JP2005210848A - 直流電圧変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 出力端子にバッテリが接続されるような環境下において、出力電圧よりも高い駆動電圧を必要とするスイッチング素子を出力電圧に基づいて駆動できる直流電圧変換装置を提供する。
【解決手段】 チョッパ回路1の出力側に接続された低圧バッテリ7の出力電圧を上昇させる昇圧回路4を設け、その昇圧電圧に基づく電位をチャージポンプ回路6を介して駆動回路2に供給して駆動電圧とし、この駆動電圧によりNチャネルFET12を駆動する。出力端子T3,T4に低圧バッテリ7を接続し、かつ出力電圧よりも高い駆動電圧を必要とするNチャネルFET12をスイッチング素子として用いたとしても、チョッパ回路1を低圧バッテリ7の出力電圧に基づいて駆動開始できる。昇圧停止回路5を設け、初回のスイッチング以降は昇圧回路4の動作を停止する。DC−DCコンバータの駆動中、常に昇圧回路を用いた場合と比べて、エネルギー効率が向上する。
【選択図】 図1
【解決手段】 チョッパ回路1の出力側に接続された低圧バッテリ7の出力電圧を上昇させる昇圧回路4を設け、その昇圧電圧に基づく電位をチャージポンプ回路6を介して駆動回路2に供給して駆動電圧とし、この駆動電圧によりNチャネルFET12を駆動する。出力端子T3,T4に低圧バッテリ7を接続し、かつ出力電圧よりも高い駆動電圧を必要とするNチャネルFET12をスイッチング素子として用いたとしても、チョッパ回路1を低圧バッテリ7の出力電圧に基づいて駆動開始できる。昇圧停止回路5を設け、初回のスイッチング以降は昇圧回路4の動作を停止する。DC−DCコンバータの駆動中、常に昇圧回路を用いた場合と比べて、エネルギー効率が向上する。
【選択図】 図1
Description
本発明は、入力された直流電圧を異なる電圧に変換して出力する直流電圧変換装置に係わり、特に、非絶縁降圧チョッパ型の直流電圧変換装置に関する。
従来より、直流電圧変換装置(以下、DC−DCコンバータという。)の一種として、非絶縁でダウンチョッパ型のDC−DCコンバータが用いられている。この種のDC−DCコンバータでは、トランスを用いないので一次側(入力側)と二次側(出力側)との間が絶縁されておらず、また、入力直流電圧をスイッチング素子によって断続(オンオフ駆動)してパルス電圧を作り出し、これを整流し平滑化することにより低圧の直流電圧を得るようになっている。
この種のDC−DCコンバータにおけるスイッチング素子としては、制御が比較的容易なPチャネルFET(電界効果トランジスタ)が用いられることが多い。一方、ソース−ドレイン間の耐圧を考慮すると、より高い耐圧のNチャネルFETが有利である。そのようなNチャネルFETをスイッチング素子として使用したDC−DCコンバータについては、例えば下記の特許文献1に記載がある。
特開平2001−128369号公報
ところで、例えば車載用途やモバイル機器用途等においては、DC−DCコンバータの出力側に低圧バッテリが接続されることが多い。このため、DC−DCコンバータの起動前においても、DC−DCコンバータの出力端子にはバッテリ電圧が印加されており、したがって、NチャネルFETのソース電位はバッテリ電圧とほぼ等しくなっている。このため、DC−DCコンバータの出力電圧をそのまま利用してゲートに印加し、NチャネルFETのオンオフ駆動を開始しようとしても、NチャネルFETのソース−ゲート間電圧がほぼ等しいことから、駆動を開始することができない。NチャネルFETの駆動には、ソース電位よりもゲート電位を高くすることが必要だからである。
このような観点から、DC−DCコンバータのスイッチング素子としてNチャネルFETを用いる場合には、これを駆動するスイッチング駆動回路として、パルストランスを用いることが考えられる。このパルストランスを用いた場合には、NチャネルFETの駆動電圧を自由に設定することができるので、ソース電位よりも高いゲート電位を印加することが容易であることが予想される。
しかしながら、パルストランスには、飽和によるデューティ比(オン電圧期間とオフ電圧期間との比)の制限があるので、これを使用する場合には設計上の制約を受ける場合が多く、注意が必要である。具体的には、入力電圧と出力電圧との間に大きな差が見られないときには、デューティ比が1に近くなって、パルストランスが飽和する可能性があるからである。
これに対し、いわゆるハイサイドドライバと呼ばれる回路を用い、その出力パルスに基づいてスイッチング駆動回路を動作させるという方法も考えられる。このハイサイドドライバは、バイアス入力が所定のレベルになったことを条件として、入力パルスと同じデューティ比を保持しつつベースレベルや波高値が変換されたパルス(以下、ハイサイドパルスという。)を出力する回路である。このハイサイドドライバには、上記したデューティ比に関する制限がなく、この点でパルストランスよりも有利である。
ところが、スイッチング駆動回路の駆動にハイサイドドライバを利用する場合には、NチャネルFETのソース−ゲート間電圧に関して、上記したような注意が必要である。すなわち、DC−DCコンバータの出力端子にバッテリが接続されるような環境下においてDC−DCコンバータの出力電圧を利用してNチャネルFETを駆動することを前提とした場合には、ソース電位よりも高いゲート電位をどのようにして得るか、という点が問題になると考えられる。しかしながら、上記した特許文献1では、上記のような前提についての考察がなされておらず、また、ソース電位よりも高いゲート電位を得る方法についても明らかにされていない。さらには、上記のような前提に適合するエネルギー効率のよい回路構成についてもなんら開示がなされていない。
本発明はかかる問題に鑑みてなされたもので、その第1の目的は、出力端子にバッテリが接続されるような環境下において、NチャネルFETのように出力電圧よりも高い駆動電圧を必要とするスイッチング素子の駆動を出力電圧に基づいて行うことを可能とする直流電圧変換装置を提供することにある。
本発明の第2の目的は、上記のような前提の下でも、高効率での駆動を行うことができる直流電圧変換装置を提供することにある。
本発明の直流電圧変換装置は、高圧の直流電圧源からの直流電圧をスイッチングすることによりパルス電圧を生成するスイッチング素子と、スイッチング素子によって生成されたパルス電圧を整流し平滑化することにより低圧の直流電圧を生成して低圧バッテリに供給する整流平滑回路と、スイッチング素子を駆動する駆動電圧を出力するスイッチング駆動回路と、スイッチング素子の駆動開始前において低圧バッテリの出力電圧を昇圧しより高い昇圧電圧を生成する昇圧回路と、スイッチング素子の駆動開始前において昇圧回路により生成された昇圧電圧に基づく電位を保持してスイッチング駆動回路に供給すると共に、スイッチング素子の駆動開始後において整流平滑回路により生成された直流電圧に基づく電位を保持してスイッチング駆動回路に供給するチャージポンプ回路とを備え、スイッチング駆動回路が、昇圧電圧に基づく電位または直流電圧に基づく電位を駆動電圧としてスイッチング素子に印加するように構成したものである。
ここで、「出力電圧」とは、直流電圧変換装置自身の直流出力電圧を意味し、「駆動電圧」とは、スイッチング素子にスイッチング動作をさせるためのパルス電圧を意味する。「高圧」とは、出力電圧に比べて高い電圧という意味であり、「低圧」とは、入力電圧に比べて低い電圧という意味である。「直流電圧源」は、直流電圧を出力するものであれば種類を問わず、例えば、高圧バッテリでもよいし、交流発電機と整流回路との組み合わせであってもよい。さらに、それらの両者を備えたものでもよい。「昇圧電圧に基づく電位を保持」とは、昇圧電圧に基づいて蓄積された電荷エネルギーを保持することを意味し、より具体的には、この電位がスイッチング素子に与えられた場合にこのスイッチング素子を駆動可能な程度のレベルに保持するという意味である。スイッチング素子としては、例えばNチャネル電界効果トランジスタが用いられる。
本発明の直流電圧変換装置では、スイッチング素子の駆動開始前においては、昇圧回路によって低圧バッテリの出力電圧から、より高い昇圧電圧が生成され、この昇圧電圧に基づく電位が、スイッチング駆動回路に供給される。スイッチング駆動回路からは、昇圧電圧に基づく電位が駆動電圧として出力され、スイッチング素子の駆動に用いられる。一方、スイッチング素子の駆動開始後においては、整流平滑回路により生成された直流電圧に基づく電位がチャージポンプ回路によって保持され、スイッチング駆動回路に供給される。これ以降、スイッチング駆動回路からは、この直流電圧に基づく電位が駆動電圧として出力され、スイッチング素子の駆動に用いられる。
本発明の直流電圧変換装置では、昇圧電圧に基づく電位が所定の昇圧しきい値電圧を越えたとき、昇圧回路の昇圧動作を停止させる昇圧停止回路をさらに備えるのが好ましい。
本発明の直流電圧変換装置では、昇圧電圧に基づく電位がバイアスとして印加されるバイアス端子と、スイッチング素子の出力側電圧が印加される基準電位端子とを有し、バイアス端子と基準電位端子との間の電位差が所定のバイアスしきい値電圧を越えたときに、入力された制御パルスに同期して、基準電位端子の電位をベースレベルとした駆動パルスをスイッチング駆動回路に供給するハイサイドドライバをさらに備えるようにし、スイッチング駆動回路が、駆動パルスに同期して、バイアス端子に印加されている電位(すなわち、昇圧電圧に基づく電位)を、駆動電圧として出力するように構成することが可能である。なお、「バイアスしきい値電圧」は、通常、上記の「昇圧しきい値電圧」と一致させるのが好ましいが、異なる電圧値としてもよい。
また、昇圧回路が、一端が整流平滑回路の出力側電源線に接続され他端がバイアス端子に導かれるように設けられた昇圧コイルと、昇圧コイルの他端と接地との間に設けられた昇圧制御スイッチとを含むようにし、昇圧制御スイッチを制御パルスに同期して駆動するように構成することが可能である。
また、チャージポンプ回路が、バイアス端子と基準電位端子との間に設けられたコンデンサと、バイアス端子と整流平滑回路の出力側電源線との間を接続する充電路とを含むようにすると共に、スイッチング駆動回路が、バイアス端子と基準電位端子との間に直列に設けられた互いに異なる導電型の1対のトランジスタを含むように構成し、1対のトランジスタを駆動パルスによって選択的に駆動することにより、バイアス端子に印加されている電位(すなわち、昇圧電圧に基づく電位)を駆動電圧として出力するように構成することが可能である。ここで、「互いに異なる導電型の1対のトランジスタ」は、例えばバイポーラトランジスタであれば、NPNトランジスタおよびPNPトランジスタの対が該当する。
本発明の直流電圧変換装置によれば、昇圧回路によって、低圧バッテリの出力電圧を昇圧してより高い昇圧電圧を得ると共にこの昇圧電圧に基づく電位をスイッチング駆動回路に供給し、さらにスイッチング駆動回路から、昇圧電圧に基づく電位を駆動電圧としてスイッチング素子を駆動するようにしたので、出力端子にバッテリが接続されるような環境下において、出力電圧よりも高い駆動電圧を必要とするスイッチング素子を用いた場合であっても、チョッパ回路を出力電圧に基づいて駆動することが可能である。
特に、昇圧停止回路を設け、初回のスイッチングの後に昇圧回路の動作を停止し、それ以降はチャージポンプ回路によってスイッチングするようにした場合には、直流電圧変換装置の駆動中、常に昇圧回路を用いるようにした場合と比べて、直流電圧変換装置としてのエネルギー効率が向上する。
以下、本発明を実施するための最良の形態(以下、単に実施の形態という。)について、図面を参照して詳細に説明する。
[第1の実施の形態]
図1は本発明の一実施の形態に係る直流電圧変換装置としてのDC−DCコンバータの回路構成を表すものである。このDC−DCコンバータは、図示しない高圧側電圧源から供給される高圧の直流入力電圧Vinを、トランスを用いずにチョッピング処理によって降圧して低圧の直流出力電圧Vout を得るためのもので、実際にチョッピング処理を行うチョッパ回路1と、チョッパ回路を駆動する駆動回路2と、この駆動回路2に駆動パルスP2を供給するハイサイドドライバ3と、出力電圧を昇圧する昇圧回路4と、この昇圧回路4の昇圧動作を停止させる昇圧停止回路5と、低圧直流電圧Vout による電力を蓄積するチャージポンプ回路6とを備えている。なお、上記の高圧側電圧源は、高圧バッテリであってもよいし、あるいは交流発電機と整流回路との組み合わせであってもよいし、さらに、それらの組み合わせであってもよい。
図1は本発明の一実施の形態に係る直流電圧変換装置としてのDC−DCコンバータの回路構成を表すものである。このDC−DCコンバータは、図示しない高圧側電圧源から供給される高圧の直流入力電圧Vinを、トランスを用いずにチョッピング処理によって降圧して低圧の直流出力電圧Vout を得るためのもので、実際にチョッピング処理を行うチョッパ回路1と、チョッパ回路を駆動する駆動回路2と、この駆動回路2に駆動パルスP2を供給するハイサイドドライバ3と、出力電圧を昇圧する昇圧回路4と、この昇圧回路4の昇圧動作を停止させる昇圧停止回路5と、低圧直流電圧Vout による電力を蓄積するチャージポンプ回路6とを備えている。なお、上記の高圧側電圧源は、高圧バッテリであってもよいし、あるいは交流発電機と整流回路との組み合わせであってもよいし、さらに、それらの組み合わせであってもよい。
チョッパ回路1は、直流入力電圧Vinが印加される一対の入力端子T1,T2と、直流出力電圧Vout が出力される一対の出力端子T3,T4との間をそれぞれ接続する電源線LHおよび接地線LGと、入力端子T1,T2間に接続された入力平滑コンデンサ11と、平滑コンデンサ11の出力側(入力端子T1,T2とは反対側)の電源線LHに挿入配置されたNチャネルFET12とを備えている。NチャネルFET12は、そのドレインDが入力端子T1側に接続され、ソースSが出力端子T3側となるように配置される。NチャネルFET12のゲートGは、駆動回路2に接続されている。入力平滑コンデンサ11は、入力された直流入力電圧Vinを平滑化するためのものであり、NチャネルFET12は、直流入力電圧Vinを断続してほぼ矩形波状のパルス電圧を生成するスイッチング素子として機能するものである。
チョッパ回路1はまた、NチャネルFET12のソース側の電源線LHにカソードが接続され、接地線LGにアノードが接続された整流ダイオード13と、この整流ダイオード13のカソードよりも出力端子T3側の電源線LHに挿入配置されたチョークコイル14と、このチョークコイル14よりも出力側の電源線LHと接地線LGとの間(すなわち、出力端子T3,T4間)に接続された出力平滑コンデンサ15とを備えている。整流ダイオード13は、NチャネルFET12によって生成されたパルス電圧を整流するものであり、チョークコイル14および出力平滑コンデンサ15は、整流された電圧波形を平滑化するためのものである。出力端子T3,T4には、低圧バッテリ7および負荷8が接続されるようになっている。
駆動回路2は、NPNトランジスタ21と、PNPトランジスタ22とを備えている。NPNトランジスタ21のエミッタとPNPトランジスタ22のエミッタとは、相互に接続されると共に、チョッパ回路1のNチャネルFET12のゲートGに接続されている。NPNトランジスタ21のコレクタはハイサイドドライバ3のバイアス端子HBに接続され、PNPトランジスタ22のコレクタはハイサイドドライバ3の基準電位端子HSに接続されている。NPNトランジスタ21およびPNPトランジスタ22のベース同士は共通接続され、さらに抵抗器23を介してハイサイドドライバ3のパルス出力端子HOに接続されている。
ハイサイドドライバ3は、上記したバイアス端子HB、基準電位端子HSおよびパルス出力端子HOに加え、パルス出力端子HIを備えている。パルス入力端子HIには、制御IC(集積回路)9から、図示しないバッファを介して、制御パルスP1が入力されるようになっている。なお、制御IC9は、低圧バッテリ7からスイッチSW1を介して電力供給を受けて動作するようになっており、このスイッチSW1を閉じることにより、制御パルスP1を出力する。バイアス端子HBと基準電位端子HSとの間には、バイアス電圧が印加されるようになっており、このバイアス電圧が所定のしきい値を越えると、パルス入力端子HIへの制御パルスP1の入力に同期して、パルス出力端子HOから駆動パルスP2が出力されるようになっている。この駆動パルスP2は、抵抗器23を介して駆動回路2のNPNトランジスタ21およびPNPトランジスタ22のベースに入力されるようになっている。ハイサイドドライバ3の詳細な回路構成、および、制御パルスP1と駆動パルスP2との関係については、後に詳述する(図2)。
チャージポンプ回路6は、ハイサイドドライバ3のバイアス端子HBと基準電位端子HSとの間に接続されたコンデンサ61と、一端がバイアス端子HBに接続された抵抗器62と、この抵抗器62の他端にカソードが接続されアノードが出力端子T3に接続されたダイオード63とを備えている。
昇圧回路4は、一端がチョッパ回路1の出力端子T3に接続された昇圧コイル41と、この昇圧コイル41の他端と接地との間に挿入配置された昇圧スイッチとしてのNチャネルFET42と、昇圧コイル41の他端にアノードが接続されカソードがチャージポンプ回路6の抵抗器62の他端(およびダイオード62のカソード)に接続されたダイオード43とを備えている。NチャネルFET42は、そのドレインが昇圧コイル41の他端に接続され、ソースが接地側に接続されている。NチャネルFET42のゲートには、制御IC9から制御パルスP1が入力されるようになっている。
昇圧停止回路5は、ハイサイドドライバ3のバイアス端子HBにカソードが接続されたツェナーダイオード51と、このツェナーダイオード51のアノードとハイサイドドライバ3の基準電位端子HSとの間に直列に接続された抵抗器52A,52Bと、抵抗器52A,52Bの接続点にベースが接続されエミッタがハイサイドドライバ3の基準電圧端子HSに接続されたNPNトランジスタ53と、NPNトランジスタ53のコレクタとハイサイドドライバ3のバイアス端子HBとの間に挿入接続された抵抗器54とを備えている。昇圧停止回路5はまた、抵抗器54とNPNトランジスタ53のコレクタとの接続点にゲートが接続されドレインがハイサイドドライバ3のバイアス端子HBに接続されたPチャネルFET55と、PチャネルFET55のソースに一端が接続された抵抗器56と、この抵抗器56の他端にゲートが接続されソースが接地側に接続されたNチャネルFET57とを備えている。NチャネルFET57のソースとゲートとの間には、抵抗器58およびツェナーダイオード59が並列に接続されている。NチャネルFET57のコレクタは、昇圧回路4のNチャネルFET42のゲートに接続されている。
図2は、ハイサイドドライバ3の構成を表すものである。このハイサイドドライバ3は、外部端子として、上記したバイアス端子HB、基準電位端子HS、パルス出力端子HOおよびパルス出力端子HIに加え、電源端子VDDと接地端子Gとを備えている。電源端子VDDは、ツェナーダイオード31を介してバイアス端子HBに接続されている。ハイサイドドライバ3はまた、バイアス端子HBと基準電圧端子HSとの間に接続された電圧検出回路32およびレベルシフト回路33と、電源端子VDDと接地端子Gとの間に接続された電圧検出回路34と、アンド回路35,36と、入力アンプ37と、出力アンプ38とを備えている。
アンド回路35の一方の入力端には電圧検出回路32から負論理の電圧検出信号が入力され、他方の入力端にはレベルシフト回路33から正論理のレベルシフト信号が入力されるようになっている。アンド回路35の出力端は、出力アンプ38を介してパルス出力端子HOに導かれている。アンド回路36の一方の入力端にはパルス入力端子HIから入力アンプ37を介して正論理の制御パルスP1が入力され、他方の入力端には電圧検出回路34から負論理の電圧検出信号が入力されるようになっている。アンド回路35の出力端は、レベルシフト回路33に接続されている。
このような構成のハイサイドドライバ3は、次のように機能するものである。パルス入力端子HIから入力された制御パルスP1は、入力アンプ37を介してアンド回路36の一方の入力端に入力される。このアンド回路36の他方の入力端には、電圧検出回路34によって負論理アクティブの検出信号が入力されているので、制御パルスP1はアンド回路36をそのまま通過して、レベルシフト回路33に入力される。レベルシフト回路33は、バイアス端子HBと基準電位端子HSとの間の電位差を検出し、この電位差に応じて、制御パルスP1のレベルシフトを行う。具体的には、基準電位端子HSの電位をベースレベルとし制御パルスP1と同一の位相およびデューティ比をもつパルスを生成する。このパルスは、出力アンプ38によって、バイアス端子HBと基準電位端子HSとの間の電位差に応じて増幅され、パルス出力端子HOから出力される。なお、図2に示したハイサイドドライバ3の構成および機能は、あくまでもハイサイドドライバICの一例にすぎず、これには限定されず、他の構成および機能を有するICによっても実現することが可能である。
次に、図3を参照して、以上のような構成のDC−DCコンバータの動作を説明する。ここで、図3は、DC−DCコンバータの各部の電圧波形を表すもので、(A)は直流入力電圧Vinを示し、(B)は直流出力電圧Vout を示し、(C)は制御パルスP1を示し、(D)はソース電位V2から見た場合の駆動パルスP2の波形を示す。また、(E)は、接地から見たバイアス端子HBの電位であるバイアス電位V1(昇圧電圧)を示し、(F)は、接地から見たNチャネルFET12のソース電位V2を示し、(G)および(H)は、接地から見たNチャネルFET12のゲート電位V3を示し、(I)は、NチャネルFET12のソース・ゲート間電圧V4(=V3−V2)を示す。ここに示した例では、直流入力電圧Vin=42V、直流出力電圧Vout =12V〜14Vとし、制御パルスP1の波高値=5Vとする。但し、Vout (12V)は、低圧バッテリ7の出力電圧であり、DC−DCコンバータが駆動していない状態の出力電圧である。Vout (14V)は、DC−DCコンバータが駆動している状態の出力電圧である。
図3(C)に示したように、スイッチSW1(図1)を閉じると、制御IC9は、低圧バッテリ7からの電力に基づき、ベースレベルが接地レベルである所定のデューティ比の制御パルスP1を出力する。この制御パルスP1は、図示しないバッファを介して、昇圧回路4のNチャネルFET42のゲートに印加されると共に、ハイサイドドライバ3のパルス入力端子HIに入力される。
昇圧回路4のNチャネルFET42は、制御パルスP1がハイレベルの間、オンするので、低圧バッテリ7から昇圧コイル41に電流が流れ込む。この結果、昇圧コイル41にエネルギーが蓄積されて、その電位が低圧バッテリ7の電圧12Vよりもαだけ上昇し、(12+α)Vとなる。この昇圧電圧(12+α)Vにより、昇圧コイル41からダイオード43を介して電流が流れ出し、チャージポンプ回路6の抵抗器62を介してコンデンサ61に流れ込み、コンデンサ61の電位を上昇させる。つまり、チャージポンプ回路6が、昇圧回路からの昇圧電圧に基づく電位を保持するのである。これにより、バイアス電位V1が、図3(E)に示したように微増する。この動作は、制御パルスP1の出力ごとに繰り返し行われ、その結果、バイアス電位V1は緩やかな階段状に漸増していく。
タイミングt1において、バイアス電位V1の昇圧分が、予め設定されたバイアスしきい値電圧Vthに達し、V1=(12+Vth)Vになると(図3(E))、図3(D)に示したように、ハイサイドドライバ3は、制御パルスP1の入力に同期して駆動パルスP2の出力を開始し、駆動回路2に供給する。この駆動パルスP2は、ベースレベルが基準電位端子HSの電位に等しく、かつ制御パルスP1と同じデューティ比および位相を有するパルスである。但し、その波高値VD(=V2+ΔV)は、バイアスしきい値電圧Vthに依存する。
駆動パルスP2は、駆動回路2のNPNトランジスタ21およびPNPトランジスタ22の各ベースに印加され、NPNトランジスタ21をオンさせ、PNPトランジスタ22をオフさせる。これにより、バイアス端子HBのバイアス電位V1=(12+Vth)VがNPNトランジスタ21を介してチョッパ回路1のNチャネルFET12のゲートに印加される。
ここで、チョッパ回路1のNチャネルFET12のソース電位V2は、当初より、低圧バッテリ7の出力電圧である12Vになっているが(図3(F))、NチャネルFET12のゲート電位V3は、上記のようにバイアス電位V1=(12+Vth)Vとなるので(図3(G))、この瞬間においては、ソース・ゲート間電圧V4(V3−V2)がVthとなる(図3(I))。なお、図3(H)から、ソース電位V2にバイアスしきい値電圧Vth(図中の斜線部分)を加えたものがゲート電位V3になっていることがわかる。
上記のように、ソース・ゲート間電圧V4(V3−V2)がバイアスしきい値電圧Vthと等しくなることから、この電圧Vthの大きさが十分なものであれば、NチャネルFET12がオン駆動される。但し、NチャネルFET12がオンするのは、駆動パルスP2の立ち上がりのタイミングt1から時間Δt経過後のタイミングt2である(図3(F))。この時間Δtは、主として、駆動回路2のNPNトランジスタ21のオン遅延と、チョッパ回路1のNチャネルFET12のオン遅延とから生ずるものである。タイミングt2でNチャネルFET12がオンすると、ソース電位V2は直ちに12Vから直流入力電圧Vin(=42V)まで上昇する。これにより、チョッパ回路1が起動する。すなわち、出力側に低圧バッテリ7が繋がっていてNチャネルFET12のソース電位V2が高くなっていても、チョッパ回路1がチョッピング動作を開始することができる。
その後、タイミングt3において駆動パルスP2が立ち下がると(図3(D))、駆動回路2のNPNトランジスタ21がオフする。このとき、図1に示したように、チョッパ回路1には、チョークコイル14から出力平滑コンデンサ15を経て整流ダイオード13を通るフライホイール電流I1が流れる。このため、NチャネルFET12のソース電位V2は、ほぼ接地電位(0V)まで低下する(図3(F))。
一方、チョッパ回路1の出力端子T3には、整流ダイオード13、チョークコイル14および出力平滑コンデンサ15からなる整流平滑回路の整流平滑作用によって、直流出力電圧Vout (14V)が現れるので、出力端子T3からダイオード63および抵抗器62を通ってチャージポンプ回路6のコンデンサ61に電流が流れ込む。この結果、ハイサイドドライバ3のバイアス端子HBの電位( バイアス電位V1) が、直流出力電圧Vout (14V)とほぼ等しく保たれる(図3(E))。したがって、タイミングt4において、制御パルスP1に同期して駆動パルスP2が立ち上がり、NPNトランジスタ21がオンすると、直流出力電圧Vout (14V)に等しいバイアス電位V1がNチャネルFET12のゲートに印加される(図3(G))。
ところが、このとき、上記のようにNチャネルFET12のソース電位V2はほぼ接地電位になっているので、NチャネルFET12のソース・ゲート間電圧V4は、ほぼ直流出力電圧Vout (=14V)となり(図3(I))、その時点から時間Δtが経過したタイミングt5において、NチャネルFET12が再びオン駆動される。
これ以降の動作は、初回のオンからオフへの変化時と同様である。すなわち、タイミングt6において駆動パルスP2が立ち下がると、駆動回路2のNPNトランジスタ21がオフするが、このときもチョッパ回路1にフライホイール電流I1が流れるため、NチャネルFET12のソース電位V2は、ほぼ接地電位(0V)まで低下する(図3(F))。なお、NチャネルFET12の3回目以降のオンオフ動作は、第2回目のオンオフ動作の場合と同様であり、説明を省略する。
ところで、ハイサイドドライバ3のバイアス端子HBのバイアス電位V1は、昇圧停止回路5によって常時監視されている。そして、バイアス端子HBとパルス出力端子HOとの間の電位差(以下、HB−HO間電圧という。)が、上記したバイアスしきい値電圧Vthを越えると、昇圧停止回路5のツェナーダイオード51および抵抗器52A,52Bを介して、バイアス端子HBから基準電位端子HSへと電流が流れ、抵抗器52A,52Bの接続点に正の分圧が生じるので、NPNトランジスタ53がオンする。すると、バイアス端子HBから抵抗器54およびNPNトランジスタ53を通って基準電位端子HSに電流が流れ、抵抗器54とNPNトランジスタ53との接続点の電位が降下するので、PチャネルFET55がオンする。すると、バイアス端子HBからPチャネルFET55および抵抗器56,58を介して接地に電流が流れ、抵抗器56,58に正の分圧が生ずるので、NチャネルFET57がオンする。これにより、昇圧回路4のNチャネルFET42は、ゲート電位が接地レベルとなる。このため、それ以降、制御IC9から制御パルスP1が入力されたとしても、NチャネルFET42はオフ状態を保ち続け、昇圧回路4は動作しない。
すなわち、昇圧回路4は、NチャネルFET12の初回のオン駆動時のみ動作し、それ以降は、昇圧停止回路5からの制御によって、動作を停止する。このため、チョッパ回路1の出力端子T3(または低圧バッテリ7)から昇圧回路4の昇圧コイル41を通って接地側に電流が流れるのは初回のみであり、2回目以降はそのような電流が流れないので、電力利用効率が向上する。
このように、本実施の形態のDC−DCコンバータによれば、低圧バッテリの出力電圧を上昇させる昇圧回路を設けて、その昇圧された電圧に基づく電位を駆動回路に与え、これにより得られた駆動電圧によってスイッチング素子の駆動を行うようにしたので、出力端子にバッテリが接続されるような環境下において、出力電圧よりも高い駆動電圧を必要とするNチャネルFETをスイッチング素子として用いた場合であっても、チョッパ回路の駆動を低圧バッテリの出力電圧に基づいて開始することが可能である。
また、昇圧停止回路を設け、初回のスイッチング以降は昇圧回路の動作を停止するようにしたので、DC−DCコンバータの駆動中、常に昇圧回路を用いるようにした場合と比べて、DC−DCコンバータとしてのエネルギー効率が向上する。
[第2の実施の形態]
図4は本発明の第2の実施の形態に係る直流電圧変換装置としてのDC−DCコンバータの回路構成を表すものである。この図で、上記第1の実施の形態(図1)と同一の光線要素には同一符号を付し、適宜、説明を省略する。
図4は本発明の第2の実施の形態に係る直流電圧変換装置としてのDC−DCコンバータの回路構成を表すものである。この図で、上記第1の実施の形態(図1)と同一の光線要素には同一符号を付し、適宜、説明を省略する。
本実施の形態のDC−DCコンバータは、上記第1の実施の形態のDC−DCコンバータから昇圧停止回路5を取り除き、昇圧回路4の昇圧動作を停止しないようにしたものである。その他の構成は、図1の場合と同様である。
本実施の形態のDC−DCコンバータでは、起動前のみならず、起動後においても、制御パルスP1が入力されるごとに昇圧回路4が昇圧動作を行う。このため、チャージポンプ回路6のコンデンサ61の電荷蓄積量が次第に増加し、ハイサイドドライバ3のバイアス端子HBのバイアス電位V1が、NチャネルFET12のオン動作ごとに上昇していくことも考えられる。仮に、これを放置すると、バイアス電位V1がついにはハイサイドドライバ3の耐圧を越え、これにダメージを与えるおそれもある。但し、駆動回路2のNPNトランジスタ21、PNPトランジスタ22および抵抗器23として適切な消費電力のものを用いるようにすれば、コンデンサ61の電荷蓄積量の増加分と駆動回路2での消費電力とが相殺し合い、バイアス電位V1の漸増が抑制されるようにすることも可能である。
このように、本実施の形態によれば、昇圧停止回路を省くようにしたので、回路構成が簡単になり、コスト上有利である。また、駆動回路の消費電力が比較的大きくて、昇圧回路による昇圧が無限に続かないようにバランスがとれるようであれば、昇圧停止を行わなくとも、過度の昇圧に起因するハイサイドドライバのダメージを防止することができる。
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は各実施の形態に限定されず、種々の変形が可能である。例えば、上記各実施の形態では、チョッパ回路1のスイッチング素子としてNチャネルFETを使用する場合について説明したが、より一般的に、制御電圧を出力電圧よりも大きくしなければオンオフ駆動ができないスイッチング素子(例えば、NPN型のバイポーラトランジスタ等)にも有効に適用される。
また、上記第1の実施の形態では、昇圧回路4を停止させるときの電圧(昇圧しきい値電圧)が、ハイサイドドライバ3のバイアスしきい値電圧Vthと等しくなるようにしたが、これには限定されず、異ならせるようにしてもよい。
1…チョッパ回路、2…駆動回路、3…ハイサイドドライバ、4…昇圧回路、5…昇圧停止回路、6…チャージポンプ回路、7…低圧バッテリ、8…負荷、9…制御IC、11…入力平滑コンデンサ、12,42,57…NチャネルFET、13…整流ダイオード、14…チョークコイル、15…出力平滑コンデンサ、21,53…NPNトランジスタ、22…PNPトランジスタ、41…昇圧コイル、51…ツェナーダイオード、52A,52B,54,56,58,62…抵抗器、55…PチャネルFET、61…コンデンサ、T1,T2…入力端子、T3,T4…出力端子、LH…電源線、LG…接地線、HB…バイアス端子、HS…基準電位端子、HI…パルス入力端子、HO…パルス出力端子。
Claims (6)
- 高圧の直流電圧源からの直流電圧をスイッチングすることによりパルス電圧を生成するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子によって生成されたパルス電圧を整流し平滑化することにより低圧の直流電圧を生成して低圧バッテリに供給する整流平滑回路と、
前記スイッチング素子を駆動する駆動電圧を出力するスイッチング駆動回路と、
前記スイッチング素子の駆動開始前において、前記低圧バッテリの出力電圧を昇圧し、より高い昇圧電圧を生成する昇圧回路と、
前記スイッチング素子の駆動開始前において前記昇圧回路により生成された昇圧電圧に基づく電位を保持して前記スイッチング駆動回路に供給すると共に、前記スイッチング素子の駆動開始後において前記整流平滑回路により生成された前記直流電圧に基づく電位を保持して、前記スイッチング駆動回路に供給するチャージポンプ回路と
を備え、
前記スイッチング駆動回路が、前記昇圧電圧に基づく電位または前記直流電圧に基づく電位を前記駆動電圧として前記スイッチング素子に印加する
ことを特徴とする直流電圧変換装置。 - 前記チャージポンプ回路の前記昇圧電圧に基づく電位が所定の昇圧しきい値電圧を越えたとき、前記昇圧回路の昇圧動作を停止させる昇圧停止回路
をさらに備えたことを特徴とする請求項1に記載の直流電圧変換装置。 - 前記昇圧電圧に基づく電位がバイアスとして印加されるバイアス端子と、前記スイッチング素子の出力側電圧が印加される基準電位端子とを有し、前記バイアス端子と前記基準電位端子との間の電位差が所定のバイアスしきい値電圧を越えたときに、入力された制御パルスに同期して、前記基準電位端子の電位をベースレベルとした駆動パルスを前記スイッチング駆動回路に供給するハイサイドドライバをさらに備え、
前記スイッチング駆動回路は、前記駆動パルスに同期して、前記バイアス端子に印加されている前記昇圧電圧に基づく電位を、前記駆動電圧として出力する
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の直流電圧変換装置。 - 前記昇圧回路は、一端が前記整流平滑回路の出力側電源線に接続され他端が前記バイアス端子に導かれるように設けられた昇圧コイルと、前記昇圧コイルの前記他端と接地との間に設けられた昇圧制御スイッチとを含み、
前記昇圧制御スイッチが、前記制御パルスに同期して駆動される
ことを特徴とする請求項3に記載の直流電圧変換装置。 - 前記チャージポンプ回路は、前記バイアス端子と基準電位端子との間に設けられたコンデンサと、前記バイアス端子と前記整流平滑回路の出力側電源線との間を接続する充電路とを含み、
前記スイッチング駆動回路は、前記バイアス端子と基準電位端子との間に直列に設けられた互いに異なる導電型の1対のトランジスタを含み、
前記1対のトランジスタが前記駆動パルスによって選択的に駆動されることにより、前記バイアス端子に印加されている前記昇圧電圧に基づく電位が前記駆動電圧として出力される
ことを特徴とする請求項3または請求項4に記載の直流電圧変換装置。 - 前記スイッチング素子がNチャネル電界効果トランジスタである
ことを特徴とする請求項1ないし請求項5のいずれか1項に記載の直流電圧変換装置。
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JP2004015883A JP2005210848A (ja) | 2004-01-23 | 2004-01-23 | 直流電圧変換装置 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013085383A (ja) * | 2011-10-11 | 2013-05-09 | Koito Mfg Co Ltd | 昇降圧コンバータ |
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WO2024078318A1 (zh) * | 2022-10-14 | 2024-04-18 | 华为数字能源技术有限公司 | 直流变换电路以及光伏逆变器 |
-
2004
- 2004-01-23 JP JP2004015883A patent/JP2005210848A/ja not_active Withdrawn
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