JP2005134994A - Radio-responsive measuring system and radio-responsive measuring method - Google Patents

Radio-responsive measuring system and radio-responsive measuring method Download PDF

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To cancel a modulated wave reflected by an object other than a signal responder and an out-of-phase response signal, and highly accurately measure a physical quantity such as the temperature or pressure of an object to be measured according to an optimum response signal. <P>SOLUTION: A radio-responsive measuring system comprises a temperature sensor 10 attached to an object to be measured to radiate a response signal depending on a physical quantity of the object to be measured upon receiving a modulated signal for radio-responsive measuring subjected to direct sequence spread spectrum modulation by a spread spectrum communication method, and a radio transmitter/receiver 40 for radiating the modulated signal to the temperature sensor 10 and receiving and processing the response signal Sin returned from the temperature sensor 10. The radio transmitter/receiver 40 has interference wave compensating means 60 for comparing the phase of the transmitted modulated signal Sf and the phases of the received modulated signal Sf forming the response signal Sin and removing response signals based on a modulated signal Sf' out of phase with the transmitted modulated signal Sf according to the comparison results. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、温度や圧力などの測定箇所とその測定信号を処理する装置本体部とがワイヤレス化した無線応答温度測定システムや無線応答脈拍測定システム等に適用して好適な無線応答測定システム及び無線応答測定方法に関する。   The present invention provides a wireless response measurement system and a wireless communication system suitable for application to a wireless response temperature measurement system, a wireless response pulse measurement system, and the like in which a measurement location such as temperature and pressure and a device main body for processing the measurement signal are made wireless. The present invention relates to a response measurement method.

詳しくは、被測定対象の物理量を無線測定するスペクトラム拡散通信方式の無線送受信装置に干渉波補償手段を備え、送信時の変調信号の位相と、受信時の応答信号を成す変調信号の位相とを比較し、送信時の変調信号の位相に同期しない変調信号による応答信号を当該比較結果に基づいて除去するようにして、信号応答体以外の物体から反射される変調波及び位相がずれた応答信号を消去できるようにすると共に、最適な応答信号に基づいて被測定対象の温度や圧力等の物理量を高精度に測定できるようにしたものである。   Specifically, the spread spectrum communication type wireless transceiver that wirelessly measures the physical quantity of the object to be measured is provided with interference wave compensation means, and the phase of the modulation signal at the time of transmission and the phase of the modulation signal that forms the response signal at the time of reception are determined. The response signal with the modulated signal reflected from the object other than the signal responder and the phase shifted so that the response signal by the modulated signal not synchronized with the phase of the modulated signal at the time of transmission is removed based on the comparison result. Can be erased, and the physical quantity such as the temperature and pressure of the measurement target can be measured with high accuracy based on the optimum response signal.

近年、半導体集積回路技術の発達に伴い、携帯電話機等の通信処理分野を始め、ワイヤレスマウスやアクセスポイント等の情報処理分野でも無線通信技術が応用される場合が多くなってきた。この種の無線通信技術を応用したものに、無線応答温度測定システムが考案されている。   In recent years, with the development of semiconductor integrated circuit technology, wireless communication technology has been increasingly applied in the information processing field such as a wireless mouse and an access point, in addition to the communication processing field such as a mobile phone. A wireless response temperature measurement system has been devised as an application of this type of wireless communication technology.

このシステムではタグとしてのＳＡＷ（弾性表面波）温度センサと、リーダとしての無線送受信装置が準備される。このシステムで応用される温度センサには、表面波変換器及び反射器が設けられ、この種のセンサでは、表面波が反射器で反射されて戻ってくる弾性波（＝音波）の伝播遅延時間が温度や圧力によって変化する性質を専ら利用するようになされる。   In this system, a SAW (surface acoustic wave) temperature sensor as a tag and a wireless transmission / reception device as a reader are prepared. The temperature sensor applied in this system is provided with a surface wave converter and a reflector, and in this type of sensor, the propagation delay time of the elastic wave (= sound wave) that the surface wave is reflected by the reflector and returns. Is made to take advantage of the property of changing with temperature and pressure.

図１７は、従来例に係る無線応答温度測定システム２００の構成例を示す図である。図１７に示す無線応答温度測定システム２００は、温度センサ１０と、そのリーダ側に送信部１１及び受信部２０を備えている。このシステム２００で、被測定対象４には、温度センサ１０が取付けられる。温度センサ１０は、アンテナ体３と、結晶構造のセンサ基板１と、表面波変換器２と、２つの反射器＃１、＃２とを備える。表面波変換器２は、センサ基板１上に配置され、アンテナ体３に接続される。この表面波変換器２から所定の距離を隔てた当該基板１上の位置であって、表面波の伝播進路には、例えば、２つの反射器＃１、＃２が配置される。   FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a wireless response temperature measurement system 200 according to a conventional example. A wireless response temperature measurement system 200 shown in FIG. 17 includes a temperature sensor 10 and a transmitter 11 and a receiver 20 on the reader side. In this system 200, the temperature sensor 10 is attached to the measurement target 4. The temperature sensor 10 includes an antenna body 3, a sensor substrate 1 having a crystal structure, a surface wave converter 2, and two reflectors # 1 and # 2. The surface wave converter 2 is disposed on the sensor substrate 1 and connected to the antenna body 3. For example, two reflectors # 1 and # 2 are arranged at a position on the substrate 1 at a predetermined distance from the surface wave converter 2 and in the propagation path of the surface wave.

また、リーダ側において、送信部１１は、発振器１２，１３、バーストタイミング発生器１５及び乗算器１４を備えている。発振器１２は、周波数２．４５ＧＨｚの搬送波信号（ｃosωｔ）を発生して乗算器１４に出力する。発振器１３は、バーストクロック信号を発生してバーストタイミング発生器１５に出力する。バーストタイミング発生器１５は、発振器１３から出力されるクロック信号に基づいてバーストタイミング信号を発生する。バーストタイミング発生器１５には、上述の乗算器１４が接続され、発振器１２から出力される搬送波信号をバーストタイミング発生器１５から出力されるバーストタイミング信号に基づいて変調するように動作する。バースト変調後の変調信号（送信波）Ｓｆは、アンテナ体１６Ａから輻射される。   On the reader side, the transmission unit 11 includes oscillators 12 and 13, a burst timing generator 15, and a multiplier 14. The oscillator 12 generates a carrier wave signal (cosωt) having a frequency of 2.45 GHz and outputs it to the multiplier 14. The oscillator 13 generates a burst clock signal and outputs it to the burst timing generator 15. The burst timing generator 15 generates a burst timing signal based on the clock signal output from the oscillator 13. The above-described multiplier 14 is connected to the burst timing generator 15 and operates to modulate the carrier signal output from the oscillator 12 based on the burst timing signal output from the burst timing generator 15. The modulated signal (transmission wave) Sf after the burst modulation is radiated from the antenna body 16A.

上述の温度センサ１０は、アンテナ体３によって変調信号Ｓｆを受信して表面波変換器２に供給する。このアンテナ体３から供給されたバースト通信方式の変調信号Ｓｆは、表面波変換器２によって弾性波の表面波に変換される。表面波変換器２から伝播される表面波は、反射器＃１、＃２によって反射する。この反射器＃１、＃２から反射される表面波は、表面波変換器２によってバースト通信方式の変調信号Ｓｆに変換され、バースト信号となってアンテナ体３から輻射するようになる。   The temperature sensor 10 described above receives the modulation signal Sf by the antenna body 3 and supplies it to the surface wave converter 2. The modulation signal Sf of the burst communication system supplied from the antenna body 3 is converted into an elastic surface wave by the surface wave converter 2. The surface wave propagated from the surface wave converter 2 is reflected by the reflectors # 1 and # 2. The surface waves reflected from the reflectors # 1 and # 2 are converted into a burst communication type modulation signal Sf by the surface wave converter 2, and radiate from the antenna body 3 as a burst signal.

このシステム２００のリーダ側では、受信部２０が当該温度センサ１０から戻ってきた遅延時間後のバースト信号を受信して信号処理をするようになされる。受信部２０は、アンテナ体１６Ｂに接続され、温度センサ１０から戻ってきたバースト信号を増幅して復調し、当該温度センサ１０を伝播する表面波の伝播遅延時間を検出するように動作する。受信部２０は、アンプ（ＡＭＰ）１７、ＳＡＷ温度センサ制御部１８及び、搬送波位相比較部１９を備える。   On the reader side of the system 200, the receiving unit 20 receives the burst signal after the delay time returned from the temperature sensor 10 and performs signal processing. The receiving unit 20 is connected to the antenna body 16 </ b> B and operates to amplify and demodulate the burst signal returned from the temperature sensor 10 and detect the propagation delay time of the surface wave propagating through the temperature sensor 10. The receiving unit 20 includes an amplifier (AMP) 17, a SAW temperature sensor control unit 18, and a carrier wave phase comparison unit 19.

アンテナ体１６Ｂに接続されたアンプ１７はバースト信号を増幅する。アンプ１７及びＳＡＷ温度センサ制御部１８には、搬送波位相比較部１９が接続される。ＳＡＷ温度センサ制御部１８は、送信時のバースト信号と受信時のバースト信号の同期を採るための基準信号を搬送波位相比較部１９に出力する。搬送波位相比較部１９では、ＳＡＷ温度センサ制御部１８から出力される基準信号に基づいて、増幅後のバースト信号と送信時のバースト信号との同期を採るように動作する。温度センサ１０における遅延時間は、周囲の物体（金属板等）から搬送波が反射して戻ってくる時間より長く設定されている。   The amplifier 17 connected to the antenna body 16B amplifies the burst signal. A carrier wave phase comparison unit 19 is connected to the amplifier 17 and the SAW temperature sensor control unit 18. The SAW temperature sensor control unit 18 outputs a reference signal for synchronizing the burst signal at the time of transmission and the burst signal at the time of reception to the carrier wave phase comparison unit 19. The carrier phase comparison unit 19 operates to synchronize the amplified burst signal and the burst signal at the time of transmission based on the reference signal output from the SAW temperature sensor control unit 18. The delay time in the temperature sensor 10 is set to be longer than the time in which the carrier wave is reflected back from the surrounding object (metal plate or the like).

ＳＡＷ温度センサ制御部１８は、周囲の物体から搬送波の反射がなくなって、温度センサ１０の反射波のみを受信するように搬送波位相比較部１９に基準信号を設定する。この設定によって、遅延時間を測定する区間が決まり、この区間で温度センサ１０の反射波の遅延時間を検出するようになされる。この反射波の遅延時間から、温度や圧力等を測定するようになる。   The SAW temperature sensor control unit 18 sets a reference signal in the carrier wave phase comparison unit 19 so that the carrier wave is not reflected from surrounding objects and only the reflected wave of the temperature sensor 10 is received. By this setting, a section in which the delay time is measured is determined, and the delay time of the reflected wave of the temperature sensor 10 is detected in this section. The temperature, pressure, etc. are measured from the delay time of the reflected wave.

図１８は、無線応答温度測定システム２００の問題点を説明する概念図である。図１８に示す無線応答温度測定システム２００において、そのリーダ本体１０１にはモニタ１６やリード操作ボタン１７１等が備えられる。   FIG. 18 is a conceptual diagram illustrating a problem of the wireless response temperature measurement system 200. In the wireless response temperature measurement system 200 shown in FIG. 18, the reader main body 101 is provided with a monitor 16, a read operation button 171 and the like.

この無線応答温度測定システム２００で、リーダ本体１０１のリード操作ボタン１７１を押下すると、図１７に示したアンテナ体１６Ａからバースト変調後の変調信号（送信波）Ｓout＝Ｓｆを輻射し、経路Ｉで変調信号Ｓｆが温度センサ１０に送信される。また、周囲に物体９０が存在した場合、温度センサ１０へ送信した変調信号Ｓｆは、経路IIで物体９０を反射し、反射後の変調信号Ｓｆ’が温度センサ１０によって受信される。この結果、温度センサ１０は、経路Ｉによる変調信号Ｓｆと、経路IIによる変調信号Ｓｆ’とが受信され、この２つの変調信号Ｓｆ及びＳｆ’を受信して、反射器＃１，＃２による表面波をバースト通信方式の変調信号に変換されるようになる。   In this wireless response temperature measurement system 200, when the read operation button 171 of the reader body 101 is pressed, a modulated signal (transmitted wave) Sout = Sf after burst modulation is radiated from the antenna body 16A shown in FIG. The modulation signal Sf is transmitted to the temperature sensor 10. Further, when the object 90 exists in the surroundings, the modulation signal Sf transmitted to the temperature sensor 10 reflects the object 90 along the path II, and the modulation signal Sf ′ after reflection is received by the temperature sensor 10. As a result, the temperature sensor 10 receives the modulation signal Sf by the path I and the modulation signal Sf ′ by the path II, receives the two modulation signals Sf and Sf ′, and uses the reflectors # 1 and # 2. The surface wave is converted into a modulation signal of a burst communication system.

一方、リーダ本体１０１では、当該温度センサ１０から戻ってきた応答信号Ｓinを受信して信号処理をする。実際は、経路IIIで温度センサ１０から戻ってくる変調信号Ｓｆに基づく応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）及び変調信号Ｓｆ’に基づく応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）の他に、経路IVで、物体９０から反射して戻ってくる変調信号Ｓｆ’が応答信号Ｓinとして、図１７に示したアンテナ体１６Ｂで受信されることとなる。このように周囲に物体９０が存在した場合に、温度センサ１０から戻ってきた変調信号Ｓｆ’に基づく応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）及び、物体９０から反射して戻ってきた変調信号Ｓｆ’がノイズの原因となる。   On the other hand, the reader body 101 receives the response signal Sin returned from the temperature sensor 10 and performs signal processing. Actually, in addition to the response signal Sf (τ1 + τ2) based on the modulation signal Sf returned from the temperature sensor 10 on the path III and the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) based on the modulation signal Sf ′, the light is reflected from the object 90 on the path IV. The modulated signal Sf ′ that returns is received by the antenna body 16B shown in FIG. 17 as the response signal Sin. In this way, when the object 90 exists in the surroundings, the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) based on the modulation signal Sf ′ returned from the temperature sensor 10 and the modulation signal Sf ′ reflected from the object 90 and returned are noise. Cause.

なお、ＳＡＷ温度センサに関連して、特許文献１には弾性表面波温度計が開示されている。弾性表面波温度計によれば、遅延時間演算部を備え、２つの位相差に基づいて弾性表面波遅延線の遅延時間の差分を算出するようになされる。こうすることで、弾性表面波のみに係る位相ずれを検出できるので、遅延時間の算出精度を向上できるというものである。   In connection with the SAW temperature sensor, Patent Document 1 discloses a surface acoustic wave thermometer. According to the surface acoustic wave thermometer, the delay time calculating unit is provided, and the difference between the delay times of the surface acoustic wave delay lines is calculated based on the two phase differences. By doing so, it is possible to detect a phase shift related to only the surface acoustic wave, and thus it is possible to improve the calculation accuracy of the delay time.

また、温度センサに関連して、特許文献２には、弾性表面波温度センサが開示されている。この弾性表面波温度センサによれば、くし形電極間の圧電基板上に有機薄膜を設けるようになされる。こうすることで、圧電基板の温度変化に対する発振周波数の変化率を向上できるというものである。   In relation to the temperature sensor, Patent Document 2 discloses a surface acoustic wave temperature sensor. According to this surface acoustic wave temperature sensor, the organic thin film is provided on the piezoelectric substrate between the comb electrodes. By doing so, the rate of change of the oscillation frequency with respect to the temperature change of the piezoelectric substrate can be improved.

更に、弾性表面波を応用したセンサに関連して、特許文献３には、圧力センサが開示されている。この圧力センサによれば、くし形電極を組み合わせた表面波変換器を備え、これらの電極を超音波を多重反射させる構造とするようになされる。こうすることで、超音波デバイスにおける検出感度を向上できるというものである。   Furthermore, in relation to a sensor that applies surface acoustic waves, Patent Document 3 discloses a pressure sensor. According to this pressure sensor, a surface wave transducer in which comb-shaped electrodes are combined is provided, and these electrodes are structured to reflect multiple ultrasonic waves. By doing so, the detection sensitivity in the ultrasonic device can be improved.

特開平７−２２９７９３号公報（図３［００１８］）JP-A-7-229793 (FIG. 3 [0018]) 特開平５−０３４２１０号公報（図１［０００７］）Japanese Patent Laid-Open No. 5-034210 (FIG. 1 [0007]) 特開平８−２８５７０８号公報（図１［００１３］）JP-A-8-285708 (FIG. 1 [0013])

ところで、弾性表面波を応用した無線応答センサによれば、次のような問題がある。
ｉ．特許文献１乃至３に開示されたセンサ技術を単に、そのまま図１７に示した無線応答温度測定システム２００に導入しても、遅延時間を測定する区間でなければ、温度センサ１０の反射波の遅延時間を検出することができない。つまり、被測定対象の温度や圧力等を連続して測定することが困難になる。
ii．従って、無線応答温度測定システム２００では受信波の連続受信ができないために、遅延時間を測定する区間が短く測定精度が低下したり、これを補うために無駄な時間を多く要してしまう。
iii．因みに、連続して、搬送波（キャリア）を温度センサ１０に輻射すると、周囲の物体から反射して戻ってきた受信波と、温度センサ１０の反射器＃１や＃２等から反射して戻ってきた受信波とが区別できなくなって、受信側で温度センサ１０における遅延時間を再現性良く測定できなくなる。しかも、遅延時間を測定する区間内で送信時のバースト信号と受信時のバースト信号との同期をとならければならない。
iv．図１８に示したように、リーダ本体１０１の周囲に物体９０が存在した場合に、温度センサ１０から戻ってきた変調信号Ｓｆ’に基づく応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）及び、物体９０から反射して戻ってきた変調信号Ｓｆ’がノイズの原因となる。従って、温度センサ１０からの応答信号のＳ／Ｎ比が低下するおそれがあり、温度センサ１０の精度を向上の妨げとなる。 By the way, according to the wireless response sensor using the surface acoustic wave, there are the following problems.
i. Even if the sensor technology disclosed in Patent Documents 1 to 3 is simply introduced into the wireless response temperature measurement system 200 shown in FIG. 17 as it is, if the delay time is not measured, the delay of the reflected wave of the temperature sensor 10 will be described. Unable to detect time. That is, it becomes difficult to continuously measure the temperature and pressure of the measurement target.
ii. Therefore, since the radio response temperature measurement system 200 cannot continuously receive the received wave, the section for measuring the delay time is short and the measurement accuracy is lowered, or a lot of wasted time is required to compensate for this.
iii. Incidentally, when the carrier wave is continuously radiated to the temperature sensor 10, the received wave reflected from the surrounding object and reflected from the reflectors # 1 and # 2 of the temperature sensor 10 are returned. The received wave cannot be distinguished from each other, and the delay time in the temperature sensor 10 cannot be measured with good reproducibility on the receiving side. In addition, the burst signal at the time of transmission and the burst signal at the time of reception must be synchronized within the interval for measuring the delay time.
iv. As shown in FIG. 18, when the object 90 exists around the reader body 101, the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) based on the modulation signal Sf ′ returned from the temperature sensor 10 and the object 90 are reflected. The returned modulation signal Sf ′ causes noise. Therefore, there is a possibility that the S / N ratio of the response signal from the temperature sensor 10 is lowered, which hinders improvement of the accuracy of the temperature sensor 10.

そこで、この発明はこのような従来の課題を解決したものであって、信号応答体以外の物体から反射される変調波及び、当該信号応答体から輻射される位相がずれた応答信号を消去できるようにすると共に、当該信号応答体から輻射される最適な応答信号に基づいて被測定対象の温度や圧力等の物理量を高精度に測定できるようにした無線応答測定システム及び無線応答測定方法を提供することを目的とする。   Therefore, the present invention solves such a conventional problem, and can eliminate a modulated wave reflected from an object other than a signal responder and a response signal with a phase shifted from the signal responder. And a wireless response measurement system and a wireless response measurement method capable of measuring a physical quantity such as temperature and pressure of a measurement target with high accuracy based on an optimal response signal radiated from the signal responder. The purpose is to do.

上述した課題は、被測定対象の物理量を無線測定するシステムであって、被測定対象に取付けられ、スペクトラム拡散通信方式により直接拡散変調された無線応答測定用の変調信号を受けて当該被測定対象の物理量に従った応答信号を放射する信号応答体と、この信号応答体に変調信号を輻射すると共に、当該信号応答体から戻ってきた応答信号を受信して信号処理をする無線送受信装置とを備え、無線送受信装置は、送信時の変調信号の位相と、受信時の応答信号を成す変調信号の位相とを比較し、送信時の変調信号の位相に同期しない変調信号による応答信号を当該比較結果に基づいて除去する干渉波補償手段を有することを特徴とする無線応答測定システムによって解決される。   The above-described problem is a system that wirelessly measures a physical quantity of an object to be measured, which is attached to the object to be measured and receives the modulation signal for wireless response measurement that is directly spread modulated by the spread spectrum communication method. A signal responder that radiates a response signal according to the physical quantity of the signal, and a radio transceiver that radiates a modulation signal to the signal responder and receives the response signal returned from the signal responder and performs signal processing The wireless transmission / reception device compares the phase of the modulation signal at the time of transmission with the phase of the modulation signal that forms the response signal at the time of reception, and compares the response signal by the modulation signal that is not synchronized with the phase of the modulation signal at the time of transmission This is solved by a wireless response measurement system having an interference wave compensation means for removing based on the result.

本発明に係る無線応答測定システムによれば、被測定対象の物理量を無線測定する場合に、スペクトラム拡散通信方式により直接拡散変調された無線応答測定用の変調信号を受けて当該被測定対象の物理量に従った応答信号を放射する信号応答体が被測定対象に取付けられる。これを前提にして、無線送受信装置は、信号応答体に変調信号を輻射すると共に、当該信号応答体から戻ってきた応答信号を受信して信号処理をする。このとき、当該無線送受信装置では干渉波補償手段によって、送信時の変調信号の位相と、受信時の応答信号を成す変調信号の位相とが比較され、送信時の変調信号の位相に同期しない変調信号による応答信号を当該比較結果に基づいて除去するようになされる。   According to the wireless response measurement system of the present invention, when the physical quantity of the measurement target is measured wirelessly, the physical quantity of the measurement target is received by receiving the modulation signal for wireless response measurement that is directly spread modulated by the spread spectrum communication method. A signal responder that emits a response signal according to the above is attached to the object to be measured. On the premise of this, the radio transmission / reception apparatus radiates the modulation signal to the signal responder and receives the response signal returned from the signal responder to perform signal processing. At this time, in the wireless transceiver, the phase of the modulated signal at the time of transmission is compared with the phase of the modulated signal constituting the response signal at the time of reception by the interference wave compensation means, and the modulation not synchronized with the phase of the modulated signal at the time of transmission The response signal due to the signal is removed based on the comparison result.

従って、信号応答体以外の物体から反射される変調波及び、当該信号応答体から輻射される位相がずれた応答信号を消去することができ、当該信号応答体から輻射される最適な応答信号に基づいて被測定対象の温度や圧力等の物理量を高精度に測定することができる。   Therefore, the modulated wave reflected from the object other than the signal responder and the response signal radiated from the signal responder out of phase can be eliminated, and the optimum response signal radiated from the signal responder can be obtained. Based on this, it is possible to measure a physical quantity such as temperature and pressure of the measurement target with high accuracy.

本発明に係る無線応答測定方法は、被測定対象の物理量を無線測定する方法であって、スペクトラム拡散通信方式により直接拡散変調される無線応答測定用の変調信号を受けて当該被測定対象の物理量に従った応答信号を放射する信号応答体を被測定対象に取付け、この被測定対象に取付けられた信号応答体に変調信号を輻射すると共に、当該信号応答体から戻ってくる応答信号を受信し、信号応答体に輻射する変調信号と、当該信号応答体から受信した応答信号であって干渉波除去後の応答信号とに基づいて該信号応答体を伝播する表面波の伝播遅延時間を検出し、ここで検出された伝播遅延時間に基づいて被測定対象の物理量を測定することを特徴とするものである。   A wireless response measurement method according to the present invention is a method for wirelessly measuring a physical quantity of an object to be measured, which receives a modulation signal for wireless response measurement that is directly spread-modulated by a spread spectrum communication method and receives the physical quantity of the object to be measured. A signal response body that radiates a response signal according to the measurement target is attached to the object to be measured, the modulation signal is radiated to the signal response body attached to the object to be measured, and a response signal returned from the signal response body is received. Detecting the propagation delay time of the surface wave propagating through the signal responder based on the modulated signal radiated to the signal responder and the response signal received from the signal responder after removing the interference wave The physical quantity of the object to be measured is measured based on the propagation delay time detected here.

本発明に係る無線応答測定方法によれば、被測定対象の物理量を無線測定する場合に、信号応答体以外の物体から反射される変調波及び、当該信号応答体から輻射される位相がずれた応答信号を消去することができ、当該信号応答体から輻射される最適な応答信号に基づいて被測定対象の温度や圧力等の物理量を高精度に測定することができる。   According to the wireless response measurement method of the present invention, when the physical quantity of the measurement target is measured wirelessly, the modulated wave reflected from the object other than the signal responder and the phase radiated from the signal responder are shifted. The response signal can be erased, and the physical quantity such as temperature and pressure of the measurement target can be measured with high accuracy based on the optimum response signal radiated from the signal responder.

本発明に係る無線応答測定システム及び無線応答測定方法によれば、被測定対象の物理量を無線応答測定するスペクトラム拡散通信方式の無線送受信装置に干渉波補償手段を備え、この干渉波補償手段は、送信時の変調信号の位相と、受信時の応答信号を成す変調信号の位相とを比較し、送信時の変調信号の位相に同期しない変調信号による応答信号を当該比較結果に基づいて除去するものである。   According to the wireless response measurement system and the wireless response measurement method according to the present invention, the spread spectrum communication type wireless transceiver device that wirelessly measures the physical quantity of the measurement target includes the interference wave compensation unit, and the interference wave compensation unit includes: Comparing the phase of the modulation signal at the time of transmission with the phase of the modulation signal that forms the response signal at the time of reception, and removing the response signal based on the modulation signal that is not synchronized with the phase of the modulation signal at the time of transmission based on the comparison result It is.

この構成によって、信号応答体以外の物体から反射される変調波及び、当該信号応答体から輻射される位相がずれた応答信号を消去することができ、当該信号応答体から輻射される最適な応答信号に基づいて被測定対象の温度や圧力等の物理量を高精度に測定することができる。   With this configuration, the modulated wave reflected from the object other than the signal responder and the response signal radiated from the signal responder out of phase can be eliminated, and the optimum response radiated from the signal responder Based on the signal, it is possible to measure a physical quantity such as temperature and pressure of the measurement target with high accuracy.

続いて、この発明に係る無線応答測定システム及び無線応答測定方法の一実施の形態について、図面を参照しながら説明をする。   Subsequently, an embodiment of a wireless response measurement system and a wireless response measurement method according to the present invention will be described with reference to the drawings.

図１は、本発明に係る第１の実施例としての無線応答温度測定システム１００の構成例を示す概念図である。
この実施例では、被測定対象の物理量を無線応答測定するスペクトラム拡散通信方式の無線送受信装置に干渉波補償手段を備え、送信時の変調信号の位相と、受信時の応答信号を成す変調信号の位相とを比較し、送信時の変調信号の位相に同期しない変調信号による応答信号を当該比較結果に基づいて除去するようにして、信号応答体以外の物体から反射される変調波及び位相がずれた応答信号を消去できるようにすると共に、1当該信号応答体から輻射される最適な応答信号に基づいて被測定対象の温度や圧力等の物理量を高精度に測定できるようにしたものである。 FIG. 1 is a conceptual diagram showing a configuration example of a wireless response temperature measurement system 100 as a first embodiment according to the present invention.
In this embodiment, the spread spectrum communication type wireless transceiver that measures the physical quantity of the measurement target wirelessly includes an interference wave compensation unit, and the phase of the modulation signal at the time of transmission and the modulation signal that forms the response signal at the time of reception are provided. Compared with the phase, the response signal due to the modulation signal that is not synchronized with the phase of the modulation signal at the time of transmission is removed based on the comparison result, and the modulated wave reflected from the object other than the signal responder and the phase are shifted. The response signal can be erased, and the physical quantity such as temperature and pressure of the measurement target can be measured with high accuracy based on the optimum response signal radiated from the signal responder.

図１に示した無線応答温度測定システム１００は、被測定対象の物理量の一例となる温度を無線測定するシステムである。このシステム１００で、被測定対象４には、信号応答体の一例となるＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）型の無線応答温度センサ（以下単に温度センサ１０という）が取付けられ、スペクトラム拡散通信方式により直接拡散変調された無線応答測定用の変調信号を受けて当該被測定対象４の温度に従った応答信号を放射するようになされる。   The wireless response temperature measurement system 100 illustrated in FIG. 1 is a system that wirelessly measures a temperature that is an example of a physical quantity to be measured. In this system 100, a SAW (Surface Acoustic Wave) type wireless response temperature sensor (hereinafter simply referred to as a temperature sensor 10), which is an example of a signal responder, is attached to the measurement target 4, and is directly diffused by a spread spectrum communication system. Upon receiving the modulated modulation signal for wireless response measurement, a response signal according to the temperature of the measurement object 4 is radiated.

温度センサ１０は、例えば、アンテナ体３と、結晶構造のセンサ基板１と、表面波変換器２と、２つの反射器＃１、＃２とを備える。センサ基板１は縦が１乃至３ｃｍ、横が２乃至５ｃｍ程度の大きさを有している。センサ基板１には、水晶（石英）、ＬｉＮｂＯ3、ＬｉＴａＯ系の部材が使用される。 The temperature sensor 10 includes, for example, an antenna body 3, a sensor substrate 1 having a crystal structure, a surface wave converter 2, and two reflectors # 1 and # 2. The sensor substrate 1 has a size of about 1 to 3 cm in length and about 2 to 5 cm in width. For the sensor substrate 1, quartz (quartz), LiNbO 3 , or LiTaO-based members are used.

表面波変換器２は、センサ基板１上に配置され、アンテナ体３に接続される。アンテナ体３にはループ状のアンテナが使用される。表面波変換器２にはくし形変換器（励振電極）が使用される。この表面波変換器２から所定の距離を隔てた当該基板１上の位置であって、弾性波である表面波の伝播進路には、例えば、２つの反射器＃１、＃２が配置される。各々の反射器＃１，＃２は、複数の反射電極から構成される。反射電極は所定の配置ピッチにより並設される。   The surface wave converter 2 is disposed on the sensor substrate 1 and connected to the antenna body 3. A loop antenna is used as the antenna body 3. For the surface wave transducer 2, a comb transducer (excitation electrode) is used. For example, two reflectors # 1 and # 2 are arranged at a position on the substrate 1 at a predetermined distance from the surface wave transducer 2 and on the propagation path of the surface wave which is an elastic wave. . Each reflector # 1, # 2 is composed of a plurality of reflective electrodes. The reflective electrodes are arranged in parallel at a predetermined arrangement pitch.

温度センサ１０は、アンテナ体３によって変調信号Ｓoutを受信して表面波変換器２に供給する。このアンテナ体３から供給されたスペクトラム拡散通信方式の変調信号Ｓoutは、表面波変換器２によって弾性波の表面波に変換される。表面波変換器２から伝播される表面波は、反射器＃１、＃２によって反射する。この反射器＃１、＃２から反射される表面波は、表面波変換器２によってスペクトラム拡散通信方式の変調信号に変換され、応答信号Ｓinとなってアンテナ体３から輻射するようになる。   The temperature sensor 10 receives the modulation signal Sout by the antenna body 3 and supplies it to the surface wave converter 2. The spread spectrum communication modulation signal Sout supplied from the antenna body 3 is converted into a surface acoustic wave by the surface wave converter 2. The surface wave propagated from the surface wave converter 2 is reflected by the reflectors # 1 and # 2. The surface waves reflected from the reflectors # 1 and # 2 are converted into a spread spectrum communication modulation signal by the surface wave converter 2, and radiate from the antenna body 3 as a response signal Sin.

また、システム１００は温度センサ１０の他に、無線応答温度読取り機能を有したリーダとしての無線送受信装置が備えられる。無線送受信装置４０は、温度センサ１０に変調信号Ｓoutを輻射すると共に、当該温度センサ１０から戻ってきた応答信号Ｓinを受信して信号処理をするようになされる。無線送受信装置４０は、温度センサ１０に輻射する変調信号Ｓoutと当該温度センサ１０から放射される応答信号Ｓinであって干渉波除去後の応答信号Ｓinとに基づいて該温度センサ１０を伝播する表面波の伝播遅延時間（以下反射遅延時間という）を検出するようになされる。   In addition to the temperature sensor 10, the system 100 includes a wireless transmission / reception device as a reader having a wireless response temperature reading function. The radio transmission / reception device 40 radiates the modulation signal Sout to the temperature sensor 10 and receives the response signal Sin returned from the temperature sensor 10 to perform signal processing. The radio transmitting / receiving apparatus 40 is a surface that propagates through the temperature sensor 10 based on the modulation signal Sout radiated to the temperature sensor 10 and the response signal Sin radiated from the temperature sensor 10 and after the interference wave is removed. Wave propagation delay time (hereinafter referred to as reflection delay time) is detected.

この例で無線送受信装置４０は、送信部２１、送信用のアンテナ体２６Ａ，受信用のアンテナ体２６Ｂ、受信部３０、制御装置３１、メモリ部３２、表示部３３及び、操作部３４を備えている。送信部２１は、アンテナ体２６Ａに接続され、所定の周波数の搬送波信号をＤＳ（Direct Sequence）−ＳＳ（Spread Spectrum）拡散変調して得られた無線応答測定用の変調信号（送信波）Ｓoutを送信するように動作する（スペクトラム拡散通信方式＝ＳＳ通信方式）。   In this example, the wireless transmission / reception device 40 includes a transmission unit 21, a transmission antenna body 26A, a reception antenna body 26B, a reception unit 30, a control device 31, a memory unit 32, a display unit 33, and an operation unit 34. Yes. The transmission unit 21 is connected to the antenna body 26A, and receives a modulated signal (transmission wave) Sout for wireless response measurement obtained by performing DS (Direct Sequence) -SS (Spread Spectrum) spread modulation on a carrier signal of a predetermined frequency. It operates so as to transmit (spread spectrum communication system = SS communication system).

送信部２１は、第１、第２の発振器２２，２３、ＰＮ（Pseudorandom Noise）符号系列発生器（以下単にＰＮ発生器２５ともいう）及び乗算器２４を備えている。発振器２２は、所定の周波数の一例となる２，４５ＧＨｚの搬送波信号（ｃosωｔ）を発生する。発振器２２には変調器の一例となる乗算器２４が接続される。   The transmitter 21 includes first and second oscillators 22 and 23, a PN (Pseudorandom Noise) code sequence generator (hereinafter also simply referred to as a PN generator 25), and a multiplier 24. The oscillator 22 generates a carrier signal (cosωt) of 2,45 GHz that is an example of a predetermined frequency. A multiplier 24 as an example of a modulator is connected to the oscillator 22.

発振器２３は、所定の周波数でスペクトラム拡散用のクロック信号（ＳＳ ＣＬＯＣＫ）を発生する。発振器２３にはＰＮ発生器２５が接続され、発振器２３から出力されるクロック信号に基づいて拡散符号系列を発生する。ＰＮ発生器２５には、上述の乗算器２４が接続され、発振器２２から出力される搬送波信号をＰＮ発生器２５から出力される拡散符号系列に基づいてスペクトラム拡散変調するように動作する。スペクトラム拡散変調後の変調信号（送信波）Ｓoutは、アンテナ体２６Ａから輻射される。このようにすると、送信波のスペクトル拡散信号の拡散符号発生タイミングとＰＮ発生器２５のクロック位相によって、温度センサ１０における表面波の反射遅延時間（温度や圧力等）を取得できるようになる。   The oscillator 23 generates a spread spectrum clock signal (SS CLOCK) at a predetermined frequency. A PN generator 25 is connected to the oscillator 23 and generates a spread code sequence based on a clock signal output from the oscillator 23. The above-described multiplier 24 is connected to the PN generator 25 and operates so as to perform spread spectrum modulation on the carrier signal output from the oscillator 22 based on the spread code sequence output from the PN generator 25. The modulated signal (transmission wave) Sout after the spread spectrum modulation is radiated from the antenna body 26A. In this way, the surface wave reflection delay time (temperature, pressure, etc.) in the temperature sensor 10 can be acquired based on the spread code generation timing of the spread spectrum signal of the transmission wave and the clock phase of the PN generator 25.

受信部３０は、アンテナ体２６Ｂに接続され、温度センサ１０から戻ってきた応答信号Ｓinであって、その干渉波を除去した後の応答信号Ｓinを逆拡散して復調し、当該温度センサ１０を伝播する表面波の反射遅延時間を検出するように動作する。受信部３０は、例えば、干渉波補償手段６０、第１及び第２の遅延固定ループ回路２７，２８と、位相比較回路２９とを備える。   The receiving unit 30 is connected to the antenna body 26B and despreads and demodulates the response signal Sin returned from the temperature sensor 10 after removing the interference wave, and the temperature sensor 10 is demodulated. It operates to detect the reflection delay time of the propagating surface wave. The receiving unit 30 includes, for example, an interference wave compensation unit 60, first and second delay locked loop circuits 27 and 28, and a phase comparison circuit 29.

干渉波補償手段６０は、アンテナ体２６Ｂに接続され、温度センサ１０以外の物体から反射される変調信号Ｓｆ’、及び、温度センサ１０から輻射される位相がずれた応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を消去するような機能を有している。例えば、干渉波補償手段６０は、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinを成す変調信号Ｓｆ’の位相とを比較し、送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない変調信号Ｓｆ’による応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を当該比較結果に基づいて除去するように動作する。干渉波補償手段６０の内部構成例については、図６及び図７で説明をする。   The interference wave compensating means 60 is connected to the antenna body 26B, and receives the modulated signal Sf ′ reflected from an object other than the temperature sensor 10 and the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) whose phase radiated from the temperature sensor 10 is shifted. It has a function to erase. For example, the interference wave compensation unit 60 compares the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission with the phase of the modulation signal Sf ′ that forms the response signal Sin at the time of reception, and performs modulation that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission. The response signal Sf ′ (τ1 + τ2) due to the signal Sf ′ is operated based on the comparison result. An internal configuration example of the interference wave compensating means 60 will be described with reference to FIGS.

干渉波補償手段６０には、遅延固定ループ回路（ＤＬＬ（τ１））２７及び遅延固定ループ回路（ＤＬＬ（τ２））２８が接続される。遅延固定ループ回路（ＤＬＬ（τ１））２７は、例えば、温度センサ１０に２つの反射器＃１，＃２が設けられる場合であって、当該温度センサ１０の反射器＃１から戻ってきた応答信号Ｓinから、その干渉波を除去した後の応答信号Ｓinの拡散符号系列のコード同期を採るように動作する。遅延固定ループ回路（ＤＬＬ（τ２））２８は、温度センサ１０の反射器＃２から戻ってきた応答信号Ｓinであって、その干渉波を補償した後の応答信号Ｓinの拡散符号系列のコード同期を採るように動作する。   The interference wave compensation means 60 is connected to a delay locked loop circuit (DLL (τ1)) 27 and a delay locked loop circuit (DLL (τ2)) 28. The delay locked loop circuit (DLL (τ1)) 27 is, for example, a case where two reflectors # 1 and # 2 are provided in the temperature sensor 10, and the response returned from the reflector # 1 of the temperature sensor 10 The signal Sin operates so as to achieve code synchronization of the spread code sequence of the response signal Sin after removing the interference wave. The delay locked loop circuit (DLL (τ2)) 28 is the response signal Sin returned from the reflector # 2 of the temperature sensor 10, and the code synchronization of the spread code sequence of the response signal Sin after compensating for the interference wave It works to take

遅延固定ループ回路２７及び２８には、位相比較回路２９が接続され、遅延固定ループ回路２７から得られる位相情報（τａ＋τ１）と、遅延固定ループ回路２８から得られる位相情報（τａ＋τ２）とを入力して位相差を検出するように動作する。このようにすると、反射器相互間の干渉および温度センサ１０以外の物体からの反射を分離することができ、当該反射遅延時間の差τεに基づいて被測定対象４の温度や圧力等を高精度に測定することができる。しかも、搬送波信号の位相を精度良く連続して測定できるようになる。   A phase comparison circuit 29 is connected to the delay lock loop circuits 27 and 28, and phase information (τa + τ1) obtained from the delay lock loop circuit 27 and phase information (τa + τ2) obtained from the delay lock loop circuit 28 are input. To detect the phase difference. In this way, interference between reflectors and reflection from an object other than the temperature sensor 10 can be separated, and the temperature, pressure, etc. of the measurement target 4 can be accurately determined based on the difference τε in the reflection delay time. Can be measured. In addition, the phase of the carrier wave signal can be continuously measured with high accuracy.

この例で位相比較回路２９には制御装置３１が接続される。制御装置３１にはＣＰＵが使用される。制御装置３１にはメモリ部３２（記憶装置）が接続され、被測定対象４の温度を参照テーブル化した温度データＤ１が記憶される。メモリ部３２にはＥＥＰＲＯＭ等の不揮発メモリが使用される。制御装置３１では、位相比較回路２９から出力される位相差に基づいてメモリ部３２から温度データＤ１を読出すように動作する。温度データＤ１は、予め反射遅延時間の差τεと温度Ｔ℃とを関連付けたデータである。   In this example, a control device 31 is connected to the phase comparison circuit 29. A CPU is used for the control device 31. A memory unit 32 (storage device) is connected to the control device 31, and temperature data D <b> 1 obtained by making a reference table the temperature of the measurement target 4 is stored. A nonvolatile memory such as an EEPROM is used for the memory unit 32. The control device 31 operates to read the temperature data D1 from the memory unit 32 based on the phase difference output from the phase comparison circuit 29. The temperature data D1 is data in which the reflection delay time difference τε and the temperature T ° C. are associated in advance.

制御装置３１には、メモリ部３２の他に表示部３３や操作部３４等が接続される。表示部３３には、被測定対象４の温度Ｔ℃を例えば、デジタル表示あるいはアナログ表示するようになされる。温度表示は、制御装置３１から出力される表示データＤ２に基づいて表示される。操作部３４は、被測定対象４の温度を測定する際に制御装置３１に対して測定指示をするように操作される。操作部３４から制御装置３１には、測定指示を示す操作データＤ３が出力される。制御装置３１は、操作データＤ３に基づいてＰＮ発生器２５を制御する。例えば、制御装置３１は、ＰＮ発生器２５にクロック信号及びリセット信号を出力する。   In addition to the memory unit 32, a display unit 33 and an operation unit 34 are connected to the control device 31. The display unit 33 displays, for example, a digital display or an analog display of the temperature T ° C. of the measurement target 4. The temperature display is displayed based on the display data D2 output from the control device 31. The operation unit 34 is operated to give a measurement instruction to the control device 31 when measuring the temperature of the measurement target 4. Operation data D3 indicating a measurement instruction is output from the operation unit 34 to the control device 31. The control device 31 controls the PN generator 25 based on the operation data D3. For example, the control device 31 outputs a clock signal and a reset signal to the PN generator 25.

図２は、ＰＮ発生器２５の内部構成例を示す回路図である。図２に示すＰＮ発生器２５は、１４個のＤ型フリップフロップ回路５０１〜５１４、２個のＮＯＴ（インバータ）回路５２，５３、１０入力ＡＮＤ論理回路５４、１０入力ＮＯＲ論理回路５５、２入力ＸＯＲ論理回路５６及び、２入力ＯＲ論理回路５７を備えている。   FIG. 2 is a circuit diagram showing an internal configuration example of the PN generator 25. 2 includes 14 D-type flip-flop circuits 501 to 514, 2 NOT (inverter) circuits 52 and 53, 10-input AND logic circuit 54, 10-input NOR logic circuit 55, and 2 inputs. An XOR logic circuit 56 and a two-input OR logic circuit 57 are provided.

第１番〜第１０番目の１０個のＤ型のフリップフロップ回路５０１〜５１０の各々は、その出力端子（Ｑ）が次段のフリップフロップ回路の入力端子（Ｄ）に接続されると共に、１０入力ＡＮＤ論理回路５４及び１０入力ＮＯＲ論理回路５５の各々の入力に接続される。１０入力ＡＮＤ論理回路５４は、１０個の入力端子を有しており、上から順に第１番〜第１０番目の１０個のフリップフロップ回路５０１〜５１０の出力端子（Ｑ）が接続される。１０入力ＮＯＲ論理回路５５も、１０個の入力端子を有しており、上から順に第１番〜第１０番目の１０個のフリップフロップ回路５０１〜５１０の出力端子（Ｑ）が接続される。１０入力ＡＮＤ論理回路５４は、１０個のフリップフロップ回路５０１〜５１０の出力論理積を採って同期信号（Ｓｙｎｃ）を受信部３０等に出力する。１０入力ＮＯＲ論理回路５５の出力は、２入力ＯＲ論理回路５７の一方の入力に接続される。   Each of the first to tenth D-type flip-flop circuits 501 to 510 has its output terminal (Q) connected to the input terminal (D) of the next-stage flip-flop circuit, and 10 An input AND logic circuit 54 and a 10-input NOR logic circuit 55 are connected to respective inputs. The 10-input AND logic circuit 54 has 10 input terminals, and the output terminals (Q) of the first to tenth flip-flop circuits 501 to 510 are connected in order from the top. The 10-input NOR logic circuit 55 also has 10 input terminals, and the output terminals (Q) of the first to tenth flip-flop circuits 501 to 510 are connected in order from the top. The 10-input AND logic circuit 54 takes the output logical product of the 10 flip-flop circuits 501 to 510 and outputs a synchronization signal (Sync) to the receiving unit 30 and the like. The output of the 10-input NOR logic circuit 55 is connected to one input of the 2-input OR logic circuit 57.

第７番目及び第１０番目のフリップフロップ回路５０７及び５１０の出力は、２入力ＸＯＲ論理回路５６に接続される。２入力ＸＯＲ論理回路５６の出力は、２入力ＯＲ論理回路５７の他方に接続される。２入力ＯＲ論理回路５７の出力は第１番目のフリップフロップ回路５０１の入力端子（Ｄ）に接続される。１０個のフリップフロップ回路５０１〜５１０のクロック端子には、クロック信号（ＣＬＫ）が供給されると共に、クリア（ＣＬＲ）端子には、リセット信号が各々供給される。これら１０個のフリップフロップ回路５０１〜５１０、１０入力ＮＯＲ論理回路５５、２入力ＸＯＲ論理回路５６及び、２入力ＯＲ論理回路５７によって「０」，「１」を出力するカウンタを構成する。   The outputs of the seventh and tenth flip-flop circuits 507 and 510 are connected to a two-input XOR logic circuit 56. The output of the 2-input XOR logic circuit 56 is connected to the other of the 2-input OR logic circuit 57. The output of the 2-input OR logic circuit 57 is connected to the input terminal (D) of the first flip-flop circuit 501. A clock signal (CLK) is supplied to the clock terminals of the ten flip-flop circuits 501 to 510, and a reset signal is supplied to the clear (CLR) terminal. The ten flip-flop circuits 501 to 510, the 10-input NOR logic circuit 55, the 2-input XOR logic circuit 56, and the 2-input OR logic circuit 57 constitute a counter that outputs “0” and “1”.

残りの４個のフリップフロップ回路５１１〜５１４の各々は、その出力端子（Ｑ）が次段のフリップフロップ回路の入力端子（Ｄ）に接続される。第１１番目のフリップフロップ回路５１１の入力端子（Ｄ）には、第８番目のフリップフロップ回路５０８の出力端子（Ｑ）が接続される。第１１番目のフリップフロップ回路５１１のクロック端子には、ＮＯＴ回路５２が接続され、反転クロック信号を供給するようになされる。同様にして、第１３番目のフリップフロップ回路５１３のクロック端子には、ＮＯＴ回路５３が接続され、反転クロック信号を供給するようになされる。この４個のフリップフロップ回路５１１〜５１４のクロック端子にも、クロック信号（ＣＬＫ）が供給されると共に、クリア端子には、リセット信号が各々供給される。   Each of the remaining four flip-flop circuits 511 to 514 has its output terminal (Q) connected to the input terminal (D) of the next-stage flip-flop circuit. The output terminal (Q) of the eighth flip-flop circuit 508 is connected to the input terminal (D) of the eleventh flip-flop circuit 511. The NOT circuit 52 is connected to the clock terminal of the eleventh flip-flop circuit 511 so as to supply an inverted clock signal. Similarly, a NOT circuit 53 is connected to the clock terminal of the thirteenth flip-flop circuit 513 so as to supply an inverted clock signal. A clock signal (CLK) is also supplied to the clock terminals of the four flip-flop circuits 511 to 514, and a reset signal is supplied to each of the clear terminals.

この例で、第１２番目のフリップフロップ回路５１２の出力端子（Ｑ）から拡散コード［（０，１）ｔｏ（−１、１）：Ｅ］を出力する。第１３番目のフリップフロップ回路５１３の出力端子（Ｑ）から拡散コード［（０，１）ｔｏ（−１、１）：Ｄ］を出力する。第１４番目のフリップフロップ回路５１４の出力端子（Ｑ）から拡散コード［（０，１）ｔｏ（−１、１）：Ｌ］を出力する。これらの拡散コードは、ＰＮ符号系列を構成する拡散信号Ｃ（ｔ）であり、乗算器２４に出力される。   In this example, the spreading code [(0, 1) to (−1, 1): E] is output from the output terminal (Q) of the twelfth flip-flop circuit 512. The spreading code [(0, 1) to (−1, 1): D] is output from the output terminal (Q) of the thirteenth flip-flop circuit 513. The spreading code [(0, 1) to (−1, 1): L] is output from the output terminal (Q) of the fourteenth flip-flop circuit 514. These spreading codes are spread signals C (t) constituting a PN code sequence and are output to the multiplier 24.

図３Ａ〜Ｃは、送信部２１における動作例を示す波形図である。この例では、入力情報信号が存在せず、搬送波信号（ｃosωｔ：正弦波）を直接、拡散符号系列に基づいてスペクトラム拡散変調する構成を採るので、一次変調が行われない。これはスペクトル拡散信号を連続して温度センサ１０に送信し直接注入するためである。   3A to 3C are waveform diagrams illustrating an operation example in the transmission unit 21. FIG. In this example, since there is no input information signal and the carrier wave signal (cos ωt: sine wave) is directly spread spectrum modulated based on the spread code sequence, primary modulation is not performed. This is because the spread spectrum signal is continuously transmitted to the temperature sensor 10 and directly injected.

図３Ａに示す周波数ｆ＝２．４５ＧＨｚの搬送波信号は、発振器２２によって発生され、乗算器２４へ出力される。図３Ｂに示す拡散信号Ｃ（ｔ）は、チップ幅Ｔｃで、所定の周期で振幅±１のＰＮ信号を成し、乗算器２４に出力される。図３Ｃに示す変調信号（送信波）Ｓoutは、発振器２２から出力される搬送波信号をＰＮ発生器２５から出力される拡散符号系列に基づいてスペクトラム拡散変調した信号である。このスペクトラム拡散変調後の変調信号Ｓoutは、アンテナ体２６Ａから輻射される。   A carrier signal having a frequency f = 2.45 GHz shown in FIG. 3A is generated by the oscillator 22 and output to the multiplier 24. The spread signal C (t) shown in FIG. 3B forms a PN signal having a chip width Tc and an amplitude of ± 1 in a predetermined cycle, and is output to the multiplier 24. A modulated signal (transmission wave) Sout shown in FIG. 3C is a signal obtained by performing spread spectrum modulation on the carrier signal output from the oscillator 22 based on the spread code sequence output from the PN generator 25. The modulated signal Sout after the spread spectrum modulation is radiated from the antenna body 26A.

図４は、温度センサ１０における表面波変換器２および反射器＃１及び＃２の配置例を示す図である。この例で温度センサ１０には、２つの反射器＃１及び＃２が設けられ、搬送波の空間での遅延時間を補正し、反射遅延時間の差を精度良く測定できるようになされる。   FIG. 4 is a diagram illustrating an arrangement example of the surface wave converter 2 and the reflectors # 1 and # 2 in the temperature sensor 10. In this example, the temperature sensor 10 is provided with two reflectors # 1 and # 2, and the delay time in the carrier wave space is corrected so that the difference in the reflection delay time can be measured with high accuracy.

この例では、スペクトラム拡散変調された変調信号（搬送波）Ｓoutを温度センサ１０に送信し、その搬送波が周囲の物体から反射して戻ってくる時間と、温度センサ１０の反射器＃１及び＃２から反射して無線送受信装置４０に戻ってくる反射遅延時間の差を１チップ（拡散コードのデータレート）以上になるように、反射器＃１での反射遅延時間τ１を設定すると共に、反射器＃２での反射遅延時間τ２を設定するようになされる。これは反射遅延時間の差をτεとしたとき、τε＝τ２−τ１により算出するためである。   In this example, a modulation signal (carrier wave) Sout subjected to spread spectrum modulation is transmitted to the temperature sensor 10, the time when the carrier wave is reflected from the surrounding object, and the reflectors # 1 and # 2 of the temperature sensor 10. The reflection delay time τ1 in the reflector # 1 is set so that the difference in reflection delay time reflected from the light and returning to the wireless transmission / reception device 40 becomes 1 chip (diffusion code data rate) or more. The reflection delay time τ2 at # 2 is set. This is because τε = τ2−τ1 when the difference in reflection delay time is τε.

同様に、反射器＃１と反射器＃２の反射遅延時間の差も、１チップ以上に設定すれば、反射器＃１で反射された反射波と、反射器＃２で反射された反射波を干渉なしに受信することができる。しかも、受信部３０によって、１チップ異なる拡散符号コード、すなわち、遅延量の異なるキャリアを逆拡散によって減衰させることができる。   Similarly, if the difference in reflection delay time between reflector # 1 and reflector # 2 is also set to 1 chip or more, the reflected wave reflected by reflector # 1 and the reflected wave reflected by reflector # 2 Can be received without interference. In addition, the receiving unit 30 can attenuate the spreading code codes different by one chip, that is, carriers having different delay amounts, by despreading.

図４に示す表面波変換器２から所定の距離を隔てた当該基板１上の位置であっ
て、表面波の伝播進路には、２つの反射器＃１、＃２がずれる形で配置される。各々の反射器＃１，＃２は、例えば、５本の反射電極から構成される。図４において、Ｌ１は表面波変換器２と反射器＃１との間の離隔距離である。Ｌ２は表面波変換器２と反射器＃２との間の離隔距離である。この例では、Ｌ１＜Ｌ２に設定されている。離隔距離Ｌ１は、センサ基板１がＬｉＮｂＯ3系で、表面波の速度ＶがＶ＝３８００ｍ／ｓ、波長λ＝１２μｍ、周期＝３．１６ｎｓとすると、Ｌ１＝３６３０μｍ程度、Ｌ２＝５３１０μｍ程度である。 A position on the substrate 1 at a predetermined distance from the surface wave transducer 2 shown in FIG. 4, and the two reflectors # 1 and # 2 are arranged in a shifted manner in the propagation path of the surface wave. . Each reflector # 1, # 2 is composed of, for example, five reflective electrodes. In FIG. 4, L1 is a separation distance between the surface wave converter 2 and the reflector # 1. L2 is a separation distance between the surface wave transducer 2 and the reflector # 2. In this example, L1 <L2 is set. The separation distance L1 is about L1 = about 3630 μm and about L2 = 5310 μm when the sensor substrate 1 is a LiNbO 3 system, the velocity V of the surface wave is V = 3800 m / s, the wavelength λ = 12 μm, and the period = 3.16 ns. .

また、反射波が表面波変換器２から反射器＃１へ伝播する時間を反射遅延時間τ１としたとき、上述の例で、反射遅延時間τ１は１８７０ｎｓ程度である。同様にして、反射波が表面波変換器２から反射器＃２へ伝播する時間を反射遅延時間τ２としたとき、上述の例で、反射遅延時間τ２は２７５０ｎｓ程度である。   Further, when the time for which the reflected wave propagates from the surface wave transducer 2 to the reflector # 1 is the reflection delay time τ1, the reflection delay time τ1 is about 1870 ns in the above example. Similarly, when the time that the reflected wave propagates from the surface wave converter 2 to the reflector # 2 is the reflection delay time τ2, the reflection delay time τ2 is about 2750 ns in the above example.

図５Ａ及びＢは、温度センサ１０における表面波の動作例を示す図である。図５Ａ及びＢにおいて、横軸が時間ｔであり、縦軸が振幅である。   5A and 5B are diagrams illustrating an example of the operation of the surface wave in the temperature sensor 10. 5A and 5B, the horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents amplitude.

上述した表面波の速度Ｖ、伝播時間、中間周波数は、例えば、センサ基板１の材質、当該センサ基板１に加わる温度、湿度、圧力（膨張、剪断、曲げ等）によって変わる。従って、結晶構造の基板１が被測定対象４の温度や圧力によって変化すると、弾性波である表面波の反射遅延時間が変化する。この表面波の反射遅延時間を測定することで、被測定対象４の温度や圧力の変化を離れた場所で読み取ることができる。   The above-described surface wave velocity V, propagation time, and intermediate frequency vary depending on, for example, the material of the sensor substrate 1, the temperature, humidity, and pressure (expansion, shearing, bending, etc.) applied to the sensor substrate 1. Therefore, when the substrate 1 having a crystal structure changes depending on the temperature and pressure of the object 4 to be measured, the reflection delay time of the surface wave that is an elastic wave changes. By measuring the reflection delay time of the surface wave, changes in temperature and pressure of the measurement object 4 can be read at a remote location.

図５Ａに示す反射パルス＃Ｐ１は、表面波が反射器＃１に反射して生じたものである。図５Ｂに示す反射パルス＃Ｐ２は、表面波が反射器＃２に反射して生じたものである。これらの反射パルス＃Ｐ１、＃Ｐ２は、スペクトラム拡散通信方式の変調信号（送信波）Ｓoutの搬送波の位相を進めたり、反対に、遅らせたりするようになる。これら２つの反射パルス＃Ｐ１、＃Ｐ２の反射遅延時間の差τεである。この反射遅延時間の差τεを含んだ反射パルス＃Ｐ１、＃Ｐ２は、表面波変換器２によってスペクトラム拡散通信方式の変調信号に変換され、その応答信号に含まれて、アンテナ体３から輻射するようになる。この反射遅延時間の差τεを含んだ応答信号を無線送受信装置４０で受信して検出するようにすればよい。   The reflected pulse # P1 shown in FIG. 5A is generated when the surface wave is reflected by the reflector # 1. The reflected pulse # P2 shown in FIG. 5B is generated when the surface wave is reflected by the reflector # 2. These reflection pulses # P1 and # P2 advance the phase of the carrier wave of the modulation signal (transmission wave) Sout of the spread spectrum communication system, or conversely delay it. A difference τε between the reflection delay times of these two reflection pulses # P1 and # P2. The reflected pulses # P1 and # P2 including the difference τε of the reflection delay time are converted into a spread spectrum communication modulation signal by the surface wave converter 2, and are included in the response signal and radiated from the antenna body 3. It becomes like this. The response signal including the difference τε in the reflection delay time may be received and detected by the wireless transmission / reception device 40.

図６及び図７は、干渉波補償手段６０の内部構成例を示すブロック図である。図６に示す干渉波補償手段６０は、２個の反射器＃１、＃２が温度センサ１０に設けられる場合、３つの干渉波補償回路６１〜６３から構成される。   6 and 7 are block diagrams showing an example of the internal configuration of the interference wave compensating means 60. FIG. The interference wave compensation means 60 shown in FIG. 6 includes three interference wave compensation circuits 61 to 63 when two reflectors # 1 and # 2 are provided in the temperature sensor 10.

図６において第１の干渉波補償回路６１は、その入力部がアンテナ体２６Ｂに接続され、温度センサ１０以外の周囲の物体、例えば、周囲の金属板から反射される変調信号Ｓｆ’を除去する機能を有している。第１の干渉波補償回路６１は、例えば、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinを成す変調信号Ｓｆ’の位相とを比較し、送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない変調信号Ｓｆ’による位相のずれた応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を当該比較結果に基づいて除去するように動作する。   In FIG. 6, the first interference wave compensation circuit 61 has an input connected to the antenna body 26B, and removes a modulation signal Sf ′ reflected from a surrounding object other than the temperature sensor 10, for example, a surrounding metal plate. It has a function. For example, the first interference wave compensation circuit 61 compares the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission with the phase of the modulation signal Sf ′ that forms the response signal Sin at the time of reception, and sets the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission. The response signal Sf ′ (τ1 + τ2) out of phase due to the modulation signal Sf ′ that is not synchronized operates so as to be removed based on the comparison result.

第２の干渉波補償回路６２は、その入力部が第１の干渉波補償回路６１の出力に接続され、空間における遅延時間τａを考慮したとき、温度センサ１０の反射器＃２から反射される応答信号Ｓｆ（τ２＋τａ）を除去する機能を有している。これは、温度センサ１０の反射器＃１から反射される応答信号Ｓｆ（τ１＋τａ）を通過させるためである。例えば、第２の干渉波補償回路６２は、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinの位相とを比較し、送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない応答信号Ｓｆ（τ２＋τａ）を当該比較結果に基づいて除去するように動作する。これによって、温度センサ１０の反射器＃１からの応答信号Ｓｆ（τ１＋τａ）のＳ／Ｎが向上する。   The second interference wave compensation circuit 62 has its input connected to the output of the first interference wave compensation circuit 61 and is reflected from the reflector # 2 of the temperature sensor 10 when the delay time τa in space is taken into account. It has a function of removing the response signal Sf (τ2 + τa). This is because the response signal Sf (τ1 + τa) reflected from the reflector # 1 of the temperature sensor 10 is passed. For example, the second interference wave compensation circuit 62 compares the phase of the modulated signal Sf at the time of transmission with the phase of the response signal Sin at the time of reception, and the response signal Sf (not synchronized with the phase of the modulated signal Sf at the time of transmission) It operates so as to remove τ2 + τa) based on the comparison result. As a result, the S / N ratio of the response signal Sf (τ1 + τa) from the reflector # 1 of the temperature sensor 10 is improved.

第３の干渉波補償回路６３は、その入力部が第１の干渉波補償回路６１の出力に接続され、温度センサ１０の反射器＃１から反射される応答信号Ｓｆ（τ１＋τａ）を除去する機能を有している。これは、温度センサ１０の反射器＃２から反射される応答信号Ｓｆ（τ２＋τａ）を通過させるためである。例えば、第３の干渉波補償回路６３は、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinの位相とを比較し、送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない応答信号Ｓｆ（τ１＋τａ）を当該比較結果に基づいて除去するように動作する。これによって、温度センサ１０の反射器＃２からの応答信号Ｓｆ（τ２＋τａ）のＳ／Ｎが向上する。   The third interference wave compensation circuit 63 has a function of removing the response signal Sf (τ1 + τa) reflected from the reflector # 1 of the temperature sensor 10 with its input section connected to the output of the first interference wave compensation circuit 61. have. This is because the response signal Sf (τ2 + τa) reflected from the reflector # 2 of the temperature sensor 10 is passed. For example, the third interference wave compensation circuit 63 compares the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission with the phase of the response signal Sin at the time of reception, and the response signal Sf (not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission) It operates so as to remove τ1 + τa) based on the comparison result. As a result, the S / N ratio of the response signal Sf (τ2 + τa) from the reflector # 2 of the temperature sensor 10 is improved.

図７は、第１の干渉波補償回路６１等の内部構成例を示すブロック図である。図７に示す干渉波補償回路６１等は、位相同期検出部６４及び振幅制御部６５を有している。干渉波補償回路６１は、従来、受信時の応答信号Ｓinから取り除けなかった雑音成分を取り除くように動作する。受信時の応答信号Ｓinは、周囲の物体から反射してくる変調信号Ｓｆ’と、温度センサ１０からの応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）と、変調信号Ｓｆ’を温度センサ１０でスペクトラム拡散変調した温度センサ１０からの応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）とを含んだ合成波と考えられる。   FIG. 7 is a block diagram illustrating an internal configuration example of the first interference wave compensation circuit 61 and the like. The interference wave compensation circuit 61 shown in FIG. 7 has a phase synchronization detection unit 64 and an amplitude control unit 65. The interference wave compensation circuit 61 operates so as to remove noise components that could not be removed from the response signal Sin at the time of reception. The response signal Sin at the time of reception includes a modulation signal Sf ′ reflected from a surrounding object, a response signal Sf (τ1 + τ2) from the temperature sensor 10, and a temperature sensor obtained by performing spread spectrum modulation on the modulation signal Sf ′ by the temperature sensor 10. 10 is considered to be a composite wave including the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) from 10.

受信時の応答信号中の雑音成分は、無変調の変調信号Ｓｆ’及びその変調信号Ｓｆ’をスペクトラム拡散変調した後のＳＡＷ変調信号（以下応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）という）から生成されると考えられる。また、変調信号Ｓｆ’の位相及び応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）の位相とは、同相（同期している）と考えられ、これらの信号Ｓｆ’及びＳｆ’（τ１＋τ２）と、変調信号Ｓｆを温度センサ１０でスペクトラム拡散変調した温度センサ１０からの応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）とは、反射物体が存在する場合に位相がずれる（同期していない）と考えられる。   When a noise component in a response signal at the time of reception is generated from an unmodulated modulation signal Sf ′ and a SAW modulation signal (hereinafter referred to as response signal Sf ′ (τ1 + τ2)) obtained by subjecting the modulation signal Sf ′ to spread spectrum modulation. Conceivable. Further, the phase of the modulation signal Sf ′ and the phase of the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) are considered to be in phase (synchronized), and these signals Sf ′ and Sf ′ (τ1 + τ2) and the modulation signal Sf are The response signal Sf (τ1 + τ2) from the temperature sensor 10 subjected to spread spectrum modulation by the sensor 10 is considered to be out of phase (not synchronized) when a reflecting object is present.

従って、この無線応答温度測定システム１００において、変調信号Ｓｆをスペクトラム拡散変調して得られる本来の応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）を取り出すには、受信時の応答信号Ｓinから、変調信号Ｓｆ’及び応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を取り除き、当該応答信号ＳinからＳｆ（τ１）とＳｆ（τ２）とを分離できればよいことになる。   Therefore, in this wireless response temperature measurement system 100, in order to extract the original response signal Sf (τ1 + τ2) obtained by performing spread spectrum modulation on the modulation signal Sf, the modulation signal Sf ′ and the response signal are received from the response signal Sin at the time of reception. It is only necessary to remove Sf ′ (τ1 + τ2) and to separate Sf (τ1) and Sf (τ2) from the response signal Sin.

位相同期検出部６４は、周囲の物体から反射してくる変調信号Ｓｆ’と、温度センサ１０からの応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）＋Ｓｆ’（τ１＋τ２）との合成波の位相に追尾する回路であって、受信時の応答信号Ｓinの位相を再生するようになされる。例えば、位相同期検出部６４は、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinの位相とを比較して、送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期した応答信号（τ１＋τ２）及び、当該位相に同期しない応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）とを検出する。   The phase synchronization detection unit 64 is a circuit that tracks the phase of the combined wave of the modulation signal Sf ′ reflected from the surrounding object and the response signal Sf (τ1 + τ2) + Sf ′ (τ1 + τ2) from the temperature sensor 10. The phase of the response signal Sin at the time of reception is reproduced. For example, the phase synchronization detection unit 64 compares the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission with the phase of the response signal Sin at the time of reception, and a response signal (τ1 + τ2) synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission and The response signal Sf ′ (τ1 + τ2) not synchronized with the phase is detected.

位相同期検出部６４は、位相検出回路４１、位相差比較回路４２、ＬＰＦ回路４３及び位相差出力回路４４を有している。位相検出回路４１は、送信部１２及び受信用のアンテナ体１６Ｂに接続され、受信時の応答信号Ｓinと、送信時の変調信号Ｓｆとを入力して位相差を検出するようになされる。位相検出回路４１では変調信号Ｓｆに関して、送信部１２から変調信号Ｓｆの周波数成分が参照（カンニング）され、受信時の応答信号Ｓinの変調信号Ｓｆの位相と、送信部１２からの変調信号Ｓｆの位相とが比較される。   The phase synchronization detection unit 64 includes a phase detection circuit 41, a phase difference comparison circuit 42, an LPF circuit 43, and a phase difference output circuit 44. The phase detection circuit 41 is connected to the transmission unit 12 and the receiving antenna body 16B, and receives a response signal Sin at the time of reception and a modulation signal Sf at the time of transmission to detect a phase difference. In the phase detection circuit 41, the frequency component of the modulation signal Sf is referred (cheated) from the transmission unit 12 with respect to the modulation signal Sf, the phase of the modulation signal Sf of the response signal Sin at the time of reception, and the modulation signal Sf from the transmission unit 12 The phase is compared.

位相検出回路４１には位相差比較回路４２が接続される。位相差比較回路４２は、位相差出力回路４４の出力と、位相検出回路４１による位相差とを比較して送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期した応答信号Ｓin及び当該位相に同期しない応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）に関する同期検出信号を出力するようになされる。位相検出回路４１及び位相差比較回路４２には、例えば、乗算器が使用される。   A phase difference comparison circuit 42 is connected to the phase detection circuit 41. The phase difference comparison circuit 42 compares the output of the phase difference output circuit 44 with the phase difference of the phase detection circuit 41, and a response signal Sin synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission and a response signal not synchronized with the phase A synchronization detection signal related to Sf ′ (τ1 + τ2) is output. For the phase detection circuit 41 and the phase difference comparison circuit 42, for example, a multiplier is used.

位相差比較回路４２にはＬＰＦ回路４３が接続される。ＬＰＦ回路４３は、同期検出信号をフィルタ処理して送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期した応答信号Ｓin及び当該位相に同期しない応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）に関する変調信号Ｓｆの位相差を推定するための位相差信号を出力する。   An LPF circuit 43 is connected to the phase difference comparison circuit 42. The LPF circuit 43 filters the synchronization detection signal to estimate the phase difference between the modulation signal Sf with respect to the response signal Sin synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission and the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) not synchronized with the phase. Output a phase difference signal.

ＬＰＦ回路４３には、位相差出力回路４４が接続され、位相差出力回路４４は、位相差信号を位相差比較回路４２及び振幅制御部６５に出力するようになされる。これにより、位相同期検出部６４で、送信時の変調信号Ｓｆと受信時の変調信号Ｓｆとの位相差を比較し、１次ループにより位相差を推定し、その位相差推定値を振幅制御部６５の位相差比較回路５３及び振幅調整回路５５に出力することができる。   A phase difference output circuit 44 is connected to the LPF circuit 43, and the phase difference output circuit 44 outputs a phase difference signal to the phase difference comparison circuit 42 and the amplitude controller 65. Thus, the phase synchronization detection unit 64 compares the phase difference between the modulation signal Sf at the time of transmission and the modulation signal Sf at the time of reception, estimates the phase difference by the primary loop, and uses the phase difference estimation value as the amplitude control unit. 65 to the phase difference comparison circuit 53 and the amplitude adjustment circuit 55.

振幅制御部６５は、周囲の物体から反射してくる変調信号Ｓｆと、温度センサ１０からの応答信号との合成波の変調信号Ｓｆの振幅に追尾する回路であって、受信時の応答信号の変調信号Ｓｆの振幅を再生するようになされる。振幅制御部６５は、位相同期検出部６４によって検出された送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない変調信号Ｓｆによる応答信号を除去する。例えば、振幅制御部６５は、ここで再生された受信時の変調信号Ｓｆを逆相にして、これを応答信号（温度センサ１０のスペクトラム拡散変調信号）に加算することにより、受信時の応答信号から周囲の物体から反射してきた変調信号Ｓｆによる応答信号を除去し、温度センサ１０からの応答信号を得るようになされる。   The amplitude control unit 65 is a circuit that tracks the amplitude of the modulation signal Sf of the combined wave of the modulation signal Sf reflected from the surrounding object and the response signal from the temperature sensor 10, and the response signal at the time of reception The amplitude of the modulation signal Sf is reproduced. The amplitude control unit 65 removes the response signal due to the modulation signal Sf that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission detected by the phase synchronization detection unit 64. For example, the amplitude control unit 65 reverses the modulation signal Sf at the time of reception reproduced here, and adds this to the response signal (spread spectrum modulation signal of the temperature sensor 10), thereby receiving the response signal at the time of reception. The response signal due to the modulation signal Sf reflected from the surrounding object is removed from the temperature sensor 10, and the response signal from the temperature sensor 10 is obtained.

振幅制御部６５は、例えば、演算回路９１、位相検出回路９２、位相差比較回路９３、ＬＰＦ回路９４、振幅（レベル）調整回路９５及び位相制御回路９６を有している。演算回路９１は、受信用のアンテナ体１６Ｂ及び位相制御回路９６に接続され、受信時の応答信号Ｓinから、位相制御回路９６によって位相制御された変調信号Ｓｆ’＋応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を差し引く（減算する）ように動作する。変調信号Ｓｆ’は受信時に周囲の物体から反射されてきた、送信時の変調信号Ｓｆと位相がずれた成分信号である。   The amplitude control unit 65 includes, for example, an arithmetic circuit 91, a phase detection circuit 92, a phase difference comparison circuit 93, an LPF circuit 94, an amplitude (level) adjustment circuit 95, and a phase control circuit 96. The arithmetic circuit 91 is connected to the receiving antenna body 16B and the phase control circuit 96, and generates a modulated signal Sf ′ + response signal Sf ′ (τ1 + τ2) phase-controlled by the phase control circuit 96 from the response signal Sin at the time of reception. Operates to subtract (subtract). The modulated signal Sf ′ is a component signal that is reflected from a surrounding object at the time of reception and is out of phase with the modulated signal Sf at the time of transmission.

応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）は、温度センサ１０で変調信号Ｓｆ’をスペクトラム拡散変調され送信されてきた、送信時の変調信号Ｓｆと位相がずれた成分信号であって、振幅調整回路９５で振幅調整された信号である。この例で、演算回路９１によって、受信時の合成応答信号から、周囲物体反射を原因とする変調信号Ｓｆ’及び、その変調信号Ｓｆ’による応答信号成分を除去された温度センサ１０の応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）は、遅延固定ループ回路２７及び２８に出力される。   The response signal Sf ′ (τ 1 + τ 2) is a component signal that has been transmitted after the spread spectrum modulation of the modulation signal Sf ′ by the temperature sensor 10 and has a phase shifted from the modulation signal Sf at the time of transmission. The adjusted signal. In this example, the arithmetic circuit 91 removes the modulation signal Sf ′ caused by the reflection of the surrounding object and the response signal component of the temperature sensor 10 from which the response signal component due to the modulation signal Sf ′ has been removed from the combined response signal at the time of reception. (Τ1 + τ2) is output to the delay locked loop circuits 27 and 28.

演算回路９１には、位相検出回路９２が接続される。位相検出回路９２は、送信時の変調信号Ｓｆと演算回路９１の出力とを入力して受信時の応答信号Ｓinから送信時の変調信号Ｓｆの周波数成分を取り除くように動作する。位相検出回路９２には、位相差比較回路９３が接続される。位相差比較回路９３は、位相同期検出部６４から位相差推定値と、位相検出回路９２の出力信号とを入力し、この位相差推定値と出力信号とに基づいて受信時の応答信号Ｓinの位相差を取り除くように動作する。   A phase detection circuit 92 is connected to the arithmetic circuit 91. The phase detection circuit 92 inputs the modulation signal Sf at the time of transmission and the output of the arithmetic circuit 91 and operates so as to remove the frequency component of the modulation signal Sf at the time of transmission from the response signal Sin at the time of reception. A phase difference comparison circuit 93 is connected to the phase detection circuit 92. The phase difference comparison circuit 93 inputs the phase difference estimation value and the output signal of the phase detection circuit 92 from the phase synchronization detection unit 64, and based on this phase difference estimation value and the output signal, the response signal Sin at the time of reception is received. Operates to remove the phase difference.

位相差比較回路９３にはＬＰＦ回路９４が接続される。ＬＰＦ回路９４は、位相差比較回路９３の出力信号をフィルタ処理して送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）に関する干渉雑音の振幅値を推定するための振幅推定値（信号）を出力する。   An LPF circuit 94 is connected to the phase difference comparison circuit 93. The LPF circuit 94 filters the output signal of the phase difference comparison circuit 93 to estimate the amplitude value of interference noise related to the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission. (Signal) is output.

ＬＰＦ回路９４には振幅調整回路９５が接続される。振幅調整回路９５は、ＬＰＦ回路９４から出力される振幅推定値及び位相差出力回路４４から出力される位相差推定値を入力し、受信時の応答信号Ｓinに含まれる雑音成分の振幅を調整し、調整後の雑音成分を位相制御回路９６に出力する。受信時の応答信号Ｓinには、位相同期検出部６４によって検出された送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない変調信号Ｓｆ’による応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）が雑音成分として含まれる。この干渉波補償回路６１で、変調信号Ｓｆ’による応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を取り除くようにすればよい。   An amplitude adjustment circuit 95 is connected to the LPF circuit 94. The amplitude adjustment circuit 95 receives the amplitude estimation value output from the LPF circuit 94 and the phase difference estimation value output from the phase difference output circuit 44, and adjusts the amplitude of the noise component included in the response signal Sin at the time of reception. The adjusted noise component is output to the phase control circuit 96. The response signal Sin at the time of reception includes a response signal Sf ′ (τ1 + τ2) by the modulation signal Sf ′ that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission detected by the phase synchronization detector 64 as a noise component. The interference wave compensation circuit 61 may remove the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) based on the modulation signal Sf ′.

振幅調整回路９５には位相制御回路９６が接続される。位相制御回路９６は、送信部１２から送信時の変調信号Ｓｆを入力すると共に、振幅調整回路９５から送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない変調信号Ｓｆ’による応答信号の周波数成分と振幅成分とを入力し、周囲の物体から反射してくる変調信号Ｓｆ’と、変調信号Ｓｆ’によりスペクトラム拡散変調された温度センサ１０からの応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）との合成波の振幅と位相を制御する。この制御によって、位相制御回路９６は、演算回路９１に変調信号Ｓｆ’＋応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を出力する。なお、位相検出回路９２、位相差比較回路９３、振幅調整回路９５及び位相制御回路９６には、例えば、乗算器が使用される。   A phase control circuit 96 is connected to the amplitude adjustment circuit 95. The phase control circuit 96 receives the modulation signal Sf at the time of transmission from the transmitter 12, and the frequency component and amplitude component of the response signal from the modulation signal Sf 'that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission from the amplitude adjustment circuit 95. And the amplitude and phase of the combined wave of the modulation signal Sf ′ reflected from the surrounding object and the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) from the temperature sensor 10 subjected to spread spectrum modulation by the modulation signal Sf ′. Control. With this control, the phase control circuit 96 outputs the modulation signal Sf ′ + response signal Sf ′ (τ1 + τ2) to the arithmetic circuit 91. For example, a multiplier is used for the phase detection circuit 92, the phase difference comparison circuit 93, the amplitude adjustment circuit 95, and the phase control circuit 96.

演算回路９１は、受信時の応答信号Ｓinから、上述の変調信号Ｓｆ’＋応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を差し引く（減算する）ように動作するので、送信時の変調信号Ｓｆによってスペクトラム拡散変調された応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）を遅延固定ループ回路２７及び２８に出力することができる。   The arithmetic circuit 91 operates to subtract (subtract) the above-described modulation signal Sf ′ + response signal Sf ′ (τ1 + τ2) from the response signal Sin at the time of reception, and thus is spread spectrum modulated by the modulation signal Sf at the time of transmission. The response signal Sf (τ1 + τ2) can be output to the delay locked loop circuits 27 and 28.

なお、図示せずも、第２及び第３の干渉波補償回路６２、６３は、図７に示した位相同期検出部６４及び振幅制御部６５を有している。上述した干渉波補償回路６１の出力段には、干渉波補償回路６２及び６３の各々の位相検出回路４１が接続され、変調信号Ｓｆ’及び応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を除去した後の応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）が入力される。   Although not shown, the second and third interference wave compensation circuits 62 and 63 include the phase synchronization detection unit 64 and the amplitude control unit 65 shown in FIG. The phase detection circuit 41 of each of the interference wave compensation circuits 62 and 63 is connected to the output stage of the interference wave compensation circuit 61 described above, and the response signal after removing the modulation signal Sf ′ and the response signal Sf ′ (τ1 + τ2). Sf (τ1 + τ2) is input.

干渉波補償回路６２では、図７で説明した位相同期検出部６４により、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinの位相とが位相同期検出部６４によって比較され、振幅制御部６５により、応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）から送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない応答信号Ｓｆ（τ２）が除去される。これにより、温度センサ１０の反射器＃２から反射される応答信号Ｓｆ（τ２）が除去され、その反射器＃１から反射される干渉雑音の少ない、すなわち、Ｓ／Ｎの高い応答信号Ｓｆ（τ１）を干渉波補償回路６２から遅延固定ループ回路２７に出力することができる。   In the interference wave compensation circuit 62, the phase synchronization detection unit 64 described in FIG. 7 compares the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission with the phase of the response signal Sin at the time of reception by the phase synchronization detection unit 64, thereby controlling the amplitude. The unit 65 removes the response signal Sf (τ2) that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission from the response signal Sf (τ1 + τ2). As a result, the response signal Sf (τ2) reflected from the reflector # 2 of the temperature sensor 10 is removed, and the response signal Sf () having a small interference noise reflected from the reflector # 1, that is, a high S / N ratio. τ1) can be output from the interference wave compensation circuit 62 to the delay locked loop circuit 27.

干渉波補償回路６３では、図７で説明した位相同期検出部６４により、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinの位相とが位相同期検出部６４によって比較され、振幅制御部６５により、応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）から送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない応答信号Ｓｆ（τ１）が除去される。これにより、温度センサ１０の反射器＃１から反射される応答信号Ｓｆ（τ１）が除去され、その反射器＃２から反射される干渉雑音の少ない、すなわち、Ｓ／Ｎの高い応答信号Ｓｆ（τ２）を干渉波補償回路６３から遅延固定ループ回路２８に出力することができる。   In the interference wave compensation circuit 63, the phase synchronization detection unit 64 described in FIG. 7 compares the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission with the phase of the response signal Sin at the time of reception by the phase synchronization detection unit 64, and amplitude control is performed. The unit 65 removes the response signal Sf (τ1) that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission from the response signal Sf (τ1 + τ2). As a result, the response signal Sf (τ1) reflected from the reflector # 1 of the temperature sensor 10 is removed, and the response signal Sf (high S / N) reflected from the reflector # 2 is reduced. τ 2) can be output from the interference wave compensation circuit 63 to the delay locked loop circuit 28.

図８は、遅延固定ループ回路２７の構成例を示すブロック図である。この例では、温度センサ１０から連続して応答信号Ｓinを受信し、拡散コード・トラッキング・ループ制御を実行するようになされる。ここで、温度センサ１０から反射されてくる応答信号Ｓinの遅延時間（以下空間における遅延時間ともいう）をτａとし、反射器＃１による表面波の反射パルス＃Ｐ１の反射遅延時間をτ１とし、反射器＃２による表面波の反射パルス＃Ｐ２の反射遅延時間をτ２とすると、干渉波補償回路６１は、τａ＋τ１の遅延時間成分を含んだ応答信号と、τａ＋τ２の遅延時間成分を含んだ応答信号Ｓinとを出力するようになされる。遅延固定ループ回路２７では、τａ＋τ１だけ遅れたタイミングで受信された応答信号Ｓinが拡散コード・トラッキング・ループ制御するようになされる。   FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of the delay locked loop circuit 27. In this example, the response signal Sin is continuously received from the temperature sensor 10, and the spreading code tracking loop control is executed. Here, the delay time of the response signal Sin reflected from the temperature sensor 10 (hereinafter also referred to as the delay time in space) is τa, the reflection delay time of the reflection pulse # P1 of the surface wave by the reflector # 1 is τ1, When the reflection delay time of the reflection pulse # P2 of the surface wave by the reflector # 2 is τ2, the interference wave compensation circuit 61 includes a response signal including a delay time component of τa + τ1 and a response signal including a delay time component of τa + τ2. Sin is output. In the delay locked loop circuit 27, the response signal Sin received at a timing delayed by τa + τ1 is subjected to spreading code tracking loop control.

図８に示す遅延固定ループ回路２７は、ＰＮ発生器７１、３個の乗算器７２Ａ〜７２Ｃ、３個のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７３Ａ〜７３Ｃ、２個の２乗検波器７４Ａ，７４Ｂ、復調器７５、減算器７６、ループフィルタ７７、電圧可変発振器（ＶＣＯ）７８を備えている。   8 includes a PN generator 71, three multipliers 72A to 72C, three band pass filters (BPF) 73A to 73C, two square detectors 74A and 74B, and a demodulator. 75, a subtractor 76, a loop filter 77, and a voltage variable oscillator (VCO) 78.

遅延固定ループ回路２７は入力端子３７を有している。入力端子３７は、干渉波補償回路６２に接続されると共に、３個の乗算器７２Ａ〜７２Ｃに接続される。入力端子３７には、τａ＋τ１だけ遅れたタイミングで応答信号Ｓinが入力される。ＰＮ発生器７１は、クロック端子３８に接続され、クロック信号が供給される。ＰＮ発生器７１は、上述の３個の乗算器７２Ａ〜７２Ｃに接続される。ＰＮ発生器７１には図２に示したＰＮ符号系列発生器２５が使用される。   The delay locked loop circuit 27 has an input terminal 37. The input terminal 37 is connected to the interference wave compensation circuit 62 and to the three multipliers 72A to 72C. The response signal Sin is input to the input terminal 37 at a timing delayed by τa + τ1. The PN generator 71 is connected to the clock terminal 38 and supplied with a clock signal. The PN generator 71 is connected to the three multipliers 72A to 72C described above. As the PN generator 71, the PN code sequence generator 25 shown in FIG. 2 is used.

例えば、ＰＮ発生器７１は、Ｄ符号列（Ｏｕｔ）と、このＤ符号列を中心に１／２チップ（Ｃｈｉｐ）だけ速いＥ符号列と、１／２チップ遅いＬ符号列を発生する。ＰＮ発生器７１によるＥ符号列は、乗算器７２Ａに出力される。乗算器７２ＡはＥ符号列をτａ＋τ１の応答信号Ｓinに乗算するように動作する。乗算器７２Ａにはバンドパスフィルタ７３Ａが接続され、乗算後の応答信号Ｓinが帯域フィルタ処理するようになされる。バンドパスフィルタ７３Ａには２乗検波器７４Ａが接続され、バンドパスフィルタ７３Ａを通過した乗算後の応答信号Ｓinが２乗検波される。２乗検波器７４Ａには減算器７６が接続され、第１の２乗検波後の応答信号Ｓinが入力される。   For example, the PN generator 71 generates a D code string (Out), an E code string that is faster by ½ chip (Chip) around the D code string, and an L code string that is ½ chip later. The E code string from the PN generator 71 is output to the multiplier 72A. The multiplier 72A operates to multiply the response signal Sin of τa + τ1 by the E code string. A band pass filter 73A is connected to the multiplier 72A, and the multiplied response signal Sin is subjected to band filter processing. A square detector 74A is connected to the band pass filter 73A, and the response signal Sin after multiplication that has passed through the band pass filter 73A is square detected. A subtractor 76 is connected to the square detector 74A, and the response signal Sin after the first square detection is input.

また、ＰＮ発生器７１によるＬ符号列は、乗算器７２Ｂに出力される。乗算器７２ＢはＬ符号列をτａ＋τ１の応答信号Ｓinに乗算するように動作する。乗算器７２Ｂにはバンドパスフィルタ７３Ｂが接続され、乗算後の応答信号Ｓinが帯域フィルタ処理するようになされる。バンドパスフィルタ７３Ｂには２乗検波器７４Ｂが接続され、バンドパスフィルタ７３Ｂを通過した乗算後の応答信号Ｓinが２乗検波される。２乗検波器７４Ｂには上述した減算器７６が接続され、第２の２乗検波後の応答信号Ｓinが入力される。   The L code string from the PN generator 71 is output to the multiplier 72B. The multiplier 72B operates to multiply the response signal Sin of τa + τ1 by the L code string. A band pass filter 73B is connected to the multiplier 72B so that the response signal Sin after multiplication is subjected to band filter processing. A square detector 74B is connected to the band pass filter 73B, and the multiplied response signal Sin that has passed through the band pass filter 73B is square detected. The subtractor 76 described above is connected to the square detector 74B, and the response signal Sin after the second square detection is input.

減算器７６は、第１の２乗検波後の応答信号Ｓinから第２の２乗検波後の応答信号Ｓinを減算して差信号を出力する。減算器７６には、ループフィルタ７７が接続され、減算後の差信号がフィルタ処理される。この差信号には、τａ＋τ１の遅延時間成分を含んでいる。   The subtractor 76 subtracts the response signal Sin after the second square detection from the response signal Sin after the first square detection, and outputs a difference signal. A loop filter 77 is connected to the subtractor 76, and the difference signal after subtraction is filtered. This difference signal includes a delay time component of τa + τ1.

ループフィルタ７７には電圧可変発振器７８が接続され、フィルタ処理後の差信号に基づいてクロック信号の発振周波数を可変するようになされる。これはＰＮ発生器７１のクロックジェネレータとするためである。この例で、電圧可変発振器７８は送信部２１のクロックジェネレータの発信周波数を参照（カンニング）し、位相のみを制御するようになされる。   A voltage variable oscillator 78 is connected to the loop filter 77 so as to vary the oscillation frequency of the clock signal based on the difference signal after the filter processing. This is because the clock generator of the PN generator 71 is used. In this example, the voltage variable oscillator 78 refers to (cheat) the oscillation frequency of the clock generator of the transmission unit 21 and controls only the phase.

この電圧可変発振器７８には上述のＰＮ発生器７１が接続され、当該電圧可変発振器７８から出力されるクロック信号に基づいて拡散符号系列を発生するようになされる。これにより、遅延固定ループ回路２７において、温度センサ１０の反射器＃１から戻ってきた応答信号Ｓinの拡散符号系列のコード同期を採ることができる。   The voltage variable oscillator 78 is connected to the PN generator 71 described above, and generates a spreading code sequence based on a clock signal output from the voltage variable oscillator 78. Thereby, in the delay locked loop circuit 27, the code synchronization of the spreading code sequence of the response signal Sin returned from the reflector # 1 of the temperature sensor 10 can be taken.

このように、遅延固定ループ回路２７では、応答信号ＳinのＥ符号列とＬ符号列の相関を採り、すなわち、スペクトラム拡散信号の逆拡散を行い、Ｅ符号列とＬ符号列の相関値が等しい、すなわち、送信波のスペクトラム拡散符号と、受信波のスペクトラム拡散符号とが一致したタイミングでロック（追尾）するようになされる。これにより、送信波のスペクトル拡散信号の拡散符号発生タイミングとＰＮ発生器７１のクロック位相によって、温度センサ１０における表面波の反射遅延時間（温度や圧力等）を取得できるようになる。   Thus, the delay locked loop circuit 27 takes the correlation between the E code string and the L code string of the response signal Sin, that is, despreads the spread spectrum signal, and the correlation values of the E code string and the L code string are equal. That is, the transmission wave spread spectrum code and the received wave spread spectrum code are locked (tracked) at the same timing. Thereby, the reflection delay time (temperature, pressure, etc.) of the surface wave in the temperature sensor 10 can be acquired based on the spread code generation timing of the spread spectrum signal of the transmission wave and the clock phase of the PN generator 71.

また、ＰＮ発生器７１によるＤ符号列（Ｏｕｔ）は、乗算器７２Ｃに出力される。乗算器７２ＣはＤ符号列をτａ＋τ１の応答信号Ｓinに乗算するように動作する。乗算器７２Ｃにはバンドパスフィルタ７３Ｃが接続され、乗算後の応答信号Ｓinが帯域フィルタ処理するようになされる。バンドパスフィルタ７３Ｃには復調器７５が接続され、乗算後の応答信号Ｓinが復調処理される。復調器７５からは、搬送波の振幅レベルと位相情報が出力される。   The D code string (Out) from the PN generator 71 is output to the multiplier 72C. The multiplier 72C operates to multiply the response signal Sin of τa + τ1 by the D code string. A band pass filter 73C is connected to the multiplier 72C, and the response signal Sin after multiplication is subjected to band filter processing. The demodulator 75 is connected to the band pass filter 73C, and the multiplied response signal Sin is demodulated. The demodulator 75 outputs the amplitude level and phase information of the carrier wave.

このように、応答信号（受信波）ＳinにＤ符号列を掛け合わせることによって、逆拡散され、送信時の搬送波が再生される。ここで再生された搬送波の位相は、ロックしている遅延波の搬送波の位相であり、遅延固定ループ回路２７は、反射器＃１から反射された反射パルス＃Ｐ１の影響を受けた搬送波の位相を再生するようになる。   Thus, by multiplying the response signal (received wave) Sin by the D code string, despreading is performed, and the carrier wave at the time of transmission is regenerated. The phase of the carrier wave reproduced here is the phase of the carrier wave of the locked delayed wave, and the delay locked loop circuit 27 is the phase of the carrier wave affected by the reflected pulse # P1 reflected from the reflector # 1. Will come to play.

図９Ａ〜Ｃは、遅延固定ループ回路２７における動作例を示す波形図である。図９Ａに示す応答信号Ｓinは、空間における遅延時間τａと、反射器＃１による表面波の反射パルス＃Ｐ１の反射遅延時間τ１との影響を受けている。このような応答信号Ｓinは、送信波に比べてτａ＋τ１だけ遅れたタイミングで遅延固定ループ回路２７に入力され、拡散コード・トラッキング・ループ制御するようになされる。   9A to 9C are waveform diagrams showing an operation example in the delay locked loop circuit 27. FIG. The response signal Sin shown in FIG. 9A is affected by the delay time τa in space and the reflection delay time τ1 of the reflection pulse # P1 of the surface wave by the reflector # 1. Such a response signal Sin is input to the delay locked loop circuit 27 at a timing delayed by τa + τ1 with respect to the transmission wave, and spread code tracking loop control is performed.

図９Ｂに示す拡散信号Ｃ（ｔ）は、チップ幅Ｔｃで、所定の周期で振幅±１のＰＮ信号を成し、第１〜第３の乗算器７２Ａ〜７２Ｃに各々出力される。この例では、ＰＮ発生器７１のＥ符号列は、乗算器７２Ａに出力される。乗算器７２ＡはＥ符号列をτａ＋τ１の応答信号Ｓinに乗算するように動作する。ＰＮ発生器７１のＬ符号列は、乗算器７２Ｂに出力される。乗算器７２ＢはＬ符号列をτａ＋τ１の応答信号Ｓinに乗算するように動作する。   The spread signal C (t) shown in FIG. 9B forms a PN signal having a chip width Tc and an amplitude of ± 1 with a predetermined period, and is output to the first to third multipliers 72A to 72C. In this example, the E code string of the PN generator 71 is output to the multiplier 72A. The multiplier 72A operates to multiply the response signal Sin of τa + τ1 by the E code string. The L code string of the PN generator 71 is output to the multiplier 72B. The multiplier 72B operates to multiply the response signal Sin of τa + τ1 by the L code string.

図９Ｃに示す反射器＃１による表面波の反射パルス＃Ｐ１は、２乗検波後の応答信号Ｓinである。縦軸は振幅であり、横軸は周波数ｆである。アンテナ体２６Ｂで受信され、干渉波が除去された後の応答信号Ｓinは逆拡散され、他の物体から反射されてきた雑音信号成分が拡散される。この反射パルス＃Ｐ１は、被測定対象４の温度測定に必要となる位相情報（反射遅延時間τ１）を含んでいる。空間における遅延時間τａを含めた反射パルス＃Ｐ１の位相情報（τａ＋τ１）は位相比較回路２９に出力される。   A surface wave reflection pulse # P1 by the reflector # 1 shown in FIG. 9C is a response signal Sin after square detection. The vertical axis represents amplitude, and the horizontal axis represents frequency f. The response signal Sin received by the antenna body 26B and after the interference wave is removed is despread, and the noise signal component reflected from other objects is spread. The reflection pulse # P1 includes phase information (reflection delay time τ1) necessary for measuring the temperature of the measurement target 4. The phase information (τa + τ1) of the reflection pulse # P1 including the delay time τa in the space is output to the phase comparison circuit 29.

図１０は、遅延固定ループ回路２８の構成例を示すブロック図である。この例で遅延固定ループ回路２８では、τａ＋τ２だけ遅れたタイミングで入力された応答信号Ｓinが拡散コード・トラッキング・ループ制御するようになされる。   FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration example of the delay locked loop circuit 28. In this example, in the delay locked loop circuit 28, the response signal Sin input at a timing delayed by τa + τ2 is subjected to spreading code tracking loop control.

図１０に示す遅延固定ループ回路２８は、ＰＮ発生器８１、３個の乗算器８２Ａ〜８２Ｃ、３個のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８３Ａ〜８３Ｃ、２個の２乗検波器８４Ａ，８４Ｂ、復調器８５、減算器８６、ループフィルタ８７を備えている。遅延固定ループ回路２７と異なる点は、電圧可変発振器７８を省略している点である。遅延固定ループ回路２８は入力端子４７を有している。入力端子４７は、干渉波補償回路６３に接続されると共に、３個の乗算器８２Ａ〜８２Ｃに接続される。入力端子４７には、τａ＋τ２だけ遅れたタイミングで応答信号Ｓinが入力される。ＰＮ発生器８１は、クロック端子４８に接続され、クロック信号が供給される。ＰＮ発生器８１は、上述の３個の乗算器８２Ａ〜８２Ｃに接続される。ＰＮ発生器８１には図２に示したＰＮ符号系列発生器２５が使用される。   10 includes a PN generator 81, three multipliers 82A to 82C, three band pass filters (BPF) 83A to 83C, two square detectors 84A and 84B, and a demodulator. A subtractor 86, a subtractor 86, and a loop filter 87 are provided. The difference from the delay locked loop circuit 27 is that the voltage variable oscillator 78 is omitted. The delay locked loop circuit 28 has an input terminal 47. The input terminal 47 is connected to the interference wave compensation circuit 63 and is also connected to the three multipliers 82A to 82C. The response signal Sin is input to the input terminal 47 at a timing delayed by τa + τ2. The PN generator 81 is connected to the clock terminal 48 and supplied with a clock signal. The PN generator 81 is connected to the three multipliers 82A to 82C described above. As the PN generator 81, the PN code sequence generator 25 shown in FIG.

例えば、ＰＮ発生器８１のＥ符号列は、乗算器８２に出力される。乗算器８２ＡはＥ符号列をτａ＋τ２の応答信号Ｓinに乗算するように動作する。乗算器８２Ａにはバンドパスフィルタ８３Ａが接続され、乗算後の応答信号Ｓinが帯域フィルタ処理するようになされる。バンドパスフィルタ８３Ａには乗検波器８４Ａが接続され、バンドパスフィルタ８３Ａを通過した乗算後の応答信号Ｓinが２乗検波される。２乗検波器８４Ａには減算器８６が接続され、第１の２乗検波後の応答信号Ｓinが入力される。   For example, the E code string of the PN generator 81 is output to the multiplier 82. The multiplier 82A operates to multiply the response signal Sin of τa + τ2 by the E code string. A band-pass filter 83A is connected to the multiplier 82A so that the response signal Sin after multiplication is band-filtered. A multiplier detector 84A is connected to the band pass filter 83A, and the multiplied response signal Sin that has passed through the band pass filter 83A is square detected. A subtractor 86 is connected to the square detector 84A, and the response signal Sin after the first square detection is input.

また、ＰＮ発生器８１のＬ符号列は、乗算器８２Ｂに出力される。乗算器８２ＢはＬ符号列をτａ＋τ２の応答信号Ｓinに乗算するように動作する。乗算器８２Ｂにはバンドパスフィルタ８３Ｂが接続され、乗算後の応答信号Ｓinが帯域フィルタ処理するようになされる。バンドパスフィルタ８３Ｂには２乗検波器８４Ｂが接続され、バンドパスフィルタ８３Ｂを通過した乗算後の応答信号Ｓinが２乗検波される。２乗検波器８４Ｂには上述した減算器８６が接続され、第２の２乗検波後の応答信号Ｓinが入力される。   The L code string of the PN generator 81 is output to the multiplier 82B. The multiplier 82B operates to multiply the L code string by the response signal Sin of τa + τ2. A band-pass filter 83B is connected to the multiplier 82B so that the response signal Sin after multiplication is band-filtered. A square detector 84B is connected to the band pass filter 83B, and the multiplied response signal Sin that has passed through the band pass filter 83B is square detected. The subtractor 86 described above is connected to the square detector 84B, and the response signal Sin after the second square detection is input.

減算器８６は、第１の２乗検波後の応答信号Ｓinから第２の２乗検波後の応答信号Ｓinを減算して差信号を出力する。減算器８６には、ループフィルタ８７が接続され、減算後の差信号がフィルタ処理される。この差信号には、τａ＋τ２の遅延時間成分を含んでいる。   The subtracter 86 subtracts the response signal Sin after the second square detection from the response signal Sin after the first square detection, and outputs a difference signal. A loop filter 87 is connected to the subtracter 86, and the difference signal after subtraction is filtered. This difference signal includes a delay time component of τa + τ2.

ループフィルタ８７にはＰＮ発生器８１が接続され、フィルタ処理後の差信号に基づいて拡散符号系列を発生するようになされる。これにより、遅延固定ループ回路２８において、温度センサ１０の反射器＃２から戻ってきた応答信号Ｓinの拡散符号系列のコード同期を採ることができる。また、ＰＮ発生器８１のＤ符号列は、乗算器８２Ｃに出力される。乗算器８２ＣはＤ符号列をτａ＋τ２の応答信号Ｓinに乗算するように動作する。乗算器８２Ｃにはバンドパスフィルタ８３Ｃが接続され、乗算後の応答信号Ｓinが帯域フィルタ処理するようになされる。バンドパスフィルタ８３Ｃには復調器８５が接続され、乗算後の応答信号Ｓinが復調処理される。復調器８５からは、搬送波の振幅レベルと位相情報（τａ＋τ２）が出力される。   A PN generator 81 is connected to the loop filter 87 so as to generate a spread code sequence based on the difference signal after the filter processing. Thereby, in the delay locked loop circuit 28, the code synchronization of the spreading code sequence of the response signal Sin returned from the reflector # 2 of the temperature sensor 10 can be taken. The D code string of the PN generator 81 is output to the multiplier 82C. The multiplier 82C operates to multiply the D code string by the response signal Sin of τa + τ2. A band-pass filter 83C is connected to the multiplier 82C so that the response signal Sin after multiplication is band-filtered. A demodulator 85 is connected to the band pass filter 83C, and the response signal Sin after multiplication is demodulated. The demodulator 85 outputs the carrier wave amplitude level and phase information (τa + τ2).

図１１Ａ〜Ｃは、遅延固定ループ回路２８における動作例を示す波形図である。図１１Ａに示す応答信号Ｓinは、空間における遅延時間τａと、反射器＃２による表面波の反射パルス＃Ｐ２の反射遅延時間τ２との影響を受けている。このような応答信号Ｓinは、送信波に比べてτａ＋τ２だけ遅れたタイミングで遅延固定ループ回路２８に入力され、拡散コード・トラッキング・ループ制御するようになされる。   11A to 11C are waveform diagrams showing an operation example in the delay locked loop circuit 28. FIG. The response signal Sin shown in FIG. 11A is affected by the delay time τa in space and the reflection delay time τ2 of the reflection pulse # P2 of the surface wave by the reflector # 2. Such a response signal Sin is input to the delay locked loop circuit 28 at a timing delayed by τa + τ2 with respect to the transmission wave, and spread code tracking loop control is performed.

図１１Ｂに示す拡散信号Ｃ（ｔ）は、チップ幅Ｔｃで、所定の周期で振幅±１のＰＮ信号を成し、第１〜第３の乗算器８２Ａ〜８２Ｃに各々出力される。この例では、ＰＮ発生器８１のＥ符号列は、乗算器８２Ａに出力される。乗算器８２ＡはＥ符号列をτａ＋τ２の応答信号Ｓinに乗算するように動作する。ＰＮ発生器８１のＬ符号列は、乗算器８２Ｂに出力される。乗算器８２ＢはＬ符号列をτａ＋τ２の応答信号Ｓinに乗算するように動作する。   The spread signal C (t) shown in FIG. 11B forms a PN signal having a chip width Tc and an amplitude of ± 1 in a predetermined cycle, and is output to the first to third multipliers 82A to 82C. In this example, the E code string of the PN generator 81 is output to the multiplier 82A. The multiplier 82A operates to multiply the response signal Sin of τa + τ2 by the E code string. The L code string of the PN generator 81 is output to the multiplier 82B. The multiplier 82B operates to multiply the L code string by the response signal Sin of τa + τ2.

図１１Ｃに示す反射器＃２による表面波の反射パルス＃Ｐ２は、２乗検波後の応答信号Ｓinである。縦軸は振幅であり、横軸は周波数ｆである。アンテナ体２６Ｂで受信され、干渉波が除去された後の応答信号Ｓinは逆拡散され、他の物体から反射されてきた雑音信号成分が拡散される。この反射パルス＃Ｐ２は、被測定対象４の温度測定に必要となる位相情報（反射遅延時間τ２）を含んでいる。空間における遅延時間τａを含めた反射パルス＃Ｐ２の位相情報（τａ＋τ２）は位相比較回路２９に出力される。   A reflected pulse # P2 of the surface wave by the reflector # 2 shown in FIG. 11C is a response signal Sin after square detection. The vertical axis represents amplitude, and the horizontal axis represents frequency f. The response signal Sin received by the antenna body 26B and after the interference wave is removed is despread, and the noise signal component reflected from other objects is spread. The reflection pulse # P2 includes phase information (reflection delay time τ2) necessary for measuring the temperature of the measurement target 4. The phase information (τa + τ2) of the reflection pulse # P2 including the delay time τa in the space is output to the phase comparison circuit 29.

図１２Ａ〜Ｃは、位相比較回路２９における動作例を示す波形図である。この例で、温度センサ１０に２つの反射器＃１，＃２が設けられる場合であって、図１に示した位相比較回路２９には、遅延固定ループ回路２７から得られる位相情報（τａ＋τ１）と、遅延固定ループ回路２８から得られる位相情報（τａ＋τ２）とが入力され、反射遅延時間の差（位相差）を検出するようになされる。   12A to 12C are waveform diagrams showing an operation example in the phase comparison circuit 29. FIG. In this example, the temperature sensor 10 is provided with two reflectors # 1 and # 2, and the phase comparison circuit 29 shown in FIG. 1 includes phase information (τa + τ1) obtained from the delay locked loop circuit 27. The phase information (τa + τ2) obtained from the delay locked loop circuit 28 is input, and the difference (phase difference) in reflection delay time is detected.

図１２Ａに示す波形は、基準クロック信号である。ここで、図８に示した遅延固定ループ回路２７による拡散コード・トラッキング・ループ制御によって、図１２Ｂに示す反射パルス＃Ｐ１と、図１０に示した遅延固定ループ回路２８による拡散コード・トラッキング・ループ制御によって、図１２Ｃに示す反射パルス＃Ｐ２とが同期する。   The waveform shown in FIG. 12A is a reference clock signal. Here, by the spreading code tracking loop control by the delay lock loop circuit 27 shown in FIG. 8, the reflection pulse # P1 shown in FIG. 12B and the spread code tracking loop by the delay lock loop circuit 28 shown in FIG. By the control, the reflection pulse # P2 shown in FIG. 12C is synchronized.

また、図１２Ａに示した基準クロック信号に対して任意のサイプリング時刻を設定し、この時刻を基準にすると、反射器＃１による反射パルス＃Ｐ１は、この基準時刻からτａ＋τ１だけ遅延して遅延固定ループ回路２７によって検出される。同様にして、反射器＃２による反射パルス＃Ｐ２は、この基準時刻からτａ＋τ２だけ遅延して遅延固定ループ回路２８によって検出される。   Further, when an arbitrary siping time is set for the reference clock signal shown in FIG. 12A and this time is used as a reference, the reflection pulse # P1 by the reflector # 1 is delayed by τa + τ1 from this reference time. Detected by the fixed loop circuit 27. Similarly, the reflection pulse # P2 from the reflector # 2 is detected by the delay locked loop circuit 28 with a delay of τa + τ2 from this reference time.

従って、温度センサ１０の反射器＃１と反射器＃２の反射遅延時間の差τεは、位相比較回路２９によって、（１）式、すなわち、
τε＝｛（τａ＋τ１）−（τａ＋τ２）｝・・・・・（１）
によって検出される。この空間の遅延時間τａは相殺されて消去されてしまう。このことから、反射遅延時間（伝播遅延時間）の差τεは、（２）式、すなわち、
τε＝（τ１−τ２） ・・・・・（２）
となる。この測定原理を使用することにより、空間の遅延時間τａの影響なしに温度センサ１０の中を伝播する表面波の反射パルス＃Ｐ１と＃Ｐ２の反射遅延時間の差τεを測定することができる。この反射遅延時間の差τεから温度センサ１０が検知した被測定対象４の温度を求めることができる。これにより、反射器相互間の干渉および温度センサ１０以外の物体からの反射を分離することができ、当該反射遅延時間の差τεに基づいて被測定対象４の温度や圧力等を高精度に測定することができる。 Therefore, the difference τε between the reflection delay times of the reflector # 1 and the reflector # 2 of the temperature sensor 10 is expressed by the equation (1) by the phase comparison circuit 29, that is,
τε = {(τa + τ1) − (τa + τ2)} (1)
Detected by. The delay time τa of this space is canceled and erased. From this, the difference τε in the reflection delay time (propagation delay time) is expressed by equation (2), that is,
τε = (τ1-τ2) (2)
It becomes. By using this measurement principle, the difference τε between the reflection delay times of the reflection pulses # P1 and # P2 of the surface wave propagating through the temperature sensor 10 can be measured without the influence of the spatial delay time τa. The temperature of the measurement object 4 detected by the temperature sensor 10 can be obtained from the difference τε in the reflection delay time. Thereby, interference between reflectors and reflection from an object other than the temperature sensor 10 can be separated, and the temperature and pressure of the measurement target 4 are measured with high accuracy based on the difference τε in the reflection delay time. can do.

なお、復調器８５から搬送波のレベル及び位相情報が得られるので、この搬送波の位相情報によって、反射遅延時間の差τεを求めれば、これによっても、温度を測定できるようになる。例えば、搬送波を再生し、受信搬送波の位相θ１、θ２と送信搬送波の位相θ1r、θ2rとを検出し、これらの位相差（θ１−θ1r）、（θ２−θ2r）を求める。   Since the level and phase information of the carrier wave is obtained from the demodulator 85, if the difference τε of the reflection delay time is obtained from the phase information of the carrier wave, the temperature can be measured also by this. For example, the carrier wave is regenerated, the phases θ1 and θ2 of the received carrier wave and the phases θ1r and θ2r of the transmission carrier wave are detected, and their phase differences (θ1−θ1r) and (θ2−θ2r) are obtained.

また、反射器＃１で基準反射遅延時間をτ1rとし、反射器＃２で基準反射遅延時間をτ2rとして、これら基準反射遅延時間τ1r、τ2rを検出し、これらの時間差（τ１−τ1r）、（τ２−τ2r）を求める。これらの位相差（θ１−θ1r）、（θ２−θ2r）と、反射遅延時間の差（τ１−τ1r）、（τ２−τ2r）と、温度変化との間には、（３）、（４）式のような関係にある。
（θ１−θ1r）∝（τ１−τ1r）∝ 温度変化 ・・・・・（３）
（θ２−θ2r）∝（τ２−τ2r）∝ 温度変化 ・・・・・（４）
この（３），（４）式からも、詳細な精度で温度を測定できるようになる。 In addition, the reference reflection delay time is set to τ1r in the reflector # 1, the reference reflection delay time is set to τ2r in the reflector # 2, and the reference reflection delay times τ1r and τ2r are detected, and the time difference (τ1−τ1r), ( τ2−τ2r) is obtained. Between these phase differences (θ1−θ1r) and (θ2−θ2r), reflection delay time differences (τ1−τ1r) and (τ2−τ2r), and temperature change, (3), (4) It has a relationship like an expression.
(Θ1-θ1r) ∝ (τ1-τ1r) 変 化 Temperature change (3)
(Θ2-θ2r) ∝ (τ2-τ2r) ∝ Temperature change (4)
From the equations (3) and (4), the temperature can be measured with detailed accuracy.

図１３Ａ〜Ｃは、位相比較回路２９における反射遅延時間の差τεの検出例を示す波形図である。
この例で被測定対象４の温度上昇によって、反射器＃１による反射パルス＃Ｐ１と、反射器＃２による反射パルス＃Ｐ２との反射遅延時間の差τεが大きくなり、反対に、温度降下によって、これらの反射遅延時間の差τεが小さくなる場合を想定する。このような温度センサ１０には、温度上昇によって基板１が膨張し、表面波変換器２から反射器＃１や＃２等に至る離隔距離が伸び、反対に、温度降下によって、基板１が縮小し、表面波変換器２から反射器＃１や＃２等に至る離隔距離が縮む性質のセンサ基板１を使用するとよい。 13A to 13C are waveform diagrams showing examples of detection of the difference τε in the reflection delay time in the phase comparison circuit 29. FIG.
In this example, the difference in reflection delay time τε between the reflection pulse # P1 from the reflector # 1 and the reflection pulse # P2 from the reflector # 2 increases due to the temperature rise of the object 4 to be measured. Suppose that the difference τε between these reflection delay times is small. In such a temperature sensor 10, the substrate 1 expands due to the temperature rise, and the separation distance from the surface wave transducer 2 to the reflectors # 1, # 2, etc. increases, and conversely, the substrate 1 shrinks due to the temperature drop. Then, it is preferable to use the sensor substrate 1 having such a property that the separation distance from the surface wave converter 2 to the reflectors # 1 and # 2 is reduced.

図１３Ａに示す例では、反射パルス＃Ｐ１と反射パルス＃Ｐ２との反射遅延時間の差τεがτε’−Δτの関係に有る場合である。この場合の被測定対象４の温度をＴ１とする。また、図１３Ｂに示す反射パルス＃Ｐ１と反射パルス＃Ｐ２との反射遅延時間の差τεがτε’の関係に有る場合である。この場合の被測定対象４の温度をＴ２とする。更に、図１３Ｂに示す反射パルス＃Ｐ１と反射パルス＃Ｐ２との反射遅延時間の差τεがτε’＋Δτの関係に有る場合である。この場合の被測定対象４の温度をＴ３とする。上述の例で、被測定対象４の温度はＴ１＜Ｔ２＜Ｔ３なる関係にある。このようなセンサ基板１に与える温度の変化に対して、基板１が伸縮する量との関係を予め見出して参照テーブル化して準備して置くと良い。   In the example shown in FIG. 13A, the difference in reflection delay time τε between the reflection pulse # P1 and the reflection pulse # P2 has a relationship of τε′−Δτ. In this case, the temperature of the measurement object 4 is T1. Further, this is a case where the difference τε in the reflection delay time between the reflection pulse # P1 and the reflection pulse # P2 shown in FIG. In this case, the temperature of the measurement object 4 is T2. Further, this is a case where the difference τε in the reflection delay time between the reflection pulse # P1 and the reflection pulse # P2 shown in FIG. 13B has a relationship of τε ′ + Δτ. In this case, the temperature of the measurement object 4 is T3. In the above example, the temperature of the measurement target 4 has a relationship of T1 <T2 <T3. It is preferable to prepare in advance a reference table by finding the relationship between the temperature applied to the sensor substrate 1 and the amount by which the substrate 1 expands and contracts.

この例で、センサ基板１にＬｉＮｂＯ3系（ＹＺ断面）の結晶基板１を使用すると、その直線形の温度係数が約９０ｐｐｍ／℃であることから、±１℃の精度で温度を測定できるようになる。 In this example, when the crystal substrate 1 of LiNbO 3 system (YZ cross section) is used as the sensor substrate 1, the temperature coefficient of the linear shape is about 90 ppm / ° C., so that the temperature can be measured with an accuracy of ± 1 ° C. become.

図１４は、メモリ部３２における温度Ｔｘ対反射遅延時間の差τεの関係例を示す図である。図１４において、縦軸はセンサ基板１に与える温度（被測定対象４の温度に比例）であり、横軸は、基板１の伸縮量を反映した反射遅延時間の差τεである。この例では、Ｔｘ対τεの特性グラフが直線的（一次関数的）に変化する場合を示している。   FIG. 14 is a diagram illustrating a relationship example of the difference τε between the temperature Tx and the reflection delay time in the memory unit 32. In FIG. 14, the vertical axis represents the temperature applied to the sensor substrate 1 (proportional to the temperature of the measurement target 4), and the horizontal axis represents the reflection delay time difference τε reflecting the expansion and contraction amount of the substrate 1. In this example, the characteristic graph of Tx vs. τε changes linearly (linear function).

上述の例で、センサ基板１の温度がＴ２（例えば、常温）のとき、反射遅延時間の差τεはτε’である。センサ基板１の温度がＴ２からΔＴだけ下がったとき、反射遅延時間の差τεはτε’−Δτとなる。反対に、センサ基板１の温度がＴ２からΔＴだけ上昇したとき、反射遅延時間の差τεはτε’＋Δτとなる。このような関係を予めセンサ基板１を構成する部材毎に見出し、図１に示したメモリ部３２に格納して置き、反射遅延時間の差τεをアドレスにしてこの温度データＤ１を読み出すようにすればよい。温度データＤ１で足りない部分は補間にして算出するようにしてもよい。   In the above example, when the temperature of the sensor substrate 1 is T2 (for example, room temperature), the reflection delay time difference τε is τε ′. When the temperature of the sensor substrate 1 is lowered by ΔT from T2, the reflection delay time difference τε is τε′−Δτ. Conversely, when the temperature of the sensor substrate 1 rises by ΔT from T2, the reflection delay time difference τε becomes τε ′ + Δτ. Such a relationship is found in advance for each member constituting the sensor substrate 1, stored in the memory unit 32 shown in FIG. 1, and the temperature data D1 is read by using the difference τε in the reflection delay time as an address. That's fine. A portion where the temperature data D1 is insufficient may be calculated by interpolation.

なお、温度データＤ１は、制御装置３１により、実時間に算出するようにしてもよい。例えば、温度Ｔ℃における表面波の速度をＶ（Ｔ）とし、温度Ｔｏ℃における表面波の速度をＶ（Ｔｏ）とし、温度係数をＴｋとしたとき、（５）式、すなわち、
Ｖ（Ｔ）＝Ｖ（Ｔｏ）・［１−Ｔｋ（Ｔ−Ｔｏ）］・・・・（５）
により計算する。具体的には、反射遅延時間の差τεから、温度Ｔ℃における表面波の速度をＶ（Ｔ）を求め、温度係数Ｔｋを（５）式に代入して、被測定対象４の温度Ｔ℃を算出するようになされる。 The temperature data D1 may be calculated by the control device 31 in real time. For example, when the surface wave velocity at the temperature T ° C. is V (T), the surface wave velocity at the temperature To ° C. is V (To), and the temperature coefficient is Tk, the equation (5),
V (T) = V (To). [1-Tk (T-To)] (5)
Calculate with Specifically, from the difference τε in the reflection delay time, the surface wave velocity V (T) at the temperature T ° C. is obtained, the temperature coefficient Tk is substituted into the equation (5), and the temperature T ° C. of the measurement object 4 is measured. Is calculated.

又は、温度Ｔ℃における表面波の中間周波数をｆｏ（Ｔ）とし、温度Ｔｏ℃における表面波の中間周波数をｆｏ（Ｔｏ）としたとき、（６）式、すなわち、
ｆｏ（Ｔ）＝ｆｏ（Ｔｏ）・［１−Ｔｋ（Ｔ−Ｔｏ）］・・・・（６）
により計算する。この場合には、反射遅延時間の差τεから、温度Ｔ℃における表面波の中間周波数ｆｏ（Ｔ）を求め、温度係数Ｔｋを（６）式に代入して、被測定対象４の温度Ｔ℃を算出するようになされる。 Or, when the intermediate frequency of the surface wave at the temperature T ° C. is fo (T) and the intermediate frequency of the surface wave at the temperature To ° C. is fo (To), the equation (6),
fo (T) = fo (To). [1-Tk (T-To)] (6)
Calculate with In this case, the intermediate frequency fo (T) of the surface wave at the temperature T ° C. is obtained from the difference in reflection delay time τε, the temperature coefficient Tk is substituted into the equation (6), and the temperature T ° C. of the object 4 to be measured. Is calculated.

又は、温度Ｔ℃における表面波の伝播時間τ（Ｔ）とし、温度Ｔｏ℃における表面波の伝播時間τｏ（Ｔｏ）としたとき、（７）式、すなわち、
τ（Ｔ）＝τ（Ｔｏ）・［１−Ｔｋ（Ｔ−Ｔｏ）］・・・・（７）
により計算する。この場合には、反射遅延時間の差τεから、温度Ｔ℃における表面波の伝播時間τ（Ｔ）を求め、温度係数Ｔｋを（７）式に代入して、被測定対象４の温度Ｔ℃を算出するようになされる。 Or, when the propagation time τ (T) of the surface wave at the temperature T ° C. and the propagation time τo (To) of the surface wave at the temperature To ° C., the equation (7),
τ (T) = τ (To) · [1-Tk (T−To)] (7)
Calculate with In this case, the propagation time τ (T) of the surface wave at the temperature T ° C. is obtained from the difference in reflection delay time τε, the temperature coefficient Tk is substituted into the equation (7), and the temperature T ° C. Is calculated.

続いて、本発明に係る無線応答測定方法について、無線応答温度測定システム１００を利用した体温測定例を説明する。図１５は、無線応答温度測定システム１００における体温測定例を示すフローチャートである。   Next, an example of body temperature measurement using the wireless response temperature measurement system 100 will be described for the wireless response measurement method according to the present invention. FIG. 15 is a flowchart illustrating an example of body temperature measurement in the wireless response temperature measurement system 100.

この実施例では、患者さんの体温を無線測定するスペクトラム拡散通信方式の無線送受信装置４０に干渉波補償手段６０を備え、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinの位相とを比較し、送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない変調信号Ｓｆ’による応答信号Ｓｆ’（τ１１＋τ２）を当該比較結果に基づいて除去する場合を例に挙げる。このシステム１００では、図１〜図１４に示した温度センサ１０と無線送受信装置４０が予め準備される。温度センサ１０は、スペクトラム拡散通信方式により拡散変調される無線応答測定用の変調信号を受けて当該被測定対象４の温度に従った応答信号Ｓinを放射するものである。この例では、図１４に示したような温度Ｔｘ対反射遅延時間の差τεの関係例を記憶した参照テーブルがメモリ部３２に準備されている場合を想定する。   In this embodiment, the spread spectrum communication type radio transceiver 40 that wirelessly measures a patient's body temperature is provided with an interference wave compensation means 60, and the phase of the modulated signal Sf at the time of transmission and the phase of the response signal Sin at the time of reception. And a response signal Sf ′ (τ11 + τ2) due to a modulation signal Sf ′ that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission is removed based on the comparison result. In this system 100, the temperature sensor 10 and the wireless transmission / reception device 40 shown in FIGS. 1 to 14 are prepared in advance. The temperature sensor 10 receives a modulation signal for wireless response measurement that is spread-modulated by a spread spectrum communication method, and radiates a response signal Sin according to the temperature of the measurement target 4. In this example, it is assumed that a reference table storing an example of the relationship between the temperature Tx and the reflection delay time difference τε as shown in FIG.

これを体温測定条件にして、図１５に示すフローチャートのステップＡ１で温度センサ１０を被測定対象４である患者の体の一部に取付ける。例えば、患者の腕等に温度センサ１０を貼るようになされる。そして、ステップＡ２で患者に取付けられた温度センサ１０に対して、例えば、看護婦は、無線送受信装置４０を温度センサ１０に向け、操作部３４を操作して無線送受信装置４０から変調信号Ｓｆを輻射する。これと共に、ステップＡ３で無線送受信装置４０は、当該温度センサ１０から戻ってくる応答信号Ｓinを受信する。このとき、図６に示した干渉波補償手段６０では、温度センサ１０以外の物体から反射される変調信号Ｓｆ’、及び、温度センサ１０から輻射される位相がずれた応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を消去するように動作する。例えば、干渉波補償回路６１においては、図７で説明した位相同期検出部６４により、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinを成す変調信号Ｓｆ’の位相とが比較され、振幅制御部６５により、送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない変調信号Ｓｆ’による応答信号Ｓｆ’（τ１＋τ２）を当該比較結果に基づいて除去するようになされる。   With this as a body temperature measurement condition, the temperature sensor 10 is attached to a part of the patient's body that is the measurement object 4 in step A1 of the flowchart shown in FIG. For example, the temperature sensor 10 is attached to a patient's arm or the like. Then, with respect to the temperature sensor 10 attached to the patient in step A2, for example, the nurse points the wireless transmission / reception device 40 toward the temperature sensor 10 and operates the operation unit 34 to generate the modulation signal Sf from the wireless transmission / reception device 40. Radiates. At the same time, the wireless transmission / reception device 40 receives the response signal Sin returned from the temperature sensor 10 in step A3. At this time, in the interference wave compensation means 60 shown in FIG. 6, the modulation signal Sf ′ reflected from an object other than the temperature sensor 10 and the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) whose phase radiated from the temperature sensor 10 is shifted. Works to erase. For example, in the interference wave compensation circuit 61, the phase synchronization detection unit 64 described in FIG. 7 compares the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission with the phase of the modulation signal Sf ′ that forms the response signal Sin at the time of reception. The amplitude controller 65 removes the response signal Sf ′ (τ1 + τ2) based on the modulation signal Sf ′ that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission based on the comparison result.

また、干渉波補償回路６２では、図７で説明した位相同期検出部６４により、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinの位相とが位相同期検出部６４によって比較され、振幅制御部６５により、応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）から送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない応答信号Ｓｆ（τ２）が除去される。この結果、温度センサ１０の反射器＃１から反射される応答信号Ｓｆ（τ１）が、干渉波補償回路６２から遅延固定ループ回路２７に出力される。   In the interference wave compensation circuit 62, the phase synchronization detection unit 64 described in FIG. 7 compares the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission with the phase of the response signal Sin at the time of reception by the phase synchronization detection unit 64. The amplitude control unit 65 removes the response signal Sf (τ2) that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission from the response signal Sf (τ1 + τ2). As a result, the response signal Sf (τ1) reflected from the reflector # 1 of the temperature sensor 10 is output from the interference wave compensation circuit 62 to the delay locked loop circuit 27.

更に、干渉波補償回路６３では、図７で説明した位相同期検出部６４により、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinの位相とが位相同期検出部６４によって比較され、振幅制御部６５により、応答信号Ｓｆ（τ１＋τ２）から送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない応答信号Ｓｆ（τ１）が除去される。この結果、温度センサ１０の反射器＃２から反射される応答信号Ｓｆ（τ２）が、干渉波補償回路６３から遅延固定ループ回路２８に出力される。   Further, in the interference wave compensation circuit 63, the phase synchronization detection unit 64 described in FIG. 7 compares the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission and the phase of the response signal Sin at the time of reception by the phase synchronization detection unit 64. The amplitude control unit 65 removes the response signal Sf (τ1) that is not synchronized with the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission from the response signal Sf (τ1 + τ2). As a result, the response signal Sf (τ2) reflected from the reflector # 2 of the temperature sensor 10 is output from the interference wave compensation circuit 63 to the delay locked loop circuit 28.

遅延固定ループ回路（ＤＬＬ（τ１））２７は、当該温度センサ１０の反射器＃１から戻ってきた応答信号Ｓinであって、その干渉波を除去した後の応答信号Ｓinの拡散符号系列のコード同期を採るように動作する。遅延固定ループ回路（ＤＬＬ（τ２））２８は、温度センサ１０の反射器＃２から戻ってきた応答信号Ｓinであって、その干渉波を補償した後の応答信号Ｓinの拡散符号系列のコード同期を採るように動作する。   The delay locked loop circuit (DLL (τ1)) 27 is the response signal Sin returned from the reflector # 1 of the temperature sensor 10, and the code of the spread code sequence of the response signal Sin after removing the interference wave Operates to synchronize. The delay locked loop circuit (DLL (τ2)) 28 is the response signal Sin returned from the reflector # 2 of the temperature sensor 10, and the code synchronization of the spread code sequence of the response signal Sin after compensating for the interference wave It works to take

そして、ステップＡ４で無線送受信装置４０は、温度センサ１０に輻射する変調信号と当該温度センサ１０から受信した応答信号Ｓinとに基づいて該温度センサ１０を伝播する表面波の反射遅延時間の差τεを検出する。このとき、位相比較回路２９は、遅延固定ループ回路２７から得られる位相情報（τａ＋τ１）と、遅延固定ループ回路２８から得られる位相情報（τａ＋τ２）とを入力して位相差を検出するように動作する。ここで検出された反射遅延時間の差τεに基づいて無線送受信装置４０は、ステップＡ５で患者の体温Ｔ℃を演算する。このとき、制御装置３１は、図１４に示したメモリ部３２の参照テーブルにおいて、反射遅延時間の差τεをアドレスにして、温度データＤ１を読み出すようになされる。   Then, in step A4, the wireless transmitting / receiving device 40, based on the modulation signal radiated to the temperature sensor 10 and the response signal Sin received from the temperature sensor 10, the difference τε in the reflection delay time of the surface wave propagating through the temperature sensor 10. Is detected. At this time, the phase comparison circuit 29 operates to input the phase information (τa + τ1) obtained from the delay locked loop circuit 27 and the phase information (τa + τ2) obtained from the delay locked loop circuit 28 to detect the phase difference. To do. On the basis of the detected reflection delay time difference τε, the wireless transceiver 40 calculates the patient's body temperature T ° C in step A5. At this time, the control device 31 reads the temperature data D1 using the reflection delay time difference τε as an address in the reference table of the memory unit 32 shown in FIG.

その後、ステップＡ６に移行して制御装置３１は、表示データＤ２に基づいて患者の体温Ｔ℃を表示部３３に表示するようになされる。表示部３３における体温Ｔ℃の表示はデジタルでもアナログ表示でも、どちらでもかまわない。このとき、体温の記録をプリントアウト可能なように無線送受信装置４０にプリント機能を持たせてもよい。   Thereafter, the process proceeds to step A6, and the control device 31 displays the patient's body temperature T ° C. on the display unit 33 based on the display data D2. The display of the body temperature T ° C. on the display unit 33 may be either digital or analog display. At this time, the wireless transmitter / receiver 40 may be provided with a print function so that a record of body temperature can be printed out.

そして、ステップＡ７で体温測定終了を判断する。この際の判断は、無線送受信装置４０を取り扱うオペレータ（この場合、看護婦）である。電源をオフして測定終了する。また、継続して患者の体温を測定する場合は、ステップＡ２に戻って上述した処理を繰り返すようになされる。なお、温度センサ１０は、患者の腕等に貼り放しても、その都度、取り外すようにしてもどちらでもかまわない。   In step A7, the end of body temperature measurement is determined. The judgment at this time is an operator (in this case, a nurse) who handles the radio transceiver 40. Turn off the power and end the measurement. Moreover, when measuring a patient's body temperature continuously, it returns to step A2 and is made to repeat the process mentioned above. The temperature sensor 10 may be either attached to the patient's arm or the like, or removed each time.

このように、本発明に係る第１の実施例としての無線応答温度測定システム及び無線応答温度測定方法によれば、患者の体温等を無線測定する場合に、無線送受信装置４０には干渉波補償手段６０が備えられ、送信時の変調信号Ｓｆの位相と、受信時の応答信号Ｓinの位相とを比較し、送信時の変調信号Ｓｆの位相に同期しない変調信号Ｓｆ’による応答信号Ｓｆ’（τ１１＋τ２）を当該比較結果に基づいて除去するようになされる。そして、当該無線送受信装置４０は、温度センサ１０に輻射する変調信号Ｓoutと当該温度センサ１０から放射される応答信号Ｓinとに基づいて該温度センサ１０を伝播する表面波の反射遅延時間の差τεを検出するようになされる。   As described above, according to the wireless response temperature measurement system and the wireless response temperature measurement method as the first embodiment according to the present invention, when the body temperature or the like of the patient is wirelessly measured, the wireless transmission / reception apparatus 40 has the interference wave compensation. A means 60 is provided for comparing the phase of the modulation signal Sf at the time of transmission with the phase of the response signal Sin at the time of reception, and a response signal Sf ′ ( τ11 + τ2) is removed based on the comparison result. Then, the wireless transmission / reception apparatus 40 uses the difference τε in the reflection delay time of the surface wave propagating through the temperature sensor 10 based on the modulation signal Sout radiated to the temperature sensor 10 and the response signal Sin radiated from the temperature sensor 10. Is made to detect.

従って、信号応答体以外の物体から反射される変調波及び、当該信号応答体から輻射される位相がずれた応答信号を消去することができ、当該信号応答体から輻射される最適な反射遅延時間の差τεに基づいて患者の体温等を高精度に測定することができる。この実施例では、患者の温度等を測定する場合について説明したが、これに限られることはなく、被測定対象４の圧力を測定することもできる。この場合は、上述の温度係数Ｔｋに代えて圧力係数を各々の式に代入すればよい。   Therefore, the modulated wave reflected from an object other than the signal responder and the response signal radiated from the signal responder out of phase can be eliminated, and the optimum reflection delay time radiated from the signal responder Based on the difference τε, the body temperature of the patient can be measured with high accuracy. In this embodiment, the case where the temperature of the patient is measured has been described. However, the present invention is not limited to this, and the pressure of the measurement target 4 can also be measured. In this case, a pressure coefficient may be substituted for each equation instead of the temperature coefficient Tk described above.

図１６は、本発明に係る第２の実施例としての無線応答測定システム１００’の信号応答体の構成例を示す図である。この実施例の無線応答測定システム１００’で、干渉波補償手段６０を備えた無線送受信装置４０に、制御端子４７を設けた反射器＃１を有する信号応答体１０’が適用される。   FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration example of a signal response body of the wireless response measurement system 100 ′ as the second embodiment according to the present invention. In the wireless response measurement system 100 ′ of this embodiment, the signal response body 10 ′ having the reflector # 1 provided with the control terminal 47 is applied to the wireless transmission / reception apparatus 40 including the interference wave compensation unit 60.

図１６に示す信号応答体１０’の、例えば、反射器＃１には、制御端子６７が設けられ、この制御端子６７はスイッチ６を介して接地される。このスイッチ６をオン・オフして表面波変換器２から伝播される表面波の反射及び通過を制御するようになされる。スイッチ６には、例えば、電界効果型のトランジスタ（ＦＥＴ）が使用され、このゲートには情報出力源７が接続される。情報出力源７には、「０」，「１」を組み合わせた送信情報が準備される。情報出力源７から出力された送信情報は、ＦＥＴのゲートに供給される。ＦＥＴは送信情報に基づいてオン・オフするので、表面波変換器２から伝播される表面波が反射器＃１を反射する、及び、反射器＃１を通過する等の制御を実行することができる。   For example, the reflector # 1 of the signal responder 10 ′ shown in FIG. 16 is provided with a control terminal 67, and the control terminal 67 is grounded via the switch 6. The switch 6 is turned on / off to control the reflection and passage of the surface wave propagated from the surface wave converter 2. For example, a field effect transistor (FET) is used for the switch 6, and an information output source 7 is connected to this gate. Transmission information combining “0” and “1” is prepared in the information output source 7. The transmission information output from the information output source 7 is supplied to the gate of the FET. Since the FET is turned on / off based on transmission information, the surface wave propagated from the surface wave converter 2 can be controlled to reflect the reflector # 1 and pass through the reflector # 1. it can.

このように、本発明に係る第２の実施例としての無線応答測定システムによれば、制御端子付きの反射器＃１を有する信号応答体１０’が備えられ、この制御端子６７を通じてスイッチ６をオン・オフ制御され、信号応答体１０’から図示しない無線送受信装置へデータを送信するようになされる。   Thus, according to the wireless response measurement system as the second embodiment of the present invention, the signal responder 10 ′ having the reflector # 1 with the control terminal is provided, and the switch 6 is connected through the control terminal 67. On / off control is performed, and data is transmitted from the signal responder 10 'to a wireless transmission / reception apparatus (not shown).

従って、信号応答体１０’以外の物体から反射される変調波Ｓｆ’及び、当該信号応答体１０’から輻射される位相がずれた応答信号Ｓｆ’を消去する機能に加えて、信号応答体１０’にタグの機能を持たせることができ、センサとしての信号応答体１０’とタグとしての信号応答体１０’の両立させることができる。これにより、信号応答体１０’に受動型符号化機能を持たせることができる。信頼性がよいタグ・リダシステムを構築することができる。   Accordingly, in addition to the function of erasing the modulated wave Sf ′ reflected from an object other than the signal responder 10 ′ and the response signal Sf ′ having a phase shifted from the signal responder 10 ′, the signal responder 10 The tag function can be given to 'and the signal responder 10' as a sensor and the signal responder 10 'as a tag can be made compatible. Thereby, the signal responder 10 'can have a passive encoding function. A highly reliable tag / redder system can be constructed.

本発明は、温度や圧力などの測定箇所とその測定信号を処理する装置本体部とがワイヤレス化した無線応答温度測定システムや無線応答脈拍測定システム等に適用して極めて好適である。   The present invention is extremely suitable when applied to a wireless response temperature measurement system, a wireless response pulse measurement system, or the like in which a measurement location such as temperature and pressure and an apparatus main body that processes the measurement signal are made wireless.

本発明に係る第１の実施例としての無線応答温度測定システム１００の構成例を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows the structural example of the radio | wireless response temperature measurement system 100 as 1st Example which concerns on this invention. ＰＮ発生器２５の内部構成例を示す回路図である。3 is a circuit diagram showing an example of the internal configuration of a PN generator 25. FIG. （Ａ）〜（Ｃ）は送信部２１における動作例を示す波形図である。(A)-(C) are the wave forms which show the operation example in the transmission part 21. FIG. 温度センサ１０における表面波変換器２、反射器＃１及び＃２の配置例を示す図である。It is a figure which shows the example of arrangement | positioning of the surface wave converter 2, the reflectors # 1, and # 2 in the temperature sensor 10. FIG. （Ａ）及び（Ｂ）は、温度センサ１０における表面波による反射パルス＃Ｐ１及び＃Ｐ２の波形例を示す図である。(A) And (B) is a figure which shows the example of a waveform of reflection pulses # P1 and # P2 by the surface wave in the temperature sensor 10. FIG. 干渉波補償手段６０の内部構成例を示すブロック図である。3 is a block diagram showing an example of the internal configuration of interference wave compensating means 60. FIG. 第１の干渉波補償回路６１等の内部構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the example of internal structures of the 1st interference wave compensation circuit 61 grade | etc.,. 遅延固定ループ回路２７の内部構成例を示すブロック図である。3 is a block diagram showing an example of the internal configuration of a delay locked loop circuit 27. FIG. （Ａ）〜（Ｃ）は、遅延固定ループ回路２７における動作例を示す波形図である。(A) to (C) are waveform diagrams showing an operation example in the delay locked loop circuit 27. 遅延固定ループ回路２８の内部構成例を示すブロック図である。3 is a block diagram showing an example of the internal configuration of a delay locked loop circuit 28. FIG. （Ａ）〜（Ｃ）は、遅延固定ループ回路２８における動作例を示す波形図である。(A)-(C) are the wave forms which show the operation example in the delay locked loop circuit 28. FIG. （Ａ）〜（Ｃ）は、位相比較回路２９における動作例を示す波形図である。(A)-(C) are the wave forms which show the operation example in the phase comparison circuit 29. FIG. （Ａ）〜（Ｃ）は、位相比較回路２９における反射遅延時間の差τεの検出例を示す波形図である。(A)-(C) is a wave form diagram which shows the example of a detection of the difference (tau) epsilon of reflection delay time in the phase comparison circuit 29. FIG. メモリ部３２における温度Ｔｘ対反射遅延時間の差τεの関係例を示す図である。6 is a diagram illustrating a relationship example of a difference τε between a temperature Tx and a reflection delay time in the memory unit 32. FIG. 無線応答温度測定システム１００における体温測定例を示すフローチャートである。5 is a flowchart showing an example of body temperature measurement in the wireless response temperature measurement system 100. 本発明に係る第２の実施例としての無線応答測定システム１００’の信号応答体１０’の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the signal response body 10 'of the radio | wireless response measuring system 100' as a 2nd Example which concerns on this invention. 従来例に係る無線応答温度測定システム２００の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the radio | wireless response temperature measurement system 200 which concerns on a prior art example. 無線応答温度測定システム２００の問題点を説明する概念図である。It is a conceptual diagram explaining the problem of the radio | wireless response temperature measurement system 200. FIG.

符号の説明Explanation of symbols

１・・・基板、２・・・表面波変換器、１０・・・温度センサ（信号応答体）、１０’・・・信号応答体、２１・・・送信部、２２，２３・・・発振器、２４，７２Ａ〜７２Ｃ，８２Ａ〜８２Ｃ・・・乗算器、２５，７１，８１・・・ＰＮ発生器、２６Ａ，２６Ｂ・・・アンテナ体、２７，２８・・・第１，第２の遅延固定ループ回路、２９・・・位相比較回路、３０・・・受信部、３１・・・制御装置、３２・・・メモリ部、３３・・・表示部、３４・・・操作部、６０・・・干渉波補償手段、６１〜６３・・・第１〜第３の干渉波補償回路、７５，８５・・・復調器、７８・・・電圧可変発振器、１００・・・無線応答温度測定システム（無線応答測定システム）、１００’・・・無線応答測定システム
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Board | substrate, 2 ... Surface wave converter, 10 ... Temperature sensor (signal response body), 10 '... Signal response body, 21 ... Transmission part, 22, 23 ... Oscillator 24, 72A to 72C, 82A to 82C ... multipliers, 25, 71, 81 ... PN generators, 26A, 26B ... antenna bodies, 27, 28 ... first and second delays Fixed loop circuit, 29... Phase comparison circuit, 30... Receiving unit, 31... Control device, 32... Memory unit, 33. Interference wave compensation means, 61 to 63 ... first to third interference wave compensation circuits, 75, 85 ... demodulator, 78 ... voltage variable oscillator, 100 ... radio response temperature measurement system ( Wireless response measurement system), 100 '... wireless response measurement system

Claims (13)

被測定対象の物理量を無線測定するシステムであって、
前記被測定対象に取付けられ、スペクトラム拡散通信方式により直接拡散変調された無線応答測定用の変調信号を受けて当該被測定対象の物理量に従った応答信号を放射する信号応答体と、
前記信号応答体に前記変調信号を輻射すると共に、当該信号応答体から戻ってきた応答信号を受信して信号処理をする無線送受信装置とを備え、
前記無線送受信装置は、
送信時の前記変調信号の位相と、受信時の応答信号を成す変調信号の位相とを比較し、送信時の前記変調信号の位相に同期しない変調信号による応答信号を当該比較結果に基づいて除去する干渉波補償手段を有することを特徴とする無線応答測定システム。 A system for wirelessly measuring a physical quantity of an object to be measured,
A signal responder attached to the object to be measured and receiving a modulation signal for radio response measurement directly spread modulated by a spread spectrum communication method and emitting a response signal according to the physical quantity of the object to be measured;
A radio transmission / reception device that radiates the modulated signal to the signal responder and receives a response signal returned from the signal responder to perform signal processing,
The wireless transceiver is
Compares the phase of the modulated signal at the time of transmission with the phase of the modulated signal that forms the response signal at the time of reception, and removes the response signal from the modulated signal that is not synchronized with the phase of the modulated signal at the time of transmission based on the comparison result A wireless response measuring system comprising: 前記信号応答体は、
アンテナ体と、結晶構造の基板と、表面波変換器と、反射器とを備え、
前記アンテナ体に接続された表面波変換器が前記基板上に配置されると共に、当該表面波変換器から所定の距離を隔てた前記反射器が当該基板上の表面波の伝播進路に配置され、
前記アンテナ体によって前記変調信号を受信して前記表面波変換器に供給し、
前記アンテナ体から供給されたスペクトラム拡散通信方式の変調信号を前記表面波変換器によって弾性波の表面波に変換し、
前記表面波変換器から伝播される表面波を前記反射器によって反射し、
前記反射器から反射される表面波を前記表面波変換器によってスペクトラム拡散通信方式の変調信号に変換した応答信号を前記アンテナ体から輻射することを特徴とする請求項１に記載の無線応答測定システム。 The signal responder is
An antenna body, a substrate having a crystal structure, a surface wave converter, and a reflector;
A surface wave transducer connected to the antenna body is disposed on the substrate, and the reflector spaced a predetermined distance from the surface wave transducer is disposed in a propagation path of the surface wave on the substrate,
Receiving the modulated signal by the antenna body and supplying it to the surface wave transducer;
The modulated signal of the spread spectrum communication system supplied from the antenna body is converted into a surface wave of an elastic wave by the surface wave converter,
The surface wave propagated from the surface wave transducer is reflected by the reflector,
The radio response measurement system according to claim 1, wherein a response signal obtained by converting a surface wave reflected from the reflector into a modulation signal of a spread spectrum communication system by the surface wave converter is radiated from the antenna body. . 前記信号応答体に２個の反射器が設けられ、
前記干渉波補償手段は、
前記信号応答体の周囲の物体から反射される前記変調信号を除去する第１の干渉波補償回路と、
前記信号応答体の第２の反射器から反射される応答信号を除去する第２の干渉波補償回路と、
前記信号応答体の第１の反射器から反射される応答信号を除去する第３の干渉波補償回路とを有することを特徴とする請求項１に記載の無線応答測定システム。 The signal responder is provided with two reflectors;
The interference wave compensation means includes:
A first interference wave compensation circuit for removing the modulated signal reflected from an object around the signal responder;
A second interference wave compensation circuit for removing a response signal reflected from the second reflector of the signal responder;
The wireless response measurement system according to claim 1, further comprising: a third interference wave compensation circuit that removes a response signal reflected from the first reflector of the signal responder. 各々の前記干渉波補償回路は、
送信時の前記変調信号の位相と、受信時の前記応答信号を成す変調信号の位相とを比較して、送信時の変調信号の位相に同期した応答信号及び当該位相に同期しない応答信号を検出する位相同期検出部と、
前記位相同期検出部によって検出された送信時の変調信号の位相に同期しない変調信号による応答信号を除去する振幅制御部とを有することを特徴とする請求項３に記載の無線応答測定システム。 Each of the interference wave compensation circuits
By comparing the phase of the modulated signal at the time of transmission with the phase of the modulated signal that forms the response signal at the time of reception, a response signal synchronized with the phase of the modulated signal at the time of transmission and a response signal not synchronized with the phase are detected. A phase synchronization detector that
The wireless response measurement system according to claim 3, further comprising: an amplitude control unit that removes a response signal by a modulation signal that is not synchronized with a phase of a modulation signal at the time of transmission detected by the phase synchronization detection unit. 前記振幅制御部は、
前記位相同期検出部によって検出された送信時の変調信号の位相に同期しない変調信号による応答信号の振幅を調整する振幅調整回路と、
前記受信時の応答信号から前記振幅調整回路によって振幅調整された応答信号を差し引くように演算する演算回路とを有することを特徴とする請求項４に記載の無線応答測定システム。 The amplitude controller is
An amplitude adjustment circuit for adjusting the amplitude of the response signal by the modulation signal that is not synchronized with the phase of the modulation signal at the time of transmission detected by the phase synchronization detector;
5. The wireless response measurement system according to claim 4, further comprising an arithmetic circuit that performs an operation so as to subtract a response signal whose amplitude is adjusted by the amplitude adjustment circuit from the response signal at the time of reception. 前記無線送受信装置は、
前記信号応答体に輻射する前記変調信号と、当該信号応答体から放射される応答信号であって干渉波除去後の応答信号とに基づいて該信号応答体を伝播する表面波の伝播遅延時間を検出することを特徴とする請求項１に記載の無線応答測定システム。 The wireless transceiver is
Propagation delay time of the surface wave propagating through the signal response body based on the modulation signal radiated to the signal response body and the response signal radiated from the signal response body after removing the interference wave The wireless response measurement system according to claim 1, wherein the wireless response measurement system is detected. 前記無線送受信装置は、
アンテナ体と、
前記アンテナ体に接続され、所定の周波数の搬送波信号を前記スペクトラム拡散通信方式により直接拡散変調して得られた無線応答測定用の変調信号を送信する送信部と、
前記アンテナ体に接続され、前記信号応答体から戻ってきた応答信号であって干渉波除去後の応答信号を逆拡散して復調し、当該信号応答体を伝播する表面波の伝播遅延時間を検出する受信部とを有することを特徴とする請求項１に記載の無線応答測定システム。 The wireless transceiver is
An antenna body,
A transmitter that is connected to the antenna body and transmits a modulation signal for wireless response measurement obtained by directly spreading and modulating a carrier signal of a predetermined frequency by the spread spectrum communication method;
A response signal that is connected to the antenna body and returned from the signal response body and after the interference wave is removed is despread and demodulated, and the propagation delay time of the surface wave propagating through the signal response body is detected. The wireless response measurement system according to claim 1, further comprising: a receiving unit configured to perform reception. 前記送信部は、
所定の周波数の搬送波信号を発生する第１の発振器と、
所定の周波数のクロック信号を発生する第２の発振器と、
前記第２の発振器から出力されるクロック信号に基づいて拡散符号系列を発生するＰＮ発生器と、
前記第１の発振器から出力される搬送波信号を前記ＰＮ発生器から出力される拡散符号系列に基づいてスペクトラム拡散変調する変調器とを有することを特徴とする請求項７に記載の無線応答測定システム。 The transmitter is
A first oscillator for generating a carrier signal of a predetermined frequency;
A second oscillator for generating a clock signal of a predetermined frequency;
A PN generator that generates a spreading code sequence based on a clock signal output from the second oscillator;
8. The radio response measurement system according to claim 7, further comprising: a modulator that performs spread spectrum modulation on a carrier signal output from the first oscillator based on a spread code sequence output from the PN generator. . 前記信号応答体に２個の反射器が設けられ、
前記受信部は、
前記信号応答体の第１の反射器から戻ってきた応答信号の拡散符号系列のコード同期を採る第１の遅延固定ループ回路と、
前記信号応答体の第２の反射器から戻ってきた応答信号の拡散符号系列のコード同期を採る第２の遅延固定ループ回路と、
前記第１の遅延固定ループ回路から得られる位相情報と、前記第２の遅延固定ループ回路から得られる位相情報とを入力して位相差を検出する位相比較回路とを有することを特徴とする請求項７に記載の無線応答測定システム。 The signal responder is provided with two reflectors;
The receiver is
A first delay locked loop circuit that takes code synchronization of a spreading code sequence of a response signal returned from the first reflector of the signal responder;
A second delay locked loop circuit that takes code synchronization of the spreading code sequence of the response signal returned from the second reflector of the signal responder;
A phase comparison circuit that receives phase information obtained from the first delay locked loop circuit and phase information obtained from the second delay locked loop circuit and detects a phase difference is provided. Item 8. The wireless response measurement system according to Item 7. 前記反射器に制御端子が設けられ、
前記制御端子をスイッチを介して接地し、
前記スイッチをオン・オフして前記表面波変換器から伝播される表面波の反射及び通過を制御することを特徴とする請求項２に記載の無線応答測定システム。 A control terminal is provided on the reflector;
The control terminal is grounded via a switch,
The wireless response measurement system according to claim 2, wherein the switch is turned on / off to control reflection and passage of the surface wave propagated from the surface wave converter. 前記被測定対象の物理量を参照テーブル化したデータを記憶した記憶装置と、
前記位相比較回路から出力される位相差に基づいて前記記憶装置から被測定対象の物理量を示すデータを読出す制御装置とを備えることを特徴とする請求項１に記載の無線応答測定システム。 A storage device that stores data obtained by converting the physical quantity of the measurement target into a reference table;
The wireless response measurement system according to claim 1, further comprising: a control device that reads data indicating a physical quantity of the measurement target from the storage device based on a phase difference output from the phase comparison circuit. 被測定対象の物理量を無線測定する方法であって、
スペクトラム拡散通信方式により直接拡散変調される無線応答測定用の変調信号を受けて当該被測定対象の物理量に従った応答信号を放射する信号応答体を前記被測定対象に取付け、
前記被測定対象に取付けられた信号応答体に前記変調信号を輻射すると共に、当該信号応答体から戻ってくる応答信号を受信し、
前記信号応答体に輻射する前記変調信号と、当該信号応答体から受信した応答信号であって干渉波除去後の応答信号とに基づいて該信号応答体を伝播する表面波の伝播遅延時間を検出し、
検出された前記伝播遅延時間に基づいて前記被測定対象の物理量を測定することを特徴とする無線応答測定方法。 A method for wirelessly measuring a physical quantity of a measurement target,
A signal responder that receives a modulation signal for wireless response measurement that is directly spread modulated by a spread spectrum communication method and emits a response signal according to the physical quantity of the measurement target is attached to the measurement target,
Radiates the modulated signal to a signal responder attached to the object to be measured, and receives a response signal returned from the signal responder,
Based on the modulated signal radiated to the signal responder and the response signal received from the signal responder after removing the interference wave, the propagation delay time of the surface wave propagating through the signal responder is detected. And
A wireless response measurement method, comprising: measuring a physical quantity of the measurement target based on the detected propagation delay time. 前記信号応答体を伝播する表面波の反射及び通過を制御することを特徴とする請求項１２に記載の無線応答測定方法。
The wireless response measuring method according to claim 12, wherein reflection and passage of a surface wave propagating through the signal responder is controlled.
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