JP2005228160A - Constant current source device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、定電流源装置に関するものである。 The present invention relates to a constant current source device.
定電流源は、オームの法則から、基準抵抗Rrefに定電圧発生回路から発生された基準電圧Vrefを印加すれば作成することができる。このとき、基準抵抗RrefにはIref=Vref/Rrefの定電流が流れることになる（特許文献１及び２参照。）。
The constant current source can be created by applying the reference voltage Vref generated from the constant voltage generation circuit to the reference resistor Rref according to Ohm's law. At this time, a constant current of Iref = Vref / Rref flows through the reference resistor Rref (see
半導体チップ上に高精度の定電流源を作成する場合、温度依存性の低い高精度の基準電圧Vref及び高精度の基準抵抗Rrefが必要となる。 When a high-precision constant current source is created on a semiconductor chip, a high-precision reference voltage Vref and a high-precision reference resistor Rref with low temperature dependence are required.
ところが、今日のCMOS技術では、高精度の基準抵抗Rrefを作成するのは非常に困難である。 However, in today's CMOS technology, it is very difficult to create a high-precision reference resistor Rref.
CMOSプロセスで定電流源を作成する場合、バンドギャップリファレンス回路等を用いて基準電圧源を作成することにより基準電圧Vrefの温度依存性を０に近づけることができる。しかしながら、CMOSプロセスで一般的に用いられるＰＯＬＹ抵抗、拡散抵抗、Ｗｅｌｌ抵抗を用いて基準抵抗を作成すると、この基準抵抗の温度依存性が基準電流Irefに大きく影響してしまう。 When a constant current source is created by a CMOS process, the temperature dependence of the reference voltage Vref can be brought close to 0 by creating a reference voltage source using a band gap reference circuit or the like. However, when a reference resistor is created using a POLY resistor, a diffused resistor, and a well resistor that are generally used in a CMOS process, the temperature dependence of the reference resistor greatly affects the reference current Iref.
具体的には、基準抵抗Rrefが下記式（１０１）で表される正の温度依存を有していた場合、基準電流Irefは、式（１０２）に示すような負の温度依存を有することとなる。 Specifically, when the reference resistance Rref has a positive temperature dependency represented by the following equation (101), the reference current Iref has a negative temperature dependency as shown in the equation (102). Become.
なお、式（１０１）中のRt0は、室温での抵抗値、Tは温度、T0は室温、TCRef1は一次温度係数ある。上述の各抵抗の一次温度係数TCRef1は、１０００〜３０００［ｐｐｍ／℃］程度である。 In the equation (101), Rt0 is a resistance value at room temperature, T is a temperature, T0 is a room temperature, and TCRef1 is a primary temperature coefficient. The primary temperature coefficient TCRef1 of each resistor described above is about 1000 to 3000 [ppm / ° C.].
このため、従来の定電流源では、出力特性に大きな温度依存を有してしまい、この結果、出力特性マージンが狭められている。 For this reason, the conventional constant current source has a large temperature dependence on the output characteristics, and as a result, the output characteristics margin is narrowed.
本発明は以上のような問題を解決し、温度依存が低減され、温度に対して安定な回路特性を有する定電流源装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to solve the above-described problems and to provide a constant current source device having a circuit characteristic stable with respect to temperature, in which temperature dependence is reduced.
本発明に係る定電流源装置は、負の温度変化率を有する定電流（Ｉｒｅｆ）を発生する定電流発生手段と、温度変化率が０ではない差動電圧（Ｖｄｓ）を発生する差動電圧発生手段と、上記差動電圧（Ｖｄｓ）が印加され、印加された上記差動電圧（Ｖｄｓ）に応じた値の補正電流（Ｉｃｏｍ）を発生する補正電流発生手段と、上記定電流（Ｉｒｅｆ）と上記補正電流（Ｉｃｏｍ）とを加算する加算手段とを備え、上記補正電流発生手段は、上記差動電圧（Ｖｄｓ）にコンダクタンス（Ｇｍ）を乗算した値に応じた補正電流（Ｉｃｏｍ）を発生し、上記コンダクタンス（Ｇｍ）は、温度変化率の絶対値が上記差動電圧（Ｖｄｓ）の温度変化率の絶対値よりも小さいことを特徴とする。 The constant current source device according to the present invention includes a constant current generating unit that generates a constant current (I ref ) having a negative temperature change rate and a difference that generates a differential voltage (V ds ) whose temperature change rate is not zero. and dynamic voltage generating means, and the differential voltage (V ds) is applied, the correction current generating means for generating a correction current of the applied value corresponding to the differential voltage (V ds) of (I com), the Adding means for adding a constant current (I ref ) and the correction current (I com ), wherein the correction current generation means is a value obtained by multiplying the differential voltage (V ds ) by conductance (G m ). A corresponding correction current (I com ) is generated, and the conductance (G m ) is characterized in that the absolute value of the temperature change rate is smaller than the absolute value of the temperature change rate of the differential voltage (V ds ). .
上記本発明に係る定電流源装置は、負の温度変化率を有する定電流（Ｉｒｅｆ）に対して、正の温度変化率を有する補正電流を印加する。正の温度変化率を有する補正電流は、温度変化率が０ではない差動電圧（Ｖｄｓ）を発生し、温度変化率の絶対値が上記差動電圧（Ｖｄｓ）の温度変化率の絶対値よりも小さいコンダクタンス（Ｇｍ）をもった電圧電流変換手段により、上記差動電圧（Ｖｄｓ）を電流に変換して生成する。 The constant current source device according to the present invention applies a correction current having a positive temperature change rate to a constant current (I ref ) having a negative temperature change rate. Correction current having a positive temperature change rate, and generates a differential voltage ramp rate is not 0 (V ds), the absolute magnitude of the temperature change rate of temperature change rate of the differential voltage (V ds) The differential voltage (V ds ) is converted into a current and generated by a voltage / current converting means having a conductance (G m ) smaller than the value.
本発明に係る定電流源装置は、上述のように負の温度変化率を有する定電流（Ｉｒｅｆ）に対して、正の温度変化率を有する補正電流を印加することによって、温度依存が低減され、温度に対して安定な特性の基準電流を発生することができる。また、出力電流を他の回路のバイアス電流として供給すれば、その回路の出力特性マージンが広げられ、その回路特性を温度依存の少ないものにすることができる。 The constant current source device according to the present invention reduces the temperature dependence by applying a correction current having a positive temperature change rate to the constant current (I ref ) having a negative temperature change rate as described above. Thus, a reference current having a characteristic stable with respect to temperature can be generated. If the output current is supplied as a bias current of another circuit, the output characteristic margin of the circuit can be widened, and the circuit characteristic can be made less dependent on temperature.
つぎに、本発明の最良の形態として、本発明が適用された温度補償定電流源装置について説明をする。 Next, a temperature compensated constant current source device to which the present invention is applied will be described as the best mode of the present invention.
（全体の回路構成）
図１に、本発明が適用された温度補償定電流源装置１０のブロック構成図を示す。
(Overall circuit configuration)
FIG. 1 shows a block diagram of a temperature compensated constant
本発明が適用された温度補償定電流源装置１０は、基準電流Irefを発生する基準電流発生回路１１と、差動電圧Vdsを生成する差電圧生成回路１２と、差動電圧VdsにトランスコンダクタンスGmを乗算した値の補正電流Icomを発生する差電圧電流変換回路１３と、基準電流Irefと補正電流Icomとを加算して出力電流Ioutを生成する電流加算回路１４とを備えている。このような温度補償定電流源装置１０では、出力電流Ioutが定電流として他の回路に供給される。
A temperature-compensated constant
温度補償定電流源装置１０の動作原理は次の通りである。
The operation principle of the temperature compensated constant
基準電流発生回路１１は、例えばバンドギャップリファレンス回路等により温度変化率が非常に少ない基準電圧Vref、並びに、正の温度変化率を有する基準抵抗Rrefにより、基準電流Irefが生成される。すなわち、基準電流発生回路１１では、下記式（１），式（２）及び式（３）に基づき基準電流Irefが生成される。 The reference current generation circuit 11 generates a reference current Iref by a reference voltage Vref having a very small temperature change rate, for example, by a bandgap reference circuit, and a reference resistor Rref having a positive temperature change rate. That is, the reference current generation circuit 11 generates the reference current Iref based on the following formulas (1), (2), and (3).
基準電流Irefは、上記式（１），式（２）及び式（３）から負の温度変化率を有することが導き出される（式（４））。 It is deduced that the reference current Iref has a negative temperature change rate from the above formulas (1), (2), and (3) (formula (4)).
差電圧生成回路１２は、第１の電圧出力ノードから第１の電圧Vxを発生し、それとともに第２の電圧出力ノードから第２の電圧Vyを発生することによって、第１の電圧出力ノードと第２の電圧出力ノードと間の電位差である差動電圧Vdsを生成する。
The differential
ここで、差電圧生成回路１２は、第１の電圧Vxと第２の電圧Vyとが互いに異なる温度変化率を有するように回路構成がされている。第１の電圧Vxと第２の電圧Vyとが互いに異なる温度変化率を有するには、例えば、温度変化率が異なる抵抗を用いて電源-グランド間を抵抗分圧すれば良い。
Here, the differential
このように第１の電圧Vx及び第２の電圧Vyに互いに異なる温度変化率をもたせることによって、差動電圧発生回路１２は、少なくとも温度変化率を有する差動電圧Vds、すなわち温度変化率が０ではない差動電圧Vdsを発生する（式（５））。
In this way, by causing the first voltage Vx and the second voltage Vy to have different temperature change rates, the differential
差電圧電流変換回路１３は、差動電圧が入力され、その差動電圧の増減に応じて、出力電流を増減することが可能な定電流発生回路である。差電圧電流変換回路１３には、差電圧生成回路１２により生成された差動電圧Vdsが入力され、この差動電圧Vdsに応じた電流（補正電流Icom）を発生する。
The differential voltage /
ここで、差電圧電流変換回路１３の全体のコンダクタンスを、トランスコンダクタンスGmとする（式（６））。このとき、そのトランスコンダクタンスGmの温度変化率が差動電圧Vdsの温度変化率よりも小さくなるように（式（８））、差電圧電流変換回路１３は回路構成がされている。
Here, the overall conductance of the differential voltage /
式（８）の関係式から、以下の式（８ａ）が導き出せる。 From the relational expression of Expression (8), the following Expression (8a) can be derived.
式（８ａ）は式（８ｂ）、（８ｃ）、（８ｄ）のように展開できる。 Expression (8a) can be expanded as Expressions (8b), (8c), and (8d).
式（８ｄ）の両辺をΔＴで割ると、式（８ｅ）のようになる。 When both sides of equation (8d) are divided by ΔT, equation (8e) is obtained.
ここで、差動電圧Vdsの温度変化率は、式（８ｆ）のように定義される。 Here, the temperature change rate of the differential voltage Vds is defined as shown in Expression (8f).
したがって、式（８ｅ）の両辺のlimitを取ると式（８ｇ）のようになる。 Therefore, taking the limits on both sides of equation (8e), equation (8g) is obtained.
ゆえに、以下の式（８ｈ）及び式（８ｉ）を導き出せる。 Therefore, the following equations (8h) and (8i) can be derived.
このように、式（８）の条件から、差電圧電流変換回路１３から出力される補正電流Icomは、正の温度変化率を有する、ということが導き出される（式（９））。
Thus, it can be derived from the condition of Expression (8) that the correction current Icom output from the differential voltage-
電流加算回路１４は、基準電流Irefと補正電流Icomとを加算し、その加算した電流（出力電流Iout）を出力する（式（１０））。
The current adding
ここで、基準電流Irefは負の温度変化率を有するのに対して、補正電流Icomは正の温度変化率を有する。このため、出力電流Ioutの温度変化率は、基準電流Irefの温度変化率と補正電流Icomの温度変化率とにより相殺されて０となる（式（１１））。 Here, the reference current Iref has a negative temperature change rate, while the correction current Icom has a positive temperature change rate. For this reason, the temperature change rate of the output current Iout is offset by the temperature change rate of the reference current Iref and the temperature change rate of the correction current Icom to become 0 (formula (11)).
このように温度補償定電流源装置１０では、温度依存が低減され、温度に対して安定な特性の出力電流Ioutを発生することができる。
As described above, in the temperature compensated constant
以下、基準電流発生回路１１、差電圧生成回路１２、差電圧電流変換回路１３並びに電流加算回路１４のそれぞれの回路構成例を説明する。
Hereinafter, circuit configuration examples of the reference current generation circuit 11, the differential
（基準電流回路）
基準電流発生回路１１の回路構成例を図２に示す。
(Reference current circuit)
A circuit configuration example of the reference current generating circuit 11 is shown in FIG.
基準電流発生回路１１は、基準電圧Vrefを発生する基準電圧発生回路２１と、演算増幅器２２と、ｐＭＯＳトランジスタ２３と、ｎＭＯＳトランジスタ２４と、抵抗値Rrefの基準抵抗２５とを備えている。
The reference current generation circuit 11 includes a reference voltage generation circuit 21 that generates a reference voltage Vref, an
基準電流発生回路１１の各素子の接続関係は次の通りである。 The connection relation of each element of the reference current generating circuit 11 is as follows.
基準電圧発生回路２１は、出力端子から基準電圧Vrefを発生する。演算増幅器２２は、非反転入力端子が基準電圧発生回路２１の基準電圧Vrefの出力端子と接続され、反転入力端子がノードN11と接続され、出力端子がｎＭＯＳトランジスタ２４のゲートと接続されている。なお、ノードとは、回路の接続点である。ｐＭＯＳトランジスタ２３は、ゲート-ドレイン間が短絡されているとともに、そのゲート及びドレインがｎＭＯＳトランジスタ２４のドレインに接続され、ソースが電源電圧VDDに接続されている。ｎＭＯＳトランジスタ２４は、ドレインがｐＭＯＳトランジスタ２３のソースと接続され、ゲートが演算増幅器２２の出力端子と接続され、ソースがノードN11と接続されている。基準抵抗２５は、一端がノードN11と接続され、他端がグランドに接続されている。
The reference voltage generation circuit 21 generates a reference voltage Vref from the output terminal. The
このような構成の基準電流発生回路１１の動作は次の通りである。 The operation of the reference current generating circuit 11 having such a configuration is as follows.
基準電圧発生回路２１は、例えばバンドギャップリファレンス回路等により構成されており、温度依存性が非常に少ない基準電圧Vrefを発生する。ｐＭＯＳトランジスタ２３は、ノードN11に流れる電流の供給源として機能をする。演算増幅器２２は、非反転入力端子と反転入力端子との間の差動電圧を０とするような出力電圧を発生する。
The reference voltage generation circuit 21 is configured by, for example, a band gap reference circuit or the like, and generates a reference voltage Vref having very little temperature dependency. The
この結果、ノードN11の電圧が基準電圧Vrefで安定化するように、ｎＭＯＳトランジスタ２４が動作し、基準抵抗２５には、負荷に関わらず安定した値で維持される基準電流Iref(=Vref/Rref)が流れる。
As a result, the
以上のような基準電流発生回路１１は、差電圧電流変換回路１３及び電流加算回路１４の定電流源として用いられる。
The reference current generation circuit 11 as described above is used as a constant current source for the differential voltage /
（差電圧生成回路）
差電圧生成回路１２の回路構成例を図３に示す。
(Differential voltage generation circuit)
A circuit configuration example of the differential
差電圧生成回路１２は、第１のノードN31と電源電圧VDDとの間に接続された抵抗値R31の第１の抵抗３１と、第１のノードN31とグランドとの間に接続された抵抗値R32の第２の抵抗３２と、第２のノードN32と電源電圧VDDとの間に接続された抵抗値R33の第３の抵抗３３と、第２のノードN32とグランドとの間に接続された抵抗値R33の第４の抵抗３４とを備えている。さらに、差電圧生成回路１２は、ソースが第１のノードN31に接続され、ドレインが第２のノードN32とに接続され、ゲートにバイアス電圧Vbiasが印加されたｎＭＯＳトランジスタ３５を備えている。
The differential
すなわち、差電圧生成回路１２は、ストレンゲージ抵抗が第１〜第４の抵抗３１〜３４により構成され、ブリッジ抵抗がバイアス電圧Vbiasに応じて定まるｎＭＯＳトランジスタ３５のソース-ドレイン間抵抗（抵抗値Rds）により構成された、ホイーストンブリッジ回路である。
That is, the difference
差電圧生成回路１２は、第１のノードN31に発生する電圧を第１の電圧Vxとし、第２のノードN32から発生する電圧を第２の電圧Vyとしたとき、第１の電圧Vxと第２の電圧Vyとの差動電圧（差動電圧Vds）を出力している。すなわち、差電圧生成回路１２は、ｎＭＯＳトランジスタ３５のソース-ドレイン間電圧を差動電圧Vdsとして出力している。
The differential
ここで、差電圧生成回路１２では、第１のノードから発生される第１の電圧Vxと、第２のノードから発生される第２の電圧Vyとが、互いに異なる温度変化率を有するように回路構成がされている。
Here, in the differential
このような条件を満たす条件について以下説明をする。 The conditions that satisfy such conditions will be described below.
差動電圧Vdsの算出を簡単のためにR31、R32、R33、R34の関係を以下の式（１２）のように設定する。なお、式（１２）において、A1は定数である。 In order to simplify the calculation of the differential voltage Vds, the relationship between R31, R32, R33, and R34 is set as in the following equation (12). In equation (12), A1 is a constant.
式（１２）から鳳-テブナンの定理より、ｎＭＯＳトランジスタ３５のソース-ドレイン間に流れる電流Idsが算出できる（式（１３））。
From Expression (12), the current Ids flowing between the source and drain of the
ｎＭＯＳトランジスタ３５のソース-ドレイン間抵抗Rdsを式（１３）の両辺にかけると、式（１４）に示すように、差動電圧Vdsが求まる。
When the source-drain resistance Rds of the
差動電圧Vdsの温度変化率を考えるために、式（１４）を以下の式（１５）に示すように変形する。 In order to consider the temperature change rate of the differential voltage Vds, the equation (14) is modified as shown in the following equation (15).
なお、式（１５）のA1´は、以下式（１６）に示す通りである。 A1 ′ in equation (15) is as shown in equation (16) below.
式（１５）及び式（１６）から、定数A1が１ではなく、且つ、R31とRdsとの温度変化率が異なれば即ち温度係数が異なれば、差動電圧Vdsが温度依存を有するということがわかる。 From the equations (15) and (16), it can be seen that if the constant A1 is not 1 and the temperature change rates of R31 and Rds are different, that is, if the temperature coefficients are different, the differential voltage Vds has temperature dependence. Understand.
従って、差電圧生成回路１２は、ストレンゲージ抵抗の抵抗比によってブリッジ間に少なくとも電位差が発生されており、且つ、ストレンゲージ抵抗とブリッジ抵抗との温度変化率が異なれば、差動電圧Vdsの温度変化率が０ではないという条件を満たすことができる。
Therefore, the differential
なお、ストレンゲージ抵抗の抵抗比によって定まるブリッジ間電圧は、差動電圧Vdsが入力される後段の差電圧電流変換回路１３の動作入力電圧範囲に合わせて、適宜調整がされる。
The voltage between the bridges determined by the resistance ratio of the strain gauge resistance is appropriately adjusted according to the operation input voltage range of the subsequent differential voltage /
また、ｎＭＯＳトランジスタ３５は、ゲート-ソース間電圧Vgs=Vbias-Vxと、ドレイン-ソース間電圧Vds=Vx-Vyの関係により、線形領域、線形領域のどちらの動作状態も取りえる。以下に、線形領域、飽和領域でのオン抵抗Rds及びその温度変化率を示す。
Further, the
ｎＭＯＳトランジスタ３５を線形領域で動作するように設定、すなわち、ゲート-ソース間電圧Vgsとドレイン-ソース間電圧Vdsの関係をVgs-Vth>Vdsとなるよう設定すれば、ｎＭＯＳトランジスタ３５のオン抵抗Rdsは以下の式（１７）で表すことができる。ただし、式（１７）中のμn0は室温でのNMOSトランジスタ移動度、Vthは閾値電圧である。
If the
ここで、Vgs>>Vth且つVgsを一定とすれば、Rdsの温度変化率は、移動度の温度変化率の一般式で決定される下式（１８）で表すことができる。この場合、Rdsは正の温度変化率を有し、従って、差動電圧Vdsは正の温度依存を有することとなる。 Here, if Vgs >> Vth and Vgs are constant, the temperature change rate of Rds can be expressed by the following equation (18) determined by the general formula of the temperature change rate of mobility. In this case, Rds has a positive rate of temperature change, and thus the differential voltage Vds has a positive temperature dependence.
一方、ｎＭＯＳトランジスタ３５を飽和状態で動作するように設定、すなわち、ゲート-ソース間電圧Vgsとドレイン-ソース間電圧Vdsの関係をVds>Vgs-Vthとなるよう設定すれば、ｎＭＯＳトランジスタ３５のオン抵抗Rdsは以下の式（１９）で表すことができる。ただし、式（１９）中のVthは室温での閾値電圧、TCVthはVthの一次温度係数で約-3000ppm/℃程度である。
On the other hand, if the
ここで、Vgs≒Vth且つVgs=一定であるとすると、移動度の温度変化率よりも閾値電位Vthの温度変化率が大きく影響してくるようになり、Rdsは負の温度変化率を有し、従って、差動電圧Vdsは負の温度依存を有することとなる。 Here, assuming that Vgs≈Vth and Vgs = constant, the temperature change rate of the threshold potential Vth has a greater influence than the mobility temperature change rate, and Rds has a negative temperature change rate. Therefore, the differential voltage Vds has a negative temperature dependence.
（差電圧電流変換回路）
差電圧電流変換回路１３の回路構成例を図４に示す。
(Differential voltage current conversion circuit)
An example of the circuit configuration of the differential voltage /
差電圧電流変換回路１３は、B×Irefの電流値の定電流を流す第１の定電流源４１と、B×Irefの電流値の定電流を流す第２の定電流源４２と、Irefの電流値の定電流を流す第３の定電流源４３と、Irefの電流値の定電流を流す第４の定電流源４４と、第１のｎＭＯＳトランジスタ４５と、第２のｎＭＯＳトランジスタ４６と、第３のｎＭＯＳトランジスタ４７と、第４のｎＭＯＳトランジスタ４６とを備えている。
The differential voltage-
第１の定電流源４１〜第４の定電流源４２は、例えば、図２に示した基準電流発生回路１１又は基準電流発生回路１１からカレントミラー回路により電流を取り出した電流源により構成されている。なお、“B”は、１以上の定数である。
The first constant
差電圧電流変換回路１３の各素子の接続関係は次の通りである。
The connection relationship of each element of the differential voltage /
第１の定電流源４１は、電流流入端が電源電圧VDDに接続され、電流流出端が第１のノードN41に接続されている。第２の定電流源４２は、電流流入端が電源電圧VDDに接続され、電流流出端が第２のノードN42に接続されている。第３の定電流源４３は、電流流入端が第３のノードN43に接続され、電流流出端がグランドに接続されている。第４の定電流源４４は、電流流入端が第４のノードN44に接続され、電流流出端がグランドに接続されている。
The first constant
第１のｎＭＯＳトランジスタ４５は、ドレインが第１のノードN41に接続され、ソースが第３のノードN43に接続され、ゲートが当該トランジスタが飽和領域で動作するような電圧Vbに接続されている。第２のｎＭＯＳトランジスタ４６は、ドレインが第２のノードN42に接続され、ソースが第４のノードN44に接続され、ゲートが当該トランジスタが飽和領域で動作するような電圧Vbに接続されている。
The
第３のｎＭＯＳトランジスタ４７は、ドレインが第４のノードN44に接続され、ソースが第３のノードN43に接続されている。また、第４のｎＭＯＳトランジスタ４８は、ドレインが第４のノードN44に接続され、ソースが第３のノードN43に接続されている。
The
第３のｎＭＯＳトランジスタ４７のゲートには、差電圧生成回路１２から発生された第１の電圧Vxが印加され、第４のｎＭＯＳトランジスタ４８のゲートには、差電圧生成回路１２から発生された第２の電圧Vyが印加される。すなわち、第３のｎＭＯＳトランジスタ４７のゲートと第４のｎＭＯＳトランジスタ４８のゲートとの間には、差動電圧Vdsが印加される。なお、第３のｎＭＯＳトランジスタ４７及び第４のｎＭＯＳトランジスタ４８がともに線形領域で動作するように、第１の電圧Vx及び第２の電圧Vyの電圧レベルは調整されている。
The first voltage Vx generated from the difference
また、第１のノードN41及び第2のノードN42には、負荷抵抗となる図示しない素子が接続されている。例えば、ゲート-ドレイン間が短絡されているとともに、そのゲート及びドレインが第１のノードN41及び第２のノードN42に接続され、ソースが電源電圧VSSに接続された負荷抵抗となるnＭＯＳトランジスタ等が接続されている。 Further, the first node N41 and the second node N42 are connected to an element (not shown) serving as a load resistance. For example, an nMOS transistor or the like serving as a load resistance in which the gate and the drain are short-circuited, the gate and the drain are connected to the first node N41 and the second node N42, and the source is connected to the power supply voltage VSS. It is connected.
第１のｎＭＯＳトランジスタ４５をＭ４５、第２のｎＭＯＳトランジスタ４６をＭ４６、 第３のｎＭＯＳトランジスタ４７をＭ４７、第４のｎＭＯＳトランジスタ４８をＭ４８とすると、これらの関係は下式（２０）により定義される。なお、式（２０）において、Ｗ４５は第１のｎＭＯＳトランジスタ４５のＷ長、Ｗ４７は第３のｎＭＯＳトランジスタ４７のＷ長、Ｌ４５は第１のｎＭＯＳトランジスタ４５のＬ長、Ｌ４７は第３のｎＭＯＳトランジスタ４７のＬ長であり、ｎは、差電圧電流変換回路１３の動作範囲を最大限に取るために７程度の値に設定されている。
Assuming that the
このような構成の差電圧電流変換回路１３の動作は次の通りである。
The operation of the differential voltage /
線形領域で動作するＭＯＳトランジスタは、ドレイン-ソース間電圧が一定に保たれていれば、ゲートソース間電圧に対するドレイン電流が線形特性を示す。ここで、差電圧電流変換回路１３では、第３のノードN43と第４のノードN44ノードとの間が、第１のｎＭＯＳトランジスタ４５及び第２のｎＭＯＳトランジスタ４６によって一定の電圧で保たれており、第３のｎＭＯＳトランジスタ４７及び第４のｎＭＯＳトランジスタ４８が線形領域で動作する。このことから、第３のｎＭＯＳトランジスタ４７及び第４のｎＭＯＳトランジスタ４８のドレイン-ソース間には、差動電圧Vds（=Vx-Vy）に対して線形特性を示すソースドレイン電流Idsが流れる。
In the MOS transistor operating in the linear region, the drain current with respect to the gate-source voltage exhibits a linear characteristic if the drain-source voltage is kept constant. Here, in the differential voltage
そして、第２のノードN42及び第４のノードN44に流れる総電流をキルヒホッフの電流法則に基づき演算し、その総電流から第２のノードN42から外部に流出される補正電流Icomを算出すると、下式（２１）に示すようになる。なお、式（２１）のgmは、第３及び第４のｎＭＯＳトランジスタ４７，４８のトランスコンダクタンスである。
Then, the total current flowing through the second node N42 and the fourth node N44 is calculated based on Kirchoff's current law, and the correction current Icom flowing out from the second node N42 is calculated from the total current. As shown in equation (21). In the equation (21), gm is the transconductance of the third and
この式（２１）から、差電圧電流変換回路１３から出力される補正電流Icomは、差動電圧Vdsに対して線形の特性を示す電流値であることがわかる。
From this equation (21), it can be seen that the correction current Icom output from the differential voltage /
ところで、第３及び第４のｎＭＯＳトランジスタ４７，４８のIds/Vgs特性を当該差電圧電流変換回路１３のトランスコンダクタンスGmとして定義すると、トランスコンダクタンスGmは下式（２２）で定義される。ただし、式（２２）中、K1、K3はコンダクタンス係数、K3(T0)はK3の室温での値である。
By the way, when the Ids / Vgs characteristics of the third and
コンダクタンス係数の温度依存特性（式（２３））を考慮し、式（２２）を変形すると、トランスコンダクタンスGmは下式（２４）で定義される。 Transformance Gm is defined by the following equation (24) when the equation (22) is modified in consideration of the temperature dependence characteristic of the conductance coefficient (equation (23)).
この式（２４）を注意深く見ると、Gmは温度依存の小さいトランスコンダクタンスとなっていることが分かる。 Looking carefully at this equation (24), it can be seen that Gm is a temperature-dependent transconductance.
以上の各式から、差電圧電流変換回路１３から出力される補正電流Icomは、以下の式（２５）で表される。
From the above equations, the correction current Icom output from the differential voltage /
すなわち、差電圧電流変換回路１３では、温度依存の大きい差動電圧Vdsと、温度依存が小さいトランスコンダクタンスGmとを乗算することにより、トータルで正の温度依存を持つ補正電流Icomを出力することができる。
That is, the differential voltage
（電流加算回路）
電流加算回路１４の回路構成例を図５に示す。
(Current addition circuit)
A circuit configuration example of the current adding
電流加算回路１４は、基準電流発生回路１１から発生された基準電流Irefと、差電圧電流変換回路１３から発生された補正電流Icomとを加算するｎＭＯＳトランジスタ５１を備えている。
The
ｎＭＯＳトランジスタ５１は、ゲート-ドレイン間が短絡されているとともに、そのゲート及びドレインがノードN51に接続されており、ソースがグランドに接続されている。
In the
このような構成の電流加算回路１４では、基準電流発生回路１１の基準電流Irefの出力端子及び差電圧電流変換回路１３の補正電流Icomの出力端子が、ノードN51に接続されることにより、ｎＭＯＳトランジスタ５１のソース-ドレイン間に、基準電流Irefと補正電流Icomとを加算した電流（出力電流Iout）が流れる。
In the current adding
ここで、基準電流Irefは負の温度変化率を有するのに対して、補正電流Icomは正の温度変化率を有する。このため、出力電流Ioutの温度変化率は、基準電流Irefの温度変化率と補正電流Icomの温度変化率とにより相殺されて０となる。 Here, the reference current Iref has a negative temperature change rate, while the correction current Icom has a positive temperature change rate. For this reason, the temperature change rate of the output current Iout is offset by the temperature change rate of the reference current Iref and the temperature change rate of the correction current Icom and becomes zero.
そして、温度補償定電流源装置１０では、電流加算回路１４のｎＭＯＳトランジスタ５１のソース-ドレイン間に流れる電流をカレントミラー回路等を用いて、基準電流を必要とするその他の回路に供給する。この結果、温度補償定電流源装置１０では、温度依存が低減され、温度に対して安定な特性の出力電流Ioutを他の回路に対して供給することができる。
In the temperature compensated constant
（温度補償定電流源装置の効果等）
以上説明したように、温度補償定電流源装置１０では、正の温度特性を有する差動電圧Vdsを生成し、この差動電圧Vdsを電流値に変換することによって、正の温度依存を有する補正電流Icomを生成する。そして、温度補償定電流源装置１０では、基準電圧Vref及び正の温度依存を有する基準抵抗Rrefを用いた基準電流発生回路１１から発生される負の温度特性を有する基準電流Irefに、上記正の温度依存を有する補正電流Icomを加算することによって、温度依存性の少ない新たな基準電流を生成している。
(Effects of temperature-compensated constant current source device)
As described above, the temperature-compensated constant
このため、温度補償定電流源装置１０では、温度に対してより安定な回路特性を有することができ、出力マージンを広げることが可能となる。
For this reason, the temperature-compensated constant
具体的に、温度補償定電流源装置１０のシミュレーション結果を、図６及び図７に示す。図６は、差電圧生成回路１２の差動電圧Vds（Vx-Vy）の温度依存を示している。図７は、基準抵抗Rrefの一次温度係数がTCR1=3000ppm/°Ｃであった場合における、基準電流Iref、差電圧電流変換回路１３から出力される補正電流Icom、電流加算回路１４から出力される出力電流Iout(=Iref+Icom)の温度特性を示している。図７に示すとおり、基準電流Irefの温度依存が−２０°Ｃ以上１０５°Ｃ以下の範囲で３０％程度の変化があるのに対し、温度補償定電流源装置１０により温度補償された出力電流Ioutは、４パーセント程度の変化しかなく、温度変化を非常に小さくすることができる。
Specifically, simulation results of the temperature compensated constant
１０ 温度補償定電流源装置、１１ 基準電流発生回路、１２ 差電圧生成回路、１３ 差電圧電流変換回路、１４ 電流加算回路
DESCRIPTION OF
Claims (4)
温度変化率が０ではない差動電圧（Ｖｄｓ）を発生する差動電圧発生手段と、
上記差動電圧（Ｖｄｓ）が印加され、印加された上記差動電圧（Ｖｄｓ）に応じた値の補正電流（Ｉｃｏｍ）を発生する補正電流発生手段と、
上記定電流（Ｉｒｅｆ）と上記補正電流（Ｉｃｏｍ）とを加算する加算手段とを備え、
上記補正電流発生手段は、上記差動電圧（Ｖｄｓ）にコンダクタンス（Ｇｍ）を乗算した値に応じた補正電流（Ｉｃｏｍ）を発生し、
上記コンダクタンス（Ｇｍ）は、温度変化率の絶対値が上記差動電圧（Ｖｄｓ）の温度変化率の絶対値よりも小さいこと
を特徴とする定電流源装置。 Constant current generating means for generating a constant current (I ref ) having a negative temperature change rate;
Differential voltage generating means for generating a differential voltage (V ds ) whose temperature change rate is not 0;
And the differential voltage (V ds) is applied, the correction current of the applied value corresponding to the differential voltage (V ds) (I com) correction current generating means for generating a,
Adding means for adding the constant current (I ref ) and the correction current (I com );
The correction current generating means generates a correction current (I com ) corresponding to a value obtained by multiplying the differential voltage (V ds ) by conductance (G m ),
The constant conductance source device characterized in that the conductance (G m ) has an absolute value of a temperature change rate smaller than an absolute value of the temperature change rate of the differential voltage (V ds ).
ブリッジ抵抗以外の抵抗が第１の温度変化率を有し、ブリッジ抵抗が第１の温度変化率とは異なる第２の温度変化率を有し、ブリッジ抵抗以外の抵抗の抵抗値が１つだけ異なる値とされており、ブリッジ抵抗の両端のノード以外のノード間に電源電圧が印加されたホイーストンブリッジ回路から構成されており、
上記ホイーストンブリッジ回路は、ブリッジ抵抗の両端のノードから、上記差動電圧（Ｖｄｓ）を発生すること
を特徴とする請求項１記載の定電流源装置。 The differential voltage generating means includes:
A resistance other than the bridge resistance has a first temperature change rate, a bridge resistance has a second temperature change rate different from the first temperature change rate, and there is only one resistance value of the resistance other than the bridge resistance. It consists of a Wheatstone bridge circuit in which the power supply voltage is applied between nodes other than the nodes at both ends of the bridge resistor.
The constant current source device according to claim 1, wherein the Wheatstone bridge circuit generates the differential voltage (V ds ) from nodes at both ends of a bridge resistor.
上記ＭＯＳトランジスタは、ソース-ドレイン間が上記ブリッジ部分に接続され、ゲート-ソース間電圧が一定とされており、飽和領域で動作するようにゲート-ソース間電圧とソース-ドレイン間電圧との関係が設定されていること
を特徴とする請求項２記載の定電流源装置。 The bridge resistor is composed of a MOS transistor,
In the MOS transistor, the source-drain is connected to the bridge portion, the gate-source voltage is constant, and the relationship between the gate-source voltage and the source-drain voltage so as to operate in the saturation region. The constant current source device according to claim 2, wherein: is set.
上記ＭＯＳトランジスタは、ソース-ドレイン間が上記ブリッジ部分に接続され、ゲート-ソース間電圧が一定とされており、線形領域で動作するようにゲート-ソース間電圧とソース-ドレイン間電圧との関係が設定されていること
を特徴とする請求項２記載の定電流源装置。 The bridge resistor is composed of a MOS transistor,
In the MOS transistor, the source-drain is connected to the bridge part, the gate-source voltage is constant, and the relationship between the gate-source voltage and the source-drain voltage so as to operate in a linear region. The constant current source device according to claim 2, wherein: is set.
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