JP2005176534A - Charging control circuit for lithium ion battery - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、各種携帯機器用電源として大量に使用されるに至っているリチウムイオン電池（単に、電池とも言う）の充電制御回路に関する。 The present invention relates to a charge control circuit for a lithium ion battery (also simply referred to as a battery) that has been used in large quantities as a power source for various portable devices.
リチウムイオン電池の充電制御は充電電流，電圧を監視して行なわれる。特に、過電圧の印加は電池を劣化させるため、充電時の電圧は充電時の電圧が４．２Ｖの電池で４．２Ｖ±３０ｍＶ（変動率にすると±０．７％）のように、高精度の電圧管理が要求される。電池を１本で使用する場合には、４．１Ｖまたは４．２Ｖとなる。 The charging control of the lithium ion battery is performed by monitoring the charging current and voltage. In particular, the application of overvoltage deteriorates the battery, so the voltage during charging is 4.2V ± 30mV for a battery with a charging voltage of 4.2V (± 0.7% when the rate of variation is high). Voltage management is required. When one battery is used, the voltage is 4.1V or 4.2V.
図５に電池充電用電源として一般的なＡＣ／ＤＣコンバータを用いる例を示す。これは、ＡＣ電源２４を両波整流し、平滑した電圧を高周波でスイッチングし、トランス２５を介して二次側に誘起する電圧を整流，平滑して電池充電用とするものである。ＡＣライン側と二次側の充電制御回路２２は、トランス２５およびフォトカプラ２３により絶縁されている。
二次側の電圧制御は、フォトカプラ２３を通して一次側の制御器２１に伝えることにより行なう。一次側の制御器２１はフォトカプラ２３から得られる光量に応じ、高周波でスイッチングしているパルス幅を変化（ＰＷＭ制御：電流の通流期間を変化）させて二次側の電圧を制御する。
FIG. 5 shows an example in which a general AC / DC converter is used as a battery charging power source. In this case,
The secondary side voltage control is performed by transmitting the voltage to the
つまり、二次側からの指令で発光量が多い時には出力電圧を低く、少ない時には出力電圧を高くするように一次側で制御する。起動時は二次側の制御電圧は０Ｖで、フォトカプラ２３によるフィードバックは無い（発光しない）ため、出力電圧を高める指令となる。その結果、二次側の制御器２２は動作電圧を得て制御を実行できるようになる。
That is, control is performed on the primary side so that the output voltage is low when the light emission amount is large according to a command from the secondary side, and the output voltage is high when the light emission amount is small. At the time of startup, the control voltage on the secondary side is 0V, and there is no feedback by the photocoupler 23 (no light emission), so this is a command to increase the output voltage. As a result, the secondary-
図５の構成で、二次側の制御器２２の電源は、トランス二次側巻線からとるのが一番自然であるが、充電する電池の電圧に応じて二次巻線から得られる電圧は変動する。十分使い切った電池では、その電圧は２Ｖ程度となる。このとき、二次巻線から得られる電圧も同様の２Ｖ程度になる。この電圧を制御器が動作できる電圧にするには、直列に抵抗器を入れる等の対策が必要になるが、充電電流が大きくなる急速充電では１Ａ以上の電流が流れ、これによるロスを許容することはできない。このような事情から、制御器が通常必要とする電圧（４〜６Ｖ）をどのように確保するかが課題となる。
In the configuration of FIG. 5, the power source of the
ところで、電池への充電時には二次側の電圧は電池電圧よりも多少高い（＝電池電圧＋０．１Ｖ〜０．５Ｖ：逆阻止ダイオード（ショットキーダイオード）Ｄの順方向電圧降下＋電流検出用抵抗Ｒでの電圧降下）程度である。特に放電し過ぎた電池を充電しようとすると、電池電圧は１Ｖ以下まで低下していることを考慮する必要がある。このような電圧の低い電池を充電する場合、２次側巻線の電圧を整流・平滑した電圧（以下充電電圧という）は１．１Ｖ[＝１Ｖ（電池電圧）＋０．１Ｖ（ダイオードＤの順方向電圧降下）とした]程度しか発生しない。電池の充電電圧は二次巻線の出力電圧、すなわちこの１．１Ｖになるが、この電圧では制御器の電源電圧として使用するには電圧が低すぎる。 By the way, when the battery is charged, the secondary voltage is slightly higher than the battery voltage (= battery voltage + 0.1V to 0.5V: forward voltage drop of reverse blocking diode (Schottky diode) D + current detection resistor. Voltage drop at R). In particular, when trying to charge a battery that has been discharged too much, it is necessary to consider that the battery voltage has dropped to 1 V or less. When charging a battery having such a low voltage, a voltage obtained by rectifying and smoothing the voltage of the secondary winding (hereinafter referred to as a charging voltage) is 1.1 V [= 1 V (battery voltage) +0.1 V (in order of the diode D). Direction voltage drop)] only occurs. The charging voltage of the battery becomes the output voltage of the secondary winding, that is, 1.1 V, but this voltage is too low to be used as the power supply voltage of the controller.
通常のアナログ，ディジタル混在の制御器には３〜５Ｖの安定化した電圧が必要である。また、その電源を安定化するために＋１Ｖの電圧マージンを見込むと、４〜６Ｖの制御器（ＩＣ）用の電圧が必要になる。しかし、上記のように、充電する電池が１本の構成では、そのままの１．１Ｖ程度の電圧しか得られないため、制御器に必要な電圧（４〜６Ｖ）を確保することができない。 A normal analog / digital controller requires a stabilized voltage of 3-5V. Further, if a voltage margin of + 1V is expected in order to stabilize the power supply, a voltage for a controller (IC) of 4 to 6V is required. However, as described above, with a single battery to be charged, only the voltage of about 1.1 V can be obtained as it is, and thus the voltage (4 to 6 V) necessary for the controller cannot be secured.
その対策として、制御用の電源を電池充電用電源から取らずに、別のルートから安定した電圧を確保する図６のような構成が考えられる。
これは、二次側の電圧制御を一次側で実施するのではなく、二次側の電圧を整流，平滑したＤＣ電圧をベースにステップダウン構成のスイッチングレギュレータ３２を設け、制御器用の電源には二次側の電圧を整流，平滑したＤＣ電圧を用いるか、別巻線を設けてその電圧を使用するようにする。
As a countermeasure, a configuration as shown in FIG. 6 can be considered in which a stable voltage is secured from another route without taking a control power source from the battery charging power source.
This is because the secondary side voltage control is not performed on the primary side, but a step-
図６のようにすると、一次側の制御器は特に必要なくなり、商用電源周波数での電源トランス構成も考えられるが、トランスが大きく重いことから、この部分も高周波スイッチングが必須となる。その結果、一次・二次側に類似の回路を準備することになり、部品数の増大に伴うコストアップ，回路サイズの増大等の問題が発生する。なお、図６の符号３３は充電制御器、３４はリチウムイオン電池を示す。 In the case of FIG. 6, the primary side controller is not particularly necessary, and a power transformer configuration at a commercial power frequency can be considered. However, since the transformer is large and heavy, high-frequency switching is also essential in this part. As a result, similar circuits are prepared on the primary and secondary sides, and problems such as an increase in cost and an increase in circuit size due to an increase in the number of components occur. In addition, the code | symbol 33 of FIG. 6 shows a charge controller, 34 shows a lithium ion battery.
また、図５の回路において電池充電電圧と制御器の電圧を二次側に設けた図示しない三次巻線から引き出そうとすると、二次巻線と三次巻線の巻線比での電圧設定ではかなり厳しい状況が発生する。すなわち、従来方法では電池電圧が０Ｖに近いときは充電電圧も０Ｖに近い値となり、このとき制御器用の電圧は二次巻線との巻線比で決まることから、この電圧を６Ｖと仮定して０．５Ｖの充電電圧が発生したとすると、実に１２倍（＝６／０．５）の巻数で電圧を確保する必要が生じる。この巻数を採用すると、異常（短絡）電池の場合は何とか制御電源を確保できるものの、正常電池の場合には電池電圧が４．２Ｖまで上昇してくるため、制御器用の電圧はなんと５０．４Ｖ（４．２×６／０．５）もの電圧が発生する計算になる。このような電圧では制御器の耐圧も不足するため、この電圧の上限を抑えるための素子が必要になる。この種の素子は通常熱を発生させ、そのロスで電圧を低下させるため、効率の良い電源とは言いがたい。 Further, in the circuit of FIG. 5, if the battery charging voltage and the controller voltage are to be extracted from a tertiary winding (not shown) provided on the secondary side, the voltage setting at the winding ratio between the secondary winding and the tertiary winding is considerably large. A severe situation occurs. That is, in the conventional method, when the battery voltage is close to 0V, the charging voltage is also close to 0V. At this time, the voltage for the controller is determined by the winding ratio with the secondary winding, so this voltage is assumed to be 6V. If a charging voltage of 0.5 V is generated, it is necessary to ensure the voltage with 12 times (= 6 / 0.5) the number of turns. If this number of turns is adopted, the control power supply can be secured somehow in the case of an abnormal (short-circuit) battery, but the battery voltage rises to 4.2V in the case of a normal battery, so the voltage for the controller is 50.4V. This is a calculation that generates a voltage of (4.2 × 6 / 0.5). At such a voltage, the withstand voltage of the controller is insufficient, and an element for suppressing the upper limit of this voltage is required. This type of device usually generates heat and reduces the voltage due to its loss, so it is difficult to say that it is an efficient power source.
そこで、出願人は図７のような回路を提案をしている（特許文献１参照）。
これは、トランス二次側の整流・平滑部１の出力端Ｔｖとリチウムイオン電池９との間に、電界効果トランジスタ（ｐチャンネル（ｐｃｈ）ＦＥＴ）のような電流制御素子２を直列に接続し、そのコントロール（ゲート）端子を増幅器３からの出力により制御することで、制御器への電源供給端子Ｔｖを一定電圧に保つものである。
図８は図７の充電制御方式を説明するもので、図８（ａ）は図７の要部回路図、図８（ｂ）はその動作説明図である。すなわち、図８（ａ）に示す電流制御用増幅器８Ａおよび電圧制御用増幅器８Ｂにより、電流，電圧の検出値を指令値とそれぞれ比較し、出力電圧の低い方を選択してフォトカプラ１０の発光ダイオードＤへの通電電流が決まるように構成されている。
Therefore, the applicant has proposed a circuit as shown in FIG. 7 (see Patent Document 1).
This is because a
FIG. 8 is a diagram for explaining the charging control system of FIG. 7, FIG. 8 (a) is a circuit diagram of the main part of FIG. 7, and FIG. That is, the current control amplifier 8A and the voltage control amplifier 8B shown in FIG. 8A compare the detected values of the current and voltage with the command values, respectively, and select the one with the lower output voltage to emit light from the
電池電圧の制御は図８（ｂ）のように、電池電圧が低い状態では点線で示すように定電流制御を行ない、電池電圧が一定値（例えば、電池１本の４．２Ｖ）になると定電圧充電に移行し、その充電電流が一定値（例えば、定電流充電時の１／１０）以下になったときに充電を終了する。定電流充電から定電圧充電へのモード切替は、各制御における制御電圧の低い方の電圧にしたがってフォトカプラ１０の発光量が制御される構成となっているため、この電圧の切り替わりを充電時の電池電圧が４．２Ｖになったとき、電圧制御用増幅器８Ｂの出力電圧が電流制御用増幅器８Ａの出力電圧よりも低くなるように設定しておけば、各増幅器の出力が制御切替用ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードに接続され、そのＤ１，Ｄ２のアノードが共通に発光ダイオードＬＥＤのカソードに接続されていることにより、電流制御出力よりも低い電圧となる電圧制御を自動的に選択して実行することができる。
As shown in FIG. 8 (b), the battery voltage is controlled by performing a constant current control as indicated by a dotted line when the battery voltage is low, and is fixed when the battery voltage becomes a constant value (for example, 4.2V per battery). The process proceeds to voltage charging, and charging is terminated when the charging current becomes a certain value (for example, 1/10 of constant current charging) or less. The mode switching from the constant current charging to the constant voltage charging is configured such that the light emission amount of the
ところで、上記特許文献１でリチウムイオン電池１本の充電を考えるとき、図７の整流・平滑部１の出力電圧値が電池９の満充電時の電圧４．２Ｖだとこの電圧を制御器の電源電圧とするには懸念があるため、充電電圧はこれより高い電圧６Ｖ以上にせざるを得ない。したがって、電池９の満充電時の電圧の４．２Ｖになって定電圧充電モードになっても、ｐチャンネルＦＥＴ２の両端の電圧差、すなわちＦＥＴ２において電力ロスが発生し、充電装置としての効率を上げることができない。
したがって、この発明はこのような課題を解決するためになされたもので、定電圧充電モードにおける電力ロスを抑制しつゝ、制御器用電源を安定して得られるようにすることにある。
By the way, when considering the charging of one lithium ion battery in the above-mentioned
Accordingly, the present invention has been made to solve such a problem, and it is desirable to stably obtain a power supply for a controller while suppressing power loss in a constant voltage charging mode.
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力トランス二次側の整流・平滑されたＤＣ電圧を、リチウムイオン電池の充電用および制御器用電源として用いるリチウムイオン電池の充電制御回路において、前記ＤＣ電圧が充電対象電池の充電上限電圧に等しくなるよう前記出力トランス一次側の制御器にフィードバックするフィードバック手段を設けるとともに、そのフィードバックされた出力トランス二次側のＤＣ電圧とリチウムイオン電池との間に直列に電流制御素子を設け、検出される充電電流が指令値と等しくなるように前記電流制御素子の導通度を制御する信号を前記電流制御素子の制御信号とすることを特徴とする。この請求項１の発明においては、前記電流制御素子を強制的にオン，オフさせる信号をそのコントロール端子に印加する信号印加手段を設け、リチウムイオン電池への充電電流の遮断機能を持たせることができる（請求項２の発明）。また、上記請求項１または２の発明においては、前記電流制御素子がｐチャンネルＦＥＴであることができる（請求項３の発明）。
In order to solve such a problem, in the invention of
上記のように出力トランス二次側のＤＣ電圧を一定にして、電池充電時のパワロスを極力少なくするのは、電流制御時に無駄な電力を消費することになるが、予備充電や急速充電期間は通常の電池であれば極めて短時間に終了するため問題は殆どなく、制御器用の電源を安定して得られるので、有効な方式といえる。 As described above, making the DC voltage on the secondary side of the output transformer constant and reducing the power loss when charging the battery as much as possible consumes wasted power during current control. If it is a normal battery, it will be completed in a very short time, so there is almost no problem, and a power supply for the controller can be obtained stably.
図１はこの発明の実施の形態を示す回路図である。
図示のように、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧から電流検出抵抗Ｒを出た後（電流制御素子Ｐ１の前）の、例えばＴ１点の電圧を、電池充電の上限電圧である４．２Ｖとなるように制御する構成とする。すなわち、電流検出抵抗Ｒを出た後（電流制御素子Ｐ１の前）の例えばＴ１点の電位を、分圧器ＶＤ２により分圧した値と、分圧器ＶＤ３を経た制御器ＣＴからの電圧指令ＶＲＥＦとを一致させるように動作する差動増幅器ＡＭ３の出力によりフォトカプラＰＣを動作させ、その光量変化により一次側のＡＣ／ＤＣコンバータを例えばパルス幅（ＰＷＭ）制御することで、一定となるようにフィードバック制御する。
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
As shown in the figure, after the current detection resistor R is output from the output voltage of the AC / DC converter (before the current control element P1), for example, the voltage at the point T1 becomes 4.2 V, which is the upper limit voltage for battery charging. It is set as the structure controlled as follows. That is, a value obtained by dividing, for example, the potential at the point T1 after exiting the current detection resistor R (before the current control element P1) by the voltage divider VD2, and a voltage command VREF from the controller CT via the voltage divider VD3 The photocoupler PC is operated by the output of the differential amplifier AM3 that operates so as to coincide with each other, and the primary side AC / DC converter is subjected to, for example, pulse width (PWM) control according to the change in the amount of light so that the feedback becomes constant. Control.
このとき、制御器ＣＴの電源電圧は、二次巻線の電池充電電圧よりも３〜４Ｖ高い三次巻線を設け、この巻線から得られる電圧を制御器用として利用する。二次巻線は電池充電電圧用の４．２Ｖに固定しているため、制御用電圧も電池電圧よりも３〜４Ｖ高い電圧（７．２〜８．２Ｖ）を常に安定して確保することができる。
また、Ｔ１点と電池ＣＥとの間にはｐチャンネルＦＥＴ等の電流制御素子Ｐ１が設けられ、これには電流検出抵抗Ｒの両端の電圧から充電電流を検出する差動増幅器ＡＭ２と、この差動増幅器ＡＭ２の出力と制御器ＣＴからの出力値ＶＲＥＦを分圧器ＶＤ１で分圧した電流指令相当値とを一致させるように動作する差動増幅器ＡＭ１とが設けられ、電流検出値が電流指令値と等しくなるように素子Ｐ１の導通度が制御されるようになっている。
At this time, the power supply voltage of the controller CT is provided with a tertiary winding 3-4V higher than the battery charging voltage of the secondary winding, and the voltage obtained from this winding is used for the controller. Because the secondary winding is fixed at 4.2V for battery charging voltage, the control voltage must always be stable and secure 3-4V higher voltage (7.2-8.2V) than the battery voltage. Can do.
Further, a current control element P1 such as a p-channel FET is provided between the point T1 and the battery CE, which includes a differential amplifier AM2 that detects a charging current from the voltage across the current detection resistor R, and this difference. There is provided a differential amplifier AM1 which operates so as to match the output of the dynamic amplifier AM2 with the current command equivalent value obtained by dividing the output value VREF from the controller CT by the voltage divider VD1, and the detected current value is the current command value. The conductivity of the element P1 is controlled to be equal to
図３はこの発明による充電動作説明図で、同（ａ）は充電電圧，同（ｂ）は充電電流を示す。
基本構成は、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力トランスＴｒの二次巻線の直流出力電圧（充電電圧）を常に一定電圧＝電池充電終了電圧として、電池との電圧差をその間に設けたｐチャンネルＦＥＴである素子Ｐ１で吸収するように、Ｐ１のオン抵抗Ｒ１を通電電流指令値に合わせるように調整する構成にしている。
すなわち、電池がほぼ空の状態では予備充電を実施し、電池電圧が一定値以上に上昇すると、急速充電を経て定電圧充電となる。予備充電，急速充電の電流制御はｐチャンネルＦＥＴの導通度を制御して電流を調整するとともに、定電圧充電ではｐチャンネルＦＥＴをＯＮ状態に制御する。
FIG. 3 is an explanatory diagram of the charging operation according to the present invention, in which (a) shows the charging voltage and (b) shows the charging current.
The basic configuration is a p-channel FET in which the DC output voltage (charging voltage) of the secondary winding of the output transformer Tr of the AC / DC converter is always a constant voltage = battery charging end voltage, and the voltage difference with the battery is provided therebetween. The ON resistance R1 of P1 is adjusted to match the energization current command value so as to be absorbed by a certain element P1.
That is, when the battery is almost empty, preliminary charging is performed, and when the battery voltage rises to a certain value or more, constant charging is performed through rapid charging. Current control for pre-charging and quick charging controls the current by adjusting the continuity of the p-channel FET, and the p-channel FET is controlled to be ON in constant voltage charging.
このように、充電電圧を一定にして制御器ＣＴの電源を確保する構成のため、電池の電圧に関わらず制御器ＣＴには一定の最適な電圧が印加され、安定な動作が期待できる。なお、予備充電（１００ｍＡの定電流充電）時の制御用電圧は、その充電経路に直列に接続した素子Ｐ１が負担する。このときの発生ロスの最大値は、充電電圧３．１Ｖ以上で急速充電としたときを例にして、
予備充電時 １００ｍＡ×４．２Ｖ ＝０．４２Ｗ
急速充電時 １．５Ａ×（４．２−３．１）Ｖ＝１．６５Ｗ
のようになる。
As described above, since the power supply of the controller CT is ensured with a constant charging voltage, a constant optimum voltage is applied to the controller CT regardless of the battery voltage, and stable operation can be expected. Note that the control voltage during the preliminary charging (constant current charging of 100 mA) is borne by the element P1 connected in series to the charging path. The maximum value of the loss generated at this time is taken as an example when quick charging is performed at a charging voltage of 3.1 V or more.
At the time of preliminary charge 100mA × 4.2V = 0.42W
1.5A x (4.2-3.1) V = 1.65W at the time of quick charge
become that way.
上記の値は少ない値ではないが、実際の充電動作ではこのロスの大きな状態は、あまり長時間継続しない。ちなみに、充電時間を１時間とすると、上記の予備および急速充電で電池電圧が３．１Ｖから充電上限電圧の４．２Ｖまで変化する期間は大体１０分程度であり、比率としては小さい（通常の充電時間は約１時間）。また、充電終了から、より満充電とするために、通常は充電終了後約１時間継続して定電圧充電することから合計２時間となり、そのうちの１０分となればその比率はさらに低下することになる。
これに対し、トランス二次側の誘起電圧をそのまま充電電圧とし、三次巻線から制御器の駆動電圧を得る方法は、充電経路でのロスは少ないが、制御器駆動時の電圧ロスが大きくなる期間の比率がこの発明の場合とは逆、例えば図４（ａ）の斜線部Ａで示すように、全充電時間の約２時間に対して１時間５０分程度となり、全体の効率が低下することになる。ここで、図４の（ａ）は充電電圧および制御器へ供給される駆動電圧、（ｂ）は充電電流についての説明図である。
Although the above value is not a small value, in the actual charging operation, this large loss state does not continue for a long time. Incidentally, if the charging time is 1 hour, the period during which the battery voltage changes from 3.1 V to the charging upper limit voltage of 4.2 V in the above-described preliminary and rapid charging is about 10 minutes, and the ratio is small (normal Charging time is about 1 hour). Also, in order to make the battery fully charged after the end of charging, it will normally last for about 1 hour after the end of charging, so it will take 2 hours in total, and if that time becomes 10 minutes, the ratio will be further reduced. become.
On the other hand, the method in which the induced voltage on the secondary side of the transformer is directly used as the charging voltage and the driving voltage of the controller is obtained from the tertiary winding has little loss in the charging path, but the voltage loss at the time of driving the controller becomes large. Contrary to the case of the present invention, for example, as shown by the hatched portion A in FIG. 4A, the period ratio is about 1 hour 50 minutes with respect to about 2 hours of the total charging time, and the overall efficiency is lowered. It will be. Here, (a) of FIG. 4 is an explanatory diagram of the charging voltage and the driving voltage supplied to the controller, and (b) is an explanatory diagram of the charging current.
また、この発明によれば、電圧，電流制御のために図８に示すようなダイオード突合せの方法を用いないため、下記のような利点もある。
（１）ダイオードが不要になる。ＩＣ化する場合に、ダイオードのサイズはＭＯＳに比べ て小さくないので、省チップ面積にもつながる。
（２）ダイオードによる電圧降下（０．６Ｖ程度）がなくなって動作電圧範囲が広がり、 外部定数の変動もより広範囲な定数変動に対応できる。これにより、制御器の電源 電圧を低下させることができる。
さらに、次の利点もある。
（３）二次側の誘起電圧が電池の上限充電電圧に制御されるため、過電圧対策が容易に実 現できる
Further, according to the present invention, since the diode matching method as shown in FIG. 8 is not used for voltage and current control, there are the following advantages.
(1) No diode is required. In the case of an IC, the size of the diode is not smaller than that of the MOS, which leads to a chip saving area.
(2) The voltage drop (approximately 0.6V) due to the diode is eliminated and the operating voltage range is widened, and the fluctuation of the external constant can also deal with a wider range of constant fluctuation. As a result, the power supply voltage of the controller can be lowered.
In addition, there are the following advantages.
(3) Since the induced voltage on the secondary side is controlled to the upper limit charging voltage of the battery, overvoltage countermeasures can be easily realized.
（４）充電用の電源電圧は、電池充電上限電圧として先に述べたように、０．７％程度の 精度で、制御用ＩＣ（集積回路）の内部的なトリミングを実施して４．２Ｖ±３０ ｍＶを達成している。
この精度を確保した電圧を他の回路部へ流用したい要望はあったものの（例えば、 制御器内の基準電圧，Ａ／Ｄ変換器の基準電圧など）、従来方式では予備，急速充 電時に上記Ｔ１点の電圧が変化するため利用できなかった。
しかし、この発明の方式によれば、この電圧は充電の初期から終了まで電池充電上 限電圧に固定されるため、これを利用することが可能となり、制御器内部回路の簡 略化，高精度化が実現できる。
(4) The power supply voltage for charging is 4.2V by performing internal trimming of the control IC (integrated circuit) with an accuracy of about 0.7% as described above as the battery charging upper limit voltage. ± 30 mV is achieved.
Although there is a demand to use this voltage that ensures this accuracy for other circuit parts (eg, the reference voltage in the controller, the reference voltage of the A / D converter, etc.), the conventional method uses the It could not be used because the voltage at point T1 changed.
However, according to the method of the present invention, this voltage is fixed to the battery charging upper limit voltage from the beginning to the end of charging, so that it can be used, and the controller internal circuit is simplified and highly accurate. Can be realized.
図２は図１の変形例を示す回路図で、図１に示すものに対してｎチャンネルＦＥＴのＮ１と、充電ＯＮ／ＯＦＦスイッチとしてのｎチャンネルＦＥＴのＮ２を付加して構成される。なお、差動増幅器ＡＭ１の正負入力が、図１のものに対し逆転している。
いま、Ｎ２のゲートに“Ｌ”が入力されるとＮ２はＯＦＦし、このＮ２と差動増幅器ＡＭ１とで新たな差動増幅器が構成される。Ｎ１で信号の位相（論理）が逆転する形なので、差動増幅器ＡＭ１の正負入力の逆転がキャンセルされ、図１と同様の充電動作が行なわれる。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a modification of FIG. 1, which is configured by adding N1 of an n-channel FET and N2 of an n-channel FET as a charge ON / OFF switch to the one shown in FIG. The positive / negative input of the differential amplifier AM1 is reversed with respect to that of FIG.
Now, when “L” is input to the gate of N2, N2 is turned OFF, and this N2 and differential amplifier AM1 constitute a new differential amplifier. Since the phase (logic) of the signal is reversed at N1, the reversal of the positive / negative input of the differential amplifier AM1 is canceled, and the same charging operation as in FIG. 1 is performed.
ここで、Ｎ１によりオープンドレインの差動増幅器となるため、プルアップ抵抗としてのＲ１は必須である。一方、Ｎ２のゲートに“Ｈ”が入力されると、Ｎ２はＯＮして、Ｎ１のゲートが“Ｌ”となり、Ｎ１がＯＦＦする。すると、Ｐ１のゲートはＲ１を介してＰ１のソースに接続されるので、Ｐ１のゲートとソースが同電位となりＰ１がＯＦＦする。これにより、電池の充電経路が遮断され、充電は停止される。そして、充電経路が遮断されることにより、電流検出抵抗Ｒ、電流制御素子Ｐ１およびダイオードＤによる損失をゼロとすることができる。 Here, since N1 becomes an open drain differential amplifier, R1 as a pull-up resistor is essential. On the other hand, when “H” is input to the gate of N2, N2 is turned ON, the gate of N1 is set to “L”, and N1 is turned OFF. Then, since the gate of P1 is connected to the source of P1 via R1, the gate and source of P1 become the same potential and P1 is turned OFF. Thereby, the charging path of the battery is interrupted and charging is stopped. And the loss by current detection resistance R, current control element P1, and diode D can be made into zero by intercepting a charge course.
ＣＴ…制御器、ＰＣ…フォトカプラ、ＡＭ１〜ＡＭ３…差動増幅器、ＶＤ１〜ＶＤ３…分圧器、Ｐ１…電流制御素子（ｐチャンネルＦＥＴ）、Ｎ１，Ｎ２…ｎチャンネルＦＥＴ、Ｔｒ…トランス。
CT ... controller, PC ... photocoupler, AM1 to AM3 ... differential amplifier, VD1 to VD3 ... voltage divider, P1 ... current control element (p-channel FET), N1, N2 ... n-channel FET, Tr ... transformer.
Claims (3)
前記ＤＣ電圧が充電対象電池の充電上限電圧に等しくなるよう前記出力トランス一次側の制御器にフィードバックするフィードバック手段を設けるとともに、そのフィードバックされた出力トランス二次側のＤＣ電圧とリチウムイオン電池との間に直列に電流制御素子を設け、検出される充電電流が指令値と等しくなるように前記電流制御素子の導通度を制御する信号を前記電流制御素子の制御信号とすることを特徴とするリチウムイオン電池の充電制御回路。 In a charge control circuit for a lithium ion battery that uses the rectified and smoothed DC voltage on the secondary side of the output transformer of the AC / DC converter as a power source for charging the lithium ion battery and a controller,
Feedback means is provided for feeding back to the controller on the primary side of the output transformer so that the DC voltage becomes equal to the charging upper limit voltage of the battery to be charged, and the DC voltage on the secondary side of the output transformer and the lithium ion battery A current control element provided in series therebetween, and a signal for controlling the conductivity of the current control element so that a detected charging current is equal to a command value is used as a control signal for the current control element Ion battery charge control circuit.
The charge control circuit for a lithium ion battery according to claim 1, wherein the current control element is a p-channel FET.
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