JP2005503045A - 複数アンテナ送信用の非ゼロ複素重み付けした空間−時間符号 - Google Patents
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Abstract
本発明は、複数アンテナ（160、162、164、166）で送信するために、信号を位相ホッピング及び空間-時間符号化する方法及び装置を提供する。この方法及び装置は、N×N'空間-時間ブロック符号内のシンボルに対して位相ホッピングを使用することにより、N×N'空間-時間ブロック符号をM×M'空間-時間ブロック符号に拡張し（M>N）、N'を上回る数のダイバーシティアンテナで空間-時間ブロック符号の送信を可能にする。この結果、M個の送信アンテナに対してMアンテナダイバーシティを実現することができる。
Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信システムにおいて送信ダイバーシティを実現する方法及び装置に関し、更に詳しくは、複数アンテナで送信するべく、信号を非ゼロ複素重み付け及び空間-時間符号化する方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムの発展に伴い、無線システム設計の装置及び性能要件に関する要求が益々厳しいものになっている。現在使用されている第1世代のアナログと第2世代のデジタルシステムと比較して第3及び第4世代の将来の無線システムにおいては、高品質の音声サービスに加え、高品質且つ高伝送速度のデータサービスを提供することが必要となる。これらシステムサービスの性能要件と共に、機器設計の制約があり、これが移動端末の設計に大きな影響を与えることになる。第3及び第4世代の無線移動端末は、小さく、軽く、且つ電力効率の優れたユニットでなければならず、それは、前述の将来の無線システムに要求される高度な音声並びにデータサービスをも提供できる必要があるのである。
【０００３】
時変マルチパスフェージングとは、無線システムにおいて、送信信号が複数の経路で受信機に伝播し、受信機における信号の建設的並びに破壊的な加算によって受信信号のフェージングを引き起こす現象である。誤り訂正符号化を伴う時間インタリーブ、スペクトル拡散技術を利用した周波数ダイバーシティの実装、或いは送信機の電力制御技術など、このマルチパスフェージング現象を克服するいくつかの方法が知られている。しかしながら、第3及び第4世代の無線システムで使用するには、これらの技術はいずれも欠点を有している。時間インタリーブの場合には、不必要な遅延が発生し、スペクトル拡散技術の場合は、大きなコヒーレンス帯域幅を克服するために大きな帯域幅の割当を必要とし、電力制御技術の場合は、移動端末を複雑化する、受信機から送信機への高度なフィードバック技術に望ましい大きな送信機出力を必要とする場合がある。これらの欠点はいずれも第3及び第4世代の移動端末に要求される特性の実現に悪影響を与えるものである。
【０００４】
アンテナダイバーシティは、この無線システムにおけるマルチパスフェージング現象を克服するための別の技術である。ダイバーシティ受信では、複数の物理的に別個のアンテナを使用して送信信号を受信し、これを合成及びスイッチングによって処理して受信信号を生成する。ダイバーシティ受信の欠点は、アンテナを物理的に分離する必要があり、小さなサイズの移動端末が望ましい新しい無線システムのフォワードリンクにおける使用が非実用的であるという点である。アンテナダイバーシティを実現するための第2の技術が送信ダイバーシティである。送信ダイーバーシティでは、信号を複数のアンテナから送信し、受信機側で、例えば、最尤系列推定器（MLSE）、最小平均二乗誤差（MMSE）受信機、最大事後確率（Maximum-a Posteriori）受信機、又はそれらの近似を使用して処理する。移動端末に比べ、基地局における複数アンテナの実現は容易であるという点で、送信ダイバーシティは、無線システムのフォワードリンクに対する実用的な適用性を有している。
【０００５】
2つのアンテナの場合の送信ダイバーシティについては十分な研究が行われている。Alamoutiは、複素値信号用の二次ダイバーシティを提供する2つのアンテナ用の送信ダイバーシティ方式を提案している。1998年10月の「特定通信領域に関するIEEEジャーナル（IEEE Journal on Selected Areas of Communications）」の1451〜1458頁のS.アラムウティ（S. Alamouti）による「無線通信用の単純な送信ダイバーシティ技術（A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications）」を参照されたい。このAlamoutiの方法によれば、1シンボル周期の間に2つのアンテナから2つの信号を同時に送信する。1シンボル周期の間に、第1アンテナから送信される信号をS0と表記し、第2アンテナから送信される信号をS1と表記する。次のシンボル周期の間に、-S1*信号が第1アンテナから送信され、S0*信号が第2アンテナから送信されるが、ここで*は複素共役演算子である。同様のダイバーシティ送信システムは、符号ドメインにおいても実現可能である。一例として、2つの直交ウォルシュ（Walsh）符号を使用し、同一シンボルの2つの複写を並行して送信可能である。同様の技術を使用し、空間-周波数符号化方式を構築することもできる。
【０００６】
3つ以上のアンテナにAlamoutiの方法を拡張するのは容易ではない。Tarokh他は、符号化率R=1/2及び3/4の空間-時間ブロック符号を使用し、複素信号信号点配置によって3つ及び4つのアンテナから送信する方法を提案している。1999年7月の「情報理論に関するIEEEトランザクション（IEEE Transactions on Information Theory）」の1456〜1467頁のV. タロック（V. Tarokh）、H. ジャファーカニ（H. Jafarkhani）、及びA. カルダーバンク（A. Calderbank）による「直交設計による空間-時間ブロック符号（Space-Time Block Code from Orthogonal Designs）」を参照されたい。この方法には、伝送速度の損失と共に、ST符号化シンボルのマルチレベル特性によって送信信号のピーク対平均値比要件が増し、線形出力増幅器の設計に厳しい要件を強いるという短所がある。これらの問題点を緩和する更なる技術が、2000年11月の米国サンフランシスコにおける「Globecom2000」の会議録のO. ターコネン（O. Tirkkonen）及びA. ホッティネン（A. Hottinen）による「4送信アンテナ用の複素空間-時間ブロック符号（Complex space-time block Codes for four Tx antennas）」において提案されている。その他の提案された方法には、符号化率R=1、直交送信ダイバーシティ（OTD）+空間-時間送信ダイバーシティ方式（STTD）の4アンテナ法がある。1999年秋の「IEEE車両技術会議（IEEE Vehicular Technology Conference）」の会議録のL. ジャロール（L. Jalloul）、K. ロハニ（K. Rohani）、K. クチ（K. Kuchi）、及びJ. チェン（J. Chen）による「CDMA送信ダイバーシティ法の性能分析（Performance Analysis of CDMA Transmit Diversity Methods）」とモトローラ（Motorola）社から3GPP-C30-19990817-017に提供されたM. ハリソン（M. Harrison）及びK. クチ（K. Kuchi）による「2及び4素子による高データレートの開/閉ループ送信ダイバーシティ（Open and Closed Loop Transmit Diversity at High Data Rates on 2 and 4 Elements）」を参照されたい。この方法の場合、外符号を必要としており、STTDブロック（Alamoutiブロック）による二次ダイバーシティとOTDブロックの使用による二次インタリーブ利得を提供している。この方法の性能は外符号の強度によって左右される。この方法は、外符号を必要とするため、符号化されていないシステムには適用できない。符号化率R=1/3の畳込み符号の場合には、OTD+STTD法とTarokhのR=3/4のSTブロック符号法の性能は略同一である。別の符号化率1の方法が、2000年9月の「ISSSTA 2000」の会議録のO. ターコネン（O. Tirkkonen）、A. ボーリウ（A. Boariu）、及びA. ホッティネン（A. Hottinen）による「3+送信アンテナ用の最小非直交性符号化率1空間ブロック符号（Minimal non-orthogonality rate 1 space-time block code for 3+ Tx antennnas）」において提案されている。この刊行物で提案されている方法は、高性能を実現するが、複雑な受信機を必要とする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従って、3つ以上のアンテナによる送信ダイバーシティの利点を提供すると同時に、システム設計の複雑性を大幅に増加させない方法及び装置を提供すれば有益であろう。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、複数アンテナで送信するべく、信号を非ゼロ複素重み付け及び空間-時間符号化する方法及びシステムを提供する。この方法及び装置は、N×N'空間-時間ブロック符号（Nは送信経路数であり、N'は1送信経路当たりの出力シンボル数である）をM×M'空間-時間ブロック符号（M>N、N×N'空間-時間ブロック符号内におけるシンボルの反復と非ゼロ複素重み付けを使用することにより生成される）に拡張し、M個のダイバーシティ送信経路による空間-時間ブロック符号の送信を可能にするものである。これらのダイバーシティ送信経路は、別個のアンテナ又はビームで構成することができる。大きい方の符号M'の時間的な長さは、元の符号N'の時間的な長さと等しい。この方法及び装置によれば、入力シンボルストリームを変換し、空間-時間ブロック符号からなる変換結果を生成する。そして、それぞれがN'個の出力シンボルで構成された空間-時間ブロック符号のN個の出力ストリームを反復し、これらの反復ストリームの中の少なくとも1つを時間軸で非ゼロ複素重み付けし、M個のダイバーシティ送信経路で送信するべく、N'個の出力シンボルのM個のストリームを生成する。この非ゼロ複素重み付けには、位相偏移も含まれる。
【０００９】
一実施例においては、Nは少なくとも2であり、Mは少なくとも3である。そして、N'個の出力シンボルの元のN個のストリームに対応するN'個の出力シンボルのN個のストリームの中の少なくとも2つをそれぞれ第1の少なくとも1つのアンテナで送信し、N'個のシンボルのM-N個の非ゼロ複素重み付けされたストリームの中の少なくとも1つを第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで送信する。これらの第1の少なくとも1つのアンテナと第2の少なくとも1つのアンテナは、M個のアンテナの中のいずれか1つによっても構成可能である。
【００１０】
別の実施例においては、空間-時間符号の復号化に必要な係数の有効なチャネル推定を可能にする共通又は専用パイロットチャネルを備える送信機で、この方法又は装置を実現することができる。この実施例では、共通及び専用パイロットチャネルを単独で、或いはこれらの両方を一緒に送信機に実現可能である。この実施例の一代替例においては、N個の送信ダイバーシティ経路でトレーニングシンボルを送信し、N個の独立したダイバーシティ送信経路の推定を可能にしている。このために、専用パイロットチャネル符号シーケンスを元の空間-時間ブロック符号のN'個の出力シンボルのN個のストリームのそれぞれと多重化し、N'個の出力シンボルのN個のストリーム及びパイロットチャネルシーケンスを生成する。そして、反復及び非ゼロ複素重み付けを適用し、N'個のシンボル及びパイロットチャネルシーケンスの位相偏移されたM個のストリームを生成する。次いで、N'個の出力シンボルのN個の元のストリームの中の少なくとも2つ及びパイロットチャネルシーケンスを第1の少なくとも1つのアンテナの中の1つで送信し、N'個の出力シンボルのM-N個の複素重み付けされたストリームの中の少なくとも1つ及びパイロットチャネルシーケンスを第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで送信する。N個のチャネルの推定を可能にする別の方法は、N個の共通パイロットチャネルを第1の少なくとも1つのアンテナのそれぞれで送信し、且つN個の共通パイロットチャネルの中のいくつかのM-N個の複素重み付けされた複写を第2の少なくとも1つのアンテナのそれぞれで送信するよう、共通パイロットチャネルを送信することである。第2の少なくとも1つのアンテナのそれぞれの共通チャネルに使用する複素重み付け係数は、元のN'個の出力シンボルのN個のストリームからN'個の出力シンボルのM-N個の複素重み付けされた追加ストリームを構築するのに使用したものと同一である。これらの実施例においては、受信機は、N×N'空間-時間ブロック符号からM×N'空間-時間ブロック符号への拡張に使用した方法と、採用した時間的な重み付けシーケンスについて、知っていても、或いは知っていなくてもよい。
【００１１】
その他の実施例（この場合、Nは少なくとも2であり、Mは少なくとも3であってよい）においては、少なくともN+1個のダイバーシティ送信経路の推定を可能にするように、パイロットチャネルを構成することができる。元のN'個の出力シンボルのN個のストリームに対応するN'個の出力シンボルのN個のストリームの中の少なくとも1つをそれぞれ第1の少なくとも1つのアンテナで送信し、N'個のシンボルのM-N個の複素重み付けされたストリームの中の少なくとも1つをそれぞれ第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで送信する。異なる共通パイロットチャネルを第1の少なくとも1つのアンテナのそれぞれと第2の少なくとも1つのアンテナの中の少なくとも1つで送信する。これらの実施例においては、受信機は、N×N'空間-時間ブロック符号からM×N'空間-時間ブロック符号への拡張に使用した方法と、採用した時間的な重み付けシーケンスの少なくとも部分的な知識を必要とする。
【００１２】
これらの様々な実施例における複素重み付けは、周期的又はランダムな複素重み付けパターンを複素重み付けされるシンボルストリームのそれぞれに適用することにより、適用することができる。様々なアンテナで送信されるシンボルストリームの複素重み間の関係を予め規定しておくことも可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
まず、図1aを参照すれば、本発明の一実施例による送信機150のブロック図が示されている。送信機150は、入力シンボルストリームを受信する入力152と、この入力シンボルストリームを変換して直交空間-時間ブロック符号で表現される変換結果を生成し、この変換結果の2つのシンボルストリームを出力するブロック符号プロセッサ154と、この2つのシンボルストリームの中の第1のものを非ゼロ複素重み付けする非ゼロ複素重み付け器156と、2つのシンボルストリームの第2のものを非ゼロ複素重み付けする非ゼロ複素重み付け器158と、第1のシンボルストリームをAnt.1で送信するRF送信器160と、非ゼロ複素重み付けされたシンボルストリームをAnt.2で送信するRF送信機162と、第2のシンボルストリームをAnt.3で送信するRF送信機164と、位相偏移された第2のシンボルストリームをAnt.4で送信するRF送信機166と、を含んでいる。アンテナAnt.1〜Ant.4は、ダイバーシティ受信を促進するべく、互いに対して分極されてもよい。例えば、Ant.1又はAnt.2は、Ant.3又はAnt.4の水平偏波に対して、それぞれ垂直偏波であってよい。この図1aの送信機150の実施例は、4つの送信ダイバーシティ経路で送信するために2×N'ブロック符号を拡張する様々な技術及びシステムに好適な様々な形態で実現することが可能である。送信機150では、4つの送信ダイバーシティ経路のそれぞれに別個のアンテナ、Ant.1〜Ant.4が含まれている。これには、送信ダイバーシティを導入可能な符号分割多元接続（CDMA）システム、時分割多元接続（TDMA）システム、又はその他のタイプのデジタル通信システムが含まれる。図1aの実施例の代替例においては、送信経路の中から選択したものについて非ゼロ複素重み付けを実行し、Ant.1とAnt.2、或いはAnt.3とAnt.4による送信間に相対的な位相の偏移を生成することができる。例えば、RF送信機160及び164への入力の前にも非ゼロ複素重み付けを適用し、各シンボルストリームの非ゼロ複素重み付けされたバージョンを生成するが、送信信号間の相対的な位相偏移を維持することができる。4個未満のアンテナを使用して送信機150の実施例の代替例を実現し、4つのダイバーシティ経路を実現することも可能である。一例として、RF送信機164又は166への信号入力を1つに纏めて単一のアンテナで送信することができる。又、例えば、4個未満のアンテナを使用し、2つのデータストリームの中の1つのみを非ゼロ複素重み付けして2つのダイバーシティ経路で送信可能なその他の代替例も可能である。図1aの別の実施例においては、非ゼロ複素重み付け演算をRF送信機部160、162、164、166の後で実行することができる、即ち、変調後の連続位相掃引と空間-時間符号化シンボルのベースバンドフィルタリングとして非ゼロ複素重み付けを実現可能である。
【００１４】
Ant.2及びAnt.4でこれらの送信を行うための非ゼロ複素重み付けは、様々な代替例によって実行可能である。例えば、Ant.2で使用される位相パターンW1（t）=exp（j*pi*phase_in_degrees/180）が適用され、このW1（t）と位相が180度ずれている位相パターン-W1（t）をAnt.4で使用する。この例として、4PSK信号点配置の場合には、Ant.2の｛0,90,180,270｝度とAnt.4の｛180,270,0,90｝度の位相偏移パターンがある。その他のパターンの例としては、8PSKの場合には、｛0.45,90,135,180,225,270,315｝、16PSKの場合には、｛0,22.5,45,67.5,....337.5｝がある。図15は、本発明の様々な実施例に使用可能な別の位相偏移パターンを規定する信号点配置を示している。この｛0,135,270,45,180,315,90,225｝度の偏移シーケンスは、Ant.2で送信可能であり、Ant.4では｛180,315,90,225,0,135,270,45｝度の偏移パターンを使用する。この位相偏移は周期的又はランダムなものであってよい。周期的な位相偏移とは、例えば、周期的に反復される複素重みW1（t）などの所定の位相パターンを意味している。有効チャネルの連続サンプルを可能な限り独立したものにするべく、複素重みのシーケンスが最大長の経路を規定するように複素重みを規定することができる。これにより、インタリーブが冗長になり、この結果、遅延の少ない送信が可能になる。使用する擬似ランダム位相偏移は、MPSK信号点配置からランダムに選択した位相のシーケンスであってよい。この代わりに、連続位相状態間の位相差が可能な限り小さい別の非ゼロ複素重み付け方式は、非ゼロ複素重み付けチャネルから電力制御に関連するチャネル係数又はメトリックの推定に有益である。この場合、それらの位相状態は、1つの符号化ブロックの期間において360度をカバーすることができる。従来のシステムと同様に、これらの実施例においては、チャネルインタリーブを使用可能である。又、インタリーブ部の出力におけるシンボルが可能な限り独立したものになるよう、非ゼロ複素重み付けシーケンスとインタリーブ部を一緒に実現することも可能である。更に、それぞれアンテナ1と2、及び3と4間の相対的な位相を変化させることにより、すべてのアンテナ素子に位相の偏移又は掃引が存在し、アンテナ1と2、及び3と4間の相対的な位相偏移が維持されるよう、本方法を実現することも可能である。一例として、位相の掃引については、100Hzの有効な掃引を実現するには、アンテナ1で50Hzの位相の掃引を、またアンテナ2では-50Hzの位相の掃引を行えばよい。アンテナ3及び4についても同様である。
【００１５】
位相の回転は、T秒ごとに変化させることができる。このTの選択は、データシンボルの合計時間幅とチャネル係数を推定するのに使用する方法によって左右される。位相は、少なくとも1つの空間-時間符号化ブロック内のデータシンボルによって占有される合計時間幅に対して一定に維持可能であり、対応する専用又は共通パイロットシーケンス/トレーニングシーケンスを使用し、適切なチャネル推定を実現することができる。このパイロットシーケンスは、CDMAシステムで使用されているウォルシュ符号、又はTDMAにおいてチャネル推定に使用されている優れた相関特性を有するトレーニングシンボルのシーケンスであってよい。これらのパイロットシンボルには、空間-時間ブロック内のデータと同一の非ゼロ複素重み付け係数を適用することができる。この代わりに、位相ホッピングなしにパイロットを送信することも可能である。この場合には、事前に判明しているホッピングパターンと非ホッピングチャネルから取得したチャネル推定値の両方からデータの有効なチャネルを得ることができる。非ゼロ複素重み付けを共通パイロットに適用する場合には、同一又は異なる位相パターンをデータと共通パイロットの両方に適用可能である。非ホッピングパイロット又はトレーニングシーケンス（共通又は専用チャネルのいずれかで送信されるもの）を使用するチャネル推定では、チャネルが定常的であればあるほど、より良好なチャネル推定値が提供される。
【００１６】
次に、図1bを参照すれば、それは本発明の一実施例による共通パイロットチャネル空間-時間送信ダイバーシティ（STTD）送信機100の一部のブロック図である。この送信機100は、広帯域CDMA（WCDMA）第3世代システム規格のリリース99に対する4アンテナ送信ダイバーシティ拡張として機能することができる。送信機100は、入力126、ブロック符号プロセッサ124、トラフィックチャネルシンボルストリーム処理ブランチ入力102a〜102d、アンテナ利得部104a〜104d、移相器106a及び106b、移相器入力112a及び112b、符号乗算器108a〜108d、パイロットシーケンス処理ブランチ入力114a〜114d、アンテナ利得部116a〜116d、符号乗算器118a〜118d、RF送信機128a〜128dから構成されるRF送信機128、及びアンテナAnt.1〜Ant.4を備えている。
【００１７】
図1bにおいては、シンボルS1S2から構成されるチャネル符号化及びインタリーブされた入力シンボルストリームX（t）を含む送信すべきデータを入力126において受信する。ブロック符号プロセッサ124は、2つの受信シンボルS1S2ごとに変換を実行し、2×2直交空間-時間ブロック符号から構成される変換結果を生成する。この実施例においては、ブロック符号プロセッサ124は、Alamouti変換を実行し、次の行列式によって表される形式のブロック符号を生成可能である。
【００１８】
【数１】
【００１９】
次いで、この行列式を2シンボルの4つのストリームに分割し、それぞれのストリームがトラフィックチャネルシンボルストリーム処理ブランチ入力102a〜102dの中の1つに入力される。図1bに示されているように、ストリームS1S2が102aに入力され、S1S2が102bに入力され、-S2*S1*が102cに入力され、-S2*S1*が102dに入力される。アンテナ利得部104a〜104dと移相器106a及び106bにより、非ゼロ複素重み付けを実行する。それぞれの処理ブランチのアンテナ利得は、アンテナ利得部104a〜104dにおいて調整する。このアンテナ利得の調整の後に、アンテナ利得部106bから出力されたストリームS1S2とアンテナ利得部104dから出力されたストリーム-S2*S1*に移相器106a及び106bが位相偏移を加える。移相器制御部112a及び112bは、連続又は離散位相ホッピングパターンを使用して偏移を発生させることにより、移相器106a及び106bを制御することができる。次いで、CDMAスクランブル符号を符号乗算器108a〜108dに入力し、Ant.1で送信するべくRF送信機128aにストリームS1S2を、Ant.2で送信するべくRF送信機128bにS1S2（exp（jφk1））を、Ant.3で送信するべくRF送信機128cに-S1*S2*を、Ant.4で送信するべくRF送信機128dに-S2*S1*（exp（jφk2））を生成する。これらのRF送信機は、ベースバンドパルス整形、変調、及びキャリアアップコンバージョンを実行することができる。機能によっては、ベースバンドパルス整形及び変調段階の後で位相のホッピング又は掃引の適用を選択可能なものも存在する。
【００２０】
共通パイロットチャネルシーケンスX1〜X4がパイロットシーケンス処理ブランチ入力114a〜114dに入力される。次いで、これらのパイロットシーケンスは、アンテナ利得部116a〜116d及び符号乗算器118a〜118dによって別個に処理される。そして、符号乗算器118a〜118dからの符号化出力が、RF送信機130のRF送信機128a〜128dにそれぞれ入力される。
【００２１】
次に、パイロットシーケンスX1はAnt.1で送信され、パイロットシーケンスX2はAnt.2で送信され、パイロットシーケンスX3はAnt.3で送信され、パイロットシーケンスX4はAnt.4で送信される。
【００２２】
次に、図4を参照すれば、それは図1bの送信機100に使用する受信機の一部のブロック図である。この図4は、受信機の1つのレイクフィンガ受信機部分の信号処理を示している。送信機100から送信された受信パイロットシーケンスX1〜X4は、それぞれチャネル推定処理ブランチ402a〜402dに入力される。そして、チャネル推定器404が、それぞれのチャネル1〜チャネル4ごとに、例えば、低域通過フィルタ移動平均機能などのチャネル推定機能を実行する。そして、チャネル1〜チャネル4の推定値が出力406a〜406dから加算器410a、移相器408a、加算器410b、及び移相器408bに出力される。移相器408aは、移相器制御部414aから入力を受信し、送信機100のAnt.2から送信されたトラフィックチャネルシンボルS1S2で使用されたものと同一の位相偏移により、チャネル2の推定値を偏移させる。移相器408bは、移相器制御部414bから入力を受信し、送信機100のAnt.4から送信されたトラフィックチャネルシンボル-S2*S1*で使用されたものと同一の位相偏移により、チャネル4の推定値を偏移させる。チャネル2の推定値の位相偏移されたバージョンは、加算器410aによってチャネル1の推定値と合成され、チャネル4の推定値の位相偏移されたバージョンは、加算器410bにおいて、チャネル3の推定値と合成される。次いで、チャネル1及びチャネル2の合成推定値（412a）とチャネル3及びチャネル4の合成推定値（412b）がSTTD復調器418に入力され、これらのチャネル推定値を使用し、入力416から受信したトラフィック信号をこの復調器が処理する。そして、この復調信号をレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器420において処理し、受信シンボルS1S2を生成する。
【００２３】
別の4アンテナダイバーシティ用の共通パイロットチャネル実施例においては、送信の前に、トラフィックチャネルと同様の方法で共通パイロットチャネルを位相偏移させる。次に図2を参照すれば、本発明の別の実施例による共通パイロットチャネルSTTD送信機200の一部のブロック図がそこにある。送信機200は、入力226、ブロック符号プロセッサ224、トラフィックチャネルシンボルストリーム処理ブランチ入力202a〜202d、アンテナ利得部204a〜204d、移相器206a及び206b、移相器入力212a及び212b、符号乗算器208a〜208d、符号乗算器入力210、パイロットシーケンス処理ブランチ入力214a〜214d、アンテナ利得部216a〜216d、移相器218a及び218b、移相器制御部224a及び224b、符号乗算器220a〜220d、符号乗算器入力222、RF送信機228a〜228dから構成されるRF送信機228、及びアンテナAnt.1〜Ant.4を備えている。
【００２４】
送信機200におけるトラフィックチャネルの処理と送信は、図1の送信機100におけるトラフィックチャネルの処理に使用するものと同様に実行される。但し、送信機200においては、位相を偏移させた共通パイロットチャネルを使用する。共通パイロットチャネルシーケンスP1がパイロットシーケンス処理ブランチ入力214a及び214bに入力され、共通パイロットチャネルシーケンスP2がパイロットシーケンス処理ブランチ入力214c及び214dに入力される。そして、これらのパイロットシーケンスは、アンテナ利得部216a〜216dによって別個に処理される。アンテナ利得部216aから出力されたパイロットシーケンスP1は、符号乗算器220aに入力される。アンテナ利得部216cから出力されたパイロットシーケンスP2は、符号乗算器220cに入力される。アンテナ利得部216bから出力されたパイロットシーケンスP1は、移相器218aに入力される。アンテナ利得部216dから出力されたパイロットシーケンスP2は、移相器218bに入力される。移相器218a及び218bは、それぞれ移相器制御部224a及び224bの制御下で位相偏移を適用する。この位相偏移は、トラフィックチャネルに使用されるものと同一の連続又は離散位相ホッピングパターンであってよい。次いで、移相器218aから出力された位相偏移されたパイロットシーケンスP1は、符号乗算器220bに入力され、移相器218bから出力された位相偏移されたパイロットシーケンスP2は、符号乗算器220dに入力される。そして、符号乗算器220aから出力された符号化パイロットシーケンスP1は、Ant.1で送信するべくRF送信機228aに入力される。符号乗算器220bから出力された位相偏移された符号化パイロットシーケンスP1は、Ant.2で送信するべくRF送信機228bに入力され、符号乗算器220cから出力された符号化パイロットシーケンスP2は、Ant.3で送信するべくRF送信機228cに入力され、符号乗算器220dから出力された位相偏移された符号化パイロットシーケンスP2は、Ant.4で送信するべくRF送信機228dに入力される。
【００２５】
移相器218a及び218bが実行する位相偏移は、例えば、前述の図1の実施例において実行される位相偏移などの様々な代替案によるものであってよい。
【００２６】
次に図5を参照すれば、それは図2の送信機に使用する受信機500の一実施例の一部のブロック図である。受信機500は、チャネル1及びチャネル2推定処理ブランチ入力502aとチャネル3及びチャネル4推定処理ブランチ入力502b、チャネル推定器504、STTD復調器508、トラフィック信号入力510、並びにレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器512を備えている。
【００２７】
送信機200のそれぞれAnt.1及びAnt.2からチャネル1及び2で受信した受信パイロットシーケンスP1（ch1+ch2φ）は、入力502aに入力される。送信機200のそれぞれAnt.3及びAnt.4からチャネル3及び4で受信した受信パイロットシーケンスP2（ch3+ch4φ）は、入力502bに入力される。チャネル推定器504は、例えば、低域通過フィルタ移動平均機能などを使用してチャネル推定を実行し、チャネル1及びチャネル2の合成推定値（chest1、2）とチャネル3及び4の合成推定値（chest3、4）を出力する。次いで、これらのチャネル推定値がSTTD復調器508に入力され、これらのチャネル推定値を使用し、入力510から受信したトラフィック信号を復調器が処理する。そして、この復調信号をレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器512で処理し、受信シンボルS1S2を生成する。図6には、受信トラフィック信号を復調するために、chest1、2及びchest3、4を利用する図5のSTTD復調器508のレイクフィンガの一実施例を示している。
【００２８】
4アンテナダイバーシティの別の実施例においては、図1の送信機150のWCDMAバージョンに専用パイロットチャネルを実現することができる。次に図3を参照すれば、それは本発明の更なる実施例による専用パイロットチャネルSTTD送信機300の一部のブロック図である。送信機300は、入力318、ブロック符号プロセッサ316、チャネルシンボルストリーム処理ブランチ入力302a〜302d、アンテナ利得部304a〜304d、移相器306a及び306b、移相器入力312a及び312b、符号乗算器308a〜308d、符号乗算器入力310、及びアンテナAnt.1〜Ant.4を有している。
【００２９】
図3の送信機300は、パイロットシーケンスをトラフィックチャネルシンボルストリームに組み込むことによって送信される専用パイロットチャネルを使用する機能である。入力318とブロック符号プロセッサ316は、図1の入力126及びブロック符号プロセッサ124と同様に機能する。送信機300において、シンボルS1S2がシンボルストリーム処理部入力302a及び302bに入力されると、パイロットチャネルシーケンスU1が入力302a及び302bに入力され、S1S2のシンボルの組の間に多重化される。更に-S2*S1*がシンボルストリーム処理ブランチ入力302c及び302dに入力され、パイロットチャネルシーケンスU2が入力302c及び302dに入力されて、-S2*S1*のシンボルの組の間に多重化される。各送信アンテナごとに1つずつ、4つの異なる専用パイロットシーケンスを規定することも可能である。
【００３０】
次いで、入力302a〜302dにおいて多重化されたシンボルストリームが、それぞれアンテナ利得部304a〜304dに入力される。このアンテナ利得部304a〜304dにおいては、チャネル利得が適用される。そして、S1S2とパイロットシーケンスU1からなるストリームが、アンテナ利得部304aから符号乗算器308aに出力される。S1S2とパイロットシーケンスU1からなるストリームがアンテナ利得部304bから移相器306aに出力され、ここで、移相器制御部312aからの入力に従って位相偏移された後に、符号乗算器308bに入力される。-S2*S1*とパイロットシーケンスU2からなるストリームが、アンテナ利得部304cから符号乗算器308cに出力され、同じ-S2*S1*及びパイロットシーケンスのストリームがアンテナ利得部304dから移相器306bに出力され、ここで、移相器制御部312bからの入力に従って位相偏移された後に、符号乗算器308dに入力される。符号乗算器308a〜308dでは、適切なストリームに対してスクランブル符号が乗算される。そして、この符号が乗算されたストリームS1S2及びパイロットシーケンスU1が、Ant.1で送信するべくRF送信機314aに入力される。符号が乗算され位相偏移されたストリームS1S2及びパイロットシーケンスU1は、Ant.2で送信するべくRF送信機314bに入力される。符号が乗算されたストリーム-S2*S1*及びパイロットシーケンスU2は、Ant.3で送信するべくRF送信機314cに入力され、符号が乗算され位相偏移されたストリーム-S2*S1*及びパイロットシーケンスU2のは、Ant.4で送信するべくRF送信機314dに入力される。RF送信機314a〜314dは、Ant.1〜Ant.4でこれらのストリームを送信する前に、変調とキャリアアップコンバージョンを実行する。これらのRF送信機は、ベースバンドパルス整形、変調、及びキャリアアップコンバージョンを実行可能である。機能の中には、ベースバンドパルス整形と変調の後で非ゼロ重み付けを適用することを選択可能なものも存在する。
【００３１】
図5の受信機を変更し図3の送信機300に使用することができる。この場合の受信機500の動作は略同様のものになるが、入力502a及び502bは、U1（Ch1+Ch2φ）とU2（Ch3+Ch4φ）をそれぞれチャネル推定器504cに入力することになる。
【００３２】
4アンテナダイバーシティ用の別の実施例においては、専用パイロットチャネルと共通パイロットチャネルを組み合わせた実施例として実現可能である。次に図12を参照すれば、それは本発明の別の実施例による専用/共通パイロットチャネルSTTD送信機1200の一部のブロック図である。
【００３３】
送信機1200は、Ant.1及びAnt.3に共通パイロットチャネルが追加されていることを除き、基本的に図3の送信機300と同様に機能する。共通パイロットチャネルシーケンスP1及びP2が、それぞれパイロットシーケンス処理ブランチ入力1218a及び1218bに入力される。そして、これらのパイロットシーケンスは、アンテナ利得部1220a及び1220bと符号乗算器1222a及び1222bによって別個に処理される。次いで、符号乗算器1222a及び1222bからの符号化出力が、RF送信機1214のRF送信機1214a及び1214cにそれぞれ入力される。これらのRF送信機は、ベースバンドパルス整形、変調、及びキャリアアップコンバージョンを実行可能である。機能の中には、ベースバンドパルス整形と変調の後で非ゼロ重み付けを適用することを選択可能なものも存在する。
【００３４】
図12の送信機1200は、Ant.1及びAnt.3で非ホッピング共通パイロットチャネルを、そして、Ant.1、Ant.2、Ant.3、及びAnt.4で専用パイロットチャネルを提供している。パイロットシーケンスは、例えば、送信フレーム内に15スロット存在する実施例において、1つのスロット内に多重化することができる。共通及び専用制御チャネルには、異なるアンテナ利得を設定可能である。又、アンテナ利得は、時間と共に変化してよい。
【００３５】
次に、図13を参照すれば、それは図12の送信機に対して使用する受信機1300の一部のブロック図である。受信機1300は、入力1302a及び1302bを有するチャネル1及びチャネル2処理ブランチ、入力1302c及び1302dを有するチャネル3及びチャネル4処理ブランチ、移相器入力1304、チャネル推定器1306、STTD復調器1310、トラフィック信号入力312、並びにデインタリーブ部及び復号器1314を備えている。
【００３６】
受信したパイロットシーケンスP1、U1、P2、及びU2は、それぞれ受信機1300の入力1302a、1302b、1302c、及び1302dに入力される。チャネル推定器1306が、例えば、低域通過フィルタ移動平均機能などを使用してチャネル推定を実行し、チャネル1及び2の合成推定値（chest1、2）1308aとチャネル3及び4の合成推定値（chest3、4）1308bを出力する。次いで、これらのチャネル推定値がSTTD復調器1310に入力され、これらのチャネル推定値を使用し、入力1312から受信したトラフィック信号をこの復調器が処理する。そして、この復調信号をレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器1314で処理し、受信シンボルS1、S2を生成する。
【００３７】
電力制御のために、位相ホッピングの事前の知識を使用することができる。次に図14を参照すれば、本発明の一実施例による電力制御を推定する受信機の一部が示されている。受信機1400は、チャネル推定器1402、チャネル推定ブランチ入力1404a〜1404d、移相器入力1408a及び1408b、移相器1406a及び1406b、チャネル推定出力1410a及び1410b、二乗部1412a及び1412b、及び電力制御プロセッサ1414を備えている。
【００３８】
チャネル推定器1402は、所定のスロット「t」の期間に、すべての4つのアンテナについて、例えば、送信機1200の共通又は専用チャネルのチャネル係数を算出する。これは、スロットt+1のチャネル予測であり、この代わりに、低速のフェージングチャネルの場合には、スロットtのチャネル推定値を使用することができる。これらのチャネル係数を、入力1404a〜1404dのそれぞれごとに、chanest#1（t）、chanest#2（t）、chanest#3（t）、chanest#4（t）と表記する。複数レイクフィンガの場合には、例えば、chanest#1（t）は、Ant.1からのすべてのレイクフィンガに対応するベクトルチャネル推定値である。
【００３９】
移相器入力1408a及び1408bにおける位相ホッピングの事前の知識と現在のスロット「t」のチャネル推定値の知識を使用し、スロット「t+1」のチャネル係数を次のように推定する。
【００４０】
chanest#12（t+1）=chanest#1（t）+chanest#2（t）eφ 12 （ t+1 ）
chanest#34（t+1）=chanest#3（t）+chanest#4（t）eφ 34 （ t+1 ） （2）
【００４１】
ここで、φ12、φ34は事前に判明している。スロット（t+1）の受信信号の電力推定は、次のように、chanest#12（t+1）とchanest#34（t+1）に基づいて実行可能である。
【００４２】
【数２】
【００４３】
取得した電力の推定値を使用し、プロセッサ1414によって電力制御コマンドを生成する。
【００４４】
本発明の方法と装置は、ウォルシュ符号ドメインにおけるダイバーシティにおいても実現可能である。次に図7を参照すれば、それは本発明の一実施例による空間-時間拡散（STS）送信機700の一部のブロック図である。
【００４５】
送信機700は、図1aの送信機150のSTSの実施例であって、空間-時間ブロックプロセッサにより、ウォルシュ符号ドメインにおける変換を実行する。使用するSTSブロック符号の行列式は、次のように表すことができる。
【００４６】
【数３】
【００４７】
図1aの実施例と同様に、行列式の各行とその位相偏移されたバージョンを別個のアンテナAnt.1〜Ant.4でそれぞれ送信する。各行のシンボルS1及びS2を、それぞれ順番にではなく2つのシンボル周期で同時に送信する。データシンボルが、チャネル符号器720の入力718において送信機700に入力される。チャネル符号器720は、入力データシンボルの符号化、パンクチャ、インタリーブ、及びフォーマット化を実行し、すべてのその他の符号器出力シンボルS1を偶数データとして、並びに、すべてのその他の符号器出力シンボルS2を奇数データとして出力する。そして、偶数データは、シンボル反復部702a、b、e、f、ウォルシュ関数部704b及び704d、ウォルシュ乗算器706a、b、e、f、加算器708a〜708d、及び複素加算器710a及び710bによって処理される。奇数データは、シンボル反復部702c、d、g、h、ウォルシュ関数部704b及び704d、ウォルシュ乗算器706c、d、g、h、加算器708a〜708d、及び複素加算器710a及び710bによって処理される。複素加算器710aの出力における結果は、行列式の行
【００４８】
【数４】
【００４９】
であり、複素加算器710bの出力における結果は、行列式の行
【００５０】
【数５】
【００５１】
である。
【００５２】
次いで、
【００５３】
【数６】
【００５４】
が、複素乗算器712aに入力され、
【００５５】
【数７】
【００５６】
が生成され、
【００５７】
【数８】
【００５８】
が複素乗算器712bに入力され、
【００５９】
【数９】
【００６０】
が生成される。
【００６１】
次いで、
【００６２】
【数１０】
【００６３】
が、Ant.1で送信するべくRF送信機714aに入力され、
【００６４】
【数１１】
【００６５】
が、Ant.2で送信するべくRF送信機714bに入力され、
【００６６】
【数１２】
【００６７】
が、Ant.3で送信するべくRF送信機714cに入力され、
【００６８】
【数１３】
【００６９】
が、Ant.4で送信するべくRF送信機714dに入力される。
【００７０】
次に、図9を参照すれば、図7の送信機700に対して使用する受信機900の一実施例の一部のブロック図が示されている。受信機900は、入力912、ウォルシュ関数部902b及び902d、ウォルシュ乗算器902a及び902c、チャネル乗算器904a〜904d、複素加算器906a及び906b、マルチプレクサ（Mux）908、及び出力910を備えている。入力912で受信された受信入力信号をSTS復調器によって処理する。パイロットチャネルの送信及びチャネル推定の手順は、STTDの場合に説明したものと同一であってよい。チャネル推定904c及び904bは、非ホッピング共通パイロットチャネルの場合の図4の412a、412bと同一であってよい。ホッピング共通パイロット又は専用パイロット送信の場合には、チャネル推定値は、図5のチャネル推定部504から取得することができる。これらのチャネル推定値は、図9のSTS復調器にh1及びh2として入力される。h1は、Ant.1、Ant.2の合成チャネル推定値に対応し、h2は、Ant.3、Ant.4のチャネル推定値に対応している。902a、b、c、dと904a、b、c、d及び906a、bを使用するSTS復調の後の908からの出力は、図5のレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器部512に送られる復調信号である。
【００７１】
提案している本発明は、本発明の直交送信ダイバーシティ（OTD）の実施例で実現することも可能である。次に図8を参照すれば、それは本発明の一実施例によるOTD送信機800の一部のブロック図である。送信機800は、入力822、チャネル符号器820、シンボル反復部802a〜802d、ウォルシュ関数部804a及び804b、ウォルシュ乗算器806a〜806d、複素加算器808a〜808b、複素乗算器810a及び810b、並びにRF送信機812a〜812dを備えている。送信機は、図1aの送信機150の直交送信ダイバーシティ（OTD）の実施例であって、空間-時間ブロックプロセッサにより、ウォルシュ符号ドメインにおける変換を実行する。使用するOTDブロック符号の行列式は次のように表すことができる。
【００７２】
【数１４】
【００７３】
図1aの実施例と同様に、行列式の各行とその位相偏移されたバージョンをそれぞれ別個のアンテナAnt.1〜Ant.4で送信する。データシンボルが、チャネル符号器820の入力822において送信機800に入力される。チャネル符号器820は、入力データシンボルの符号化、パンクチャ、インタリーブ、及びフォーマット化を実行し、すべてのその他の符号器出力シンボルS1を偶数データとして、並びに、すべてのその他の符号器出力シンボルS2を奇数データとして出力する。そして、偶数データは、シンボル反復部802a及び802b、ウォルシュ関数部804a、ウォルシュ乗算器806a及び806b、及び複素加算器808aによって処理される。奇数データは、シンボル反復部802c及び802d、ウォルシュ関数部804b、ウォルシュ乗算器806c及び806d、及び複素加算器808bによって処理される。複素加算器808aの出力における結果は、
【００７４】
【数１５】
【００７５】
であり、複素加算器808bの出力における結果は、
【００７６】
【数１６】
【００７７】
である。次いで、
【００７８】
【数１７】
【００７９】
が、複素乗算器818aに入力され、
【００８０】
【数１８】
【００８１】
が生成され、
【００８２】
【数１９】
【００８３】
が複素乗算器818bに入力され、
【００８４】
【数２０】
【００８５】
が生成される。次いで、
【００８６】
【数２１】
【００８７】
が、Ant.1で送信するべくRF送信機812aに入力され、
【００８８】
【数２２】
【００８９】
が、Ant.2で送信するべくRF送信機812bに入力され、
【００９０】
【数２３】
【００９１】
が、Ant.3で送信するべくRF送信機812cに入力され、
【００９２】
【数２４】
【００９３】
が、Ant.4で送信するべくRF送信機812dに入力される。
【００９４】
次に、図10を参照すれば、図8の送信機800に対して使用する受信機1000の一実施例の一部のブロック図が示されている。受信機1000は、入力1010、ウォルシュ関数部1002a及び1002b、ウォルシュ乗算器1010a及び1010b、乗算器1004a及び1004b、マルチプレクサ1006、及び出力1008を備えている。入力912において受信された受信入力信号は、チャネル係数h1*及びh2*の知識を使用してOTD復調器1000によって復調される。このOTDブロック用のチャネル係数h1及びh2は、図4及び図5において説明したものと同様に導出される。OTD復調器1000は、1010、1010a、b、及び1012a、b、並びに1004a、b及び1006を使用して実現される。OTD復調された出力1008は、図5のレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器部512に送られる。
【００９５】
図1の実施例は、EDGEシステムにおいて稼動するTDMA送信機でも実現可能である。次に図11を参照すれば、それは本発明の一実施例による長STブロック符号送信機の一部のブロック図である。送信機1100は、入力1118、1120、シンボルストリーム処理ブランチ入力1116a〜1116d、時間反転部1102及び1104、複素共役部1106a及び1106b、乗算器1108、位相乗算器1110a及び1110b、位相乗算器制御部1112a及び1112b、並びにアンテナAnt.1、Ant.2、Ant.3、及びAnt.4を備えている。チャネル符号器1120は、入力1118において受信したシンボルストリームの符号化、パンクチャ、インタリーブ、及びフォーマット化を実行する。チャネル符号器1120は、入力シンボルストリームの奇数及び偶数データストリームへの分割も実行する。偶数データストリームは、データバーストの前半の期間にAnt.1で送信するべく、ブランチ入力1116a及びRF送信機1122aに入力され、奇数データストリームは、データバーストの後半の期間にAnt.2で送信するべく、ブランチ入力1116c及びRF送信機1112cに入力される。バーストの後半の期間では、偶数データストリームが、ブランチ入力1116bに入力され、時間反転部1102において時間が反転され、複素共役部1106aにおいて複素共役され、Ant.3で送信するべくRF送信機1122cに送信される。奇数データストリームは、ブランチ入力1116dに入力され、時間反転部1104において時間が反転され、複素共役部1106bにおいて複素共役され、乗算器1108において負号が乗算され、データバーストの後半の期間にAnt.4で送信するべくRF送信機1122dに送られる。トレーニングシーケンスSEQ1が、Ant.1で送信されるバーストの中間に埋め込まれ、トレーニングシーケンスSEQ2が、Ant.2で送信されるバーストの中間に埋め込まれる。位相乗算器1112a及び1112bは、それぞれ乗算部1110a及び1110bを使用してRF送信機1122b及び1122dへの入力を位相偏移させる。そして、位相乗算器1112aの出力が、Ant.2で送信するべくRF送信機1122bに入力され、位相乗算器1112bの出力が、Ant.4で送信するべくRF送信機1122dに入力される。これらのRF送信機は、ベースバンドパルス整形、変調、キャリアアップコンバージョンを実行可能である。実施例の中には、ベースバンドパルス整形と変調段階の後で位相の乗算を適用することを選択可能なものも存在する。
【００９６】
位相乗算器1122a及び1122bにおいて適用される位相の回転はバースト長にわたって一定に維持され、位相は、バーストごとに変化する。この位相は、前述のようにMPSK信号点配置から周期的又はランダムに選択することできる。好適な実施例においては、Ant.4における位相の回転は、180度の偏移（即ち、-1の乗算）を伴う、Ant.2における位相の回転と同一に維持される。この位相の乗算は、ベースバンドパルス整形の前又は後で実行可能である。図11の代替実施例においては、Ant.1及びAnt.3による送信を入れ代えることができる。
【００９７】
図3に示す送信機は、多少の変更によってEDGEに適用することもできる。316において説明した空間-時間符号を、シンボル的にではなく、ブロック的にEDGEアプリケーションに適用する。ブロック長は、バーストの前半として選択可能である。EDGEの場合には、バーストの前半と後半の長さは58シンボルに等しい。この場合には、S1及びS2でシンボルのブロックを表し、（）*で、シンボルブロックの時間反転及び複素共役演算を表記する。S1*は、シンボルブロックS1が時間反転され、複素共役されたことを表している。-S2*は、シンボルブロックS2が、時間反転され、複素共役され、更に-1.0が乗算されたことを表している。パイロットシーケンスU1及びU2は、周知のCAZACシーケンスなどの2つのトレーニングシーケンスとして選択することができる。拡散符号308a、b、c、dは、EDGEでは適用されない。位相乗算部306a及び306bは維持される。
【００９８】
2アンテナ空間-時間ブロック符号用に設計した受信機を図1又は図2の実施例の受信機として使用可能である。
【００９９】
以上の説明及び実施例から、当業者であれば、本発明の方法及び装置について、その特定の実施例に関連して例示及び説明を行っているが、それら説明された実施例には多数の変更と置換が可能であり、本発明の多数のその他の実施例が添付の請求項に規定されている本発明の精神と範囲を逸脱することなく実施可能であることを理解するであろう。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１ａ】図1aは本発明の一実施例による送信機のブロック図を示す図である。
【図１ｂ】図1bは本発明の一実施例による共通パイロットチャネルSTTD送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図２】図2は本発明の別の実施例による共通パイロットチャネルSTTD送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図３】図3は本発明の更なる実施例による専用パイロットチャネルSTTD送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図４】図4は図1の送信機に対して使用する受信機の一実施例の一部のブロック図を示す図である。
【図５】図5は図2の送信機又は図3の送信機に対して使用する受信機の一実施例の一部のブロック図を示す図である。
【図６】図6は図5のSTTD復調器508のレイクフィンガの実施例を示す図である。
【図７】図7は本発明の一実施例によるSTS送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図８】図8は本発明の一実施例によるOTD送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図９】図9は図7の送信機に対して使用する受信機の一実施例の一部のブロック図を示す図である。
【図１０】図10は図8の送信機に対して使用する受信機の一実施例の一部のブロック図を示す図である。
【図１１】図11は本発明の一実施例による長STブロック符号送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図１２】図12は本発明の別の実施例による共通/専用パイロットチャネルSTTD送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図１３】図13は図12の送信機に対して使用する受信機の一部のブロック図を示す図である。
【図１４】図14は図12の送信機の電力制御に使用する受信機の一部のブロック図を示す図である。
【図１５】図15は本発明の様々な実施例において使用可能な位相偏移パターンを規定する信号点配置を示す図である。
【０００１】
本発明は、通信システムにおいて送信ダイバーシティを実現する方法及び装置に関し、更に詳しくは、複数アンテナで送信するべく、信号を非ゼロ複素重み付け及び空間-時間符号化する方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムの発展に伴い、無線システム設計の装置及び性能要件に関する要求が益々厳しいものになっている。現在使用されている第1世代のアナログと第2世代のデジタルシステムと比較して第3及び第4世代の将来の無線システムにおいては、高品質の音声サービスに加え、高品質且つ高伝送速度のデータサービスを提供することが必要となる。これらシステムサービスの性能要件と共に、機器設計の制約があり、これが移動端末の設計に大きな影響を与えることになる。第3及び第4世代の無線移動端末は、小さく、軽く、且つ電力効率の優れたユニットでなければならず、それは、前述の将来の無線システムに要求される高度な音声並びにデータサービスをも提供できる必要があるのである。
【０００３】
時変マルチパスフェージングとは、無線システムにおいて、送信信号が複数の経路で受信機に伝播し、受信機における信号の建設的並びに破壊的な加算によって受信信号のフェージングを引き起こす現象である。誤り訂正符号化を伴う時間インタリーブ、スペクトル拡散技術を利用した周波数ダイバーシティの実装、或いは送信機の電力制御技術など、このマルチパスフェージング現象を克服するいくつかの方法が知られている。しかしながら、第3及び第4世代の無線システムで使用するには、これらの技術はいずれも欠点を有している。時間インタリーブの場合には、不必要な遅延が発生し、スペクトル拡散技術の場合は、大きなコヒーレンス帯域幅を克服するために大きな帯域幅の割当を必要とし、電力制御技術の場合は、移動端末を複雑化する、受信機から送信機への高度なフィードバック技術に望ましい大きな送信機出力を必要とする場合がある。これらの欠点はいずれも第3及び第4世代の移動端末に要求される特性の実現に悪影響を与えるものである。
【０００４】
アンテナダイバーシティは、この無線システムにおけるマルチパスフェージング現象を克服するための別の技術である。ダイバーシティ受信では、複数の物理的に別個のアンテナを使用して送信信号を受信し、これを合成及びスイッチングによって処理して受信信号を生成する。ダイバーシティ受信の欠点は、アンテナを物理的に分離する必要があり、小さなサイズの移動端末が望ましい新しい無線システムのフォワードリンクにおける使用が非実用的であるという点である。アンテナダイバーシティを実現するための第2の技術が送信ダイバーシティである。送信ダイーバーシティでは、信号を複数のアンテナから送信し、受信機側で、例えば、最尤系列推定器（MLSE）、最小平均二乗誤差（MMSE）受信機、最大事後確率（Maximum-a Posteriori）受信機、又はそれらの近似を使用して処理する。移動端末に比べ、基地局における複数アンテナの実現は容易であるという点で、送信ダイバーシティは、無線システムのフォワードリンクに対する実用的な適用性を有している。
【０００５】
2つのアンテナの場合の送信ダイバーシティについては十分な研究が行われている。Alamoutiは、複素値信号用の二次ダイバーシティを提供する2つのアンテナ用の送信ダイバーシティ方式を提案している。1998年10月の「特定通信領域に関するIEEEジャーナル（IEEE Journal on Selected Areas of Communications）」の1451〜1458頁のS.アラムウティ（S. Alamouti）による「無線通信用の単純な送信ダイバーシティ技術（A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications）」を参照されたい。このAlamoutiの方法によれば、1シンボル周期の間に2つのアンテナから2つの信号を同時に送信する。1シンボル周期の間に、第1アンテナから送信される信号をS0と表記し、第2アンテナから送信される信号をS1と表記する。次のシンボル周期の間に、-S1*信号が第1アンテナから送信され、S0*信号が第2アンテナから送信されるが、ここで*は複素共役演算子である。同様のダイバーシティ送信システムは、符号ドメインにおいても実現可能である。一例として、2つの直交ウォルシュ（Walsh）符号を使用し、同一シンボルの2つの複写を並行して送信可能である。同様の技術を使用し、空間-周波数符号化方式を構築することもできる。
【０００６】
3つ以上のアンテナにAlamoutiの方法を拡張するのは容易ではない。Tarokh他は、符号化率R=1/2及び3/4の空間-時間ブロック符号を使用し、複素信号信号点配置によって3つ及び4つのアンテナから送信する方法を提案している。1999年7月の「情報理論に関するIEEEトランザクション（IEEE Transactions on Information Theory）」の1456〜1467頁のV. タロック（V. Tarokh）、H. ジャファーカニ（H. Jafarkhani）、及びA. カルダーバンク（A. Calderbank）による「直交設計による空間-時間ブロック符号（Space-Time Block Code from Orthogonal Designs）」を参照されたい。この方法には、伝送速度の損失と共に、ST符号化シンボルのマルチレベル特性によって送信信号のピーク対平均値比要件が増し、線形出力増幅器の設計に厳しい要件を強いるという短所がある。これらの問題点を緩和する更なる技術が、2000年11月の米国サンフランシスコにおける「Globecom2000」の会議録のO. ターコネン（O. Tirkkonen）及びA. ホッティネン（A. Hottinen）による「4送信アンテナ用の複素空間-時間ブロック符号（Complex space-time block Codes for four Tx antennas）」において提案されている。その他の提案された方法には、符号化率R=1、直交送信ダイバーシティ（OTD）+空間-時間送信ダイバーシティ方式（STTD）の4アンテナ法がある。1999年秋の「IEEE車両技術会議（IEEE Vehicular Technology Conference）」の会議録のL. ジャロール（L. Jalloul）、K. ロハニ（K. Rohani）、K. クチ（K. Kuchi）、及びJ. チェン（J. Chen）による「CDMA送信ダイバーシティ法の性能分析（Performance Analysis of CDMA Transmit Diversity Methods）」とモトローラ（Motorola）社から3GPP-C30-19990817-017に提供されたM. ハリソン（M. Harrison）及びK. クチ（K. Kuchi）による「2及び4素子による高データレートの開/閉ループ送信ダイバーシティ（Open and Closed Loop Transmit Diversity at High Data Rates on 2 and 4 Elements）」を参照されたい。この方法の場合、外符号を必要としており、STTDブロック（Alamoutiブロック）による二次ダイバーシティとOTDブロックの使用による二次インタリーブ利得を提供している。この方法の性能は外符号の強度によって左右される。この方法は、外符号を必要とするため、符号化されていないシステムには適用できない。符号化率R=1/3の畳込み符号の場合には、OTD+STTD法とTarokhのR=3/4のSTブロック符号法の性能は略同一である。別の符号化率1の方法が、2000年9月の「ISSSTA 2000」の会議録のO. ターコネン（O. Tirkkonen）、A. ボーリウ（A. Boariu）、及びA. ホッティネン（A. Hottinen）による「3+送信アンテナ用の最小非直交性符号化率1空間ブロック符号（Minimal non-orthogonality rate 1 space-time block code for 3+ Tx antennnas）」において提案されている。この刊行物で提案されている方法は、高性能を実現するが、複雑な受信機を必要とする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従って、3つ以上のアンテナによる送信ダイバーシティの利点を提供すると同時に、システム設計の複雑性を大幅に増加させない方法及び装置を提供すれば有益であろう。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、複数アンテナで送信するべく、信号を非ゼロ複素重み付け及び空間-時間符号化する方法及びシステムを提供する。この方法及び装置は、N×N'空間-時間ブロック符号（Nは送信経路数であり、N'は1送信経路当たりの出力シンボル数である）をM×M'空間-時間ブロック符号（M>N、N×N'空間-時間ブロック符号内におけるシンボルの反復と非ゼロ複素重み付けを使用することにより生成される）に拡張し、M個のダイバーシティ送信経路による空間-時間ブロック符号の送信を可能にするものである。これらのダイバーシティ送信経路は、別個のアンテナ又はビームで構成することができる。大きい方の符号M'の時間的な長さは、元の符号N'の時間的な長さと等しい。この方法及び装置によれば、入力シンボルストリームを変換し、空間-時間ブロック符号からなる変換結果を生成する。そして、それぞれがN'個の出力シンボルで構成された空間-時間ブロック符号のN個の出力ストリームを反復し、これらの反復ストリームの中の少なくとも1つを時間軸で非ゼロ複素重み付けし、M個のダイバーシティ送信経路で送信するべく、N'個の出力シンボルのM個のストリームを生成する。この非ゼロ複素重み付けには、位相偏移も含まれる。
【０００９】
一実施例においては、Nは少なくとも2であり、Mは少なくとも3である。そして、N'個の出力シンボルの元のN個のストリームに対応するN'個の出力シンボルのN個のストリームの中の少なくとも2つをそれぞれ第1の少なくとも1つのアンテナで送信し、N'個のシンボルのM-N個の非ゼロ複素重み付けされたストリームの中の少なくとも1つを第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで送信する。これらの第1の少なくとも1つのアンテナと第2の少なくとも1つのアンテナは、M個のアンテナの中のいずれか1つによっても構成可能である。
【００１０】
別の実施例においては、空間-時間符号の復号化に必要な係数の有効なチャネル推定を可能にする共通又は専用パイロットチャネルを備える送信機で、この方法又は装置を実現することができる。この実施例では、共通及び専用パイロットチャネルを単独で、或いはこれらの両方を一緒に送信機に実現可能である。この実施例の一代替例においては、N個の送信ダイバーシティ経路でトレーニングシンボルを送信し、N個の独立したダイバーシティ送信経路の推定を可能にしている。このために、専用パイロットチャネル符号シーケンスを元の空間-時間ブロック符号のN'個の出力シンボルのN個のストリームのそれぞれと多重化し、N'個の出力シンボルのN個のストリーム及びパイロットチャネルシーケンスを生成する。そして、反復及び非ゼロ複素重み付けを適用し、N'個のシンボル及びパイロットチャネルシーケンスの位相偏移されたM個のストリームを生成する。次いで、N'個の出力シンボルのN個の元のストリームの中の少なくとも2つ及びパイロットチャネルシーケンスを第1の少なくとも1つのアンテナの中の1つで送信し、N'個の出力シンボルのM-N個の複素重み付けされたストリームの中の少なくとも1つ及びパイロットチャネルシーケンスを第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで送信する。N個のチャネルの推定を可能にする別の方法は、N個の共通パイロットチャネルを第1の少なくとも1つのアンテナのそれぞれで送信し、且つN個の共通パイロットチャネルの中のいくつかのM-N個の複素重み付けされた複写を第2の少なくとも1つのアンテナのそれぞれで送信するよう、共通パイロットチャネルを送信することである。第2の少なくとも1つのアンテナのそれぞれの共通チャネルに使用する複素重み付け係数は、元のN'個の出力シンボルのN個のストリームからN'個の出力シンボルのM-N個の複素重み付けされた追加ストリームを構築するのに使用したものと同一である。これらの実施例においては、受信機は、N×N'空間-時間ブロック符号からM×N'空間-時間ブロック符号への拡張に使用した方法と、採用した時間的な重み付けシーケンスについて、知っていても、或いは知っていなくてもよい。
【００１１】
その他の実施例（この場合、Nは少なくとも2であり、Mは少なくとも3であってよい）においては、少なくともN+1個のダイバーシティ送信経路の推定を可能にするように、パイロットチャネルを構成することができる。元のN'個の出力シンボルのN個のストリームに対応するN'個の出力シンボルのN個のストリームの中の少なくとも1つをそれぞれ第1の少なくとも1つのアンテナで送信し、N'個のシンボルのM-N個の複素重み付けされたストリームの中の少なくとも1つをそれぞれ第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで送信する。異なる共通パイロットチャネルを第1の少なくとも1つのアンテナのそれぞれと第2の少なくとも1つのアンテナの中の少なくとも1つで送信する。これらの実施例においては、受信機は、N×N'空間-時間ブロック符号からM×N'空間-時間ブロック符号への拡張に使用した方法と、採用した時間的な重み付けシーケンスの少なくとも部分的な知識を必要とする。
【００１２】
これらの様々な実施例における複素重み付けは、周期的又はランダムな複素重み付けパターンを複素重み付けされるシンボルストリームのそれぞれに適用することにより、適用することができる。様々なアンテナで送信されるシンボルストリームの複素重み間の関係を予め規定しておくことも可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
まず、図1aを参照すれば、本発明の一実施例による送信機150のブロック図が示されている。送信機150は、入力シンボルストリームを受信する入力152と、この入力シンボルストリームを変換して直交空間-時間ブロック符号で表現される変換結果を生成し、この変換結果の2つのシンボルストリームを出力するブロック符号プロセッサ154と、この2つのシンボルストリームの中の第1のものを非ゼロ複素重み付けする非ゼロ複素重み付け器156と、2つのシンボルストリームの第2のものを非ゼロ複素重み付けする非ゼロ複素重み付け器158と、第1のシンボルストリームをAnt.1で送信するRF送信器160と、非ゼロ複素重み付けされたシンボルストリームをAnt.2で送信するRF送信機162と、第2のシンボルストリームをAnt.3で送信するRF送信機164と、位相偏移された第2のシンボルストリームをAnt.4で送信するRF送信機166と、を含んでいる。アンテナAnt.1〜Ant.4は、ダイバーシティ受信を促進するべく、互いに対して分極されてもよい。例えば、Ant.1又はAnt.2は、Ant.3又はAnt.4の水平偏波に対して、それぞれ垂直偏波であってよい。この図1aの送信機150の実施例は、4つの送信ダイバーシティ経路で送信するために2×N'ブロック符号を拡張する様々な技術及びシステムに好適な様々な形態で実現することが可能である。送信機150では、4つの送信ダイバーシティ経路のそれぞれに別個のアンテナ、Ant.1〜Ant.4が含まれている。これには、送信ダイバーシティを導入可能な符号分割多元接続（CDMA）システム、時分割多元接続（TDMA）システム、又はその他のタイプのデジタル通信システムが含まれる。図1aの実施例の代替例においては、送信経路の中から選択したものについて非ゼロ複素重み付けを実行し、Ant.1とAnt.2、或いはAnt.3とAnt.4による送信間に相対的な位相の偏移を生成することができる。例えば、RF送信機160及び164への入力の前にも非ゼロ複素重み付けを適用し、各シンボルストリームの非ゼロ複素重み付けされたバージョンを生成するが、送信信号間の相対的な位相偏移を維持することができる。4個未満のアンテナを使用して送信機150の実施例の代替例を実現し、4つのダイバーシティ経路を実現することも可能である。一例として、RF送信機164又は166への信号入力を1つに纏めて単一のアンテナで送信することができる。又、例えば、4個未満のアンテナを使用し、2つのデータストリームの中の1つのみを非ゼロ複素重み付けして2つのダイバーシティ経路で送信可能なその他の代替例も可能である。図1aの別の実施例においては、非ゼロ複素重み付け演算をRF送信機部160、162、164、166の後で実行することができる、即ち、変調後の連続位相掃引と空間-時間符号化シンボルのベースバンドフィルタリングとして非ゼロ複素重み付けを実現可能である。
【００１４】
Ant.2及びAnt.4でこれらの送信を行うための非ゼロ複素重み付けは、様々な代替例によって実行可能である。例えば、Ant.2で使用される位相パターンW1（t）=exp（j*pi*phase_in_degrees/180）が適用され、このW1（t）と位相が180度ずれている位相パターン-W1（t）をAnt.4で使用する。この例として、4PSK信号点配置の場合には、Ant.2の｛0,90,180,270｝度とAnt.4の｛180,270,0,90｝度の位相偏移パターンがある。その他のパターンの例としては、8PSKの場合には、｛0.45,90,135,180,225,270,315｝、16PSKの場合には、｛0,22.5,45,67.5,....337.5｝がある。図15は、本発明の様々な実施例に使用可能な別の位相偏移パターンを規定する信号点配置を示している。この｛0,135,270,45,180,315,90,225｝度の偏移シーケンスは、Ant.2で送信可能であり、Ant.4では｛180,315,90,225,0,135,270,45｝度の偏移パターンを使用する。この位相偏移は周期的又はランダムなものであってよい。周期的な位相偏移とは、例えば、周期的に反復される複素重みW1（t）などの所定の位相パターンを意味している。有効チャネルの連続サンプルを可能な限り独立したものにするべく、複素重みのシーケンスが最大長の経路を規定するように複素重みを規定することができる。これにより、インタリーブが冗長になり、この結果、遅延の少ない送信が可能になる。使用する擬似ランダム位相偏移は、MPSK信号点配置からランダムに選択した位相のシーケンスであってよい。この代わりに、連続位相状態間の位相差が可能な限り小さい別の非ゼロ複素重み付け方式は、非ゼロ複素重み付けチャネルから電力制御に関連するチャネル係数又はメトリックの推定に有益である。この場合、それらの位相状態は、1つの符号化ブロックの期間において360度をカバーすることができる。従来のシステムと同様に、これらの実施例においては、チャネルインタリーブを使用可能である。又、インタリーブ部の出力におけるシンボルが可能な限り独立したものになるよう、非ゼロ複素重み付けシーケンスとインタリーブ部を一緒に実現することも可能である。更に、それぞれアンテナ1と2、及び3と4間の相対的な位相を変化させることにより、すべてのアンテナ素子に位相の偏移又は掃引が存在し、アンテナ1と2、及び3と4間の相対的な位相偏移が維持されるよう、本方法を実現することも可能である。一例として、位相の掃引については、100Hzの有効な掃引を実現するには、アンテナ1で50Hzの位相の掃引を、またアンテナ2では-50Hzの位相の掃引を行えばよい。アンテナ3及び4についても同様である。
【００１５】
位相の回転は、T秒ごとに変化させることができる。このTの選択は、データシンボルの合計時間幅とチャネル係数を推定するのに使用する方法によって左右される。位相は、少なくとも1つの空間-時間符号化ブロック内のデータシンボルによって占有される合計時間幅に対して一定に維持可能であり、対応する専用又は共通パイロットシーケンス/トレーニングシーケンスを使用し、適切なチャネル推定を実現することができる。このパイロットシーケンスは、CDMAシステムで使用されているウォルシュ符号、又はTDMAにおいてチャネル推定に使用されている優れた相関特性を有するトレーニングシンボルのシーケンスであってよい。これらのパイロットシンボルには、空間-時間ブロック内のデータと同一の非ゼロ複素重み付け係数を適用することができる。この代わりに、位相ホッピングなしにパイロットを送信することも可能である。この場合には、事前に判明しているホッピングパターンと非ホッピングチャネルから取得したチャネル推定値の両方からデータの有効なチャネルを得ることができる。非ゼロ複素重み付けを共通パイロットに適用する場合には、同一又は異なる位相パターンをデータと共通パイロットの両方に適用可能である。非ホッピングパイロット又はトレーニングシーケンス（共通又は専用チャネルのいずれかで送信されるもの）を使用するチャネル推定では、チャネルが定常的であればあるほど、より良好なチャネル推定値が提供される。
【００１６】
次に、図1bを参照すれば、それは本発明の一実施例による共通パイロットチャネル空間-時間送信ダイバーシティ（STTD）送信機100の一部のブロック図である。この送信機100は、広帯域CDMA（WCDMA）第3世代システム規格のリリース99に対する4アンテナ送信ダイバーシティ拡張として機能することができる。送信機100は、入力126、ブロック符号プロセッサ124、トラフィックチャネルシンボルストリーム処理ブランチ入力102a〜102d、アンテナ利得部104a〜104d、移相器106a及び106b、移相器入力112a及び112b、符号乗算器108a〜108d、パイロットシーケンス処理ブランチ入力114a〜114d、アンテナ利得部116a〜116d、符号乗算器118a〜118d、RF送信機128a〜128dから構成されるRF送信機128、及びアンテナAnt.1〜Ant.4を備えている。
【００１７】
図1bにおいては、シンボルS1S2から構成されるチャネル符号化及びインタリーブされた入力シンボルストリームX（t）を含む送信すべきデータを入力126において受信する。ブロック符号プロセッサ124は、2つの受信シンボルS1S2ごとに変換を実行し、2×2直交空間-時間ブロック符号から構成される変換結果を生成する。この実施例においては、ブロック符号プロセッサ124は、Alamouti変換を実行し、次の行列式によって表される形式のブロック符号を生成可能である。
【００１８】
【数１】
次いで、この行列式を2シンボルの4つのストリームに分割し、それぞれのストリームがトラフィックチャネルシンボルストリーム処理ブランチ入力102a〜102dの中の1つに入力される。図1bに示されているように、ストリームS1S2が102aに入力され、S1S2が102bに入力され、-S2*S1*が102cに入力され、-S2*S1*が102dに入力される。アンテナ利得部104a〜104dと移相器106a及び106bにより、非ゼロ複素重み付けを実行する。それぞれの処理ブランチのアンテナ利得は、アンテナ利得部104a〜104dにおいて調整する。このアンテナ利得の調整の後に、アンテナ利得部106bから出力されたストリームS1S2とアンテナ利得部104dから出力されたストリーム-S2*S1*に移相器106a及び106bが位相偏移を加える。移相器制御部112a及び112bは、連続又は離散位相ホッピングパターンを使用して偏移を発生させることにより、移相器106a及び106bを制御することができる。次いで、CDMAスクランブル符号を符号乗算器108a〜108dに入力し、Ant.1で送信するべくRF送信機128aにストリームS1S2を、Ant.2で送信するべくRF送信機128bにS1S2（exp（jφk1））を、Ant.3で送信するべくRF送信機128cに-S1*S2*を、Ant.4で送信するべくRF送信機128dに-S2*S1*（exp（jφk2））を生成する。これらのRF送信機は、ベースバンドパルス整形、変調、及びキャリアアップコンバージョンを実行することができる。機能によっては、ベースバンドパルス整形及び変調段階の後で位相のホッピング又は掃引の適用を選択可能なものも存在する。
【００２０】
共通パイロットチャネルシーケンスX1〜X4がパイロットシーケンス処理ブランチ入力114a〜114dに入力される。次いで、これらのパイロットシーケンスは、アンテナ利得部116a〜116d及び符号乗算器118a〜118dによって別個に処理される。そして、符号乗算器118a〜118dからの符号化出力が、RF送信機130のRF送信機128a〜128dにそれぞれ入力される。
【００２１】
次に、パイロットシーケンスX1はAnt.1で送信され、パイロットシーケンスX2はAnt.2で送信され、パイロットシーケンスX3はAnt.3で送信され、パイロットシーケンスX4はAnt.4で送信される。
【００２２】
次に、図4を参照すれば、それは図1bの送信機100に使用する受信機の一部のブロック図である。この図4は、受信機の1つのレイクフィンガ受信機部分の信号処理を示している。送信機100から送信された受信パイロットシーケンスX1〜X4は、それぞれチャネル推定処理ブランチ402a〜402dに入力される。そして、チャネル推定器404が、それぞれのチャネル1〜チャネル4ごとに、例えば、低域通過フィルタ移動平均機能などのチャネル推定機能を実行する。そして、チャネル1〜チャネル4の推定値が出力406a〜406dから加算器410a、移相器408a、加算器410b、及び移相器408bに出力される。移相器408aは、移相器制御部414aから入力を受信し、送信機100のAnt.2から送信されたトラフィックチャネルシンボルS1S2で使用されたものと同一の位相偏移により、チャネル2の推定値を偏移させる。移相器408bは、移相器制御部414bから入力を受信し、送信機100のAnt.4から送信されたトラフィックチャネルシンボル-S2*S1*で使用されたものと同一の位相偏移により、チャネル4の推定値を偏移させる。チャネル2の推定値の位相偏移されたバージョンは、加算器410aによってチャネル1の推定値と合成され、チャネル4の推定値の位相偏移されたバージョンは、加算器410bにおいて、チャネル3の推定値と合成される。次いで、チャネル1及びチャネル2の合成推定値（412a）とチャネル3及びチャネル4の合成推定値（412b）がSTTD復調器418に入力され、これらのチャネル推定値を使用し、入力416から受信したトラフィック信号をこの復調器が処理する。そして、この復調信号をレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器420において処理し、受信シンボルS1S2を生成する。
【００２３】
別の4アンテナダイバーシティ用の共通パイロットチャネル実施例においては、送信の前に、トラフィックチャネルと同様の方法で共通パイロットチャネルを位相偏移させる。次に図2を参照すれば、本発明の別の実施例による共通パイロットチャネルSTTD送信機200の一部のブロック図がそこにある。送信機200は、入力226、ブロック符号プロセッサ224、トラフィックチャネルシンボルストリーム処理ブランチ入力202a〜202d、アンテナ利得部204a〜204d、移相器206a及び206b、移相器入力212a及び212b、符号乗算器208a〜208d、符号乗算器入力210、パイロットシーケンス処理ブランチ入力214a〜214d、アンテナ利得部216a〜216d、移相器218a及び218b、移相器制御部224a及び224b、符号乗算器220a〜220d、符号乗算器入力222、RF送信機228a〜228dから構成されるRF送信機228、及びアンテナAnt.1〜Ant.4を備えている。
【００２４】
送信機200におけるトラフィックチャネルの処理と送信は、図1の送信機100におけるトラフィックチャネルの処理に使用するものと同様に実行される。但し、送信機200においては、位相を偏移させた共通パイロットチャネルを使用する。共通パイロットチャネルシーケンスP1がパイロットシーケンス処理ブランチ入力214a及び214bに入力され、共通パイロットチャネルシーケンスP2がパイロットシーケンス処理ブランチ入力214c及び214dに入力される。そして、これらのパイロットシーケンスは、アンテナ利得部216a〜216dによって別個に処理される。アンテナ利得部216aから出力されたパイロットシーケンスP1は、符号乗算器220aに入力される。アンテナ利得部216cから出力されたパイロットシーケンスP2は、符号乗算器220cに入力される。アンテナ利得部216bから出力されたパイロットシーケンスP1は、移相器218aに入力される。アンテナ利得部216dから出力されたパイロットシーケンスP2は、移相器218bに入力される。移相器218a及び218bは、それぞれ移相器制御部224a及び224bの制御下で位相偏移を適用する。この位相偏移は、トラフィックチャネルに使用されるものと同一の連続又は離散位相ホッピングパターンであってよい。次いで、移相器218aから出力された位相偏移されたパイロットシーケンスP1は、符号乗算器220bに入力され、移相器218bから出力された位相偏移されたパイロットシーケンスP2は、符号乗算器220dに入力される。そして、符号乗算器220aから出力された符号化パイロットシーケンスP1は、Ant.1で送信するべくRF送信機228aに入力される。符号乗算器220bから出力された位相偏移された符号化パイロットシーケンスP1は、Ant.2で送信するべくRF送信機228bに入力され、符号乗算器220cから出力された符号化パイロットシーケンスP2は、Ant.3で送信するべくRF送信機228cに入力され、符号乗算器220dから出力された位相偏移された符号化パイロットシーケンスP2は、Ant.4で送信するべくRF送信機228dに入力される。
【００２５】
移相器218a及び218bが実行する位相偏移は、例えば、前述の図1の実施例において実行される位相偏移などの様々な代替案によるものであってよい。
【００２６】
次に図5を参照すれば、それは図2の送信機に使用する受信機500の一実施例の一部のブロック図である。受信機500は、チャネル1及びチャネル2推定処理ブランチ入力502aとチャネル3及びチャネル4推定処理ブランチ入力502b、チャネル推定器504、STTD復調器508、トラフィック信号入力510、並びにレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器512を備えている。
【００２７】
送信機200のそれぞれAnt.1及びAnt.2からチャネル1及び2で受信した受信パイロットシーケンスP1（ch1+ch2φ）は、入力502aに入力される。送信機200のそれぞれAnt.3及びAnt.4からチャネル3及び4で受信した受信パイロットシーケンスP2（ch3+ch4φ）は、入力502bに入力される。チャネル推定器504は、例えば、低域通過フィルタ移動平均機能などを使用してチャネル推定を実行し、チャネル1及びチャネル2の合成推定値（chest1、2）とチャネル3及び4の合成推定値（chest3、4）を出力する。次いで、これらのチャネル推定値がSTTD復調器508に入力され、これらのチャネル推定値を使用し、入力510から受信したトラフィック信号を復調器が処理する。そして、この復調信号をレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器512で処理し、受信シンボルS1S2を生成する。図6には、受信トラフィック信号を復調するために、chest1、2及びchest3、4を利用する図5のSTTD復調器508のレイクフィンガの一実施例を示している。
【００２８】
4アンテナダイバーシティの別の実施例においては、図1の送信機150のWCDMAバージョンに専用パイロットチャネルを実現することができる。次に図3を参照すれば、それは本発明の更なる実施例による専用パイロットチャネルSTTD送信機300の一部のブロック図である。送信機300は、入力318、ブロック符号プロセッサ316、チャネルシンボルストリーム処理ブランチ入力302a〜302d、アンテナ利得部304a〜304d、移相器306a及び306b、移相器入力312a及び312b、符号乗算器308a〜308d、符号乗算器入力310、及びアンテナAnt.1〜Ant.4を有している。
【００２９】
図3の送信機300は、パイロットシーケンスをトラフィックチャネルシンボルストリームに組み込むことによって送信される専用パイロットチャネルを使用する機能である。入力318とブロック符号プロセッサ316は、図1の入力126及びブロック符号プロセッサ124と同様に機能する。送信機300において、シンボルS1S2がシンボルストリーム処理部入力302a及び302bに入力されると、パイロットチャネルシーケンスU1が入力302a及び302bに入力され、S1S2のシンボルの組の間に多重化される。更に-S2*S1*がシンボルストリーム処理ブランチ入力302c及び302dに入力され、パイロットチャネルシーケンスU2が入力302c及び302dに入力されて、-S2*S1*のシンボルの組の間に多重化される。各送信アンテナごとに1つずつ、4つの異なる専用パイロットシーケンスを規定することも可能である。
【００３０】
次いで、入力302a〜302dにおいて多重化されたシンボルストリームが、それぞれアンテナ利得部304a〜304dに入力される。このアンテナ利得部304a〜304dにおいては、チャネル利得が適用される。そして、S1S2とパイロットシーケンスU1からなるストリームが、アンテナ利得部304aから符号乗算器308aに出力される。S1S2とパイロットシーケンスU1からなるストリームがアンテナ利得部304bから移相器306aに出力され、ここで、移相器制御部312aからの入力に従って位相偏移された後に、符号乗算器308bに入力される。-S2*S1*とパイロットシーケンスU2からなるストリームが、アンテナ利得部304cから符号乗算器308cに出力され、同じ-S2*S1*及びパイロットシーケンスのストリームがアンテナ利得部304dから移相器306bに出力され、ここで、移相器制御部312bからの入力に従って位相偏移された後に、符号乗算器308dに入力される。符号乗算器308a〜308dでは、適切なストリームに対してスクランブル符号が乗算される。そして、この符号が乗算されたストリームS1S2及びパイロットシーケンスU1が、Ant.1で送信するべくRF送信機314aに入力される。符号が乗算され位相偏移されたストリームS1S2及びパイロットシーケンスU1は、Ant.2で送信するべくRF送信機314bに入力される。符号が乗算されたストリーム-S2*S1*及びパイロットシーケンスU2は、Ant.3で送信するべくRF送信機314cに入力され、符号が乗算され位相偏移されたストリーム-S2*S1*及びパイロットシーケンスU2のは、Ant.4で送信するべくRF送信機314dに入力される。RF送信機314a〜314dは、Ant.1〜Ant.4でこれらのストリームを送信する前に、変調とキャリアアップコンバージョンを実行する。これらのRF送信機は、ベースバンドパルス整形、変調、及びキャリアアップコンバージョンを実行可能である。機能の中には、ベースバンドパルス整形と変調の後で非ゼロ重み付けを適用することを選択可能なものも存在する。
【００３１】
図5の受信機を変更し図3の送信機300に使用することができる。この場合の受信機500の動作は略同様のものになるが、入力502a及び502bは、U1（Ch1+Ch2φ）とU2（Ch3+Ch4φ）をそれぞれチャネル推定器504cに入力することになる。
【００３２】
4アンテナダイバーシティ用の別の実施例においては、専用パイロットチャネルと共通パイロットチャネルを組み合わせた実施例として実現可能である。次に図12を参照すれば、それは本発明の別の実施例による専用/共通パイロットチャネルSTTD送信機1200の一部のブロック図である。
【００３３】
送信機1200は、Ant.1及びAnt.3に共通パイロットチャネルが追加されていることを除き、基本的に図3の送信機300と同様に機能する。共通パイロットチャネルシーケンスP1及びP2が、それぞれパイロットシーケンス処理ブランチ入力1218a及び1218bに入力される。そして、これらのパイロットシーケンスは、アンテナ利得部1220a及び1220bと符号乗算器1222a及び1222bによって別個に処理される。次いで、符号乗算器1222a及び1222bからの符号化出力が、RF送信機1214のRF送信機1214a及び1214cにそれぞれ入力される。これらのRF送信機は、ベースバンドパルス整形、変調、及びキャリアアップコンバージョンを実行可能である。機能の中には、ベースバンドパルス整形と変調の後で非ゼロ重み付けを適用することを選択可能なものも存在する。
【００３４】
図12の送信機1200は、Ant.1及びAnt.3で非ホッピング共通パイロットチャネルを、そして、Ant.1、Ant.2、Ant.3、及びAnt.4で専用パイロットチャネルを提供している。パイロットシーケンスは、例えば、送信フレーム内に15スロット存在する実施例において、1つのスロット内に多重化することができる。共通及び専用制御チャネルには、異なるアンテナ利得を設定可能である。又、アンテナ利得は、時間と共に変化してよい。
【００３５】
次に、図13を参照すれば、それは図12の送信機に対して使用する受信機1300の一部のブロック図である。受信機1300は、入力1302a及び1302bを有するチャネル1及びチャネル2処理ブランチ、入力1302c及び1302dを有するチャネル3及びチャネル4処理ブランチ、移相器入力1304、チャネル推定器1306、STTD復調器1310、トラフィック信号入力312、並びにデインタリーブ部及び復号器1314を備えている。
【００３６】
受信したパイロットシーケンスP1、U1、P2、及びU2は、それぞれ受信機1300の入力1302a、1302b、1302c、及び1302dに入力される。チャネル推定器1306が、例えば、低域通過フィルタ移動平均機能などを使用してチャネル推定を実行し、チャネル1及び2の合成推定値（chest1、2）1308aとチャネル3及び4の合成推定値（chest3、4）1308bを出力する。次いで、これらのチャネル推定値がSTTD復調器1310に入力され、これらのチャネル推定値を使用し、入力1312から受信したトラフィック信号をこの復調器が処理する。そして、この復調信号をレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器1314で処理し、受信シンボルS1、S2を生成する。
【００３７】
電力制御のために、位相ホッピングの事前の知識を使用することができる。次に図14を参照すれば、本発明の一実施例による電力制御を推定する受信機の一部が示されている。受信機1400は、チャネル推定器1402、チャネル推定ブランチ入力1404a〜1404d、移相器入力1408a及び1408b、移相器1406a及び1406b、チャネル推定出力1410a及び1410b、二乗部1412a及び1412b、及び電力制御プロセッサ1414を備えている。
【００３８】
チャネル推定器1402は、所定のスロット「t」の期間に、すべての4つのアンテナについて、例えば、送信機1200の共通又は専用チャネルのチャネル係数を算出する。これは、スロットt+1のチャネル予測であり、この代わりに、低速のフェージングチャネルの場合には、スロットtのチャネル推定値を使用することができる。これらのチャネル係数を、入力1404a〜1404dのそれぞれごとに、chanest#1（t）、chanest#2（t）、chanest#3（t）、chanest#4（t）と表記する。複数レイクフィンガの場合には、例えば、chanest#1（t）は、Ant.1からのすべてのレイクフィンガに対応するベクトルチャネル推定値である。
【００３９】
移相器入力1408a及び1408bにおける位相ホッピングの事前の知識と現在のスロット「t」のチャネル推定値の知識を使用し、スロット「t+1」のチャネル係数を次のように推定する。
【００４０】
chanest#12（t+1）=chanest#1（t）+chanest#2（t）eφ 12 （ t+1 ）
chanest#34（t+1）=chanest#3（t）+chanest#4（t）eφ 34 （ t+1 ） （2）
【００４１】
ここで、φ12、φ34は事前に判明している。スロット（t+1）の受信信号の電力推定は、次のように、chanest#12（t+1）とchanest#34（t+1）に基づいて実行可能である。
【００４２】
【数２】
取得した電力の推定値を使用し、プロセッサ1414によって電力制御コマンドを生成する。
【００４４】
本発明の方法と装置は、ウォルシュ符号ドメインにおけるダイバーシティにおいても実現可能である。次に図7を参照すれば、それは本発明の一実施例による空間-時間拡散（STS）送信機700の一部のブロック図である。
【００４５】
送信機700は、図1aの送信機150のSTSの実施例であって、空間-時間ブロックプロセッサにより、ウォルシュ符号ドメインにおける変換を実行する。使用するSTSブロック符号の行列式は、次のように表すことができる。
【００４６】
【数３】
図1aの実施例と同様に、行列式の各行とその位相偏移されたバージョンを別個のアンテナAnt.1〜Ant.4でそれぞれ送信する。各行のシンボルS1及びS2を、それぞれ順番にではなく2つのシンボル周期で同時に送信する。データシンボルが、チャネル符号器720の入力718において送信機700に入力される。チャネル符号器720は、入力データシンボルの符号化、パンクチャ、インタリーブ、及びフォーマット化を実行し、すべてのその他の符号器出力シンボルS1を偶数データとして、並びに、すべてのその他の符号器出力シンボルS2を奇数データとして出力する。そして、偶数データは、シンボル反復部702a、b、e、f、ウォルシュ関数部704b及び704d、ウォルシュ乗算器706a、b、e、f、加算器708a〜708d、及び複素加算器710a及び710bによって処理される。奇数データは、シンボル反復部702c、d、g、h、ウォルシュ関数部704b及び704d、ウォルシュ乗算器706c、d、g、h、加算器708a〜708d、及び複素加算器710a及び710bによって処理される。複素加算器710aの出力における結果は、行列式の行
【００４８】
【数４】
であり、複素加算器710bの出力における結果は、行列式の行
【００５０】
【数５】
である。
【００５２】
次いで、
【００５３】
【数６】
が、複素乗算器712aに入力され、
【００５５】
【数７】
が生成され、
【００５７】
【数８】
が複素乗算器712bに入力され、
【００５９】
【数９】
が生成される。
【００６１】
次いで、
【００６２】
【数１０】
が、Ant.1で送信するべくRF送信機714aに入力され、
【００６４】
【数１１】
が、Ant.2で送信するべくRF送信機714bに入力され、
【００６６】
【数１２】
が、Ant.3で送信するべくRF送信機714cに入力され、
【００６８】
【数１３】
が、Ant.4で送信するべくRF送信機714dに入力される。
【００７０】
次に、図9を参照すれば、図7の送信機700に対して使用する受信機900の一実施例の一部のブロック図が示されている。受信機900は、入力912、ウォルシュ関数部902b及び902d、ウォルシュ乗算器902a及び902c、チャネル乗算器904a〜904d、複素加算器906a及び906b、マルチプレクサ（Mux）908、及び出力910を備えている。入力912で受信された受信入力信号をSTS復調器によって処理する。パイロットチャネルの送信及びチャネル推定の手順は、STTDの場合に説明したものと同一であってよい。チャネル推定904c及び904bは、非ホッピング共通パイロットチャネルの場合の図4の412a、412bと同一であってよい。ホッピング共通パイロット又は専用パイロット送信の場合には、チャネル推定値は、図5のチャネル推定部504から取得することができる。これらのチャネル推定値は、図9のSTS復調器にh1及びh2として入力される。h1は、Ant.1、Ant.2の合成チャネル推定値に対応し、h2は、Ant.3、Ant.4のチャネル推定値に対応している。902a、b、c、dと904a、b、c、d及び906a、bを使用するSTS復調の後の908からの出力は、図5のレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器部512に送られる復調信号である。
【００７１】
提案している本発明は、本発明の直交送信ダイバーシティ（OTD）の実施例で実現することも可能である。次に図8を参照すれば、それは本発明の一実施例によるOTD送信機800の一部のブロック図である。送信機800は、入力822、チャネル符号器820、シンボル反復部802a〜802d、ウォルシュ関数部804a及び804b、ウォルシュ乗算器806a〜806d、複素加算器808a〜808b、複素乗算器810a及び810b、並びにRF送信機812a〜812dを備えている。送信機は、図1aの送信機150の直交送信ダイバーシティ（OTD）の実施例であって、空間-時間ブロックプロセッサにより、ウォルシュ符号ドメインにおける変換を実行する。使用するOTDブロック符号の行列式は次のように表すことができる。
【００７２】
【数１４】
図1aの実施例と同様に、行列式の各行とその位相偏移されたバージョンをそれぞれ別個のアンテナAnt.1〜Ant.4で送信する。データシンボルが、チャネル符号器820の入力822において送信機800に入力される。チャネル符号器820は、入力データシンボルの符号化、パンクチャ、インタリーブ、及びフォーマット化を実行し、すべてのその他の符号器出力シンボルS1を偶数データとして、並びに、すべてのその他の符号器出力シンボルS2を奇数データとして出力する。そして、偶数データは、シンボル反復部802a及び802b、ウォルシュ関数部804a、ウォルシュ乗算器806a及び806b、及び複素加算器808aによって処理される。奇数データは、シンボル反復部802c及び802d、ウォルシュ関数部804b、ウォルシュ乗算器806c及び806d、及び複素加算器808bによって処理される。複素加算器808aの出力における結果は、
【００７４】
【数１５】
であり、複素加算器808bの出力における結果は、
【００７６】
【数１６】
である。次いで、
【００７８】
【数１７】
が、複素乗算器818aに入力され、
【００８０】
【数１８】
が生成され、
【００８２】
【数１９】
が複素乗算器818bに入力され、
【００８４】
【数２０】
が生成される。次いで、
【００８６】
【数２１】
が、Ant.1で送信するべくRF送信機812aに入力され、
【００８８】
【数２２】
が、Ant.2で送信するべくRF送信機812bに入力され、
【００９０】
【数２３】
が、Ant.3で送信するべくRF送信機812cに入力され、
【００９２】
【数２４】
が、Ant.4で送信するべくRF送信機812dに入力される。
【００９４】
次に、図10を参照すれば、図8の送信機800に対して使用する受信機1000の一実施例の一部のブロック図が示されている。受信機1000は、入力1010、ウォルシュ関数部1002a及び1002b、ウォルシュ乗算器1010a及び1010b、乗算器1004a及び1004b、マルチプレクサ1006、及び出力1008を備えている。入力912において受信された受信入力信号は、チャネル係数h1*及びh2*の知識を使用してOTD復調器1000によって復調される。このOTDブロック用のチャネル係数h1及びh2は、図4及び図5において説明したものと同様に導出される。OTD復調器1000は、1010、1010a、b、及び1012a、b、並びに1004a、b及び1006を使用して実現される。OTD復調された出力1008は、図5のレイク合成器、デインタリーブ部、及びチャネル復号器部512に送られる。
【００９５】
図1の実施例は、EDGEシステムにおいて稼動するTDMA送信機でも実現可能である。次に図11を参照すれば、それは本発明の一実施例による長STブロック符号送信機の一部のブロック図である。送信機1100は、入力1118、1120、シンボルストリーム処理ブランチ入力1116a〜1116d、時間反転部1102及び1104、複素共役部1106a及び1106b、乗算器1108、位相乗算器1110a及び1110b、位相乗算器制御部1112a及び1112b、並びにアンテナAnt.1、Ant.2、Ant.3、及びAnt.4を備えている。チャネル符号器1120は、入力1118において受信したシンボルストリームの符号化、パンクチャ、インタリーブ、及びフォーマット化を実行する。チャネル符号器1120は、入力シンボルストリームの奇数及び偶数データストリームへの分割も実行する。偶数データストリームは、データバーストの前半の期間にAnt.1で送信するべく、ブランチ入力1116a及びRF送信機1122aに入力され、奇数データストリームは、データバーストの後半の期間にAnt.2で送信するべく、ブランチ入力1116c及びRF送信機1112cに入力される。バーストの後半の期間では、偶数データストリームが、ブランチ入力1116bに入力され、時間反転部1102において時間が反転され、複素共役部1106aにおいて複素共役され、Ant.3で送信するべくRF送信機1122cに送信される。奇数データストリームは、ブランチ入力1116dに入力され、時間反転部1104において時間が反転され、複素共役部1106bにおいて複素共役され、乗算器1108において負号が乗算され、データバーストの後半の期間にAnt.4で送信するべくRF送信機1122dに送られる。トレーニングシーケンスSEQ1が、Ant.1で送信されるバーストの中間に埋め込まれ、トレーニングシーケンスSEQ2が、Ant.2で送信されるバーストの中間に埋め込まれる。位相乗算器1112a及び1112bは、それぞれ乗算部1110a及び1110bを使用してRF送信機1122b及び1122dへの入力を位相偏移させる。そして、位相乗算器1112aの出力が、Ant.2で送信するべくRF送信機1122bに入力され、位相乗算器1112bの出力が、Ant.4で送信するべくRF送信機1122dに入力される。これらのRF送信機は、ベースバンドパルス整形、変調、キャリアアップコンバージョンを実行可能である。実施例の中には、ベースバンドパルス整形と変調段階の後で位相の乗算を適用することを選択可能なものも存在する。
【００９６】
位相乗算器1122a及び1122bにおいて適用される位相の回転はバースト長にわたって一定に維持され、位相は、バーストごとに変化する。この位相は、前述のようにMPSK信号点配置から周期的又はランダムに選択することできる。好適な実施例においては、Ant.4における位相の回転は、180度の偏移（即ち、-1の乗算）を伴う、Ant.2における位相の回転と同一に維持される。この位相の乗算は、ベースバンドパルス整形の前又は後で実行可能である。図11の代替実施例においては、Ant.1及びAnt.3による送信を入れ代えることができる。
【００９７】
図3に示す送信機は、多少の変更によってEDGEに適用することもできる。316において説明した空間-時間符号を、シンボル的にではなく、ブロック的にEDGEアプリケーションに適用する。ブロック長は、バーストの前半として選択可能である。EDGEの場合には、バーストの前半と後半の長さは58シンボルに等しい。この場合には、S1及びS2でシンボルのブロックを表し、（）*で、シンボルブロックの時間反転及び複素共役演算を表記する。S1*は、シンボルブロックS1が時間反転され、複素共役されたことを表している。-S2*は、シンボルブロックS2が、時間反転され、複素共役され、更に-1.0が乗算されたことを表している。パイロットシーケンスU1及びU2は、周知のCAZACシーケンスなどの2つのトレーニングシーケンスとして選択することができる。拡散符号308a、b、c、dは、EDGEでは適用されない。位相乗算部306a及び306bは維持される。
【００９８】
2アンテナ空間-時間ブロック符号用に設計した受信機を図1又は図2の実施例の受信機として使用可能である。
【００９９】
以上の説明及び実施例から、当業者であれば、本発明の方法及び装置について、その特定の実施例に関連して例示及び説明を行っているが、それら説明された実施例には多数の変更と置換が可能であり、本発明の多数のその他の実施例が添付の請求項に規定されている本発明の精神と範囲を逸脱することなく実施可能であることを理解するであろう。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１ａ】図1aは本発明の一実施例による送信機のブロック図を示す図である。
【図１ｂ】図1bは本発明の一実施例による共通パイロットチャネルSTTD送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図２】図2は本発明の別の実施例による共通パイロットチャネルSTTD送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図３】図3は本発明の更なる実施例による専用パイロットチャネルSTTD送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図４】図4は図1の送信機に対して使用する受信機の一実施例の一部のブロック図を示す図である。
【図５】図5は図2の送信機又は図3の送信機に対して使用する受信機の一実施例の一部のブロック図を示す図である。
【図６】図6は図5のSTTD復調器508のレイクフィンガの実施例を示す図である。
【図７】図7は本発明の一実施例によるSTS送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図８】図8は本発明の一実施例によるOTD送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図９】図9は図7の送信機に対して使用する受信機の一実施例の一部のブロック図を示す図である。
【図１０】図10は図8の送信機に対して使用する受信機の一実施例の一部のブロック図を示す図である。
【図１１】図11は本発明の一実施例による長STブロック符号送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図１２】図12は本発明の別の実施例による共通/専用パイロットチャネルSTTD送信機の一部のブロック図を示す図である。
【図１３】図13は図12の送信機に対して使用する受信機の一部のブロック図を示す図である。
【図１４】図14は図12の送信機の電力制御に使用する受信機の一部のブロック図を示す図である。
【図１５】図15は本発明の様々な実施例において使用可能な位相偏移パターンを規定する信号点配置を示す図である。
Claims (24)
- 複数のアンテナから信号を送信する方法であって、
送信機においてシンボルストリームを受信する段階と、
N×N'直交空間-時間ブロック符号を有し、N'個の第1信号を生成する変換結果を生成するために、前記入力シンボルストリームを変換する段階と、
少なくとも1つの第2信号を生成するために、前記変換結果の前記N'個の第1信号の中の少なくとも1つを時間軸で非ゼロ複素重み付けする段階であって、前記少なくとも1つの第2信号のそれぞれが、その生成元である前記N'個の第1信号の中の1つに対して位相偏移される前記非ゼロ複素重み付けする段階と、
第1の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記変換結果の前記N'個の第1信号のそれぞれを、そして、第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記少なくとも1つの第2信号のそれぞれをほぼ同時に送信する段階と、を有する方法。 - 前記入力シンボルストリームは、シンボルS1、S2を有し、前記空間-時間ブロック符号は、2×2空間-時間ブロック符号を有し、前記N'個の信号は、それぞれt1及びt2で送信された（S1、S2）とそれぞれt1及びt2で送信された（-S2*、S1*）のストリームを有する請求項1に記載の方法。
- 前記入力シンボルストリームは、シンボルS1、S2を有し、前記空間-時間ブロック符号は、2×2空間-時間ブロック符号を有し、前記N'個の信号は、それぞれt1及びt2で送信された（S1、-S2*）とそれぞれt1及びt2で送信された（S2、S1*）のストリームを有する請求項1に記載の方法。
- 前記第1の少なくとも1つのアンテナ及び前記第2の少なくとも1つのアンテナは、それぞれ第1の複数のN'個のアンテナと第2の複数のN'個のアンテナを有し、前記入力シンボルストリームは、トラフィックチャネルシンボルストリームを有する請求項1に記載の方法であって、
2N'個の共通パイロットチャネル信号のそれぞれを前記第1の複数のN'個のアンテナの別個の1つ又は前記第2の複数のN'個のアンテナの別個の1つで送信する段階を更に有する方法。 - 前記入力シンボルストリームは、トラフィックチャネルストリームを有する請求項1に記載の方法であって、
N'個の共通パイロットチャネル信号を前記送信機において受信する段階と、
N'個の非ゼロ複素重み付けされた共通パイロットチャネル信号を生成するために、前記N'個の共通パイロットチャネル信号のそれぞれを時間軸で非ゼロ複素重み付けする段階と、
前記第1の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記N'個の共通パイロットチャネル信号のそれぞれを、そして、前記第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記N'個の非ゼロ複素重み付けされた共通パイロットチャネル信号のそれぞれをほぼ同時に送信する段階と、を更に有する方法。 - 前記入力シンボルストリームは、トラフィックチャネルストリームを含む請求項1に記載の方法であって、
挿入されたパイロット信号を含むN'個の第1信号を生成するために、前記変換結果の前記N'個の第1信号の中の1つの後にN'個のパイロット信号のそれぞれを挿入する段階を更に有し、
前記非ゼロ複素重み付け段階は、挿入されたパイロット信号を含むN'個の第2信号を生成するために、前記の挿入されたパイロット信号を含むN'個の第1信号のそれぞれを時間軸で非ゼロ複素重み付けする段階を有し、
前記送信段階は、第1の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記の挿入されたパイロット信号を含むN'個の第1信号のそれぞれを、そして、第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記の挿入されたパイロット信号を含むN'個の第2信号のそれぞれをほぼ同時に送信する段階を有する方法。 - 前記非ゼロ複素重み付け段階は、連続アナログ位相掃引を使用して前記N'個の第1信号の中の少なくとも1つを位相偏移させる段階を有する請求項1に記載の方法。
- 前記非ゼロ複素重み付け段階は、所定のホッピングシーケンスを使用して前記N'個の第1信号の中の少なくとも1つを位相偏移させる段階を有する請求項1に記載の方法。
- 前記所定のホッピングシーケンスのホッピング重みは、Z個の状態を有するPSK信号点配置から得られ、すべての状態は、送信フレーム内で同一周波数でサンプリングされる請求項8に記載の方法。
- 前記所定のホッピングシーケンスのホッピング重みは、Z個の状態を有するPSK信号点配置から得られる請求項8に記載の方法。
- 前記空間-時間ブロック符号は、2×2STSブロック符号を有し、前記N'個の第1信号は、t1で送信される（S1W1-S2*W2）とt1で送信される（S2W1+S1*W2）のストリームを有し、W1及びW2は、それぞれ少なくとも2つのウォルシュ符号の直列連結である請求項1に記載の方法。
- 前記空間-時間ブロック符号は、2×2STSブロック符号を有し、前記N'個の第1信号は、t1で送信される（S1W1+S2W2）とt1で送信される（-S2*W1+S1*W2）のストリームを有し、W1及びW2は、それぞれ少なくとも2つのウォルシュ符号の直列連結である請求項1に記載の方法。
- 信号を送信する装置であって、
入力シンボルストリームと、
前記入力シンボルストリームを変換してN×N'直交空間-時間ブロック符号を有する変換結果を生成し、N'個の第1信号を生成するプロセッサと、
前記変換結果の前記N'個の第1信号の中の少なくとも1つを時間軸で非ゼロ複素重み付けして少なくとも1つの第2信号を生成する少なくとも1つの重み付け器であって、前記少なくと1つの第2の重み付けされた信号を、その生成元である前記N'個の第1信号の中の1つに対して位相偏移させる前記少なくとも1つの重み付け器と、
第1の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記変換結果の前記N'個の第1信号のそれぞれを、そして、第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記N'個の第2信号のそれぞれをほぼ同時に送信する送信機と、を有する装置。 - 前記入力シンボルストリームは、シンボルS1、S2を有し、前記空間-時間ブロック符号は、2×2空間-時間ブロック符号を有し、前記N'個の第1信号は、それぞれt1及びt2で送信された（S1、S2）とそれぞれt1及びt2で送信された（-S2*、S1*）のストリームを有する請求項13に記載の装置。
- 前記入力シンボルストリームは、シンボルS1、S2を有し、前記空間-時間ブロック符号は、2×2空間-時間ブロック符号を有し、前記N'個の第1信号は、それぞれt1及びt2で送信された（S1、-S2*）とそれぞれt1及びt2で送信された（S2、S1*）のストリームを有する請求項13に記載の装置。
- 前記第1の少なくとも1つのアンテナ及び前記第2の少なくとも1つのアンテナは、それぞれ第1の複数のN'個のアンテナと第2の複数のN'個のアンテナを有し、前記入力シンボルストリームは、トラフィックチャネルシンボルストリームを有し、かつ前記送信機は、
前記送信機においてN'個の共通パイロットチャネル信号を受信する少なくとも1つの入力と、
前記N'個の共通パイロットチャネル信号のそれぞれを時間軸で非ゼロ複素重み付けし、N'個の非ゼロ複素重み付けされた共通パイロットチャネル信号を生成する非ゼロ複素重み付け器と、を更に有し、
前記送信機は、前記第1の少なくとも1つのアンテナの中の別個の1つで前記N'個の共通パイロットチャネル信号のそれぞれを、そして、前記第2の少なくとも1つのアンテナの中の別個の1つで前記N'個の非ゼロ複素重み付けされた共通パイロットチャネル信号のそれぞれを更に送信する請求項13に記載の装置。 - 前記入力シンボルストリームは、トラフィックチャネルストリームを含む請求項13に記載の装置であって、
前記変換結果の前記N'個の第1信号の中の1つの後にN'個のパイロット信号のそれぞれを挿入し、挿入されたパイロット信号を含むN'個の第1信号を生成するマルチプレクサと、
前記の挿入されたパイロット信号を含むN'個の信号のそれぞれを時間軸で非ゼロ複素重み付けし、挿入されたパイロット信号を含むN'個の第2信号を生成する少なくとも1つの重み付け器と、を更に有し、
前記送信機は、第1の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記の挿入されたパイロット信号を含むN'個の第1信号のそれぞれを、そして、第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記の挿入されたパイロット信号を含むN'個の第2信号のそれぞれをほぼ同時に送信する請求項13に記載の装置。 - 前記少なくとも1つの重み付け器は、連続アナログ位相掃引を使用して前記N'個の第1信号の中の少なくとも1つを位相偏移させる請求項13に記載の装置。
- 前記少なくとも1つの重み付け器は、所定のホッピングシーケンスを使用して前記N'個の第1信号の中の少なくとも1つを位相偏移させる請求項13に記載の装置。
- 前記所定のホッピングシーケンスのホッピング重みは、送信フレームの連続スロットに対してZ個の可能な状態の順序をランダムに変えることにより、PSK信号点配置から得られる請求項19に記載の装置。
- 前記空間-時間ブロック符号は、2×2STSブロック符号を有し、前記N'個の第1信号は、t1で送信された（S1W1-S2*W2）とt1で送信された（S2W1+S1*W2）のストリームを有し、W1及びW2は、それぞれ少なくとも2つのウォルシュ符号の直列連結である請求項13に記載の装置。
- 前記空間-時間ブロック符号は、2×2STSブロック符号を有し、前記N'個の第1信号は、t1で送信された（S1W1+S2W2）とt1で送信された（-S2*W1+S1*W2）のストリームを有し、W1及びW2は、それぞれ少なくとも2つのウォルシュ符号の直列連結である請求項13に記載の装置。
- 複数のアンテナから信号を送信する方法であって、
送信機においてシンボルストリームを受信する段階と、
N×N'直交空間-時間ブロック符号を有し、N'個の第1信号を生成する変換結果を生成するために、前記入力シンボルストリームを変換する段階と、
少なくとも1つの第2信号を生成するために、前記変換結果の前記N'個の第1信号の中の少なくとも1つを時間軸で非ゼロ複素重み付けする段階であって、前記少なくとも1つの第2信号のそれぞれが、その生成元である前記N'個の第1信号の中の1つに対して位相偏移され、かつ、所定のホッピングシーケンスによって前記N'個の第1信号の中の少なくとも1つを位相偏移させる段階を有し、前記所定のホッピングシーケンスのホッピング重みは、8個の状態を備えるPSK信号点配置から得られ、前記所定のホッピングシーケンスは（0、135、270、45、180、315、90、225）度である前記非ゼロ複素重み付けする段階と、
第1の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記変換結果の前記N'個の第1信号のそれぞれを、そして、第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記少なくとも1つの第2信号のそれぞれをほぼ同時に送信する段階と、を有する方法。 - 信号を送信する装置であって、
入力シンボルストリームと、
前記入力シンボルストリームを変換してN×N'直交空間-時間ブロック符号を有し、N'個の第1信号を生成する変換結果を生成するプロセッサと、
前記変換結果の前記N'個の第1信号の中の少なくとも1つを時間軸で非ゼロ複素重み付けして少なくとも1つの第2信号を生成し、前記少なくとも1つの第2の重み付けされた信号のそれぞれを、その生成元である前記N'個の第1信号の中の1つに対して位相偏移する少なくとも1つの重み付け器であって、前記の非ゼロ複素重み付けは、所定のホッピングシーケンスによって前記N'個の第1信号の中の少なくとも1つを位相偏移させる段階を有し、前記所定のホッピングシーケンスのホッピング重みは、8個の状態を備えるPSK信号点配置から得られ、前記所定のホッピングシーケンスは（0、135、270、45、180、315、90、225）度である前記少なくとも1つの重み付け器と、
第1の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記変換結果の前記N'個の第1信号のそれぞれを、そして、第2の少なくとも1つのアンテナの中の1つで前記N'個の第2信号のそれぞれをほぼ同時に送信する送信機と、を有する装置。
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