JP2005223508A - Oscillation circuit for piezoelectric vibrator - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、機械的エネルギを得て液体の霧化や物体の振動に利用する圧電振動子に関し、詳しくはその発振回路に関する。 The present invention relates to a piezoelectric vibrator that obtains mechanical energy and uses it for atomizing a liquid or vibrating an object, and more particularly to an oscillation circuit thereof.
従来、圧電振動子の発振回路として、コルピッツ型やその変形であるピアース型等が用いられている(例えば特許文献1)。図5[1]は、圧電振動子の発振回路の第一従来例を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。 Conventionally, a Colpitts type or a Pierce type which is a modification thereof is used as an oscillation circuit of a piezoelectric vibrator (for example, Patent Document 1). FIG. 5 [1] is a circuit diagram showing a first conventional example of an oscillation circuit of a piezoelectric vibrator. Hereinafter, description will be given based on this drawing.
発振回路80は、インダクタL11、コンデンサC11〜C13、抵抗器R11〜R13、トランジスタQ11、圧電振動子81、直流電源82等からなり、コルピッツ型発振回路のインダクタを圧電振動子81で置き換えたピアースBC発振回路である。この発振回路80は、主に一定の周波数信号を得るために用いられる。なお、発振回路80の動作原理は、周知であるので、その説明を省略する。
The
図5[2]は、圧電振動子の発振回路の第二従来例を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。ただし、図5[1]と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。 FIG. 5 [2] is a circuit diagram showing a second conventional example of an oscillation circuit of a piezoelectric vibrator. Hereinafter, description will be given based on this drawing. However, the same portions as those in FIG. 5 [1] are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
圧電振動子81から機械的エネルギを得て液体の霧化や物体の振動に利用する場合は、圧電振動子81に高電圧を印加する必要がある。しかし、第一従来例の発振回路80では、圧電振動子81に電源電圧を超える電圧を印加できない。そこで、第二従来例の発振回路90では、圧電振動子81の印加電圧を変圧器91を介して昇圧している。
When mechanical energy is obtained from the
しかしながら、従来の発振回路90では、次のような問題があった。
However, the
(1).変圧器91の入出力間では、主インダクタンスLによって、位相の回転が生ずる。また、その位相回転量θは、主インダクタンスLと変圧器2の負荷インピーダンスZとの関数となって、発振回路90の正帰還ループの特性を下げるので、発振の不安定を招く。
(1). Between the input and output of the
(2).圧電振動子81は、目的の共振周波数fr以外に、幾つかのスプリアス周波数と呼ばれる共振周波数を持つ。これらのスプリアス周波数における圧電振動子81の位相特性を含むインピーダンス特性は、目的の共振周波数frにおけるインピーダンス特性と類似している。そのため、発振回路90は、目的の共振周波数frで発振することなく、スプリアス周波数で発振を継続することがある。目的外の周波数で発振すると、最終目的である特性(例えば液体の霧化や物体の効率よい振動等)を得ることができないか、又はその効果が薄れる。ときには、発熱を生じて部品の破壊の原因となる。
(2). The
そこで、本発明の目的は、位相回転に起因する発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振を防止できる、圧電振動子の発振回路を提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to provide an oscillation circuit of a piezoelectric vibrator that can prevent instability of oscillation due to phase rotation and can prevent oscillation at a spurious frequency.
本発明に係る発振回路は、圧電振動子の出力信号を増幅して出力する増幅器と、増幅器の出力電圧を変圧して圧電振動子に印加する変圧器とを備えたものである。そして、圧電振動子の共振周波数frの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定されている。 An oscillation circuit according to the present invention includes an amplifier that amplifies and outputs an output signal of a piezoelectric vibrator, and a transformer that transforms an output voltage of the amplifier and applies it to the piezoelectric vibrator. The frequency characteristics of the phase rotation and gain between the input and output of the amplifier are the frequency characteristics of the phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator. Is set to match.
圧電振動子は、位相及び利得(負の利得すなわち損失)に関して特有の周波数特性を持つ。増幅器も、位相及び利得に関して特有の周波数特性を持つ。そのため、圧電振動子の共振周波数frの近傍でのみ発振の条件が成立するように、圧電振動子の周波数特性に合わせて、増幅器の共振周波数F1、Q値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、ループ中の他の構成要素の周波数特性を考慮してもよい。これにより、共振周波数frの近傍では発振の条件が成立し、逆にスプリアス周波数では発振の条件が成立しない。したがって、位相回転による発振の不安定化も起きず、かつスプリアス周波数での発振も起きない。 Piezoelectric vibrators have unique frequency characteristics with respect to phase and gain (negative gain or loss). Amplifiers also have unique frequency characteristics with respect to phase and gain. Therefore, the frequency characteristics such as the resonance frequency F1, Q value, and maximum gain of the amplifier are set in accordance with the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator. . At this time, you may consider the frequency characteristic of the other component in a loop. As a result, the oscillation condition is satisfied in the vicinity of the resonance frequency fr, and conversely, the oscillation condition is not satisfied at the spurious frequency. Therefore, the oscillation does not become unstable due to the phase rotation, and the oscillation at the spurious frequency does not occur.
請求項2記載の発振回路は、請求項1記載の発振回路において、増幅器が、共振周波数frよりも低い共振周波数F1の並列共振回路を有し、かつ共振周波数F1で最大の利得となる。また、共振周波数frの近傍では圧電振動子、変圧器及び増幅器を含むループの位相回転が360度になりかつループの利得が1以上になり、共振周波数fr以下の圧電振動子のスプリアス周波数ではループの位相回転が360度にならず、共振周波数fr以上の圧電振動子のスプリアス周波数ではループの利得が1未満になる。
The oscillation circuit according to
圧電振動子は、位相及び利得(負の利得すなわち損失)に関して特有の周波数特性を持つ。増幅器も、並列共振回路を有しているので、位相及び利得に関して特有の周波数特性を持つ。そのため、前述した本発明の発振回路の特性が得られるように、圧電振動子の周波数特性に合わせて、増幅器の共振周波数F1、Q値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、ループ中の他の構成要素の周波数特性を考慮してもよい。これにより、共振周波数frの近傍では発振の条件が成立し、逆にスプリアス周波数では発振の条件が成立しない。したがって、位相回転による発振の不安定化も起きず、かつスプリアス周波数での発振も起きない。 Piezoelectric vibrators have unique frequency characteristics with respect to phase and gain (negative gain or loss). Since the amplifier also has a parallel resonance circuit, it has a characteristic frequency characteristic with respect to phase and gain. Therefore, frequency characteristics such as the resonance frequency F1, Q value, and maximum gain of the amplifier are set in accordance with the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator so that the characteristics of the oscillation circuit of the present invention described above can be obtained. At this time, you may consider the frequency characteristic of the other component in a loop. As a result, the oscillation condition is satisfied in the vicinity of the resonance frequency fr, and conversely, the oscillation condition is not satisfied at the spurious frequency. Therefore, the oscillation does not become unstable due to the phase rotation, and the oscillation at the spurious frequency does not occur.
請求項3記載の発振回路は、請求項1又は2記載の発振回路において、増幅器の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器が増幅器と変圧器との間に設けられたものである。
The oscillation circuit according to
増幅器は、出力側から見ると、理想的な電圧源と出力インピーダンスとの直列回路となる。この出力インピーダンスは、不要な位相回転を発生させる。そのため、増幅器の出力インピーダンスは極力低いことが望ましいので、増幅器と変圧器との間にインピーダンス変換器を接続する。 When viewed from the output side, the amplifier is a series circuit of an ideal voltage source and output impedance. This output impedance causes unnecessary phase rotation. For this reason, it is desirable that the output impedance of the amplifier be as low as possible. Therefore, an impedance converter is connected between the amplifier and the transformer.
請求項4記載の発振回路は、請求項1〜3記載の発振回路において、ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックがループ中に設けられたものである。 According to a fourth aspect of the present invention, in the oscillation circuit according to the first to third aspects, a circuit block for adjusting the phase rotation or gain of the loop is provided in the loop.
圧電振動子、変圧器及び増幅器だけでは、前述したループの周波数特性を得ることが難しい場合もある。そのような場合に、ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックを、ループ中に接続する。この回路ブロックは、例えばインピーダンス素子や増幅器などからなり、ループに所望の位相回転や利得を付与する。 In some cases, it is difficult to obtain the frequency characteristics of the loop described above using only a piezoelectric vibrator, a transformer, and an amplifier. In such a case, a circuit block that adjusts the phase rotation or gain of the loop is connected in the loop. This circuit block includes, for example, an impedance element and an amplifier, and gives a desired phase rotation and gain to the loop.
請求項5記載の発振回路は、請求項2記載の発振回路において、次のような特徴を有する。増幅器は、圧電振動子の出力信号を増幅かつ反転して出力する。変圧器は、増幅器の出力電圧を変圧かつ反転して圧電振動子に印加する。少なくとも共振周波数fr及びスプリアス周波数を含む周波数範囲において、圧電振動子、増幅器及び変圧器の入出力間の位相回転は次のようになる。圧電振動子の入出力間の位相回転θpは、90度以下の正であり、かつ共振周波数frの近傍で0度に近づく。増幅器の入出力間の反転分を除く位相回転θaは、共振周波数F1近傍で90度以下の正になり、共振周波数F1で0度になり、共振周波数F1を越えると90度以下の負になる。変圧器の入出力間の反転分を除く位相回転は、0度である。
The oscillation circuit according to claim 5 has the following characteristics in the oscillation circuit according to
前述したように、(共振周波数F1)<(共振周波数fr)であり、共振周波数F1で増幅器の最大利得が得られる。ここで、共振周波数fr近傍以下では、圧電振動子と増幅器との位相回転の和θp+θa>0になることにより、ループの位相回転が360度にならないので、発振の条件が成立しない。共振周波数fr近傍では、圧電振動子及び増幅器の位相回転の和θp+θa=0になることによりループの位相回転が360度になり、かつ最大利得が得られる共振周波数F1に近いことからループの利得が1以上になるので、発振の条件が成立する。共振周波数fr近傍以上では、最大利得が得られる共振周波数F1から遠ざかることにより、ループの利得が1未満になるので、発振の条件が成立しない。 As described above, (resonance frequency F1) <(resonance frequency fr), and the maximum gain of the amplifier is obtained at the resonance frequency F1. Here, below the resonance frequency fr, since the phase rotation sum of the piezoelectric vibrator and the amplifier is θp + θa> 0, the phase rotation of the loop does not become 360 degrees, so the oscillation condition is not satisfied. In the vicinity of the resonance frequency fr, the phase rotation of the loop becomes 360 degrees by the sum of the phase rotations of the piezoelectric vibrator and the amplifier θp + θa = 0, and the gain of the loop is close to the resonance frequency F1 at which the maximum gain is obtained. Since it becomes 1 or more, the oscillation condition is satisfied. Above the resonance frequency fr, since the loop gain becomes less than 1 by moving away from the resonance frequency F1 at which the maximum gain is obtained, the oscillation condition is not satisfied.
請求項6記載の発振回路は、請求項3記載の発振回路において、インピーダンス変換器は、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器又は演算増幅器である、というものである。
The oscillation circuit according to claim 6 is the oscillation circuit according to
インピーダンス変換器の具体例を列挙したものである。 Specific examples of the impedance converter are listed.
請求項7記載の発振回路は、請求項2又は5記載の発振回路において、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタに並列に、又は、コンデンサ及びインダクタの少なくとも一方に直列に、並列共振回路の共振特性を調整するインピーダンス素子が接続された、というものである。
The oscillation circuit according to claim 7 is the oscillation circuit according to
前述した本発明の発振回路の特性が得られるように、圧電振動子の周波数特性に合わせて、増幅器の共振周波数F1、Q値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタだけでは、所望の周波数特性が得られない場合がある。そのような場合に、これらにインピーダンス素子を接続する。インピーダンス素子は、抵抗器、コンデンサ若しくはインダクタ、又はこれらの直列回路、並列回路若しくは並直列回路である。 In order to obtain the characteristics of the oscillation circuit of the present invention described above, frequency characteristics such as the resonance frequency F1, Q value, and maximum gain of the amplifier are set in accordance with the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator. At this time, a desired frequency characteristic may not be obtained only with the capacitor and the inductor constituting the parallel resonant circuit. In such a case, an impedance element is connected to these. The impedance element is a resistor, a capacitor or an inductor, or a series circuit, a parallel circuit or a parallel series circuit thereof.
請求項8記載の発振回路は、請求項1〜7記載の発振回路において、圧電振動子の安定動作用又は保護用のダミー素子が変圧器の入力側に接続された、というものである。
The oscillation circuit according to claim 8 is the oscillation circuit according to any one of
変圧器の入力側(一次側)に過電圧が印加されると、変圧器の出力側(二次側)に極めて高い過電圧が発生するので、圧電振動子の動作が不安定になったり破損したりするおそれがある。そこで、変圧器と増幅器又はインピーダンス変換器との間に、ダミー素子を接続する。ダミー素子は、例えば抵抗器などのインピーダンス素子であり、過電流によって発生する電圧降下によって、変圧器の入力電圧の増加を抑える。 If an overvoltage is applied to the input side (primary side) of the transformer, an extremely high overvoltage will be generated on the output side (secondary side) of the transformer, causing the operation of the piezoelectric vibrator to become unstable or damaged. There is a risk. Therefore, a dummy element is connected between the transformer and the amplifier or impedance converter. The dummy element is an impedance element such as a resistor, for example, and suppresses an increase in the input voltage of the transformer due to a voltage drop caused by an overcurrent.
また、本発明は、次のように言い換えることができる。 The present invention can be rephrased as follows.
1.圧電振動子を駆動する自励方式の発振回路において、その正帰還ループの中に、出力インピーダンスの低いインピーダンス変換回路と、圧電振動子に適切な電圧を印加する変圧器と、圧電振動子と、特定の周波数で共振特性を示す増幅器とを含むものである。この特定の周波数は、圧電振動子の共振周波数よりも低周波である。 1. In a self-excited oscillation circuit that drives a piezoelectric vibrator, in its positive feedback loop, an impedance conversion circuit with a low output impedance, a transformer that applies an appropriate voltage to the piezoelectric vibrator, a piezoelectric vibrator, And an amplifier exhibiting resonance characteristics at a specific frequency. This specific frequency is lower than the resonance frequency of the piezoelectric vibrator.
2.1.の発振回路の正帰還ループに、位相の微調整又はループ利得の調整を行う回路ブロックを挿入した発振回路。 2.1. An oscillation circuit in which a circuit block for finely adjusting the phase or adjusting the loop gain is inserted in the positive feedback loop of the oscillation circuit.
3.エミッタホロワアンプの出力側に変圧器を接続することにより、エミッタホロワアンプの出力電圧を昇圧又は降圧し、変圧器の出力側に圧電振動子と電流検出用インピーダンス素子とを直列に接続し、この電流検出用インピーダンス素子の両端電圧を増幅器に入力する。増幅器は、共振周波数F1で最大利得が得られるエミッタ接地の増幅器である。また、増幅器の共振周波数F1は、トランジスタのコレクタに接続したインダクタL1とコンデンサC1とによって決まり、圧電振動子の共振周波数より低周波側に設定する。増幅器の出力信号は、エミッタホロワアンプに帰還する。 3. By connecting a transformer to the output side of the emitter follower amplifier, the output voltage of the emitter follower amplifier is stepped up or down, and a piezoelectric vibrator and an impedance element for current detection are connected in series to the output side of the transformer. The voltage across the current detection impedance element is input to the amplifier. The amplifier is a grounded-emitter amplifier that provides the maximum gain at the resonance frequency F1. The resonance frequency F1 of the amplifier is determined by the inductor L1 and the capacitor C1 connected to the collector of the transistor, and is set on the lower frequency side than the resonance frequency of the piezoelectric vibrator. The output signal of the amplifier is fed back to the emitter follower amplifier.
4.2.のエミッタホロワンプは、出力インピーダンスの低い増幅器又はインピーダンス変換器の機能を持つ回路ユニットであり、演算増幅器、又はインピーダンス変換機能を持ち出力インピーダンスの低い回路素子若しくは回路ブロックに置き換えても、同様の発振回路を実現できる。 4.2. The emitter hollow amp is a circuit unit having the function of an amplifier or impedance converter with a low output impedance, and the same oscillation can be obtained even if it is replaced with an operational amplifier or a circuit element or circuit block having an impedance conversion function and a low output impedance. A circuit can be realized.
5.2.の発振回路において、トランジスタのコレクタに接続したインダクタL1とコンデンサC1とによる共振特性のQを適宜調整するため、インダクタL1及びコンデンサC1に並列に、又はこれらに直列に、インピーダンス素子を追加した発振回路。 5.2. In order to appropriately adjust the Q of the resonance characteristics of the inductor L1 and the capacitor C1 connected to the collector of the transistor, an oscillation circuit in which an impedance element is added in parallel to or in series with the inductor L1 and the capacitor C1. .
6.インピーダンス変換回路の出力側に、回路ブロックの安定性の向上又は保護又はインピーダンス変換回路の特性を阻害しない程度のダミー素子を挿入した1.の発振回路。 6). 1. A dummy element is inserted on the output side of the impedance conversion circuit so that the stability of the circuit block is improved or protected or the characteristics of the impedance conversion circuit are not impaired. Oscillation circuit.
本発明に係る発振回路によれば、圧電振動子、増幅器及び変圧器を含むループにおいて、圧電振動子の共振周波数frの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を、圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定することにより、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。また、本発明は、請求項ごとに次の効果も奏する。 According to the oscillation circuit of the present invention, in the loop including the piezoelectric vibrator, the amplifier, and the transformer, the phase between the input and output of the amplifier is established so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator. By setting the frequency characteristics of rotation and gain according to the frequency characteristics of phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator, it is possible to prevent oscillation instability due to phase rotation and also to prevent oscillation at spurious frequencies. . Moreover, this invention also has the following effect for every claim.
請求項2記載の発振回路によれば、共振周波数frよりも低い共振周波数F1の並列共振回路を有し共振周波数F1で最大の利得となる増幅器を備え、共振周波数frの近傍ではループの位相回転が360度になりかつループの利得が1以上になり、共振周波数fr以下のスプリアス周波数ではループの位相回転が360度にならず、共振周波数fr以上のスプリアス周波数ではループの利得が1未満になるように、増幅器の周波数特性を設定したことにより、圧電振動子の共振周波数frの近傍でのみ発振の条件を成立させることができるので、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。
The oscillation circuit according to
請求項3記載の発振回路によれば、増幅器の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器を増幅器と変圧器との間に設けたことにより、出力インピーダンスに起因する不要な位相回転の発生を抑制できる。 According to the oscillation circuit of the third aspect, since the impedance converter for reducing the output impedance of the amplifier is provided between the amplifier and the transformer, it is possible to suppress the occurrence of unnecessary phase rotation due to the output impedance.
請求項4記載の発振回路によれば、ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックをループ中に設けたことにより、圧電振動子、変圧器及び増幅器だけでは実現できない所望の周波数特性を得ることができる。 According to the oscillation circuit of the fourth aspect, by providing a circuit block for adjusting the phase rotation or gain of the loop in the loop, a desired frequency characteristic that cannot be realized only by the piezoelectric vibrator, the transformer, and the amplifier is obtained. Can do.
請求項5記載の発振回路によれば、増幅器及び変圧器に反転機能を付与し、共振周波数fr近傍以下では圧電振動子と増幅器との位相回転(反転分を除く)の和を正にし、共振周波数fr近傍では圧電振動子及び増幅器の位相回転(反転分を除く)の和を零にし利得を1以上とし、共振周波数fr近傍以上ではループの利得を1未満とすることにより、圧電振動子の共振周波数frの近傍でのみ発振の条件を成立させることができるので、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。 According to the oscillation circuit of claim 5, an inversion function is given to the amplifier and the transformer, and the sum of the phase rotations (excluding the inversion) between the piezoelectric vibrator and the amplifier is made positive below the vicinity of the resonance frequency fr. In the vicinity of the frequency fr, the sum of the phase rotations (excluding the inversion) of the piezoelectric vibrator and the amplifier is set to zero and the gain is set to 1 or more, and the loop gain is set to less than 1 near the resonance frequency fr. Since the oscillation condition can be established only in the vicinity of the resonance frequency fr, it is possible to prevent the oscillation from becoming unstable due to the phase rotation and also to prevent the oscillation at the spurious frequency.
請求項6記載の発振回路によれば、インピーダンス変換器として、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器又は演算増幅器を用いることにより、出力インピーダンスに起因する不要な位相回転の発生を抑制できる。 According to the oscillation circuit of claim 6, by using an emitter follower amplifier, a source follower amplifier, a voltage follower amplifier, a differential amplifier or an operational amplifier as an impedance converter, generation of unnecessary phase rotation due to the output impedance is prevented. Can be suppressed.
請求項7記載の発振回路によれば、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタに並列又は直列にインピーダンス素子を接続することにより、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタだけでは実現できない所望の周波数特性を得ることができる。 According to the oscillation circuit of the seventh aspect, by connecting an impedance element in parallel or in series to the capacitor and the inductor constituting the parallel resonance circuit, desired frequency characteristics that cannot be realized only by the capacitor and the inductor constituting the parallel resonance circuit. Can be obtained.
請求項8記載の発振回路によれば、ダミー素子を変圧器の入力側に接続したことにより、変圧器の入力電圧の増加を抑えることができるので、圧電振動子の動作の不安定化や破損等を防止できる。 According to the oscillation circuit of the eighth aspect, since the increase of the input voltage of the transformer can be suppressed by connecting the dummy element to the input side of the transformer, the operation of the piezoelectric vibrator is unstable or damaged. Etc. can be prevented.
図1[1]は、本発明に係る発振回路の第一実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。 FIG. 1 [1] is a block diagram showing a first embodiment of an oscillation circuit according to the present invention. Hereinafter, description will be given based on this drawing.
第一実施形態の発振回路10は、圧電振動子13の出力信号を増幅して出力する増幅器14と、増幅器14の出力電圧を変圧して圧電振動子13に印加する変圧器12と、増幅器14と変圧器12との間に設けられ増幅器14の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器11とを備えたものである。そして、圧電振動子13の共振周波数frの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器14の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、圧電振動子13の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定されている。
The
インピーダンス変換器11は、例えば、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器、演算増幅器などである。増幅器14は、出力側から見ると、理想的な電圧源と出力インピーダンスとの直列回路となる。この出力インピーダンスは、不要な位相回転を発生させる。そのため、増幅器14の出力インピーダンスは極力低いことが望ましいので、増幅器14と変圧器12との間にインピーダンス変換器11を接続している。なお、増幅器14の出力インピーダンスが十分に低ければ、インピーダンス変換器11を省略してもよい。
The
変圧器12は、入力側(一次側)と出力側(二次側)とを有する一般的なものであり、増幅器14の出力電圧をインピーダンス変換器11を介して入力し、これを昇圧して圧電振動子13に印加する。
The
圧電振動子13は、例えばPZT、チタン酸バリウム等の圧電セラミックスからなる一般的なものであり、電圧が印加されると逆圧電効果によって強い機械的振動を起こし、その機械的振動に見合った電圧を圧電効果によって出力する。この機械的振動が、液体の霧化や物体の振動に利用される。
The
例えば、増幅器14は、共振周波数frよりも低い共振周波数F1の並列共振回路(図示せず)を有し、かつ共振周波数F1で最大の利得となる。また、共振周波数frの近傍では、インピーダンス変換器11、変圧器12、圧電振動子13及び増幅器14を含むループ15の位相回転が360度になり、かつループ15の利得が1以上になる。共振周波数fr以下の圧電振動子13のスプリアス周波数では、ループ15の位相回転が360度にならない。共振周波数fr以上の圧電振動子13のスプリアス周波数では、ループ15の利得が1未満になる。
For example, the
次に、発振回路10の作用について説明する。
Next, the operation of the
圧電振動子13は、位相及び利得(負の利得すなわち損失)に関して特有の周波数特性を持つ。増幅器14も、並列共振回路を有しているので、位相及び利得に関して特有の周波数特性を持つ。そのため、前述した発振回路10の特性が得られるように、圧電振動子13の周波数特性に合わせて、増幅器14の共振周波数F1、Q値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、ループ15中の他の構成要素の周波数特性を考慮してもよい。これにより、共振周波数frの近傍では発振の条件が成立し、逆にスプリアス周波数では発振の条件が成立しない。したがって、位相回転による発振の不安定化も起きず、かつスプリアス周波数での発振も起きない。
The
図1[2]は、本発明に係る発振回路の第二実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。ただし、図1[1]と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。 FIG. 1 [2] is a block diagram showing a second embodiment of the oscillation circuit according to the present invention. Hereinafter, description will be given based on this drawing. However, the same parts as those in FIG.
第二実施形態の発振回路20は、第一実施形態の発振回路10において、ループ15の位相回転又は利得を調整する回路ブロック21がループ15中に設けられたものである。
In the
圧電振動子13や増幅器14だけでは、前述したループ15の周波数特性を得ることが難しい場合もある。そのような場合に、ループ15の位相回転又は利得を調整する回路ブロック21を、ループ15中に接続する。回路ブロック21は、例えばインピーダンス素子や増幅器などからなる。
It may be difficult to obtain the frequency characteristics of the
次に、第一実施形態を更に具体化した実施例1について説明する。図2は、図1の発振回路を更に具体化した回路図である。図3は図2における圧電振動子の周波数特性を示し、図3[1]は入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を示すグラフであり、図3[2]は周波数特性の測定方法を示す回路図、図3[3]は圧電振動子の等価回路を示す回路図である。図4は図2における増幅器の周波数特性を示し、図4[1]は入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を示すグラフであり、図4[2]は周波数特性の測定方法を示す回路図である。以下、これらの図面に基づき説明する。ただし、図1と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。 Next, Example 1 that further embodies the first embodiment will be described. FIG. 2 is a circuit diagram further embodying the oscillation circuit of FIG. 3 shows the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator in FIG. 2, FIG. 3 [1] is a graph showing the frequency characteristics of phase rotation and gain between input and output, and FIG. 3 [2] shows a method of measuring the frequency characteristics. FIG. 3 [3] is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the piezoelectric vibrator. 4 shows frequency characteristics of the amplifier in FIG. 2, FIG. 4 [1] is a graph showing frequency characteristics of phase rotation and gain between input and output, and FIG. 4 [2] is a circuit showing a method for measuring frequency characteristics. FIG. Hereinafter, description will be given based on these drawings. However, the same parts as those in FIG.
インピーダンス変換器11は、抵抗器R1,R2、コンデンサC3、ダイオードD1〜D3、トランジスタQ1等からなる。トランジスタQ1のベースには、ダイオードD1〜D3によって一定の直流電圧が印加されるとともに、増幅器14からの出力電圧がコンデンサC3を介して交流電圧となって印加される。トランジスタQ1のエミッタには、抵抗器R3を介して変圧器12の一次巻線121が接続されている。トランジスタQ1のコレクタは交流的に接地されているので、コレクタ接地すなわちエミッタホロワとなっている。したがって、インピーダンス変換器11は、エミッタホロワ増幅器であるから、周知のように、高入力インピーダンス、低出力インピーダンス、かつ入出力の位相が同じになる。
The
変圧器12は、互いに逆極性の一次巻線121と二次巻線122とを有するので、入出力の位相が反転する。すなわち、変圧器12は、インピーダンス変換器11を介して増幅器14の出力電圧を入力し、これを変圧かつ反転して圧電振動子13に印加する。また、変圧器12は、巻線直流抵抗や主インダクタンス等を適切に設計することにより、反転分を除く位相回転を少なく抑えることができる。したがって、少なくとも圧電振動子13の共振周波数fr及び主なスプリアス周波数を含む周波数範囲において、変圧器12の入出力間の反転分を除く位相回転は0度になっている。
Since the
図3[1]は、圧電振動子13の周波数特性のシミュレーション結果である。このシミュレーションでは、図3[3]に示す圧電振動子13の一般的な等価回路を用いた。すなわち、圧電振動子13はインダクタL0、コンデンサC0及び抵抗器R0の直列回路とコンデンサCとが並列接続されたものとして計算した。図3[1]に示すように、圧電振動子13の入出力間の位相回転θpは、90度以下の正であり、かつ共振周波数frの近傍で0度に近づく。ただし、実際には圧電振動子13の等価回路は図3[3]よりもかなり複雑になるので、図示しないスプリアス周波数と呼ばれる共振周波数が複数存在することになる。
FIG. 3 [1] is a simulation result of the frequency characteristics of the
増幅器14は、抵抗器R4〜R7、コンデンサC6、トランジスタQ2、並列共振回路141等からなる。並列共振回路141は、並列接続されたコンデンサC1及びインダクタL1からなる。トランジスタQ2のベースには、圧電振動子13の出力電流に対応する抵抗器R5の電圧降下分が印加される。トランジスタQ2のコレクタには、並列共振回路141が接続され、かつコンデンサC3を介してトランジスタQ1のベースが接続されている。トランジスタQ2のエミッタは、抵抗器R7を介して交流的に接地されている。したがって、増幅器14は、エミッタ接地回路であるから、周知のように入出力の位相が反転する。すなわち、増幅器14は、圧電振動子13の出力信号を増幅かつ反転して出力する。また、並列共振回路141の共振周波数F1において、並列共振回路141は最大のインピーダンスを呈するので、増幅器14の利得が最大となる。
The
図4[1]の周波数特性に示すように、増幅器14は、共振周波数frよりも低い共振周波数F1の並列共振回路141を有し、かつ共振周波数F1で最大の利得となる。そして、増幅器の入出力間の反転分を除く位相回転θaは、共振周波数F1未満で90度以下の正になり、共振周波数F1で0度になり、共振周波数F1を越えると90度以下の負になる。
As shown in the frequency characteristic of FIG. 4 [1], the
前述した発振回路10の特性が得られるように、圧電振動子13の周波数特性に合わせて、増幅器14の共振周波数F1、Q値、最大利得等の周波数特性を設定する。コンデンサC1のキャパシタンスをc1、インダクタL1のインダクタンスをl1とすると、共振周波数F1は、F1=1/{2π√(c1・l1)}で与えられる。このとき、コンデンサC1及びインダクタL1に並列接続された寄生抵抗をrとすると、共振の鋭さQ値は、Q=r{√(c1/l1)}で与えられる。つまり、rが大きいほど共振が鋭くなる。したがって、コンデンサC1のキャパシタンスc1、インダクタL1のインダクタンスl1及び寄生抵抗rを適宜選択することにより、所望の周波数特性が得られる。また、コンデンサC1及びインダクタL1だけでは所望の周波数特性が得られない場合は、これらに抵抗器、コンデンサ、インダクタ等の調整用インピーダンス素子を接続する。
The frequency characteristics such as the resonance frequency F1, the Q value, and the maximum gain of the
増幅器14の利得は、トランジスタQ2の増幅率hfeや、トランジスタQ2周囲の抵抗器の抵抗値などを適宜選択することによって、所望の値が得られる。
The gain of the
なお、コンデンサC2は直流電源電圧Vccの変動防止用であり、コンデンサC4,C5はサージ吸収用である。 Capacitor C2 is for preventing fluctuations in DC power supply voltage Vcc, and capacitors C4 and C5 are for absorbing surges.
また、抵抗器R3は、圧電振動子13の安定動作用又は保護用のダミー素子として機能する。変圧器12の一次巻線121に過電圧が印加されると、変圧器12の二次巻線122に極めて高い過電圧が発生するので、圧電振動子13の動作が不安定になったり破損したりするおそれがある。そこで、変圧器12とインピーダンス変換器11との間に、ダミー素子として抵抗器R3を接続している。抵抗器R3は、過電流によって発生する電圧降下によって、変圧器12の入力電圧の増加を抑える。
The resistor R3 functions as a dummy element for stable operation or protection of the
次に、発振回路10の全体の動作を説明する。
Next, the overall operation of the
前述したように、(共振周波数F1)<(共振周波数fr)であり、共振周波数F1で増幅器14の最大利得が得られる。ここで、図3及び図4に示すように、共振周波数fr近傍以下では、圧電振動子13と増幅器14との位相回転の和θp+θa>0になることにより、ループの位相回転が360度にならないので、発振の条件が成立しない。共振周波数fr近傍では、圧電振動子13及び増幅器14の位相回転の和θp+θa=0になることによりループの位相回転が360度になり、かつ最大利得が得られる共振周波数F1に近いことからループの利得が1以上になるので、発振の条件が成立する。共振周波数fr近傍以上では、最大利得が得られる共振周波数F1から遠ざかることにより、ループの利得が1未満になるので、発振の条件が成立しない。このように、圧電振動子13の共振周波数frの近傍でのみ発振の条件を成立させることができるので、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。
As described above, (resonance frequency F1) <(resonance frequency fr), and the maximum gain of the
次に、言葉を換えて、発振回路10についてもう一度説明する。
Next, in other words, the
図2に示すように、圧電振動子13に適切な電圧を印加するため変圧器12を、圧電振動子13の前段に配置する。変圧器12の主インダクタンスL又は変圧器12の負荷インピーダンスZにより、変圧器12の一次側と二次側との間に不要な位相回転が発生しないように、出力インピーダンスの低いインピーダンス変換回路11を変圧器12の一次側に配置して変圧器12を駆動する。変圧器12の反転分を除く位相回転は、無視できる程度に少なく抑えられている。
As shown in FIG. 2, the
したがって、直流電源電圧Vccとは無関係に圧電振動子13に適切な電圧を印加し、かつ正帰還ループの位相推移を変動させることなく、発振回路10の発振条件を確保できる。
Therefore, the oscillation condition of the
続いて、インピーダンス変換器11及び変圧器12の位相回転(反転分を除く、以下同じ。)の総和が、0度又はその近傍であるとして、スプリアス周波数における問題の解決方法を説明する。
Subsequently, a method for solving the problem at the spurious frequency will be described on the assumption that the sum of the phase rotations of the
図4に示すように、増幅器14は、その共振周波数F1の低周波側で+90度未満の正の位相回転(反転分を除く、以下同じ。)を示し、共振周波数F1より高周波側で−90度未満(絶対値が90度未満)の負の位相回転を示し、共振周波数F1で位相回転が0度となる。増幅器14の利得は、共振周波数F1で最大となり、この両側で低下する。
As shown in FIG. 4, the
一方、図3に示すように、圧電振動子13は、共振周波数frより低周波側及び高周波側でほぼ+90度の位相回転を示し、共振周波数fr近傍で位相回転が0度に近づく(ただし0度には到達しない。)。圧電振動子13の入出力比は、共振周波数frの近傍で極大値及び極小値をとる。
On the other hand, as shown in FIG. 3, the
圧電振動子13の共振周波数frでは、増幅器14の位相回転が負側にある。そのため、共振周波数fr近傍にて圧電振動子13の位相回転が正から0度に近づくと、圧電振動子13の位相回転と増幅器14の位相回転との総和が0度となる周波数が存在し得る。すなわちなわち、帰還ループの位相回転の総和が0度となる周波数が共振周波数frの近傍で存在し得る。このとき、増幅器14の利得を適当な利得Avに設定することにより、ループ利得が1を越える条件を実現すれば、圧電振動子13の共振点の極近傍の発振条件を満たすので、安定した発振が継続する。
At the resonance frequency fr of the
ここで、スプリアス周波数が共振周波数F1より低周波側にある場合を考える。このとき、スプリアス周波数によって圧電振動子13の位相回転が0度近傍まで低下しても、増幅器14の位相回転がほぼ90度であるため、インピーダンス変換器11及び変圧器12の位相回転がほぼ0度であることから、帰還ループの位相回転の総和は0度(正帰還)とはなり得ず、スプリアス周波数での発振は生じない。
Here, consider a case where the spurious frequency is on the lower frequency side than the resonance frequency F1. At this time, even if the phase rotation of the
続いて、スプリアス周波数が共振周波数F1より高周波側にある場合を考える。このとき、増幅器14の位相回転が負となるため、位相回転の総和が0度(正帰還)となるスプリアス周波数が存在し得る。しかし、スプリアス周波数における増幅器14の利得Asが共振周波数frにおける利得Avよりも高くならない条件で、増幅器14の利得Avを適切に設定することにより、スプリアス周波数での発振を防止できる。
Next, consider a case where the spurious frequency is higher than the resonance frequency F1. At this time, since the phase rotation of the
増幅器14の各周波数における利得からΔA=Av−Asとし、正規の発振周波数frで発振するための利得余裕をΔ1とし、スプリアス周波数で発振しないための安定性の利得余裕をΔ2とすると、Δ1+Δ2=ΔAとすることにより適切な利得余裕をとり得る。
Assuming that ΔA = Av−As from the gain at each frequency of the
10,20 発振回路
11 インピーダンス変換器
12 変圧器
13 圧電振動子
14 増幅器
141 並列共振回路
21 回路ブロック
fr 圧電振動子の共振周波数
F1 増幅器の共振周波数
R3 抵抗器(ダミー素子)
10, 20
Claims (8)
前記圧電振動子の共振周波数frの近傍でのみ発振の条件が成立するように、前記増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、前記圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定された、
圧電振動子の発振回路。 An amplifier that amplifies and outputs the output signal of the piezoelectric vibrator, and a transformer that transforms the output voltage of the amplifier and applies the voltage to the piezoelectric vibrator.
The frequency characteristics of phase rotation and gain between the input and output of the amplifier are the frequency of phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator. Set according to the characteristics,
An oscillation circuit of a piezoelectric vibrator.
前記共振周波数frの近傍では前記圧電振動子、前記変圧器及び前記増幅器を含むループの位相回転が360度になりかつ当該ループの利得が1以上になり、前記共振周波数fr以下の前記圧電振動子のスプリアス周波数では前記ループの位相回転が360度にならず、前記共振周波数fr以上の前記圧電振動子のスプリアス周波数では前記ループの利得が1未満になる、
請求項1記載の圧電振動子の発振回路。 The amplifier has a parallel resonance circuit having a resonance frequency F1 lower than the resonance frequency fr, and has a maximum gain at the resonance frequency F1,
In the vicinity of the resonance frequency fr, the phase rotation of the loop including the piezoelectric vibrator, the transformer, and the amplifier is 360 degrees and the gain of the loop is 1 or more, and the piezoelectric vibrator having the resonance frequency fr or less. The phase rotation of the loop does not become 360 degrees at the spurious frequency, and the gain of the loop becomes less than 1 at the spurious frequency of the piezoelectric vibrator above the resonance frequency fr.
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to claim 1.
請求項1又は2記載の圧電振動子の発振回路。 An impedance converter for reducing the output impedance of the amplifier is provided between the amplifier and the transformer.
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to claim 1 or 2.
請求項1乃至3のいずれかに2記載の圧電振動子の発振回路。 A circuit block for adjusting the phase rotation or gain of the loop is provided in the loop.
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to any one of claims 1 to 3.
前記変圧器は前記増幅器の出力電圧を変圧かつ反転して前記圧電振動子に印加し、
少なくとも前記共振周波数fr及び前記スプリアス周波数を含む周波数範囲において、
前記圧電振動子の入出力間の位相回転は、90度以下の正であり、かつ前記共振周波数frの近傍で0に近づき、
前記増幅器の入出力間の前記反転分を除く位相回転は、前記共振周波数F1未満で90度以下の正になり、前記共振周波数F1で0度になり、前記共振周波数F1を越えると90度以下の負になり、
前記変圧器の入出力間の前記反転分を除く位相回転は0度である、
請求項2記載の圧電振動子の発振回路。 The amplifier amplifies and inverts the output signal of the piezoelectric vibrator and outputs it,
The transformer transforms and inverts the output voltage of the amplifier and applies it to the piezoelectric vibrator,
In a frequency range including at least the resonance frequency fr and the spurious frequency,
The phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator is positive of 90 degrees or less and approaches 0 near the resonance frequency fr.
The phase rotation excluding the inversion between the input and output of the amplifier becomes positive less than 90 degrees below the resonance frequency F1, becomes 0 degrees at the resonance frequency F1, and less than 90 degrees beyond the resonance frequency F1. Becomes negative,
The phase rotation excluding the inversion between the input and output of the transformer is 0 degree.
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to claim 2.
請求項3記載の圧電振動子の発振回路。 The impedance converter is an emitter follower amplifier, a source follower amplifier, a voltage follower amplifier, a differential amplifier, or an operational amplifier.
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to claim 3.
請求項2又は5記載の圧電振動子の発振回路。 An impedance element for adjusting resonance characteristics of the parallel resonant circuit is connected in parallel with the capacitor and the inductor constituting the parallel resonant circuit, or in series with at least one of the capacitor and the inductor.
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to claim 2 or 5.
請求項1乃至7のいずれかに記載の圧電振動子の発振回路。 A dummy element for stable operation or protection of the piezoelectric vibrator is connected to the input side of the transformer,
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to claim 1.
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