JP2005269818A - Control unit of polyphase ac current - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、電力変換装置を用いて３相を超す多相交流電流を制御する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device that controls a multiphase alternating current exceeding three phases by using a power converter.
交流電動機のベクトル制御では、直流電動機と同等な高性能トルク制御特性や速度制御特性が得られることが知られている。しかし、その実現のためには電動機の３相交流電流が目標値に対して位相遅れなく、かつ３相平衡して制御されることが必要となる。このため、一般には次のような電流制御系を構成して対処している。
図３はインバータを用いて永久磁石同期電動機の速度制御を行なう従来例で、例えば特許文献１に開示されている。
In vector control of an AC motor, it is known that high-performance torque control characteristics and speed control characteristics equivalent to those of a DC motor can be obtained. However, in order to realize this, it is necessary that the three-phase alternating current of the motor is controlled in a three-phase balanced manner with no phase delay with respect to the target value. For this reason, generally, the following current control system is configured to cope with this.
FIG. 3 shows a conventional example in which the speed control of a permanent magnet synchronous motor is performed using an inverter.
図３について、以下に説明する。
インバータ１は、直流電源を３相交流電源に電力変換する。その出力は２組の電流検出器３を経て電動機２に接続されており、電動機２には位置検出器４が接続されている。位置検出器４で検出された回転子位置θを速度演算器５で微分することにより、電動機の速度ωが求められる。速度調節器６は、速度指令値ω*と速度ωとの偏差を増幅する。
FIG. 3 will be described below.
The
永久磁石同期電動機の電流は、永久磁石の作る磁束と同一方向の磁束を作る電流成分と、それに直交してトルク発生に寄与する電流成分とに分解できることが知られている。前者の電流成分は直軸電流またはｄ軸電流と呼ばれ、後者の電流成分は横軸電流またはｑ軸電流と呼ばれる。上記速度調節器６の出力をｑ軸電流の指令ｉｑ*とし、ｄ軸電流の指令をｉｄ*とすると、ｉｄ*は例えばゼロに設定される。また、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑは電流検出器３で検出された電動機の２相電流ｉａ，ｉｂから、座標変換器７において次の数１に示す（１）式のような演算を行なうことで、算出される。
It is known that the current of a permanent magnet synchronous motor can be decomposed into a current component that produces a magnetic flux in the same direction as the magnetic flux produced by the permanent magnet, and a current component that contributes to torque generation orthogonal to the current component. The former current component is called a direct-axis current or d-axis current, and the latter current component is called a horizontal-axis current or q-axis current. If the output of the
ｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとの偏差は電流調節器８で増幅され、ｑ軸電圧指令ｖｑ*が得られる。同様に、ｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとの偏差は電流調節器９で増幅され、ｄ軸電圧指令ｖｄ*が得られる。座標変換器１０はｖｄ*とｖｑ*および回転子位置θから、次の数２に示す（２）式のような演算をすることで、３相の電圧指令ｖａ*，ｖｂ*，ｖｃ*を求める。求められた３相電圧指令からＰＷＭ（パルス幅変調）回路１１でＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号によりインバータ１の制御が行なわれる。
The deviation between the q-axis current command iq * and the q-axis current iq is amplified by the
以上の制御で特徴的なことは、３相交流電流が直接的に制御されるのではなく、一旦ｄ軸電流とｑ軸電流に座標変換されて、この両電流が目標とする電流に制御されることである。もし、交流電流を直接的に制御すると、電流指令値に対して電流実際値には少なからず位相遅れが生じ、また電流の実効値も指令値に対して誤差を生じる。すなわち、電流の定常偏差が生じる。しかるに、３相交流電流を直交回転座標系であるｄ−ｑ軸座標系に座標変換すると、座標変換されたｄ軸電流とｑ軸電流は定常的には直流となるため、ｄ軸電流とｑ軸電流を制御することによって、定常偏差なく電流を制御することができる。このことにより、高性能な電流制御が達成でき、電動機の高性能な速度制御を行なうことが可能となる。 What is characteristic of the above control is that the three-phase alternating current is not directly controlled, but is once transformed into d-axis current and q-axis current, and both currents are controlled to the target current. Is Rukoto. If the alternating current is directly controlled, the actual current value is not less than a phase delay with respect to the current command value, and the effective current value also causes an error with respect to the command value. That is, a steady current deviation occurs. However, when the three-phase alternating current is coordinate-converted into the dq axis coordinate system, which is an orthogonal rotation coordinate system, the coordinate-converted d-axis current and q-axis current are continually DC, so the d-axis current and q By controlling the shaft current, the current can be controlled without a steady deviation. As a result, high-performance current control can be achieved, and high-performance speed control of the motor can be performed.
一般産業用の電動機では、通常３相電動機が用いられる。しかし、いろいろな目的から、３相を超す多相電動機が用いられる場合もある。例えば、製作が容易な中小容量の電力変換装置を複数用いて、大容量の多相電動機を駆動する場合がある。また、インバータなどの電力変換装置で駆動される電動機には高調波電流が流れ、この高調波電流に起因したトルクリプルが問題になる場合があるが、多相電動機では多相の高調波電流によるトルクリプルが相殺されるため、トルクリプルを低減する目的で３相を超す多相電動機を適用する場合もある。 In general industrial motors, a three-phase motor is usually used. However, for various purposes, a multi-phase motor exceeding three phases may be used. For example, a large-capacity multi-phase motor may be driven using a plurality of small and medium capacity power converters that are easy to manufacture. In addition, harmonic current flows in an electric motor driven by a power conversion device such as an inverter, and torque ripple caused by this harmonic current may be a problem, but in multi-phase motors, torque ripple caused by multi-phase harmonic current may occur. Therefore, a multiphase motor exceeding three phases may be applied for the purpose of reducing torque ripple.
ところで、多相の電流を制御する場合は、電流の独立変数（または自由度）の数に注意する必要がある。従来例としての図３の例では、２相の電流値が決まると残りの相の電流値も決まるため、電流の独立変数の数は２である。一方、座標変換後の電流もｄ軸電流とｑ軸電流であり、独立変数の数は２である。このように、座標変換前後で独立変数の数が同じだと、ｄ軸電流とｑ軸電流を目標とする指令値に制御することで、間接的に各相の電流を目標値に制御することができる。 By the way, when controlling a multiphase current, it is necessary to pay attention to the number of independent variables (or degrees of freedom) of the current. In the example of FIG. 3 as the conventional example, when the current values of the two phases are determined, the current values of the remaining phases are also determined, and therefore the number of independent variables of the current is two. On the other hand, the current after coordinate conversion is also a d-axis current and a q-axis current, and the number of independent variables is two. As described above, when the number of independent variables is the same before and after coordinate conversion, the current of each phase is controlled to the target value indirectly by controlling the d-axis current and the q-axis current to the target command values. Can do.
しかるに、３相を超える多相電動機の場合は、上記のような関係にはならない。例えば、５組の単相インバータで駆動される５相電動機の場合を考える。この場合、電流の独立変数は５であるが、座標変換してｄ軸電流とｑ軸電流に変換したときの電流の独立変数は２である。このことは、ｄ軸電流とｑ軸電流を目標値に制御しても、各相の電流は目標とする電流になるとは限らないことを示している。 However, in the case of a multiphase motor having more than three phases, the above relationship does not occur. For example, consider the case of a five-phase motor driven by five sets of single-phase inverters. In this case, the independent variable of the current is 5, but the independent variable of the current is 2 when the coordinates are converted into the d-axis current and the q-axis current. This indicates that even if the d-axis current and the q-axis current are controlled to the target values, the current of each phase does not always become the target current.
例えば、各巻線のインピーダンスや誘起電圧の不平衡により、特定の相電流が過大になったり、その逆に特定相の電流が異常に小さくなったりする。この場合、インバータや電動機の利用率が悪くなり目標とする出力が得られなかったり、最悪の場合は機器を損傷する事故に至るおそれもある。
したがって、この発明の課題は、３相を超える多相負荷の各相の電流を位相遅れなく制御できるようにすることにある。
For example, the specific phase current becomes excessive due to the imbalance of the impedance and induced voltage of each winding, and conversely, the current of the specific phase becomes abnormally small. In this case, the utilization rate of the inverter and the electric motor may be deteriorated, and a target output may not be obtained, or in the worst case, an accident may be caused to damage the device.
Therefore, an object of the present invention is to be able to control the current of each phase of a multiphase load exceeding three phases without phase delay.
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、電力変換装置を用いて３相を超える相数の多相交流電流を制御する制御装置において、
多相の交流電流を直交回転座標上の電流成分に座標変換し、定常状態では直流電流となる少なくとも２つの電流成分を演算する座標変換手段と、この座標変換手段から得られる各電流成分をそれぞれフィードバック制御する複数の第１電流調節手段と、各相の電流を直接的にそれぞれフィードバック制御する複数の第２電流調節手段とを設け、前記第１電流調節手段から得られる電圧指令と前記第２電流調節手段から得られる電圧指令との合成値に基づき、前記電力変換装置を制御することを特徴とする。
In order to solve such problems, in the invention of
Coordinate conversion means for converting multiphase AC current into current components on orthogonal rotation coordinates and calculating at least two current components that are DC current in a steady state, and each current component obtained from the coordinate conversion means A plurality of first current adjusting means for feedback control and a plurality of second current adjusting means for directly feedback controlling the current of each phase are provided, and a voltage command obtained from the first current adjusting means and the second The power converter is controlled based on a combined value with a voltage command obtained from a current adjusting means.
上記請求項１の発明においては、前記第１電流調節手段は、少なくとも積分要素を有することができ（請求項２の発明）、または、前記第１電流調節手段を積分器とし、前記第２電流調節手段を比例増幅器とすることができる（請求項３の発明）。 In the first aspect of the present invention, the first current adjusting means can have at least an integration element (invention of the second aspect), or the first current adjusting means is an integrator, and the second current is adjusted. The adjusting means may be a proportional amplifier (invention of claim 3).
この発明によれば、第１の電流調整手段により位相遅れのない電流制御が達成でき、第２の電流調整手段により各相の電流を平衡して制御できるので、高性能な多相交流電流の制御を行なうことができる。
また、ｄ軸電流とｑ軸電流の調節器に積分要素を持たせることで、定常偏差を理論的にゼロにできる。
さらに、ｄ軸電流とｑ軸電流の調節器を積分器とし、第２の電流調整手段を比例増幅器とすることで、制御系の構成を簡単にすることが可能となる。
According to the present invention, current control without phase delay can be achieved by the first current adjusting means, and current of each phase can be balanced and controlled by the second current adjusting means. Control can be performed.
Further, by providing the d-axis current and q-axis current regulators with integral elements, the steady-state deviation can be theoretically made zero.
Furthermore, the configuration of the control system can be simplified by using the d-axis current and q-axis current regulator as an integrator and the second current adjustment means as a proportional amplifier.
図１はこの発明の実施の形態を示すブロック図である。
従来例と同じ部分の説明は省略し、主として相違点について説明する。
図示のインバータは、例えば５組の単相インバータで構成されており、その出力は５個の電流検出器３を経由して、５相電動機２に接続されている。５相電動機２には、位置検出器４が接続されている。座被変換器７は、位置検出器４で検出された回転子位置θと、５相の電流ｉ１〜ｉ５とから、次の数３に示す（３）式のような演算を行なうことにより、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑを算出する。
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
The description of the same part as the conventional example is omitted, and different points will be mainly described.
The illustrated inverter includes, for example, five sets of single-phase inverters, and the output thereof is connected to the five-
ｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとの偏差は電流調節器８で増幅され、ｑ軸電圧指令ｖｑ１*が得られる。同様に、ｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとの偏差は電流調節器９で増幅され、ｄ軸電圧指令ｖｄ１*が得られる。座標変換器１０はｖｄ１*とｖｑ１*および回転子位置θから、次の数４に示す（４）式のような演算をすることで、５相の電圧指令ｖ１０*〜ｖ５０*を算出する。
The deviation between the q-axis current command iq * and the q-axis current iq is amplified by the
一方、座標変換器１２は、ｄ軸電流指令ｉｄ*，ｑ軸電流指令ｉｑ*および回転子位置θから、次の数５に示す（５）式のような演算をすることにより、各相の電流指令ｉ１*〜ｉ５*を求める。
On the other hand, the
各相の電流指令ｉ１*〜ｉ５*と各相電流ｉ１〜ｉ５のそれぞれの偏差は、５組の交流電流調節器１３で増幅され、交流電流調節器１３の各出力は加算器１４において上記のｖ１０*〜ｖ５０*と加算され、各相の電圧指令ｖ１*〜ｖ５*が求められる。この電圧指令からＰＷＭ（パルス幅変調）回路１１でＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号によりインバータ１を制御する。
The deviations of the current commands i1 * to i5 * of each phase and the phase currents i1 to i5 are amplified by five sets of
以上では多相電動機の例を説明したが、この発明は例えば複数のリアクトルに多相交流電流を給電するような場合にも適用できる。図２は３組を超える多相リアクトルに対し、多相交流電流を給電する場合の例を示す。
ここでは、電流指令が電流の大きさと周波数に分離して与えられ、電流の大きさはｄ軸電流指令ｉｄ*およびｑ軸電流指令ｉｑ*として設定され、周波数指令は発信器４Ａに設定される。すなわち、図１の電動機２がリアクトル２Ａに、位置検出器４が発信器４Ａに置き換わった構成となっているが、その他の電流制御に関する部分は図１と同じである。従って、その詳細説明は省略する。
Although the example of the multiphase motor has been described above, the present invention can also be applied to a case where a multiphase AC current is supplied to a plurality of reactors, for example. FIG. 2 shows an example in which a multiphase AC current is supplied to more than three sets of multiphase reactors.
Here, the current command is given separately as the current magnitude and the frequency, the current magnitude is set as the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * , and the frequency command is set in the transmitter 4A. . That is, the
なお、上記座標変換器７ではｄ軸電流とｑ軸電流を演算しているが、さらに零相電流などの演算を追加し、この零相電流を所望値に制御する機能を付加するようにしても良い。
また、図１と図２の構成において、ｑ軸電流を制御する電流調節器８と、ｄ軸電流を制御する電流調節器９は少なくとも積分要素を持った調節器とすることで、定常偏差を理論的にゼロとすることができる。
さらに、図１と図２の構成において、ｑ軸電流を制御する電流調節器８とｄ軸電流を制御する電流調節器９は積分器とし、各相の電流を制御する交流電流調節器１３は比例増幅器とすることで、制御系の構成を簡単化することが可能となる。
The coordinate converter 7 calculates the d-axis current and the q-axis current, but further adds a calculation such as a zero-phase current and adds a function for controlling the zero-phase current to a desired value. Also good.
1 and 2, the
1 and 2, the
１…インバータ、２…電動機、２Ａ…リアクトル、３…電流検出器、４…位置検出器、４Ａ…発信器（ＯＳＣ）、５…速度演算器、６…速度調節器、７，１０，１２…座標変換器、８，９…電流調節器、１１…ＰＷＭ（パルス幅変調）回路。
DESCRIPTION OF
Claims (3)
多相の交流電流を直交回転座標上の電流成分に座標変換し、定常状態では直流電流となる少なくとも２つの電流成分を演算する座標変換手段と、この座標変換手段から得られる各電流成分をそれぞれフィードバック制御する複数の第１電流調節手段と、各相の電流を直接的にそれぞれフィードバック制御する複数の第２電流調節手段とを設け、前記第１電流調節手段から得られる電圧指令と前記第２電流調節手段から得られる電圧指令との合成値に基づき、前記電力変換装置を制御することを特徴とする多相交流電流の制御装置。 In a control device that controls a multiphase alternating current having a number of phases exceeding three phases using a power conversion device,
Coordinate conversion means for converting multiphase AC current into current components on orthogonal rotation coordinates and calculating at least two current components that are DC current in a steady state, and each current component obtained from the coordinate conversion means A plurality of first current adjusting means for feedback control and a plurality of second current adjusting means for directly feedback controlling the current of each phase are provided, and a voltage command obtained from the first current adjusting means and the second A control apparatus for a multiphase alternating current, wherein the power converter is controlled based on a combined value with a voltage command obtained from a current adjusting means.
2. The control apparatus for a multiphase alternating current according to claim 1, wherein the first current adjusting means is an integrator, and the second current adjusting means is a proportional amplifier.
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| US10847334B2 (en) | 2017-03-28 | 2020-11-24 | Lsis Co., Ltd. | Apparatus and method for controlling current |
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