JP2005159585A - Optimum detector for receiver with high phase noise resistance - Google Patents
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 48
- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims abstract description 28
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 20
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 24
- 238000009826 distribution Methods 0.000 abstract description 12
- 238000012545 processing Methods 0.000 abstract description 6
- 230000006870 function Effects 0.000 description 25
- 238000000034 method Methods 0.000 description 18
- 239000000047 product Substances 0.000 description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 8
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 5
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 4
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 4
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 239000013589 supplement Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
本発明は、ディジタル通信の分野において、複素平面上にある２次元の信号点配置として表現され伝送される信号を受信するにあたり、改善された雑音分布モデルから導かれる信号処理方式を用いた位相雑音耐性の高い受信装置用の最適検波器に関する。 In the field of digital communication, the present invention relates to phase noise using a signal processing method derived from an improved noise distribution model when receiving a signal that is expressed and transmitted as a two-dimensional signal point arrangement on a complex plane. The present invention relates to an optimum detector for a receiving device having high tolerance.
ディジタル通信の分野において、送信シンボルは、振幅と位相を２つの軸とする複素平面上にある２次元の信号点配置として表現され伝送される。このため、ディジタル通信の分野において、送信器と受信器間の同期を確立し、位相に関する誤差を抑制することは、誤り率を抑制する上で重要である。しかし、あらゆる通信システムにおいて、通信路の不確定性と装置の不完全性による同期誤差が存在し、特に、高速通信を実現する上で、この同期誤差の影響は顕著である。 In the field of digital communication, a transmission symbol is expressed and transmitted as a two-dimensional signal point arrangement on a complex plane having two axes of amplitude and phase. For this reason, in the field of digital communication, establishing synchronization between the transmitter and the receiver and suppressing errors related to the phase are important for suppressing the error rate. However, in any communication system, there is a synchronization error due to the uncertainty of the communication path and the incompleteness of the device. In particular, the effect of this synchronization error is significant in realizing high-speed communication.
同期には、周波数同期、タイミング同期、そして位相同期などがある。これらの同期方式を用いた受信装置の場合、既知のパイロット信号を送信し、受信機側でこれを受信し、受信したパイロット信号に同期させることによって、受信側を送信機側に同期する様設定される。このようにパイロット信号を用いて同期を実現する方法は、パイロット同期方式と呼ばれることが多い。 Synchronization includes frequency synchronization, timing synchronization, and phase synchronization. In the case of a receiver using these synchronization methods, a setting is made so that the receiver side is synchronized with the transmitter side by transmitting a known pilot signal, receiving it on the receiver side, and synchronizing it with the received pilot signal. Is done. Such a method for realizing synchronization using a pilot signal is often called a pilot synchronization method.
上記のパイロット同期方式は実用できる程度の精度で同期をとることが可能である。しかし、要求される誤差が従来よりもかなり小さい場合には、通信路の不確定性と同期装置の不完全性により、要求される値よりも小さい値に収めることができない場合がある。しかし、実用性を無視すればこの問題は、より多数のパイロット信号を使用することにより解決できることが知られている。これは、一般に、パイロット信号の数を増加させることにより、より高精度の同期が達成されるからである。しかし、一般に、不偏推定量の推定分散の最小値であるクラメール・ラオの下界を小さくするには、標本数（つまりパイロット信号数）を増加させなければならない。例えば、高精度の同期を実現しようとして、上記の下界を１０分の１にするためには、パイロット信号数を１０倍にしなければならない。このように、伝送される信号におけるパイロット信号の比率が増加することになり、急速に情報ビットのスループットが低下してしまうことになる。 The pilot synchronization method described above can be synchronized with a precision that is practical. However, when the required error is considerably smaller than the conventional one, it may not be possible to keep the value smaller than the required value due to the uncertainty of the communication path and the imperfection of the synchronization device. However, if practicality is ignored, it is known that this problem can be solved by using a larger number of pilot signals. This is because, generally, more accurate synchronization is achieved by increasing the number of pilot signals. However, in general, the number of samples (that is, the number of pilot signals) must be increased in order to reduce the lower bound of the Kramer Rao, which is the minimum value of the estimated variance of the unbiased estimator. For example, in order to achieve high-precision synchronization and to reduce the lower bound to 1/10, the number of pilot signals must be increased 10 times. Thus, the ratio of the pilot signal in the transmitted signal increases, and the throughput of information bits rapidly decreases.
図９は、一般的な受信装置におけるコヒーレント復調方式の受信装置のブロック図を示す。 FIG. 9 is a block diagram of a coherent demodulation type receiving apparatus in a general receiving apparatus.
電圧Ｓk（ｋ＝１、２、３、・・・Ｋ）の送信信号列を、時間Ｔsごとに時間ＫＴsにわたってＡＷＧＮ（AdditiveWhite Gaussian Noise 重ね合わせのできるガウス関数型ノイズ）のある伝送線路で伝送する。受信した信号Ｚ（ｔ）は、整合ろ波器（マッチドフィルタ）により、Ｓ／Ｎ比を最大にするように送信パルスに整合され、時間ｋＴsにわたってＴsごとにサンプリングされる。このとき、受信信号電圧をサンプリングした受信サンプル値をＲkとすると、これは次式となる。但し、ここでは、説明を簡単にするため、伝送から受信に至る間の減衰は無いものとする。 Transmission line having a transmission signal string of voltage S k (k = 1, 2, 3,... K) with AWGN (Additive White Gaussian Noise superposed on Gaussian function noise) over time KT s every time T s Transmit with. The received signal Z (t) is matched to the transmission pulse by a matched filter (matched filter) so as to maximize the S / N ratio, and is sampled every T s over a time kT s . At this time, if the received sample value obtained by sampling the received signal voltage is R k , this is given by the following equation. However, here, in order to simplify the explanation, it is assumed that there is no attenuation from transmission to reception.
Φkは上記ＰＬＬのトラッキングエラーによる位相誤差、
Φikは、上記のＰＬＬ入力信号における位相であり、
Φokは、上記のＰＬＬ出力信号における位相であり、
Ｎkは雑音電圧信号成分である。雑音電圧信号Ｎkは平均０Ｖ、分散σn 2のＡＷＧＮ伝送路である。また、これをＮ0を導入してＮ0／２＝σn 2とする。
（Ｎ0は雑音電力スペクトラム密度）
Φ k is a phase error due to the tracking error of the PLL,
Φ ik is the phase in the above PLL input signal,
Φ ok is the phase in the above PLL output signal,
N k is a noise voltage signal component. The noise voltage signal N k is an AWGN transmission line having an average of 0 V and a variance σ n 2 . Further, this was introduced the N 0 and N 0/2 = σ n 2 .
(N 0 is noise power spectrum density)
上記のパイロット同期方式では、同期回路が用いられる。一般的な同期回路として、図１に示す位相同期回路（Phase-Locked Loop：ＰＬＬ）がある。図１に示すように、ＰＬＬは、ＰＬＬの入力にあたる位相検波器（PhaseDetector：ＰＤ）、電圧制御発振器（Voltage-Controlled Oscillator：ＶＣＯ）、及び低域通過フィルタ（Low PassFilter：ＬＰＦ）からなる負帰還ループにより構成される。ＰＬＬにＶＣＯの発振周波数とわずかに異なった周波数の信号を入力すると、ＶＣＯはＰＤ入力の位相差を減少させるようにＶＣＯの周波数と位相を変化させる。ループが同期（又はロック）しているとき、ＶＣＯの周波数は入力の周波数に等しくなり、同時に、出力信号の位相も入力信号の位相に同期する。図１においてΦiはＰＬＬ入力信号、ΦoはＰＬＬ出力信号である。
前記の、ＰＬＬの出力Ｒkは、ビタビ復号器などに入力され復号に使用される。
In the pilot synchronization method described above, a synchronization circuit is used. As a general synchronizing circuit, there is a phase-locked loop (PLL) shown in FIG. As shown in FIG. 1, the PLL is a negative feedback composed of a phase detector (PD), a voltage-controlled oscillator (VCO), and a low-pass filter (LPF), which are inputs of the PLL. Consists of loops. When a signal having a frequency slightly different from the oscillation frequency of the VCO is input to the PLL, the VCO changes the frequency and phase of the VCO so as to reduce the phase difference of the PD input. When the loop is synchronized (or locked), the VCO frequency is equal to the input frequency, and at the same time, the phase of the output signal is also synchronized to the phase of the input signal. In FIG. 1, Φi is a PLL input signal, and Φo is a PLL output signal.
The PLL output R k is input to a Viterbi decoder or the like and used for decoding.
上記の様に、あらゆる通信システムにおいて、通信路の不確定性と装置の不完全性による同期誤差が存在し、高速通信を実現する上で、この同期誤差の影響を抑制することは重要である。しかし、これまで、同期誤差がある場合の、直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）の多値変調方式の最適な検波方法は導出されておらず、最尤復号を行なうためにＡＷＧＮ通信路を前提としたブランチメトリックが代用されてきた。 As described above, in any communication system, there is a synchronization error due to channel uncertainty and device imperfection, and it is important to suppress the influence of this synchronization error in realizing high-speed communication. . However, until now, the optimal detection method of the quadrature amplitude modulation (QAM) multi-level modulation method when there is a synchronization error has not been derived, and an AWGN communication channel is used for maximum likelihood decoding. The assumed branch metric has been substituted.
上記の様に、通信路の不確定性と装置の不完全性による同期誤差の影響を抑制することは、高速通信を実現する上で重要である。しかし、これまで、同期誤差がある場合の直交振幅変調の多値変調方式の最適な検波方法は、導出されておらず、ＡＷＧＮ通信路を前提としたブランチメトリックが代用されてきた。そのため、同期誤差を有するシステムでは本来の最適検波方式のシステムに対して性能劣化が生じている。本発明では、最適検波方法を解析的に導出し、上記の性能劣化のない受信装置を提案している。 As described above, suppressing the influence of the synchronization error due to the uncertainty of the communication path and the incompleteness of the apparatus is important in realizing high-speed communication. However, until now, the optimum detection method of the multi-level modulation method of quadrature amplitude modulation when there is a synchronization error has not been derived, and a branch metric based on the AWGN channel has been substituted. For this reason, in a system having a synchronization error, the performance is deteriorated as compared with the original optimum detection system. In the present invention, an optimal detection method is analytically derived, and a receiving apparatus without the above performance degradation is proposed.
この発明は、同期誤差がある場合を想定した、直交振幅変調の多値変調方式の最適な検波方法を導出して、この検波方法を受信装置に適用したので、高速通信においても同期誤差による影響が抑制された受信装置を実現できる。 The present invention derives the optimum detection method of the multi-level modulation method of quadrature amplitude modulation assuming that there is a synchronization error, and applied this detection method to the receiving apparatus. Can be realized.
本発明の骨子は、次の点にある。
１）まず、受信サンプル値の列Ｒk（ｋ＝１、２、３、・・・Ｋ）に関して、送信信号列Ｓk（ｋ＝１、２、３、・・・Ｋ）と位相誤差Φkとの尤度を、位相推定誤差Φkの確率密度関数であるティコノフ分布ｐφ（Φk）を用いて平均化処理することで、位相誤差Φkに依存しない最適尤度関数を解析的に導出する。
２）その最適尤度関数に基づいて、位相雑音耐性の高い受信装置用の最適検波器を実現する事である。これを実現するために、従来にないブランチメトリック算出方法を提案し、さらに、この算出方法を用いた最適検波器の実現法を提示する。
The gist of the present invention is as follows.
1) First, regarding the received sample value sequence R k (k = 1, 2, 3,... K), the transmission signal sequence S k (k = 1, 2, 3,... K) and the phase error Φ. the likelihood of a k, by averaging processing by using the phase estimated error [phi k of the probability density function is a Tikonofu distribution p φ (Φ k), analytical optimum likelihood function that is independent of the phase error [phi k To derive.
2) Based on the optimal likelihood function, an optimal detector for a receiving device having high resistance to phase noise is realized. In order to realize this, an unprecedented branch metric calculation method is proposed, and a method for realizing an optimum detector using this calculation method is presented.
また、一般に、位相雑音は、入力信号の位相と出力信号の位相のずれから定義されるが、上記のＰＬＬを用いた場合には、自然な通信路の条件でチィコノフ分布の位相雑音になることが知られている。 In general, the phase noise is defined by the difference between the phase of the input signal and the phase of the output signal. However, when the above-described PLL is used, the phase noise of the Tyconoff distribution may be obtained under natural communication channel conditions. It has been known.
コスタスループ等でのＰＬＬでは、非特許文献１に報告されているように、位相誤差Φkは、次式のティコノフ（Tikhonov）分布、ｐφ（Φk）、でよくモデル化できることが知られている。 As reported in Non-Patent Document 1, in a PLL using a Costas loop or the like, it is known that the phase error Φ k can be well modeled by the following Tikhonov distribution, p φ (Φ k ). ing.
σΦは、ＰＬＬの同期のずれの分散であり、同時に位相ノイズの標準偏差である。
[sigma] [ Phi] is the dispersion of the PLL synchronization deviation and at the same time the standard deviation of the phase noise.
一般に、位相誤差Φkがある場合の、送信信号Ｓkに対して受信信号Ｒkを対応させる尤度関数は、位相誤差Φkの関数である条件付確率を位相誤差Φkの確率密度関数を用いて平均化したもので、数３で与えられる。 In general, when there is a phase error [Phi k, the likelihood function that corresponds to the received signal R k to the transmission signal S k is the probability density function of the phase error [Phi phase error conditional probability is a function of k [Phi k And is given by the following equation (3).
数４を用いて数３を整理すると、
Using Equation 4 to organize Equation 3,
ブランチメトリックは尤度関数の自然対数として定義される。但し、結果として得られるブランチメトリックの定数項は、その後の復号器の結果に影響を与えないので省略する。その結果、最適検波器出力のブランチメトリック、λopt k、は次式で与えられる。 The branch metric is defined as the natural logarithm of the likelihood function. However, the constant term of the branch metric obtained as a result is omitted because it does not affect the result of the subsequent decoder. As a result, the branch metric of the optimum detector output, λ opt k , is given by
Ｓkは、送信信号列（Ｓk）に対応した複素数であり、
σnは、ＡＷＧＮ伝送路の雑音電圧信号の分散であり、
σφは、ＰＬＬ出力の位相雑音Φkの分散であり、
Ｒk *は、受信信号列（Ｒk）に対応した共役複素数であり、
Ｒｅは実数部を表し、Ｉｍは虚数部であり、
Ｉ0（ｘ）は０次の第１種修正ベッセル関数を表す。
S k is a complex number corresponding to the transmission signal sequence (S k ),
σ n is the variance of the noise voltage signal on the AWGN transmission line,
σ φ is the variance of the phase noise Φ k of the PLL output,
R k * is a conjugate complex number corresponding to the received signal sequence (R k ),
Re represents the real part, Im is the imaginary part,
I 0 (x) represents a zeroth-order first-type modified Bessel function.
上式を基に回路装置を構成する上での主要な発明は、位相誤差分散推定器と通信路雑音分散推定器である。これらの推定器は、例えば、図２のようなパイロット信号＜Ｐ＞と情報信号＜Ｓ＞からなるデータフレームを用いて動作する。 The main inventions in configuring the circuit device based on the above equation are the phase error variance estimator and the channel noise variance estimator. These estimators operate using, for example, a data frame composed of a pilot signal <P> and an information signal <S> as shown in FIG.
送信側でのチャネルコーディング後の変調されたシンボルのブロックを、＜Ｓ＞＝｛Ｓ1、・・・、ＳL｝、とする。Ｌは、例えば、ターボコードのインターリーバの長さである。そのブロックの中でｋ番目の信号を、複素数のＳkで表す。そして、パイロット信号を情報シンボル系列＜Ｓ＞に続いて送信する。例えば、送信側のパイロット信号を＜Ｐ＞＝｛Ｐ1、・・・、ＰK｝、Ｋはパイロットシンボル数、とすると、受信側においては送信パイロット信号の平均パワーをＷp＝（１／Ｋ）Σ｜Ｐk｜2として計算できる。 Let the block of modulated symbols after channel coding at the transmitting side be <S> = {S 1 ,..., S L }. L is, for example, the length of the turbo code interleaver. The k-th signal in the block is represented by a complex number S k . Then, the pilot signal is transmitted following the information symbol sequence <S>. For example, if the pilot signal on the transmission side is <P> = {P 1 ,..., P K }, and K is the number of pilot symbols, the average power of the transmission pilot signal on the reception side is W p = (1 / K) It can be calculated as Σ | Pk | 2 .
なお、本発明では通信路の変動はデータフレーム長に比して緩慢であると仮定する。通常この仮定は、データ伝送速度が通信路変動に対して十分に速い場合にも適用できる。実際の多くのシステムでは、この仮定がなされている。ここでもそれと同様に、パイロット信号で推定された通信路のパラメータは、パイロット信号に追随するデータ信号において１データフレームに渡って変動しないものとして用いる。 In the present invention, it is assumed that the fluctuation of the communication path is slower than the data frame length. Usually, this assumption is applicable even when the data transmission rate is sufficiently high with respect to channel fluctuation. In many real systems, this assumption is made. In this case as well, the channel parameter estimated by the pilot signal is used on the assumption that the data signal following the pilot signal does not vary over one data frame.
以下では、位相誤差分散推定器と通信路雑音分散推定器、それぞれの推定器での分散の算出法と構成について説明する。 In the following, a phase error variance estimator and a channel noise variance estimator, and a variance calculation method and configuration in each estimator will be described.
まず、通信路雑音分散推定に関しては、以下のようにする。送信信号Ｐkは、同相成分Ｉと直行成分Ｑとからなる信号空間ダイアグラム（複素平面）上において、図３に示すように位相雑音と、数１のＮkで表されるＡＷＧＮの影響を受けることに着目する。ここで、ＡＷＧＮはＰkを中心として均等な確率密度関数にしたがって分布するため、原点と送信信号点を結ぶ直線状で、その分布の大きさを測定することができる。また、位相誤差はその性質上、原点と信号点による円周上で、その大きさを測定できる。このとき、図ではある程度位相誤差を強調して記したが、実際には位相誤差は送信信号の振幅に比して十分小さいと仮定できることを考慮すると、位相誤差とＡＷＧＮは直交しているものとして扱える。すなわち、位相誤差とＡＷＧＮの分散を独立に算出することが可能となる。よって、パイロット信号と受信信号から、伝送路の雑音、すなわちＡＷＧＮの分散、が次式で算出できることになる。 First, channel noise variance estimation is performed as follows. The transmission signal P k is affected by phase noise and AWGN represented by N k in Equation 1 on a signal space diagram (complex plane) composed of an in-phase component I and an orthogonal component Q as shown in FIG. Focus on that. Here, since AWGN is distributed according to a uniform probability density function centered on P k , the size of the distribution can be measured in a straight line connecting the origin and the transmission signal point. In addition, due to its nature, the magnitude of the phase error can be measured on the circumference of the origin and the signal point. At this time, the phase error is emphasized to some extent in the figure, but in consideration of the fact that the phase error can be assumed to be sufficiently smaller than the amplitude of the transmission signal, the phase error and AWGN are assumed to be orthogonal. Can handle. That is, it is possible to calculate the phase error and the AWGN variance independently. Therefore, transmission line noise, that is, AWGN variance, can be calculated from the pilot signal and the received signal by the following equation.
また、位相誤差推定に関しては、ＰＬＬの性能を解析的に表せることを利用して求める。通常、ＰＬＬのＬＰＦ（ローパスフィルタ）には２次系のフィルタが使用され、ＰＬＬ出力の位相雑音Φｏの分散σΦ 2はＬＰＦの伝達関数Ｈ（ｊω）を用いて次式で得られる。 Further, the phase error estimation is obtained by using the fact that the performance of the PLL can be expressed analytically. Usually, a second-order filter is used for the LPF (low-pass filter) of the PLL, and the variance σ Φ 2 of the phase noise Φo of the PLL output is obtained by the following expression using the transfer function H (jω) of the LPF.
以上より、位相誤差はパイロット信号を用いることなく、予め設計されたＰＬＬの性能によって算出される。なお、ＬＰＦの伝達関数は図４に示すような特性を有する。 As described above, the phase error is calculated based on the performance of the PLL designed in advance without using the pilot signal. The transfer function of the LPF has characteristics as shown in FIG.
以上のようにして、通信路雑音の分散と位相誤差の分散を算出することができる。これまで、これらのパラメータを受信装置に用いて位相雑音耐性を向上させる方法は提案されていない。以下では、これらのパラメータを実際に利用することで大幅な性能改善が得られることを示す。 As described above, the variance of the channel noise and the variance of the phase error can be calculated. Until now, no method has been proposed for improving the resistance to phase noise by using these parameters in a receiving apparatus. In the following, it is shown that a significant performance improvement can be obtained by actually using these parameters.
また、本発明ではパイロット信号を使用するが、本発明で用いるパイロット信号は通常のシステムでは改めて準備する必要がない。これは、通常のコヒーレント通信では同期補足のために送受信間で既知のパイロット信号系列が既に用意されているためである。本発明における位相誤差分散推定器と通信路雑音分散推定器においては、そのパイロット信号系列を利用することができる。したがって、本発明に係わる装置においては、新たなパイロット信号を導入する必要はない。また、通常、パイロット信号の伝送においてはＢＰＳＫ（２値位相変調）などの単純且つ均一な瞬時電力を有する変調方式が用いられる。 Moreover, although a pilot signal is used in the present invention, the pilot signal used in the present invention does not need to be prepared again in a normal system. This is because, in normal coherent communication, a known pilot signal sequence is already prepared between transmission and reception for synchronization supplement. In the phase error variance estimator and the channel noise variance estimator in the present invention, the pilot signal sequence can be used. Therefore, in the apparatus according to the present invention, it is not necessary to introduce a new pilot signal. In addition, a modulation method having simple and uniform instantaneous power such as BPSK (binary phase modulation) is usually used for transmission of pilot signals.
以下に、この発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下の説明においては、同じ機能あるいは類似の機能をもった装置に、特別な理由がない場合には、同じ符号を用いるものとする。先ず本発明の実施例を図５を用いて説明する。 Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In the following description, devices having the same function or similar functions are denoted by the same reference numerals unless there is a special reason. First, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
図１０は、本発明を適用するシステム全体の構成を示す。送信側では、情報データを符号化部１０１で符号化し、変調部１０２で変調した後、伝送路に送出される。図１１には、電波で送信し伝送路として自由空間を用いる場合が記載されているが、電線でも光ファイバーでも用いることが出来ることは、明らかである。また、受信側では、受信した信号を復調部１０３で復調し、同期部１０４で同期をとった後、復号化部１０５で復号データにするものである。 FIG. 10 shows the configuration of the entire system to which the present invention is applied. On the transmission side, the information data is encoded by the encoding unit 101, modulated by the modulation unit 102, and then transmitted to the transmission path. Although FIG. 11 shows a case where a free space is used as a transmission path transmitted by radio waves, it is clear that it can be used with either an electric wire or an optical fiber. On the receiving side, the received signal is demodulated by the demodulating unit 103, synchronized by the synchronizing unit 104, and then decoded by the decoding unit 105.
図１１は、特に復号化部１０５のより詳しい構成を示すブロック図である。この復号化部１０５では、同期部１０４から出力された同期部出力データから、ブランチメトリック計算部１０５−１でブランチメトリックを計算し、復号アルゴリズム適用部１０５−２で、このブランチメトリックを復号アルゴリズムに用いて復号データを得る。本発明は、特に、ブランチメトリック計算部に関している。また、上記の復号アルゴリズムとしては、畳込み符号、ブロック符号、ターボ符号、低密度パリティ検査符号、などのすべての通信路情報を利用する復号アルゴリズムを対象とすることができる。 FIG. 11 is a block diagram showing a more detailed configuration of the decoding unit 105 in particular. In the decoding unit 105, the branch metric calculation unit 105-1 calculates a branch metric from the synchronization unit output data output from the synchronization unit 104, and the decoding algorithm application unit 105-2 converts the branch metric into a decoding algorithm. To obtain decoded data. The present invention particularly relates to a branch metric calculation unit. The decoding algorithm can be a decoding algorithm that uses all channel information such as a convolutional code, a block code, a turbo code, and a low density parity check code.
図５は、位相雑音耐性の高い受信装置用の最適検波器の第１の実施例であり、解析的に導出された式を忠実に実装する構造を採るものである。主な手段としては、受信信号Ｒkと送信候補シンボルＳkに対して、通信路雑音分散推定器１５、位相誤差分散推定器１４、ブランチメトリック計算のための平方根をとる演算部９、逆数をとる演算部１３、１６、そして０次の第１種修正ベッセル関数の対数計算をとる演算部１１などを備えている。この構成により、ティコノフ分布の位相誤差の影響に対し最良の性能を発揮するブランチメトリックを算出することができるので、多値変調方式を採用することが容易となり、高速通信を実現することが可能となる。 FIG. 5 shows a first embodiment of an optimum detector for a receiving apparatus having high phase noise tolerance, and adopts a structure in which an analytically derived expression is faithfully mounted. As main means, for the received signal R k and the transmission candidate symbol S k , a channel noise variance estimator 15, a phase error variance estimator 14, an arithmetic unit 9 for taking a square root for branch metric calculation, and an inverse number And arithmetic units 11 and 16 that perform logarithmic calculation of the zeroth-order first-type modified Bessel function. With this configuration, it is possible to calculate a branch metric that exhibits the best performance against the influence of the phase error of the Tikonov distribution, making it easy to adopt a multi-level modulation method and realizing high-speed communication. Become.
図５において、既によく知られた方法により信号空間ダイアグラム上の点Ｒkとして表現された受信信号について、
１）複素共役演算部１においてその複素共役をとる。
２）この複素共役には、送信候補シンボルＳkに対応する複素数を乗じる演算部２で乗じた後、
３）この値から、実数部分をとる演算部３においてその実数部分をとり、
４）虚数部分をとる演算部４において虚数部分をとる。
５）上記の実数部分には、通信路雑音分散推定器１５の出力の２乗との位相誤差分散推定器１４の出力の逆数の２乗との積を加える。
６）このように処理された実数部分の５）の結果、あるいは、先の虚数部分４の結果は、それぞれ２乗演算部６あるいは７によりそれぞれの値の２乗をとる。
７）次に、和をとる演算部８で、このそれぞれの値の２乗の和をとり、
８）平方根をとる演算部９で、その平方根をとる。
９）この平方根の値には、通信路雑音分散推定器１５の出力の２乗の逆数を加え、
１０）ベッセル関数の対数値をとる演算部１１でベッセル関数の対数値をとり、その値を出力する。この値は、ブランチメトリックの値そのものではないが、後に説明するように、ブランチメトリックとして用いて復号を行うことが出来るので、ここでは、この値もブランチメトリックとしている。
In FIG. 5, for a received signal represented as a point R k on the signal space diagram by a well-known method,
1) The complex conjugate calculation unit 1 takes the complex conjugate.
2) After multiplying this complex conjugate by the arithmetic unit 2 that multiplies the complex number corresponding to the transmission candidate symbol S k ,
3) From this value, the arithmetic part 3 taking the real part takes the real part,
4) Take the imaginary part in the arithmetic unit 4 that takes the imaginary part.
5) The product of the square of the output of the channel noise variance estimator 15 and the square of the inverse of the output of the phase error variance estimator 14 is added to the real part.
6) The result of the real part 5) processed as described above or the result of the previous imaginary part 4 is squared by the square calculation unit 6 or 7, respectively.
7) Next, the arithmetic unit 8 for calculating the sum takes the sum of the squares of these values,
8) The square root is obtained by the calculation unit 9 for taking the square root.
9) Add to this square root value the reciprocal of the square of the output of the channel noise variance estimator 15;
10) The operation unit 11 for taking the logarithmic value of the Bessel function takes the logarithmic value of the Bessel function and outputs the value. Although this value is not the branch metric value itself, it can be decoded using the branch metric, as will be described later. Therefore, this value is also used here as the branch metric.
ブランチメトリックが明らかな場合に、トレリス線図に沿って、このブランチメトリックからその累積値であるパスメトリックを算出し、パスメトリックが最も小さくなるように送信信号を推定することは、すでによく知られている。 When the branch metric is clear, it is already well known to calculate the accumulated path metric from this branch metric along the trellis diagram and estimate the transmitted signal so that the path metric is the smallest. ing.
図６は、位相雑音耐性の高い受信装置用の最適検波器の第２の実施例を示すブロック図である。これは、上記の第１の実施例の検波器におけるベッセル関数の対数値をとる演算部１１を省略した構成に対応している。このように省略できるのは、０次の第１種修正ベッセル関数の対数について次式がなりたつためである。 FIG. 6 is a block diagram showing a second embodiment of the optimum detector for a receiving apparatus having high phase noise tolerance. This corresponds to a configuration in which the calculation unit 11 that takes the logarithmic value of the Bessel function in the detector of the first embodiment is omitted. The reason why this can be omitted is that the following equation is formed for the logarithm of the zeroth-order first-type modified Bessel function.
数１３の第１項の定数項、および、第２項の比例定数については、トレリス線図に沿って、このブランチメトリックからその累積値であるパスメトリックを算出し、パスメトリックが最も小さくなるように送信信号を推定する場合の結果には影響を与えないので、第２項の最も外側の括弧の項について演算すればよいことが分かる。この図６の構成により、上記した第１の実施例の最適検波器に比べて、僅かに誤り率が増加するが、ほぼ同等の性能を発揮する検波器を容易に実現することが可能となる。また、この構成では、所要計算量と所要メモリ量を低減することができる、という特徴がある。 For the constant term of the first term and the proportionality constant of the second term in Equation 13, the path metric that is the cumulative value is calculated from this branch metric along the trellis diagram so that the path metric becomes the smallest. Since it does not affect the result when the transmission signal is estimated, it is understood that the outermost parenthesis term of the second term may be calculated. With the configuration shown in FIG. 6, the error rate is slightly increased as compared with the optimum detector of the first embodiment described above, but it is possible to easily realize a detector that exhibits almost the same performance. . In addition, this configuration has a feature that the required calculation amount and the required memory amount can be reduced.
図８は、位相雑音耐性の高い受信装置用の最適検波器の第３の実施例を示すブロック図である。これは、通常のＡＷＧＮ通信路に最適化された検波器と同様の構成を採り、位相誤差成分を近似的に算出するための通信路推定器を具備するものである。この簡単な構成により、通常のＡＷＧＮ検波器と同等の実装コストで、上記の第１あるいは第２の実施例の構成に近い性能を実現することが可能になる。また、この図８の構成は、図５、図６の構成とは、異なる部分が多いので以下に詳しく説明する。 FIG. 8 is a block diagram showing a third embodiment of the optimum detector for a receiving apparatus having high phase noise tolerance. This employs a configuration similar to a detector optimized for a normal AWGN communication channel, and includes a communication channel estimator for approximately calculating a phase error component. With this simple configuration, it is possible to realize performance close to the configuration of the first or second embodiment described above at a mounting cost equivalent to that of a normal AWGN detector. The configuration of FIG. 8 is different from the configurations of FIGS. 5 and 6 and will be described in detail below.
受信信号Ｒkは、数１に示すように、信号空間ダイアグラムにおいて、原点を中心に回転され、ノイズが重畳された状態で受信される。ここで、数１のノイズ項を別にして、図３の信号点ＰkでのＩ成分、Ｑ成分は、ノイズにより同じ擾乱をうけるが、信号強度や回転角については、それぞれ異なった影響を受ける。また、受信信号は、それぞれの送信信号Ｓk点を中心に変動するので、数２で表される受信信号Ｒkを次式のように、送信シンボルＳk、と、信号点Ｓkでの法線方向と接線方向を新たな座標軸とする項、そして、ＡＷＧＮ信号Ｎkの３項に、分類する。 As shown in Equation 1, the received signal R k is rotated around the origin in the signal space diagram and is received with noise superimposed. Here, apart from the noise term of Equation 1, the I component and Q component at the signal point P k in FIG. 3 are subject to the same disturbance due to noise, but the signal strength and the rotation angle have different effects. receive. Further, since the received signal fluctuates around the respective transmission signal S k points, the received signal R k expressed by Equation 2 is changed to the transmission symbol S k and the signal point S k as shown in the following equation. The normal direction and the tangential direction are classified into a new coordinate axis, and the AWGN signal Nk is classified into three terms.
ここで、
ここで、
ここで、ＰSは送信信号の平均電力であり、ＰS＝Ｅ［｜Ｓk｜2］である。この方法による、位相誤差成分の分散を求めるための実装構成を図７に示す。 Here, P S is the average power of the transmission signal, and P S = E [| S k | 2 ]. FIG. 7 shows a mounting configuration for obtaining the variance of the phase error component by this method.
図７の構成では、送信候補シンボルＳkについて、
１）絶対値をとる演算部１７でその絶対値をとり
２）２乗をとる演算部１８で上記の１）の結果を２乗し、
３）積をとる演算部で、上記の２）の結果と位相誤差分散測定器２３からの位相誤差分散σΦ 2との積をとり、
４）擬似位相誤差分散推定値σΦ 2として出力するものである。
In the configuration of FIG. 7, for the transmission candidate symbol S k ,
1) The computing unit 17 that takes the absolute value takes the absolute value, 2) the computing unit 18 that takes the square squares the result of 1) above,
3) An arithmetic unit that takes a product takes the product of the result of 2) above and the phase error variance σ Φ 2 from the phase error variance measuring device 23;
4) Output as a pseudo phase error variance estimated value σ Φ 2 .
ここで、数１０の３項がそれぞれ統計的に独立であると仮定すると、確率密度関数は、それぞれガウス分布になるものとして、次のようになる。 Here, assuming that the three terms of Equation 10 are statistically independent, the probability density functions are assumed to be Gaussian distributions as follows.
ブランチメトリックとして、上式の自然対数をとった式は次式で表現される。
この簡易化検波回路の実装構成を図８に示す。図８に示す各ブロックにおいては、順次、次のような処理を行なう。
１）複素共役をとる演算部１で、受信した信号を信号空間ダイアグラムで表現した信号Ｒkの複素共役をとり、
２）送信候補シンボルに対応する複素数を乗じる演算部２で、送信候補シンボルＳkとの積をとる、
３）実数部分をとる演算部３で、上記の積の実部をとる。
４）送信候補シンボルについては、絶対値をとる演算部１７と２乗をとる演算部１８で、絶対値とその２乗を演算し、
５）積をとる演算部１９で、上記の４）の結果と位相誤差分散推定器２３からのσΦ 2との積をとり、
６）上記の５）の結果と通信路雑音分散推定器２４からのσn 2との和をとり、
７）逆数をとる演算部２１で、上記の６）の結果の逆数をとって、
８）和をとる演算部２２で、上記の７）の結果と上記の３）の結果との和をとってその値を出力する。
この値は、ブランチメトリックの値そのものではないが、上記の場合と同様に、ブランチメトリックとして用いて復号を行うことが出来るので、ここでは、この値もブランチメトリックとしている。その後、トレリス線図に沿って、このブランチメトリックからその累積値であるパスメトリックを算出し、パスメトリックが最も小さくなるように送信信号を推定する。なお、数１８は従来のＡＷＧＮ通信路のガウス雑音の分散項に位相誤差の分散項を加えた構成をしているため、最適検波器や準最適検波器に比べて、少ない計算量で実現できる。
The mounting configuration of this simplified detection circuit is shown in FIG. In each block shown in FIG. 8, the following processing is sequentially performed.
1) The arithmetic unit 1 taking a complex conjugate takes a complex conjugate of the signal R k representing the received signal in a signal space diagram,
2) the arithmetic unit 2 for multiplying a complex number corresponding to the transmission candidate symbol, taking the product of the transmission candidate symbol S k,
3) The arithmetic part 3 taking the real part takes the real part of the product.
4) For the transmission candidate symbol, the absolute value and its square are calculated by the calculation unit 17 that takes the absolute value and the calculation unit 18 that takes the square.
5) The computing unit 19 for taking the product takes the product of the result of 4) above and σΦ 2 from the phase error variance estimator 23;
6) Sum the result of 5) above and σ n 2 from the channel noise variance estimator 24;
7) In the arithmetic unit 21 that takes the reciprocal, the reciprocal of the result of 6) above is taken,
8) The summing operation unit 22 calculates the sum of the result of 7) and the result of 3) and outputs the sum.
Although this value is not the branch metric value itself, it can be decoded using the branch metric as in the case described above, so this value is also used as the branch metric here. Thereafter, along the trellis diagram, a path metric that is the cumulative value is calculated from this branch metric, and the transmission signal is estimated so that the path metric becomes the smallest. Since Equation 18 has a configuration in which the dispersion term of the phase error is added to the dispersion term of the Gaussian noise of the conventional AWGN channel, it can be realized with a small amount of calculation compared to the optimum detector and the sub-optimal detector. .
上記の第１、第２、あるいは第３の実施例において、ブランチメトリックを求めることは、一台のコンピュータを用いてプログラムによって演算処理することで可能であるが、それぞれのブロックをハードウェア演算装置を用いて処理することによっても可能である。これらの演算装置では、後段の復号器に出力するにあたっては、ブランチメトリックデータを記憶装置に記憶させておくことが望ましい。この構成により、検波器出力のデータを後段の復号器にデータの溢れなく転送することが可能となる。 In the first, second, or third embodiment, the branch metric can be obtained by performing arithmetic processing by a program using a single computer. It is also possible to process using In these arithmetic devices, it is desirable to store the branch metric data in the storage device when outputting to the subsequent decoder. With this configuration, it is possible to transfer the detector output data to the subsequent decoder without overflowing the data.
また、上記の様にブランチメトリックデータを記憶する記憶装置を設けた検波器において、インターリーバとでデインタリーバのための記憶装置と複数の要素復号器を用いて、要素復号器間で繰り返し復号を実行する構成を採ることができる。この構成により、検波器からのブランチメトリックを用いて、要素復号器で復号を行ない、その復号結果をインターリーバとデインタリーバを介して、事前信頼度として後段の要素復号器で利用することができる。また、これを複数回実行することができるので、復号性能を著しく向上させることが可能となる。 Further, in the detector provided with the storage device for storing the branch metric data as described above, the interleaver uses the storage device for the deinterleaver and a plurality of element decoders to repeatedly decode between the element decoders. A configuration to be executed can be adopted. With this configuration, the branch metric from the detector is used to perform decoding by the element decoder, and the decoding result can be used by the subsequent element decoder as the prior reliability via the interleaver and deinterleaver. . Further, since this can be executed a plurality of times, the decoding performance can be remarkably improved.
また、本発明は、多値変調方式にて変調された送信シンボルに対しても適用することができる。各送信候補シンボルの尤度を計算する構成を用いることによって、通信端末装置にて、多値変調方式にて誤り訂正符号化された信号に対する復号においてビット誤り率（BitError Rate：ＢＥＲ）を最良とする復号が実現される。 The present invention can also be applied to transmission symbols modulated by a multi-level modulation scheme. By using the configuration for calculating the likelihood of each transmission candidate symbol, the bit error rate (BER) is best in decoding of a signal error-correction-encoded by the multi-level modulation method in the communication terminal apparatus. Decoding is realized.
上記の説明では、ブランチメトリックを出力するものとしたが、受信信号の統計的性質を利用して、位相誤差成分の分散を計算し、出力することは、分散を求めるブロックにその出力部を設けることによって可能である。 In the above description, it is assumed that the branch metric is output. However, calculating and outputting the variance of the phase error component using the statistical properties of the received signal provides the output unit in the block for obtaining the variance. Is possible.
この構成により、受信信号から位相誤差成分の分散を計算することが可能となり、検波の計算に利用することでより精度の高い復号が可能となる。 With this configuration, it is possible to calculate the variance of the phase error component from the received signal, and it is possible to perform decoding with higher accuracy by using it for calculation of detection.
本発明は、ディジタル通信の分野において、複素平面上にある２次元の信号点配置として表現され伝送される信号を受信するにあたり、改善された雑音分布モデルから導かれる信号処理方式を用いて位相雑音耐性の高い受信装置用の最適検波器を提案している。上記の説明は、本発明の骨子を分かりやすく説明するために簡略化しており、本発明の全貌を説明するものでないことは明らかである。例えば、上記の説明で用いた検波器のブロック図と等価な構成によっても本発明と同じ処理を行うことは可能である。例えば、ブロック図を入れ替えて、全体としては等価な機能を持たせることができる。また、これらのいずれかのブロック間で本発明に影響を与えないような付加的な処理を行なうことは可能である。 The present invention, in the field of digital communication, uses a signal processing method derived from an improved noise distribution model to receive a phase noise that is expressed and transmitted as a two-dimensional signal point arrangement on a complex plane. An optimal detector for highly resistant receivers is proposed. The above description has been simplified for easy understanding of the gist of the present invention, and clearly does not explain the whole aspect of the present invention. For example, the same processing as that of the present invention can be performed by a configuration equivalent to the block diagram of the detector used in the above description. For example, the block diagrams can be exchanged to provide equivalent functions as a whole. Further, it is possible to perform additional processing between these blocks so as not to affect the present invention.
また、上記では、位相ノイズに重点をおいて説明したが、振幅の変化が緩慢な場合には、振幅変調をともなう多値変調方式にて変調された送信シンボルを用いるディジタル通信においても用いることができることは明らかである。 In the above description, the emphasis was placed on the phase noise. However, when the change in the amplitude is slow, the phase noise may be used in digital communication using a transmission symbol modulated by a multi-level modulation method with amplitude modulation. Obviously we can do it.
１ 複素共役をとる演算部
２ 送信候補シンボルに対応する複素数を乗じる演算部
３ 実数部分をとる演算部
４ 虚数部分をとる演算部
５ 和をとる演算部
６、７ 値の２乗をとる演算部
８ 和をとる演算部
９ 平方根をとる演算部
１０ 和をとる演算部
１１ ベッセル関数の対数値をとる演算部
１２ 積をとる演算部
１３ 逆数をとる演算部
１４ 位相誤差分散推定器
１５ 通信路雑音分散推定器
１６ 逆数をとる演算部
１７ 絶対値をとる演算部
１８ ２乗をとる演算部
１９ 積をとる演算部
２０ 和をとる演算部
２１ 逆数をとる演算部
２２ 和をとる演算部
２３ 位相誤差分散推定器
２４ 通信路雑音分散推定器
１０１ 符号化部
１０２ 変調部
１０３ 復調部
１０４ 同期部
１０５ 復号化部
１０５−１ ブランチメトリック計算部
１０５−２ 復号アルゴリズム適用部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Computation part which takes complex conjugate 2 Arithmetic part which multiplies complex number corresponding to transmission candidate symbol 3 Arithmetic part which takes real part 4 Arithmetic part which takes imaginary part 5 Arithmetic part 6 which takes sum 6, 7 Arithmetic part which takes the square of value 8 Arithmetic Operation Unit 9 Summing Square Operation Unit 10 Summing Operation Unit 11 Summation Operation Unit 11 Logarithm of Bessel Function 12 Product Operation Unit 13 Reciprocal Operation Unit 14 Phase Error Variance Estimator 15 Channel Noise Variance Estimator 16 Arithmetic Unit that Takes Reciprocal 17 Arithmetic Unit that Takes Absolute Value 18 Arithmetic Unit that Takes Square 19 Arithmetic Unit that Takes Product 20 Arithmetic Unit that Takes Sum 21 Arithmetic Unit that Takes Reciprocal 22 Arithmetic Unit That Takes Sum Variance estimator 24 Channel noise variance estimator 101 Encoder 102 Modulator 103 Demodulator 104 Synchronizer 105 Decoder 105-1 Branch metric calculator 105-2 Decoder Gorizumu application unit
Claims (4)
１）信号空間ダイアグラム上の点として表現された受信信号について、
２）上記の１）の受信信号の複素共役をとる演算部と、
３）上記の２）の結果に、送信候補シンボルに対応する複素数を乗じる演算部と、
４）上記の３）の結果の実数部分をとる演算部と、
５）上記の３）の結果の虚数部分をとる演算部と、
６）上記の実数部分には、通信路雑音分散推定器の出力の２乗との位相誤差分散推定器１４の出力の逆数の２乗との積を、加える演算部と、
７）上記の６）の結果と、上記の５）の結果の、それぞれの値の２乗をとるそれぞれの演算部と、
８）上記の７）の結果のそれぞれの値の２乗の和をとる演算部と、
９）上記の８）の結果の平方根をとる演算部と、
１０）上記の９）の結果の平方根の値に、通信路雑音分散推定器からの出力の２乗の逆数を加える演算部と、
１１）上記の１０）の結果のベッセル関数の対数値をとって、出力する演算部を備え、前記の出力をブランチメトリックと見なして、その値を用いてパスメトリックを算出し、パスメトリックが最も小さくなるように送信信号を推定することを特徴とする位相雑音耐性の高い受信装置用の最適検波器。 A pilot synchronous detector using a PLL circuit for demodulating a digital signal from a digital modulated signal having a baseband signal,
1) For a received signal expressed as a point on the signal space diagram:
2) an arithmetic unit that takes a complex conjugate of the received signal of 1) above;
3) A calculation unit that multiplies the result of 2) above by a complex number corresponding to the transmission candidate symbol;
4) An arithmetic unit that takes the real part of the result of 3) above,
5) An arithmetic unit that takes the imaginary part of the result of 3) above,
6) In the real part, an arithmetic unit for adding a product of the square of the output of the channel noise variance estimator and the square of the reciprocal of the output of the phase error variance estimator 14;
7) Each calculation unit that takes the square of each value of the result of 6) and the result of 5),
8) An arithmetic unit that takes the sum of the squares of the respective values of the result of 7) above,
9) An arithmetic unit that takes the square root of the result of 8) above,
10) An arithmetic unit that adds the reciprocal of the square of the output from the channel noise variance estimator to the square root value of the result of 9) above,
11) An arithmetic unit that takes the logarithmic value of the Bessel function as a result of the above 10) and outputs the result, regards the output as a branch metric, calculates the path metric using the value, and the path metric is the most An optimum detector for a receiving apparatus having high resistance to phase noise, characterized in that a transmission signal is estimated to be small.
１）信号空間ダイアグラム上の点として表現された受信信号について、
２）上記の１）の受信信号の複素共役をとる演算部と、
３）上記の２）の結果に、送信候補シンボルに対応する複素数を乗じる演算部と、
４）上記の３）の結果の実数部分をとる演算部と、
５）上記の３）の結果の虚数部分をとる演算部と、
６）上記の実数部分には、通信路雑音分散推定器の出力の２乗との位相誤差分散推定器１４の出力の逆数の２乗との積を、加える演算部と、
７）上記の６）の結果と、上記の５）の結果の、それぞれの値の２乗をとるそれぞれの演算部と、
８）上記の７）の結果のそれぞれの値の２乗の和をとる演算部と、
９）上記の８）の結果の平方根をとる演算部と、
１０）上記の９）の結果の平方根の値に、通信路雑音分散推定器からの出力の２乗の逆数を出力する演算部を備え、前記の出力をブランチメトリックとみなして、その値を用いてパスメトリックを算出し、パスメトリックが最も小さくなるように送信信号を推定することを特徴とする位相雑音耐性の高い受信装置用の最適検波器。 A pilot synchronous detector using a PLL circuit for demodulating a digital signal from a digital modulation signal having a baseband signal,
1) For a received signal expressed as a point on the signal space diagram:
2) an arithmetic unit that takes a complex conjugate of the received signal of 1) above;
3) A calculation unit that multiplies the result of 2) above by a complex number corresponding to the transmission candidate symbol;
4) An arithmetic unit that takes the real part of the result of 3) above,
5) An arithmetic unit that takes the imaginary part of the result of 3) above,
6) In the real part, an arithmetic unit for adding a product of the square of the output of the channel noise variance estimator and the square of the reciprocal of the output of the phase error variance estimator 14;
7) Each calculation unit that takes the square of each value of the result of 6) and the result of 5) above,
8) An arithmetic unit that takes the sum of the squares of the respective values of the result of 7) above,
9) An arithmetic unit that takes the square root of the result of 8) above,
10) An arithmetic unit that outputs the reciprocal of the square of the output from the channel noise variance estimator is added to the square root value of the result of 9) above, and the output is regarded as a branch metric and the value is used. An optimum detector for a receiving device with high phase noise resistance, wherein a path metric is calculated and a transmission signal is estimated so that the path metric is minimized.
１）受信した信号を信号空間ダイアグラムで表現した信号の複素共役をとる演算部と、
２）送信候補シンボルとの積をとる演算部と、
３）上記の積の実部をとる演算部と
４）送信候補シンボルについては、絶対値とその２乗をとるそれぞれの演算部と、
５）上記の４）の結果と位相誤差分散推定器からの位相誤差分散値の２乗との積をとる演算部と、
６）上記の５）の結果と通信路雑音分散推定器からの通信路雑音分散値の２乗との和をとる演算部と、
７）上記の６）の結果の逆数をとる演算部と、
８）上記の７）の結果と上記の３）の結果との和をとった値を出力する演算部とを備え、
前記の出力をブランチメトリックとみなして、トレリス線図に沿って、上記のブランチメトリックを見なしてパスメトリックを算出し、パスメトリックが最も小さくなるように送信信号を推定することを特徴とする位相雑音耐性の高い受信装置用の最適検波器。 A pilot synchronous detector using a PLL circuit for demodulating a digital signal from a digital modulated signal having a baseband signal,
1) an arithmetic unit that takes a complex conjugate of a signal representing a received signal in a signal space diagram;
2) an arithmetic unit that takes a product with a transmission candidate symbol;
3) an arithmetic unit that takes the real part of the product, and 4) for each transmission candidate symbol, an arithmetic unit that takes an absolute value and its square,
5) an arithmetic unit that takes the product of the result of 4) above and the square of the phase error variance value from the phase error variance estimator;
6) an arithmetic unit that calculates the sum of the result of 5) above and the square of the channel noise variance value from the channel noise variance estimator;
7) An arithmetic unit that takes the reciprocal of the result of 6) above,
8) An arithmetic unit that outputs a value obtained by summing the result of 7) and the result of 3) above.
Phase noise characterized in that the output is regarded as a branch metric, a path metric is calculated according to the above branch metric according to a trellis diagram, and a transmission signal is estimated so that the path metric is minimized. Optimal detector for highly resistant receivers.
１）その絶対値をとり
２）上記の１）の結果を２乗し、
３）上記の２）の結果と位相誤差分散測定器からの位相誤差分散の２乗との積をとることによりえられた位相誤差分散推定値を用いることを特徴とする、請求項１ないし３のいずれかに記載の位相雑音耐性の高い受信装置用の最適検波器。 About transmission candidate symbols
1) Take the absolute value 2) Square the result of 1) above,
3) The estimated value of phase error variance obtained by taking the product of the result of 2) above and the square of the phase error variance from the phase error variance measuring device is used. The optimal detector for receivers with high phase noise tolerance in any one of.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003393153A JP3817614B2 (en) | 2003-11-21 | 2003-11-21 | Optimal detector for receivers with high phase noise tolerance |
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| JP2003393153A JP3817614B2 (en) | 2003-11-21 | 2003-11-21 | Optimal detector for receivers with high phase noise tolerance |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005159585A true JP2005159585A (en) | 2005-06-16 |
| JP3817614B2 JP3817614B2 (en) | 2006-09-06 |
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ID=34719602
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|---|---|---|---|
| JP2003393153A Expired - Lifetime JP3817614B2 (en) | 2003-11-21 | 2003-11-21 | Optimal detector for receivers with high phase noise tolerance |
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|---|---|---|---|---|
| US8399548B2 (en) | 2008-10-06 | 2013-03-19 | Wacker Chemie Ag | Crosslinkable materials based on organosilicon compounds |
| CN113808659A (en) * | 2021-08-26 | 2021-12-17 | 四川大学 | Feedback phase regulation and control method based on gene gradient particle swarm optimization |
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|---|---|
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060111 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060124 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| S533 | Written request for registration of change of name |
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|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
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