JP2005303846A - Digital demodulator - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、TDMA−TDD方式やパケット通信のようなバースト伝送に適合する復調器であり、QPSK(4相位相変調方式)を含む多値QAM(直交振幅変調方式)に対応するディジタル信号伝送用受信機のディジタル復調器に関する。 The present invention is a demodulator suitable for burst transmission such as TDMA-TDD system and packet communication, and for digital signal transmission corresponding to multilevel QAM (quadrature amplitude modulation system) including QPSK (4-phase phase modulation system). The present invention relates to a digital demodulator of a receiver.
中間周波数の受信信号(以下「IF信号」という)を入力とするディジタル復調器は、直交復調器、波形整形フィルタ、タイミング同期回路(タイミング補正回路およびタイミング誤差検出回路)、搬送波同期回路などから構成されている。なお、ヘテロダイン受信の場合、受信したRF信号は帯域制限・レベル調整され、IF信号に周波数変換された後にこのディジタル復調器に入力される。本発明のディジタル復調器は、このうちの直交復調器と波形整形フィルタとタイミング同期回路の組合せ方法に特徴があるので、以下この部分に係る従来技術について説明する。 A digital demodulator that receives an intermediate frequency received signal (hereinafter referred to as “IF signal”) is composed of a quadrature demodulator, waveform shaping filter, timing synchronization circuit (timing correction circuit and timing error detection circuit), carrier wave synchronization circuit, and the like. Has been. In the case of heterodyne reception, the received RF signal is band-limited and level-adjusted, frequency-converted to an IF signal, and then input to this digital demodulator. Since the digital demodulator of the present invention is characterized by the combination method of the quadrature demodulator, the waveform shaping filter and the timing synchronization circuit, the prior art relating to this part will be described below.
直交復調器は、変調されたIF信号を周波数変換し、直交した2系統の信号(同相・直交)成分に分離し、それぞれをベースバンド信号として出力する。直交復調器の構成法としては、アナログ信号処理とディジタル信号処理に分類されるが、ここではディジタル信号処理による直交復調器について説明する。 The quadrature demodulator frequency-converts the modulated IF signal, separates it into two orthogonal signal (in-phase / quadrature) components, and outputs each as a baseband signal. The configuration method of the quadrature demodulator is classified into analog signal processing and digital signal processing. Here, a quadrature demodulator based on digital signal processing will be described.
図8は、従来の直交復調器の第1の構成例を示す。特許文献1および非特許文献1には、中間周波数をシンボルレートに設定し、サンプリングレートを中間周波数の4N倍(Nは自然数)に設定すると、簡単な構成で直交復調器を実現できることが報告されている。ここでは、N=1の場合について説明する。図において、IF信号はA/D変換器111に入力され、シンボルレートfsの4倍の周波数(4fs)のクロック信号でサンプリングされる。このA/D変換出力を2分岐し、その一方を符号反転回路112を介してそれぞれ選択回路113に入力する。選択回路113は、周波数4fsで動作するカウンタ114の出力に応じて2系統の入力および "0" を順次選択し、それぞれ同相信号および直交信号として出力する。図9に、搬送波の位相状態と入出力信号を示す。
FIG. 8 shows a first configuration example of a conventional quadrature demodulator.
ここで、クロック周波数がシンボルレート(搬送波周波数ωc )の4倍であるので、キャリア同期およびタイミング同期がともに確立していれば、A/D変換器111の量子化時点での cosωctおよび sinωctの値は、
(cosωct ,sinωct)=(1,0)、(0,1)、(−1,0)、(0,−1)
となる。なお、図9中の同相信号および直交信号の "0" は、0が出力されることを示し、下線はA/D変換器出力の符号反転したものである。したがって、図8に示す構成により、受信信号(A/D変換器出力)と搬送波の同相成分および直交成分との乗算による同相成分および直交成分のベースバンド信号を生成することができる。
Here, since the clock frequency is four times the symbol rate (carrier frequency ω c ), if both carrier synchronization and timing synchronization are established, cos ω c t at the time of quantization of the A / D converter 111 and The value of sinω c t is
(cos ω c t, sin ω c t) = (1, 0), (0, 1), (−1, 0), (0, −1)
It becomes. Note that “0” in the in-phase signal and the quadrature signal in FIG. 9 indicates that 0 is output, and the underline is a sign-inverted output of the A / D converter. Therefore, with the configuration shown in FIG. 8, it is possible to generate baseband signals of in-phase and quadrature components by multiplying the received signal (A / D converter output) and the in-phase and quadrature components of the carrier wave.
図10は、従来の直交復調器の第2の構成例を示す。非特許文献2には、A/D変換器の動作速度を1/2に低減するための技術が示されている。図8に示す構成との違いは、2つのA/D変換器101,102を並列動作させ、IF信号をT/4(Tはシンボル周期、T=1/fs)ずらして交互にサンプリングすることにより、等価的にT/4間隔(サンプリングレート=4fs)でのサンプリングを実現するところにある。
FIG. 10 shows a second configuration example of a conventional quadrature demodulator. Non-Patent
ただし、A/D変換器101,102の相対的な量子化タイミング差について、制御回路109で検出される誤差情報に基づいてA/D変換器102の出力を補間回路104で補償するとともに、遅延回路103でその処理遅延と同等の遅延をA/D変換器101の出力に与える。これにより、遅延回路103および補間回路104の出力は、1個のA/D変換器によりT/4間隔でサンプリングを行い、その出力を交互に2系統に振り分けたときと等価なものとなる。したがって、図8に示す構成と同等の符号反転回路105,106、選択回路107およびカウンタ108により、同じ動作原理に基づいて搬送波の同相成分および直交成分との乗算による同相成分および直交成分のベースバンド信号が得られる。図11に、搬送波の位相状態と入出力信号を示す。
However, with respect to the relative quantization timing difference between the A /
次に、タイミング同期回路について説明する。タイミング同期回路の従来技術は次の2種類に大別される(特許文献2)。(1) 受信信号(IF信号、ベースバンド信号)からクロックを直接生成する。(2) サンプリングされた信号からタイミング誤差を検出し、検出結果をもとにクロック発振器を制御する。 Next, the timing synchronization circuit will be described. Prior art timing synchronization circuits are roughly classified into the following two types (Patent Document 2). (1) Generate a clock directly from the received signal (IF signal, baseband signal). (2) The timing error is detected from the sampled signal, and the clock oscillator is controlled based on the detection result.
(1) の従来技術は、まず受信信号を二乗演算等の非線形信号処理で歪ませることにより、本来受信信号に含まれていないクロック周波数成分を発生させ、これを狭帯域フィルタで抽出することにより、所望のクロック信号を発生させるものである。狭帯域フィルタの代わりに、タンクリミッタ回路やPLL(Phase Locked Loop)を用いる場合もある。 In the prior art of (1), the received signal is first distorted by nonlinear signal processing such as squaring operation to generate a clock frequency component that is not originally included in the received signal, and this is extracted by a narrowband filter. A desired clock signal is generated. A tank limiter circuit or PLL (Phase Locked Loop) may be used instead of the narrow band filter.
(2) の従来技術は、クロックをVCO(電圧制御発振器)で発生させ、タイミング誤差検出出力をローパスフィルタを介してVCOの制御電圧端子に入力することにより、サンプルタイミングを最適にするものである。なお、VCOは実装上の負担が大きいことから、VCOを使用する代わりにディジタル的に補間信号処理を行うことにより、タイミング誤差を補正する方法もある。 In the prior art (2), the clock is generated by a VCO (voltage controlled oscillator), and the timing error detection output is input to the control voltage terminal of the VCO via a low-pass filter, thereby optimizing the sample timing. . Since the VCO has a large mounting burden, there is a method of correcting the timing error by digitally performing interpolation signal processing instead of using the VCO.
また、バースト伝送に対応する技術としては、衛星通信用復調器に用いられるクロック再生回路が非特許文献3に示されている。この技術は、上記の2つの中間的な技術であり、まずタイミング誤差検出回路において、受信信号を二乗演算等の非線形信号処理によりクロック成分を発生させ、FFTによりクロック成分を抽出して逆正接演算によりタイミング誤差を検出し、そのタイミング誤差信号に基づいてタイミング補正回路(補間回路)がタイミング補正を行う方法である。
As a technique corresponding to burst transmission, Non-Patent
図12は、従来のタイミング誤差検出回路の原理的な構成を示す。ここでは、図8に示す直交復調器から出力される同相信号および直交信号が波形整形フィルタ(ロールオフフィルタ)を介して帯域制限されたものが入力される。帯域制限された同相信号および直交信号は、二乗回路710,711でそれぞれ二乗し、加算器720で加算してクロック成分を発生させる。加算器720の出力は、それぞれ sinωtk,cosωtk との乗算を行う乗算器730,735および積算回路750,755を用いたFFT信号処理によりクロック成分が検出される。ここで、ω=2π/T、tk =kT/4(kは整数)である。検出されたクロック成分の複素平面上での位相角がタイミング位相に相当するため、積算回路750の出力を実部、積算回路755の出力を虚部として逆正接演算回路760に入力し、逆正接演算を行うことによりタイミング誤差信号を出力することができる。
FIG. 12 shows the basic configuration of a conventional timing error detection circuit. Here, the in-phase signal and the quadrature signal output from the quadrature demodulator shown in FIG. 8 are input after band limitation via a waveform shaping filter (roll-off filter). The band-limited in-phase signal and quadrature signal are squared by
このタイミング誤差検出回路は、シンボルレートの4倍でサンプリングされた信号を入力するので、各部もシンボルレートの4倍の周波数で動作することになる。このため、非特許文献3では、動作速度の低減が可能な構成として図13に示す回路が示されている。ここでは、入力信号のサンプリングレートはナイキストレートであり、波形整形フィルタを用いたインタポレータ900,910で4倍サンプリング相当の信号をT/2ごとに2個ずつ発生させることを特徴としている。すなわち、インタポレータ900,910は、T/4間隔で設計されたロールオフフィルタを2つに分解したものを並列動作させることで、T/4だけタイミングの異なる2つの出力を同時に生成する。二乗回路810〜813、加算回路820,825、乗算器830,835、積算回路850,855および逆正接演算回路860は、それぞれ図12における対応する各回路と同等に動作する。
図8に示す直交復調器(特許文献1,非特許文献1)を用いる場合、A/D変換器や直交復調器の後段に接続される波形整形フィルタおよびタイミング誤差検出回路は、シンボルレートの4倍の速度で動作する必要がある。この場合のタイミング誤差検出回路の入力信号は、シンボルレートの4倍でサンプリングされた信号であるため、ナイキストサンプリングされた同相信号および直交信号を用いる非特許文献3における動作速度の低減技術は適用できない。このため、タイミング同期回路の動作速度はシンボルレートの4倍のままであり、波形整形フィルタを含めて高速で動作させる必要がある。その結果、シンボルレートが数10MBaud以上の高速信号の場合には、回路の動作速度は 100MHzを越えることになる。一般に、ディジタル回路の消費電力は動作周波数に比例するため、消費電力の増大することになる。さらに、近年のディジタルデバイスの性能向上を勘案しても、 100MHzを越える動作速度を実現することは容易ではない。
When the quadrature demodulator (
一方、図10に示す直交復調器(非特許文献2)は、A/D変換器の動作速度はナイキストレートに低減されているが、出力のレートはシンボルレートの4倍であり、図8に示す直交復調器と同一であるため、動作速度の問題は解決されない。 On the other hand, in the quadrature demodulator shown in FIG. 10 (Non-patent Document 2), the operation speed of the A / D converter is reduced to Nyquist rate, but the output rate is four times the symbol rate. Since it is the same as the quadrature demodulator shown, the problem of operating speed is not solved.
本発明は、多値QAMに適用可能な性能を有し、シンボルレートが数10MBaud以上の高速信号に対しても消費電力や回路規模および価格の面で有利なディジタル復調器を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a digital demodulator having performance applicable to multilevel QAM and advantageous in terms of power consumption, circuit scale, and price even for a high-speed signal having a symbol rate of several tens of MBaud or more. And
請求項1に記載のディジタル復調器は、シンボルレートfs、シンボル周期T(=1/fs)で、中間周波数の受信信号を2分岐して並列に入力し、それぞれサンプリング周波数2fsでT/4だけ異なるタイミングで交互に量子化を行う2つのA/D変換器と、2つのA/D変換器の一方の出力に接続され、2つのA/D変換器の相対的な量子化タイミング差のT/4からのずれを補正する補間回路と、2つのA/D変換器の他方の出力に接続され、補間回路の処理遅延と同じ遅延を与える遅延回路と、補間回路および遅延回路の各出力の符号を反転する第1および第2の符号反転回路と、周波数2fsで、補間回路の出力と第1の符号反転回路の出力を交互に選択した同相信号と、遅延回路の出力と第2の符号反転回路の出力を交互に選択した直交信号とを同一タイミングで出力する第1の選択回路とを含む直交復調器と、
第1の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第1の波形整形フィルタと、
第1の波形整形フィルタに対して出力位相がT/4遅れる特性を有し、第1の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第2の波形整形フィルタと、
第1の選択回路から出力された直交信号を1サンプル時間遅延させる遅延回路と、
第2の波形整形フィルタと同一特性を有し、遅延回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第3の波形整形フィルタと、
第1の波形整形フィルタと同一特性を有し、第1の選択回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第4の波形整形フィルタと、
第1の波形整形フィルタおよび第3の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第1の二乗加算手段と、第2の波形整形フィルタおよび第4の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第2の二乗加算手段と、各二乗加算手段の各出力の符号を反転する第3および第4の符号反転回路と、第1の二乗加算回路の出力と第3の符号反転回路の出力を交互に選択する第2の選択回路と、第2の二乗加算回路の出力と第4の符号反転回路の出力を交互に選択する第3の選択回路と、第2および第3の選択回路の出力をそれぞれ積算する第1および第2の積算回路と、第1の積算回路の出力を実部および第2の積算回路の出力を虚部とする複素平面上のベクトル角度をタイミング誤差信号として出力する逆正接演算回路とを含むタイミング誤差検出回路と、
第1〜第4の波形整形フィルタの各出力を入力とし、タイミング誤差信号に基づく補間処理によりタイミング補正された同相信号および直交信号として出力するタイミング補正回路とを備える。
The digital demodulator according to
A first waveform shaping filter that inputs the in-phase signal output from the first selection circuit and shapes the waveform;
A second waveform shaping filter that has a characteristic that the output phase is delayed by T / 4 with respect to the first waveform shaping filter, and that shapes the waveform by inputting the in-phase signal output from the first selection circuit;
A delay circuit for delaying the orthogonal signal output from the first selection circuit by one sample time;
A third waveform shaping filter having the same characteristics as the second waveform shaping filter, and shaping the waveform by inputting the orthogonal signal output from the delay circuit;
A fourth waveform shaping filter that has the same characteristics as the first waveform shaping filter and shapes the waveform by inputting the orthogonal signal output from the first selection circuit;
The first square addition means for squaring and adding the outputs of the first waveform shaping filter and the third waveform shaping filter, respectively, and the outputs of the second waveform shaping filter and the fourth waveform shaping filter are squared, respectively. Second square addition means for adding, third and fourth sign inversion circuits for inverting the sign of each output of each square addition means, output of the first square addition circuit and third sign inversion circuit A second selection circuit for alternately selecting the outputs of the second, a third selection circuit for alternately selecting the output of the second square addition circuit and the output of the fourth sign inverting circuit, and the second and third selections First and second integration circuits for integrating the outputs of the circuits, and a vector angle on a complex plane with the output of the first integration circuit as a real part and the output of the second integration circuit as an imaginary part, respectively, as a timing error signal The arc tangent calculation circuit that outputs And non-timing error detection circuit,
And a timing correction circuit that receives the outputs of the first to fourth waveform shaping filters as inputs and outputs them as in-phase signals and quadrature signals that have been subjected to timing correction by interpolation processing based on the timing error signal.
請求項2に記載のディジタル復調器は、シンボルレートfs、シンボル周期T(=1/fs)で、中間周波数の受信信号を入力し、サンプリング周波数4fsで量子化を行うA/D変換器と、A/D変換器の出力の符号を反転する第1の符号反転回路と、周波数2fsごとにA/D変換器の出力と符号反転回路の出力を交互に選択した同相信号と直交信号とを同一タイミングで出力する第1の選択回路とを含む直交復調器を備える。第1〜第4の波形整形フィルタ、遅延回路、タイミング誤差検出回路およびタイミング補正回路は、第1の実施形態と同様である。
A digital demodulator according to
請求項3に記載のディジタル復調器は、請求項1または請求項2に記載のディジタル復調器において、タイミング補正回路から出力される同相信号および直交信号に対して搬送波位相を調整する搬送波同期回路と、搬送波同期回路の出力から残留するタイミング誤差を検出するトラッキング回路とを備え、タイミング誤差検出回路は、間欠的に受信される受信信号の先頭の一定期間のみ動作した後にその出力を保持し、タイミング補正回路は、その後続の受信信号に対してはトラッキング回路の出力とタイミング誤差検出回路の出力の加算結果に応じてタイミング補正を行う構成である。
3. A digital demodulator according to
本発明のディジタル復調器は、各回路をすべてナイキストレートで動作させることができる。したがって、多値QAMを用いた数10MBaud以上の高速信号に適用可能なディジタル復調器を低消費電力および低価格で実現することができる。なお、非特許文献3に記載の構成に対して、アナログ直交復調器を使用しない構成であり、A/D変換器の個数や動作速度が同じであることを考慮すると、メリットは大きい。
In the digital demodulator of the present invention, all the circuits can be operated on a Nyquist rate. Therefore, a digital demodulator applicable to a high-speed signal of several tens of MBaud or more using multi-level QAM can be realized with low power consumption and low cost. In contrast to the configuration described in
(第1の実施形態)
図1は、本発明のディジタル復調器の第1の実施形態を示す。図において、IF信号は直交復調器100に入力されて直交復調される。この直交復調器100は、基本的には図10に示す従来の直交復調器と同じ構成である。従来の直交復調器は、図11に示すように、搬送波の位相状態に応じて出力が "0”になる。たとえば、同相信号の場合、搬送波(cos) の振幅は1,0,−1,0の繰り返しとなり、同相信号はカウンタ値0〜3が奇数の時刻に "0”になる。このため、直交復調器の各出力に接続された波形整形フィルタ(ロールオフフィルタ)は、 "0”が入力されるタップの計算を省くことができる。本実施形態で用いる直交復調器100は、 "0”の出力を止め、搬送波の振幅が0になるタイミングでは直前の出力を保持する構成であり、同相信号と直交信号がT/4ごとに交互に変化する。また、同相信号と直交信号は遅延調整され、同一タイミングで出力される構成である。直交復調器100の動作タイミングを図3に示す。ここに示すように、従来の直交復調器においてはカウンタおよび選択回路がシンボルレートの4倍の周波数で動作する必要があるのに対して、本実施形態の直交復調器100はナイキストレートで動作する構成であり、動作速度の低減が可能になっている。
(First embodiment)
FIG. 1 shows a first embodiment of the digital demodulator of the present invention. In the figure, the IF signal is input to the
直交復調器100から出力された同相信号は、出力位相がT/4だけ異なる2つの波形整形フィルタ(LPF(a))200および波形整形フィルタ(LPF(b))210に入力される。また、直交信号は、出力位相がT/4だけ異なる2つの波形整形フィルタ(LPF(b))220および波形整形フィルタ(LPF(a))230に入力されるが、波形整形フィルタ(LPF(b))220に入力される直交信号は、遅延回路(FF)240を介して1サンプル時間(=T/2)遅延させてから入力する。
The in-phase signal output from the
ここで、波形整形フィルタ(LPF(a))200,230および波形整形フィルタ(LPF(b))210,220は、図4に示すように、T/4間隔で設計された基準となる波形整形フィルタをそれぞれ2つに分解したものであり、LPF(a) はLPF(b) に対して出力位相がT/4だけ進むように構成されている。本実施形態では、タイミング誤差検出回路400で4倍サンプリング相当の信号を必要とするため、出力位相がT/4だけ異なる波形整形フィルタ(LPF(a))200,230および波形整形フィルタ(LPF(b))210,220に分解し、これを並列接続することによりシンボルレートの4倍で動作する(元のT/4間隔で設計された)波形整形フィルタと等価な動作をさせるように構成されている。各波形整形フィルタの出力を比較したものを図5に示す。ここに示すように、(1) 同相信号(Ich) と直交信号(Qch)では分解後のフィルタの配置を逆にし、(2) 直交信号を入力するフィルタの一方(図中網かけ部分)の出力タイミングを1サンプル分遅延させることにより、動作速度をナイキストレートに低減しかつ所望の出力が得られることがわかる。
Here, the waveform shaping filters (LPF (a)) 200 and 230 and the waveform shaping filters (LPF (b)) 210 and 220 are, as shown in FIG. 4, a waveform shaping as a reference designed at intervals of T / 4. Each filter is divided into two, and the LPF (a) is configured such that the output phase advances by T / 4 with respect to the LPF (b). In this embodiment, since the timing
波形整形フィルタ(LPF(a))200と波形整形フィルタ(LPF(b))210の組、波形整形フィルタ(LPF(b))220と波形整形フィルタ(LPF(a))230の組は、それぞれT/2ごとに同相信号310,320および直交信号330,340を出力し、タイミング補正回路300およびタイミング誤差検出回路400に入力される。タイミング誤差検出回路400の構成例を図2に示す。
A set of the waveform shaping filter (LPF (a)) 200 and the waveform shaping filter (LPF (b)) 210, and a set of the waveform shaping filter (LPF (b)) 220 and the waveform shaping filter (LPF (a)) 230 are respectively In-
タイミング誤差検出回路400は、基本的には図13に示す破線内の構成と同様であり、二乗回路410〜413、加算回路420,425、積算回路450,455、逆正接演算回路460がそれぞれ対応する。ここでは、図13に示す乗算回路830,835における(−1)k の乗算を、符号反転回路430,435および選択回路440,445により実現している。逆正接演算回路460から出力されるタイミング誤差信号350がタイミング補正回路300に入力される。
The timing
タイミング補正回路300は、同相信号および直交信号それぞれについて前後の信号から補間処理によりタイミング補正を行う。例えば、同相信号310,320はタイミングがT/4異なった時点の信号振幅をとるが、まず両入力を交互に並べることでT/4間隔の時系列信号を得る。この時系列信号に対して、タイミング誤差信号350に応じて多項式補間を行うことにより、タイミング補正された同相信号を出力する。同様に、直交信号330,340を入力してタイミング補正された直交信号を出力する。
The
このように、本実施形態の構成では、復調器全体がナイキストレートで動作すればよく、シンボルレートの4倍の速度で行う処理がなくなる。 Thus, in the configuration of the present embodiment, the entire demodulator only needs to operate on a Nyquist rate, and processing performed at a rate four times the symbol rate is eliminated.
(第2の実施形態)
図6は、本発明のディジタル復調器の第2の実施形態を示す。図において、IF信号は直交復調器110に入力されて直交復調される。この直交復調器110は、基本的には図8に示す従来の直交復調器と同じ構成である。ただし、搬送波の振幅が0になるタイミングでは直前の出力を保持し、出力である同相信号と直交信号は遅延調整され同一タイミングで出力される点が異なる。本実施形態では、直交復調器110に内蔵されるA/D変換器のサンプリングレートがシンボルレートの4倍であるが、出力タイミングとしては図3に示した第1の実施形態と同一になる。したがって、直交復調器110以降の構成は、第1の実施形態と同一の構成で対応することができる。
(Second Embodiment)
FIG. 6 shows a second embodiment of the digital demodulator of the present invention. In the figure, the IF signal is input to the
このように、本実施形態の構成では、直交復調器110において第1の実施形態と同等の出力を得ることができるので、直交復調器110以後の各回路の動作速度をすべてナイキストレートに低減することができる。
As described above, in the configuration of the present embodiment, the
(第3の実施形態)
図7は、本発明のディジタル復調器の第3の実施形態を示す。本実施形態は、第1の実施形態の構成において、タイミング補正回路300でタイミング同期が確立した同相信号および直交信号に対して、搬送波同期回路500で搬送波同期を行う構成を示す。ここでは、バースト伝送を仮定し、バーストの先頭に配置された固定パターンを用いてタイミング同期を確立し、その後のデータシンボル伝送時にタイミング同期の追従動作を行う場合を想定する。なお、第2の実施形態の構成においても同様である。
(Third embodiment)
FIG. 7 shows a third embodiment of the digital demodulator of the present invention. This embodiment shows a configuration in which the
本実施形態では、バーストの先頭の固定パターン受信中はタイミング誤差検出回路400を動作させ、タイミング同期を確立させる。タイミング同期確立後は、タイミング誤差検出回路400はその出力を保持したまま後続のデータシンボルの復調を続ける。これにより、同相信号および直交信号は、クロック発振器の周波数誤差により徐々にタイミング位相が最適点からずれている。これに対して、同相信号または直交信号の一方を入力とするトラッキング回路600を動作させ、その出力をタイミング補正回路300に入力し、タイミング誤差信号350に加算することによってタイミング補正を行い、タイミング同期の追従動作を実現する。
In this embodiment, the timing
100,110 直交復調器
101,102,111 A/D変換器
103 遅延回路
104 補間回路
105,106,112 符号反転回路
107,113 選択回路
108,114 カウンタ
200,230 波形整形フィルタ(LPF(a))
210,220 波形整形フィルタ(LPF(b))
240 遅延回路(FF)
300 タイミング補正回路
400 タイミング誤差検出回路
410,411,412,413 二乗回路
420,425 加算回路
430,435 符号反転回路
440,445 選択回路
450,455 積算回路
460 逆正接演算回路
500 搬送波同期回路
600 トラッキング回路
100, 110
210, 220 Waveform shaping filter (LPF (b))
240 Delay circuit (FF)
DESCRIPTION OF
Claims (3)
前記第1の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第1の波形整形フィルタと、
第1の波形整形フィルタに対して出力位相がT/4遅れる特性を有し、前記第1の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第2の波形整形フィルタと、
前記第1の選択回路から出力された直交信号を1サンプル時間遅延させる遅延回路と、
前記第2の波形整形フィルタと同一特性を有し、前記遅延回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第3の波形整形フィルタと、
前記第1の波形整形フィルタと同一特性を有し、前記第1の選択回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第4の波形整形フィルタと、
前記第1の波形整形フィルタおよび前記第3の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第1の二乗加算手段と、前記第2の波形整形フィルタおよび前記第4の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第2の二乗加算手段と、前記各二乗加算手段の各出力の符号を反転する第3および第4の符号反転回路と、前記第1の二乗加算回路の出力と前記第3の符号反転回路の出力を交互に選択する第2の選択回路と、前記第2の二乗加算回路の出力と前記第4の符号反転回路の出力を交互に選択する第3の選択回路と、前記第2および第3の選択回路の出力をそれぞれ積算する第1および第2の積算回路と、前記第1の積算回路の出力を実部および前記第2の積算回路の出力を虚部とする複素平面上のベクトル角度をタイミング誤差信号として出力する逆正接演算回路とを含むタイミング誤差検出回路と、
前記第1〜第4の波形整形フィルタの各出力を入力とし、前記タイミング誤差信号に基づく補間処理によりタイミング補正された同相信号および直交信号として出力するタイミング補正回路と
を備えたことを特徴とするディジタル復調器。 Two received signals having an intermediate frequency are branched in parallel at a symbol rate fs and a symbol period T (= 1 / fs), and are quantized alternately at a sampling frequency of 2 fs and at different timings by T / 4. An interpolation connected to an output of the A / D converter and one of the two A / D converters, and correcting a shift from a relative quantization timing difference of the two A / D converters from T / 4 A delay circuit which is connected to the other output of the two A / D converters and gives the same delay as the processing delay of the interpolation circuit; and a sign which inverts the sign of each output of the interpolation circuit and the delay circuit An in-phase signal obtained by alternately selecting an output of the interpolation circuit and an output of the first sign inversion circuit at a frequency of 2 fs, an output of the delay circuit, and the second sign Inverting circuit output selected alternately A quadrature demodulator and a first selection circuit for outputting the communication degree at the same time,
A first waveform shaping filter that inputs the in-phase signal output from the first selection circuit and shapes the waveform;
A second waveform shaping filter that has a characteristic that an output phase is delayed by T / 4 with respect to the first waveform shaping filter, and that shapes the waveform by inputting the in-phase signal output from the first selection circuit;
A delay circuit for delaying the orthogonal signal output from the first selection circuit by one sample time;
A third waveform shaping filter having the same characteristics as the second waveform shaping filter and shaping the waveform by inputting the orthogonal signal output from the delay circuit;
A fourth waveform shaping filter that has the same characteristics as the first waveform shaping filter and shapes the waveform by inputting an orthogonal signal output from the first selection circuit;
First square addition means that squares and adds each output of the first waveform shaping filter and the third waveform shaping filter, and each of the second waveform shaping filter and the fourth waveform shaping filter Second square addition means for squaring and adding the outputs, third and fourth sign inverting circuits for inverting the sign of each output of each square addition means, and the output of the first square addition circuit A second selection circuit that alternately selects the output of the third sign inversion circuit; and a third selection circuit that alternately selects the output of the second square addition circuit and the output of the fourth sign inversion circuit. The first and second integration circuits for integrating the outputs of the second and third selection circuits, respectively, the real part for the output of the first integration circuit, and the imaginary part for the output of the second integration circuit The vector angle on the complex plane A timing error detecting circuit including an inverse tangent calculation circuit for outputting a timing error signal,
A timing correction circuit that receives the outputs of the first to fourth waveform shaping filters as inputs and outputs the signals as in-phase signals and quadrature signals that have been subjected to timing correction by interpolation processing based on the timing error signal. Digital demodulator.
前記第1の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第1の波形整形フィルタと、
第1の波形整形フィルタに対して出力位相がT/4遅れる特性を有し、前記第1の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第2の波形整形フィルタと、
前記第1の選択回路から出力された直交信号を1サンプル時間遅延させる遅延回路と、
前記第2の波形整形フィルタと同一特性を有し、前記遅延回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第3の波形整形フィルタと、
前記第1の波形整形フィルタと同一特性を有し、前記第1の選択回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第4の波形整形フィルタと、
前記第1の波形整形フィルタおよび前記第3の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第1の二乗加算手段と、前記第2の波形整形フィルタおよび前記第4の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第2の二乗加算手段と、前記各二乗加算手段の各出力の符号を反転する第2および第3の符号反転回路と、前記第1の二乗加算回路の出力と前記第2の符号反転回路の出力を交互に選択する第2の選択回路と、前記第2の二乗加算回路の出力と前記第3の符号反転回路の出力を交互に選択する第3の選択回路と、前記第2および第3の選択回路の出力をそれぞれ積算する第1および第2の積算回路と、前記第1の積算回路の出力を実部および前記第2の積算回路の出力を虚部とする複素平面上のベクトル角度をタイミング誤差信号として出力する逆正接演算回路とを含むタイミング誤差検出回路と、
前記第1〜第4の波形整形フィルタの各出力を入力とし、前記タイミング誤差信号に基づく補間処理によりタイミング補正された同相信号および直交信号として出力するタイミング補正回路と
を備えたことを特徴とするディジタル復調器。 An A / D converter that receives an intermediate frequency received signal at a symbol rate fs and a symbol period T (= 1 / fs) and performs quantization at a sampling frequency of 4 fs, and an output code of the A / D converter A first sign inversion circuit to invert, and an in-phase signal and a quadrature signal in which the output of the A / D converter and the output of the first sign inversion circuit are alternately selected for each frequency 2 fs are output at the same timing. A quadrature demodulator including a first selection circuit;
A first waveform shaping filter that inputs the in-phase signal output from the first selection circuit and shapes the waveform;
A second waveform shaping filter that has a characteristic that an output phase is delayed by T / 4 with respect to the first waveform shaping filter, and that shapes the waveform by inputting the in-phase signal output from the first selection circuit;
A delay circuit for delaying the orthogonal signal output from the first selection circuit by one sample time;
A third waveform shaping filter having the same characteristics as the second waveform shaping filter and shaping the waveform by inputting the orthogonal signal output from the delay circuit;
A fourth waveform shaping filter that has the same characteristics as the first waveform shaping filter and shapes the waveform by inputting an orthogonal signal output from the first selection circuit;
First square addition means that squares and adds each output of the first waveform shaping filter and the third waveform shaping filter, and each of the second waveform shaping filter and the fourth waveform shaping filter Second square addition means for squaring and adding the outputs, second and third sign inverting circuits for inverting the sign of each output of each square addition means, and the output of the first square addition circuit A second selection circuit for alternately selecting an output of the second sign inversion circuit; and a third selection circuit for alternately selecting an output of the second square addition circuit and an output of the third sign inversion circuit. The first and second integration circuits for integrating the outputs of the second and third selection circuits, respectively, the real part for the output of the first integration circuit, and the imaginary part for the output of the second integration circuit The vector angle on the complex plane A timing error detecting circuit including an inverse tangent calculation circuit for outputting a timing error signal,
A timing correction circuit that receives each output of the first to fourth waveform shaping filters as an input and outputs the output as an in-phase signal and a quadrature signal that are timing-corrected by an interpolation process based on the timing error signal; Digital demodulator.
前記タイミング補正回路から出力される同相信号および直交信号に対して搬送波位相を調整する搬送波同期回路と、
前記搬送波同期回路の出力から残留するタイミング誤差を検出するトラッキング回路とを備え、
前記タイミング誤差検出回路は、間欠的に受信される受信信号の先頭の一定期間のみ動作した後にその出力を保持し、前記タイミング補正回路は、その後続の受信信号に対しては前記トラッキング回路の出力と前記タイミング誤差検出回路の出力の加算結果に応じてタイミング補正を行う構成である
ことを特徴とするディジタル復調器。
The digital demodulator according to claim 1 or 2,
A carrier synchronization circuit that adjusts the carrier phase with respect to the in-phase signal and the quadrature signal output from the timing correction circuit;
A tracking circuit for detecting a residual timing error from the output of the carrier synchronization circuit;
The timing error detection circuit holds the output after operating only for a certain period at the beginning of the reception signal received intermittently, and the timing correction circuit outputs the output of the tracking circuit for the subsequent reception signal And a timing demodulator that corrects the timing according to the result of adding the outputs of the timing error detection circuit.
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