JP2005340774A - Driving circuit for laser diode and semiconductor device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、レーザーダイオードの点灯／消灯を高速に切り換えることが可能なレーザーダイオードの駆動回路及び半導体装置に関するものである。 The present invention relates to a laser diode driving circuit and a semiconductor device capable of switching on / off of a laser diode at high speed.
従来のレーザーダイオードの駆動回路は、レーザーダイオードを発光させる際に駆動電流をレーザーダイオードに供給する駆動電流供給回路の他に、その駆動電流の立ち上がりを速めるため、その駆動電流の立ち上がり時に、立ち上がり促進用の補助電流をレーザーダイオードに供給する補助電流供給回路が設けられている。
また、その駆動電流の立ち下がりを速めるため、その駆動電流の立ち下がり時に、その駆動電流から電流を引き抜く電流引抜回路が設けられている。
このように、補助電流供給回路と電流引抜回路が設けられていることにより、レーザーダイオードの点灯／消灯を高速に切り換えることが可能になる。
In addition to the drive current supply circuit that supplies the drive current to the laser diode when the laser diode emits light, the conventional laser diode drive circuit accelerates the rise of the drive current in order to accelerate the rise of the drive current. An auxiliary current supply circuit for supplying an auxiliary current to the laser diode is provided.
In order to speed up the fall of the drive current, a current drawing circuit is provided that draws a current from the drive current when the drive current falls.
Thus, by providing the auxiliary current supply circuit and the current drawing circuit, it is possible to switch on / off the laser diode at high speed.
上記の従来例の他に、レーザーダイオードに供給する駆動電流が最大電流になるとき、スイッチング制御波形のデューティが１００％になるように、スイッチング制御波形の振幅を制御して、スイッチング素子の消費電力を低減するレーザーダイオードの駆動回路が、以下の特許文献１に開示されている。
しかし、以下の特許文献１は、レーザーダイオードの点灯／消灯を高速に切り換える技術や、レーザーダイオードに供給する駆動電流の波形を整える技術は開示していない。
In addition to the above conventional example, when the drive current supplied to the laser diode reaches the maximum current, the switching control waveform amplitude is controlled so that the duty of the switching control waveform becomes 100%, and the power consumption of the switching element A laser diode driving circuit for reducing the above is disclosed in
However,
従来のレーザーダイオードの駆動回路は以上のように構成されているので、レーザーダイオードの点灯／消灯を高速に切り換えることができる。しかし、レーザーダイオードに供給する駆動電流の立ち上がり時に発生するオーバーシュートの直後に駆動電流が大きく落ち込み、また、レーザーダイオードに供給する駆動電流の立ち下がり時に発生するアンダーシュートの直後に駆動電流が大きく盛り上がるため、その駆動電流が矩形波にならず、別途、その駆動電流の波形を矩形波に補正する波形補正回路が必要になるなどの課題があった。 Since the conventional laser diode drive circuit is configured as described above, the laser diode can be switched on / off at high speed. However, the drive current drops significantly immediately after the overshoot that occurs when the drive current supplied to the laser diode rises, and the drive current rises immediately after the undershoot that occurs when the drive current supplied to the laser diode falls. For this reason, there is a problem that the drive current does not become a rectangular wave, and a waveform correction circuit for correcting the waveform of the drive current to a rectangular wave is required separately.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、別途、波形補正回路を設けることなく、レーザーダイオードに供給する駆動電流の波形を矩形波に近づけることができるレーザーダイオードの駆動回路及び半導体装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. A laser diode driving circuit capable of bringing the waveform of the driving current supplied to the laser diode closer to a rectangular wave without separately providing a waveform correction circuit. And it aims at obtaining a semiconductor device.
この発明に係るレーザーダイオードの駆動回路は、駆動電流供給回路から供給される駆動電流の立ち上がり時に発生するオーバーシュートの後の駆動電流の下降を軽減する抑制電流をレーザーダイオードに供給する抑制電流供給回路を設けたものである。 A laser diode drive circuit according to the present invention includes a suppression current supply circuit that supplies a suppression current to a laser diode that reduces a decrease in drive current after an overshoot that occurs when the drive current supplied from the drive current supply circuit rises. Is provided.
この発明によれば、駆動電流供給回路から供給される駆動電流の立ち上がり時に発生するオーバーシュートの後の駆動電流の下降を軽減する抑制電流をレーザーダイオードに供給するように構成したので、別途、波形補正回路を設けることなく、レーザーダイオードに供給する駆動電流の波形を矩形波に近づけることができる効果がある。 According to the present invention, the suppression current for reducing the decrease in the drive current after the overshoot that occurs at the rise of the drive current supplied from the drive current supply circuit is supplied to the laser diode. There is an effect that the waveform of the drive current supplied to the laser diode can be made close to a rectangular wave without providing a correction circuit.
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーザーダイオードの駆動回路を示す構成図であり、図において、レーザーダイオード１は駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの供給を受けると発光し、レーザーダイオード１はカソードが接地されているダイオードＤ１と、ダイオードＤ１と並列に接続されたコンデンサＣ１と、ダイオードＤ１のアノードに接続されたインダクタＬ１とから構成されている。
FIG. 1 is a block diagram showing a laser diode drive circuit according to
ダンピング回路２はレーザーダイオード１に供給する駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時や立ち下がり時に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを小さくするために、レーザーダイオード１と並列に接続されており、ダンピング回路２は抵抗素子Ｒ１とコンデンサＣ２から構成されている。
The
電流源４は電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けてバイアス電流Ｉｂｉａｓを生成し、そのバイアス電流Ｉｂｉａｓをレーザーダイオード１に定常的に供給する。レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅがバイアス電流Ｉｂｉａｓ以下であれば、レーザーダイオード１は発光せず、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅがバイアス電流Ｉｂｉａｓを超えるとレーザーダイオード１が発光するので、バイアス電流Ｉｂｉａｓは閾値電流としてレーザーダイオード１に供給される。
発光電流供給回路５は電流源５ａとスイッチＳＷ１から構成されており、電流源５ａは電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて発光電流Ｉ１を生成し、スイッチＳＷ１はレーザーダイオード１を発光させる際にオンになり、電流源５ａにより生成された発光電流Ｉ１をレーザーダイオード１に供給する。
なお、発光電流供給回路５と電流源４から駆動電流供給回路が構成されている。
The
The light emission
The light emission
補助電流供給回路６は電流源６ａとスイッチＳＷ２から構成されており、電流源６ａは電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、発光電流供給回路５から供給される発光電流Ｉ１の立ち上がり（レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がりに相当）を促進する補助電流としてブースト電流Ｉ２を生成する。スイッチＳＷ２は発光電流Ｉ１の立ち上がり時にオンになり、電流源６ａにより生成されたブースト電流Ｉ２をレーザーダイオード１に供給する。
The auxiliary
電流引抜回路７は電流源７ａとスイッチＳＷ３から構成されており、電流源７ａは電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、発光電流供給回路５から供給される発光電流Ｉ１の立ち下がり（レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち下がりに相当）を促進する引抜電流Ｉ３を生成する。スイッチＳＷ３は発光電流Ｉ１の立ち下がり時にオンになり、その発光電流Ｉ１から電流源７ａにより生成された引抜電流Ｉ３を引き抜いてグランドに流すようにする。
The
抑制電流供給回路８は電流源８ａとスイッチＳＷ４から構成されており、電流源８ａは電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、発光電流供給回路５から供給される発光電流Ｉ１の立ち上がり時（レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時に相当）に発生するオーバーシュートの直後に生じる発光電流Ｉ１の下降を軽減する抑制電流Ｉ４を生成する。スイッチＳＷ４はオーバーシュートの発生直後にオンになり、電流源８ａにより生成された抑制電流Ｉ４をレーザーダイオード１に供給する。
The suppression
上昇抑制回路９は電流源９ａとスイッチＳＷ５から構成されており、電流源９ａは電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、発光電流供給回路５から供給される発光電流Ｉ１の立ち下がり時（レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち下がり時に相当）に発生するアンダーシュートの直後に生じる発光電流Ｉ１の上昇を軽減する抑制電流Ｉ５を生成する。スイッチＳＷ５はアンダーシュートの発生直後にオンになり、その発光電流Ｉ１から電流源９ａにより生成された抑制電流Ｉ５を引き抜いてグランドに流すようにする。
The
次に動作について説明する。
電流源４は、電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けてバイアス電流Ｉｂｉａｓを生成し、そのバイアス電流Ｉｂｉａｓをレーザーダイオード１に定常的に供給する。
ここで、レーザーダイオード１は、図３に示すように、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅがバイアス電流Ｉｂｉａｓ以下であれば発光せず、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅがバイアス電流Ｉｂｉａｓを超えると発光する。
したがって、レーザーダイオード１の発光制御は、バイアス電流Ｉｂｉａｓを定常的にレーザーダイオード１に供給し、発光電流Ｉ１の供給を制御することにより行う。
Next, the operation will be described.
The
Here, as shown in FIG. 3, the
Therefore, the light emission control of the
発光電流供給回路５の電流源５ａは、電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて発光電流Ｉ１を生成する。
そして、発光電流供給回路５は、図２に示すように、レーザーダイオード１を発光させる際にスイッチＳＷ１をオンにして、電流源５ａにより生成された発光電流Ｉ１をレーザーダイオード１に供給する。
The current source 5a of the light emission
As shown in FIG. 2, the light emission
これにより、レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（＝発光電流Ｉ１＋バイアス電流Ｉｂｉａｓ）が立ち上がるが、レーザーダイオード１を消灯状態から速やかに点灯状態に切り換えるため、補助電流供給回路６がブースト電流Ｉ２をレーザーダイオード１に供給する。
即ち、補助電流供給回路６の電流源６ａは、電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（＝発光電流Ｉ１＋バイアス電流Ｉｂｉａｓ）の立ち上がりを促進するブースト電流Ｉ２を生成する。
そして、補助電流供給回路６は、図２に示すように、発光電流供給回路５のスイッチＳＷ１がオンになるのと同時にスイッチＳＷ２をオンにして、電流源６ａにより生成されたブースト電流Ｉ２をレーザーダイオード１に供給する。
As a result, the drive current Idrive (= light emission current I1 + bias current Ibias) supplied to the
That is, the current source 6a of the auxiliary
Then, as shown in FIG. 2, the auxiliary
これにより、レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅが、発光電流Ｉ１＋バイアス電流Ｉｂｉａｓ＋ブースト電流Ｉ２になり、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がりが急峻になるが、レーザーダイオード１にはインダクタＬ１とコンデンサＣ１を含んでいるので、その共振現象により、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時にオーバーシュートが発生するとともに、その直後に駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの電流値が大きく落ち込み、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの波形が矩形波にならなくなる（図４を参照）。図４は抑制電流供給回路８及び上昇抑制回路９が実装されていない場合の信号波形図である。
As a result, the drive current Idrive supplied to the
抑制電流供給回路８は、オーバーシュートの直後の駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの電流値の落ち込みを軽減するため、抑制電流Ｉ４をレーザーダイオード１に供給する。
即ち、抑制電流供給回路８の電流源８ａは、電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、オーバーシュートの直後に生じる駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（＝発光電流Ｉ１＋バイアス電流Ｉｂｉａｓ）の電流値の落ち込みを軽減する抑制電流Ｉ４を生成する。
そして、抑制電流供給回路８は、図２に示すように、オーバーシュートの発生直後にスイッチＳＷ４をオンにして、電流源８ａにより生成された抑制電流Ｉ４をレーザーダイオード１に供給する。
The suppression
That is, the
Then, as shown in FIG. 2, the suppression
次に、レーザーダイオード１を点灯状態から消灯状態に切り換える場合について説明する。
発光電流供給回路５は、レーザーダイオード１を消灯させる場合、図２に示すように、スイッチＳＷ１をオフにして、レーザーダイオード１に対する発光電流Ｉ１の供給を停止する。
Next, a case where the
When the
これにより、レーザーダイオード１に供給されている駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（＝バイアス電流Ｉｂｉａｓ）が立ち下がるが、レーザーダイオード１を点灯状態から速やかに消灯状態に切り換えるため、電流引抜回路７が駆動電流Ｉｄｒｉｖｅから電流を引き抜くようにする。
即ち、電流引抜回路の電流源７ａは、電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（＝バイアス電流Ｉｂｉａｓ）の立ち下がりを促進する引抜電流Ｉ３を生成する。
そして、電流引抜回路は、図２に示すように、発光電流供給回路５のスイッチＳＷ１がオフになるのと同時にスイッチＳＷ３をオンにして、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（＝バイアス電流Ｉｂｉａｓ）から電流源７ａにより生成された引抜電流Ｉ３を引き抜いてグランドに流すようにする。
As a result, the drive current Idrive (= bias current Ibias) supplied to the
That is, the
Then, as shown in FIG. 2, the current drawing circuit turns on the switch SW3 at the same time as the switch SW1 of the light emission
これにより、レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅが、バイアス電流Ｉｂｉａｓ−引抜電流Ｉ３になり、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち下がりが急峻になるが、レーザーダイオード１にはインダクタＬ１とコンデンサＣ１を含んでいるので、その共振現象により、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち下がり時にアンダーシュートが発生するとともに、その直後に駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの電流値が大きく上昇し、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの波形が矩形波にならなくなる（図４を参照）。図４は抑制電流供給回路８及び上昇抑制回路９が実装されていない場合の信号波形図である。
As a result, the drive current Idrive supplied to the
上昇抑制回路９は、アンダーシュートの直後に生じる駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの上昇を軽減するため、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅから電流を引き抜くようにする。
即ち、上昇抑制回路９の電流源９ａは、電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、アンダーシュートの直後に生じる駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（＝バイアス電流Ｉｂｉａｓ）の電流値の上昇を軽減する抑制電流Ｉ５を生成する。
そして、上昇抑制回路９は、図２に示すように、アンダーシュートの発生直後にスイッチＳＷ５をオンにして、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（＝バイアス電流Ｉｂｉａｓ）から電流源９ａにより生成された抑制電流Ｉ５を引き抜いてグランドに流すようにする。
The
That is, the
Then, as shown in FIG. 2, the
なお、図５は抑制電流供給回路８及び上昇抑制回路９が実装されている場合の駆動電流Ｉｄｒｉｖｅを示す波形図であり、図６は抑制電流供給回路８及び上昇抑制回路９が実装されていない場合の駆動電流Ｉｄｒｉｖｅを示す波形図である。
5 is a waveform diagram showing the drive current Idrive when the suppression
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時に発生するオーバーシュートの直後の駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの下降を軽減する抑制電流Ｉ４をレーザーダイオード１に供給するように構成したので、別途、波形補正回路を設けることなく、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時の波形を矩形波に近づけることができる効果を奏する。
また、この実施の形態１によれば、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち下がり時に発生するアンダーシュートの直後の駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの上昇を抑制する抑制電流Ｉ５を引き抜くように構成したので、別途、波形補正回路を設けることなく、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち下がり時の波形を矩形波に近づけることができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the first embodiment, the suppression current I4 that reduces the decrease in the drive current Idrive immediately after the overshoot that occurs at the rise of the drive current Idrive is supplied to the
Further, according to the first embodiment, since the suppression current I5 that suppresses the increase in the drive current Idrive immediately after the undershoot that occurs when the drive current Idrive falls, the waveform correction circuit is separately provided. Without providing, there is an effect that the waveform at the time of falling of the drive current Idrive can be made close to a rectangular wave.
実施の形態２．
上記実施の形態１では、レーザーダイオード１におけるダイオードＤ１のカソードが接地されているものについて示したが、図７に示すように、レーザーダイオード１におけるダイオードＤ１のアノードが電源３に接続されるようにしてもよく、上記実施の形態１と同様の効果を奏することができる。
In the first embodiment, the
実施の形態３．
図８はこの発明の実施の形態３によるレーザーダイオードの駆動回路を示す構成図であり、図において、駆動電流供給回路１１は電圧Ｖｐｐを発生する電源と、その電源から電圧Ｖｐｐの供給を受けて電流パルスＩＬＤ（駆動電流）を生成する電流源ＣＳ１と、その電流源ＣＳ１とレーザーダイオードＬＤ１の間に配置されているスイッチＳＷ１１との直列回路から構成されており、レーザーダイオードＬＤ１を発光させる際に電流パルスＩＬＤをレーザーダイオードＬＤ１に供給する。
スナバ回路であるダンピング回路１２はレーザーダイオードＬＤ１と並列に接続され、駆動電流供給回路１１からレーザーダイオードＬＤ１に供給される電流パルスＩＬＤの立ち上がり時に発生するオーバーシュート及び電流パルスＩＬＤの立ち下がり時に発生するアンダーシュートを抑制する機能を備えている。なお、ダンピング回路１２はコンデンサＣ１１及びスイッチＳＷ１２の直列回路と、コンデンサＣ１２及びスイッチＳＷ１３の直列回路と、コンデンサＣ１３及びスイッチＳＷ１４の直列回路とが並列に接続され、それらの並列回路が抵抗素子Ｒ１１と直列に接続されている構成である。
コンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３の容量値は、それぞれ異なる値であってもよいし、全部又は―部が同じ値であってもよい。
FIG. 8 is a block diagram showing a laser diode drive circuit according to
A dumping
Capacitance values of the capacitors C11, C12, and C13 may be different from each other, or may be the same value for all or the − parts.
このように、この実施の形態１では、レーザーダイオードＬＤ１と並列に設けられているダンピング回路１２が、抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１１の直列回路からなる第１スナバ回路と、抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１２の直列回路からなる第２スナバ回路と、抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１３の直列回路からなる第３スナバ回路とから構成され、スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４の何れか―つ、あるいは、全部または―部を閉路することにより、全部または―部のスナバ回路を有効にして、ダンピング回路１２の容量値を可変できる構成とされている。スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４の個別設定操作は、制御回路に依ってもよく、また手換作に依ってもよい。
As described above, in the first embodiment, the damping
スイッチＳＷ１１を閉路すると、駆動電流供給回路１１の電流源ＣＳから出力される電流は、レーザーダイオードＬＤ１と、ダンピング回路１２における３つのスナバ回路の全部または―部に流入する。
ダンピング回路１２におけるスナバ回路は、レーザーダイオードＬＤ１に供給される高速の電流パルスＩＬＤの波形に生じるリンギングを抑制し、光出力波形に現れるオーバーシュートやアンダーシュートを低減する働きがある。
When the switch SW11 is closed, the current output from the current source CS of the drive
The snubber circuit in the damping
したがって、特性の異なるレーザーダイオードＬＤ１を取り替えて使用する場合、スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４の開閉を適宜制御すれば、個々のレーザーダイオードＬＤ１毎に、ダンピング回路１２の時定数を適切な値に設定変更して、光出力波形の微調整を行うことができるので、個々のレーザーダイオードＬＤ１毎に光出力波形に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを十分に低く抑えることができる。
Therefore, when the laser diode LD1 having different characteristics is replaced and used, the time constant of the damping
また、このようにダンピング回路１２の容量値を可変する構成のレーザーダイオードの駆動回路を光ピックアップ集積回路に内蔵すれば、個々に異なる電気的特性を持つレーザーダイオードを接続して使用する場合、ダンピング回路１２の容量値を、使用するレーザーダイオードの特性に合う値に設定変更することができるので、光ピックアップ製造時に行う光出力波形の微調整作業を容易化することができる。
In addition, if a laser diode drive circuit configured to vary the capacitance value of the damping
実施の形態４．
図９はこの発明の実施の形態４によるレーザーダイオードの駆動回路を示す構成図であり、図において、図８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
スナバ回路であるダンピング回路１３はレーザーダイオードＬＤ１と並列に接続され、駆動電流供給回路１１からレーザーダイオードＬＤ１に供給される電流パルスＩＬＤの立ち上がり時に発生するオーバーシュート及び電流パルスＩＬＤの立ち下がり時に発生するアンダーシュートを抑制する機能を備えている。なお、ダンピング回路１３は抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１１（容量素子）の直列回路から構成されている。
FIG. 9 is a block diagram showing a laser diode drive circuit according to
A dumping
充電手段である充電回路１４は電圧Ｖｐｐを発生する電源と、その電源から電圧Ｖｐｐの供給を受けて充電電流（外部回路により設定された電流）を供給する電流源ＣＳ２と、一端が電流源ＣＳ２と接続され、他端がダンピング回路１３の抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１１の接続端に接続されているスイッチＳＷ１５との直列回路から構成されており、駆動電流供給回路１１からレーザーダイオードＬＤ１に対する電流パルスＩＬＤの供給が開始された直後の所定期間中、ダンピング回路１３のコンデンサＣ１１に電荷を充電する機能を備えている。
The charging
放電手段である放電回路１５は一端がスイッチＳＷ１５の他端と接続されているスイッチＳＷ１６と、一端がスイッチＳＷ１６の他端と接続される一方、他端が接地（グランド）と接続され、外部回路により設定された電流を供給する電流源ＣＳ３との直列回路から構成されており、駆動電流供給回路１１からレーザーダイオードＬＤ１に対する電流パルスＩＬＤの供給が停止された直後の所定期間中、ダンピング回路１３のコンデンサＣ１１に充電されている電荷を引き抜く機能を備えている。
切替制御回路ＣＮＴ１はスイッチＳＷ１１，ＳＷ１５，ＳＷ１６の開閉を個別に制御する機能を備えている。
The
The switching control circuit CNT1 has a function of individually controlling opening and closing of the switches SW11, SW15, and SW16.
図１０は図９のレーザーダイオードの駆動回路の動作を説明するタイミングチャート図である。図１０において、切替制御回路ＣＮＴ１によりスイッチＳＷ１１が閉路（ＯＮ）されている期間中、駆動電流供給回路１１の電流源ＣＳ１から出力された高速の電流パルスＩＬＤがスイッチＳＷ１１を介してレーザーダイオードＬＤ１に供給される。
このとき、スイッチＳＷ１５は、切替制御回路ＣＮＴ１によって、スイッチＳＷ１１が閉路された直後の所定時間Ｔ１だけ閉路するように制御される。
また、スイッチＳＷ１６は、切替制御回路ＣＮＴ１によって、スイッチＳＷ１１が開路された直後の所定時間Ｔ２だけ閉路するように制御される。
FIG. 10 is a timing chart for explaining the operation of the laser diode drive circuit of FIG. In FIG. 10, during the period in which the switch SW11 is closed (ON) by the switching control circuit CNT1, the high-speed current pulse ILD output from the current source CS1 of the drive
At this time, the switch SW15 is controlled by the switching control circuit CNT1 so as to be closed for a predetermined time T1 immediately after the switch SW11 is closed.
Further, the switch SW16 is controlled by the switching control circuit CNT1 so as to be closed for a predetermined time T2 immediately after the switch SW11 is opened.
ここで、スイッチＳＷ１１が閉路された直後の状態を説明する。
駆動電流供給回路１１の電流源ＣＳ１から出力された電流は、レーザーダイオードＬＤ１に流入する電流パルスＩＬＤと、抵抗素子Ｒ１１を介してダンピング回路１３のコンデンサＣ１１に流入する電流とに分かれる。
レーザーダイオードＬＤ１のアノード電位は、流入する電流パルスＩＬＤの値によって決まるが、コンデンサＣ１１には、抵抗素子Ｒ１との接続端の電位Ｖ１（コンデンサＣ１１の端子電圧Ｖ１）がレーザーダイオードＬＤ１のアノード電位と等しくなるまで電流が流入する。
したがって、ダンピング回路１３がレーザーダイオードＬＤ１と並列に接続されていない場合よりも、レーザーダイオードＬＤ１に流れる電流パルスＩＬＤの立ち上がり時間Ｔ１が長くなる。
Here, a state immediately after the switch SW11 is closed will be described.
The current output from the current source CS1 of the drive
The anode potential of the laser diode LD1 is determined by the value of the inflowing current pulse ILD, but the capacitor V11 has a potential V1 (terminal voltage V1 of the capacitor C11) connected to the resistance element R1 and the anode potential of the laser diode LD1. Current flows until they are equal.
Therefore, the rising time T1 of the current pulse ILD flowing through the laser diode LD1 becomes longer than when the damping
ただし、この実施の形態４では、スイッチＳＷ１１が閉路された直後における電流パルスＩＬＤの立ち上がり時間Ｔ１の期間中、スイッチＳＷ１１の閉路と同時にスイッチＳＷ１５が閉路されて、充電回路１４の電流源ＣＳ２から充電電流である電流パルスがダンピング回路１３のコンデンサＣ１１に供給される。このため、コンデンサＣ１１の端子電圧Ｖ１が速やかにレーザーダイオードＬＤ１のアノード電位と等しくなる。
この結果、駆動電流供給回路１１の電流源ＣＳ１から出力された電流の大部分がレーザーダイオードＬＤ１に供給されるので、レーザーダイオードＬＤ１に流れる電流パルスＩＬＤの立ち上がり時間Ｔ１が短くなる。
However, in the fourth embodiment, during the rise time T1 of the current pulse ILD immediately after the switch SW11 is closed, the switch SW15 is closed simultaneously with the closing of the switch SW11, and charging is performed from the current source CS2 of the charging
As a result, most of the current output from the current source CS1 of the drive
その後、切替制御回路ＣＮＴ１によって、スイッチＳＷ１５が開路され、充電回路１４の電流源ＣＳ２と遮断された後は、ダンピング回路１３のコンデンサＣ１１には、再び、抵抗素子Ｒ１１を介して、駆動電流供給回路１１の電流源ＣＳ１から出力された電流が流れ込み充電される。
これにより、レーザーダイオードＬＤ１に流れる電流パルスＩＬＤの波形の変化が緩やかになる。
したがって、ダンピング回路１３の抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１１の値が適切な値に調節されていれば、レーザーダイオードＬＤ１に流れる電流パルスＩＬＤの立ち上がり後に生じるリンギングを抑えることができる。
Thereafter, after the switch SW15 is opened by the switching control circuit CNT1 and is disconnected from the current source CS2 of the charging
Thereby, the change in the waveform of the current pulse ILD flowing through the laser diode LD1 becomes gradual.
Therefore, if the values of the resistance element R11 and the capacitor C11 of the damping
次に、スイッチＳＷ１１が開路された直後の状態を説明する。
スイッチＳＷ１１が開路された直後における電流パルスＩＬＤの立ち下がり時間Ｔ２の期間中、切替制御回路ＣＮＴ１によって、スイッチＳＷ１６が閉路される。これにより、適切に調節された放電回路１５の電流源ＣＳ３がダンピング回路１３のコンデンサＣ１１に充電されている電荷を引き抜くように作用する。
ここで、電流源ＣＳ３の電流値は、スイッチＳＷ１１の開路時におけるレーザーダイオードＬＤ１のアノード電位とコンデンサＣ１１の端子電圧Ｖ１とが等しくなるように調節されている。
Next, a state immediately after the switch SW11 is opened will be described.
During the fall time T2 of the current pulse ILD immediately after the switch SW11 is opened, the switch SW16 is closed by the switching control circuit CNT1. As a result, the current source CS3 of the
Here, the current value of the current source CS3 is adjusted so that the anode potential of the laser diode LD1 and the terminal voltage V1 of the capacitor C11 are equal when the switch SW11 is opened.
その後、切替制御回路ＣＮＴ１によって、スイッチＳＷ１６が開路され、放電回路１５の電流源ＣＳ３と遮断された後は、レーザーダイオードＬＤ１に流れる電流パルスＩＬＤは、抵抗素子Ｒ１１、コンデンサＣ１１、レーザーダイオードＬＤ１などが有する抵抗成分、容量成分及びインダクタンス成分で決まる時定数で変化することになるので、抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１１の値が適切な値に調節された状態では、リンギングを抑えることができる。
After that, after the switch SW16 is opened by the switching control circuit CNT1 and cut off from the current source CS3 of the
このように、この実施の形態４によれば、光出力波形に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを十分に低く抑えることができるとともに、光出力波形の立ち上がりや立ち下がりの時間を短縮することがてきる効果を奏する。
また、スイッチＳＷ１５，ＳＷ１６の閉路時間（パルス幅）と電流源ＣＳ２，ＣＳ３の電流値（振幅値）とを任意の値に制御する切替制御回路ＣＮＴ１を設けているので、レーザーダイオードＬＤ１の寄生素子成分が異なる場合でも、柔軟に対応することができる効果を奏する。
As described above, according to the fourth embodiment, the overshoot and undershoot generated in the optical output waveform can be suppressed sufficiently low, and the rise and fall times of the optical output waveform can be shortened. Has an effect.
Further, since the switching control circuit CNT1 for controlling the closing time (pulse width) of the switches SW15 and SW16 and the current values (amplitude values) of the current sources CS2 and CS3 to an arbitrary value is provided, a parasitic element of the laser diode LD1 Even when the components are different, there is an effect that can be flexibly dealt with.
実施の形態５．
図１１はこの発明の実施の形態５によるレーザーダイオードの駆動回路を示す構成図である。
この実施の形態５では、上記実施の形態４に対する変形例を示している。図１１において、レーザーダイオードＬＤ１のアノードは、電圧ＶｐｐＬＤを供給する電源に接続され、レーザーダイオードＬＤ１のカソードは、抵抗素子Ｒ１１の一端とスイッチＳＷ１１の一端とに接続されている。スイッチＳＷ１１の他端と接地（クランド）との間には電流源ＣＳ１が接続されている。また、抵抗素子Ｒ１１の他端と接地（クランド）との間にはコンデンサＣ１１が接続されている。
FIG. 11 is a block diagram showing a laser diode drive circuit according to
In the fifth embodiment, a modification to the fourth embodiment is shown. In FIG. 11, the anode of the laser diode LD1 is connected to a power source that supplies the voltage VppLD, and the cathode of the laser diode LD1 is connected to one end of the resistance element R11 and one end of the switch SW11. A current source CS1 is connected between the other end of the switch SW11 and the ground. Further, a capacitor C11 is connected between the other end of the resistance element R11 and the ground.
電源（電圧ＶｐｐＬＤ）と接地（グランド）との間には、上記実施の形態４における図９と同様の関係で、電流源ＣＳ２、スイッチＳＷ１５、スイッチＳＷ１６及び電流源ＣＳ３が配置されている。ただし、図１１の例では、図９の切替制御回路ＣＮＴ１に代えて切替制御回路ＣＮＴ２が設けられている。
切替制御回路ＣＮＴ２は、図１２に示すように、スイッチＳＷ１６を電流パルスＩＬＤの立ち上がり時に制御し、スイッチＳＷ１５を電流パルスＩＬＤの立ち下がり時に制脚するようにしている。
Between the power supply (voltage VppLD) and ground (ground), the current source CS2, the switch SW15, the switch SW16, and the current source CS3 are arranged in the same relationship as in FIG. 9 in the fourth embodiment. However, in the example of FIG. 11, a switching control circuit CNT2 is provided instead of the switching control circuit CNT1 of FIG.
As shown in FIG. 12, the switching control circuit CNT2 controls the switch SW16 when the current pulse ILD rises, and controls the switch SW15 when the current pulse ILD falls.
図１２は図１１のレーザーダイオードの駆動回路の動作を説明するタイミングチャート図である。
レーザーダイオードＬＤ１のアノードは、電源（電圧ＶｐｐＬＤ）に接続されているので、切替制御回路ＣＮＴ２によってスイッチＳＷ１１が閉路され、レーザーダイオードＬＤ１のカソードが、スイッチＳＷ１１を介して駆動電流供給回路１１の電流源ＣＳ１に接続されると、電流源ＣＳ１が外部回路により設定された電流をレーザーダイオードＬＤ１から引き抜くように流すので、レーザーダイオードＬＤ１に電流パルスＩＬＤが流れる。
FIG. 12 is a timing chart for explaining the operation of the laser diode drive circuit of FIG.
Since the anode of the laser diode LD1 is connected to the power supply (voltage VppLD), the switch SW11 is closed by the switching control circuit CNT2, and the cathode of the laser diode LD1 is the current source of the drive
このとき、スイッチＳＷ１１が閉路された直後の電流パルスＩＬＤの立ち上がり時間Ｔ１の期間中では、同時に切替制御回路ＣＮＴ２によってスイッチＳＷ１６が閉路され、放電回路１５の電流源ＣＳ３によってダンピング回路１３におけるコンデンサＣ１１の充電電荷の引き抜きが行われる。
これによって、レーザーダイオードＬＤ１に流れる電流パルスＩＬＤの立ち上がり時間を短くすることができる。切替制御回路ＣＮＴ２によってスイッチＳＷ１６が閉路された後は、上記実施の形態４と同様の状態になるので、同様に波形の安定化が行われる。また、スイッチＳＷ１１の開路直前の立ち下がり時間Ｔ２の期間中では、切替制御回路ＣＮＴ２によってスイッチＳＷ１５が閉路され、充電回路１４の電流源ＣＳ２によってダンピング回路１３におけるコンデンサＣ１１が充電される。
これによって、上記実施の形態４と同様に波形の安定化が行われる。
At this time, during the period of the rising time T1 of the current pulse ILD immediately after the switch SW11 is closed, the switch SW16 is closed at the same time by the switching control circuit CNT2, and the capacitor C11 in the damping
As a result, the rise time of the current pulse ILD flowing through the laser diode LD1 can be shortened. After the switch SW16 is closed by the switching control circuit CNT2, since the state is the same as in the fourth embodiment, the waveform is similarly stabilized. Further, during the period of the falling time T2 immediately before the switch SW11 is opened, the switch SW15 is closed by the switching control circuit CNT2, and the capacitor C11 in the damping
As a result, the waveform is stabilized as in the fourth embodiment.
このように、この実施の形態５によれば、レーザーダイオードＬＤ１と電流源ＣＳ１の位置関係を入れ替えても、上記実施の形態４と同様の作用、効果が得られる。 Thus, according to the fifth embodiment, even if the positional relationship between the laser diode LD1 and the current source CS1 is switched, the same operation and effect as in the fourth embodiment can be obtained.
実施の形態６．
図１３はこの発明の実施の形態６によるレーザーダイオードの駆動回路を示す構成図である。
この実施の形態６では、上記実施の形態４に対する拡張例を示している。
図１３の例では、上記実施の形態４における図９の構成に、電流源ＣＳ４，ＣＳ５及びスイッチＳＷ１７，ＳＷ１８が追加されている。また、図９の切替制御回路ＣＮＴ１に代えて切替制御回路ＣＮＴ３が設けられている。ここでは、追加部分の構成を説明する。
FIG. 13 is a block diagram showing a laser diode drive circuit according to
In the sixth embodiment, an example of extension to the fourth embodiment is shown.
In the example of FIG. 13, current sources CS4 and CS5 and switches SW17 and SW18 are added to the configuration of FIG. 9 in the fourth embodiment. Further, a switching control circuit CNT3 is provided instead of the switching control circuit CNT1 of FIG. Here, the configuration of the additional portion will be described.
電源（電圧ＶＰＰ）は、電流源ＣＳ４を介してスイッチＳＷ１７の一端に接続され、スイッチＳＷ１７の他端は、スイッチＳＷ１１の他端とスイッチＳＷ１８の一端とに接続されている。
スイッチＳＷ１８の他端は、電流源ＣＳ５を介して接地（グランド）に接続されている。そして、切替制御回路ＣＮＴ３は、図１４に示すように、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１５，ＳＷ１６，ＳＷ１７，ＳＷ１８の開閉を個別に制御する機能を備えている。
なお、電流源ＣＳ４，ＣＳ５及びスイッチＳＷ１７，ＳＷ１８から駆動手段が構成されている。
The power supply (voltage VPP) is connected to one end of the switch SW17 via the current source CS4, and the other end of the switch SW17 is connected to the other end of the switch SW11 and one end of the switch SW18.
The other end of the switch SW18 is connected to the ground (ground) via the current source CS5. As shown in FIG. 14, the switching control circuit CNT3 has a function of individually controlling opening and closing of the switches SW11, SW15, SW16, SW17, and SW18.
The current sources CS4 and CS5 and the switches SW17 and SW18 constitute driving means.
図１４は図１３のレーザーダイオードの駆動回路の動作を説明するタイミングチャート図である。
図１４に示すように、スイッチＳＷ１７は、スイッチＳＷ１５と同様に、切替制御回路ＣＮＴ３によって、スイッチＳＷ１１が閉路された直後における電流パルスＩＬＤの立ち上がり時間Ｔ１の期間中に閉路される。
スイッチＳＷ１８は、スイッチＳＷ１６と同様に、切替制御回路ＣＮＴ３によって、スイッチＳＷ１１が開路された直後における電流パルスＩＬＤの立ち下がり時間Ｔ２の期間中に閉路される。
FIG. 14 is a timing chart illustrating the operation of the laser diode drive circuit of FIG.
As shown in FIG. 14, the switch SW17 is closed by the switching control circuit CNT3 during the rise time T1 of the current pulse ILD immediately after the switch SW11 is closed, similarly to the switch SW15.
Similarly to the switch SW16, the switch SW18 is closed by the switching control circuit CNT3 during the fall time T2 of the current pulse ILD immediately after the switch SW11 is opened.
この構成によれば、スイッチＳＷ１１が閉路されて、レーザーダイオードＬＤ１に電流が流れ込むのと同じタイミンクで、スイッチＳＷ１７が閉路されるので、電流源ＣＳ４からもレーザーダイオードＬＤ１に電流を供給することができるようになり、レーザーダイオードＬＤ１に流れる電流パルスＩＬＤの立ち上がり時間をさらに短縮することができる。 According to this configuration, since the switch SW11 is closed and the switch SW17 is closed at the same timing as the current flows into the laser diode LD1, the current can be supplied from the current source CS4 to the laser diode LD1. As a result, the rise time of the current pulse ILD flowing through the laser diode LD1 can be further shortened.
また、スイッチＳＷ１１が開路され、レーザーダイオードＬＤ１に流れている電流パルスＩＬＤを止めるのと同じタイミングで、スイッチＳＷ１８が閉路されるので、レーザーダイオードＬＤ１の寄生容量や寄生インダクタンス成分等の影響で流れ続ける電流を電流源ＣＳ５によって引き抜くことができるようになり、電流パルスＩＬＤの立ち下がり時間を短くすることができる。 Further, since the switch SW11 is opened and the switch SW18 is closed at the same timing as when the current pulse ILD flowing through the laser diode LD1 is stopped, the switch SW11 continues to flow due to the influence of the parasitic capacitance, parasitic inductance component, and the like of the laser diode LD1. The current can be extracted by the current source CS5, and the fall time of the current pulse ILD can be shortened.
このように、実施の形態６によれば、上記実施の形態４と同様の作用、効果が得られるのに加えて、レーザーダイオードＬＤ１に流れる電流パルスＩＬＤの立ち上がり時間と立ち下がり時間の双方を更に短縮することができる。 As described above, according to the sixth embodiment, in addition to obtaining the same operation and effect as the fourth embodiment, both the rise time and the fall time of the current pulse ILD flowing through the laser diode LD1 are further reduced. It can be shortened.
実施の形態７．
図１５はこの発明の実施の形態７によるレーザーダイオードの駆動回路を示す構成図である。
この実施の形態７では、電流源ＣＳとスイッチＳＷの位置を交換している構成例を示している。
図１５の例では、上記実施の形態４における図９の構成において、電源（電圧Ｖｐｐ）には、スイッチＳＷ１１の一端が接続され、スイッチＳＷ１１の他端には電流源ＣＳ１の入力端が接続されている。電流源ＣＳ１の出力端には、レーザーダイオードＬＤ１のアノードと抵抗素子Ｒ１１の一端とが接続されている。抵抗素子Ｒ１１の他端と接地（グランド）との間には、コンデンサＣ１１が配置されている。
FIG. 15 is a block diagram showing a laser diode drive circuit according to
In the seventh embodiment, a configuration example in which the positions of the current source CS and the switch SW are exchanged is shown.
In the example of FIG. 15, in the configuration of FIG. 9 in the fourth embodiment, one end of the switch SW11 is connected to the power source (voltage Vpp), and the input end of the current source CS1 is connected to the other end of the switch SW11. ing. The anode of the laser diode LD1 and one end of the resistance element R11 are connected to the output end of the current source CS1. A capacitor C11 is disposed between the other end of the resistor element R11 and ground (ground).
また、電源（電圧Ｖｐｐ）には、スイッチＳＷ１５の一端が接続され、スイッチＳＷ１５の他端には電流源ＣＳ２の入力端が接続されている。電流源ＣＳ２の出力端には、抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１１との接続端と、電流源ＣＳ３の入力端とが接続されている。電流源ＣＳ３の出力端は、スイッチＳＷ１６を介して接地（グランド）に接続されている。 Further, one end of the switch SW15 is connected to the power source (voltage Vpp), and the input end of the current source CS2 is connected to the other end of the switch SW15. The output terminal of the current source CS2 is connected to the connection terminal of the resistor element R11 and the capacitor C11 and the input terminal of the current source CS3. The output terminal of the current source CS3 is connected to the ground (ground) via the switch SW16.
このような機成によっても、切替制御回路ＣＮＴ１によってスイッチＳＷ１１が閉路されると、電流源ＣＳ１の入力端が電源（電圧Ｖｐｐ）に接続されるので、電流源ＣＳ１の出力端からレーザーダイオードＬＤ１に電流が供給される。
同時に、切替制御回路ＣＮＴ１によってスイッチＳＷ１５が閉路されると、電流源ＣＳ２の入力端が電源（電圧Ｖｐｐ）に接続されるので、電流源ＣＳ２の出力端からダンピング回路１３のコンデンサＣ１１に充電電流が供給される。
そして、切替制御回路ＣＮＴ１によってスイッチＳＷ１１が開路されるときに、スイッチＳＷ１６が閉路されると、電流源ＣＳ３の出力端が接地（グランド）に接続されるので、コンデンサＣ１１の充電電荷を引き抜く動作が行われる。
Even in such a mechanism, when the switch SW11 is closed by the switching control circuit CNT1, the input terminal of the current source CS1 is connected to the power source (voltage Vpp), so that the laser diode LD1 is connected from the output terminal of the current source CS1. Current is supplied.
At the same time, when the switch SW15 is closed by the switching control circuit CNT1, the input terminal of the current source CS2 is connected to the power supply (voltage Vpp), so that the charging current is supplied from the output terminal of the current source CS2 to the capacitor C11 of the damping
When the switch SW11 is opened by the switching control circuit CNT1, when the switch SW16 is closed, the output terminal of the current source CS3 is connected to the ground (ground), so that the operation of extracting the charge from the capacitor C11 is performed. Done.
したがって、上記実施の形態４における図９の構成において、電流源ＣＳとスイッチＳＷの位置を交換して構成する場合でも、上記実施の形態４と同様の作用、効果が得られる。この実施の形態７では、上記実施の形態４への適用例を示すが、上記実施の形態３，５，６においても、電流源ＣＳとスイッチＳＷの位置を交換して構成できることは言うまでもない。 Therefore, in the configuration of FIG. 9 in the fourth embodiment, even when the positions of the current source CS and the switch SW are exchanged, the same operation and effect as in the fourth embodiment can be obtained. In the seventh embodiment, an example of application to the fourth embodiment is shown. Needless to say, the third, fifth, and sixth embodiments can be configured by exchanging the positions of the current source CS and the switch SW.
実施の形態８．
図１６はこの発明の実施の形態８によるレーザーダイオードの駆動回路を示す詳細回路図である。
即ち、図１６は図１の構成図に対応する詳細回路図である。
図１６の例では、半導体チップ１００内に、図１の発光電流供給回路５、補助電流供給回路６、電流引抜回路７、抑制電流供給回路８及び上昇抑制回路９に相当する回路が実装されているが、レーザーダイオード１及びダンピング回路２が半導体チップ１００の外部に調整可能に設けられている。ただし、レーザーダイオード１及びダンピング回路２が半導体チップ１００の内部に実装されていてもよい。
FIG. 16 is a detailed circuit diagram showing a laser diode drive circuit according to
That is, FIG. 16 is a detailed circuit diagram corresponding to the configuration diagram of FIG.
In the example of FIG. 16, circuits corresponding to the light emission
カレントミラー回路ＣＭ１は電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けてバイアス電流Ｉｂｉａｓを生成し、そのバイアス電流Ｉｂｉａｓをレーザーダイオード１に定常的に供給する機能を有し、発光電流供給回路５、補助電流供給回路６及び抑制電流供給回路８における電流源５ａ，６ａ，８ａに相当する回路を実装している。ただし、カレントミラー回路ＣＭ１はスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ４のオン抵抗による電位差分を補償するため、ダイオード接続側のトランジスタのソースと電圧Ｖｃｃ間に、ダイオードが直列に接続された構成になっている。
カレントミラー回路ＣＭ２は電流引抜回路７及び上昇抑制回路９における電流源７ａ，９ａに相当する回路である。ただし、カレントミラー回路ＣＭ２はスイッチＳＷ３，ＳＷ５のオン抵抗による電位差分を補償するため、ダイオード接続側のトランジスタのソースと接地間に、ダイオードが直列に接続された構成になっている。
The current mirror circuit CM1 has a function of receiving the supply of the voltage Vcc from the
The current mirror circuit CM <b> 2 is a circuit corresponding to the
スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ４はカレントミラー回路ＣＭ１のソースと電圧Ｖｃｃ間に接続されているＰＭＯＳのトランジスタであり、切替制御回路５２によりオン／オフが制御される。
スイッチＳＷ３，ＳＷ５はカレントミラー回路ＣＭ２のソースと接地間に接続されているＮＭＯＳのトランジスタであり、切替制御回路５２によりオン／オフが制御される。
The switches SW1, SW2, and SW4 are PMOS transistors connected between the source of the current mirror circuit CM1 and the voltage Vcc, and are turned on / off by the switching
The switches SW3 and SW5 are NMOS transistors connected between the source of the current mirror circuit CM2 and the ground, and ON / OFF is controlled by the switching
データ入力処理回路５１はレーザーダイオード１の発光を制御する制御信号ｓａを生成する処理を実施する。
切替制御回路５２はデータ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａに応じてスイッチＳＷ１〜ＳＷ５のオン／オフを制御する制御信号ｓ１〜ｓ５を生成する処理を実施する。
インバータ５３は切替制御回路５２により生成された制御信号ｓ１の論理を反転して、反転後の制御信号ｓ１をスイッチＳＷ１に出力する処理を実施する。
インバータ５４は切替制御回路５２により生成された制御信号ｓ２の論理を反転して、反転後の制御信号ｓ２をスイッチＳＷ２に出力する処理を実施する。
インバータ５５は切替制御回路５２により生成された制御信号ｓ４の論理を反転して、反転後の制御信号ｓ４をスイッチＳＷ４に出力する処理を実施する。
The data input processing circuit 51 performs processing for generating a control signal sa for controlling light emission of the
The switching
The
The
The
図１７は図１６の切替制御回路５２の内部を示す詳細回路であり、図において、制御信号生成回路６１はデータ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａからスイッチＳＷ１を制御する制御信号ｓ１を生成する回路であり、データ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａの論理を反転するインバータ６１ａと、インバータ６１ａから出力された制御信号ｓａの論理を反転し、反転後の制御信号ｓａを制御信号ｓ１として、インバータ５３に出力するインバータ６１ｂとから構成されている。
なお、インバータ６１ｂから出力される制御信号ｓ１は、データ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａと実質的に同一の信号である。そのため、インバータ６１ａ，６１ｂは省略してもよい。
FIG. 17 is a detailed circuit showing the inside of the switching
The control signal s1 output from the
制御信号生成回路６２はデータ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａからスイッチＳＷ２を制御する制御信号ｓ２を生成する回路であり、電流源６２ａ、インバータ６２ｂ，６２ｅ，６２ｇ、トランジスタ６２ｃ、コンデンサ６２ｄ及びＮＡＮＤ回路６２ｆから構成されている。
制御信号生成回路６３はデータ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａからスイッチＳＷ３を制御する制御信号ｓ３を生成する回路であり、電流源６３ａ、トランジスタ６３ｂ、コンデンサ６３ｃ、インバータ６３ｄ，６３ｅ，６３ｇ及びＮＡＮＤ回路６３ｆから構成されている。
The control
The control
制御信号生成回路６４はデータ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａからスイッチＳＷ４を制御する制御信号ｓ４を生成する回路であり、電流源６４ａ，６４ｆ、インバータ６４ｂ，６４ｅ，６４ｉ，６４ｊ，６４ｌ、トランジスタ６４ｃ，６４ｇ、コンデンサ６４ｄ，６４ｈ及びＮＡＮＤ回路６４ｋから構成されている。
制御信号生成回路６５はデータ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａからスイッチＳＷ５を制御する制御信号ｓ５を生成する回路であり、電流源６５ａ，６５ｅ、インバータ６５ｄ，６５ｈ，６５ｉ，６５ｋ、トランジスタ６５ｂ，６５ｆ、コンデンサ６５ｃ，６５ｇ及びＮＡＮＤ回路６５ｊから構成されている。
図１８は図１６の切替制御回路５２のタイミングチャート図である。
The control
The control
FIG. 18 is a timing chart of the switching
次に動作について説明する。
基本的な動作は、上記実施の形態１と同様である。ただし、図１６の例では、データ入力処理回路５１と切替制御回路５２を実装しているので、データ入力処理回路５１と切替制御回路５２の処理内容を説明する。
データ入力処理回路５１は、図１８に示すように、レーザーダイオード１を発光する場合、Ｈレベルの制御信号ｓａを生成して切替制御回路５２に出力し、レーザーダイオード１を発光しない場合、Ｌレベルの制御信号ｓａを生成して切替制御回路５２に出力する。
ここでは、説明の便宜上、Ｈレベルの制御信号ｓａを生成して切替制御回路５２に出力するものとする。
Next, the operation will be described.
The basic operation is the same as in the first embodiment. However, since the data input processing circuit 51 and the switching
As shown in FIG. 18, when the
Here, for convenience of explanation, it is assumed that an H-level control signal sa is generated and output to the switching
切替制御回路５２は、データ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａを受けると、その制御信号ｓａに応じてスイッチＳＷ１〜ＳＷ５のオン／オフを制御する制御信号ｓ１〜ｓ５を生成する。
即ち、切替制御回路５２の制御信号生成回路６１は、データ入力処理回路５１からＨレベルの制御信号ｓａを受けると、その制御信号ｓａと実質的に同一の制御信号ｓ１をインバータ５３に出力する。
切替制御回路５２の制御信号生成回路６１から出力されたＨレベルの制御信号ｓ１は、インバータ５３により反転され、Ｌレベルの制御信号ｓ１がスイッチＳＷ１に出力されるので、データ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａがＨレベルである期間中、スイッチＳＷ１がオンになる。
When the switching
That is, when the control
The H level control signal s1 output from the control
これにより、カレントミラー回路ＣＭ１が電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けてバイアス電流Ｉｂｉａｓを生成する他に、電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて発光電流Ｉ１を生成するので、レーザーダイオード１には駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（＝発光電流Ｉ１＋バイアス電流Ｉｂｉａｓ）が供給される。
As a result, the current mirror circuit CM1 receives the supply of the voltage Vcc from the
また、切替制御回路５２の制御信号生成回路６２は、カレントミラー回路ＣＭ１により供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がりを促進するため、図１８に示すように、スイッチＳＷ１がオンになると同時に、時間ｔ１の期間中、スイッチＳＷ２をオンにする制御信号ｓ２を生成する。
ここで、時間ｔ１は、制御信号生成回路６２におけるコンデンサ６２ｄの容量値Ｃａと基準電流Ｉａにより決まる時間である。
切替制御回路５２の制御信号生成回路６２から出力されたＨレベルの制御信号ｓ２は、インバータ５４により反転され、Ｌレベルの制御信号ｓ２がスイッチＳＷ２に出力されるので、時間ｔ１の期間中、スイッチＳＷ２がオンになる。
Further, the control
Here, the time t1 is a time determined by the capacitance value Ca of the
The H level control signal s2 output from the control
これにより、カレントミラー回路ＣＭ１が電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、時間ｔ１の期間中、ブースト電流Ｉ２を生成するので、レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅが、発光電流Ｉ１＋バイアス電流Ｉｂｉａｓ＋ブースト電流Ｉ２になり、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がりが急峻になる。
ただし、レーザーダイオード１がインダクタＬ１とコンデンサＣ１を含んでいるので、上記実施の形態１で述べたように、そのインダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振現象により、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時にオーバーシュートが発生するとともに、その直後に駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの電流値が大きく落ち込み、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの波形が矩形波にならなくなる（図４を参照）。
As a result, the current mirror circuit CM1 receives the supply of the voltage Vcc from the
However, since the
切替制御回路５２の制御信号生成回路６４は、オーバーシュート直後の駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの電流値の落ち込みを軽減するため、図１８に示すように、スイッチＳＷ１がオンされてから時間ｔ２が経過した時点から、時間ｔ３の期間中、スイッチＳＷ４をオンにする制御信号ｓ４を生成する。
ここで、時間ｔ２は、制御信号生成回路６４におけるコンデンサ６４ｄの容量値Ｃｂと基準電流Ｉｂにより決まる時間であり、時間ｔ３は、制御信号生成回路６４におけるコンデンサ６４ｈの容量値Ｃｄと基準電流Ｉｄにより決まる時間である。
切替制御回路５２の制御信号生成回路６４から出力されたＨレベルの制御信号ｓ４は、インバータ５５により反転され、Ｌレベルの制御信号ｓ４がスイッチＳＷ４に出力されるので、時間ｔ３の期間中、スイッチＳＷ４がオンになる。
The control
Here, the time t2 is a time determined by the capacitance value Cb of the capacitor 64d and the reference current Ib in the control
The H level control signal s4 output from the control
これにより、カレントミラー回路ＣＭ１が電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、時間ｔ３の期間中、抑制電流Ｉ４を生成するので、オーバーシュート直後の駆動電流Ｉｄｒｉｖｅに抑制電流Ｉ４が加えられ、その駆動電流Ｉｄｒｉの電流値の落ち込みが軽減される。
As a result, the current mirror circuit CM1 receives the supply of the voltage Vcc from the
次に、レーザーダイオード１を点灯状態から消灯状態に切り換える場合について説明する。
この場合、データ入力処理回路５１は、Ｌレベルの制御信号ｓａを生成して切替制御回路５２に出力する。
切替制御回路５２の制御信号生成回路６１は、データ入力処理回路５１から出力される制御信号ｓａがＨレベルからＬレベルに変化すると、Ｌレベルの制御信号ｓ１をインバータ５３に出力する。
切替制御回路５２の制御信号生成回路６１から出力されたＬレベルの制御信号ｓ１は、インバータ５３により反転され、Ｈレベルの制御信号ｓ１がスイッチＳＷ１に出力されるので、データ入力処理回路５１により生成された制御信号ｓａがＬレベルである期間中、スイッチＳＷ１がオフになる。
これにより、カレントミラー回路ＣＭ１は、発光電流Ｉ１の生成を中止するので、レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅが立ち下がって、最終的にはバイアス電流Ｉｂｉａｓのみになる。
Next, a case where the
In this case, the data input processing circuit 51 generates an L level control signal sa and outputs it to the switching
When the control signal sa output from the data input processing circuit 51 changes from H level to L level, the control
The L level control signal s1 output from the control
As a result, the current mirror circuit CM1 stops generating the light emission current I1, so that the drive current Idrive supplied to the
切替制御回路５２の制御信号生成回路６３は、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（＝バイアス電流Ｉｂｉａｓ）の立ち下がりを促進するため、図１８に示すように、スイッチＳＷ１がオフになると同時に、時間ｔ１’の期間中、スイッチＳＷ３をオンにする制御信号ｓ３を生成する。
ここで、時間ｔ１’は、制御信号生成回路６３におけるコンデンサ６３ｃの容量値Ｃａ’と基準電流Ｉａ’により決まる時間である。
切替制御回路５２の制御信号生成回路６３から出力された制御信号ｓ３は、スイッチＳＷ３に出力されるので、時間ｔ１’の期間中、スイッチＳＷ３がオンになる。
Since the control
Here, the time t1 ′ is a time determined by the capacitance value Ca ′ of the
Since the control signal s3 output from the control
これにより、カレントミラー回路ＣＭ２が電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、時間ｔ１’の期間中、引抜電流Ｉ３を生成するので、レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅから引抜電流Ｉ３が引き抜かれるようになり、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち下がりが急峻になる。
ただし、レーザーダイオード１がインダクタＬ１とコンデンサＣ１を含んでいるので、上記実施の形態１で述べたように、そのインダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振現象により、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち下がり時にアンダーシュートが発生するとともに、その直後に駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの電流値が大きく上昇し、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの波形が矩形波にならなくなる（図４を参照）。
As a result, the current mirror circuit CM2 receives the supply of the voltage Vcc from the
However, since the
切替制御回路５２の制御信号生成回路６５は、アンダーシュート直後の駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの電流値の上昇を軽減するため、図１８に示すように、スイッチＳＷ１がオフされてから時間ｔ２’が経過した時点から、時間ｔ３’の期間中、スイッチＳＷ５をオンにする制御信号ｓ５を生成する。
ここで、時間ｔ２’は、制御信号生成回路６５におけるコンデンサ６５ｃの容量値Ｃｂ’と基準電流Ｉｂ’により決まる時間であり、時間ｔ３’は、制御信号生成回路６５におけるコンデンサ６５ｇの容量値Ｃｄ’と基準電流Ｉｄ’により決まる時間である。
切替制御回路５２の制御信号生成回路６５から出力されたＨレベルの制御信号ｓ５は、スイッチＳＷ５に出力されるので、時間ｔ３’の期間中、スイッチＳＷ５がオンになる。
When the control
Here, the time t2 ′ is a time determined by the capacitance value Cb ′ of the
Since the H-level control signal s5 output from the control
これにより、カレントミラー回路ＣＭ２が電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、時間ｔ３’の期間中、抑制電流Ｉ５を生成するので、オーバーシュート直後の駆動電流Ｉｄｒｉｖｅから抑制電流Ｉ５が引き抜かれ、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの電流値の上昇が軽減される。
As a result, the current mirror circuit CM2 receives the supply of the voltage Vcc from the
以上から明らかなように、この実施の形態８によれば、上記実施の形態１と同様に、別途、波形補正回路を設けることなく、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時の波形や立ち下がり時の波形を矩形波に近づけることができる効果を奏する。 As is apparent from the above, according to the eighth embodiment, similarly to the first embodiment, the waveform at the rise and the fall of the drive current Idrive can be obtained without providing a waveform correction circuit separately. The effect which can be approximated to a rectangular wave is produced.
実施の形態９．
図１９はこの発明の実施の形態９によるレーザーダイオードの駆動回路を示す詳細回路図である。
即ち、図１９は図９の構成図に対応する詳細回路図である。
図１９の例では、半導体チップ２００内に、図９の駆動電流供給回路１１、充電回路１４、放電回路１５及びダンピング回路１３に相当する回路が実装されている。ただし、ダンピング回路１３は、半導体チップ２００の外部に調整可能に設けてもよいし、半導体チップ２００の内部と外部の双方にダンピング回路１３を調整可能に設けてもよい。
FIG. 19 is a detailed circuit diagram showing a laser diode drive circuit according to
19 is a detailed circuit diagram corresponding to the configuration diagram of FIG.
In the example of FIG. 19, circuits corresponding to the drive
カレントミラー回路ＣＭ３は駆動電流供給回路１１及び充電回路１４における電流源ＣＳ１，ＣＳ２に相当する回路を実装している。ただし、カレントミラー回路ＣＭ３はスイッチＳＷ１１，ＳＷ１５のオン抵抗による電位差分を補償するため、ダイオード接続側のトランジスタのソースと電圧Ｖｃｃ間に、ダイオードが直列に接続された構成になっている。
カレントミラー回路ＣＭ４は放電回路１５における電流源ＣＳ３に相当する回路である。ただし、カレントミラー回路ＣＭ４はスイッチＳＷ１６のオン抵抗による電位差分を補償するため、ダイオード接続側のトランジスタのソースと接地間に、ダイオードが直列に接続された構成になっている。
The current mirror circuit CM3 has a circuit corresponding to the current sources CS1 and CS2 in the drive
The current mirror circuit CM4 is a circuit corresponding to the current source CS3 in the
スイッチＳＷ１１，ＳＷ１５はカレントミラー回路ＣＭ３のソースと電圧Ｖｃｃ間に接続されているＰＭＯＳのトランジスタであり、切替制御回路７２によりオン／オフが制御される。
スイッチＳＷ１６はカレントミラー回路ＣＭ４のソースと接地間に接続されているＮＭＯＳのトランジスタであり、切替制御回路７２によりオン／オフが制御される。
The switches SW11 and SW15 are PMOS transistors connected between the source of the current mirror circuit CM3 and the voltage Vcc, and ON / OFF is controlled by the switching control circuit 72.
The switch SW16 is an NMOS transistor connected between the source of the current mirror circuit CM4 and the ground, and ON / OFF is controlled by the switching control circuit 72.
データ入力処理回路７１はレーザーダイオード１の発光を制御する制御信号ｓａを生成する処理を実施する。
切替制御回路７２はデータ入力処理回路７１により生成された制御信号ｓａに応じてスイッチＳＷ１１，ＳＷ１５，ＳＷ１６のオン／オフを制御する制御信号ｓ１１，ｓ１５，ｓ１６を生成する処理を実施する。
インバータ７３は切替制御回路７２により生成された制御信号ｓ１１の論理を反転して、反転後の制御信号ｓ１１をスイッチＳＷ１１に出力する処理を実施する。
インバータ７４は切替制御回路７２により生成された制御信号ｓ１５の論理を反転して、反転後の制御信号ｓ１５をスイッチＳＷ１５に出力する処理を実施する。
The data input processing circuit 71 performs a process for generating a control signal sa for controlling the light emission of the
The switching control circuit 72 performs processing for generating control signals s11, s15, and s16 for controlling on / off of the switches SW11, SW15, and SW16 according to the control signal sa generated by the data input processing circuit 71.
The
The
図２０は図１９の切替制御回路７２の内部を示す詳細回路であり、図において、制御信号生成回路８１はデータ入力処理回路７１により生成された制御信号ｓａからスイッチＳＷ１１を制御する制御信号ｓ１１を生成する回路であり、データ入力処理回路７１により生成された制御信号ｓａの論理を反転するインバータ８１ａと、インバータ８１ａから出力された制御信号ｓａの論理を反転し、反転後の制御信号ｓａを制御信号ｓ１１として、インバータ７３に出力するインバータ８１ｂとから構成されている。
なお、インバータ８１ｂから出力される制御信号ｓ１１は、データ入力処理回路７１により生成された制御信号ｓａと実質的に同一の信号である。そのため、インバータ８１ａ，８１ｂは省略してもよい。
FIG. 20 is a detailed circuit showing the inside of the switching control circuit 72 of FIG. 19, in which the control
The control signal s11 output from the
制御信号生成回路８２はデータ入力処理回路７１により生成された制御信号ｓａからスイッチＳＷ１５を制御する制御信号ｓ１５を生成する回路であり、電流源８２ａ、インバータ８２ｂ，８２ｅ，８２ｇ、トランジスタ８２ｃ、コンデンサ８２ｄ及びＮＡＮＤ回路８２ｆから構成されている。
制御信号生成回路８３はデータ入力処理回路７１により生成された制御信号ｓａからスイッチＳＷ１６を制御する制御信号ｓ１６を生成する回路であり、電流源８３ａ、トランジスタ８３ｂ、コンデンサ８３ｃ、インバータ８３ｄ，８３ｅ，８３ｇ及びＮＡＮＤ回路８３ｆから構成されている。
図２１は図１９の切替制御回路７２のタイミングチャート図である。
The control
The control
FIG. 21 is a timing chart of the switching control circuit 72 of FIG.
次に動作について説明する。
基本的な動作は、上記実施の形態４と同様である。ただし、図１９の例では、データ入力処理回路７１と切替制御回路７２を実装しているが、切替制御回路７２は、図９の切替制御回路ＣＮＴ１に相当する制御回路である。
データ入力処理回路７１は、図２１に示すように、レーザーダイオード１を発光する場合、Ｈレベルの制御信号ｓａを生成して切替制御回路７２に出力し、レーザーダイオード１を発光しない場合、Ｌレベルの制御信号ｓａを生成して切替制御回路７２に出力する。
ここでは、説明の便宜上、Ｈレベルの制御信号ｓａを生成して切替制御回路７２に出力するものとする。
Next, the operation will be described.
The basic operation is the same as in the fourth embodiment. However, in the example of FIG. 19, the data input processing circuit 71 and the switching control circuit 72 are mounted, but the switching control circuit 72 is a control circuit corresponding to the switching control circuit CNT1 of FIG.
As shown in FIG. 21, when the
Here, for convenience of explanation, it is assumed that an H-level control signal sa is generated and output to the switching control circuit 72.
切替制御回路７２は、データ入力処理回路７１により生成された制御信号ｓａを受けると、その制御信号ｓａに応じてスイッチＳＷ１１，Ｓ１５，ＳＷ１６のオン／オフを制御する制御信号ｓ１１，ｓ１１，ｓ１６を生成する。
即ち、切替制御回路７２の制御信号生成回路８１は、データ入力処理回路７１からＨレベルの制御信号ｓａを受けると、その制御信号ｓａと実質的に同一の制御信号ｓ１１をインバータ７３に出力する。
切替制御回路７２の制御信号生成回路７１から出力されたＨレベルの制御信号ｓ１１は、インバータ７３により反転され、Ｌレベルの制御信号ｓ１１がスイッチＳＷ１１に出力されるので、データ入力処理回路７１により生成された制御信号ｓａがＨレベルである期間中、スイッチＳＷ１１がオンになる。
When the switching control circuit 72 receives the control signal sa generated by the data input processing circuit 71, the switching control circuit 72 outputs control signals s11, s11, s16 for controlling on / off of the switches SW11, S15, SW16 according to the control signal sa. Generate.
That is, when the control
The H level control signal s11 output from the control signal generation circuit 71 of the switching control circuit 72 is inverted by the
これにより、カレントミラー回路ＣＭ３が電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて電流を出力することになるが、カレントミラー回路ＣＭ３から出力される電流は、レーザーダイオード１に流入する駆動電流Ｉｄｒｉｖｅ（上記実施の形態４では、電流パルスＩＬＤと称している）と、ダンピング回路１３のコンデンサＣ１１に流入する電流とに分かれる。
レーザーダイオード１のアノード電位は、上記実施の形態４で述べたように、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの値によって決まるが、コンデンサＣ１１には、抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１１の接続端の電位Ｖ１（コンデンサＣ１１の端子電圧Ｖ１）がレーザーダイオード１のアノード電位と等しくなるまで電流が流入する。
したがって、ダンピング回路１３がレーザーダイオードＬＤ１と並列に接続されていない場合よりも、レーザーダイオードＬＤ１に流れる駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時間が長くなる。
As a result, the current mirror circuit CM3 receives the supply of the voltage Vcc from the
The anode potential of the
Therefore, the rise time of the drive current Idrive flowing through the laser diode LD1 becomes longer than when the damping
切替制御回路７２の制御信号生成回路８２は、レーザーダイオードＬＤ１に流れる駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時間を短くするため、図２１に示すように、スイッチＳＷ１１がオンになると同時に、時間ｔ１の期間中、スイッチＳＷ１５をオンにする制御信号ｓ１５を生成する。
ここで、時間ｔ１は、制御信号生成回路８２におけるコンデンサ８２ｄの容量値Ｃａと基準電流Ｉａにより決まる時間である。
切替制御回路７２の制御信号生成回路８２から出力されたＨレベルの制御信号ｓ１５は、インバータ７４により反転され、Ｌレベルの制御信号ｓ１５がスイッチＳＷ１５に出力されるので、時間ｔ１の期間中、スイッチＳＷ１５がオンになる。
As shown in FIG. 21, the control
Here, the time t1 is a time determined by the capacitance value Ca of the
The H level control signal s15 output from the control
これにより、カレントミラー回路ＣＭ３が電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、時間ｔ１の期間中、駆動電流Ｉｄｒｉｖｅのほかに、充電電流Ｉ２を生成するので、その充電電流Ｉ２がダンピング回路１３のコンデンサＣ１１に供給される。このため、コンデンサＣ１１の端子電圧Ｖ１が速やかにレーザーダイオード１のアノード電位と等しくなる。
この結果、レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時間が短くなる。
As a result, the current mirror circuit CM3 receives the supply of the voltage Vcc from the
As a result, the rise time of the drive current Idrive supplied to the
その後、時間ｔ１の期間を過ぎると、図２１に示すように、切替制御回路７２の制御信号生成回路８２からＬレベルの制御信号ｓ１５が出力される。Ｌレベルの制御信号ｓ１５は、インバータ７４により反転され、Ｈレベルの制御信号ｓ１５がスイッチＳＷ１５に出力されるので、時間ｔ１の期間が経過すると、スイッチＳＷ１５がオフになる。
After that, when the period of time t1 has passed, an L level control signal s15 is output from the control
これにより、カレントミラー回路ＣＭ３が充電電流Ｉ２の生成を止めるので、カレントミラー回路ＣＭ３から出力される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅが再びダンピング回路１３のコンデンサＣ１１に流れ込み、そのコンデンサＣ１１に充電される。
そのため、レーザーダイオードに流れる駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの波形の変化が緩やかになる。
したがって、ダンピング回路１３の抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１１の値が適切な値に調節されていれば、レーザーダイオード１に流れる駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり後に生じるリンギングを抑えることができる。
As a result, the current mirror circuit CM3 stops generating the charging current I2, so that the driving current Idrive output from the current mirror circuit CM3 again flows into the capacitor C11 of the damping
Therefore, the change in the waveform of the drive current Idrive flowing through the laser diode becomes gentle.
Therefore, if the values of the resistance element R11 and the capacitor C11 of the damping
次に、レーザーダイオード１を点灯状態から消灯状態に切り換える場合について説明する。
この場合、データ入力処理回路７１は、Ｌレベルの制御信号ｓａを生成して切替制御回路７２に出力する。
切替制御回路７２の制御信号生成回路８１は、データ入力処理回路７１から出力される制御信号ｓａがＨレベルからＬレベルに変化すると、Ｌレベルの制御信号ｓ１１をインバータ７３に出力する。
切替制御回路７２の制御信号生成回路８１から出力されたＨレベルの制御信号ｓ１１は、インバータ７３により反転され、Ｌレベルの制御信号ｓ１１がスイッチＳＷ１１に出力されるので、データ入力処理回路７１により生成された制御信号ｓａがＬレベルである期間中、スイッチＳＷ１１がオフになる。
これにより、カレントミラー回路ＣＭ３は、電流Ｉ１の生成を中止するので、レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅが立ち下がって、最終的にはバイアス電流Ｉｂｉａｓのみになる。
Next, a case where the
In this case, the data input processing circuit 71 generates an L level control signal sa and outputs it to the switching control circuit 72.
When the control signal sa output from the data input processing circuit 71 changes from H level to L level, the control
The H level control signal s11 output from the control
As a result, the current mirror circuit CM3 stops generating the current I1, so that the drive current Idrive supplied to the
切替制御回路７２の制御信号生成回路８３は、レーザーダイオード１に流れる駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち下がり時間を短くするため、図２１に示すように、スイッチＳＷ１１がオフになると同時に、時間ｔ１’の期間中、スイッチＳＷ１６をオンにする制御信号ｓ１６を生成する。
ここで、時間ｔ１’は、制御信号生成回路８３におけるコンデンサ８３ｃの容量値Ｃａ’と基準電流Ｉａ’により決まる時間である。
切替制御回路７２の制御信号生成回路８３から出力された制御信号ｓ１６は、スイッチＳＷ１６に出力されるので、時間ｔ１’の期間中、スイッチＳＷ１６がオンになる。
As shown in FIG. 21, the control
Here, the time t1 ′ is a time determined by the capacitance value Ca ′ of the
Since the control signal s16 output from the control
これにより、カレントミラー回路ＣＭ４が電源３から電圧Ｖｃｃの供給を受けて、時間ｔ１’の期間中、引抜電流Ｉ３を生成するので、レーザーダイオード１に供給される駆動電流Ｉｄｒｉｖｅから引抜電流Ｉ３が引き抜かれるようになり、その駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち下がりが急峻になる。
As a result, the current mirror circuit CM4 receives the supply of the voltage Vcc from the
その後、時間ｔ１’の期間を過ぎると、図２１に示すように、切替制御回路７２の制御信号生成回路８３からＬレベルの制御信号ｓ１６が出力される。Ｌレベルの制御信号ｓ１５は、スイッチＳＷ１６に出力されるので、時間ｔ１’の期間が経過すると、スイッチＳＷ１６がオフになる。
Thereafter, when the period of time t1 'has passed, an L level control signal s16 is output from the control
これにより、カレントミラー回路ＣＭ４が引抜電流Ｉ３の生成を止めるので、レーザーダイオード１に流れる駆動電流Ｉｄｒｉｖｅは、抵抗素子Ｒ１１、コンデンサＣ１１、レーザーダイオード１などが有する抵抗成分、容量成分及びインダクタンス成分で決まる時定数で変化することになるので、抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１１の値が適切な値に調節された状態では、リンギングを抑えることができる。
As a result, the current mirror circuit CM4 stops generating the drawing current I3, so that the drive current Idrive flowing through the
以上で明らかなように、この実施の形態９によれば、上記実施の形態４と同様に、光出力波形に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを十分に低く抑えることができるとともに、光出力波形の立ち上がりや立ち下がりの時間を短縮することがてきる効果を奏する。
また、スイッチＳＷ１５，ＳＷ１６の閉路時間（パルス幅）と電流源ＣＳ２，ＣＳ３の電流値（振幅値）とを任意の値に制御する切替制御回路７２を設けているので、レーザーダイオード１の寄生素子成分が異なる場合でも、柔軟に対応することができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the ninth embodiment, as in the fourth embodiment, the overshoot and undershoot generated in the optical output waveform can be suppressed sufficiently low, and the optical output waveform There is an effect that the rise time and fall time can be shortened.
Further, since the switching control circuit 72 for controlling the closing time (pulse width) of the switches SW15 and SW16 and the current values (amplitude values) of the current sources CS2 and CS3 to an arbitrary value is provided, a parasitic element of the
実施の形態１０．
図２２はこの発明の実施の形態１０によるレーザーダイオードの駆動回路を示す詳細回路図であり、図において、図１６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ダンピング回路９１はレーザーダイオード１に供給する駆動電流Ｉｄｒｉｖｅの立ち上がり時や立ち下がり時に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを小さくするために、レーザーダイオード１と並列に接続されており、ダンピング回路９１は抵抗素子Ｒ１１とコンデンサＣ１１（容量素子）とスイッチＳＷ１２との直列回路と、抵抗素子Ｒ１２とコンデンサＣ１２（容量素子）とスイッチＳＷ１３との直列回路と、抵抗素子Ｒ１３とコンデンサＣ１３（容量素子）とスイッチＳＷ１４との直列回路とから構成されている。
FIG. 22 is a detailed circuit diagram showing a laser diode drive circuit according to
The damping
制御データ入力回路９２は例えばシリアルクロックに同期して、制御データ入力端子から設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をシリアル入力して、その設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をダンピング回路設定回路９３に出力する。あるいは、外部端子から設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をパラレル入力して、その設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をダンピング回路設定回路９３に出力する処理を実施する。
ダンピング回路設定回路９３は設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８を保持するレジスタなどのスイッチ設定情報保持回路９３ａ，９３ｂ，９３ｃを内蔵し、制御データ入力回路９２から出力された設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をダンピング回路９１のスイッチＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４に出力する処理を実施する。
The control
The damping circuit setting circuit 93 includes switch setting information holding circuits 93a, 93b, and 93c such as registers for holding setting information s6, s7, and s8, and receives the setting information s6, s7, and s8 output from the control
上記実施の形態８における図１６と比較して、図１６のダンピング回路２がスイッチ付のダンピング回路９１に置き換えられ、制御データ入力回路９２及びダンピング回路設定回路９３が半導体チップ１００に付加されている点で相違している。
以下、上記実施の形態８と相違する点について説明する。
Compared with FIG. 16 in the eighth embodiment, the damping
Hereinafter, differences from the eighth embodiment will be described.
制御データ入力回路９２は、例えばシリアルクロックに同期して、制御データ入力端子から設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をシリアル入力し、その設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をダンピング回路設定回路９３に出力する。ただし、設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８に対応する外部端子が半導体チップ１００に設けられている場合には、その外部端子から設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をパラレル入力し、その設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をダンピング回路設定回路９３に出力する。
The control
ダンピング回路設定回路９３は、制御データ入力回路９２から設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８を受けると、その設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をスイッチ設定情報保持回路９３ａ，９３ｂ，９３ｃに保存する。
また、ダンピング回路設定回路９３は、その設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８をダンピング回路９１のスイッチＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４に出力することにより、スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４のオン／オフを制御する。
When receiving the setting information s6, s7, s8 from the control
The damping circuit setting circuit 93 controls the on / off of the switches SW12, SW13, and SW14 by outputting the setting information s6, s7, and s8 to the switches SW12, SW13, and SW14 of the damping
ダンピング回路９１は、ダンピング回路設定回路９３によりスイッチＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４がオンされた場合、そのスイッチＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４が含まれている直列回路が有効になる。
例えば、スイッチＳＷ１２がオンで、スイッチＳＷ１３，ＳＷ１４がオフであれば、そのスイッチＳＷ１２が含まれている直列回路のみが有効になる。
また、スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３がオンで、スイッチＳＷ１４がオフであれば、そのスイッチＳＷ１２，ＳＷ１３が含まれている直列回路が有効になる。
したがって、ダンピング回路９１の時定数が設定情報ｓ６，ｓ７，ｓ８に応じて適宜設定される。
In the damping
For example, if the switch SW12 is on and the switches SW13 and SW14 are off, only the series circuit including the switch SW12 is valid.
If the switches SW12 and SW13 are on and the switch SW14 is off, the series circuit including the switches SW12 and SW13 is valid.
Therefore, the time constant of the damping
以上で明らかなように、この実施の形態１０によれば、上記実施の形態８と同様の効果を奏するほかに、上記実施の形態３と同様に、特性の異なるレーザーダイオード１を取り替えて使用する場合、スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４のオン／オフを適宜制御すれば、個々のレーザーダイオード１毎に、ダンピング回路９１の時定数を適切な値に設定変更して、光出力波形の微調整を行うことができるので、個々のレーザーダイオード１毎に光出力波形に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを十分に低く抑えることができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the tenth embodiment, in addition to the same effects as in the eighth embodiment, the
また、このようにダンピング回路９１の容量値を可変する構成のレーザーダイオードの駆動回路を光ピックアップ集積回路に内蔵すれば、個々に異なる電気的特性を持つレーザーダイオードを接続して使用する場合、ダンピング回路９１の容量値を、使用するレーザーダイオードの特性に合う値に設定変更することができるので、光ピックアップ製造時に行う光出力波形の微調整作業を容易化することができる効果を奏する。
In addition, if the laser diode drive circuit configured to vary the capacitance value of the damping
１ レーザーダイオード、２ ダンピング回路、３ 電源、４ 電流源（駆動電流供給回路）、５ 発光電流供給回路（駆動電流供給回路）、５ａ 電流源、６ 補助電流供給回路、６ａ 電流源、７ 電流引抜回路、７ａ 電流源、８ 抑制電流供給回路、８ａ 電流源、９ 上昇抑制回路、９ａ 電流源、１１ 駆動電流供給回路、１２ ダンピング回路、１３ ダンピング回路、１４ 充電回路（充電手段）、１５ 放電回路（放電手段）、５１ データ入力処理回路、５２ 切替制御回路、５３ インバータ、５４ インバータ、５５ インバータ、６１ 制御信号生成回路、６１ａ，６１ｂ インバータ、６２ 制御信号生成回路、６２ａ 電流源、６２ｂ，６２ｅ，６２ｇ インバータ、６２ｃ トランジスタ、６２ｄ コンデンサ、６２ｆ ＮＡＮＤ回路、６３ 制御信号生成回路、６３ａ 電流源、６３ｂ トランジスタ、６３ｃ コンデンサ、６３ｄ，６３ｅ，６３ｇ インバータ、６３ｆ ＮＡＮＤ回路、６４ 制御信号生成回路、６４ａ，６４ｆ 電流源、６４ｂ，６４ｅ，６４ｉ，６４ｊ，６４ｌ インバータ、６４ｃ，６４ｇ トランジスタ、６４ｄ，６４ｈ コンデンサ、６４ｋ ＮＡＮＤ回路、６５ａ，６５ｅ 電流源、
６５ｄ，６５ｈ，６５ｉ，６５ｋ インバータ、６５ｂ，６５ｆ トランジスタ、６５ｃ，６５ｇ コンデンサ、６５ｊ ＮＡＮＤ回路、７１ データ入力処理回路、７２ 切替制御回路、７３ インバータ、７４ インバータ、８１ 制御信号生成回路、８１ａ，８１ｂ インバータ、８２ 制御信号生成回路、８２ａ 電流源、８２ｂ，８２ｅ，８２ｇ インバータ、８２ｃ トランジスタ、８２ｄ コンデンサ、８２ｆ ＮＡＮＤ回路、８３ 制御信号生成回路、８３ａ 電流源、８３ｂ トランジスタ、８３ｃ コンデンサ、８３ｄ，８３ｅ，８３ｇ インバータ、８３ｆ ＮＡＮＤ回路、９１ ダンピング回路、９２ 制御データ入力回路、９３ ダンピング回路設定回路、９３ａ，９３ｂ，９３ｃ スイッチ設定情報保持回路、１００ 半導体チップ、２００ 半導体チップ、Ｃ１ コンデンサ、Ｃ２ コンデンサ、Ｃ１１ コンデンサ、Ｃ１２ コンデンサ、Ｃ１３ コンデンサ、Ｄ１ ダイオード、Ｌ１ インダクタ、Ｒ１ 抵抗素子、Ｒ１１ 抵抗素子、Ｒ１２，Ｒ１３ 抵抗素子、ＣＭ１ カレントミラー回路、ＣＭ２ カレントミラー回路、ＣＳ１ 電流源、ＣＳ２ 電流源、ＣＳ３ 電流源、ＣＳ４ 電流源、ＣＳ５ 電流源、ＬＤ１ レーザーダイオード、ＳＷ１ スイッチ、ＳＷ２ スイッチ、ＳＷ３ スイッチ、ＳＷ４ スイッチ、ＳＷ５ スイッチ、ＳＷ１１ スイッチ、ＳＷ１２ スイッチ、ＳＷ１３ スイッチ、ＳＷ１４ スイッチ、ＳＷ１５ スイッチ、ＳＷ１６ スイッチ、ＳＷ１７ スイッチ、ＳＷ１８ スイッチ、ＣＮＴ１ 切替制御回路、ＣＮＴ２ 切替制御回路、ＣＮＴ３ 切替制御回路。
DESCRIPTION OF
65d, 65h, 65i, 65k inverter, 65b, 65f transistor, 65c, 65g capacitor, 65j NAND circuit, 71 data input processing circuit, 72 switching control circuit, 73 inverter, 74 inverter, 81 control signal generation circuit, 81a, 81b inverter 82 control signal generation circuit, 82a current source, 82b, 82e, 82g inverter, 82c transistor, 82d capacitor, 82f NAND circuit, 83 control signal generation circuit, 83a current source, 83b transistor, 83c capacitor, 83d, 83e, 83g inverter 83f NAND circuit, 91 damping circuit, 92 control data input circuit, 93 damping circuit setting circuit, 93a, 93b, 93c switch setting information holding circuit, 100 semiconductor chip, 200 semiconductor chip , C1 capacitor, C2 capacitor, C11 capacitor, C12 capacitor, C13 capacitor, D1 diode, L1 inductor, R1 resistor element, R11 resistor element, R12, R13 resistor element, CM1 current mirror circuit, CM2 current mirror circuit, CS1 current Source, CS2 current source, CS3 current source, CS4 current source, CS5 current source, LD1 laser diode, SW1 switch, SW2 switch, SW3 switch, SW4 switch, SW5 switch, SW11 switch, SW12 switch, SW13 switch, SW14 switch, SW15 Switch, SW16 switch, SW17 switch, SW18 switch, CNT1 switching control circuit, CNT2 switching control circuit, CNT3 switching control circuit.
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