JP2005137120A - モータ制御装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】運転性能を向上したモータ制御装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータ7に供給する直流交流変換手段6と、ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段1と、誘起電圧からブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段2と、磁極位置検出手段2から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段3と、電圧波形をPWM信号に変換するPWM制御手段5と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段8と、運転負荷トルクを検出する負荷トルク検出手段41とを有し、回生検出回数と運転負荷トルクとに基づいてトルクゲイン量を所定周期毎に制御し電圧制御手段3に出力するトルクゲイン制御手段40とを備え、トルクゲイン制御手段40はトルクゲイン量の位相補正機能を有する。
【選択図】図1

Description

本発明は、ブラシレスDCモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。
ブラシレスDCモータを回転数制御するモータ制御装置として、従来より120゜通電制御の方式と、正弦波180゜通電制御がある。
120゜通電方式は、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ1回転中に12回発生し、機械角30゜、すなわち電気角60゜毎に発生する(例えば、特許文献1参照)。
180゜通電方式は、モータ巻線の中性点電位と、3相のインバータ出力電圧に対して3相Y結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検出信号を得ている。この位置検出信号は、モータ1回転中に12回発生し、機械角30゜、すなわち電気角60゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である(特許文献2及び特許文献3参照)。
特許第2642357号公報 特開平7−245982号公報 特開平7−337079号公報
従来の構成における課題を説明する。
図8は従来のモータ制御装置の制御ブロック図である。この120゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。また、120゜通電では、1相当たり誘起電圧が電気角60゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を150゜程度に設定して運転させようとすると、1相当たり誘起電圧が電気角30゜分しか連続確認できず、通常の運転時においてもインバータ回生電圧の影響により脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。また、本構成では、180゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。図9(a)は120゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧10に対して相電流20の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流20を進角させる必要があるが限界が早く、高速回転性能が劣る。
図9(b)は180゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。180゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検出信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり
、制御演算が複雑になる。また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の3次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。
また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波180゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。
本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波180゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、またどのような運転負荷領域においても脱調限界トルクを一層向上させ、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。
本発明に係るモータ制御装置は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記PWM信号に変換するPWM制御手段とを有するモータ制御装置において、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段と、該磁極位置により運転負荷トルクを検出する負荷トルク検出手段とを有し、前記回生電圧検出手段の回生検出回数と前記運転負荷トルクとに基づいてトルクゲイン量を所定周期毎に制御し前記電圧制御手段に出力するトルクゲイン制御手段とを備え、該トルクゲイン制御手段はトルクゲイン量の位相補正機能を有するものである。
また、上記所定周期は、PWM変調周期に同期するように設定するものである。
また、上記所定周期は、ブラシレスDCモータの回転1周期に相当する時間を(モータ極数×モータ相数)との積で除算した数値以下とするものである。
また、上記トルクゲイン制御手段は、所定条件に基づきトルクゲイン量を進み位相補正する機能を有するものである。
また、上記トルクゲイン制御手段は、上記回生検出回数が増加すればトルクゲイン量を減少させる機能を有するものである。
第1の発明によれば、回生電圧による脱調現象を回避しながら、モータ特性・運転用途に応じたトルク制御量に制御できるため、広範囲の運転負荷特性に対応したモータ制御装置を構築できる。従って数回転毎に周期的・規則的な速度変動のある負荷(たとえばロータリコンプレッサ)を駆動した場合でも、誘起電圧ゼロクロス信号を正確に検出できるので、速度変動影響や回生電圧影響をほとんど受けず非常に安定した速度制御系を構築できるようになる。
第2の発明によれば、トルク制御時の周波数ジッターや不安定性を極力排除できるので周波数制御性能が一層向上でき、脱調・乱調・不安定性など一切なく、高信頼性・高性能
・高耐久・低価格なモータ制御装置を提供できる。
第3の発明によれば、トルク制御をスムーズかつ安定性よく収束させることができるので、制御装置の周波数安定度が向上し、運転騒音・運転振動・運転発熱の非常に少ないモータ制御装置を構築できる。
第4の発明によれば、インバータ出力トルクの位相遅れを極力小さくできるので、トルク制御の性能を限界まで引き出すことができ、極めて安定したモータ制御系を実現でき、高度な振動抑制能力を実現したモータ制御装置を提供できる。
第5の発明によれば、過度なトルク制御ゲインを設定することがなくなるので、脱調・乱調・不安定性などの動作支障が全く発生せず、高信頼・高耐久を兼ね備えたモータ制御装置を提供できる。
(実施の形態1)
以下、添付の図面を用いて、本発明に係るモータ制御装置の実施の形態を説明する。図1に本実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図を示す。本実施の形態のモータ制御装置は、3相ブラシレスDCモータ7を回転数制御するモータ制御装置を示している。この図において、モータ制御装置は、直流電圧4を交流電圧に変換し、3相ブラシレスDCモータ(以下、BLMと略)7に出力する直流交流変換手段6と、BLM7の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段1と、誘起電圧からブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段2と、磁極位置検出手段2から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段3と、電圧波形をPWM信号に変換するPWM制御手段5と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段8と、検出された回生電圧と誘起電圧とに基づいて磁極位置を判定する磁極位置検出手段2とを有する。負荷トルク検出手段41は、磁極位置検出手段2の磁極位置出力より負荷トルクの大小を検出し、トルクゲイン制御手段40に出力する。トルクゲイン制御手段40では、検出された負荷トルクにほぼ相似形のトルクゲインを生成し、電圧制御手段3に出力する。電圧制御手段3では、そのトルクゲインに基づき、直流交流変換手段6を動作させる電圧波形振幅と通電角を制御する。
PWM制御手段5は、BLM7を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するPWM信号を出力する。直流交流変換手段6は、高速に開閉する6つのスイッチング素子(図2(a))から成り立っている。
まず、図1において誘起電圧検出手段1と磁極位置検出手段2と電圧制御手段3、PWM制御手段5の役割について順次説明する。この部分は、図8の従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。
図1において、誘起電圧検出手段1は、BLM7の誘起電圧を降下させ、磁極位置検出手段2では誘起電圧ゼロクロス信号を検出し、誘起電圧ゼロクロス信号を磁極位置として電圧制御手段3に出力する。電圧制御手段3はその磁極位置に基づいて、BLM7を駆動させるための電圧波形を演算しそれをPWM制御手段5に出力する。電圧波形に基づきPWM制御手段5はPWM信号を直流交流変換手段6に出力する。このように構成されたモータ制御装置では、BLM7の回転数は、直流交流変換手段6から出力される交流電圧の周波数と位相(以下、『インバータ周波数』と称す)を変化させることにより制御される。
120゜通電制御の場合、PWM制御手段5は、直流交流変換手段6のスイッチング素
子を開閉する6通りのPWM信号を出力し、その6通りのPWM信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段6から出力されるインバータ周波数が制御される。
6通りのPWM信号について説明する。6通りのPWM信号とは、直流交流変換手段6のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。PWM信号は、インバータ電気角1周期において6つの基本的なパターンPTN1〜PTN6を有し、PWM信号1周期の逆数がインバータ周波数となる。
実際、BLM7の回転数を変更させるべき手法は、PWM制御手段5が直流交流変換手段6のインバータ周波数を変化させながら、BLM7を回転数制御する。
図2(a)に示す通り、直流交流変換手段6は、6個のスイッチング素子を有し、U相、V相、W相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子1個、下アームにスイッチング素子1個具備している。
PTN1では、U相上アームスイッチング素子Tuと、V相下アームスイッチング素子Tyが通電される。
PTN2では、U相上アームスイッチング素子Tuと、W相下アームスイッチング素子Tzが通電される。
PTN3では、V相上アームスイッチング素子Tvと、W相下アームスイッチング素子Tzが通電される。
PTN4では、V相上アームスイッチング素子Tvと、U相下アームスイッチング素子Txが通電される。
PTN5では、W相上アームスイッチング素子Twと、U相下アームスイッチング素子Txが通電される。
PTN6では、W相上アームスイッチング素子Twと、V相下アームスイッチング素子Tyが通電される。
PWM信号の転流切換は、電圧制御手段3の電圧波形出力に基づいて行われる。
磁極位置検出手段2の詳細動作を図2(b)および図3・図4を用いて説明する。BLM7の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角1周期中に6回発生する。図3(a)は1相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。図3(a)は相電流波形と相誘起電圧波形との関係図であり、誘起電圧10と相電流9とその正ゼロクロス信号11と逆ゼロクロス信号12を示している。正ゼロクロス信号11は電気角0゜、逆ゼロクロス信号12は電気角180゜で発生する。磁極位置検出手段2が実際に観測できる誘起電圧は、直流電圧4の負側をGND電位Nとするならば、図3(b)の誘起電圧10a・図4(b)の10bのようになっており、これはBLM7の線間電圧を観測していることになるが、ゼロクロス信号付近の誘起電圧を考えるものとすれば、誘起電圧10の電圧波形にPWM電圧成分が重畳された波形となる。基本的には、直流電圧VDCの半分である(=VDC/2)と誘起電圧10a(10b)の交点、さらには直流交流変換手段6の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ1つずつ導通点弧している期間(図3・図4中のTON部分)であれば正ゼロクロス信号11(逆ゼロクロス信号12)を検出できる。
磁極位置検出手段2は、図中の正ゼロクロス信号11および逆ゼロクロス信号12を検出して、それを磁極位置として電圧制御手段3に出力する。そのゼロクロス信号に基づいて電圧制御手段3は相電流9とほぼ相似形の電圧波形を演算し、PWM制御手段5ではその電圧波形に基づいて、各電気角に対応したPWM信号のベースPTNを創出する。図3の電気角X1〜X2、図4の電気角X3〜X4は電流カット区間である。また、電圧制御手段3は120゜〜180゜通電波形の電圧波形を創出できる。ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を180゜未満にする必要がある。
通電角>120゜とする場合には、120゜通電制御で説明した6通りのPWM信号に加えて、3相正弦波駆動用PWM信号を追加する。基本的には、3相のうちどれか1相でも電流OFFとなる区間(=電流カット区間)では、120゜通電制御用のPWM信号を使用する。3相すべてに相電流が流れている区間では、3相正弦波駆動用PWM信号を使用する。このPWM信号については、3相正弦波PWM制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。
なお、電圧制御手段3が出力する電圧波形は相電流9とほぼ相似系であるが、その位相差は相電流9に対して多少進んでいる。本実施の形態では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち、電圧波形=相電流9と定義する。
図10は、BLM7の等価回路図である。R1は巻線一次抵抗、Lu・Lv・Lwは各相のインダクタンス、Eu・Ev・Ewは各相の界磁誘起電圧である。ここで、界磁誘起電圧とは、BLM7が無通電状態で回転したときに、マグネット(界磁)のみによる発生する誘起電圧を意味している。図2(b)は3相ブラシレスDCモータの界磁誘起電圧波形関係図である。図中のU1はEuの正ゼロクロス位置を、U2は逆ゼロクロス位置を表している。同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には60゜毎、電気角1周期につき6回発生することになる。これらゼロクロス位置を、BLM7の真の磁極位置と命名する。
BLM7の真の磁極位置は、誘起電圧10のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。また、この位相差は、運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりBLM7を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが好ましい場合もある。本実施の形態では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。すなわち、
真の磁極位置=誘起電圧ゼロクロス位置
である。すなわち、図3(a)の誘起電圧10がU相に対応したものであるならば
ゼロクロスU1=正ゼロクロス信号11
ゼロクロスU2=逆ゼロクロス信号12
である。なお、
Eu≠誘起電圧10
である。上式は、電機子反作用の影響により両者の電圧波形振幅が異なるために発生する。
次に、回生電圧検出手段8の詳細動作を図3・図4および図5を用いて説明する。一般的に回生電圧の発生する条件としては、BLM7の相電流をカットした瞬間より所定時間連続して発生し、その後に本来の誘起電圧が発生する。誘起電圧検出手段1の出力は、この回生電圧と誘起電圧の双方が含まれており、双方の判別が必要である。この判別を誤れば、回生電圧部分を誘起電圧のゼロクロス信号と誤検出していまい、乱調・脱調などの異常現象が発生する。
回生電圧と誘起電圧の関係図を図3(b)と図4(b)に示す。図3は誘起電圧10として時間微分値が正の場合であり、図4は誘起電圧10として時間微分値が負の場合を示している。図中で回生電圧13・回生電圧14は相電流9をカットした瞬間より発生し、回生電圧終了点19・回生電圧終了点22まで継続する。正ゼロクロス信号11を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧10a ≧ VDC/2
また、逆ゼロクロス信号12を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧10b ≦ VDC/2
がある。しかしながら、正ゼロクロス信号11を検出する以前に回生電圧13の電圧値がVDCであるために、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出において、回生電圧終了点19以前では位置検出結果を無視し、回生電圧終了点19後より位置検出の判定開始するようにすれば回生電圧13を正ゼロクロス信号11として誤検出することはない。
逆ゼロクロス信号12の場合も同様に、回生電圧14の電圧値が0Vであり、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出区間を回生電圧終了点22後より判定開始するようにする。このように回生電圧検出手段8は回生電圧終了点19・回生電圧終了点22を磁極位置検出手段2に対して回生終了信号として出力し、磁極位置検出手段2はその信号を受けるまでは回生電圧13・回生電圧14の位置検出を無視する。そして、その信号を受けたのであれば位置検出の判断開始を行うので本来の正ゼロクロス信号11および逆ゼロクロス信号12を確定することができるようになる。
回生電圧検出手段8では、VTH1回生判定基準電圧17・VTH2回生判定基準電圧18を内部に持ち、その値と回生電圧13・回生電圧14を比較することで判定行う。具体的には
VTH1回生判定基準電圧17 = 回生電圧係数*VDC
VTH2回生判定基準電圧18 = 回生電圧係数*VDC
であり、
0≦回生電圧係数≦1
を満たす実数である。上記、回生電圧係数を適切に設定すればよい。また、回生電圧検出手段8では回生電圧13・回生電圧14の電圧をサンプリングする。すなわち、回生検出点15と回生検出点16である。電流カット開始点である電気角X1・X3より、回生電圧検出手段8は電圧サンプリングを行い、回生検出点15と回生検出点16の電圧Vijを求める。この電圧Vijを図5を使って説明する。
図5は回生電圧検出手段8の電圧サンプリング動作を説明したものである。図中のT=0が電流カット開始点の電気角X1・X3に相当する。T=0より回生電圧検出手段8は、誘起電圧検出手段1の誘起電圧(この時点ではまだ回生電圧である)をサンプリングし始め、回生電圧が終了する回生電圧終了点19・回生電圧終了点22で回生終了信号を磁極位置検出手段2に対して創出する。T=0より、時間Tij31間隔で回生電圧の取込みであるVij回生検出点30を取得し、
V0j、V1j、V2j、・・・、Vij
毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、i、jは任意の自然数である。回生電圧の判定を行う場合には、
Vi=Σ(Vip)/(j+1) ;p=0→j
を求め、上記ViとVTH1またはVTH2と比較して、回生電圧を判定する。すなわち、図3の場合には、
Vi ≧ VTH1
図4の場合には、
Vi ≦ VTH2
であれば、Viを回生電圧とみなす。上式の条件が成立している間は、磁極位置検出手段2は位置検出結果をすべて無視する。そして、上式の条件が非成立となった時点で回生電圧検出手段8は磁極位置検出手段2に対して回生終了信号を送出し、磁極位置検出手段2はその信号をうけて、位置検出の判断を開始する。磁極位置検出手段2としては、その回生終了信号を受けた時点で、先に説明した従来の判定基準で正ゼロクロス信号11・逆ゼロクロス信号12を求める。その位置確定が終了すれば、図3・図4のウエイト時間経過後の電気角X2において電流カットを終了し、位相転流(ベースPTNの切換)を行う。
次に、負荷トルク検出手段41の動作を説明する。モータ制御装置の負荷装置がある一定の周期的な負荷トルク変動要素を持つ場合を考える。負荷トルク検出手段41は、磁極位置検出手段2の磁極位置に基づいてBLM7の運転負荷トルクを特定する。磁極位置検出手段2の磁極位置は、電気角60゜毎に入力されるゼロクロス信号である。電気角60゜毎に入力される磁極位置は時間間隔で計測すれば、運転負荷と同一の周期で変動することになる。電気角60゜毎に回転分割区間をとると、区間周期は電気角60゜毎の時間間隔である。隣合う時間間隔の逆数(=区間速度)をとり、その差分値(今回速度−前回速度)は、インバータ出力トルクから運転負荷トルクを差し引いた差分トルクを表しており、この差分トルクを各分割区間毎に独立して積分し、その各分割区間毎の差分トルク積分値を0に収束させることでBLM7の運転負荷トルクを検出する。負荷トルク検出手段41は、この差分トルク積分値を負荷トルク(=トルクゲイン)としてトルクゲイン制御手段40に出力する。この負荷トルクは、電気角60゜毎に出力され、BLM7の1回転につきm0個出力される。この時、
m0 = モータ極数×モータ相数
である。通常の制御系では、1回転当たりの区間分割個数を最低m0以上に設定するようにする。
次に、トルクゲイン制御手段40の動作を説明する。トルクゲイン制御手段40は、負荷トルク検出手段41の負荷トルクに基づいてトルクゲインを決定し、基本的には検出された負荷トルクと相似形・同位相のトルクゲイン35を生成する。また、トルクゲイン制御手段40は、トルクゲイン35をPWM周期毎に変更する機能を持っており、その場合図6(a)トルクゲイン34のようなトルクゲイン波形となる。なおこの場合、回転分割区間毎の区間時間よりもPWM周期が十分に小さいものとする。回転分割区間毎のトルクゲインGを
G = G(m) ;m<m0を満たす自然数
とおくと、PWM周期毎のトルクゲインは、G(m)を補間するように働き、
G = G(m,n*Tc) ;nは自然数
となる。ここでTcはPWM周期であり、nは各分割区間をPWM周期で分割した順列番号を示す。また、トルクゲイン制御手段40は、図6(b)トルクゲイン36のように位相進みシフトを行うこともできる。本図では、トルクゲイン34に対してトルクゲイン最高値付近の位相をΔm0(正の実数)進ませている。このようにすれば、直流交流変換手段6が出力する電圧波形の遅れを補正でき、BLM7には最適な電圧波形を供給できる。
さらにトルクゲイン制御手段40は、回生電圧検出手段8において判定する回生検出回数NRCVにもとづいてトルクゲインを調整し、そのトルクゲインを電圧制御手段3に出力している。電圧制御手段3においては、そのトルクゲインに基づいて、図3・図4中の電流振幅(電圧振幅)を増減する。具体的には、トルクゲイン値が大きくなれば振幅を大きくし、トルクゲイン値が小さくなれば振幅を小さくする。このようにして得られた電圧波形を、電圧制御手段3はPWM制御手段5に対して出力する。
回生検出回数NRCVについて説明する。先に説明した通り、図5中のT=0より、時間Tij31間隔で回生電圧を取込み、回生検出点30Vijを取得している。そして、
V0j、V1j、V2j、・・・、Vij
毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、i、jは任意の自然数である。回生電圧の判定を行う場合には、
Vi=Σ(Vip)/(j+1) ;p=0→j
を求め、上記ViとVTH1またはVTH2と比較して、回生電圧を判定する。すなわち、図3の場合、
Vi ≧ VTH1 なら NRCVに+1加算する
また、図4の場合には、
Vi ≦ VTH2 なら NRCVに+1加算する
である。また、NRCV≧0を満たす。そして、次のベースパターンに切り替わり、再度電流カット開始角開始後の時間T=0で、
NRCV=0
となる。また、電源投入後の初期値もNRCV=0である。この回生検出回数NRCVを利用して、トルクゲインを制御することを考える。基本的にNRCVが大きくなれば、図3を例にとると回生電圧13の時間領域が増大しているということである。従って、回生電圧終了点19と正ゼロクロス信号11との時間間隔が短くなる。当然ながら回生電圧終了点19は正ゼロクロス信号11よりも時間的に進んだ位置でないと正ゼロクロス信号11を的確・正確に検出することができず、不安定な挙動を呈することになる。また、安定なモータ制御装置を構築するのであれば、ある程度回生電圧終了点19〜正ゼロクロス信号11の時間間隔を確保する必要がある。これを実現する手法として、NRCVが大きくなればトルクゲインを小さくし、早めてやればよい。また、NRCVが小さくなればトルクゲインを大きくし、遅くしてやればよい。すなわち、
NRCV大 → トルクゲイン小
NRCV小 → トルクゲイン大
である。トルクゲインをG、トルクゲイン補正量をΔG(≧0)とおけば、
G = G(m)−ΔG(NRCV)
である。ここで、ΔGは図7に示すトルクゲイン補正量37であり、回生検出回数NRCVをパラメータにとる。
上述したようなモータ制御装置構成にすれば、1回転毎に周期的・規則的な速度変動のある負荷(たとえばロータリコンプレッサ)を駆動した場合でも、誘起電圧ゼロクロス信号を正確に検出できるので、速度変動影響や回生電圧影響をほとんど受けず非常に安定した速度制御系を構築できるようになる。
以上、本実施の形態は3相ブラシレスDCモータを例にあげて説明したが単相ブラシレスDCモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念・請求範囲を逸脱しない範囲内において適宜、実施の形態の変更・追加・削除はもちろん可能である。
本発明にかかるモータ制御装置は、ブラシレスDCモータにおいて音・振動発生の少ない高速運転が可能となるので、インバータエアコン・汎用インバータ装置等の用途に適用できる。
本発明の実施の形態におけるモータ制御装置の制御ブロック図 (a)直流交流変換手段の構成を示す回路図(b)3相ブラシレスDCモータの界磁誘起電圧波形の関係を示す波形図 回生電圧検出手段の動作説明図 回生電圧検出手段の動作説明図 回生電圧検出手段の動作説明図 トルクゲイン制御手段の動作説明図 トルクゲイン制御手段の動作説明図 従来のモータ制御装置の制御ブロック図 従来の相電流波形と誘起電圧波形との関係図 3相ブラシレスDCモータの等価回路図
符号の説明
1 誘起電圧検出手段
2 磁極位置検出手段
3 電圧制御手段
4 直流電圧
5 PWM制御手段
6 直流交流変換手段
7 ブラシレスDCモータ(BLM)
8 回生電圧検出手段
9 相電流
10 誘起電圧
11 正ゼロクロス信号
12 逆ゼロクロス信号
13 回生電圧
14 回生電圧
15 回生検出点
16 回生検出点
17 回生判定基準電圧
18 回生判定基準電圧
19 回生電圧終了点
22 回生電圧終了点
20 相電流
21 相電流
30 回生検出点
31 回生検出時間間隔
34 トルクゲイン
35 トルクゲイン
36 トルクゲイン
37 トルクゲイン補正量
40 トルクゲイン制御手段
41 負荷トルク検出手段

Claims (5)

  1. スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記PWM信号に変換するPWM制御手段とを有するモータ制御装置において、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段と、該磁極位置により運転負荷トルクを検出する負荷トルク検出手段とを有し、前記回生電圧検出手段の回生検出回数と前記運転負荷トルクとに基づいてトルクゲイン量を所定周期毎に制御し前記電圧制御手段に出力するトルクゲイン制御手段とを備え、該トルクゲイン制御手段はトルクゲイン量の位相補正機能を有することを特徴とするモータ制御装置。
  2. 所定周期は、PWM変調周期に同期するように設定することを特徴とする請求項1記載のモータ制御装置。
  3. 所定周期は、ブラシレスDCモータの回転1周期に相当する時間を(モータ極数×モータ相数)との積で除算した数値以下とするように設定することを特徴とする請求項1〜2記載のモータ制御装置。
  4. トルクゲイン制御手段は、所定条件に基づきトルクゲイン量を進み位相補正する機能を有することを特徴とする請求項1〜3記載のモータ制御装置。
  5. トルクゲイン制御手段は、回生検出回数が増加すればトルクゲイン量を減少させる機能を有することを特徴とする請求項1〜4記載のモータ制御装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2021019417A (ja) * 2019-07-19 2021-02-15 パナソニックIpマネジメント株式会社 モータ駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫、冷凍サイクル装置

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