対する実際の光出力の割合である光出力比が異なってしまうといった問題が生じる。   In this way, when a plurality of types of discharge lamps LA having different rated powers and substantially equal rated lamp currents are lit, the dimming level of the dimming unit 4a is set to be substantially the same, and substantially the same dimming signal is output. Nevertheless, there arises a problem that a difference occurs in the lamp current I flowing through each discharge lamp LA, and the light output ratio, which is the ratio of the actual light output to the light output at the rated output, differs.

そこで、第３の従来例としては、図２７に示すように、交流電源Ｖｓからの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの出力端間に接続されるインダクタＬ２及びスイッチング素子Ｑ３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３の両端に接続されたダイオードＤ１とコンデンサＣ４の直列回路と、調光部４ａからの調光信号に応じて、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする制御部２ａとを備え、コンデンサＣ４の両端電圧を出力電圧Ｖｃ４としてインバータＩＮＶに出力する放電灯点灯装置が提案されている。この図２７に示した放電灯点灯装置は、ランプ電流Ｉを検出して電圧信号からなるランプ電流信号を出力する電流検出部６を備え、差分増幅部２１を含む制御部２０は、ランプ電流信号に基づいて、調光信号に対応したランプ電流が流れるようにインバータＩＮＶの駆動周波数ｆを変化させる調光制御信号を出力するフィードバック手段として構成されている。この放電灯点灯装置では、直流電源回路は、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦすることで交流電源ＶＳの出力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路で構成され、出力電圧Ｖｃ４の電圧値は、交流電源ＶＳのピーク電圧値以上となる。ここで、前記ピーク電圧値は、交流電源ＶＳの出力電圧が１００［Ｖ］であれば約１４１［Ｖ］、交流電源ＶＳの出力電圧が２００［Ｖ］であれば、約２８２［Ｖ］である。   Therefore, as a third conventional example, as shown in FIG. 27, a diode bridge DB that rectifies the output from the AC power supply Vs, and an inductor L2 and a switching element Q3 connected between the output ends of the diode bridge DB are connected in series. A circuit, a series circuit of a diode D1 and a capacitor C4 connected to both ends of the switching element Q3, and a control unit 2a for turning on / off the switching element Q3 according to a dimming signal from the dimming unit 4a, There has been proposed a discharge lamp lighting device that outputs the voltage across the capacitor C4 to the inverter INV as the output voltage Vc4. The discharge lamp lighting device shown in FIG. 27 includes a current detection unit 6 that detects a lamp current I and outputs a lamp current signal composed of a voltage signal, and a control unit 20 including a differential amplification unit 21 includes a lamp current signal. Is configured as a feedback means for outputting a dimming control signal for changing the drive frequency f of the inverter INV so that a lamp current corresponding to the dimming signal flows. In this discharge lamp lighting device, the DC power supply circuit is composed of a boost chopper circuit that boosts the output voltage of the AC power supply VS by turning ON / OFF the switching element Q3, and the voltage value of the output voltage Vc4 is equal to that of the AC power supply VS. More than the peak voltage value. Here, the peak voltage value is about 141 [V] if the output voltage of the AC power supply VS is 100 [V], and about 282 [V] if the output voltage of the AC power supply VS is 200 [V]. is there.

図２７に示した放電灯点灯装置では、第２の従来例と同様、制御部３ａが調光信号に応じてインバータＩＮＶの動作周波数ｆをｆＦ〜ｆＤの範囲で変化させる一方で、制御部２ａは放電灯ＬＡの調光レベルを定格出力としたときには、出力電圧Ｖｃ４として全点灯時の電圧値ＶＦを出力するようにスイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦし、調光レベルを調光下限に近づけるにつれて出力電圧Ｖｃ４を電圧値ＶＦよりも小さくし、調光下限付近では出力電圧Ｖｃ４として電圧値ＶＤを出力するようにスイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする。全点灯時の電圧値ＶＦは、調光下限時の電圧値ＶＤよりも大きく、ＶＦ＞ＶＤである。   In the discharge lamp lighting device shown in FIG. 27, as in the second conventional example, the control unit 3a changes the operating frequency f of the inverter INV in the range of fF to fD according to the dimming signal, while the control unit 2a When the dimming level of the discharge lamp LA is the rated output, the switching element Q3 is turned on / off so that the output voltage Vc4 is the voltage value VF at the time of full lighting, and the dimming level is brought closer to the dimming lower limit. The output voltage Vc4 is made smaller than the voltage value VF, and the switching element Q3 is turned on / off so as to output the voltage value VD as the output voltage Vc4 near the dimming lower limit. The voltage value VF at the time of full lighting is larger than the voltage value VD at the lower limit of dimming, and VF> VD.

ここで、図２８に示すように、直流電圧Ｖｃ４を電圧値ＶＤとしたときと、ＶＦとしたときとでは、放電灯ＬＡの光出力が異なり、インバータ動作周波数ｆがｆＦ〜ｆＤの範囲において、出力電圧Ｖｃ４をＶＦとしたときの光出力Ｐ２の方が、出力電圧Ｖｃ４をＶＤとしたときの光出力Ｐ１よりも大きくなる。   Here, as shown in FIG. 28, when the DC voltage Vc4 is set to the voltage value VD and VF, the light output of the discharge lamp LA is different, and the inverter operating frequency f is in the range of fF to fD. The optical output P2 when the output voltage Vc4 is VF is larger than the optical output P1 when the output voltage Vc4 is VD.

すなわち、調光レベルを調光下限に、つまり、動作周波数ｆをｆＤに近づけると、前記調光レベルに応じた調光信号により直流電源の出力電圧Ｖｃ４が電圧値ＶＦからＶＤに変化するため、図２８中に示す白点Ｂ’が黒点Ｂに移るように、光出力比４０％で放電灯ＬＡを点灯させる動作周波数を無負荷共振周波数ｆ０に近づけることができる。これと同様に、図２８中に示す白丸Ｃ’が黒丸Ｃに移るように、光出力比２０％で放電灯ＬＡを点灯させる動作周波数ｆＤも無負荷共振周波数ｆ０に近づけることができる。また、調光レベルを定格出力に、つまり、動作周波数ｆをｆＦに近づけると、直流電源の出力電圧Ｖｃ４が電圧値ＶＤからＶＦに大きくなるので、図２８中の黒点Ａ、白点Ａ’に示すように、光出力を大きくしておくことができる。   That is, when the dimming level is set to the dimming lower limit, that is, when the operating frequency f is close to fD, the output voltage Vc4 of the DC power supply changes from the voltage value VF to VD by the dimming signal according to the dimming level. The operating frequency at which the discharge lamp LA is lit at a light output ratio of 40% can be brought close to the no-load resonance frequency f0 so that the white point B ′ shown in FIG. Similarly, the operating frequency fD for lighting the discharge lamp LA at a light output ratio of 20% can also be close to the no-load resonance frequency f0 so that the white circle C ′ shown in FIG. Further, when the dimming level is set to the rated output, that is, when the operating frequency f is brought close to fF, the output voltage Vc4 of the DC power supply increases from the voltage value VD to VF, so that the black point A and the white point A ′ in FIG. As shown, the light output can be increased.

以上のことは、第２の従来例のように、インバータ動作周波数のみを制御して調光する場合に比べて、直流電圧Ｖｃ４を調光制御に用いている分でｆＦ〜ｆＤの制御動作範囲を狭くすることが可能となる。すなわち、ｆＦ及びｆＤが無負荷共振周波数ｆ０近傍に設定されることが可能となるため、バラストＶ−Ｉ特性の曲線Ｂ１〜Ｂ５の傾きが、第２の従来例と比べて略均等に大きくできる。   Compared to the case where dimming is performed by controlling only the inverter operating frequency as in the second conventional example, the above is the control operation range of fF to fD by using the DC voltage Vc4 for dimming control. Can be made narrower. That is, since fF and fD can be set in the vicinity of the no-load resonance frequency f0, the slopes of the curves B1 to B5 of the ballast VI characteristic can be increased substantially uniformly as compared with the second conventional example. .

その結果、定格出力が異なり、定格ランプ電流が略等しい２つの放電灯ＬＡ１，ＬＡ２のランプＶ−Ｉ特性の曲線Ｃ１，Ｃ２は、図２９に示すように、互いに異なっているが、ｆＤ〜ｆＦのうちの任意の動作周波数ｆにおいて、放電灯ＬＡ１，ＬＡ２に流れるランプ電流Ｉをそれぞれ略等しくして放電灯ＬＡ１，ＬＡ２の光出力比を略等しくすることができる。   As a result, the curves C1 and C2 of the lamp VI characteristics of the two discharge lamps LA1 and LA2 having different rated outputs and substantially equal rated lamp currents are different from each other as shown in FIG. 29, but fD to fF. The lamp currents I flowing in the discharge lamps LA1 and LA2 can be made substantially equal to each other at any operating frequency f, so that the light output ratios of the discharge lamps LA1 and LA2 can be made substantially equal.

以上をまとめると、第３の従来例では、調光部４ａからの調光信号に応じてインバータ動作周波数ｆだけでなく、直流電源電圧Ｖｃ４を適宜制御することにより、任意の調光レベル、動作周波数において、バラストＶ−Ｉ特性の傾きを大きくすることが可能となり、第１の従来例の課題である、深い調光時のちらつきや立ち消えを防止し、第２の従来例の課題である、定格電力が異なり定格ランプ電流が略等しい複数種の放電灯ＬＡを点灯させる場合に、同一調光信号であってもランプ電流値に差が生じるといった現象を軽減することが可能となる。
特開２００３−１６８５９０号公報 In summary, in the third conventional example, not only the inverter operating frequency f but also the DC power supply voltage Vc4 is appropriately controlled in accordance with the dimming signal from the dimming unit 4a, so that an arbitrary dimming level and operation can be achieved. In frequency, it becomes possible to increase the slope of the ballast VI characteristic, which prevents the flickering and extinction at the time of deep dimming, which is a problem of the first conventional example, and is a problem of the second conventional example. When a plurality of types of discharge lamps LA having different rated powers and substantially equal rated lamp currents are lit, it is possible to reduce a phenomenon in which a difference occurs in the lamp current value even with the same dimming signal.
JP 2003-168590 A

しかしながら、第３の従来例において、調光部４ａからの調光信号に応じてインバータ動作周波数ｆ、及び直流電源電圧Ｖｃ４をどのように制御するのか、ということを考えた場合、以下のような課題が存在する。   However, in the third conventional example, when considering how to control the inverter operating frequency f and the DC power supply voltage Vc4 according to the dimming signal from the dimming unit 4a, There are challenges.

例えば、放電灯ＬＡに対して、調光レベルを定格出力時から調光下限時へ調光する場合を考える。まず、各調光レベルでのインバータ動作周波数ｆ、及び直流電源電圧Ｖｃ４の設定値は、定格出力（Ｆｕｌｌ）時がｆＦ及びＶＦ、調光下限（Ｄｉｍ）時がｆＤ及びＶＤとする。次に、定格出力時及び調光下限時における、インバータのスイッチング素子Ｑ２（Ｑ１でも同様）のドレイン−ソース間電圧ＶQ2及びドレイン電流ＩQ2は、図３０（ａ）及び（ｃ）のようになっているものとする。図３０（ａ）及び（ｃ）より、インバータ電流ＩQ2は電圧ＶQ2に対して遅れ位相（以後、「遅相」と呼ぶ）であり、遅相電流として安定した状態で動作していることが分かる。 For example, consider a case where the dimming level is adjusted from the rated output to the lower limit of dimming for the discharge lamp LA. First, the setting values of the inverter operating frequency f and the DC power supply voltage Vc4 at each dimming level are fF and VF at the rated output (Full), and fD and VD at the dimming lower limit (Dim). Next, the drain-source voltage V Q2 and the drain current I Q2 of the switching element Q2 of the inverter at the rated output and the dimming lower limit (same for Q1) are as shown in FIGS. 30 (a) and 30 (c). Suppose that 30 (a) and 30 (c), the inverter current I Q2 has a lag phase (hereinafter referred to as “delayed phase”) with respect to the voltage V Q2 and is operating in a stable state as a lagging current. I understand.

しかしながら、定格出力時から調光下限時に移行する過渡時でのインバータ電流ＩQ2は、図３０（ａ）及び（ｃ）のような安定した遅相電流とは限らず、場合によっては図３０（ｂ）に示すように、ドレイン−ソース間電圧ＶQ2に対して進み位相（以後、「進相」と呼ぶ）で動作する可能性があり、その場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にＯＮ／ＯＦＦするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の内蔵ダイオードが短絡されている状態となり、過大な電流が流れてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にダメージを与えてしまう。 However, the inverter current I Q2 in the transient to shift the time of the dimming lower limit of the rated output is not limited to a stable slow current as shown in FIG. 30 (a) and (c), in some cases 30 ( b), there is a possibility of operating in a leading phase (hereinafter referred to as “leading phase”) with respect to the drain-source voltage V Q2 , in which case the switching elements Q 1 and Q 2 are alternately turned on / off. At the timing of turning off, the built-in diodes of the switching elements Q1 and Q2 are short-circuited, and an excessive current flows to damage the switching elements Q1 and Q2.

こうした原理での過電流ストレスはｄｉ／ｄｔストレスとも呼ばれ、スイッチング素子の耐力を超えるｄｉ／ｄｔストレスが印加された場合には素子のショート破壊を引き起こすことも十分に有り得る。   An overcurrent stress based on such a principle is also called a di / dt stress, and when a di / dt stress exceeding the proof strength of a switching element is applied, it may sufficiently cause a short circuit breakdown of the element.

また、逆の事例として、調光レベルを調光下限時から定格出力時へ調光する場合においても、上記と同様のことが言える。つまり、調光過渡時ではドレイン電流ＩQ2のドレイン−ソース間電圧ＶQ2に対する遅相度合いが薄まり、同相から場合によっては進相となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のｄｉ／ｄｔストレスが発生する場合も有り得る。さらに、図３０（ｂ）に示した進相電流のストレスの度合いは、インバータ動作周波数、直流電源電圧が共により低くなればなるほど悪化することから、放電灯点灯装置を設計するうえで各々の調光モードでのインバータ動作周波数及び直流電源電圧の設定自由度を狭めてしまうことは否めない。 Further, as the opposite case, the same can be said for the case where the dimming level is dimmed from the dimming lower limit to the rated output. In other words, during the dimming transient, the degree of delay of the drain current I Q2 with respect to the drain-source voltage V Q2 is reduced, and in some cases, the phase is advanced, and di / dt stress of the switching elements Q1, Q2 may occur. It is possible. Further, the degree of stress of the phase advance current shown in FIG. 30 (b) becomes worse as the inverter operating frequency and the DC power supply voltage both become lower, so each of the adjustments in designing the discharge lamp lighting device is difficult. It cannot be denied that the degree of freedom in setting the inverter operating frequency and DC power supply voltage in the optical mode is narrowed.

以上、調光部４ａからの調光信号に応じてインバータ動作周波数ｆ、及び直流電源電圧Ｖｃ４をどのように制御するのかによっては、インバータのスイッチング素子に進相電流が流れる場合があり、スイッチング素子に過大なストレスを与えてしまうといった課題がある。   As described above, depending on how the inverter operating frequency f and the DC power supply voltage Vc4 are controlled according to the dimming signal from the dimming unit 4a, a phase advance current may flow through the switching element of the inverter. There is a problem that excessive stress is applied to the.

本発明は従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、インバータ動作周波数、直流電源電圧を適宜制御して調光を可能とする放電灯点灯装置において、インバータのスイッチング素子に過大なストレスを与えることのない放電灯点灯装置を提供することにある。   The present invention has been made in view of the problems of the prior art, and an object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device capable of dimming by appropriately controlling an inverter operating frequency and a DC power supply voltage. An object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device that does not apply excessive stress to a switching element.

本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、交流電圧を所定の直流電圧に変換し出力する直流電源回路部１と、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源回路部１からの出力電圧を高周波の電圧に変換し出力するインバータ回路部ＩＮＶと、放電灯ＬＡに接続されるＬＣ共振回路（インダクタＬ１、コンデンサＣ１）を含み、インバータ回路部ＩＮＶからの高周波電圧により共振動作をする負荷回路部と、直流電源回路部１が有するスイッチング素子を駆動制御する直流電圧制御部２と、インバータ回路部ＩＮＶが有するスイッチング素子を駆動制御するインバータ制御部３と、外部からの調光信号を受けて直流電圧制御部２及びインバータ制御部３へ調光制御信号を出力する調光制御処理部４とを具備し、調光レベルに応じて、直流電圧制御部２は直流電圧を変化させるとともに、インバータ制御部３はインバータ動作周波数を変化させる調光用放電灯点灯装置であって、外部からの調光信号が光出力の高い全点灯時から、光出力の低い調光点灯時に近づくように設定されたときには、インバータ動作周波数の調光制御を優先させ、直流電圧の調光制御を実質的に遅らせる手段を付加したことを特徴とするものである。また、外部からの調光信号が光出力の低い調光点灯時から光出力の高い全点灯時に近づくように設定されたときには、直流電圧の調光制御を優先させ、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせる手段を付加したことを特徴とするものである。   According to the present invention, in order to solve the above-mentioned problem, as shown in FIG. 1, a DC power supply circuit unit 1 that has at least one switching element, converts an AC voltage into a predetermined DC voltage, and outputs it, An inverter circuit unit INV that has at least one switching element, converts the output voltage from the DC power supply circuit unit 1 into a high-frequency voltage and outputs it, and an LC resonance circuit (inductor L1, capacitor C1) connected to the discharge lamp LA A load circuit unit that resonates with a high-frequency voltage from the inverter circuit unit INV, a DC voltage control unit 2 that drives and controls a switching element included in the DC power supply circuit unit 1, and a switching element included in the inverter circuit unit INV. Inverter control unit 3 for driving control, and dimming control to DC voltage control unit 2 and inverter control unit 3 in response to an external dimming signal A dimming control processing unit 4 for outputting a signal, and the DC voltage control unit 2 changes the DC voltage and the inverter control unit 3 changes the inverter operating frequency according to the dimming level. It is an electric lighting device, and when the dimming signal from the outside is set to approach the dimming lighting with low light output from the full lighting with high light output, priority is given to the dimming control of the inverter operating frequency, A means for substantially delaying the dimming control of the DC voltage is added. Also, when the dimming signal from the outside is set to approach the time of full lighting with high light output from the time of dimming lighting with low light output, priority is given to dimming control of DC voltage, and dimming control of inverter operating frequency It is a feature that a means for substantially delaying is added.

本発明によれば、インバータ動作周波数、直流電源電圧を適宜制御して調光を可能とする放電灯点灯装置において、インバータのスイッチング素子に過大なストレスを与えることのない放電灯点灯装置を提供することができる。また、インバータ動作周波数だけでなく、直流電源電圧をも制御することで、任意の調光レベルにおいて、放電灯点灯装置の出力電圧−出力電流特性の傾きを大きくすることが可能となり、深い調光時でのちらつきや立ち消えを防止できるとともに、定格電力が異なり、定格ランプ電流が略等しい複数種の放電灯を点灯させる場合に同一調光信号であってもランプ電流値に差が生じるといった現象を抑えることが可能である。   According to the present invention, in a discharge lamp lighting device capable of dimming by appropriately controlling an inverter operating frequency and a DC power supply voltage, a discharge lamp lighting device that does not apply excessive stress to a switching element of the inverter is provided. be able to. Also, by controlling not only the inverter operating frequency but also the DC power supply voltage, it is possible to increase the slope of the output voltage-output current characteristics of the discharge lamp lighting device at any dimming level. In addition to preventing flickering and extinction at times, there is a phenomenon in which there is a difference in the lamp current value even when the same dimming signal is used when lighting multiple types of discharge lamps with different rated power and approximately the same rated lamp current. It is possible to suppress.

請求項１〜３の発明によれば、全点灯時から調光点灯時への調光過程において、インバータのスイッチング素子での進相電流の発生を防止し、信頼性の高い放電灯点灯装置を提供することが可能となる。
請求項４〜６の発明によれば、調光点灯時から全点灯時への調光過渡時において、インバータのスイッチング素子での進相電流の発生を防止し、信頼性の高い放電灯点灯装置を提供することが可能となる。 According to the first to third aspects of the invention, in the dimming process from full lighting to dimming lighting, it is possible to prevent the occurrence of a phase advance current in the switching element of the inverter and to provide a highly reliable discharge lamp lighting device. It becomes possible to provide.
According to the fourth to sixth aspects of the present invention, the discharge lamp lighting device is highly reliable by preventing the occurrence of a phase advance current in the switching element of the inverter during the dimming transition from dimming lighting to full lighting. Can be provided.

請求項７〜１０の発明によれば、全点灯時から調光点灯時への調光過渡時及び調光点灯時から全点灯時への調光過渡時において、インバータのスイッチング素子での進相電流の発生を防止し、信頼性の高い放電灯点灯装置を提供することが可能となる。
請求項１２の発明によれば、定格ランプ電流値が略等しい複数種の放電灯に対し、任意の調光レベルにおいて略等しいランプ電流を流し、前記複数種の放電灯間での光出力比を略等しくすることが可能となる。 According to the seventh to tenth aspects of the present invention, the phase advance in the switching element of the inverter during the dimming transition from the full lighting to the dimming lighting and during the dimming transition from the dimming lighting to the full lighting. It is possible to provide a highly reliable discharge lamp lighting device that prevents generation of current.
According to the twelfth aspect of the present invention, a plurality of types of discharge lamps having substantially the same rated lamp current value are caused to pass a substantially equal lamp current at an arbitrary dimming level, and the light output ratio between the plurality of types of discharge lamps is determined. It becomes possible to make them substantially equal.

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の全体構成を示すブロック回路図である。図１に示す放電灯点灯装置は、第３の従来例として、図２７に示したように、整流器ＤＢ及び少なくとも１つのスイッチング素子を有する直流電圧変換部ＣＶから構成され、交流電圧を所定の直流電圧に変換して出力する直流電源回路部１と、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源回路部１からの出力電圧を高周波の電圧に変換し出力するインバータ回路部ＩＮＶと、直流カットコンデンサＣｄ、放電灯ＬＡおよび共振要素であるインダクタＬ１、コンデンサＣ１を含み、インバータ回路部ＩＮＶからの高周波電圧により共振動作をする負荷回路部と、直流電源回路部１が有するスイッチング素子を駆動制御する直流電圧制御部２と、インバータ回路部ＩＮＶが有するスイッチング素子を駆動制御するインバータ制御部３と、外部からの調光信号を受けて直流電圧制御部２及びインバータ制御部３へ調光制御信号を出力する調光制御処理部４とを具備し、調光レベルに応じて直流電圧制御部２は直流電圧を変化させるとともに、インバータ制御部３はインバータ動作周波数を変化させる調光用放電灯点灯装置であって、さらに、調光制御処理部４と、直流電圧制御部２及びインバータ制御部３それぞれの間に、直流電圧調光時適正制御手段５及びインバータ調光時適正制御手段７を付加した構成となっている。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a block circuit diagram showing the overall configuration of Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 27, the discharge lamp lighting device shown in FIG. 1 includes a rectifier DB and a DC voltage converter CV having at least one switching element as shown in FIG. A DC power supply circuit unit 1 that converts the voltage into a voltage and outputs it; an inverter circuit unit INV that has at least one switching element, converts the output voltage from the DC power supply circuit unit 1 into a high-frequency voltage and outputs the voltage; and a DC cut capacitor A DC circuit that includes Cd, a discharge lamp LA, an inductor L1 that is a resonance element, and a capacitor C1, and that performs a resonance operation with a high-frequency voltage from the inverter circuit section INV, and a DC that drives and controls a switching element of the DC power supply circuit section A voltage control unit 2, an inverter control unit 3 for driving and controlling a switching element included in the inverter circuit unit INV, And a dimming control processing unit 4 that receives the dimming signal from the unit and outputs the dimming control signal to the DC voltage control unit 2 and the inverter control unit 3, and the DC voltage control unit 2 corresponds to the dimming level. The inverter control unit 3 is a dimming discharge lamp lighting device that changes the inverter operating frequency while changing the DC voltage, and further includes a dimming control processing unit 4, a DC voltage control unit 2, and an inverter control unit 3. Between these, the DC voltage dimming appropriate control means 5 and the inverter dimming appropriate control means 7 are added.

以下、各部の構成を詳述する。交流電源ＶＳは商用の交流電源であり、電圧は例えば１００Ｖ、２００Ｖ又は２４０Ｖである。
整流器ＤＢは交流電源ＶＳからの交流電圧を脈流電圧に整流し出力するものであり、例えば、ダイオードブリッジで構成する。交流電源ＶＳが１００Ｖの場合、ダイオードブリッジの代わりに例えば倍電圧整流回路を用いても良い。倍電圧整流回路を用いると、交流電源ＶＳの電圧が実質的に２００Ｖと同等と見なせ、倍電圧整流回路以後に接続されている回路に流れる電流がダイオードブリッジと比べて約半分になるので、放電灯点灯装置の効率を上げることができる。 Hereinafter, the configuration of each part will be described in detail. The AC power supply VS is a commercial AC power supply, and the voltage is, for example, 100V, 200V, or 240V.
The rectifier DB is for rectifying an AC voltage from the AC power source VS into a pulsating voltage and outputting it, and is constituted by a diode bridge, for example. When the AC power supply VS is 100 V, for example, a voltage doubler rectifier circuit may be used instead of the diode bridge. When the voltage doubler rectifier circuit is used, the voltage of the AC power supply VS can be regarded as substantially equal to 200 V, and the current flowing through the circuit connected after the voltage doubler rectifier circuit is about half that of the diode bridge. The efficiency of the discharge lamp lighting device can be increased.

直流電圧変換部ＣＶは、整流器ＤＢからの電圧を他の電圧に変換するものであり、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパ、あるいは極性反転チョッパ回路であっても構わない。要はある直流電圧を別の直流電圧に変換するものであれば、どのような回路構成でも構わない。なお、図２では昇圧チョッパの場合について示してあり、それについては詳細を後述する。
インバータ回路部ＩＮＶに関しても図３に具体例を示しており、詳細は後述することとする。 The DC voltage conversion unit CV converts the voltage from the rectifier DB into another voltage, and may be a step-up chopper, a step-down chopper, a step-up / step-down chopper, or a polarity inversion chopper circuit. In short, any circuit configuration may be used as long as it converts one DC voltage into another DC voltage. FIG. 2 shows the case of a boost chopper, which will be described in detail later.
A specific example of the inverter circuit portion INV is also shown in FIG. 3, and details will be described later.

直流カットコンデンサＣｄは、インバータに流れる直流成分を遮断し、これによりインバータ回路は交流電圧でのみ動作することになる。コンデンサＣｄの容量は、通常は共振コンデンサＣ１よりも大きく設定されている。   The DC cut capacitor Cd cuts off the DC component flowing through the inverter, so that the inverter circuit operates only with AC voltage. The capacitance of the capacitor Cd is normally set larger than the resonance capacitor C1.

負荷回路部は上記直流カットコンデンサＣｄの他に、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列共振回路の共振動作により放電灯ＬＡを始動・点灯させるものである。放電灯ＬＡは例えば蛍光灯である。なお、共振回路構成は、第２の従来例で述べたようなインダクタＬ１、コンデンサＣ１，Ｃ２の構成であっても構わない。   In addition to the DC cut capacitor Cd, the load circuit unit starts and lights the discharge lamp LA by a resonance operation of a series resonance circuit of an inductor L1 and a capacitor C1. The discharge lamp LA is a fluorescent lamp, for example. The resonance circuit configuration may be the configuration of the inductor L1 and the capacitors C1 and C2 as described in the second conventional example.

直流電圧制御部２は、直流電圧変換部ＣＶが有するスイッチング素子を駆動制御するものであり、また、調光レベルに応じてスイッチング素子の駆動周波数（あるいはオン期間）を適宜制御することで直流電圧を変化させることが可能である。   The DC voltage control unit 2 controls driving of the switching element included in the DC voltage conversion unit CV, and controls the driving frequency (or on period) of the switching element appropriately according to the dimming level. Can be changed.

インバータ制御部３は、インバータ回路部ＩＮＶが有するスイッチング素子を駆動制御するものであり、また、調光レベルに応じてスイッチング素子の駆動周波数を適宜変化させることが可能である。   The inverter control unit 3 controls driving of the switching element included in the inverter circuit unit INV, and can appropriately change the driving frequency of the switching element according to the dimming level.

直流電圧調光時適正制御手段５及びインバータ調光時適正制御手段７は、調光制御処理部４からの調光制御信号を受けて、直流電圧制御部２及びインバータ制御部３が適正に調光制御を行うようにするための手段であり、その手段の詳細は本発明の主旨でもある。なお、本実施形態で述べる手段、方法の一例については、その詳細を後述することとする。   The DC voltage dimming appropriate control means 5 and the inverter dimming appropriate control means 7 receive the dimming control signal from the dimming control processing unit 4 and the DC voltage control unit 2 and the inverter control unit 3 appropriately adjust the dimming control signal. It is a means for performing light control, and the details of the means are also the gist of the present invention. The details of an example of the means and method described in this embodiment will be described later.

次に、図２は図１に示した直流電圧変換部ＣＶ及び直流電圧制御部２の具体回路例である。直流電圧変換部ＣＶは昇圧チョッパ回路構成であり、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ３、ダイオードＤ１、平滑用コンデンサＣ４を主体に構成されており、また、直流電圧制御部２はスイッチング素子Ｑ３を駆動制御する制御回路ＩＣ１を主体に構成されている。   Next, FIG. 2 is a specific circuit example of the DC voltage conversion unit CV and the DC voltage control unit 2 shown in FIG. The DC voltage converter CV has a boost chopper circuit configuration, and is mainly composed of an inductor L2, a switching element Q3, a diode D1, and a smoothing capacitor C4. The DC voltage controller 2 controls driving of the switching element Q3. The control circuit IC1 is mainly configured.

上記の制御回路ＩＣ１は、汎用のチョッパ制御用ＩＣであるモトローラ社製のＭ３３２６２を採用している。この制御回路ＩＣ１の詳細については既に周知であるので、ここでは詳しい説明は省略し、制御回路ＩＣ１に対する外付け部品の構成について以下に簡単に説明する。   The control circuit IC1 employs M33262 manufactured by Motorola, which is a general-purpose chopper control IC. Since the details of the control circuit IC1 are already known, a detailed description thereof is omitted here, and the configuration of external components for the control circuit IC1 will be briefly described below.

制御回路ＩＣ１の１番ピン（出力電圧帰還端子）には、平滑用のコンデンサＣ４に並列接続された抵抗Ｒ８〜Ｒ１１の直列回路によって平滑出力電圧を分圧した電圧が入力される。２番ピン（誤差アンプ出力端子／補償端子）には抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ０４とが接続される。３番ピン（マルチプライヤ入力端子）にはチョッパ入力電圧である整流後の脈流電圧から抵抗Ｒ４〜Ｒ６によって分圧された電圧がコンデンサＣ０３で平滑されて入力される。４番ピン（電流センス入力端子）にはスイッチング素子Ｑ３に流れる電流を検出するために、抵抗Ｒ１３で得られた電圧を抵抗Ｒ１４を介してコンデンサＣ０５で平滑して入力される。５番ピン（ゼロ電流検出入力端子）にはインダクタＬ２の電流のゼロクロス点を検出するために、インダクタＬ２の２次巻線の出力が抵抗Ｒ１５を介して入力される。６番ピン（グランド端子）は回路グランドに接続される。７番ピン（出力端子）にはスイッチング素子Ｑ３を駆動するために、抵抗Ｒ１６を介してスイッチング素子Ｑ３のゲート端子に接続される。８番ピン（電源電圧端子）には制御回路ＩＣ１の電源用として、整流後の脈流電圧から抵抗Ｒ１〜Ｒ３にて分圧された電圧がコンデンサＣ０１及びツェナーダイオードＺＤ１で平滑されて入力されると共に、インダクタＬ２の２次巻線からの出力も抵抗Ｒ７を介して入力される。   A voltage obtained by dividing the smoothed output voltage by a series circuit of resistors R8 to R11 connected in parallel to the smoothing capacitor C4 is input to the first pin (output voltage feedback terminal) of the control circuit IC1. A resistor R12 and a capacitor C04 are connected to the second pin (error amplifier output terminal / compensation terminal). The voltage divided by the resistors R4 to R6 from the rectified pulsating current voltage, which is the chopper input voltage, is smoothed by the capacitor C03 and input to the third pin (multiplier input terminal). In order to detect the current flowing through the switching element Q3, the voltage obtained by the resistor R13 is smoothed and input by the capacitor C05 via the resistor R14 to the fourth pin (current sense input terminal). In order to detect the zero crossing point of the current of the inductor L2, the output of the secondary winding of the inductor L2 is input to the fifth pin (zero current detection input terminal) via the resistor R15. The 6th pin (ground terminal) is connected to the circuit ground. The 7th pin (output terminal) is connected to the gate terminal of the switching element Q3 via the resistor R16 in order to drive the switching element Q3. A voltage obtained by dividing the rectified pulsating voltage by resistors R1 to R3 is smoothed and input by a capacitor C01 and a Zener diode ZD1 to the eighth pin (power supply voltage terminal) as a power supply for the control circuit IC1. At the same time, the output from the secondary winding of the inductor L2 is also input through the resistor R7.

以上のように構成することにより、制御回路ＩＣ１は整流器ＤＢから昇圧チョッパ回路への入力電圧（脈流電圧）を３番ピンの入力に基づいて検出し、昇圧チョッパ回路からの出力電圧を１番ピンの入力に基づいて検出し、スイッチング素子Ｑ３に流れる電流を４番ピンの入力に基づいて検出し、更にインダクタＬ２に流れる電流を５番ピンの入力に基づいて検出しながらスイッチング素子Ｑ３の駆動制御を行うことができる。   With the configuration described above, the control circuit IC1 detects the input voltage (pulsating voltage) from the rectifier DB to the boost chopper circuit based on the input of the third pin, and outputs the output voltage from the boost chopper circuit as the first. Detecting based on the pin input, detecting the current flowing through the switching element Q3 based on the input of the fourth pin, and further driving the switching element Q3 while detecting the current flowing through the inductor L2 based on the input of the fifth pin Control can be performed.

次に、図３は図１に示したインバータ回路部ＩＮＶ及びインバータ制御部３の具体回路例である。インバータ回路ＩＮＶはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を直流電圧変換部ＣＶの出力端子に接続した構成であり、インバータ回路部ＩＮＶの出力としては、例えば、スイッチング素子Ｑ２の両端端子が用いられ、負荷回路部が接続されることになる。   Next, FIG. 3 is a specific circuit example of the inverter circuit unit INV and the inverter control unit 3 shown in FIG. The inverter circuit INV has a configuration in which a series circuit of switching elements Q1 and Q2 is connected to the output terminal of the DC voltage conversion unit CV. As an output of the inverter circuit unit INV, for example, both terminals of the switching element Q2 are used, The circuit unit is connected.

また、インバータ制御部３はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動用制御回路ＩＣ２を含む発振回路を主体に構成されており、その概要を以下に示す。
まず、発振周波数の決定についてであるが、半固定抵抗ＶＲ１と抵抗Ｒｏの直列回路で決まる抵抗値により、ミラー回路電流値を設定し、コンデンサＣｐをミラー回路からの電流により充放電して源発振周波数が設定される。例えば、ミラー回路Ｍ１のミラー比を１：１、ミラー回路Ｍ２のミラー比を１：５と設定すると、コンデンサＣｐの充電電流及び放電電流は以下のようになる。
充電電流Ｉｃ＝Ｖｒｅｆ／（ＶＲ１＋Ｒｏ）
放電電流Ｉｄ＝４×Ｖｒｅｆ／（ＶＲ１＋Ｒｏ） The inverter control unit 3 is mainly composed of an oscillation circuit including a drive control circuit IC2 for the switching elements Q1 and Q2, and an outline thereof is shown below.
First, regarding the determination of the oscillation frequency, the mirror circuit current value is set by the resistance value determined by the series circuit of the semi-fixed resistor VR1 and the resistor Ro, and the capacitor Cp is charged and discharged by the current from the mirror circuit to generate the source oscillation. The frequency is set. For example, when the mirror ratio of the mirror circuit M1 is set to 1: 1 and the mirror ratio of the mirror circuit M2 is set to 1: 5, the charging current and discharging current of the capacitor Cp are as follows.
Charging current Ic = Vref / (VR1 + Ro)
Discharge current Id = 4 × Vref / (VR1 + Ro)

Ｖｒｅｆ＝５［Ｖ］とすると、源発振設定回路３１にてコンデンサＣｐの電圧が２．５Ｖから５Ｖの間で充放電を繰り返し、この充放電期間の１サイクルが源発振周波数となり、その発振周波数は以下の式で表すことができる。充放電期間の１サイクルをＴとすると、
Ｔ＝充電期間＋放電期間
＝Ｃｐ×２．５／Ｉｃ＋Ｃｐ×２．５／Ｉｄ
＝５×Ｃｐ×（ＶＲ１＋Ｒｏ）／８
よって、発振周波数ｆは、次式で求められる。
ｆ＝１／Ｔ＝８／｛５×Ｃｐ×（ＶＲ１＋Ｒｏ）｝ When Vref = 5 [V], the source oscillation setting circuit 31 repeats charging and discharging when the voltage of the capacitor Cp is between 2.5 V and 5 V, and one cycle of this charging / discharging period becomes the source oscillation frequency, and the oscillation frequency Can be expressed as: If one cycle of the charge / discharge period is T,
T = charge period + discharge period = Cp × 2.5 / Ic + Cp × 2.5 / Id
= 5 × Cp × (VR1 + Ro) / 8
Therefore, the oscillation frequency f is obtained by the following equation.
f = 1 / T = 8 / {5 × Cp × (VR1 + Ro)}

次に、インバータ駆動パルス信号のＯＮ／ＯＦＦ幅の決定についてであるが、半固定抵抗ＶＲ１と抵抗Ｒｏの直列回路で決まる抵抗値により設定されるミラー電流ＩM3と、抵抗Ｒｉの抵抗値により設定されるミラー電流ＩM2の合成電流がコンデンサＣｉの充電電流となり、コンデンサＣｉの端子電圧が０〜２．５Ｖの間で充放電を繰り返し基準信号を生成する。そして、この充電期間を調整することによりインバータ駆動パルス信号のＯＮ幅及びＯＦＦ幅を設定できる。 Next, regarding the determination of the ON / OFF width of the inverter drive pulse signal, it is set by the mirror current I M3 set by the resistance value determined by the series circuit of the semi-fixed resistor VR1 and the resistor Ro, and the resistance value of the resistor Ri. The combined current of the mirror current I M2 is the charging current of the capacitor Ci, and the reference signal is generated by repeatedly charging and discharging when the terminal voltage of the capacitor Ci is 0 to 2.5V. Then, the ON width and the OFF width of the inverter drive pulse signal can be set by adjusting the charging period.

なお、図４は図３で示したインバータ制御部３の主要波形として、コンデンサＣｐの端子電圧、コンデンサＣｉの端子電圧およびそれらの電圧波形から決定されるインバータ駆動パルス信号を示したものであり、図４よりコンデンサＣｉの充電期間がインバータ駆動パルス信号のＯＦＦ期間であるとして、ＯＦＦ期間をＴｏｆｆとした場合の具体事例を以下に述べてみる。   FIG. 4 shows the terminal voltage of the capacitor Cp, the terminal voltage of the capacitor Ci, and the inverter drive pulse signal determined from these voltage waveforms as the main waveforms of the inverter control unit 3 shown in FIG. A specific example in which the OFF period is Toff assuming that the charging period of the capacitor Ci is the OFF period of the inverter drive pulse signal will be described below with reference to FIG.

ミラー回路Ｍ３からコンデンサＣｉに供給される充電電流Ｉｃ１は以下のように算出される。
充電電流Ｉｃ１＝Ｖｒｅｆ／（ＶＲ１＋Ｒｏ）＝５／（ＶＲ１＋Ｒｏ）
ミラー回路Ｍ４からコンデンサＣｉに供給される充電電流Ｉｃ２は以下のように算出される。
充電電流Ｉｃ２＝Ｖｒｅｆ／Ｒｉ＝５／Ｒｉ
よって、コンデンサＣｉに供給される充電電流ＩｃはＩｃ１とＩｃ２の合成電流であることから、
充電電流Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２＝５／（ＶＲ１＋Ｒｏ）＋５／Ｒｉ The charging current Ic1 supplied from the mirror circuit M3 to the capacitor Ci is calculated as follows.
Charging current Ic1 = Vref / (VR1 + Ro) = 5 / (VR1 + Ro)
The charging current Ic2 supplied from the mirror circuit M4 to the capacitor Ci is calculated as follows.
Charging current Ic2 = Vref / Ri = 5 / Ri
Therefore, since the charging current Ic supplied to the capacitor Ci is a combined current of Ic1 and Ic2,
Charging current Ic = Ic1 + Ic2 = 5 / (VR1 + Ro) + 5 / Ri

コンデンサＣｉの充電期間はコンデンサＣｉの端子電圧が０〜２．５Ｖまでであるから、コンデンサＣｉの充電期間、つまりインバータ駆動パルス信号のＯＦＦ期間Ｔｏｆｆは以下のように算出される。
Ｔｏｆｆ＝Ｃｉ×２．５／Ｉｃ＝Ｃｉ×（ＶＲ１＋Ｒｏ）×Ｒｉ／｛２×（Ｒｉ＋ＶＲ１＋Ｒｏ）｝ Since the terminal voltage of the capacitor Ci is 0 to 2.5 V during the charging period of the capacitor Ci, the charging period of the capacitor Ci, that is, the OFF period Toff of the inverter drive pulse signal is calculated as follows.
Toff = Ci × 2.5 / Ic = Ci × (VR1 + Ro) × Ri / {2 × (Ri + VR1 + Ro)}

以上、コンデンサＣｐ及び抵抗Ｒｏの値を設定することで、発振周波数を、また、抵抗Ｒｉ及びコンデンサＣｉを設定することで、パルス信号のＯＦＦ期間、ひいてはＯＮ期間（Ｔｏｎ＝Ｔ−Ｔｏｆｆ）を設定することができる。つまり、源発振設定回路３１によりパルス回路３２の出力がＬレベルになると、コンデンサＣｉの両端の放電用トランジスタがＯＦＦとなり、コンデンサＣｉが０Ｖから充電されて行き、コンデンサＣｉの電圧が２．５Ｖに達すると、パルス回路３２の出力がＨレベルとなり、コンデンサＣｉの両端の放電用トランジスタがＯＮとなる。パルス回路３２の出力はドライバ回路３３を介して、インバータ駆動パルス信号として制御回路ＩＣ２の２番ピンに入力される。   As described above, by setting the value of the capacitor Cp and the resistor Ro, the oscillation frequency is set, and by setting the resistor Ri and the capacitor Ci, the OFF period of the pulse signal, and thus the ON period (Ton = T-Toff) is set. can do. That is, when the output of the pulse circuit 32 becomes L level by the source oscillation setting circuit 31, the discharging transistors at both ends of the capacitor Ci are turned off, the capacitor Ci is charged from 0V, and the voltage of the capacitor Ci is increased to 2.5V. When it reaches, the output of the pulse circuit 32 becomes H level, and the discharge transistors at both ends of the capacitor Ci are turned ON. The output of the pulse circuit 32 is input to the second pin of the control circuit IC2 as an inverter drive pulse signal via the driver circuit 33.

上記の制御回路ＩＣ２は汎用のインバータ駆動制御用ＩＣであるインターナショナル・レクティファイヤ社製のＩＲ２１１１を採用している。この制御回路ＩＣ２の詳細については既に周知であるので、ここでは詳しい説明は省略し、制御回路ＩＣ２の外付け部品の構成を以下に簡単に説明する。   The control circuit IC2 employs IR2111 manufactured by International Rectifier, which is a general-purpose inverter drive control IC. Since the details of the control circuit IC2 are already known, a detailed description is omitted here, and the configuration of the external parts of the control circuit IC2 will be briefly described below.

制御回路ＩＣ２の１番ピン（電源電圧端子）には、制御回路ＩＣ２の電源用として定電圧源Ｖｃｃに接続される。２番ピン（駆動パルス入力端子）には先述のインバータ駆動パルス信号が入力される。３番ピン（グランド端子）は回路グランドに接続される。４番ピン（低電位側駆動用出力端子）は低圧側のスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に接続される。５番ピンは空きピンである。６番ピン（高電位側フローティング電源オフセット端子）は高圧側のスイッチング素子Ｑ１を駆動する際の基準電位として機能させるために、スイッチング素子Ｑ１のソース端子とスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子との接続点に接続されると共に、後述の８番ピンとの間に駆動電源用のコンデンサが接続される。７番ピン（高電位側駆動用出力端子）は高圧側のスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続される。８番ピン（高電位側フローティング電源端子）は高圧側スイッチング素子Ｑ１を駆動するための電源として機能させるために、定電圧電源Ｖｃｃとの間にダイオードＤ７が接続される。（６番ピンと８番ピンの間に接続された駆動電源用のコンデンサは、低圧側のスイッチング素子Ｑ２がＯＮのときに、定電圧電源ＶｃｃからダイオードＤ７を介して充電され、高圧側のスイッチング素子Ｑ１の駆動電源として利用される。）   The first pin (power supply voltage terminal) of the control circuit IC2 is connected to the constant voltage source Vcc for power supply of the control circuit IC2. The inverter drive pulse signal described above is input to the second pin (drive pulse input terminal). The third pin (ground terminal) is connected to the circuit ground. The fourth pin (low potential side drive output terminal) is connected to the gate terminal of the low voltage side switching element Q2. Pin 5 is an empty pin. The 6th pin (high potential side floating power supply offset terminal) serves as a reference potential when driving the high voltage side switching element Q1, and is connected to the connection point between the source terminal of the switching element Q1 and the drain terminal of the switching element Q2. In addition to the connection, a driving power supply capacitor is connected between the 8th pin described later. The seventh pin (high potential side drive output terminal) is connected to the gate terminal of the high voltage side switching element Q1. A diode D7 is connected between the eighth pin (high potential side floating power supply terminal) and the constant voltage power supply Vcc in order to function as a power supply for driving the high voltage side switching element Q1. (The driving power supply capacitor connected between the 6th pin and the 8th pin is charged from the constant voltage power supply Vcc through the diode D7 when the low-voltage side switching element Q2 is ON, and the high-voltage side switching element (Used as drive power source for Q1.)

以上のように構成することにより、制御回路ＩＣ２は２番ピンに入力された駆動パルス信号をもとに、４番ピンで低圧側のスイッチング素子Ｑ２を、７番ピンで高圧側のスイッチング素子Ｑ１をそれぞれ交互にＯＮ／ＯＦＦするように駆動制御することができる。   With the configuration as described above, the control circuit IC2 is based on the drive pulse signal input to the 2nd pin, and the low voltage side switching element Q2 at the 4th pin and the high voltage side switching element Q1 at the 7th pin. Can be controlled to be alternately turned on and off.

次に、調光の動作について説明する。調光制御処理部４からの調光制御信号は全点灯時でＬレベルの出力信号、調光点灯時でＨレベルの出力信号であるものとし、直流電源電圧及びインバータ周波数をそれぞれ制御する。   Next, the operation of light control will be described. The dimming control signal from the dimming control processing unit 4 is an L level output signal at the time of full lighting and an H level output signal at the time of dimming lighting, and controls the DC power supply voltage and the inverter frequency, respectively.

まず、直流電源制御では、直流電圧調光時適正制御手段５において、全点灯時はトランジスタＱ５２がＯＮとなり、直流電圧の分圧抵抗にＲ５３が加わることになり、逆に調光時はトランジスタＱ５２がＯＦＦとなることで、直流電源出力電圧Ｖｃ４を制御している。   First, in the DC power supply control, in the DC voltage dimming appropriate control means 5, the transistor Q52 is turned on when all the lights are on, and R53 is added to the DC voltage dividing resistor, and conversely, the transistor Q52 is dimmed. Is turned off to control the DC power supply output voltage Vc4.

また、インバータ制御では、インバータ調光時適正制御手段７において、全点灯時はトランジスタＱ７１がＯＦＦなので、動作周波数はＶＲ１＋Ｒｏで決定される電流値で決定され、一方、調光時はトランジスタＱ７１がＯＮとなるため、抵抗Ｒｄが抵抗Ｒｏに並列接続されることで、ＶＲ１＋（Ｒｏ//Ｒｄ）で決定される電流値でインバータ動作周波数を制御している。   In the inverter control, in the inverter dimming appropriate control means 7, since the transistor Q71 is OFF when fully lit, the operating frequency is determined by the current value determined by VR1 + Ro, while the transistor Q71 is ON during dimming. Therefore, by connecting the resistor Rd in parallel with the resistor Ro, the inverter operating frequency is controlled by the current value determined by VR1 + (Ro // Rd).

本実施形態では、全点灯時から調光時へ切り替える場合において、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるために、直流電圧調光時適正制御手段５において、時定数用のコンデンサＣ５２を設け、全点灯時の直流電源電圧設定値ＶＦから調光時の直流電源電圧設定値ＶＤに変化するまでの制御移行期間を長くするようにしている（図５参照）。   In this embodiment, when switching from full lighting to dimming, priority is given to the dimming control of the inverter operating frequency, and in order to substantially delay the dimming control of the DC power supply voltage, appropriate control during DC voltage dimming In the means 5, a capacitor C52 for time constant is provided so as to lengthen the control transition period until the DC power supply voltage setting value VF at the time of full lighting changes to the DC power supply voltage setting value VD at the time of dimming ( (See FIG. 5).

ここで、ＶＦからＶＤに変化するまでの移行所要時間をτｖとし、全点灯時のインバータ動作周波数ｆＦから調光時のインバータ動作周波数ｆＤに変化するまでの移行所要時間をτｆとした場合に、τｖはコンデンサＣ５２の容量を大きくすればするほど長くなる。つまり、調光制御信号がＬレベル→Ｈレベルとなり、トランジスタＱ５２がＯＮ→ＯＦＦとなって、コンデンサＣ５２に直流電源電圧Ｖｃ４から抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０を経由して充電されるが、コンデンサＣ５２の容量を大きくすればするほど、コンデンサＣ５２の両端電圧が安定電位にまで充電されるのに時間を要する。   Here, when the transition required time until the change from VF to VD is τv, and the transition required time until the inverter operation frequency fD at the time of full lighting is changed to the inverter operation frequency fD at the time of dimming is τf, τv increases as the capacitance of the capacitor C52 is increased. That is, the dimming control signal changes from L level to H level, the transistor Q52 changes from ON to OFF, and the capacitor C52 is charged from the DC power supply voltage Vc4 via the resistors R8, R9, and R10. The larger the capacitance, the longer it takes for the voltage across the capacitor C52 to be charged to a stable potential.

しかしながら、インバータ調光時適正制御手段７には、時定数用コンデンサが無いために、トランジスタＱ７１がＯＦＦ→ＯＮとなった時点でミラー回路の基準電流は直ぐに切り替わるため、τｆは殆ど無いに等しい。その結果、τｖ＞τｆが成立することで、全点灯時から調光時へ切り替える場合において、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせることが可能となる。   However, since the inverter dimming appropriate control means 7 does not have a capacitor for time constant, the reference current of the mirror circuit is switched immediately when the transistor Q71 is turned from OFF to ON, and therefore τf is almost equal. As a result, when τv> τf is established, it is possible to prioritize the dimming control of the inverter operating frequency and substantially delay the dimming control of the DC power supply voltage when switching from full lighting to dimming. It becomes.

なお、図５は図２及び図３の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）から調光点灯（Ｈレベル信号）に切り替わってからの上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５における時定数用のコンデンサＣ５２の電圧であり、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。 FIG. 5 is a time chart of the voltage or current of the main parts in the circuits of FIGS. 2 and 3, and after the dimming signal is switched from full lighting (L level signal) to dimming lighting (H level signal). The above operation is shown. In the figure, Vc52 is a voltage of the capacitor C52 for a time constant of the normalizing control means 5 when a DC voltage dimming, I VR1 is the reference current mirror circuit flows through the semi-fixed resistor VR1 of the inverter control unit 3.

以上の構成及び動作により、全点灯から調光点灯への切り替わり時にτｖ＞τｆとすることで、インバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。 With the above configuration and operation, by setting τv> τf when switching from full lighting to dimming lighting, the switching element current I Q2 of the inverter does not operate in a leading phase even during dimming transients. It becomes possible to reduce the stress of Q2.

（実施形態２）
図６は本発明の実施形態２の要部構成を示す回路図である。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３に示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図６の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更したものである。 (Embodiment 2)
FIG. 6 is a circuit diagram showing a main configuration of the second embodiment of the present invention. The discharge lamp lighting device according to the present embodiment uses the DC voltage dimming appropriate control means 5 in FIG. 2 in the circuit configuration shown in FIGS. It is changed as follows.

本実施形態では、全点灯時から調光点灯時へ切り替える場合において、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるために、直流電圧調光時適正制御手段５において、時定数用のコンデンサＣ５２を設け、調光制御信号が切り替わってから、それに応じて直流電源電圧をＶＦ→ＶＤに制御し始めるまでの制御開始遅延時間を長くするようにしている（図９参照）。   In this embodiment, when switching from full lighting to dimming lighting, priority is given to the dimming control of the inverter operating frequency, and in order to substantially delay the dimming control of the DC power supply voltage, it is appropriate at the time of DC voltage dimming. In the control means 5, a capacitor C52 for time constant is provided so that the control start delay time from when the dimming control signal is switched to when the DC power supply voltage starts to be controlled from VF to VD is lengthened. (See FIG. 9).

ここで、調光信号が切り替わってから直流電源電圧をＶＦ→ＶＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｖとし、インバータ動作周波数をｆＦからｆＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｆとした場合に、ＴｖはコンデンサＣ５２の容量を大きくすればするほど長くなる。   Here, when the delay time from when the dimming signal is switched to when the DC power supply voltage starts to be controlled from VF to VD is Tv, and when the inverter operating frequency is from T to the delay time until control is started from fF to fD. , Tv increases as the capacitance of the capacitor C52 is increased.

つまり、調光制御信号がＬレベル→Ｈレベルとなり、トランジスタＱ５２がＯＮ→ＯＦＦとなって、コンデンサＣ５２に定電圧源Ｖｃｃから抵抗Ｒ５７を経由して充電されるが、コンデンサＣ５２の容量を大きくすればするほど、コンデンサＣ５２の両端電圧がツェナーダイオードＺＤ５のツェナー電圧Ｖｚ５にまで充電されるのには時間を要する。つまり、トランジスタＱ５４がＯＮ→ＯＦＦになるまでに時間を要するということである。   That is, the dimming control signal is changed from L level to H level, the transistor Q52 is turned from ON to OFF, and the capacitor C52 is charged from the constant voltage source Vcc via the resistor R57, but the capacitance of the capacitor C52 is increased. The longer it takes, the more time is required for the voltage across the capacitor C52 to be charged to the Zener voltage Vz5 of the Zener diode ZD5. That is, it takes time for the transistor Q54 to change from ON to OFF.

しかしながら、インバータ調光時適正制御手段７には、時定数用コンデンサが無いために、調光制御信号がＬレベル→Ｈレベルとなると、直ぐにトランジスタＱ７１もＯＦＦ→ＯＮに切り替わるため、Ｔｆは殆ど無いに等しい。その結果、Ｔｖ＞Ｔｆが成立することで、全点灯時から調光点灯時へ切り替える場合において、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせることが可能となる。   However, since the inverter dimming appropriate control means 7 does not have a capacitor for time constant, when the dimming control signal changes from L level to H level, the transistor Q71 is immediately switched from OFF to ON, so there is almost no Tf. be equivalent to. As a result, when Tv> Tf is established, when switching from full lighting to dimming lighting, it is possible to prioritize the dimming control of the inverter operating frequency and substantially delay the dimming control of the DC power supply voltage. It becomes possible.

なお、図９は図２、図３及び図６回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）から調光（Ｈレベル信号）に切り替わってからの上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５における時定数用のコンデンサＣ５２の電圧、Ｖｚ５はツェナーダイオードＺＤ５のツェナー電圧、Ｖｃｅ（Ｑ５４）はトランジスタＱ５４のコレクタ−エミッタ間電圧であり、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。 FIG. 9 is a time chart of the voltage or current of the main parts in the circuits of FIGS. 2, 3 and 6. The dimming signal is switched from full lighting (L level signal) to dimming (H level signal). The above operation is shown. In the figure, Vc52 is the voltage of the capacitor C52 for time constant in the DC voltage dimming appropriate control means 5, Vz5 is the Zener voltage of the Zener diode ZD5, Vce (Q54) is the collector-emitter voltage of the transistor Q54, I VR1 is a reference current of the mirror circuit flowing through the semi-fixed resistor VR1 of the inverter control unit 3.

以上の構成及び動作により、全点灯から調光点灯への切り替わり時にＴｖ＞Ｔｆとすることで、インバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。 With the above configuration and operation, by setting Tv> Tf at the time of switching from full lighting to dimming lighting, the switching element current I Q2 of the inverter does not operate in a leading phase even during dimming transients. It becomes possible to reduce the stress of Q2.

（実施形態３）
以下、本発明の実施形態３を図７及び図８を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３で示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図７の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図８のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。 (Embodiment 3)
Embodiment 3 of the present invention will be described below with reference to FIGS. The discharge lamp lighting device according to the present embodiment uses the DC voltage dimming appropriate control means 5 in FIG. 2 as the direct current voltage dimming appropriate control means 5 in FIG. Further, the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG. 3 is changed to the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG.

本実施形態では、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるために、まず第１には、直流電圧調光時適正制御手段５における抵抗Ｒ５３を抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ５２の間に接続し直したことと、更にコンデンサＣ５２とトランジスタＱ５２の間には新たに抵抗Ｒ５４を付け加えた。次に、第２の変更点として、インバータ調光時適正制御手段７における抵抗ＲｄをＲｄ１とＲｄ２に分けて、Ｒｄ１とＲｄ２との接続点には時定数用のコンデンサＣ７２を新たに付け加えた。   In this embodiment, when switching from dimming to full lighting, in order to prioritize the dimming control of the DC power supply voltage and substantially delay the dimming control of the inverter operating frequency, first of all, The resistor R53 in the voltage dimming appropriate control means 5 was reconnected between the resistor R11 and the capacitor C52, and a resistor R54 was newly added between the capacitor C52 and the transistor Q52. Next, as a second change point, the resistor Rd in the inverter dimming appropriate control means 7 is divided into Rd1 and Rd2, and a capacitor C72 for time constant is newly added to the connection point between Rd1 and Rd2.

これにより、まず第１には、直流電圧調光時適正制御手段５において、時定数用コンデンサＣ５２に貯まった電荷はトランジスタＱ５２がＯＦＦ→ＯＮに切り替わったときに抵抗Ｒ５４を介して放電されるようになった。ここで、抵抗Ｒ５４の抵抗値を小さく設定すれば、直流電源電圧をＶＤ→ＶＦに変化するまでの制御移行期間τｖ’を短くすることができる（図１０参照）。   As a result, firstly, in the DC voltage dimming appropriate control means 5, the charge stored in the time constant capacitor C52 is discharged through the resistor R54 when the transistor Q52 is switched from OFF to ON. Became. Here, if the resistance value of the resistor R54 is set to be small, the control transition period τv ′ until the DC power supply voltage is changed from VD to VF can be shortened (see FIG. 10).

次に、第２に、インバータ調光時適正制御手段７において、時定数用コンデンサＣ７２により、ｆＤからｆＦに変化するまでの制御移行期間τｆ’を長くすることができる。つまり、調光制御信号がＨレベル→Ｌレベルとなり、トランジスタＱ７１がＯＮ→ＯＦＦとなってコンデンサＣ７２に半固定抵抗ＶＲ１及び抵抗Ｒｄ１を介して充電される充電時間はコンデンサＣ７２の容量を大きくすればするほど長くなる。   Secondly, in the inverter dimming appropriate control means 7, the control transition period τf ′ until it changes from fD to fF can be lengthened by the time constant capacitor C 72. That is, if the dimming control signal is changed from H level to L level, the transistor Q71 is turned from ON to OFF and the capacitor C72 is charged through the semi-fixed resistor VR1 and the resistor Rd1, the charging time of the capacitor C72 is increased. The longer it gets.

その結果、τｖ’＜τｆ’を成立させることで、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせることが可能となる。   As a result, by establishing τv ′ <τf ′, when switching from dimming to full lighting, priority is given to dimming control of the DC power supply voltage, and the dimming control of the inverter operating frequency is substantially delayed. Is possible.

なお、図１０は図２、図３、図７及び図８の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が調光（Ｈレベル信号）から全点灯（Ｌレベル信号）に切り替わってからの上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５における時定数用のコンデンサＣ５２の電圧であり、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。 FIG. 10 is a time chart of the voltage or current of main parts in the circuits of FIGS. 2, 3, 7 and 8, and the dimming signal is changed from dimming (H level signal) to full lighting (L level signal). The above operation after switching to) is shown. In the figure, Vc52 is a voltage of the capacitor C52 for a time constant of the normalizing control means 5 when a DC voltage dimming, I VR1 is the reference current mirror circuit flows through the semi-fixed resistor VR1 of the inverter control unit 3.

以上の構成及び動作により、調光から全点灯への切り替わり時にτｖ’＜τｆ’とすることでインバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。 With the above configuration and operation, by setting τv ′ <τf ′ when switching from dimming to full lighting, the switching element current I Q2 of the inverter does not operate in a leading phase even during dimming transient, so that the switching elements Q1, It becomes possible to reduce the stress of Q2.

（実施形態４）
以下、本発明の実施形態４を図７及び図１１を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３で示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図７の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図１１のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。 (Embodiment 4)
Embodiment 4 of the present invention will be described below with reference to FIGS. The discharge lamp lighting device according to the present embodiment uses the DC voltage dimming appropriate control means 5 in FIG. 2 as the direct current voltage dimming appropriate control means 5 in FIG. Further, the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG. 3 is changed to the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG.

本実施形態では、実施形態３で述べたのと同様、調光点灯時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるために、まず第１には、直流電圧調光時適正制御手段５における抵抗Ｒ５３を抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ５２の間に接続し直したことと、更にコンデンサＣ５２とトランジスタＱ５２の間には新たに抵抗Ｒ５４を付け加えた。この点は実施形態３と同様である。次に、第２の変更点としては、インバータ調光時適正制御手段７において、時定数用のコンデンサＣ７２を設けた。   In this embodiment, as described in the third embodiment, when switching from dimming lighting to full lighting, priority is given to dimming control of the DC power supply voltage, and the dimming control of the inverter operating frequency is substantially controlled. In order to delay the delay, first of all, the resistor R53 in the DC voltage dimming appropriate control means 5 is reconnected between the resistor R11 and the capacitor C52, and there is a new connection between the capacitor C52 and the transistor Q52. Resistor R54 was added. This is the same as in the third embodiment. Next, as a second change point, in the inverter dimming appropriate control means 7, a time constant capacitor C72 is provided.

これにより、第１に、直流電圧調光時適正制御手段５において、時定数用コンデンサＣ５２に貯まった電荷はトランジスタＱ５２がＯＦＦ→ＯＮに切り替わったときに抵抗Ｒ５４を介して放電されるようになった。ここで、抵抗Ｒ５４の抵抗値を小さく設定すれば、直流電源電圧をＶＤ→ＶＦに変化するまでの制御移行時間τｖ’を短くすることができる。これは実施形態３と同様である。   Thereby, first, in the DC voltage dimming appropriate control means 5, the charge accumulated in the time constant capacitor C52 is discharged through the resistor R54 when the transistor Q52 is switched from OFF to ON. It was. Here, if the resistance value of the resistor R54 is set to be small, the control transition time τv ′ until the DC power supply voltage is changed from VD to VF can be shortened. This is the same as in the third embodiment.

次に、第２に、インバータ調光時適正制御手段７において、時定数用コンデンサＣ７２を設け、調光制御信号が切り替わってから、それに応じてインバータ動作周波数をｆＤからｆＦに制御し始めるまでの制御開始遅延時間Ｔｆ’を長くするようにしている（図１２参照）。   Second, in the inverter dimming appropriate control means 7, the time constant capacitor C72 is provided, and after the dimming control signal is switched, the inverter operating frequency is started to be controlled from fD to fF accordingly. The control start delay time Tf ′ is lengthened (see FIG. 12).

ここで、調光信号が切り替わってから直流電源電圧をＶＤ→ＶＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｖ’とし、インバータ動作周波数をｆＤからｆＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｆ’とした場合に、Ｔｆ’はコンデンサＣ７２の容量を大きくすればするほど長くなる。   Here, the delay time from when the dimming signal is switched until the DC power supply voltage starts to be controlled from VD to VF is Tv ′, and the delay time until the inverter operating frequency is controlled from fD to fF is Tf ′. In this case, Tf ′ becomes longer as the capacitance of the capacitor C72 is increased.

つまり、調光制御信号がＨレベル→Ｌレベルとなり、トランジスタＱ７１がＯＮ→ＯＦＦとなってコンデンサＣ７２に定電圧源Ｖｃｃから抵抗Ｒ７３を経由して充電されるが、コンデンサＣ７２の容量を大きくすればするほど、コンデンサＣ７２の両端電圧がツェナーダイオードＺＤ７のツェナー電圧Ｖｚ７にまで充電されるのには時間を要する。つまり、トランジスタＱ７３がＯＮ→ＯＦＦになるまでに時間を要するということである。   That is, the dimming control signal is changed from H level to L level, and the transistor Q71 is turned ON from OFF to charge the capacitor C72 from the constant voltage source Vcc via the resistor R73. However, if the capacitance of the capacitor C72 is increased. The longer the time required for the voltage across the capacitor C72 to be charged to the Zener voltage Vz7 of the Zener diode ZD7. That is, it takes time until the transistor Q73 is turned from ON to OFF.

しかしながら、先述の直流電圧調光時適正制御手段５には、トランジスタＱ５２の前段に時定数用コンデンサが無いために、調光制御信号がＨレベル→Ｌレベルとなると直ぐにトランジスタＱ５２もＯＦＦ→ＯＮに切り替わるため、Ｔｖ’は殆ど無いに等しい。その結果、Ｔｖ’＜Ｔｆ’が成立することで、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせることが可能となる。   However, since the DC voltage dimming appropriate control means 5 does not have a capacitor for time constant in the previous stage of the transistor Q52, the transistor Q52 is also turned from OFF to ON as soon as the dimming control signal changes from H level to L level. Since it switches, Tv 'is almost equal. As a result, when Tv ′ <Tf ′ is satisfied, when switching from dimming to full lighting, priority is given to dimming control of the DC power supply voltage, and the dimming control of the inverter operating frequency is substantially delayed. Is possible.

なお、図１２は図２、図３、図７及び図１１の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が調光（Ｈレベル信号）から全点灯（Ｌレベル信号）に切り替わってからの上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５におけるコンデンサＣ５２の電圧、Ｖｃ７２はインバータ調光時適正制御手段７における時定数用のコンデンサＣ７２の電圧、Ｖｚ７はツェナーダイオードＺＤ７のツェナー電圧であり、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。 FIG. 12 is a time chart of the voltage or current of the main parts in the circuits of FIGS. 2, 3, 7 and 11, and the dimming signal changes from dimming (H level signal) to full lighting (L level signal). The above operation after switching to) is shown. In the figure, Vc52 is the voltage of the capacitor C52 in the DC voltage dimming appropriate control means 5, Vc72 is the voltage of the capacitor C72 for time constant in the inverter dimming appropriate control means 7, and Vz7 is the Zener voltage of the Zener diode ZD7. , I VR1 is a reference current of the mirror circuit flowing in the semi-fixed resistor VR1 of the inverter control unit 3.

以上の構成及び動作により、調光から全点灯への切り替わり時にＴｖ’＜Ｔｆ’とすることでインバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。 With the above configuration and operation, when switching from dimming to full lighting, Tv ′ <Tf ′ is established, so that the switching element current I Q2 of the inverter does not operate in the leading phase even during dimming transient, and the switching elements Q1, It becomes possible to reduce the stress of Q2.

（実施形態５）
以下、本発明の実施形態５を図１３を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３で示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図７の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図８のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。つまり、実施形態３と同じ構成である。 (Embodiment 5)
The fifth embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. The discharge lamp lighting device according to the present embodiment uses the DC voltage dimming appropriate control means 5 in FIG. 2 as the direct current voltage dimming appropriate control means 5 in FIG. Further, the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG. 3 is changed to the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG. That is, the configuration is the same as that of the third embodiment.

本実施形態では、実施形態３で述べたように、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるだけでなく、全点灯時から調光点灯時へ切り替える場合においては逆に、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするために、各調光時適正制御手段５，７に含まれる時定数用コンデンサＣ５２，Ｃ７２への充放電量を適切に制御する手段に関して述べる。   In the present embodiment, as described in the third embodiment, when switching from dimming to full lighting, priority is given to dimming control of the DC power supply voltage, and only dimming control of the inverter operating frequency is substantially delayed. In contrast, when switching from full lighting to dimming lighting, conversely, in order to prioritize the dimming control of the inverter operating frequency and to substantially delay the dimming control of the DC power supply voltage, A means for appropriately controlling the charge / discharge amount to the time constant capacitors C52 and C72 included in the light time appropriate control means 5 and 7 will be described.

まず、直流電圧調光時適正制御手段５についてである。全点灯時→調光時はトランジスタＱ５２がＯＮ→ＯＦＦとなるので、コンデンサＣ５２への充電は抵抗Ｒ５３を介して行われる。また、調光時→全点灯時はトランジスタＱ５２がＯＦＦ→ＯＮとなるので、コンデンサＣ５２の電荷は抵抗Ｒ５４を介して放電される。上記のように、全点灯時→調光時ではインバータ動作周波数の調光制御を優先し、調光時→全点灯時では直流電源電圧の調光制御を優先させるためには、コンデンサＣ５２への充電期間は長くするとともに、放電期間は逆に極力短くしなければならない。したがって、充放電の抵抗値に着眼すると、抵抗Ｒ５３の抵抗値はより大きく、抵抗Ｒ５４の抵抗値はより小さくするべきであり、さらには抵抗Ｒ５４に関してはトランジスタＱ５２の電流ストレスが許容されるのであれば短絡（０Ω）としても差し支えない。以上、Ｒ５３＞Ｒ５４あるいはＲ５３≫Ｒ５４という関係にしておけば良いことになる。   First, the DC voltage dimming appropriate control means 5 will be described. Since the transistor Q52 is switched from ON to OFF during full lighting and dimming, the capacitor C52 is charged through the resistor R53. Further, since the transistor Q52 is switched from OFF to ON during dimming → all lighting, the charge of the capacitor C52 is discharged through the resistor R54. As described above, in order to prioritize the dimming control of the inverter operating frequency during full lighting → dimming, and prioritize the dimming control of the DC power supply voltage during dimming → full lighting, The charging period must be lengthened and the discharging period must be as short as possible. Therefore, when paying attention to the resistance value of charging / discharging, the resistance value of the resistor R53 should be larger, the resistance value of the resistor R54 should be smaller, and further, the current stress of the transistor Q52 is allowed for the resistor R54. For example, a short circuit (0Ω) is acceptable. As described above, the relationship R53> R54 or R53 >> R54 may be satisfied.

次に、インバータ調光時適正制御手段７についてである。全点灯時→調光時はトランジスタＱ７１がＯＦＦ→ＯＮとなるので、コンデンサＣ７２の電荷は抵抗Ｒｄ２を介して放電される。また、調光時→全点灯時はトランジスタＱ７１がＯＮ→ＯＦＦとなるので、コンデンサＣ７２への充電は抵抗Ｒｄ１を介して行われる。上記のように、全点灯時→調光時では、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、逆に調光時→全点灯時では直流電源電圧の調光制御を優先させるためには、コンデンサＣ７２の放電時間は短くし、充電時間は逆に長くする必要がある。したがって、充放電の抵抗値に着眼すると、抵抗Ｒｄ２の抵抗値は小さく、抵抗Ｒｄ１の抵抗値は大きくするべきであり、さらに、抵抗Ｒｄ２に関してはトランジスタＱ７１の電流ストレスが許容されるのであれば短絡（０Ω）としても差し支えない。以上のように、Ｒｄ１＞Ｒｄ２あるいはＲｄ１≫Ｒｄ２という関係にしておけば良い。   Next, the inverter dimming appropriate control means 7 will be described. Since the transistor Q71 is switched from OFF to ON during full lighting and dimming, the charge of the capacitor C72 is discharged through the resistor Rd2. Further, since the transistor Q71 is turned from ON to OFF at the time of dimming → all lighting, the capacitor C72 is charged through the resistor Rd1. As described above, in order to prioritize the dimming control of the inverter operating frequency during full lighting → dimming, and conversely, in order to prioritize the dimming control of the DC power supply voltage during dimming → full lighting, It is necessary to shorten the discharge time of C72 and to increase the charging time. Accordingly, when focusing on the charge / discharge resistance value, the resistance value of the resistor Rd2 should be small, the resistance value of the resistor Rd1 should be large, and if the current stress of the transistor Q71 is allowed for the resistor Rd2, a short circuit will occur. (0Ω) is acceptable. As described above, the relationship Rd1> Rd2 or Rd1 >> Rd2 may be satisfied.

以上により、直流電圧調光時適正制御手段５では全点灯時→調光時の制御移行期間τｖと、調光時→全点灯時の制御移行期間τｖ’との大小関係を示すと、τｖ＞τｖ’となる。一方、インバータ調光時適正制御手段７では、全点灯時→調光時の制御移行期間τｆと、調光時→全点灯時の制御移行期間τｆ’との大小関係を示すと、τｆ＜τｆ’となる。   As described above, the DC voltage dimming appropriate control means 5 shows the magnitude relationship between the control transition period τv at the time of full lighting → light control and the control transition period τv ′ at the time of dimming → full lighting. τv ′. On the other hand, the appropriate control means 7 at the time of inverter dimming shows the magnitude relationship between the control transition period τf at the time of full lighting → light control and the control transition period τf ′ at the time of dimming → full lighting. Τf <τf 'Become.

これにより、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるとともに、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては逆に、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにすることが可能となる。   As a result, when switching from dimming to full lighting, priority is given to dimming control of the DC power supply voltage, and the dimming control of inverter operating frequency is substantially delayed, and switching from full lighting to dimming In contrast, it is possible to prioritize the dimming control of the inverter operating frequency and substantially delay the dimming control of the DC power supply voltage.

なお、図１３は図２、図３、図７及び図８の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）→調光（Ｈレベル信号）に切り替わる場合と、調光→全点灯に切り替わる場合の上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５におけるコンデンサＣ５２の電圧、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。 FIG. 13 is a time chart of the voltage or current of the main parts in the circuits of FIGS. 2, 3, 7 and 8, and the dimming signal is fully lit (L level signal) → dimming (H level signal). ) And the above operation in the case of switching from dimming to full lighting. In the figure, Vc52 the voltage of the capacitor C52 in the proper control means 5 when a DC voltage dimming, I VR1 is the reference current mirror circuit flows through the semi-fixed resistor VR1 of the inverter control unit 3.

以上の構成及び動作により、直流電源電圧の調光制御においては、τｖ＞τｖ’という関係を、また、インバータ動作周波数の調光制御においては、τｆ＜τｆ’という関係を実現することで、全点灯から調光へ放電灯出力を下げる方向に切り替える場合、逆に調光から全点灯へ放電灯出力を上げる方向に切り替える場合の両切替モードにおいてインバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。 With the above configuration and operation, by realizing the relationship of τv> τv ′ in the dimming control of the DC power supply voltage and in the dimming control of the inverter operating frequency, the relationship of τf <τf ′ is realized. When switching in the direction of decreasing the discharge lamp output from lighting to dimming, on the contrary, in both switching modes when switching from the dimming to full lighting in the direction of increasing the discharge lamp output, the switching element current IQ2 of the inverter is even during dimming transient It is possible to reduce the stress of the switching elements Q1, Q2 without operating in the leading phase.

なお、本実施形態では、直流電源電圧の調光制御においては、τｖ＞τｖ’という関係を、また、インバータ動作周波数の調光制御においては、τｆ＜τｆ’となるようにしているが、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせ、且つ、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては逆に、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするための手段としては、τｖ＞τｖ’且つτｆ＜τｆ’が同時に満足していなければならないわけではなく、例えば、τｖ＝τｖ’でτｆ＜τｆ’、あるいは、τｖ＞τｖ’でτｆ＝τｆ’など、直流電源電圧、インバータ動作周波数のどちらか一方だけで大小関係が成立するだけの場合でも同等の効果が得られることは言うまでもない。要は最終的には、直流電源電圧とインバータ動作周波数の相対的な制御速度の関係が重要だからである。   In the present embodiment, the relationship of τv> τv ′ is set in the dimming control of the DC power supply voltage, and τf <τf ′ is set in the dimming control of the inverter operating frequency. When switching from light to full lighting, give priority to dimming control of the DC power supply voltage, substantially delay the dimming control of inverter operating frequency, and reverse when switching from full lighting to dimming Furthermore, as a means for giving priority to the dimming control of the inverter operating frequency and substantially delaying the dimming control of the DC power supply voltage, τv> τv ′ and τf <τf ′ must be satisfied at the same time. For example, τv = τv ′ and τf <τf ′, or τv> τv ′ and τf = τf ′, and the magnitude relationship is established only with either the DC power supply voltage or the inverter operating frequency. It goes without saying that the same effect even in the case of only obtained is. In short, the relationship between the relative control speed of the DC power supply voltage and the inverter operating frequency is important in the end.

（実施形態６）
以下、本発明の実施形態６を図１４を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３で示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図６の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図１１のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。 (Embodiment 6)
Hereinafter, Embodiment 6 of the present invention will be described with reference to FIG. The discharge lamp lighting device according to the present embodiment uses the DC voltage dimming appropriate control means 5 shown in FIG. 2 as the DC voltage dimming appropriate control means 5 in FIG. Further, the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG. 3 is changed to the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG.

本実施形態では、実施形態５で述べたのと同様、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにすると共に、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては、逆に直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにするために、各調光時適正制御手段に含まれる時定数用コンデンサへの充放電量を適切に制御する手段に関して述べる。   In this embodiment, as described in the fifth embodiment, when switching from full lighting to dimming, priority is given to dimming control of the inverter operating frequency, and the dimming control of the DC power supply voltage is substantially controlled. In addition to delaying, when switching from dimming to full lighting, on the contrary, priority is given to dimming control of the DC power supply voltage, and in order to substantially delay dimming control of the inverter operating frequency, The means for appropriately controlling the charge / discharge amount to the time constant capacitor included in each dimming appropriate control means will be described.

まず、直流電圧調光時適正制御手段５についてである。全点灯時→調光時はトランジスタＱ５２がＯＮ→ＯＦＦとなるので、コンデンサＣ５２への充電は抵抗Ｒ５７を介して行われる。また、調光時→全点灯時はトランジスタＱ５２がＯＦＦ→ＯＮとなるので、コンデンサＣ５２の電荷は抵抗Ｒ５４を介して放電される。上記のように、全点灯時→調光時ではインバータ動作周波数の調光制御を優先し、調光時→全点灯時では直流電源電圧の調光制御を優先させるためには、コンデンサＣ５２への充電期間は長くするとともに、放電期間は逆に極力短くしなければならない。したがって、充放電の抵抗値に着眼すると、抵抗Ｒ５７の抵抗値はより大きく、抵抗Ｒ５４の抵抗値はより小さくするべきであり、さらには、抵抗Ｒ５４に関してはトランジスタＱ５２の電流ストレスが許容されるのであれば、短絡（０Ω）としても差し支えない。以上のように、Ｒ５７＞Ｒ５４あるいはＲ５７≫Ｒ５４という関係にしておけば良いことになる。   First, the DC voltage dimming appropriate control means 5 will be described. Since the transistor Q52 is switched from ON to OFF during full lighting and dimming, the capacitor C52 is charged through the resistor R57. Further, since the transistor Q52 is switched from OFF to ON during dimming → all lighting, the charge of the capacitor C52 is discharged through the resistor R54. As described above, in order to prioritize the dimming control of the inverter operating frequency during full lighting → dimming, and prioritize the dimming control of the DC power supply voltage during dimming → full lighting, The charging period must be lengthened and the discharging period must be as short as possible. Therefore, when paying attention to the charge / discharge resistance value, the resistance value of the resistor R57 should be larger, the resistance value of the resistor R54 should be smaller, and further, the current stress of the transistor Q52 is allowed for the resistor R54. If there is, it can be a short circuit (0Ω). As described above, the relationship R57> R54 or R57 >> R54 may be satisfied.

次に、インバータ調光時適正制御手段７についてである。全点灯時→調光時はトランジスタＱ７１はＯＦＦ→ＯＮとなるので、コンデンサＣ７２の電荷は抵抗Ｒ７２を介して放電される。また、調光時→全点灯時はトランジスタＱ７１がＯＮ→ＯＦＦとなるので、コンデンサＣ７２への充電は抵抗Ｒ７３を介して行われる。上記のように、全点灯時→調光時ではインバータ動作周波数の調光制御を優先し、逆に調光時→全点灯時では直流電源電圧の調光制御を優先させるためには、コンデンサＣ７２の放電期間は短くし、充電期間は逆に長くする必要がある。したがって、充放電の抵抗値に着眼すると、抵抗Ｒ７２の抵抗値は小さく、抵抗Ｒ７３の抵抗値は大きくするべきであり、さらに、抵抗Ｒ７２に関してはトランジスタＱ７１の電流ストレスが許容されるのであれば、短絡（０Ω）としても差し支えない。以上のように、Ｒ７３＞Ｒ７２あるいはＲ７３≫Ｒ７２という関係にしておけば良い。   Next, the inverter dimming appropriate control means 7 will be described. Since the transistor Q71 is switched from OFF to ON during full lighting and dimming, the charge of the capacitor C72 is discharged through the resistor R72. Further, since the transistor Q71 is switched from ON to OFF during dimming → all lighting, the capacitor C72 is charged through the resistor R73. As described above, in order to prioritize the dimming control of the inverter operating frequency during full lighting and dimming, and conversely, prioritize the dimming control of the DC power supply voltage during dimming and full lighting. It is necessary to shorten the discharging period and to increase the charging period. Accordingly, when focusing on the charge / discharge resistance value, the resistance value of the resistor R72 should be small, the resistance value of the resistor R73 should be large, and if the current stress of the transistor Q71 is allowed for the resistor R72, It can be a short circuit (0Ω). As described above, the relationship R73> R72 or R73 >> R72 may be satisfied.

以上により、直流電圧調光時適正制御手段５では全点灯時→調光時の制御開始遅延時間Ｔｖと、調光時→全点灯時の制御開始遅延時間Ｔｖ’との大小関係を示すと、Ｔｖ＞Ｔｖ’となる。一方、インバータ調光時適正制御手段７では全点灯時→調光時の制御開始遅延時間Ｔｆと調光時→全点灯時の制御開始遅延時間Ｔｆ’との大小関係を示すと、Ｔｆ＜Ｔｆ’となる。   From the above, the DC voltage dimming appropriate control means 5 shows the magnitude relationship between the control start delay time Tv at the time of full lighting → light control and the control start delay time Tv ′ at the time of dimming → full lighting. Tv> Tv ′. On the other hand, the proper control means 7 at the time of inverter dimming shows the magnitude relation between the control start delay time Tf at the time of full lighting → light control and the control start delay time Tf ′ at the time of dimming → full lighting, Tf <Tf 'Become.

これにより、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては逆に、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにすることが可能となる。   As a result, when switching from full lighting to dimming, priority is given to the dimming control of the inverter operating frequency, the dimming control of the DC power supply voltage is substantially delayed, and switching from the dimming to full lighting is performed. In some cases, on the contrary, it is possible to prioritize the dimming control of the DC power supply voltage and to substantially delay the dimming control of the inverter operating frequency.

なお、図１４は図２、図３、図６及び図１１の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）→調光（Ｈレベル信号）に切り替わる場合と、調光→全点灯に切り替わる場合の上記動作を示している。図中、Ｖｃ５２は直流電圧調光時適正制御手段５におけるコンデンサＣ５２の電圧、Ｖｚ５はツェナーダイオードＺＤ５のツェナー電圧、Ｖｃｅ（Ｑ５４）はトランジスタＱ５４のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｖｃ７２はインバータ調光時適正制御手段７におけるコンデンサＣ７２の電圧、Ｖｚ７はツェナーダイオードＺＤ７のツェナー電圧であり、ＩVR1 はインバータ制御部３の半固定抵抗ＶＲ１に流れるミラー回路の基準電流である。 FIG. 14 is a time chart of the voltage or current of the main part in the circuits of FIGS. 2, 3, 6 and 11, and the dimming signal is fully lit (L level signal) → dimming (H level signal). ) And the above operation in the case of switching from dimming to full lighting. In the figure, Vc52 is the voltage of the capacitor C52 in the DC voltage dimming appropriate control means 5, Vz5 is the zener voltage of the zener diode ZD5, Vce (Q54) is the collector-emitter voltage of the transistor Q54, and Vc72 is appropriate for inverter dimming. In the control means 7, the voltage of the capacitor C 72, Vz 7 is the Zener voltage of the Zener diode ZD 7, and I VR1 is the reference current of the mirror circuit that flows through the semi-fixed resistor VR 1 of the inverter control unit 3.

以上の構成及び動作により、直流電源電圧の調光制御においては、Ｔｖ＞Ｔｖ’という関係を、また、インバータ動作周波数の調光制御においては、Ｔｆ＜Ｔｆ’という関係を実現することで、全点灯から調光点灯へ放電灯出力を下げる方向に切り替える場合、逆に調光点灯から全点灯へ放電灯出力を上げる方向に切り替える場合の両切替モードにおいて、インバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。 With the above configuration and operation, by realizing the relationship Tv> Tv ′ in the dimming control of the DC power supply voltage and in the dimming control of the inverter operating frequency, the relationship Tf <Tf ′ is realized. When switching from lighting to dimming lighting in the direction of decreasing the discharge lamp output, and conversely switching from dimming lighting to full lighting in the direction of increasing the discharge lamp output, the switching element current IQ2 of the inverter is dimming It is possible to reduce the stress of the switching elements Q1 and Q2 without operating at a leading phase even during a transition.

なお、本実施形態では、直流電源電圧の調光制御において、Ｔｖ＞Ｔｖ’、インバータ動作周波数の調光制御においては、Ｔｆ＜Ｔｆ’となるようにしているが、調光時から全点灯時へ切り替える場合において、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせ、且つ、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては逆に、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするための手段としては、必ずしもＴｖ＞Ｔｖ’且つＴｆ＜Ｔｆ’が同時に満足していなければならないわけではなく、例えば、Ｔｖ＝Ｔｖ’でＴｆ＜Ｔｆ’、あるいは、Ｔｖ＞Ｔｖ’でＴｆ＝Ｔｆ’など、直流電源電圧、インバータ動作周波数のどちらか一方だけで大小関係が成立するだけの場合でも同等の効果が得られることは言うまでも無い。要は最終的には、直流電源電圧とインバータ動作周波数の相対的な制御速度の関係が重要だからである。   In the present embodiment, Tv> Tv ′ is set in the dimming control of the DC power supply voltage, and Tf <Tf ′ is set in the dimming control of the inverter operating frequency. In the case of switching to, priority is given to the dimming control of the DC power supply voltage, the dimming control of the inverter operating frequency is substantially delayed, and when switching from full lighting to dimming, on the contrary, As means for giving priority to dimming control and substantially delaying the dimming control of the DC power supply voltage, Tv> Tv ′ and Tf <Tf ′ are not necessarily satisfied simultaneously. For example, Tv = Tv ′ and Tf <Tf ′, or Tv> Tv ′ and Tf = Tf ′, and the magnitude relationship is established only with either the DC power supply voltage or the inverter operating frequency. It is needless to say that even in the case of Rudake the same effect is obtained. In short, the relationship between the relative control speed of the DC power supply voltage and the inverter operating frequency is important in the end.

（実施形態７）
以下、本発明の実施形態７を図１５を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３で示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図６の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図８のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。 (Embodiment 7)
Embodiment 7 of the present invention will be described below with reference to FIG. The discharge lamp lighting device according to the present embodiment uses the DC voltage dimming appropriate control means 5 shown in FIG. 2 as the DC voltage dimming appropriate control means 5 in FIG. Further, the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG. 3 is changed to the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG.

本実施形態では、実施形態５及び実施形態６で述べたのと同様、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては、逆に直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにするために、各調光時適正制御手段に含まれる時定数用コンデンサへの充放電量を適切に制御する手段を講じている。   In this embodiment, as described in the fifth and sixth embodiments, when switching from full lighting to dimming, priority is given to dimming control of the inverter operating frequency, and dimming control of the DC power supply voltage. When switching from dimming to full lighting, priority is given to dimming control of the DC power supply voltage and the dimming control of the inverter operating frequency is substantially delayed. In order to achieve this, a means for appropriately controlling the charge / discharge amount to the time constant capacitor included in each dimming appropriate control means is provided.

まず、直流電圧調光時適正制御手段５についであるが、Ｒ５７＞Ｒ５４あるいはＲ５７≫Ｒ５４という関係を設定し、Ｔｖ＞Ｔｖ’となるようにする。一方、インバータ調光時適正制御手段７についてであるが、Ｒｄ１＞Ｒｄ２あるいはＲｄ１≫Ｒｄ２という関係を設定し、τｆ＜τｆ’となるようにする。   First, regarding the DC voltage dimming appropriate control means 5, a relationship of R57> R54 or R57 >> R54 is set so that Tv> Tv ′. On the other hand, regarding the inverter dimming appropriate control means 7, a relationship of Rd1> Rd2 or Rd1 >> Rd2 is set so that τf <τf ′.

図１５は図２、図３、図６及び図８の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）→調光（Ｈレベル信号）に切り替わる場合と、調光→全点灯に切り替わる場合の上記動作を示しており、図１５より全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては逆に、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにしていることが分かる。   FIG. 15 is a time chart of the voltage or current of the main parts in the circuits of FIGS. 2, 3, 6 and 8, and the dimming signal changes from full lighting (L level signal) to dimming (H level signal). FIG. 15 shows the above operation when switching from dimming to full lighting. When switching from full lighting to dimming from FIG. 15, priority is given to dimming control of the inverter operating frequency, and the DC power supply voltage In the case of switching from dimming to full lighting, the DC power supply voltage dimming control is given priority and the inverter operating frequency dimming control is substantially delayed. You can see that

以上の構成及び動作により、全点灯から調光点灯へ放電灯出力を下げる方向に切り替える場合、逆に調光点灯から全点灯へ放電灯出力を上げる方向に切り替える場合の両切替モードにおいて、インバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。 With the above configuration and operation, when switching in the direction of decreasing the discharge lamp output from full lighting to dimming lighting, on the contrary, in both switching modes when switching in the direction of increasing discharge lamp output from dimming lighting to full lighting, The switching element current I Q2 does not operate in a leading phase even during a dimming transient, and the stress on the switching elements Q1 and Q2 can be reduced.

（実施形態８）
以下、本発明の実施形態８を図１６を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１〜図３に示した回路構成において、図２中の直流電圧調光時適正制御手段５を図７の直流電圧調光時適正制御手段５のように変更し、また、図３中のインバータ調光時適正制御手段７を図１１のインバータ調光時適正制御手段７のように変更したものである。これは実施形態４と同じ構成である。 (Embodiment 8)
The eighth embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. The discharge lamp lighting device according to the present embodiment uses the DC voltage dimming appropriate control means 5 shown in FIG. 2 as the DC voltage dimming appropriate control means 5 shown in FIG. Further, the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG. 3 is changed to the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG. This is the same configuration as that of the fourth embodiment.

本実施形態では、実施形態５〜７で述べたのと同様に、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては、逆に直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにするために、各調光時適正制御手段に含まれる時定数用コンデンサへの充放電量を適切に制御する手段を講じている。   In this embodiment, as described in the fifth to seventh embodiments, when switching from full lighting to dimming, priority is given to dimming control of the inverter operating frequency, and dimming control of the DC power supply voltage is performed. When switching from dimming to full lighting, the DC power supply voltage dimming control is prioritized and the inverter operating frequency dimming control is substantially delayed. Therefore, a means for appropriately controlling the charge / discharge amount to the time constant capacitor included in each dimming appropriate control means is provided.

まず、直流電圧調光時適正制御手段５についてであるが、Ｒ５３＞Ｒ５４あるいはＲ５３≫Ｒ５４という関係を設定し、τｖ＞τｖ’となるようにする。一方、インバータ調光時適正制御手段７についてであるが、Ｒ７３＞Ｒ７２あるいはＲ７３≫Ｒ７２という関係を設定し、Ｔｆ＜Ｔｆ’となるようにする。   First, regarding the DC voltage dimming appropriate control means 5, a relationship of R53> R54 or R53 >> R54 is set so that τv> τv ′. On the other hand, regarding the inverter dimming appropriate control means 7, a relationship of R73> R72 or R73 >> R72 is set so that Tf <Tf ′.

図１６は図２、図３、図７及び図１１の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）→調光（Ｈレベル信号）に切り替わる場合と、調光→全点灯に切り替わる場合の上記動作を示しており、図１６より全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては逆に、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにしていることが分かる。   FIG. 16 is a time chart of the voltage or current of the main parts in the circuits of FIGS. 2, 3, 7 and 11, and the dimming signal is changed from full lighting (L level signal) to dimming (H level signal). FIG. 16 shows the above operation when switching from dimming to full lighting. In the case of switching from full lighting to dimming from FIG. 16, priority is given to the dimming control of the inverter operating frequency, and the DC power supply voltage In the case of switching from dimming to full lighting, the DC power supply voltage dimming control is given priority and the inverter operating frequency dimming control is substantially delayed. You can see that

以上の構成及び動作により、全点灯から調光へ放電灯出力を下げる方向に切り替える場合、逆に調光から全点灯へ放電灯出力を上げる方向に切り替える場合の両切替モードにおいてインバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。 With the above configuration and operation, the switching element current of the inverter in both switching modes when switching the discharge lamp output from dimming to dimming in the direction of decreasing the discharge lamp, and conversely switching from dimming to full lighting in the direction of increasing the discharge lamp output I Q2 can reduce the stress of the switching elements Q1 and Q2 without operating at the leading phase even during the dimming transition.

（実施形態９）
以下、本発明の実施形態９を図１７を参照して説明する。本実施形態での放電灯点灯装置は、図１７で示した回路構成である。商用電源ＶＳの両端には、ＦＵＳＥ（電流ヒューズ）を介してＺＮＲ（サージアブソーバ）が接続され、過電流及び過電圧保護としている。コンデンサＣ５、ラインフィルタＬＦ１により、雑音防止用のフィルタ回路が構成される。ダイオードＤ２〜Ｄ５により整流器ＤＢを構成し、商用電源ＶＳを全波整流する。コンデンサＣ６は高周波電流バイパス用のコンデンサである。コンデンサＣ６の両端には、少なくとも１つのスイッチング素子を有する直流電圧変換部ＣＶが接続される。直流電圧変換部ＣＶは例えば図２に示したような構成である。 (Embodiment 9)
The ninth embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. The discharge lamp lighting device in this embodiment has the circuit configuration shown in FIG. A ZNR (surge absorber) is connected to both ends of the commercial power supply VS via a FUSE (current fuse) to provide overcurrent and overvoltage protection. The capacitor C5 and the line filter LF1 constitute a noise prevention filter circuit. The diodes D2 to D5 constitute a rectifier DB, and the commercial power supply VS is full-wave rectified. The capacitor C6 is a high frequency current bypass capacitor. A DC voltage converter CV having at least one switching element is connected to both ends of the capacitor C6. The direct-current voltage converter CV has a configuration as shown in FIG.

直流電圧変換部ＣＶの出力両端には、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続され、これらが交互にＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すように制御される。以上により、スイッチング素子Ｑ２の両端に接続された負荷回路に高周波電力を供給するインバータ回路を構成する。   A series circuit of switching elements Q1 and Q2 made of MOSFETs is connected to both ends of the output of the DC voltage converter CV, and these are controlled so as to alternately repeat ON / OFF operations. Thus, an inverter circuit that supplies high-frequency power to the load circuit connected to both ends of the switching element Q2 is configured.

共振用インダクタＬ１と共振用コンデンサＣ１の直列回路がスイッチング素子Ｑ２に接続される。また、コンデンサＣ１の両端にはコンデンサＣ２と昇圧トランスＴ１の１次巻線ｎ１の直列回路が接続される。そして、昇圧トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端には、コンデンサＣ７、放電灯ＬＡ、及び昇圧トランスＴ１の２次巻線ｎ２の直列回路が接続され、以上により放電灯ＬＡの点灯負荷回路が構成される。   A series circuit of a resonance inductor L1 and a resonance capacitor C1 is connected to the switching element Q2. Further, a series circuit of the capacitor C2 and the primary winding n1 of the step-up transformer T1 is connected to both ends of the capacitor C1. A series circuit of a capacitor C7, a discharge lamp LA, and a secondary winding n2 of the step-up transformer T1 is connected to both ends of the primary winding n1 of the step-up transformer T1, and the lighting load circuit of the discharge lamp LA is thus formed. Composed.

放電灯ＬＡの始動はインダクタＬ１とコンデンサＣ１との共振動作によりコンデンサＣ１の両端に高周波電圧が発生し、昇圧トランスＴ１により昇圧されて放電灯ＬＡの両端に印加される。また、放電灯ＬＡが点灯すると、上記インダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振系に、コンデンサＣ２、放電灯ＬＡを加えた点灯共振条件により放電灯ＬＡは点灯を維持する。   When the discharge lamp LA is started, a high frequency voltage is generated at both ends of the capacitor C1 by the resonance operation of the inductor L1 and the capacitor C1, and the voltage is boosted by the step-up transformer T1 and applied to both ends of the discharge lamp LA. When the discharge lamp LA is lit, the discharge lamp LA is kept lit by a lighting resonance condition in which the capacitor C2 and the discharge lamp LA are added to the resonance system of the inductor L1 and the capacitor C1.

なお、昇圧トランスＴ１はオートトランス構成であり、１次巻線ｎ１に流れる電流と２次巻線ｎ２に流れる電流は逆位相となり、結果として、昇圧トランスＴ１の１次側電流がほぼ相殺される構成であり、昇圧トランスＴ１の温度上昇を軽減している。   Note that the step-up transformer T1 has an auto-transformer configuration, and the current flowing through the primary winding n1 and the current flowing through the secondary winding n2 are in opposite phases, and as a result, the primary-side current of the step-up transformer T1 is almost canceled. This configuration reduces the temperature rise of the step-up transformer T1.

直流電圧制御部２は、直流電圧変換部ＣＶが有するスイッチング素子を駆動制御するものであり、また、調光レベルに応じてスイッチング素子の駆動周波数（あるいはオン期間）を適宜制御することで、直流電圧を変化させることが可能であって、例えば、図２に示したような構成がある。   The DC voltage control unit 2 controls driving of the switching element included in the DC voltage conversion unit CV. Further, the DC voltage control unit 2 controls the driving frequency (or on-period) of the switching element appropriately according to the dimming level. The voltage can be changed. For example, there is a configuration as shown in FIG.

インバータ制御部３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動制御するものであり、また、調光レベルに応じて駆動周波数を適宜変化させることが可能であって、例えば、図３に示したような構成がある。   The inverter control unit 3 controls driving of the switching elements Q1 and Q2, and can appropriately change the driving frequency in accordance with the dimming level. For example, the configuration as shown in FIG. There is.

直流電圧調光時適正制御手段５及びインバータ調光時適正制御手段７は、調光制御処理部４からの調光制御信号を受けて、直流電圧制御部２及びインバータ制御部３が適正に調光制御を行うようにするための手段であり、本実施形態においては、直流電圧調光時適正制御手段５は図１８に示す構成とし、インバータ調光時適正制御手段７は図８に示す構成とする。   The DC voltage dimming appropriate control means 5 and the inverter dimming appropriate control means 7 receive the dimming control signal from the dimming control processing unit 4 and the DC voltage control unit 2 and the inverter control unit 3 appropriately adjust the dimming control signal. In this embodiment, the DC voltage dimming appropriate control means 5 is configured as shown in FIG. 18, and the inverter dimming appropriate control means 7 is configured as shown in FIG. And

次に、回路動作についてであるが、図１７に示した放電灯点灯装置に関しては従来例あるいは実施形態１で説明した内容と変わりが無いので省略することとし、図１８の直流電圧調光時適正制御手段５について以下に説明する。   Next, regarding the circuit operation, the discharge lamp lighting device shown in FIG. 17 is the same as the conventional example or the contents described in the first embodiment, and is omitted. The control means 5 will be described below.

まず、全点灯モードでの点灯の場合、調光制御信号はＬｏｗ信号であるので、トランジスタＱ５１はＯＦＦ、トランジスタＱ５２はＯＮとなり、コンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２は抵抗Ｒ５３〜Ｒ５５、及びＲ１１の抵抗分圧で決定される。ここで、トランジスタＱ５２がＯＮの場合のコンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２の値は、Ｒ８〜Ｒ１１で決定される分圧比で抵抗Ｒ１１の両端に発生する電圧ＶＲ１１よりも低くなるように設定しておく。これにより、全点灯モードの直流電源電圧Ｖｃ４は抵抗Ｒ８〜Ｒ１１で決定し、制御される。   First, in the case of lighting in the full lighting mode, since the dimming control signal is a low signal, the transistor Q51 is turned off, the transistor Q52 is turned on, and the voltage Vc52 across the capacitor C52 is equal to the resistances of the resistors R53 to R55 and R11. Determined by pressure. Here, the value of the voltage Vc52 across the capacitor C52 when the transistor Q52 is ON is set to be lower than the voltage VR11 generated across the resistor R11 at a voltage division ratio determined by R8 to R11. As a result, the DC power supply voltage Vc4 in the all lighting mode is determined and controlled by the resistors R8 to R11.

次に、調光モードでの点灯の場合、調光制御信号はＨｉｇｈ信号であるので、トランジスタＱ５１はＯＮ、トランジスタＱ５２はＯＦＦとなり、コンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２は抵抗Ｒ５３，Ｒ５５及びＲ１１の抵抗分圧で決定される。   Next, in the case of lighting in the dimming mode, since the dimming control signal is a high signal, the transistor Q51 is turned on, the transistor Q52 is turned off, and the voltage Vc52 across the capacitor C52 is equal to the resistance of the resistors R53, R55, and R11. Determined by pressure.

ここで、トランジスタＱ５２がＯＦＦの場合のコンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２は、抵抗Ｒ８〜Ｒ１１で決定される分圧比で抵抗Ｒ１１の両端に発生する電圧ＶＲ１１よりも高くなるように設定しておく。これにより、コンデンサＣ５２を電源として、抵抗Ｒ５５、ダイオードＤ８、抵抗Ｒ１１の経路で電流が流れ、制御回路ＩＣ１の１番ピンに出力される電圧が上昇傾向となる。制御回路ＩＣ１では、１番ピンの電圧が一定になるように制御しているため、コンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２の電位に応じて直流電源電圧Ｖｃ４の値は低減されることとなる。以上により、全点灯時及び調光時での直流電源電圧を各々変化させることができる。   Here, the voltage Vc52 across the capacitor C52 when the transistor Q52 is OFF is set to be higher than the voltage VR11 generated across the resistor R11 at a voltage division ratio determined by the resistors R8 to R11. As a result, with the capacitor C52 as a power source, current flows through the path of the resistor R55, the diode D8, and the resistor R11, and the voltage output to the first pin of the control circuit IC1 tends to increase. In the control circuit IC1, since the voltage at the first pin is controlled to be constant, the value of the DC power supply voltage Vc4 is reduced according to the potential of the voltage Vc52 across the capacitor C52. As described above, it is possible to change the direct-current power supply voltage during full lighting and dimming.

次に、全点灯時→調光時あるいは調光時→全点灯時の調光切替における調光過渡時の動作、特に、図１８に示した直流電源電圧の制御動作について以下に述べる。図８のインバータ調光時適正制御手段７に関しては既に他の実施形態にて先述しているので、省略する。   Next, the operation at the time of dimming transition in dimming switching from full lighting to dimming or from dimming to full lighting, particularly the control operation of the DC power supply voltage shown in FIG. Since the inverter dimming appropriate control means 7 in FIG. 8 has already been described in other embodiments, it will be omitted.

本実施形態では、実施形態５〜８で述べたのと同様に、全点灯時から調光時へ切り替える場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるようにするとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては、逆に直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにするために、まず第１には、Ｒ５３＞Ｒ５４あるいはＲ５３≫Ｒ５４という関係を設定し、τｖ＞τｖ’となるようにする。次に第２には、ダイオードＤ８のＯＮ電圧（約０．５〜０．７Ｖ）を利用して、Ｔｖ＞Ｔｖ’となるようにする。   In the present embodiment, as described in the fifth to eighth embodiments, when switching from full lighting to dimming, priority is given to dimming control of the inverter operating frequency, and dimming control of the DC power supply voltage is performed. When switching from dimming to full lighting, the DC power supply voltage dimming control is prioritized and the inverter operating frequency dimming control is substantially delayed. Therefore, first, the relationship R53> R54 or R53 >> R54 is set so that τv> τv ′. Secondly, the ON voltage (about 0.5 to 0.7 V) of the diode D8 is used so that Tv> Tv '.

その原理を図１９で説明すると、まず、調光信号が全点灯時（Ｌレベル信号）から調光時（Ｈレベル信号）に切り替わった場合、トランジスタＱ５２は直ぐにＯＮ→ＯＦＦとなるが、コンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２は時定数が大きいので、緩やかな上昇を示す。そして、コンデンサＣ５２の両端電圧Ｖｃ５２が抵抗Ｒ１１の両端電圧ＶR11 を上回り、さらに、ＶR11 にダイオードＤ８のＯＮ電圧を加えた電圧ＶR11 ＋ＶD8に到達して始めて、コンデンサＣ５２から抵抗Ｒ１１に電流が流れ、直流電圧Ｖｃ４の調光制御が開始されることから、実際、調光制御信号が切り替わってから制御を開始するまでには遅れ時間Ｔｖが発生する。 The principle will be explained with reference to FIG. 19. First, when the dimming signal is switched from full lighting (L level signal) to dimming time (H level signal), the transistor Q52 is immediately turned from ON to OFF, but the capacitor C52. The both-end voltage Vc52 of FIG. 6 has a large time constant, and thus shows a gradual increase. Then, the voltage Vc52 across the capacitor C52 exceeds the voltage V R11 across the resistor R11, and further reaches the voltage V R11 + V D8 obtained by adding the ON voltage of the diode D8 to V R11 and then the current from the capacitor C52 to the resistor R11. Since the dimming control of the DC voltage Vc4 is started, a delay time Tv is actually generated from when the dimming control signal is switched to when the control is started.

しかし、調光時（Ｈレベル信号）から全点灯時（Ｌレベル信号）に切り替わった場合、トランジスタＱ５２は直ぐにＯＦＦ→ＯＮとなり、コンデンサＣ５２の電荷は抵抗Ｒ５４を介して直ぐに放電されるので、遅延時間Ｔｖ’は殆ど無いに等しい。以上により、図１８に示した構成では、制御移行期間τ及び制御開始遅延時間Ｔの両方において、全点灯→調光点灯と調光点灯→全点灯の切り替えが可能である。   However, when switching from dimming (H level signal) to full lighting (L level signal), the transistor Q52 is immediately turned from OFF to ON, and the charge of the capacitor C52 is immediately discharged through the resistor R54. There is almost no time Tv ′. As described above, in the configuration shown in FIG. 18, it is possible to switch all lighting → dimming lighting and dimming lighting → all lighting in both the control transition period τ and the control start delay time T.

一方、図８のインバータ調光時適正制御手段７では、Ｒｄ１＞Ｒｄ２あるいはＲｄ１≫Ｒｄ２という関係を設定し、τｆ＜τｆ’となるようにする。   On the other hand, in the inverter dimming appropriate control means 7 of FIG. 8, the relationship Rd1> Rd2 or Rd1 >> Rd2 is set so that τf <τf ′.

図１９は図１７、図２、図３、図１８及び図８の回路中の主要部位の電圧あるいは電流のタイムチャートであり、調光信号が全点灯（Ｌレベル信号）→調光点灯（Ｈレベル信号）に切り替わる場合と、調光→全点灯に切り替わる場合の上記動作を示しており、図１９より全点灯時から調光時へ切り替わる場合においては、インバータ動作周波数の調光制御を優先し、直流電源電圧の調光制御を実質的に遅らせるとともに、調光時から全点灯時へ切り替える場合においては逆に、直流電源電圧の調光制御を優先し、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせるようにしていることが分かる。   FIG. 19 is a time chart of the voltage or current of the main parts in the circuits of FIGS. 17, 2, 3, 18 and 8, and the dimming signal is fully lit (L level signal) → dimming lit (H In the case of switching from full lighting to dimming from FIG. 19, priority is given to the dimming control of the inverter operating frequency. In the case of switching the dimming control of the DC power supply voltage substantially and switching from dimming to full lighting, on the contrary, priority is given to the dimming control of the DC power supply voltage, and the dimming control of the inverter operating frequency is substantially controlled. You can see that it is delayed.

以上により、全点灯から調光点灯へ放電灯出力を下げる方向に切り替える場合、逆に調光点灯から全点灯へ放電灯出力を上げる方向に切り替える場合の両切替モードにおいて、インバータのスイッチング素子電流ＩQ2は調光過渡時でも進相で動作することなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを軽減することが可能となる。 As described above, when switching in the direction of decreasing the discharge lamp output from full lighting to dimming lighting, and conversely in both switching modes when switching in the direction of increasing discharge lamp output from dimming lighting to full lighting, the switching element current I of the inverter Q2 can reduce the stress of the switching elements Q1 and Q2 without operating in the leading phase even during the dimming transition.

なお、実施形態１〜９において、全点灯時、調光点灯時のランプ電力を、放電灯の定格出力に対してそれぞれ何％に設定するかについては限定されるものではなく、前者が後者に比べて相対的に大きければ本発明を適用できることは言うまでも無い。   In Embodiments 1 to 9, it is not limited as to what percentage each of the lamp power at the time of full lighting and dimming lighting is set with respect to the rated output of the discharge lamp, the former being the latter Needless to say, the present invention can be applied as long as it is relatively large.

（実施形態１０）
図２０は照明装置の外観を示す斜視図である。器具本体１０１の下面には反射板１０２が形成され、この反射板１０２の両端にはランプソケット１０３、１０３が設けられ、これらランプソケット１０３、１０３間には低圧放電ランプとしての直管型蛍光灯ランプＬＡが取付けられ、器具本体１０１には、実施形態１〜９において説明した調光用放電灯点灯装置が内蔵されている。 (Embodiment 10)
FIG. 20 is a perspective view showing the appearance of the lighting device. A reflector 102 is formed on the lower surface of the instrument body 101, and lamp sockets 103, 103 are provided at both ends of the reflector 102. A straight tube fluorescent lamp as a low-pressure discharge lamp is provided between the lamp sockets 103, 103. The lamp LA is attached, and the light control discharge lamp lighting device described in the first to ninth embodiments is incorporated in the appliance main body 101.

図２１は別のタイプの照明装置の外観を示す斜視図である。器具本体２０１と反射板２０２との間に実施形態１〜９において説明した調光用放電灯点灯装置が内蔵されている。２０３はランプソケット、２０４はランプ支持バネ、２０５は電源アダプタ、２０６は器具カバーであり、ランプソケット２０３及びランプ支持バネ２０４にて、丸管型蛍光灯ランプＬＡが取付けられている。   FIG. 21 is a perspective view showing the appearance of another type of lighting device. The dimming discharge lamp lighting device described in the first to ninth embodiments is built in between the fixture body 201 and the reflection plate 202. Reference numeral 203 denotes a lamp socket, 204 denotes a lamp support spring, 205 denotes a power adapter, and 206 denotes an instrument cover. A round tube fluorescent lamp LA is attached to the lamp socket 203 and the lamp support spring 204.

本発明の調光用放電灯点灯装置及び照明装置はオフィスや一般家庭用の照明器具に利用できる。   The dimming discharge lamp lighting device and lighting device of the present invention can be used for lighting fixtures for offices and general households.

本発明の実施形態１の全体構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the whole structure of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１の直流電圧制御に関する要部構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part structure regarding DC voltage control of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１の周波数制御に関する要部構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part structure regarding the frequency control of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１の周波数制御に関する動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing regarding the frequency control of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態２の直流電圧制御に関する要部構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part structure regarding DC voltage control of Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施形態３の直流電圧制御に関する要部構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part structure regarding DC voltage control of Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施形態３の周波数制御に関する要部構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part structure regarding the frequency control of Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施形態２の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施形態３の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施形態４の周波数制御に関する要部構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part structure regarding the frequency control of Embodiment 4 of this invention. 本発明の実施形態４の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of Embodiment 4 of this invention. 本発明の実施形態５の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of Embodiment 5 of this invention. 本発明の実施形態６の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of Embodiment 6 of this invention. 本発明の実施形態７の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of Embodiment 7 of this invention. 本発明の実施形態８の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of Embodiment 8 of this invention. 本発明の実施形態９の全体構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the whole structure of Embodiment 9 of this invention. 本発明の実施形態９の直流電圧制御に関する要部構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part structure regarding DC voltage control of Embodiment 9 of this invention. 本発明の実施形態９の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of Embodiment 9 of this invention. 本発明の実施形態１０の直管型照明装置の外観を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the external appearance of the straight tube | pipe type illuminating device of Embodiment 10 of this invention. 本発明の実施形態１０の丸管型照明装置の外観を示す分解斜視図である。It is a disassembled perspective view which shows the external appearance of the round tube type illuminating device of Embodiment 10 of this invention. 第１の従来例の回路図である。It is a circuit diagram of the 1st conventional example. 第２の従来例の回路図である。It is a circuit diagram of the 2nd prior art example. 第２の従来例の共振特性を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the resonance characteristic of the 2nd prior art example. 第１及び第２の従来例の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of the 1st and 2nd prior art example. 第２の従来例の課題を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the subject of a 2nd prior art example. 第３の従来例の回路図である。It is a circuit diagram of the 3rd conventional example. 第３の従来例の共振特性を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the resonance characteristic of a 3rd prior art example. 第３の従来例の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of a 3rd prior art example. 第３の従来例の課題を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the subject of a 3rd prior art example.

符号の説明Explanation of symbols

１ 直流電源回路部
２ 直流電圧制御部
３ インバータ制御部
４ 調光制御処理部
５ 直流電圧調光時適正制御部
７ インバータ調光時適正制御部
ＬＡ 放電灯 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply circuit part 2 DC voltage control part 3 Inverter control part 4 Dimming control processing part 5 DC voltage dimming appropriate control part 7 Inverter dimming appropriate control part LA discharge lamp

Claims (13)

少なくとも１つのスイッチング素子を有し、交流電圧を所定の直流電圧に変換し出力する直流電源回路部と、
少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源回路部からの出力電圧を高周波の電圧に変換し出力するインバータ回路部と、
放電灯に接続されるＬＣ共振回路を含み、インバータ回路部からの高周波電圧により共振動作をする負荷回路部と、
直流電源回路部が有するスイッチング素子を駆動制御する直流電圧制御部と、
インバータ回路部が有するスイッチング素子を駆動制御するインバータ制御部と、
外部からの調光信号を受けて直流電圧制御部及びインバータ制御部へ調光制御信号を出力する調光制御処理部とを具備し、
調光レベルに応じて、直流電圧制御部は直流電圧を変化させるとともに、インバータ制御部はインバータ動作周波数を変化させる調光用放電灯点灯装置であって、
外部からの調光信号が光出力の高い全点灯時から、光出力の低い調光点灯時に近づくように設定されたときには、インバータ動作周波数の調光制御を優先させ、直流電圧の調光制御を実質的に遅らせる手段を付加したことを特徴とする調光用放電灯点灯装置。 A DC power supply circuit unit that has at least one switching element, converts an AC voltage into a predetermined DC voltage, and outputs the DC voltage;
An inverter circuit unit that has at least one switching element, converts an output voltage from the DC power supply circuit unit into a high-frequency voltage, and outputs the high-frequency voltage;
A load circuit unit including an LC resonance circuit connected to the discharge lamp, and performing a resonance operation by a high-frequency voltage from the inverter circuit unit;
A DC voltage control unit for driving and controlling a switching element included in the DC power supply circuit unit;
An inverter control unit that drives and controls a switching element included in the inverter circuit unit;
A dimming control processing unit that receives a dimming signal from the outside and outputs a dimming control signal to the DC voltage control unit and the inverter control unit;
In accordance with the dimming level, the DC voltage controller changes the DC voltage, and the inverter controller is a dimming discharge lamp lighting device that changes the inverter operating frequency,
When the external dimming signal is set to approach the dimming lighting with low light output from full lighting when the light output is high, priority is given to the dimming control of the inverter operating frequency, and the dimming control of the DC voltage is controlled. A dimming discharge lamp lighting device, characterized in that means for substantially delaying is added. 全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、ＶＦからＶＤに変化するまでの移行所要時間をτｖ、ｆＦからｆＤに変化するまでの移行所要時間をτｆとした場合に、インバータ動作周波数の調光制御を優先させ、直流電圧の調光制御を実質的に遅らせる手段によりτｖ＞τｆとなるようにしたことを特徴とする請求項１記載の調光用放電灯点灯装置。 The DC voltage setting values for full lighting and dimming lighting are set to VF and VD, respectively, and the inverter frequency setting values for full lighting and dimming lighting are set to fF and fD, respectively, and a transition is required until VF changes to VD. When the time required for transition from τv and fF to fD is τf, the dimming control of the inverter operating frequency is prioritized, and τv> τf by means of substantially delaying the dimming control of the DC voltage. The dimming discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein: 全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、外部からの調光信号を受けてから直流電圧をＶＦからＶＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｖ、外部からの調光信号を受けてからインバータ動作周波数をｆＦからｆＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｆとした場合に、インバータ動作周波数の調光制御を優先させ、直流電圧の調光制御を実質的に遅らせる手段によりＴｖ＞Ｔｆとなるようにしたことを特徴とする請求項１又は２記載の調光用放電灯点灯装置。 The DC voltage setting values at full lighting and dimming lighting are set to VF and VD, respectively, and the inverter frequency setting values at full lighting and dimming lighting are set to fF and fD, respectively, and after receiving a dimming signal from the outside When the delay time until the control of the DC voltage is started from VF to VD is Tv, and the delay time from when the external dimming signal is received until the inverter operation frequency is controlled from fF to fD is Tf, the inverter 3. The dimming discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein Tv> Tf is established by means for giving priority to dimming control of the operating frequency and substantially delaying dimming control of the DC voltage. . 少なくとも１つのスイッチング素子を有し、交流電圧を所定の直流電圧に変換し出力する直流電源回路部と、
少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源回路部からの出力電圧を高周波の電圧に変換し出力するインバータ回路部と、
放電灯に接続されるＬＣ共振回路を含み、インバータ回路部からの高周波電圧により共振動作をする負荷回路部と、
直流電源回路部が有するスイッチング素子を駆動制御する直流電圧制御部と、
インバータ回路部が有するスイッチング素子を駆動制御するインバータ制御部と、
外部からの調光信号を受けて直流電圧制御部及びインバータ制御部へ調光制御信号を出力する調光制御処理部とを具備し、
調光レベルに応じて、直流電圧制御部は直流電圧を変化させるとともに、インバータ制御部はインバータ動作周波数を変化させる調光用放電灯点灯装置であって、
外部からの調光信号が光出力の低い調光点灯時から光出力の高い全点灯時に近づくように設定されたときには、直流電圧の調光制御を優先させ、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせる手段を付加したことを特徴とする調光用放電灯点灯装置。 A DC power supply circuit unit that has at least one switching element, converts an AC voltage into a predetermined DC voltage, and outputs the DC voltage;
An inverter circuit unit that has at least one switching element, converts an output voltage from the DC power supply circuit unit into a high-frequency voltage, and outputs the high-frequency voltage;
A load circuit unit including an LC resonance circuit connected to the discharge lamp, and performing a resonance operation by a high-frequency voltage from the inverter circuit unit;
A DC voltage control unit for driving and controlling a switching element included in the DC power supply circuit unit;
An inverter control unit that drives and controls a switching element included in the inverter circuit unit;
A dimming control processing unit that receives a dimming signal from the outside and outputs a dimming control signal to the DC voltage control unit and the inverter control unit;
In accordance with the dimming level, the DC voltage controller changes the DC voltage, and the inverter controller is a dimming discharge lamp lighting device that changes the inverter operating frequency,
When the dimming signal from the outside is set so that the dimming lighting with a low light output approaches the full lighting with a high light output, priority is given to the dimming control of the DC voltage, and the dimming control of the inverter operating frequency is effectively performed. A dimming discharge lamp lighting device, characterized in that a means for delaying the operation is added. 全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、ＶＤからＶＦに変化するまでの移行所要時間をτｖ’、ｆＤからｆＦに変化するまでの移行所要時間をτｆ’とした場合に、直流電圧の調光制御を優先させ、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせる手段によりτｖ’＜τｆ’となるようにしたことを特徴とする請求項４記載の調光用放電灯点灯装置。 The DC voltage setting values for full lighting and dimming lighting are set to VF and VD, respectively, and the inverter frequency setting values for full lighting and dimming lighting are set to fF and fD, respectively, and a transition is required until VD changes to VF. When the time required to change from τv ′ and fD to fF is τf ′, the DC voltage dimming control is prioritized and the inverter operating frequency dimming control is substantially delayed by means of τv ′. 5. The dimming discharge lamp lighting device according to claim 4, wherein <τf ′ is satisfied. 全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、外部からの調光信号を受けてから直流電圧をＶＤからＶＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｖ’、外部からの調光信号を受けてからインバータ動作周波数をｆＤからｆＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｆ’とした場合に、直流電圧の調光制御を優先させ、インバータ動作周波数の調光制御を実質的に遅らせる手段によりＴｖ’＜Ｔｆ’となるようにしたことを特徴とする請求項４又は５記載の調光用放電灯点灯装置。 The DC voltage setting values at full lighting and dimming lighting are set to VF and VD, respectively, and the inverter frequency setting values at full lighting and dimming lighting are set to fF and fD, respectively, and after receiving a dimming signal from the outside When the delay time until the DC voltage is started to be controlled from VD to VF is Tv ′, and the delay time from when the external dimming signal is received until the inverter operation frequency is controlled from fD to fF is Tf ′. 6. The dimming device according to claim 4, wherein Tv ′ <Tf ′ is established by means for giving priority to dimming control of the DC voltage and substantially delaying the dimming control of the inverter operating frequency. Discharge lamp lighting device. 直流電圧の調光制御において、全点灯時から調光点灯時へ制御する場合と、調光点灯時から全点灯時へ制御する場合とで直流電圧が変化する移行所要時間を変化させる手段を付加し、全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、直流電圧がＶＦからＶＤに変化するまでの移行所要時間をτｖ、直流電圧がＶＤからＶＦに変化するまでの移行所要時間をτｖ’とした場合、τｖ＞τｖ’となるようにしたことを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。 In the dimming control of the DC voltage, a means to change the transition time required for the DC voltage to change between when fully lit and when dimming and when controlling from dimming and fully lit is added. The DC voltage setting values at full lighting and dimming lighting are VF and VD, respectively, the transition time until the DC voltage changes from VF to VD is τv, and the DC voltage changes from VD to VF. The dimming discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein τv> τv ′ is satisfied when the transition time is τv ′. インバータ動作周波数の調光制御において、全点灯時から調光点灯時へ制御する場合と、調光点灯時から全点灯時へ制御する場合とで動作周波数が変化する移行所要時間を変化させる手段を付加し、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、動作周波数がｆＦからｆＤに変化するまでの移行所要時間をτｆ、動作周波数がｆＤからｆＦに変化するまでの移行所要時間をτｆ’とした場合、τｆ＜τｆ’となるようにしたことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。 In the dimming control of the inverter operating frequency, there is a means for changing the transition time required for changing the operating frequency between the case of controlling from full lighting to the time of dimming lighting and the case of controlling from the time of dimming lighting to the time of full lighting. In addition, the inverter frequency setting values at full lighting and dimming lighting are set to fF and fD, respectively, the transition time until the operating frequency changes from fF to fD is τf, and the operating frequency changes from fD to fF 8. The dimming discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein τf <τf ′ is satisfied when τf ′ is required as the transition time. 直流電圧の調光制御において、全点灯時から調光点灯時へ制御する場合と、調光点灯時から全点灯時へ制御する場合とで直流電圧が変化開始するまでの遅延時間を変化させる手段を付加し、全点灯時、調光点灯時の直流電圧設定値をそれぞれＶＦ、ＶＤとし、直流電圧をＶＦからＶＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｖ、直流電圧をＶＤからＶＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｖ’とした場合、Ｔｖ＞Ｔｖ’となるようにしたことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。 In the dimming control of the DC voltage, a means for changing the delay time until the DC voltage starts to change depending on whether the lighting is controlled from full lighting to dimming lighting or when controlling from dimming lighting to full lighting. , And set the DC voltage set value at full lighting and dimming lighting to VF and VD, respectively, delay time until the DC voltage starts to be controlled from VF to VD, Tv, and DC voltage from VD to VF. 9. The dimming discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein Tv ′ is set to Tv ′ when a delay time until Tv ′ is set. インバータ動作周波数の調光制御において、全点灯時から調光点灯時へ制御する場合と、調光点灯時から全点灯時へ制御する場合とで動作周波数が変化開始するまでの遅延時間を変化させる手段を付加し、全点灯時、調光点灯時のインバータ周波数設定値をそれぞれｆＦ、ｆＤとし、動作周波数をｆＦからｆＤに制御開始するまでの遅延時間をＴｆ、動作周波数をｆＤからｆＦに制御開始するまでの遅延時間をＴｆ’とした場合、Ｔｆ＜Ｔｆ’となるようにしたことを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。 In the dimming control of the inverter operating frequency, the delay time until the operating frequency starts to change is changed depending on whether it is controlled from full lighting to dimming lighting or from dimming lighting to full lighting. Inverter frequency setting values at full lighting and dimming lighting are set to fF and fD, respectively, and the delay time until the operation frequency starts to be controlled from fF to fD is controlled to Tf, and the operating frequency is controlled from fD to fF. The dimming discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 9, wherein Tf <Tf 'when the delay time until the start is Tf'. 直流電源回路部は、少なくとも１つのスイッチング素子とチョッパ用インダクタ、ダイオード及びコンデンサを備え、前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦすることで直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路構成であることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。 The DC power supply circuit unit includes at least one switching element, a chopper inductor, a diode, and a capacitor, and has a boost chopper circuit configuration that outputs a DC voltage by turning on and off the switching element. The discharge lamp lighting device for dimming in any one of 1-10. 前記放電灯は、定格出力が異なり、定格ランプ電流が略等しい複数種の放電灯が対象となることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の調光用放電灯点灯装置。 The dimming discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 11, wherein the discharge lamp is a plurality of kinds of discharge lamps having different rated outputs and substantially equal rated lamp currents. 請求項１〜１２のいずれかに記載の放電灯点灯装置と、この放電灯点灯装置により点灯される放電灯と、これらが取り付けられる器具本体とを具備したことを特徴とする照明装置。 An illuminating device comprising: the discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 12, a discharge lamp that is lit by the discharge lamp lighting device, and a fixture main body to which the discharge lamp is mounted.
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