JP2005183291A - 放電灯点灯装置、及び照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】 軽負荷時、ランプ寿命末期時、及び電源電圧上昇時に装置の破壊を防止し、且つ低耐圧部品の採用による低コスト化を図ることができる放電灯点灯装置、及び照明器具を提供する。
【解決手段】 インバータ制御回路２はフィードバック制御回路ＦＢを備えて、谷部電圧検出信号Ｓ１からコンデンサＣａで平滑された谷部電圧を検出する。そしてフィードバック制御回路ＦＢは、谷部電圧Ｖｄｃ２に応じて動作周波数を可変とした駆動信号ＳＨ，ＳＬを各々出力して、インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ駆動するフィードバック制御を行う。このとき、谷部電圧Ｖｄｃ２が高ければ、動作周波数を高くして谷部電圧Ｖｄｃ２が低くなる方向へ制御し、谷部電圧Ｖｄｃ２が低ければ、動作周波数を低くして谷部電圧Ｖｄｃ２が高くなる方向へ制御ずる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源を整流し平滑して得た直流電源を、スイッチング素子をオン・オフさせることによって交流出力に変換する放電灯点灯装置、及び照明器具に関するものである。

従来、放電灯点灯装置に用いられるインバータ装置として、図８に示す回路構成を備えるものがあり、この回路は、交流電源ＡＣをダイオードブリッジのような整流回路ＲＥで全波整流し、整流回路ＲＥの直流出力電圧をインバータ回路ＩＮＶにより高周波交流出力に変換して放電灯等のランプ負荷Ｌに供給する構成であって、インバータ回路ＩＮＶの後段側に谷埋回路１を設けた構成を有している。

さらに具体的に説明すると、インバータ回路ＩＮＶは、正極側のスイッチング素子Ｑ１と負極側のスイッチング素子Ｑ２との直列回路を、整流回路ＲＥの正極側出力に接続したインピーダンス要素Ｚ（コンデンサ、インダクタ、抵抗のいずれでも、またそれらの組み合わせでも良い）を介して整流回路ＲＥの直流出力端間に接続し、さらに整流回路ＲＥの直流出力端間には、コンデンサＣ２，Ｃ３とインダクタＬ１とからなる直列共振回路とスイッチング素子Ｑ２との直列回路を接続し、コンデンサＣ２にランプ負荷Ｌを並列接続した構成を有する。

谷埋回路１は、スイッチング素子Ｑ１とインピーダンス要素Ｚとの接続点にカソードを接続したダイオードＤａのアノード側にインダクタＬａを介して谷埋用の平滑コンデンサＣａ（以下、単にコンデンサという）を接続した直列回路と、整流回路ＲＥの負極側出力にアノードを接続したダイオードＤｃのカソード側にインダクタＬｂを介して谷埋用の平滑コンデンサＣｂ（以下、単にコンデンサという）を接続した直列回路と、コンデンサＣｃとをインバータ回路ＩＮＶの両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に並列接続し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点にアノードを接続したダイオードＤｂのカソードをダイオードＤａとインダクタＬａとの接続点に接続し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点にカソードを接続したダイオードＤｄのアノードをダイオードＤｃとインダクタＬｂとの接続点に接続した構成を有する。コンデンサＣａ，Ｃｂは電解コンデンサであって、コンデンサＣｃに比較して十分に大きな容量を有している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＭＯＳＦＥＴを用いることを想定しているが、ダイオードを逆並列に接続したバイポーラトランジスタなどを用いることも可能である。

両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示していない適宜の制御回路によって高周波で交互にオン・オフされる。したがって、スイッチング素子Ｑ２のオン時には整流回路ＲＥまたは谷埋回路１からコンデンサＣ３、ランプ負荷Ｌ及びコンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、またスイッチング素子Ｑ１のオン時にはコンデンサＣ３の電荷が放出されてインピーダンス要素Ｚ、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、ランプ負荷Ｌ及びコンデンサＣ２、コンデンサＣ３の経路で共振電流が流れる。

ここに、谷埋回路１では、スイッチング素子Ｑ１がオンのときには、ダイオードＤｂ、インダクタＬａを介してコンデンサＣａが充電され、スイッチング素子Ｑ２がオンのときには、インダクタＬｂ、ダイオードＤｄを介してコンデンサＣｂが充電される。ランプ正常点灯時において、谷埋回路１の出力である電圧Ｖｄｃ（＝スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の両端電圧）は、図２（ａ）に示すように、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅ（整流回路ＲＥの直流出力）の山部と同一波形となる山部電圧Ｖｄｃ１と、コンデンサＣａ，Ｃｂで平滑された電圧に等しい谷部電圧Ｖｄｃ２とを交互に繰り返す波形となる。すなわち、整流電圧Ｖｒｅの山部で高く谷部で低くなるから、谷埋回路１のみをインバータ回路ＩＮＶの電源に用いたとすると、インバータ回路ＩＮＶからランプ負荷Ｌヘの供給電流は、整流電圧Ｖｒｅの山部で大きく谷部で小さくなるように変化する。次に、交流電源ＡＣからの入力のみをインバータ回路ＩＮＶの電源に用いたとすると、整流電圧Ｖｒｅの変化に応じてインバータ回路ＩＮＶでの共振条件が変化し、整流電圧Ｖｒｅの変化によるランプ負荷Ｌヘの供給電流の変化は、整流電圧Ｖｒｅの高い期間にランプ負荷Ｌヘの供給電流が少なくなり、整流電圧Ｖｒｅの低い期間にランプ負荷Ｌヘの供給電流が多くなるように変化する。つまり、整流電圧Ｖｒｅの変化に対するランプ負荷Ｌへの供給電流の変化パターンが交流電源ＡＣからの入力とは逆になる谷埋回路１を用いることによって、電流波形のピーク値を引き下げることができ、結果的に、インバータ回路ＩＮＶからランプ負荷Ｌヘの供給電流の電流波形は、整流電圧Ｖｒｅの山部と谷部とにピークを持つような形になって、負荷電流の変動が少なくなっている。

さらに谷埋回路１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方に平滑コンデンサＣａ，Ｃｂの充電電流を流すため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスを低減できる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を周波数制御、デューティ制御した場合、入力側から見た、コンデンサＣａ，Ｃｂへの充電電流がほぼ一定となるため、負荷電流の変動を少なくでき、且つ、入力電流歪みの悪化も少なくできる。言い換えれば、制御範囲を広くすることができる。加えて電源投入時（インバータ回路ＩＮＶが動作するまでの間）、交流電源ＡＣのインダクタンス成分と小容量のコンデンサＣｃとによるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２両端の電圧Ｖｄｃの昇圧についても、平滑コンデンサＣａ，ＣｂがダイオードＤｄ，Ｄｂを介して直列接続されているため、電圧Ｖｄｃの昇圧を抑制している。

また、別の回路構成として図８の回路におけるインピーダンス要素Ｚをダイオードに置き換えて整流回路ＲＥから谷埋回路１へ順方向に接続したものもあり、この回路構成では、整流電圧Ｖｒｅの山部ではスイッチング素子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ３を通る経路で電流が流れるが、谷部ではこの電流が流れず、結局、整流電圧Ｖｒｅの変化に応じてインバータ回路ＩＮＶでの共振条件が変化する。したがって整流電圧Ｖｒｅの変化によるランプ負荷Ｌヘの供給電流は、整流電圧Ｖｒｅの高い期間に電流が少なくなり、整流電圧Ｖｒｅの低い期間に電流が多くなるように変化する。しかして上記図８の従来例と同様に、整流電圧Ｖｒｅの変化に対するランプ負荷Ｌへの供給電流の変化パターンが交流電源ＡＣからの入力とは逆になる谷埋回路１を設けていることによって、ランプ負荷Ｌへの供給電流の変動を少なくすることができ、また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスも低減できる。また、別の回路構成として、インバータ回路ＩＮＶにハーフブリッジ型を用いたものもある。（例えば、特許文献１参照）。

さらに図９は複数のランプ負荷Ｌを具備する放電灯点灯装置の回路構成を示しており、整流回路ＲＥの負極側出力にカソードを接続したダイオードＤ１７と、ダイオードＤ１７のアノードにカソードを接続し、アノードを谷埋回路１の負極側に接続したダイオードＤ１８と、ダイオードＤ１８に並列接続したコンデンサＣ２２とから構成されるインピーダンス要素Ｚと、ダイオードＤ１７，Ｄ１８の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に、ランプ負荷Ｌを含む負荷共振回路Ｋを複数並列接続しており、各負荷共振回路Ｋは、コンデンサＣ２，Ｃ３，インダクタＬ１の直列回路と、コンデンサＣ２に並列接続したランプ負荷Ｌとから構成される。また、谷埋回路１は図８のインダクタＬａ，Ｌｂを削除して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とダイオードＤｂ，Ｄｄの接続点との間に介挿したインダクタＬａｂに置き換えている。

また照明器具では、上記放電灯点灯装置を搭載したものが提供されている。
特開平９−２６００７７号公報（段落番号［００１７］〜［００２６］、図１〜図６）

上記従来の放電灯点灯装置では、入力電流歪みの改善回路と負荷への高周波電力供給回路が兼用されており、図８の構成ではスイッチング素子Ｑ１，ダイオードＤｂ，インダクタＬａ、及びスイッチング素子Ｑ２，ダイオードＤｄ，インダクタＬｂから構成されるチョッパー回路の出力と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，インダクタＬ１，コンデンサＣ２，直流カット用コンデンサＣ３，インピーダンス要素Ｚからなるインバータ回路との各消費電力のバランスによって、谷埋回路１の出力である電圧Ｖｄｃの状態が変化することになる。ランプ正常点灯時の電圧Ｖｄｃ（図２（ａ）参照）は、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅの山部と同一波形となる山部電圧Ｖｄｃ１と、コンデンサＣａ，Ｃｂで平滑された電圧に等しい谷部電圧Ｖｄｃ２とを交互に繰り返す波形となる。対して、始動してからランプ負荷Ｌが点灯するまでの間にランプの長寿命化を図るべく行うフィラメント予熱時、及び無負荷時（全てのランプ負荷Ｌが外された状態）においてはランプ正常点灯時に比べて軽負荷となり、この軽負荷時及びランプ寿命末期時の電圧Ｖｄｃ（図２（ｂ）２点鎖線参照）は整流電圧Ｖｒｅのピーク値よりも高く、山部電圧Ｖｄｃ１と谷部電圧Ｖｄｃ２との差が小さくなって、ランプ正常点灯時の電圧Ｖｄｃに比べて高電圧にまで昇圧されることになり、放電灯点灯装置を構成する電子部品（例えば、コンデンサＣａ，Ｃｂ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２等）の耐圧が許容値を超えて、破壊に至る恐れがある。また、破壊を防止するために各電子部品に高耐圧のものを用いるとコストアップとなってしまう。さらには、ランプ寿命末期で、ランプ負荷Ｌ両端のフィラメント間の放電がない状態ではフィラメントに予熱電流が流れ続け、電圧Ｖｄｃの昇圧動作が継続されてしまう。

さらに、このように入力電流歪みの改善回路と負荷への高周波電力供給回路が兼用された回路では、交流電源ＡＣの電源電圧変動が電圧Ｖｄｃへ与える影響が大きくなり、図２（ａ）に示すランプ正常点灯時の電圧Ｖｄｃ波形では、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅの山部が電圧Ｖｄｃの山部電圧Ｖｄｃ１と同一波形であり、電源電圧が電圧Ｖｄｃに直接影響を与えている。つまり、電源電圧が上昇すれば電圧Ｖｄｃも上昇する。したがって、交流電源ＡＣの電源電圧が増加したときは上記昇圧動作と併せて電圧Ｖｄｃがさらに上昇する恐れがある。

また、図１０に示すランプ点灯時の共振カーブＹ１，Ｙ２，Ｙ３は、交流電源ＡＣの電源電圧が定格、定格×０．９、定格×０．８である各場合における各共振カーブを示しており、交流電源ＡＣの電源電圧が大きく低下した時に点灯動作を継続した場合、電源電圧の低下が大きいほど共振カーブが高周波数側へ移動し、共振カーブＹ１〜Ｙ３の各同相周波数ｆ０１，ｆ０２，ｆ０３も電源電圧の低下が大きいほど高周波数側へ移動して、インバータ回路ＩＮＶの動作周波数ｆｉｎｖに対して、ｆ０１＜ｆ０２＜ｆｉｎｖ＜ｆ０３となる。そして、インバータ回路ＩＮＶの動作周波数ｆｉｎｖが同相周波数より低い場合は進相領域となり、同相周波数より高い場合は遅相領域となるため、共振カーブＹ３では進相領域での動作となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過大なストレスが発生することになる。進相領域での動作時間が長くなるとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の熱破壊により点灯装置も破壊に至る恐れがある。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、軽負荷時、ランプ寿命末期時、及び電源電圧上昇時に装置の破壊を防止し、且つ低耐圧部品の採用による低コスト化を図ることができる放電灯点灯装置、及び照明器具を提供することにある。

請求項１の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換してランプ負荷に供給するインバータ回路とを備える放電灯点灯装置において、インバータ回路は、互いに直列接続され交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子と、整流回路の直流出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間に介装されるインピーダンス要素と、コンデンサ及びインダクタを備えインピーダンス要素との直列回路が少なくとも一方のスイッチング素子の両端間に接続されるとともにランプ負荷への出力を取り出す共振回路とから構成され、第１のスイッチング素子の両端に第１及び第２の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第１及び第２の整流素子の接続点と第２のスイッチング素子における第１のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第１のインダクタと第１の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第２のスイッチング素子の両端に第３及び第４の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第３及び第４の整流素子の接続点と第１のスイッチング素子における第２のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第２のインダクタと第２の平滑コンデンサの直列回路を接続した谷埋回路と、第１及び第２の平滑コンデンサのうち少なくとも一方によって平滑された電圧の変動に応じて第１及び第２のスイッチング素子の動作周波数を変化させて第１及び第２のスイッチング素子の直列回路の両端電圧の昇圧を抑制する制御回路とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、軽負荷時、ランプ寿命末期時、及び電源電圧上昇時に装置の破壊を防止し、且つ低耐圧部品の採用による低コスト化を図ることができる。

請求項２の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換してランプ負荷に供給するインバータ回路とを備える放電灯点灯装置において、インバータ回路は、互いに直列接続され交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子と、整流回路の直流出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間に順方向に介装されるダイオードと、コンデンサ及びインダクタを備えダイオードとの直列回路が少なくとも一方のスイッチング素子の両端間に接続されるとともにランプ負荷への出力を取り出す共振回路とから構成され、第１のスイッチング素子の両端に第１及び第２の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第１及び第２の整流素子の接続点と第２のスイッチング素子における第１のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第１のインダクタと第１の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第２のスイッチング素子の両端に第３及び第４の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第３及び第４の整流素子の接続点と第１のスイッチング素子における第２のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第２のインダクタと第２の平滑コンデンサの直列回路を接続した谷埋回路と、第１及び第２の平滑コンデンサのうち少なくとも一方によって平滑された電圧の変動に応じて第１及び第２のスイッチング素子の動作周波数を変化させて第１及び第２のスイッチング素子の直列回路の両端電圧の昇圧を抑制する制御回路とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、軽負荷時、ランプ寿命末期時、及び電源電圧上昇時に装置の破壊を防止し、且つ低耐圧部品の採用による低コスト化を図ることができる。

請求項３の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換してランプ負荷に供給するインバータ回路とを備える放電灯点灯装置において、インバータ回路は、互いに直列接続され交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子と、コンデンサ及びインダクタを備えて少なくとも一方のスイッチング素子の両端間に接続されるとともにランプ負荷への出力を取り出す共振回路とから構成されるハーフブリッジ回路であって、第１のスイッチング素子の両端に第１及び第２の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第１及び第２の整流素子の接続点と第２のスイッチング素子における第１のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第１のインダクタと第１の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第２のスイッチング素子の両端に第３及び第４の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第３及び第４の整流素子の接続点と第１のスイッチング素子における第２のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第２のインダクタと第２の平滑コンデンサの直列回路を接続した谷埋回路と、第１及び第２の平滑コンデンサのうち少なくとも一方によって平滑された電圧の変動に応じて第１及び第２のスイッチング素子の動作周波数を変化させて第１及び第２のスイッチング素子の直列回路の両端電圧の昇圧を抑制する制御回路とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、軽負荷時、ランプ寿命末期時、及び電源電圧上昇時に装置の破壊を防止し、且つ低耐圧部品の採用による低コスト化を図ることができる。

請求項４の発明は、請求項１乃至３いずれかにおいて、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と、第１及び第２の整流素子の直列回路と第３及び第４の整流素子の直列回路の接続点との間に、第３のインダクタを介挿し、第１及び第２のインダクタの全部又は一部を第３のインダクタにより置き換えたことを特徴とする。

この発明によれば、第１、第２のインダクタを１つのインダクタに置き換えることができる、あるいは各インダクタを小型化できる。

請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかにおいて、ランプ負荷の寿命末期状態を検出する手段と、ランプ負荷の寿命末期状態検出時にインバータ回路の動作を停止させる手段とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、ランプ負荷の寿命末期時にフィラメントに予熱電流が流れ続けることで懸念されるランプフィラメントの発熱を防止して、熱ストレスを回避することができる。

請求項６の発明は、請求項５において、無負荷状態を検出する手段と、無負荷状態検出時にインバータ回路の動作を停止させる手段あるいはインバータ回路を間欠動作させる手段とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、無負荷時の不要な電力消費を低減させることができる。

請求項７の発明は、請求項１乃至４いずれかにおいて、第１及び第２の平滑コンデンサによって平滑された電圧が所定電圧を超えた場合にインバータ回路を保護する手段を備えることを特徴とする。

この発明によれば、負荷異常時及び部品故障時に発生する異常昇圧に対して、インバータ回路の保護動作を行い、放電灯点灯装置の破壊を防止している。

請求項８の発明は、請求項１乃至４いずれかにおいて、複数の共振回路が互いに並列接続されて、各共振回路から出力を取り出す複数のランプ負荷を備え、各ランプ負荷の寿命末期状態を検出する手段と、いずれか１つ以上のランプ負荷の寿命末期状態検出時にインバータ回路の動作を停止させる手段とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、複数のランプ負荷のうち１本でも寿命末期状態になった場合に、フィラメントに予熱電流が流れ続けることで懸念されるランプフィラメントの発熱を防止して、熱ストレスを回避することができる。

請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれかにおいて、インバータ回路が進相領域で動作する電圧以下に交流電源の電圧が低下した場合にインバータ回路の動作を停止させる手段あるいはインバータ回路を間欠動作させる手段を備えることを特徴とする。

この発明によれば、交流電源の電圧低下に伴うインバータ回路の進相領域での動作時にインバータ回路に発生するストレスを回避することができ、信頼性の向上を図ることができる。

請求項１０の発明は、請求項１乃至９いずれか記載の放電灯点灯装置を搭載したことを特徴とする。

この発明によれば、請求項１乃至９いずれかと同様の効果を奏する。

以上説明したように、本発明では、インバータ回路内の電圧変動に応じてスイッチング素子の動作周波数を変化させてインバータ回路内の電圧の昇圧を抑制するフィードバック制御を行う制御回路を備えるので、軽負荷時、ランプ寿命末期時、及び電源電圧上昇時に装置の破壊を防止し、且つ低耐圧部品の採用による低コスト化を図ることができるという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
図１に示す本実施形態の放電灯点灯装置の回路構成を及び基本動作は従来例の図８と略同じであり、従来の放電灯点灯装置にインバータ制御回路２と、整流電圧Ｖｒｅからインバータ制御回路２等に電源供給する制御電源回路３とを設けたものであって、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。インバータ制御回路２はフィードバック制御回路ＦＢを備えて、谷埋回路１のインダクタＬａとコンデンサＣａとの直列回路の両端電圧を谷部電圧検出信号Ｓ１として入力し、谷部電圧検出信号Ｓ１からコンデンサＣａで平滑された電圧すなわち電圧Ｖｄｃの谷部電圧Ｖｄｃ２（図２（ａ），（ｂ）参照）を検出する。そしてフィードバック制御回路ＦＢは、谷部電圧Ｖｄｃ２に応じて動作周波数を可変とした駆動信号ＳＨ，ＳＬを各々出力して、インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ駆動するフィードバック制御を行う。このとき、谷部電圧Ｖｄｃ２が高ければ（谷部電圧検出信号Ｓ１が大きければ）、動作周波数を高くして動作周波数を同相周波数から遠ざけることで谷部電圧Ｖｄｃ２が低くなる方向へ制御して、電圧Ｖｄｃを低下させる。対して谷部電圧Ｖｄｃ２が低ければ（谷部電圧検出信号Ｓ１が小さければ）、動作周波数を低くして動作周波数を同相周波数に近付けることで谷部電圧Ｖｄｃ２が高くなる方向へ制御して、電圧Ｖｄｃを増加させる。

したがって、従来、軽負荷時及びランプ寿命末期時の電圧Ｖｄｃは、図２（ｂ）の電圧Ｖｄｃ（２点鎖線）のように電源電圧（整流電圧Ｖｒｅ）より著しく上昇していたが、本実施形態の電圧Ｖｄｃは、インバータ制御回路２が上記フィードバック制御によって、図２（ｂ）の電圧Ｖｄｃ（実線）のように軽負荷時及びランプ寿命末期時の昇圧を抑制して部品の破壊を防止している。

また、インバータ制御回路２がフィードバック信号として谷部電圧検出信号Ｓ１を用いるので、電圧Ｖｄｃの昇圧抑制効果はさらに大きくなる。これは、軽負荷時及びランプ寿命末期時における山部電圧Ｖｄｃ１の上昇分と谷部電圧Ｖｄｃ２の上昇分とを比較すると、明らかに谷部電圧Ｖｄｃ２の上昇分の方が大きいためである。

さらに、上記フィードバック制御による電圧Ｖｄｃの昇圧抑制効果により、放電灯点灯装置を構成する電子部品への印加電圧を低く抑えて、電子部品に低耐圧部品を用いることができて、放電灯点灯装置の低コスト化を図ることができる。また、ランプ点灯時の交流電源ＡＣの電源電圧の変動に対しても同様に電圧Ｖｄｃを略一定に制御することができ、ランプ負荷Ｌの出力を略一定とすることができる。

（実施形態２）
図３は実施形態１の放電灯点灯装置の具体的な回路構成を示しており、インバータ制御回路２はハーフブリッジドライバＩＣである制御ＩＣ１（本実施形態では、ＳＴマイクロエレクトロニクス製のＬ６５７４）を備える。また、交流電源ＡＣと整流回路ＲＥとの間にフィルタ回路Ｆを接続し、整流回路ＲＥの出力端間にコンデンサＣ１０を接続し、整流回路ＲＥの正極側出力からインバータ回路ＩＮＶに向けてダイオードＤ１０を順方向に接続している。インピーダンス要素Ｚは、ダイオードＤ１１とコンデンサＣ１１との並列回路で構成され、ダイオードＤ１１は整流回路ＲＥから谷埋回路１に向かって順方向に接続される。インバータ回路ＩＮＶは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＦＥＴで構成し、スイッチング素子Ｑ１はゲート−ソース間に抵抗Ｒ１１を接続し、ゲートを抵抗Ｒ１０を介して制御ＩＣ１のハイサイド側出力ピンＰ１５に接続するとともに、ドレイン−ソース間にコンデンサＣ２４を接続しており、スイッチング素子Ｑ２はゲート−ソース間に抵抗Ｒ１３を接続するとともに、ゲートを抵抗Ｒ１２を介して制御ＩＣ１のローサイド側出力ピンＰ１１に接続している。ここでピンＰ１４は、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１のソースに接続し、ピンＰ１６との間にブートストラップ用のコンデンサＣ２１を接続している。

以下、制御ＩＣ１（Ｌ６５７４）を用いたインバータ回路ＩＮＶの構成、動作について説明する。まず、ランプ負荷Ｌを点灯させるために始動電圧を発生させる始動時周波数を設定する始動時周波数設定ピンＰ２は定電圧が印加されており、始動時周波数設定ピンＰ２に接続した抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ１２との直列回路と抵抗Ｒ１５とによって決まる電流及び時定数によって始動時周波数が設定される。このとき、始動時周波数設定ピンＰ２を介して流れる電流が大きければ始動時の周波数は高くなり、電流が小さければ始動時の周波数は低くなる。また、予熱時間は予熱時間設定ピンＰ１に接続したコンデンサＣ２２で設定され、発振周波数設定ピンＰ３に接続したコンデンサＣ２３によって内部に設けた発振器の周波数を設定する。なお、ピンＰ１３はＮＣピンである。

ランプ負荷Ｌの点灯時周波数を設定する点灯周波数設定ピンＰ４は定電圧が印加されており、点灯周波数設定ピンＰ４を介して流れる電流が大きければ点灯時の周波数は高くなり、電流が小さければ点灯時の周波数は低くなる。

ピンＰ５〜Ｐ７は制御ＩＣ１に内蔵したオペアンプの各端子を構成しており、Ｐ５はオペアンプの出力端子、ピンＰ６はオペアンプの反転入力端子、ピンＰ７はオペアンプの非反転入力端子であり、出力ピンＰ５は抵抗Ｒ１７及びダイオードＤ１２を介してピンＰ４に接続され、ダイオードＤ１２は出力ピンＰ５の出力に対して逆方向に接続されている。出力ピンＰ５−反転入力ピンＰ６間には抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ１３との並列回路が接続され、反転入力ピンＰ６には抵抗Ｒ１９，Ｒ２０の直列回路が接続されて抵抗Ｒ２０にはコンデンサＣ１４が並列接続されており、非反転入力ピンＰ７は点灯周波数設定ピンＰ４に接続される。そして抵抗Ｒ１９，Ｒ２０の接続点には抵抗Ｒ２１を介して谷部電圧検出信号Ｓ１が入力されており、谷部電圧検出信号Ｓ１によって出力ピンＰ５のオペアンプ出力を調整し、出力ピンＰ５のオペアンプ出力に応じて点灯周波数設定ピンＰ４に流れる電流の引き抜き量をダイオードＤ１２、抵抗Ｒ１７を介して可変とすることで、ランプ負荷Ｌの点灯時周波数を可変としている。そして谷部電圧Ｖｄｃ２に応じて動作周波数を可変とした駆動信号ＳＨ，ＳＬをピンＰ１５，Ｐ１１から各々出力している。このように、谷部電圧検出信号Ｓ１を用いたフィードバック制御を行ってインバータ回路ＩＮＶの動作周波数を可変として電圧Ｖｄｃを略一定に制御しているので、軽負荷時、ランプ寿命末期時、及び電源ＡＣの電源電圧変動時においても、電圧Ｖｄｃの昇圧を抑制して、部品の破壊を防止できる。

次にランプ負荷Ｌの寿命末期を検出するためのランプ寿命末期検出回路２ａについて説明する。ランプ寿命末期検出回路２ａはランプ負荷Ｌの寿命末期を検出するもので、ランプ負荷ＬとインダクタＬ１との接続点と整流回路ＲＥの負極側出力との間に接続した抵抗Ｒ２２，Ｒ２３の直列回路と、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３の接続点と制御ＩＣ１の停止ピンＰ８との間に接続したコンデンサＣ１５とダイオードＤ１４とツェナダイオードＺＤ１との直列回路と、コンデンサＣ１５を介して抵抗Ｒ２３に並列接続したダイオードＤ１３と、ダイオードＤ１４を介してダイオードＤ１３に並列接続した抵抗Ｒ２４及び平滑用のコンデンサＣ１６と、ツェナダイオードＺＤ１を介してコンデンサＣ１６に並列接続したコンデンサＣ１７及び抵抗Ｒ２５とから構成される。ランプ寿命末期検出回路２ａの出力（ツェナダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ２５との接続点）は制御ＩＣ１の停止ピンＰ８に接続されており、制御ＩＣ１は停止ピンＰ８への信号入力時に駆動信号ＳＨ，ＳＬの出力を停止する。そして、ランプ負荷Ｌの寿命末期時にはランプ電圧が上昇するので、ランプ寿命末期検出回路２ａは検知したランプ電圧を直流電圧に変換してコンデンサＣ１６に印加し、コンデンサＣ１６の両端電圧が、ツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧で設定されるしきい値を超えるとランプ寿命末期を検出して、制御ＩＣ１の停止ピンＰ８にインバータ動作停止信号を出力する。したがって、ランプ負荷Ｌの寿命末期時にインバータ制御回路２は、インバータ回路ＩＮＶをすみやかに停止状態に移行させるため、ランプフィラメントの発熱による熱ストレスを回避することができる。

次に、制御電源回路３について説明する。制御電源回路３はインバータ制御回路２に電源を供給するもので、インダクタＬ１に磁気結合して一端を整流回路ＲＥの負極側出力に接続した２次巻線Ｌ１０と、２次巻線Ｌ１０の他端と制御ＩＣ１の電源ピンＰ１２との間に接続したダイオードＤ１５と抵抗Ｒ２６との直列回路と、インピーダンス素子Ｚの出力側と電源ピンＰ１２との間に接続した抵抗Ｒ２７と、電源ピンＰ１２とＧＮＤピンＰ１０との間に接続したツェナダイオードＺＤ２と平滑用のコンデンサＣ１８との並列回路とから構成され、ＧＮＤピンＰ１０は整流回路ＲＥの負極側出力に接続している。そして、ランプ負荷Ｌの点灯時において、電源ピンＰ１２への電力は、抵抗Ｒ２６を介した経路と抵抗Ｒ２７を介した経路との２系統から供給されるので、インバータ制御回路２がインバータ回路ＩＮＶを継続動作させるのに十分な電力が供給される。具体的には、インダクタＬ１の２次巻線Ｌ１０の誘起電圧をダイオードＤ１５と抵抗Ｒ２６とを介して電源ピンＰ１２に供給し、さらに整流回路ＲＥの出力を抵抗Ｒ２７を介して電源ピンＰ１２に供給しており、電源電圧はツェナダイオードＺＤ２で決定される。

対して無負荷時においては、抵抗Ｒ２７を介した１系統の経路のみで電源ピンＰ１２へ電力供給される。この抵抗Ｒ２７を介した電力供給は、インバータ制御回路２がインバータ回路ＩＮＶを起動可能な電力であるが、継続動作させるのに十分な電力でなく、インバータ回路ＩＮＶは起動を繰り返す間欠動作となる。なお、上記抵抗Ｒ２７を介した電力供給をさらにランプ負荷Ｌを介して行うようにした場合、無負荷時には電源ピン１２への電力供給はゼロとなり、インバータ回路ＩＮＶは停止する。このように、無負荷時にインバータ回路ＩＮＶは間欠動作あるいは停止するので、電圧Ｖｄｃが昇圧されることはなく、さらに不要な電力消費を低減させることができる。

また上記制御電源回路３では、交流電源ＡＣの電源電圧低下時には電圧Ｖｄｃが低下するために抵抗Ｒ２７を介した電力供給が低下し、さらにランプ負荷Ｌへの出力も低下するため２次巻線Ｌ１０から抵抗Ｒ２６を介した電力供給も低下する。そこで、交流電源ＡＣの電源電圧がインバータ回路ＩＮＶを遅相領域で動作させる最低電圧以上である場合には、制御電源回路３はインバータ制御回路２を動作させることができる電圧以上の電力を供給して、インバータ制御回路２がインバータ回路ＩＮＶを正常に動作させ、対して、交流電源ＡＣの電源電圧がインバータ回路ＩＮＶを遅相領域で動作させる最低電圧以下である場合には、制御電源回路３はインバータ制御回路２が動作継続不可能な電力を供給して、インバータ回路ＩＮＶの動作を起動を繰り返す間欠動作、または停止状態にしている。したがって、交流電源ＡＣの電源電圧低下に伴うインバータ回路ＩＮＶの進相領域での動作時にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に発生する大きなストレスを回避することができ、より信頼性の高い放電灯点灯装置となる。

次に、異常電圧検出回路２ｂについて説明する。異常電圧検出回路２ｂは、電圧Ｖｄｃの異常電圧を検出するもので、制御ＩＣ１のリセットピンＰ９と谷部電圧検出信号Ｓ１出力との間に接続された抵抗Ｒ２８と、制御ＩＣ１のリセットピンＰ９と整流回路ＲＥの負極側出力との間に接続した抵抗Ｒ２９とコンデンサＣ２０との並列回路とから構成され、制御ＩＣ１はリセットピンＰ９への信号入力時にインバータ動作をリセットする。そして異常電圧検出回路２ｂに入力された谷部電圧検出信号Ｓ１（すなわち電圧Ｖｄｃの谷部電圧Ｖｄｃ２）が制御ＩＣ１の仕様で設定されたしきい値を超えると、制御ＩＣ１はインバータ回路ＩＮＶの動作をリセットして、初期状態（ランプ予熱状態）に戻す。したがって、負荷異常時及び部品故障時の電圧Ｖｄｃの異常昇圧に対して、インバータ回路ＩＮＶの動作をリセットして保護動作を行い、放電灯点灯装置の破壊を防止している。このような保護動作を行わない場合には、コンデンサＣａ，Ｃｂの両端電圧が定格電圧を超えて、コンデンサＣａ，Ｃｂの内部温度が上昇するとともに内部圧力が上昇し、防爆弁が開いて破裂音とともに内部ガスが外部へ漏れる恐れがある。また、電圧Ｖｄｃの異常電圧を検出したときにインバータ回路ＩＮＶの動作を停止させたい場合は、信号入力時に駆動信号ＳＨ，ＳＬの出力を停止させる制御ＩＣ１のピンＰ８へ異常電圧検出回路２ｂの出力を接続すればよい。

（実施形態３）
図４の実施形態は、実施形態１の回路（図１参照）におけるインピーダンス要素ＺをダイオードＤ１１に置き換えた構成を有する。この回路構成では、整流電圧Ｖｒｅの山部ではスイッチング素子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ３を通る経路で電流が流れるが、谷部ではこの電流が流れず、結局、整流電圧Ｖｒｅの変化に応じてインバータ回路ＩＮＶでの共振条件が変化する。したがって整流電圧Ｖｒｅの変化によるランプ負荷Ｌヘの供給電流は、整流電圧Ｖｒｅの高い期間に電流が少なくなり、整流電圧Ｖｒｅの低い期間に電流が多くなるように変化する。しかして上記図８の従来例と同様に、整流電圧Ｖｒｅの変化に対するランプ負荷Ｌへの供給電流の変化パターンが交流電源ＡＣからの入力とは逆になる谷埋回路１を設けていることによって、ランプ負荷Ｌへの供給電流の変動を少なくすることができ、また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスも低減できる。

そして、インバータ制御回路２は、実施形態１と同様に、谷部電圧Ｖｄｃ２が高ければ（谷部電圧検出信号Ｓ１が大きければ）、動作周波数を高くして動作周波数を同相周波数から遠ざけることで谷部電圧Ｖｄｃ２が低くなる方向へ制御して、電圧Ｖｄｃを低下させ、谷部電圧Ｖｄｃ２が低ければ（谷部電圧検出信号Ｓ１が小さければ）、動作周波数を低くして動作周波数を同相周波数に近付けることで谷部電圧Ｖｄｃ２が高くなる方向へ制御して、電圧Ｖｄｃを増加させる。したがって、インバータ制御回路２が上記フィードバック制御によって、軽負荷時、ランプ寿命末期時、及び電源ＡＣの電源電圧変動時の昇圧を抑制して部品の破壊を防止している。

（実施形態４）
図５の実施形態は、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、一対のコンデンサＣｅ，Ｃｆの直列回路と、一対のダイオードＤｅ，Ｄｆの直列回路とを谷埋回路１の両端間に接続し、コンデンサＣｅ，Ｃｆの接続点とダイオードＤｅ，Ｄｆの接続点とを接続し、該接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間にインダクタＬ１とコンデンサＣ２との直列回路からなる共振回路を挿入した構成を有し、コンデンサＣ２の両端間にランプ負荷Ｌを接続してある。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路とダイオ−ドＤ１，Ｄ２の直列回路とは逆並列に接続される。すなわち、ハーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを構成している。そして、本実施形態ではダイオードＤｂ，Ｄｄがインピーダンス要素Ｚを構成しており、上記図８の従来例と同様に、整流電圧Ｖｒｅの変化に対するランプ負荷Ｌへの供給電流の変化パターンが交流電源ＡＣからの入力とは逆になる谷埋回路１を設けていることによって、ランプ負荷Ｌへの供給電流の変動を少なくすることができ、また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスも低減できる。

そして、インバータ制御回路２は、実施形態１と同様に、谷部電圧Ｖｄｃ２が高ければ（谷部電圧検出信号Ｓ１が大きければ）、動作周波数を高くして動作周波数を同相周波数から遠ざけることで谷部電圧Ｖｄｃ２が低くなる方向へ制御して、電圧Ｖｄｃを低下させ、谷部電圧Ｖｄｃ２が低ければ（谷部電圧検出信号Ｓ１が小さければ）、動作周波数を低くして動作周波数を同相周波数に近付けることで谷部電圧Ｖｄｃ２が高くなる方向へ制御して、電圧Ｖｄｃを増加させる。したがって、インバータ制御回路２が上記フィードバック制御によって、軽負荷時、ランプ寿命末期時、及び電源ＡＣの電源電圧変動時の昇圧を抑制して部品の破壊を防止している。

（実施形態５）
図６の実施形態に示す谷埋回路１は、実施形態１乃至４に示す谷埋回路１のインダクタＬａ，Ｌｂを削除して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とダイオードＤｂ，Ｄｄの接続点との間に介挿したインダクタＬａｂに置き換えている。このインダクタＬａｂは平滑コンデンサＣａ，Ｃｂの充電経路に挿入されており、インダクタが１つで済むため、小型化が可能である。上記各実施例において用いた谷埋回路１は、本実施形態に示すような構成に置き換えることができる。

また図６では、整流回路ＲＥの直流出力端の正極側とインバータ回路ＩＮＶとの間には逆流阻止用にダイオードＤ１６が挿入されている。

（実施形態６）
図７の実施形態の基本的な回路構成及び動作は実施形態２と同様であるが、インダクタＬ１とコンデンサＣ２，Ｃ３との直列回路、及びコンデンサＣ２に並列接続したランプ負荷Ｌから構成される負荷共振回路Ｋを複数備えている。また、整流回路ＲＥの負極側出力にカソードを接続したダイオードＤ１、ダイオードＤ１のアノードにカソードを接続し、アノードを谷埋回路１の負極側に接続したダイオードＤ２、ダイオードＤ２に並列接続したコンデンサＣ４から構成されるインピーダンス要素Ｚを備え、さらに、谷埋回路１は実施形態５同様に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とダイオードＤｂ，Ｄｄとの間に介挿したインダクタＬａｂを有している。

負荷共振回路Ｋは互いに並列に複数接続されており、複数の負荷共振回路Ｋの各ランプ負荷Ｌに対して寿命末期を正確に検出するために、ランプ寿命末期検出回路２ａは、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３、コンデンサＣ１５、ダイオードＤ１３，Ｄ１４から構成されてランプ電圧を検知するランプ電圧検知回路２０ａをランプ負荷Ｌ毎に備えており、各ランプ電圧検知回路２０ａの出力は、ダイオードＤ１４のＯＲ回路を介してコンデンサＣ１６に印加され、コンデンサＣ１６の両端電圧が、ツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧で設定されるしきい値を超えるとランプ寿命末期を検出して、制御ＩＣ１のピンＰ８（図３参照）にインバータ動作停止信号を出力する。したがって、少なくともいずれか１本のランプ負荷Ｌの寿命末期時でもランプ電圧が上昇することを検知でき、インバータ制御回路２は、インバータ回路ＩＮＶをすみやかに停止状態に移行させるため、ランプフィラメントの発熱による熱ストレスを回避することができる。

また、実施形態１乃至６いずれかの放電灯点灯装置を搭載した照明器具であれば、実施形態１乃至６いずれかと同様の効果を得ることができる。

本発明の実施形態１の放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。 同上の電圧波形を示し、（ａ）はランプ正常点灯時の波形、ｂ）は軽負荷時及びランプ寿命末期時の波形である。 本発明の実施形態２の放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態３の放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態４の放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態５の放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態６の放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。 従来の放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。 従来の複数負荷を具備した放電灯点灯装置の回路構成を示す図である。 放電灯点灯装置の異なる電源電圧に対するインバータ回路の動作周波数を示す図である。

符号の説明

１ 谷埋回路
２ インバータ制御回路
３ 制御電源回路
ＡＣ 交流電源
ＲＥ 整流回路
ＦＢ フィードバック制御回路
ＩＮＶ インバータ回路
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｌ ランプ負荷
Ｚ インピーダンス要素
Ｃ２，Ｃ３，Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ コンデンサ
Ｌ１，Ｌａ，Ｌｂ インダクタ
Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄ ダイオード

Claims (10)

1. 交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換してランプ負荷に供給するインバータ回路とを備える放電灯点灯装置において、インバータ回路は、互いに直列接続され交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子と、整流回路の直流出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間に介装されるインピーダンス要素と、コンデンサ及びインダクタを備えインピーダンス要素との直列回路が少なくとも一方のスイッチング素子の両端間に接続されるとともにランプ負荷への出力を取り出す共振回路とから構成され、
   第１のスイッチング素子の両端に第１及び第２の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第１及び第２の整流素子の接続点と第２のスイッチング素子における第１のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第１のインダクタと第１の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第２のスイッチング素子の両端に第３及び第４の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第３及び第４の整流素子の接続点と第１のスイッチング素子における第２のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第２のインダクタと第２の平滑コンデンサの直列回路を接続した谷埋回路と、
   第１及び第２の平滑コンデンサのうち少なくとも一方によって平滑された電圧の変動に応じて第１及び第２のスイッチング素子の動作周波数を変化させて第１及び第２のスイッチング素子の直列回路の両端電圧の昇圧を抑制する制御回路とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換してランプ負荷に供給するインバータ回路とを備える放電灯点灯装置において、インバータ回路は、互いに直列接続され交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子と、整流回路の直流出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間に順方向に介装されるダイオードと、コンデンサ及びインダクタを備えダイオードとの直列回路が少なくとも一方のスイッチング素子の両端間に接続されるとともにランプ負荷への出力を取り出す共振回路とから構成され、
   第１のスイッチング素子の両端に第１及び第２の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第１及び第２の整流素子の接続点と第２のスイッチング素子における第１のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第１のインダクタと第１の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第２のスイッチング素子の両端に第３及び第４の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第３及び第４の整流素子の接続点と第１のスイッチング素子における第２のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第２のインダクタと第２の平滑コンデンサの直列回路を接続した谷埋回路と、
   第１及び第２の平滑コンデンサのうち少なくとも一方によって平滑された電圧の変動に応じて第１及び第２のスイッチング素子の動作周波数を変化させて第１及び第２のスイッチング素子の直列回路の両端電圧の昇圧を抑制する制御回路とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
3. 交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換してランプ負荷に供給するインバータ回路とを備える放電灯点灯装置において、インバータ回路は、互いに直列接続され交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子と、コンデンサ及びインダクタを備えて少なくとも一方のスイッチング素子の両端間に接続されるとともにランプ負荷への出力を取り出す共振回路とから構成されるハーフブリッジ回路であって、
   第１のスイッチング素子の両端に第１及び第２の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第１及び第２の整流素子の接続点と第２のスイッチング素子における第１のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第１のインダクタと第１の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第２のスイッチング素子の両端に第３及び第４の整流素子の直列回路を逆並列接続し、第３及び第４の整流素子の接続点と第１のスイッチング素子における第２のスイッチング素子との接続点とは反対側の端子との間に第２のインダクタと第２の平滑コンデンサの直列回路を接続した谷埋回路と、
   第１及び第２の平滑コンデンサのうち少なくとも一方によって平滑された電圧の変動に応じて第１及び第２のスイッチング素子の動作周波数を変化させて第１及び第２のスイッチング素子の直列回路の両端電圧の昇圧を抑制する制御回路とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
4. 第１及び第２のスイッチング素子の接続点と、第１及び第２の整流素子の直列回路と第３及び第４の整流素子の直列回路の接続点との間に、第３のインダクタを介挿し、第１及び第２のインダクタの全部又は一部を第３のインダクタにより置き換えたことを特徴とする請求項１乃至３いずれか記載の放電灯点灯装置。
5. ランプ負荷の寿命末期状態を検出する手段と、ランプ負荷の寿命末期状態検出時にインバータ回路の動作を停止させる手段とを備えることを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の放電灯点灯装置。
6. 無負荷状態を検出する手段と、無負荷状態検出時にインバータ回路の動作を停止させる手段あるいはインバータ回路を間欠動作させる手段とを備えることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
7. 第１及び第２の平滑コンデンサによって平滑された電圧が所定電圧を超えた場合にインバータ回路を保護する手段を備えることを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の放電灯点灯装置。
8. 複数の共振回路が互いに並列接続されて、各共振回路から出力を取り出す複数のランプ負荷を備え、各ランプ負荷の寿命末期状態を検出する手段と、いずれか１つ以上のランプ負荷の寿命末期状態検出時にインバータ回路の動作を停止させる手段とを備えることを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の放電灯点灯装置。
9. インバータ回路が進相領域で動作する電圧以下に交流電源の電圧が低下した場合にインバータ回路の動作を停止させる手段あるいはインバータ回路を間欠動作させる手段を備えることを特徴とする請求項１乃至８いずれか記載の放電灯点灯装置。
10. 請求項１乃至９いずれか記載の放電灯点灯装置を搭載したことを特徴とする照明器具。

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