JP2005130691A

JP2005130691A - Magnetic pole position estimating method and estimator, and inverter control method and controller

Info

Publication number: JP2005130691A
Application number: JP2004274972A
Authority: JP
Inventors: Morimitsu Sekimoto; 守満関本; Hiroyuki Yamai; 広之山井
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2003-09-30
Filing date: 2004-09-22
Publication date: 2005-05-19
Anticipated expiration: 2024-09-22
Also published as: JP4552576B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce error of the magnetic pole position of a motor efficiently when it is estimated. <P>SOLUTION: As a first step, a first estimating means 1A obtains a first estimated value θ^<SB>ef1</SB>of magnetic pole position. In this regard, an original estimating section 2 obtains the original estimated value θ^<SB>e1</SB>of magnetic pole position and a filter 3 filters the original estimated value θ^<SB>e1</SB>. As a second step, a sample/hold element 4a at a sample/hold section 4 obtains a second estimated value θ^<SB>e2</SB>of magnetic pole position. As a third step, a sample/hold element 4b obtains a first estimated value θ^<SB>ef1</SB>for current 0, and an adder/subtractor 12 obtains an estimated value Δθ^<SB>e</SB>of error. As a fourth step, q-axis inductance estimated value L^<SB>q</SB>of the motor is updated. The first estimated value θ^<SB>ef1</SB>can be brought close to a true value by repeating the first through fourth steps using an updated q-axis inductance estimated value L^<SB>q</SB>. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

この発明は、モータの磁極位置を推定する技術に関する。 The present invention relates to a technique for estimating a magnetic pole position of a motor.

モータを運転する場合には、例えばモータが逆回転するなどの問題が生じないように、モータの磁極位置を知ることが必要とされる。磁極位置を知るためには、例えば位置センサを用いる方法などがある。位置センサを用いる方法には、コストがかかることや、モータ内部が高温高圧部に設けられている場合に位置センサを取り付けることができないなどの問題がある。 When operating the motor, it is necessary to know the magnetic pole position of the motor so that problems such as reverse rotation of the motor do not occur. In order to know the magnetic pole position, for example, there is a method using a position sensor. The method using the position sensor has a problem that it is expensive and the position sensor cannot be attached when the motor is provided in the high-temperature and high-pressure part.

このため従来から、位置センサを用いずにモータの磁極位置を推定する方法が考えられている。例えばモータの突極性を利用する方法や、モータの誘起電圧を利用する方法などがある。これらの方法では、多くがモータの電圧方程式を解くことでモータの磁極位置を推定する。この場合、電圧方程式には、あらかじめ設定した機器定数が代入される。 For this reason, conventionally, a method for estimating the magnetic pole position of a motor without using a position sensor has been considered. For example, there are a method using the saliency of the motor and a method using the induced voltage of the motor. Many of these methods estimate the magnetic pole position of the motor by solving the voltage equation of the motor. In this case, preset device constants are substituted into the voltage equation.

なお関連する文献として非特許文献１〜５を以下に示す。 Non-patent documents 1 to 5 are shown below as related documents.

陳志謙、他３名，「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス位置推定法と安定性の検討」，平成１０年電気学会産業応用部門全国大会論文集，Ｎｏ．５９，１９９８年，ｐ．１７９−１８２Chen Zhen, 3 others, “Sensorless position estimation method and stability of salient pole type brushless DC motor”, 1998 IEEJ National Conference on Industrial Applications, No. 59, 1998, p. 179-182 神前政幸、他２名，「ＰＭＳＭドライブシステムのオンラインパラメータ同定」，電気学会半導体電力変換研究会資料，２００３年２月，ＳＰＣ−０３−３，ｐ．１３−１８Masayuki Kamimae, two others, “Online Parameter Identification of PMSM Drive System”, IEEJ Semiconductor Power Conversion Study Group Material, February 2003, SPC-03-3, p. 13-18 山田和範、他２名，「低速領域を含む突極形ＰＭモータの位置センサレス速度制御法」，電気学会半導体電力変換研究会資料，１９９７年１月，ＳＰＣ−９７−１３，ｐ７５−８２Kazunori Yamada and two others, “Position sensorless speed control method of salient pole type PM motor including low speed region”, IEEJ Semiconductor Power Conversion Study Group Material, January 1997, SPC-97-13, p75-82 坂本潔、他２名，「軸誤差の直接推定演算によるＩＰＭモータの位置センサレス制御」，電気学会半導体電力変換／産業電力電気応用合同研究会資料，２０００年１１月，ＳＰＣ−００−６７，ｐ７３−７６Kiyoshi Sakamoto and two others, "Position sensorless control of IPM motor by direct estimation of axis error", IEEJ Semiconductor Power Conversion / Industrial Electric Power Application Joint Study Group, November 2000, SPC-00-67, p73 -76 谷本茂也，「エアコン・コンプレッサ用ブラシレスＤＣモータ」，‘９４モータ技術シンポジウム（日本能率協会主催）資料，１９９４年，Ｃ５−１−１〜Ｃ５−１−１６Shigeya Tanimoto, "Brushless DC motor for air conditioner / compressor", '94 Motor Technology Symposium (hosted by Japan Management Association), 1994, C5-1-1 to C5-1-16

位置センサを用いずにモータの磁極位置を推定する方法では、機器定数に生じる誤差が影響して、電圧方程式から推定される磁極位置にも誤差が生じる。 In the method of estimating the magnetic pole position of the motor without using the position sensor, an error that occurs in the device constant is affected, and an error also occurs in the magnetic pole position estimated from the voltage equation.

モータを量産する場合にあっては、モータの寸法や形状を同一にすることが困難であり、機器定数にバラツキが生じる。また、モータの運転状況によっては、磁気飽和の影響で機器定数が変化する。これら機器定数に生じる誤差を小さくするために機器定数を正確に測定することなどが考えられる。例えば、オブザーバを用いて機器定数を同定する手法が、非特許文献２において提案されている。 In the case of mass production of motors, it is difficult to make the dimensions and shapes of the motors the same, resulting in variations in equipment constants. In addition, depending on the operating condition of the motor, the device constant changes due to the influence of magnetic saturation. It is conceivable to measure the device constants accurately in order to reduce the errors generated in these device constants. For example, Non-Patent Document 2 proposes a method for identifying device constants using an observer.

しかし、上記手法は、機器定数を同定することを目的としており、磁極位置を推定したときに磁極位置に生じる誤差を小さくすることを目的としていない。このため、上記手法で同定した機器定数を用いて磁極位置を推定したときに、磁極位置に生じる誤差が小さくなるとは必ずしも言えない。 However, the above-described method is intended to identify device constants and is not intended to reduce an error that occurs in the magnetic pole position when the magnetic pole position is estimated. For this reason, when the magnetic pole position is estimated using the device constant identified by the above method, it cannot be said that the error generated in the magnetic pole position is reduced.

本発明は上述の事情に鑑みてなされたものであり、モータの磁極位置を推定する際に磁極位置に生じる誤差を効率良く小さくすることが目的とされる。 The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object of the present invention is to efficiently reduce errors generated in the magnetic pole position when estimating the magnetic pole position of the motor.

この発明の請求項１にかかる磁極位置推定方法は、モータの磁極位置を推定する方法であって、前記モータに流れる電流（ｉ_α，ｉ_β；ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾）及び／又は前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β；ｖ_ｄ＾，ｖ_ｑ＾）並びに前記モータのインダクタンス（Ｌ＾_ｑ）に基づいて前記磁極位置の第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を求める第１の推定方法を行うステップ（１Ａ）と、前記インダクタンスに依存しないで前記磁極位置の第２の推定値（θ＾_ｅ２）を求める第２の推定方法を行うステップ（１Ｂ；２１Ｂ）と、前記第１の推定値と前記第２の推定値の差として誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求めるステップ（１２）と、前記誤差の推定値に基づいて前記インダクタンスを更新し、更新された前記インダクタンスを用いて前記第１の推定方法を行うステップとを備える。 A magnetic pole position estimation method according to claim 1 of the present invention is a method for estimating a magnetic pole position of a motor, wherein the current (i _α , i _β ; i _{d ^} , i _{q ^} ) flowing in the motor and / or the A first estimation value (θ ^ _ef1 ) of the magnetic pole position based on the motor voltage (v _α , v _β ; v _{d ^} , v _{q ^} ) and the motor inductance (L ^ _q ) Performing an estimation method (1A), performing a second estimation method (1B; 21B) for obtaining a second estimated value (θ ^ _e2 ) of the magnetic pole position without depending on the inductance, and the first A step (12) of obtaining an error estimated value (Δθ ^ _e ) as a difference between the estimated value of the error and the second estimated value; updating the inductance based on the estimated value of the error; and Using the first Performing an estimation method.

この発明の請求項２にかかる磁極位置推定方法は、請求項１記載の磁極位置推定方法であって、前記第１の推定方法（１Ａ）では、前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）の、前記モータの回転に対するその脈動成分が除去される。 A magnetic pole position estimation method according to a second aspect of the present invention is the magnetic pole position estimation method according to the first aspect, wherein in the first estimation method (1A), the first estimated value (θ ^ _ef1 ) The pulsating component with respect to the rotation of the motor is removed.

この発明の請求項３にかかる磁極位置推定方法は、請求項１又は請求項２記載の磁極位置推定方法であって、前記第２の推定方法（２１Ｂ）では、モータに電流を流さない時点での前記電圧（ｖ_α，ｖ_β）に基づいて前記第２の推定値（θ＾_ｅ２）を求める。 A magnetic pole position estimation method according to a third aspect of the present invention is the magnetic pole position estimation method according to the first or second aspect, wherein in the second estimation method (21B), no current is supplied to the motor. The second estimated value (θ ^ _e2 ) is obtained based on the voltage (v _α , v _β ).

この発明の請求項４にかかる磁極位置推定方法は、請求項１又は請求項２記載の磁極位置推定方法であって、前記第２の推定方法では前記第２の推定値（θ＾_ｅ２）として前記モータの一回転毎の所定の磁極位置を求める。 A magnetic pole position estimation method according to claim 4 of the present invention is the magnetic pole position estimation method according to claim 1 or 2, wherein in the second estimation method, the second estimated value (θ ^ _e2 ) is used. A predetermined magnetic pole position for each rotation of the motor is obtained.

この発明の請求項５にかかる磁極位置推定方法は、モータの磁極位置を推定する方法であって、前記モータに流れる電流（ｉ_α，ｉ_β；ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾）及び／又は前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β；ｖ_ｄ＾，ｖ_ｑ＾）並びに前記モータのインダクタンス（Ｌ＾_ｑ）に基づいて前記磁極位置の第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を求める第１の推定方法を行うステップ（１Ａ）と、前記モータに対して高調波電流（ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈ）を流した状態での前記電圧の高調波成分に基づいて、前記磁極位置の誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求める第２の推定方法を行うステップ（６）と、前記誤差の推定値に基づいて前記インダクタンスを更新し、更新された前記インダクタンスを用いて前記第１の推定方法を行うステップとを備える。 According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a magnetic pole position estimation method for estimating a magnetic pole position of a motor, wherein the current (i _α , i _β ; i _{d ^} , i _{q ^} ) flowing in the motor and / or the A first estimation value (θ ^ _ef1 ) of the magnetic pole position based on the motor voltage (v _α , v _β ; v _{d ^} , v _{q ^} ) and the motor inductance (L ^ _q ) An error of the magnetic pole position based on the step (1A) of performing the estimation method and the harmonic component of the voltage in a state where the harmonic current ( _{id ^ h} , _{iq ^ h} ) is passed through the motor A step (6) of performing a second estimation method for obtaining an estimated value (Δθ ^ _e ), updating the inductance based on the estimated value of the error, and using the updated inductance, the first estimation Performing the method.

この発明の請求項６にかかる磁極位置推定方法は、請求項５記載の磁極位置推定方法であって、前記第２の推定方法（６）においては、前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）及び前記高調波電流（ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈ）の位相角（θ_ｈ）に基づいて、前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β）に回転座標変換を行う第１の座標変換ステップ（６０１）と、前記第１の座標変換ステップの結果を、前記高調波電流の角周波数（ω_ｈ）近傍で濾波する第１の濾波ステップ（６０２）と、前記高調波電流の前記角周波数に基づいて、前記第１の濾波ステップの結果に回転座標変換を行う第２の座標変換ステップ（６０３）と、前記第２の座標変換ステップの結果（ｖ_δｈ；ｖ_δｈ，ｖ_γｈ）の低周波成分（ｖ_δｈ０；ｖ_δｈ０，ｖ_γｈ０）を、前記高調波電流の前記角周波数近傍で濾波する第２の濾波ステップ（６０４）と、前記第２の濾波ステップの結果に基づいて前記誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求めるステップ（６０５；６０６）とが行われる。 A magnetic pole position estimation method according to a sixth aspect of the present invention is the magnetic pole position estimation method according to the fifth aspect, wherein in the second estimation method (6), the first estimated value (θ ^ _ef1 ). And a first coordinate conversion step of performing rotational coordinate conversion on the voltage (v _α , v _β ) of the motor based on the phase angle (θ _h ) of the harmonic current (i _{d ^ h} , i _{q ^ h} ). (601), a first filtering step (602) for filtering the result of the first coordinate transformation step in the vicinity of the angular frequency (ω _h ) of the harmonic current, and the angular frequency of the harmonic current. Based on the result of the first filtering step, a second coordinate transformation step (603) for performing rotational coordinate transformation, and a low frequency of the result of the second coordinate transformation step (v _δh ; v _δh , v _γh ) component _{_{(v δh0; v δh0, v}} γh0) , said high And; (606 605) and the second filtering step (604) for filtering at the angular frequency near the wave current, the second estimate of the error based on the result of the filtering step ([Delta] [theta] ^ _e) determining a Is done.

この発明の請求項７にかかるインバータ制御方法は、請求項１乃至請求項６のいずれか一つにかかる磁極位置推定方法で求められた前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を前記磁極位置として採用し、これに基づいて、前記モータを駆動するインバータを制御する。 According to a seventh aspect of the present invention, in the inverter control method, the first estimated value (θ ^ _ef1 ) obtained by the magnetic pole position estimating method according to any one of the first to _{sixth aspects} is used as the magnetic pole position. Based on this, an inverter that drives the motor is controlled.

この発明の請求項８にかかる磁極位置推定装置は、モータの磁極位置を推定する装置であって、前記モータに流れる電流（ｉ_α，ｉ_β；ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾）及び／又は前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β；ｖ_ｄ＾，ｖ_ｑ＾）並びに前記モータのインダクタンス（Ｌ＾_ｑ）に基づいて前記磁極位置の第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を求める第１の推定手段（１Ａ）と、前記インダクタンスに依存しないで前記磁極位置の第２の推定値（θ＾_ｅ２）を求める第２の推定手段（１Ｂ；２１Ｂ）と、前記第１の推定値と前記第２の推定値の差として誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求める誤差推定手段（１２）と、前記誤差の推定値に基づいて前記インダクタンスを更新するインダクタンス算出部（５）とを備える。 According to an eighth aspect of the present invention, there is provided a magnetic pole position estimating apparatus for estimating a magnetic pole position of a motor, wherein the current (i _α , i _β ; i _{d ^} , i _{q ^} ) flowing in the motor and / or the A first estimation value (θ ^ _ef1 ) of the magnetic pole position based on the motor voltage (v _α , v _β ; v _{d ^} , v _{q ^} ) and the motor inductance (L ^ _q ) An estimation means (1A), a second estimation means (1B; 21B) for obtaining a second estimated value (θ ^ _e2 ) of the magnetic pole position without depending on the inductance, the first estimated value and the first Error estimation means (12) for obtaining an error estimation value (Δθ ^ _e ) as a difference between the two estimation values, and an inductance calculation unit (5) for updating the inductance based on the error estimation value.

この発明の請求項９にかかる磁極位置推定装置は、請求項８記載の磁極位置推定装置であって、前記第１の推定手段（１Ａ）は、前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）から前記モータの回転に対する脈動成分を除去するフィルタ（３）を備える。 A magnetic pole position estimation apparatus according to a ninth aspect of the present invention is the magnetic pole position estimation apparatus according to the eighth aspect, wherein the first estimation means (1A) is based on the first estimated value (θ ^ _ef1 ). The filter (3) which removes the pulsation component with respect to rotation of the said motor is provided.

この発明の請求項１０にかかる磁極位置推定装置は、請求項８又は請求項９記載の磁極位置推定装置であって、前記第２の推定手段（２１Ｂ）は、モータに電流を流さない時点での前記電圧（ｖ_α，ｖ_β）に基づいて前記第２の推定値（θ＾_ｅ２）を求める。 A magnetic pole position estimation apparatus according to a tenth aspect of the present invention is the magnetic pole position estimation apparatus according to the eighth or ninth aspect, wherein the second estimation means (21B) does not pass a current to the motor. The second estimated value (θ ^ _e2 ) is obtained based on the voltage (v _α , v _β ).

この発明の請求項１１にかかる磁極位置推定装置は、請求項８又は請求項９記載の磁極位置推定装置であって、前記第２の推定手段は、前記第２の推定値（θ＾_ｅ２）として前記モータの一回転毎の所定の磁極位置を求める。 A magnetic pole position estimation apparatus according to an eleventh aspect of the present invention is the magnetic pole position estimation apparatus according to the eighth or ninth aspect, wherein the second estimation means is the second estimated value (θ ^ _e2 ). A predetermined magnetic pole position for each rotation of the motor is obtained.

この発明の請求項１２にかかる磁極位置推定装置は、モータの磁極位置を推定する装置であって、前記モータに流れる電流（ｉ_α，ｉ_β；ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾）及び／又は前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β；ｖ_ｄ＾，ｖ_ｑ＾）並びに前記モータのインダクタンス（Ｌ＾_ｑ）に基づいて前記磁極位置の第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を求める第１の推定手段（１Ａ）と、前記モータに対して高調波電流（ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈ）を流した状態での前記電圧の高調波成分に基づいて、前記磁極位置の誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求める第２の推定手段（６）と、前記誤差の推定値に基づいて前記インダクタンスを更新するインダクタンス算出部（５）とを備える。 A magnetic pole position estimation apparatus according to a twelfth aspect of the present invention is an apparatus for estimating a magnetic pole position of a motor, wherein the current (i _α , i _β ; i _{d ^} , i _{q ^} ) flowing in the motor and / or the A first estimation value (θ ^ _ef1 ) of the magnetic pole position based on the motor voltage (v _α , v _β ; v _{d ^} , v _{q ^} ) and the motor inductance (L ^ _q ) An estimated value of the magnetic pole position error based on the estimation means (1A) and the harmonic component of the voltage in a state where harmonic currents ( _{id ^ h} , _{iq ^ h} ) are passed through the motor. 2nd estimation means (6) which calculates | requires ((DELTA) (theta) ^ _e ), and the inductance calculation part (5) which updates the said inductance based on the estimated value of the said error.

この発明の請求項１３にかかる磁極位置推定装置は、請求項１２記載の磁極位置推定装置であって、前記第２の推定方法（６）は、前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）及び前記高調波電流（ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈ）の位相角（θ_ｈ）に基づいて、前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β）に回転座標変換を行う第１の座標変換部（６０１）と、前記第１の座標変換部の出力を、前記高調波電流の角周波数（ω_ｈ）近傍で濾波するバンドパスフィルタ（６０２）と、前記高調波電流の前記角周波数に基づいて、前記バンドパスフィルタの出力に回転座標変換を行う第２の座標変換部（６０３）と、前記第２の座標変換部の出力（ｖ_δｈ；ｖ_δｈ，ｖ_γｈ）の低周波成分（ｖ_δｈ０；ｖ_δｈ０，ｖ_γｈ０）を、前記高調波電流の前記角周波数近傍で濾波するローパスフィルタ（６０４）と、前記ローパスフィルタの出力に基づいて前記誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求める演算部（６０５；６０６）とを備える。 A magnetic pole position estimation apparatus according to a thirteenth aspect of the present invention is the magnetic pole position estimation apparatus according to the twelfth aspect, wherein the second estimation method (6) includes the first estimated value (θ ^ _ef1 ) and Based on the phase angle (θ _h ) of the harmonic current (i _{d ^ h} , i _{q ^ h} ), a first coordinate conversion unit that performs rotational coordinate conversion on the motor voltages (v _α , v _β ) ( 601), a bandpass filter (602) for filtering the output of the first coordinate transformation unit in the vicinity of the angular frequency (ω _h ) of the harmonic current, and the angular frequency of the harmonic current, the second coordinate conversion unit for rotating coordinate transformation to the output of the band-pass filter and (603), the output of the second coordinate conversion unit _{_{(v δh; v δh, v}} γh) of the low frequency components _(v δh0; _v δh0, the _v γh0), with the angular frequency near the harmonic current And a; (606 605) the wave to the low-pass filter (604), the estimated value of the error based on the output of the low-pass filter ([Delta] [theta] _{^ e)} calculation unit for obtaining the.

この発明の請求項１４にかかるインバータ制御装置は、請求項８乃至請求項１３のいずれか一つにかかる磁極位置推定装置で求められた前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を前記磁極位置として採用し、これに基づいて、前記モータを駆動するインバータを制御する。 An inverter control device according to a fourteenth aspect of the present invention provides the first estimated value (θ ^ _ef1 ) obtained by the magnetic pole position estimating device according to any one of the eighth to thirteenth _aspects as the magnetic pole position. Based on this, an inverter that drives the motor is controlled.

この発明の請求項１，５にかかる磁極位置推定方法もしくは請求項８，１２にかかる磁極位置推定装置によれば、電流および／または電圧のサンプリングごとの磁極位置を演算して求めることで、応答性が良く、しかも正確な磁極位置を効率良く得ることができる。 According to the magnetic pole position estimation method according to claims 1 and 5 of the present invention or the magnetic pole position estimation apparatus according to claims 8 and 12, a response is obtained by calculating and determining the magnetic pole position for each sampling of current and / or voltage. In addition, it is possible to efficiently obtain an accurate magnetic pole position.

この発明の請求項２にかかる磁極位置推定方法もしくは請求項９にかかる磁極位置推定装置によれば、磁極位置の第１の推定値に対する電流の脈動の影響を抑制することができる。 According to the magnetic pole position estimation method according to the second aspect of the present invention or the magnetic pole position estimation device according to the ninth aspect, it is possible to suppress the influence of current pulsation on the first estimated value of the magnetic pole position.

この発明の請求項３，４にかかる磁極位置推定方法もしくは請求項１０，１１にかかる磁極位置推定装置によれば、インダクタンスに依存しないで磁極位置の第２の推定値を求めることができる。 According to the magnetic pole position estimation method according to the third and fourth aspects of the present invention or the magnetic pole position estimation device according to the tenth and eleventh aspects, the second estimated value of the magnetic pole position can be obtained without depending on the inductance.

この発明の請求項６にかかる磁極位置推定方法もしくは請求項１３にかかる磁極位置推定装置によれば、磁極位置の誤差の推定値を求めることができる。 According to the magnetic pole position estimation method according to the sixth aspect of the present invention or the magnetic pole position estimation apparatus according to the thirteenth aspect, an estimated value of the magnetic pole position error can be obtained.

この発明の請求項７にかかるインバータ制御方法もしくは請求項１４にかかるインバータ制御装置によれば、正確に求められた磁極位置に基づいて、モータに印加する電圧が発生される。よって、インバータを用いてモータを精度良く制御できる。 According to the inverter control method of the seventh aspect of the present invention or the inverter control device of the fourteenth aspect of the present invention, the voltage to be applied to the motor is generated based on the magnetic pole position that is accurately obtained. Therefore, the motor can be accurately controlled using the inverter.

第１の実施の形態．
本実施の形態にかかる磁極位置推定方法を表すブロック図が図１に示されている。磁極位置と座標軸の関係が図２に示されている。図２では、磁極の回転軸を原点１００として直交したα−β軸が固定されている。磁極の回転に対応した回転座標として、原点１００から例えば磁極のＮ極の方向へと向かうｄ軸と、ｄ軸に垂直なｑ軸とからなる座標が採用されている。そして磁極位置には、例えばα軸の正の部分を基準として、時計と反対周りの方向へｄ軸がなす角度θ_ｅが採用されている。また、ｄ＾−ｑ＾軸は推定軸であり、α軸の正の部分を基準として時計と反対周りの方向へｄ＾軸が、位置の推定値に相当する角度θ＾_ｅをなす。以下において、軸方向への成分であることを示すために、変数たとえば電流・電圧などに下付文字としてα，β，ｄ，ｑ，ｄ＾，ｑ＾が用いられる。 First embodiment.
A block diagram showing a magnetic pole position estimation method according to the present embodiment is shown in FIG. The relationship between the magnetic pole position and the coordinate axis is shown in FIG. In FIG. 2, the α-β axis orthogonal to the rotation axis of the magnetic pole as the origin 100 is fixed. As a rotation coordinate corresponding to the rotation of the magnetic pole, a coordinate composed of a d-axis from the origin 100 to the N-pole direction of the magnetic pole, for example, and a q-axis perpendicular to the d-axis is employed. And the magnetic pole position, based on the positive part of the example α-axis, the angle theta _e formed by the d-axis direction around the opposite watch is employed. The d ^ -q ^ axis is an estimated axis, and the d ^ axis forms an angle θ ^ _e corresponding to the estimated value of the position in the direction opposite to the clock with the positive part of the α axis as a reference. In the following, α, β, d, q, d ^, q ^ are used as subscripts for variables such as current and voltage in order to indicate that they are components in the axial direction.

磁極位置推定方法を表すブロック図（図１）は、第１推定手段１Ａと第２推定手段１Ｂ、サンプル／ホールド部４、積分部５、加減算器１２とを備える。第１推定手段１Ａおよび第２推定手段１Ｂは、それぞれ磁極位置の第１の推定値θ＾_ｅｆ１および第２の推定値θ＾_ｅ２を求める。第１推定手段１Ａは原推定部２とフィルタ３を含む。原推定部２は磁極位置の原推定値θ＾_ｅ１を求める。フィルタ３は原推定値θ＾_ｅ１をフィルタリングして、第１の推定値θ＾_ｅｆ１を求める。サンプル／ホールド部４はサンプル／ホールド要素４ａ，４ｂを有しており、それぞれ原推定値θ＾_ｅ１、第１の推定値θ＾_ｅｆ１に対して後述するタイミングでサンプル／ホールドを行う。 The block diagram (FIG. 1) showing the magnetic pole position estimation method includes a first estimation unit 1A, a second estimation unit 1B, a sample / hold unit 4, an integration unit 5, and an adder / subtractor 12. The first estimating means 1A and the second estimating means 1B _{obtain a} first estimated value θ ^ _ef1 and a second estimated value θ ^ _e2 of the magnetic pole position, respectively. The first estimation means 1A includes an original estimation unit 2 and a filter 3. The original estimation unit 2 obtains the original estimated value θ ^ _e1 of the magnetic pole position. The filter 3 filters the original estimated value θ ^ _e1 to obtain a first estimated value θ ^ _ef1 . The sample / hold unit 4 includes sample / hold elements 4a and 4b, and performs sample / hold on the original estimated value θ ^ _e1 and the first estimated value θ ^ _ef1 at timings described later.

加減算器１２は、サンプル／ホールド要素４ａの出力からサンプル／ホールド要素４ｂの出力を減じて、誤差の推定値Δθ＾_ｅを求める。よって加減算器１２は誤差推定手段として把握することができる。積分部５は誤差の推定値Δθ＾_ｅを積分し、所定の係数を乗じてｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを求める。よって積分部５はインダクタンス算出部として把握することができる。 The adder / subtracter 12 subtracts the output of the sample / hold element 4b from the output of the sample / hold element 4a to obtain an error estimated value Δθ ^ _e . Therefore, the adder / subtractor 12 can be grasped as error estimation means. The integration unit 5 integrates the estimated value Δθ ^ _e of the error and multiplies it by a predetermined coefficient to obtain the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance. Therefore, the integrating unit 5 can be grasped as an inductance calculating unit.

第２の推定値θ＾_ｅ２はサンプル／ホールド要素４ａの出力として求められるので、第２推定手段１Ｂは原推定部２とサンプル／ホールド要素４ａを備えていると把握できる。つまり原推定部２は第１推定手段１Ａと第２推定手段１Ｂとの間で共有され、サンプル／ホールド要素４ａはサンプル／ホールド部４と第２推定手段１Ｂとの間で共有されている。 Since the second estimated value θ ^ _e2 is obtained as the output of the sample / hold element 4a, it can be understood that the second estimating means 1B includes the original estimating unit 2 and the sample / hold element 4a. That is, the original estimation unit 2 is shared between the first estimation unit 1A and the second estimation unit 1B, and the sample / hold element 4a is shared between the sample / hold unit 4 and the second estimation unit 1B.

第１のステップとして、第１推定手段１Ａにより磁極位置の第１の推定値θ＾_ｅｆ１を求める。まず原推定部２では、モータに流れる電流ｉ_α，ｉ_βとモータの電圧ｖ_α，ｖ_β並びにモータのｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑに基づいて、原推定値θ＾_ｅ１を求める。電流ｉ_α，ｉ_βは、固定されたα−β軸に対する電流のα成分とβ成分である。電圧ｖ_α，ｖ_βについても同様である。これらは公知の手法を用いて測定可能である。原推定部２において最初に原推定値θ＾_ｅ１を求める際には、ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑの初期の推定値Ｌ＾_ｑ０として、その定格値を採用することができる。 As a first step, a first estimation value θ ^ _ef1 of the magnetic pole position is obtained by the first estimation means 1A. First, the original estimation unit 2 obtains an original estimated value θ ^ _e1 based on the currents i _α and i _β flowing through the motor, the motor voltages v _α and v _{β and} the estimated value L ^ _q of the motor q-axis inductance. The currents i _α and i _β are the α component and β component of the current with respect to the fixed α-β axis. The same applies to the voltages v _α and v _β . These can be measured using known techniques. When the original estimation unit 2 first obtains the original estimated value θ ^ _e1 , the rated value can be adopted as the initial estimated value L ^ _q0 of the q-axis inductance estimated value L ^ _q .

図３は原推定値θ＾_ｅ１の振る舞いを示すグラフである。磁極位置の真の値θ^〜 _ｅを０〜２πの間で繰り返し直線状に変化（動作）させる際に、後述する理由等により電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを脈動させると、原推定値θ＾_ｅ１も脈動する。これはｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑが、真の値Ｌ^〜 _ｑとは異なっているためである。よってフィルタ３では、推定値θ＾_ｅ１の、モータの回転に対する脈動成分をフィルタリングすることで、磁極位置の第１の推定値θ＾_ｅｆ１を得る。 FIG. 3 is a graph showing the behavior of the original estimated value θ ^ _e1 . When the true values θ ^~ _e of the magnetic pole positions are repeatedly changed (operated) linearly between 0 and 2π, if the currents i _d and i _q are pulsated for reasons described later, the original estimated value θ ^ _e1 Also pulsates. This is because the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance is different from the true values L ^to _q . Therefore, the filter 3 obtains the first estimated value θ ^ _ef1 of the magnetic pole position by filtering the pulsation component of the estimated value θ ^ _e1 with respect to the rotation of the motor.

フィルタリングは、フィルタ３に含まれるブロック３ａ，３ｂ，３ｃをその順に実行して、帰還路２１に従って加減算器１１へフィードバックすることで行われる。加減算器１１は原推定値θ＾_ｅ１から第１の推定値θ＾_ｅｆ１を減じる。ブロック３ａは加減算器１１の出力を−πから＋πに換算する。両者の差の基準を２ｎπ（ｎは０以外の整数）ではなく、０に採るためである。ブロック３ｂは、ブロック３ａの出力に式（１）で示されるＺ変換を作用させることで、真の値θ^〜 _ｅの変化と同じ傾きの直線をオフセットとして与える。更に脈動成分を除去して電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの脈動の影響を抑制する。ブロック３ｃはブロック３ｂで得られた推定値を０から＋２πに換算する。一般に原推定値θ＾_ｅ１も０〜＋２πの範囲で求められるからである。 Filtering is performed by executing the blocks 3 a, 3 b, 3 c included in the filter 3 in that order and feeding back to the adder / subtractor 11 along the feedback path 21. The adder / subtractor 11 subtracts the first estimated value θ ^ _ef1 from the original estimated value θ ^ _e1 . The block 3a converts the output of the adder / subtractor 11 from -π to + π. This is because the standard of the difference between the two is not 2nπ (n is an integer other than 0) but 0. The block 3b gives a straight line having the same inclination as the change of the true values θ ^to _e as an offset by applying the Z transformation expressed by the equation (1) to the output of the block 3a. Further, the pulsation component is removed to suppress the influence of the pulsation of the currents i _d and i _q . Block 3c converts the estimated value obtained in block 3b from 0 to + 2π. This is because the original estimated value θ ^ _e1 is generally obtained in the range of 0 to + 2π.

これにより、磁極位置の第１の推定値θ＾_ｅｆ１は傾きが一定となった鋸波（図３（ｂ））として出力される。脈動成分を除去する上記の方法は一例であり他の方法も採用できる。 As a result, the first estimated value θ ^ _ef1 of the magnetic pole position is output as a sawtooth wave (FIG. 3B) having a constant inclination. The above method for removing the pulsating component is an example, and other methods can be employed.

第２のステップとして、サンプル／ホールド要素４ａにより磁極位置の第２の推定値θ＾_ｅ２を求める。サンプル／ホールド要素４ａでは、電流（図３ではｉ_ｄ，ｉ_ｑで例示）が０となったときの原推定値θ＾_ｅ１を抽出し、その値を第２の推定値θ＾_ｅ２として採用する（図３）。後述される理由により推定値θ＾_ｅ２はモータのｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑに依存しない。すなわち推定値θ＾_ｅ２は、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑの誤差に影響されず、電流が０であるときの真の値θ^〜 _ｅと等しいと考えられる。このように電流が０となる状況が得られる場合、電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑは上述のように脈動する。 As a second step, a second estimated value θ ^ _e2 of the magnetic pole position is obtained by the sample / hold element 4a. In the sample / hold element 4a, the original estimated value θ ^ _e1 when the current (illustrated by i _d and i _q in FIG. 3) becomes 0 is extracted, and the value is adopted as the second estimated value θ ^ _e2. (FIG. 3). For reasons that will be described later, the estimated value θ ^ _e2 does not depend on the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance of the motor. That is, the estimated value θ ^ _e2 is not affected by the error of the q-axis inductance L _q and is considered to be equal ^to the true value θ ^~ _e when the current is 0. When the situation where the current becomes 0 is obtained in this way, the currents i _d and i _q pulsate as described above.

第３のステップとして、加減算器１２により誤差Δθ＾_ｅを求める。まずサンプル／ホールド要素４ｂにおいて、電流が０となったときの第１の推定値θ＾_ｅｆ１を抽出して、この値をθ＾_{ｅｆ１，０}として示す（図３）。加減算器１２では、第２の推定値θ＾_ｅ２から電流が０のときの第１の推定値θ＾_{ｅｆ１，０}を減じて、電流が０のときの誤差Δθ＾_ｅを求める（図３）。 As a third step, an error Δθ ^ _e is obtained by the adder / subtractor 12. First, in the sample / hold element 4b, a first estimated value θ ^ _ef1 when the current becomes 0 is extracted, and this value is indicated as θ ^ _ef1 , 0 (FIG. 3). The adder / subtracter 12 subtracts the first estimated value θ ^ _ef1,0 when the current is 0 from the second estimated value θ ^ _e2 to obtain an error Δθ ^ _e when the current is 0 (FIG. 3). .

第４のステップとして、モータのｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを更新する。更新されたｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑは、積分部５において求められる。すなわち、ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑは初期値をＬ＾_ｑ０とし、式（２）で示されるＺ変換が誤差Δθ＾_ｅに作用することで求められる。ここでｋは積分のゲインを示す。 As a fourth step, the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance of the motor is updated. The updated estimated value L ^ _q of the q-axis inductance is obtained by the integrating unit 5. That is, the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance is obtained by setting the initial value L ^ _q0 and the Z conversion expressed by the equation (2) acting on the error Δθ ^ _e . Here, k represents a gain of integration.

ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑと真の値Ｌ^〜 _ｑとの差に電流が０のときの誤差Δθ＾_ｅは起因し、このｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑは電流の値によらないと考えられるので、更新されたｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑは真の値Ｌ^〜 _ｑに近づく。そして、更新されたｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを用いて第１乃至第４のステップを繰り返すことで、第１の推定値θ＾_ｅｆ１を真の値θ^〜 _ｅに近づけることができる。ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑが更新ごとに真の値Ｌ^〜 _ｑに近づく様子が図４に示されている。 The error Δθ ^ _e when the current is 0 is caused by the difference between the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance and the true values L ^to _q, and the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance depends on the current value. Therefore, the updated estimated value L ^ _q of the q-axis inductance approaches the true value L ^to _q . Then, by repeating the first to fourth steps using the updated q-axis inductance estimated value L ^ _q , the first estimated value θ ^ _ef1 can be brought close to the true value θ ^~ _e . FIG. 4 shows how the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance approaches the true values L ^to _q for each update.

第１乃至第４のステップの繰り返し（ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑの更新）は、例えば更新前後のｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑの差とその絶対値を求め、その絶対値がある値、例えば誤差として許容できる値より小さくなるまで行うこと等が採用できる。 The first to fourth iteration of step (q-axis estimated values L ^ _q inductance) is, for example, the difference between the estimated value L ^ _q of the before and after updating the q-axis inductance and the determined absolute value, the absolute value It is possible to adopt a method of performing the process until it becomes smaller than a certain value, for example, an allowable value as an error.

第１のステップにおいて説明した原推定値θ＾_ｅ１を求める方法には、例えば式（３）を用いて計算する方法が採用できる。 As a method for obtaining the original estimated value θ ^ _e1 described in the first step, for example, a method of calculating using Equation (3) can be employed.

式（３）は、α−β軸（図２）で示される静止座標上での電圧方程式を表す。ここでＲ_ａは電機子抵抗、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、θ_ｅは磁極位置、ｐは時間微分演算子、φ_ａは界磁主磁束をそれぞれ示す。 Equation (3) represents a voltage equation on a stationary coordinate indicated by the α-β axis (FIG. 2). Here, R _a is an armature resistance, L _d is a d-axis inductance, θ _e is a magnetic pole position, p is a time differential operator, and φ _a is a field main magnetic flux.

λ_α，λ_βを式（４）で定義すると、磁極位置θ_ｅは式（５）で表すことができ、式（３）は式（６）に変形できる。これを式（５）に代入することで磁極位置θ_ｅを求めることができる。かかる手法は例えば非特許文献１に紹介されている。 If λ _α and λ _β are defined by equation (4), the magnetic pole position θ _e can be represented by equation (5), and equation (3) can be transformed into equation (6). By substituting this into the equation (5), the magnetic pole position θ _e can be obtained. Such a technique is introduced in Non-Patent Document 1, for example.

式（６）からわかるように、λ_α，λ_βは可測量ｉ_α，ｉ_β，ｖ_α，ｖ_βと機器定数たる電機子抵抗Ｒ_ａ、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑを用いて決定され、よって式（５）で得られる磁極位置θ_ｅも電機子抵抗Ｒ_ａ、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑに依存する。しかしある程度高速の運転では電圧ｖ_α，ｖ_βは大きく、Ｒ_ａｉ_α，Ｒ_ａｉ_βは無視できる。よって磁極位置θ_ｅは機器定数としてｑ軸インダクタンスＬ_ｑのみに依存する。よってｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑが既知であれば、これを式（６）のｑ軸インダクタンスＬ_ｑとして採用することにより、式（５）の磁極位置θ_ｅを原推定値θ＾_ｅ１として採用することができる。 As can be seen from the equation (6), λ _α and λ _β are determined using the measurable quantities i _α , i _β , v _α , v _β and the armature resistance R _a and the q-axis inductance L _q which are the device constants. The magnetic pole position θ _e obtained by Expression (5) also depends on the armature resistance R _a and the q-axis inductance L _q . However, in a somewhat high speed operation, the voltages v _α and v _β are large, and R _a i _α and R _a i _β can be ignored. Therefore, the magnetic pole position θ _e depends only on the q-axis inductance L _q as a device constant. If therefore the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance is known, by adopting it as the q-axis inductance L _q of formula (6), the original estimate the magnetic pole position theta _e of formula (5) theta ^ _e1 Can be adopted as.

ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑがその真の値Ｌ^〜 _ｑよりも大きい場合には、原推定値θ＾_ｅ１は真の値θ^〜 _ｅよりも小さく（即ち遅れて）見積もられるので、誤差Δθ＾_ｅが正の値となる。また、ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑがその真の値Ｌ^〜 _ｑよりも小さい場合には、原推定値θ＾_ｅ１は真の値θ^〜 _ｅよりも大きく（即ち進んで）見積もられるので、誤差Δθ＾_ｅが負の値となる。 If the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance is larger than the true value L ^~ _q , the original estimated value θ ^ _e1 is estimated to be smaller (i.e., delayed) than the true value θ ^~ _e. Δθ ^ _e is a positive value. In addition, when the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance is smaller than the true value L ^to _q , the original estimated value θ ^ _e1 is estimated to be larger (that is, advanced) than the true value θ ^to _e . The error Δθ ^ _e becomes a negative value.

よって、ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを真の値Ｌ^〜 _ｑに近づけるためには、ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを誤差Δθ＾_ｅの符号とは逆の符号で増加させればよい。それ故、積分部５の積分のゲインｋ（式（２）参照）は負に設定される。 Therefore, in order to approximate the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance to the true value L ^~ _q is by increasing the reverse sign to the sign of the estimated value L ^ _q error [Delta] [theta] ^ _e of the q-axis inductance Good. Therefore, the integration gain k (see Expression (2)) of the integration unit 5 is set to be negative.

原推定値θ＾_ｅ１を求める方法には、例えば式（７）を用いて計算する方法も採用できる。式（７）は、推定軸であるｄ＾−ｑ＾軸（図２）で示される回転座標上での電圧方程式を表す。ここでθ_ｅｒｒは推定軸（ｄ＾−ｑ＾軸）のｄ−ｑ軸との軸誤差、ωはｄ−ｑ軸の角周波数、ω＾は推定軸の角周波数をそれぞれ示す。 As a method for obtaining the original estimated value θ ^ _e1 , for example, a method of calculating using the equation (7) can also be adopted. Expression (7) represents a voltage equation on the rotation coordinate indicated by the d ^ -q ^ axis (FIG. 2) which is an estimated axis. Here, θ _err represents an axis _error of the estimated axis (d ^ −q ^ axis) with the dq axis, ω represents an angular frequency of the dq axis, and ω ^ represents an angular frequency of the estimated axis.

角周波数および電流が一定であるとして、微分演算子ｐが含まれる項を無視する近似を式（７）に施す。この近似の下での式（７）を軸誤差θ_ｅｒｒについて解くことにより式（８）が求められる。軸誤差θ_ｅｒｒが０になるように、例えばＰＬＬ制御を用いて推定軸の角周波数ω＾を調節する。そして、その調節された推定軸の角周波数ω＾を用いて時間について積分することで、磁極位置の推定値θ＾_ｅ１が求められる。かかる手法は例えば非特許文献４に紹介されている。 Assuming that the angular frequency and current are constant, an approximation that ignores the term including the differential operator p is applied to Equation (7). Equation (8) is obtained by solving Equation (7) under this approximation with respect to the axis error θ _err . The angular frequency ω ^ of the estimated axis is adjusted using, for example, PLL control so that the axis error θ _err becomes zero. Then, the estimated value θ ^ _e1 of the magnetic pole position is obtained by integrating with respect to time using the adjusted angular frequency ω ^ of the estimated axis. Such a technique is introduced in Non-Patent Document 4, for example.

式（３）〜（６）を用いて原推定値θ＾_ｅ１を求めた場合と同様にして、電機子抵抗Ｒ_ａを含む項は無視でき、ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑが既知であれば、これを式（８）のｑ軸インダクタンスＬ_ｑとして採用することにより、当該手法で求められる磁極位置θ_ｅを原推定値θ＾_ｅ１として採用することができる。 In the same manner as that for determining the original estimate theta ^ _e1 using equation (3) to (6), the term including armature resistance R _a is negligible, the estimate L ^ _q of the q-axis inductance is known If there is, by adopting this as the q-axis inductance L _q of the equation (8), the magnetic pole position θ _e obtained by the method can be adopted as the original estimated value θ ^ _e1 .

原推定値θ＾_ｅ１を求める上記いずれの方法においても、電流が０、すなわち（ｉ_α，ｉ_β）＝（０，０）（ｄ＾−ｑ＾軸に対しては（ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾）＝（０，０））の場合には、式（５）から得られる磁極位置θ_ｅもしくは式（８）から得られる軸誤差θ_ｅｒｒはｑ軸インダクタンスＬ_ｑに依存しない。すなわち、これらの手法に則って求めた磁極位置の第２の推定値θ＾_ｅ２は、ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑに依存しないため、電流が０における磁極位置の真の値θ^〜 _ｅであると考えられる。 In any of the above methods for determining the original estimate theta _{^ e1,} current is 0, that (i _α, i _β) relative to the = (0,0) (d ^ -q ^ axis _{(i d} ^, i _q ^) if = (0,0)), the axis error theta _err obtained from equation (derived from 5) the magnetic pole position theta _e or formula (8) does not depend on the q-axis inductance _{L q.} That is, since the second estimated value θ ^ _e2 of the magnetic pole position obtained according to these methods does not depend on the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance, the true value θ ^~ _e of the magnetic pole position when the current is zero. It is thought that.

磁極位置の第２の推定値θ＾_ｅ２を求める方法として、電流が０のときの電圧に基づいて計算する方法を採用することもできる。この方法には式（３）の電圧方程式を用いる。式（３）は式（９）に変形できる。ここでＬ_０＝（Ｌ_ｄ＋Ｌ_ｑ）／２，Ｌ_１＝（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）／２である。電流および電流の時間微分を０（すなわち（ｉ_α，ｉ_β）＝（０，０），ｐ（ｉ_α，ｉ_β）＝（０，０））とすることで、式（９）は式（１０）となる。よって、磁極位置θ_ｅは電圧ｖ_α，ｖ_βのみによって式（１１）で表される。 As a method of obtaining the second estimated value θ ^ _e2 of the magnetic pole position, a method of calculating based on the voltage when the current is 0 may be employed. This method uses the voltage equation of equation (3). Equation (3) can be transformed into Equation (9). Here, L ₀ = (L _d + L _q ) / 2 and L ₁ = (L _d −L _q ) / 2. By setting the current and the time derivative of the current to 0 (that is, (i _α , i _β ) = (0, 0), p (i _α , i _β ) = (0, 0)), equation (9) is (10) Therefore, the magnetic pole position θ _e is expressed by the equation (11) only by the voltages v _α and v _β .

磁極位置θ_ｅ（式（１１））はモータのｑ軸インダクタンスＬ_ｑに依存しない。すなわち磁極位置θ_ｅは、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑの誤差に影響されず、電流およびその微分が０であるときの真の値θ^〜 _ｅと等しいと考えられる。よって、式（１１）から得られる磁極位置θ_ｅは第２の推定値θ＾_ｅ２として採用することができる。 The magnetic pole position θ _e (formula (11)) does not depend on the q-axis inductance L _q of the motor. That is, the magnetic pole position θ _e is not affected by the error of the q-axis inductance L _q and is considered to be equal ^to the true value θ ^to _e when the current and its derivative are zero. Therefore, the magnetic pole position θ _e obtained from Equation (11) can be adopted as the second estimated value θ ^ _e2 .

この方法を用いた場合のブロック図が図５に示される。図１に対応するブロックには、同符号を付している。第２推定手段２１Ｂは逆正接部２１０を有しており、これが電圧ｖ_α，ｖ_βの入力からｔａｎ^−１（−ｖ_α／ｖ_β）を求め、サンプル／ホールド要素４ａに出力する。この場合、サンプル／ホールド４ａ，４ｂは電流および電流の時間微分が０のときにサンプル／ホールド動作を行う。そして、サンプル／ホールド要素４ａ，４ｂの出力として、それぞれ第２の推定値θ＾_ｅ２および電流および電流の時間微分が０のときの第１の推定値θ＾_{ｅｆ１，００}を得る。第２推定手段２１Ｂは、サンプル／ホールド要素４ａを、サンプル／ホールド部４との間で共有している。 A block diagram when this method is used is shown in FIG. Blocks corresponding to FIG. 1 are given the same reference numerals. The second estimating means 21B has an arc tangent part 210, which obtains tan ⁻¹ (−v _α / v _β ) from the input of the voltages v _α and v _β and outputs it to the sample / hold element 4a. In this case, the sample / holds 4a and 4b perform the sample / hold operation when the current and the time differentiation of the current are zero. Then, as the outputs of the sample / hold elements 4a and 4b, the second estimated value θ ^ _e2 and the first estimated value θ ^ _ef1,00 when the current and current time derivatives are 0 are obtained. The second estimating means 21B shares the sample / hold element 4a with the sample / hold unit 4.

第２の推定値θ＾_ｅ２を求める方法として、モータが特に３相モータである場合には１２０度通電方式を採用することもできる。３相の電圧は、それぞれ１２０度だけ位相がずれている。この方式では、位相が６０度だけ変化するごとに３相それぞれに印加する電圧をスイッチングする。モータを一方向に回転させる際には、それぞれの相で、位相が連続して１２０度だけ変化する通電期間と、位相が連続して６０度だけ変化する無通電期間とが繰り返えされる。 As a method for obtaining the second estimated value θ ^ _e2 , a 120-degree energization method can be adopted particularly when the motor is a three-phase motor. The three-phase voltages are each out of phase by 120 degrees. In this method, the voltage applied to each of the three phases is switched every time the phase changes by 60 degrees. When rotating the motor in one direction, an energization period in which the phase continuously changes by 120 degrees and a non-energization period in which the phase continuously changes by 60 degrees are repeated in each phase.

電圧を測定すると、通電期間中は印加電圧と誘起電圧が重ね合わさって検出されるが、無通電期間中は誘起電圧だけが検出される。よって、無通電期間中に検出した誘起電圧を処理することで磁極位置を推定することができる。かかる手法は例えば非特許文献５に紹介されている。 When the voltage is measured, the applied voltage and the induced voltage are overlapped and detected during the energization period, but only the induced voltage is detected during the non-energization period. Therefore, the magnetic pole position can be estimated by processing the induced voltage detected during the non-energization period. Such a technique is introduced in Non-Patent Document 5, for example.

第２の推定値θ＾_ｅ２を求める方法として、センサを採用することもできる。このセンサは、磁極位置を絶えず検出する位置センサとは異なり、ある一点について磁極が通過した位置と時間を正確に検出できれば足りる。例えば回転エンコーダーの基準位置を示す、いわゆるＺ信号を採用できる。磁極が１回転する間に一度だけ（即ち一回転毎に）その位置と時間を検出して、それを第２の推定値θ＾_ｅ２として採用する。 As a method for obtaining the second estimated value θ ^ _e2 , a sensor may be employed. Unlike a position sensor that constantly detects the magnetic pole position, this sensor only needs to be able to accurately detect the position and time at which the magnetic pole has passed through a certain point. For example, a so-called Z signal indicating the reference position of the rotary encoder can be employed. The position and time are detected only once (that is, every rotation) during one rotation of the magnetic pole, and this is adopted as the second estimated value θ ^ _e2 .

このように、本実施の形態によれば、磁極位置の第１の推定値θ＾_ｅｆ１と磁極位置の第２の推定値θ＾_ｅ２を求め、それらの差として誤差の推定値Δθ＾_ｅを求める。そして、その誤差の推定値Δθ＾_ｅを用いてｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを更新することで、誤差の推定値Δθ＾_ｅを小さくすることができる。よって、電圧、電流のサンプリングごとの磁極位置を演算して求めることで、応答性が良く、しかも正確な磁極位置を得ることができる。 Thus, according to the present embodiment, the first estimated value θ ^ _ef1 of the magnetic pole position and the second estimated value θ ^ _e2 of the magnetic pole position are obtained, and the error estimated value Δθ ^ _e is obtained as a difference between them. Ask. Then, by updating the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance by using the estimated value [Delta] [theta] ^ _e of the error, it is possible to reduce the estimated value [Delta] [theta] ^ _e of the error. Therefore, by calculating the magnetic pole position for each sampling of voltage and current, it is possible to obtain an accurate magnetic pole position with good responsiveness.

第２の実施の形態．
本実施の形態にかかる磁極位置推定方法を表すブロック図が図６に示されている。このブロック図は第１推定手段１Ａと第２推定手段たる誤差推定手段６、積分部５とを備える。第１推定手段１Ａは磁極位置の第１の推定値θ＾_ｅｆ１を求める。第１推定手段１Ａは原推定部２とフィルタ３を含む。原推定部２は磁極位置の原推定値θ＾_ｅ１を求める。フィルタ３は原推定値θ＾_ｅ１をフィルタリングして、第１の推定値θ＾_ｅｆ１を求める。これらの機能・動作は第１の実施の形態で説明した機能・動作を採用することができる。 Second embodiment.
A block diagram showing the magnetic pole position estimation method according to the present embodiment is shown in FIG. This block diagram includes a first estimation unit 1A, an error estimation unit 6 as a second estimation unit, and an integration unit 5. The first estimating means 1A obtains a first estimated value θ ^ _ef1 of the magnetic pole position. The first estimation means 1A includes an original estimation unit 2 and a filter 3. The original estimation unit 2 obtains the original estimated value θ ^ _e1 of the magnetic pole position. The filter 3 filters the original estimated value θ ^ _e1 to obtain a first estimated value θ ^ _ef1 . The functions and operations described in the first embodiment can be adopted as these functions and operations.

誤差推定手段６は誤差の推定値Δθ＾_ｅを求める。積分部５は誤差の推定値Δθ＾_ｅを積分し、所定の係数を乗じてｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを求める。 The error estimating means 6 obtains an error estimated value Δθ ^ _e . The integration unit 5 integrates the estimated value Δθ ^ _e of the error and multiplies it by a predetermined coefficient to obtain the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance.

第１のステップとして、第１推定手段１Ａにより第１の推定値θ＾_ｅｆ１を求める。このステップにかかる方法は、第１の実施の形態で説明した第１のステップにかかる方法と同様である。そして、例えば式（３）もしくは式（７）で示される電圧方程式を用いて計算する方法が採用できる。 As a first step, a first estimated value θ ^ _ef1 is _obtained by the first estimating means 1A. The method according to this step is the same as the method according to the first step described in the first embodiment. Then, for example, a calculation method using the voltage equation represented by the formula (3) or the formula (7) can be adopted.

第２のステップとして、誤差推定手段６により誤差の推定値Δθ＾_ｅを求める。誤差の推定値Δθ＾_ｅを求める方法には、例えばモータへ高周波電流を注入する方法が採用できる。 As a second step, an error estimated value Δθ ^ _e is obtained by the error estimating means 6. As a method for obtaining the error estimated value Δθ ^ _e , for example, a method of injecting a high-frequency current into the motor can be employed.

例えば、α−β軸で示される静止座標上での電圧方程式（９）（式（３）の変形）を用いる。モータに注入する高周波電流ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈには式（１２）が採用できる。ここでＩ_ｈは高周波電流の振幅である。この高周波電流ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈは回転座標ｄ＾−ｑ＾軸上において一定の角周波数ω_ｈを有し、高周波電流の位相角θ_ｈはω_ｈｔ（ｔは時間を表す）に等しい。 For example, the voltage equation (9) on the stationary coordinates indicated by the α-β axis (a modification of the equation (3)) is used. Expression (12) can be adopted for the high-frequency currents i _{d ^ h} and i _{q ^ h} to be injected into the motor. Here, I _h is the amplitude of the high-frequency current. The high-frequency currents i _{d ^ h} and i _{q ^ h} have a constant angular frequency ω _h on the rotation coordinate d ^ -q ^ axis, and the phase angle θ _h of the high-frequency current is ω _h t (t represents time. )be equivalent to.

式（１２）をα−β軸上に座標変換して式（９）に代入し、これを回転座標ｄ＾−ｑ＾軸上に座標変換することで、ｄ＾軸、ｑ＾軸に現れる高周波電圧ｖ_ｄ＾ｈ，ｖ_ｑ＾ｈが式（１３）で表される。磁極位置θ＾_ｅには第１の推定値θ＾_ｅｆ１が採用される。 The equation (12) is coordinate-transformed on the α-β axis and substituted into the equation (9), and this is transformed onto the rotational coordinate d ^ -q ^ axis, thereby appearing on the d ^ axis and q ^ axis. The high-frequency voltages v _{d ^ h} and v _{q ^ h} are expressed by Expression (13). The first estimated value θ ^ _ef1 is adopted as the magnetic pole position θ ^ _e .

（θ_ｅ−θ＾_ｅ）の変化はθ_ｈの変化と比較して小さいと考えられるため、高周波電圧ｖ_ｄ＾ｈ，ｖ_ｑ＾ｈ（式（１３））を角周波数ω_ｈのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）に通すことで、式（１３）の第４項を除去する。そして、角周波数ω_ｈで回転する座標（γ−δ軸）上に座標変換することで式（１４）を得ることができる。そして、２θ_ｅ−２θ＾_ｅの変化もθ_ｈ、θ_ｅの変化と比較して小さいと考えられるため、式（１４）で表される高周波電圧ｖ_γｈ，ｖ_δｈをローパスフィルタ（ＬＰＦ）に通すことで、式（１４）の第３項を求めることができる。かかる手法は例えば非特許文献３に紹介されている。 Since the change in (θ _e −θ ^ _e ) is considered to be small compared to the change in θ _h , the high-frequency voltages v _{d ^ h} , v _{q ^ h} (Equation (13)) are converted into a bandpass with an angular frequency ω _h . By passing the filter (BPF), the fourth term of Expression (13) is removed. Then, the equation (14) can be obtained by performing coordinate transformation on the coordinates (γ-δ axis) rotating at the angular frequency ω _h . Since the change in 2θ _e −2θ ^ _e is also considered to be smaller than the changes in θ _h and θ _e , the high-frequency voltages v _γh and v _δh represented by the equation (14) are applied to the low-pass filter (LPF). By passing, the third term of the equation (14) can be obtained. Such a technique is introduced in Non-Patent Document 3, for example.

式（１４）の第３項から誤差の推定値Δθ＾_ｅを求めるには二つの手法が考えられる。図７はそれらの手法を採用する場合の誤差推定手段６の構成を例示するブロック図である。 Two methods are conceivable for obtaining the error estimated value Δθ ^ _e from the third term of the equation (14). FIG. 7 is a block diagram illustrating the configuration of the error estimation means 6 when these methods are employed.

図７（ａ）に例示される構成では、誤差推定手段６は座標変換部６０１，６０３、フィルタ６０２，６０４及び除算器６０５を有している。座標変換部６０１は観測された電圧ｖ_α，ｖ_βを回転座標ｄ＾−ｑ＾軸に変換する。フィルタ６０２は、角周波数ω_ｈのバンドパスフィルタとして機能し、式（１３）の第１乃至第３項を座標変換部６０３に与える。座標変換部６０３は各周波数ω_ｈに基づいて座標変換を行って高周波電圧ｖ_δｈをフィルタ６０４に与える。フィルタ６０４は、ローパスフィルタとして機能し、式（１４）中の高周波電圧ｖ_δｈの第３項のみを濾波後電圧ｖ_δｈ０として出力する。 In the configuration illustrated in FIG. 7A, the error estimation unit 6 includes coordinate conversion units 601 and 603, filters 602 and 604, and a divider 605. The coordinate conversion unit 601 converts the observed voltages v _α and v _β into rotational coordinates d ^ -q ^ axes. Filter 602 functions as a band-pass filter corner frequency omega _h, giving the first to third terms of equation (13) to the coordinate transformation unit 603. The coordinate conversion unit 603 performs coordinate conversion based on each frequency ω _h and gives a high frequency voltage v _δh to the filter 604. The filter 604 functions as a low-pass filter, and outputs only the third term of the high-frequency voltage v _δh in Expression (14) as the filtered voltage v _δh0 .

濾波後電圧ｖ_δｈ０には係数Ｌ_１Ｉ_ｈ（ω_ｈ−２ω＋ω＾）がかかっているので、これを除去するために、除算器６０５は濾波後電圧ｖ_δｈ０を除数Ｑ＝（Ｌ＾_ｄ−Ｌ＾_ｑ）Ｉ_ｈ（ω_ｈ−ω＾）で除す演算を行い、その商を以て誤差の推定値Δθ＾_ｅとして出力する。この関係が式（１５）に表されている。ここで各周波数ωとその推定値ω＾とはほぼ等しく、誤差の推定値Δθ＾_ｅが小さいとの近似を導入した。 Since the _filtered voltage v _δh0 has a coefficient L ₁ I _h (ω _h −2ω + ω ^), in order to remove this, the divider 605 _{converts the filtered} voltage v _δh0 to the divisor Q = (L ^ _d − L _^ q) performs a dividing operation in the _{_{I h (ω h -ω ^)}} , and output with a the quotient as an estimated value Δθ _{^ e} of error. This relationship is expressed in Equation (15). Here, an approximation is introduced that each frequency ω is almost equal to its estimated value ω ^ and the estimated error value Δθ ^ _e is small.

式（１５）中の係数ｍは、濾波後電圧ｖ_δｈ０に含まれる機器定数であるＬ＾_ｄ，Ｌ＾_ｑ，Ｉ_ｈ，ω_ｈ，ω＾の値と、除算器６０５に入力されるこれらの機器定数の値との間に生じる誤差を考慮して、誤差の推定値Δθ＾_ｅに掛けられている。すなわち、誤差がない場合には係数ｍは１であり、それ以外の場合には係数ｍは１以外の値である。 The coefficient m in the equation (15) is the values of L ^ _d , L ^ _q , I _h , ω _h , ω ^ that are device constants included in the _filtered voltage v _δh ₀ , and those input to the divider 605. In consideration of an error occurring between the device constant value and the estimated value Δθ ^ _e of the error. That is, the coefficient m is 1 when there is no error, and the coefficient m is a value other than 1 in other cases.

後述する第１乃至第３のステップの繰り返しでは、ｍ・Δθ＾_ｅが小さくなるように作用するので、係数ｍが１以外の値である場合においても除算器６０５で行われる演算は、係数ｍが１である場合と同様に有効である。従って、除算器６０５での演算結果には、機器定数であるＬ＾_ｄ，Ｌ＾_ｑ，Ｉ_ｈ，ω_ｈ，ω＾の値が影響しない。 In the repetition of the first to third steps to be described later, m · Δθ ^ _e acts so as to decrease. Therefore, even when the coefficient m is a value other than 1, the operation performed by the divider 605 is the coefficient m. It is effective as in the case where is 1. Therefore, the calculation result of the divider 605 is a device constant _{_{L ^ d, L ^ q,}} I h, ω h, the value of omega ^ does not affect.

除算器６０５の機能は積分器５の機能に取り込むことも可能である。この場合、誤差推定手段６は濾波後電圧ｖ_δｈ０を出力し、積分器５のゲインｋは式（１６）で示されるように設定される。ここでＫはゲインを表し、Ｋ＜０である。 The function of the divider 605 can be incorporated into the function of the integrator 5. In this case, the error estimation means 6 outputs the _filtered voltage _vδh0, and the gain k of the integrator 5 is set as shown in the equation (16). Here, K represents a gain, and K <0.

図７（ｂ）に例示される構成では、誤差推定手段６は座標変換部６０１，６０３、フィルタ６０２，６０４および逆正接部６０６を有している。図７（ａ）に示された構成と同様にして座標変換部６０３で座標変換されるが、ローパスフィルタ６０４には高周波電圧ｖ_δｈのみならず高周波電圧ｖ_γｈも与えられる。そしてローパスフィルタ６０４からは高周波電圧ｖ_γｈ，ｖ_δｈのそれぞれの濾波後電圧ｖ_γｈ０，ｖ_δｈ０が出力される。 In the configuration illustrated in FIG. 7B, the error estimation unit 6 includes coordinate conversion units 601 and 603, filters 602 and 604, and an arctangent unit 606. Coordinate conversion is performed by the coordinate conversion unit 603 in the same manner as the configuration shown in FIG. 7A, but not only the high-frequency voltage v _δh but also the high-frequency voltage v _γh is given to the low-pass filter 604. The low-pass filter 604 outputs the _filtered voltages v _γh0 and v _δh0 of the high-frequency voltages v _γh and v _δh , respectively.

逆正接部６０６では濾波後電圧比（ｖ_δｈ０／ｖ_γｈ０）の逆正接の値を２で除す演算を行う。式（１７）に鑑みればこの結果は誤差の推定値Δθ＾_ｅである。この手法では外部から逆正接部６０６へ機器定数であるＬ＾_ｄ，Ｌ＾_ｑ，Ｉ_ｈ，ω_ｈ，ω＾を入力する必要がなく、従って逆正接部６０６での演算においては機器定数の誤差の影響を受けることもない。 The arc tangent unit 606 performs an operation of dividing the arc tangent value of the post-filtering voltage ratio (v _δh0 / v _γh0 ) by 2. In view of the equation (17), this result is an error estimation value Δθ ^ _e . In this method, it is not necessary to input the device constants L ^ _d , L ^ _q , I _h , ω _h , ω ^ from the outside to the arc tangent unit 606, and therefore the device constants are calculated in the arc tangent unit 606. It is not affected by errors.

第３のステップとして、モータのｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを更新する。この更新の方法は、第１の実施の形態で説明した第４のステップにかかるｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを更新する方法と同様である。 As a third step, the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance of the motor is updated. This updating method is the same as the method for updating the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance according to the fourth step described in the first embodiment.

ｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑと真の値Ｌ^〜 _ｑとの差に誤差の推定値Δθ＾_ｅは起因するので、更新されたｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑは真の値Ｌ^〜 _ｑに近づく。そして、更新されたｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを用いて第１乃至第３のステップを繰り返すことで、第１の推定値θ＾_ｅｆ１を真の値θ^〜 _ｅに近づけることができる。 Since the estimated value Δθ ^ _e of the error is caused by the difference between the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance and the true value L ^~ _q , the updated estimated value L ^ _q of the q-axis inductance is the true value L ^~ approaches _q . Then, by repeating the first to third steps using the updated q-axis inductance estimated value L ^ _q , the first estimated value θ ^ _ef1 can be brought close to the true value θ ^~ _e .

第１乃至第３のステップの繰り返しは、例えば更新前後のｑ軸インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑの差とその絶対値を求め、その絶対値がある値、例えば誤差として許容できる値より小さくなるまで行うこと等が採用できる。 The first to third steps are repeated until, for example, the difference between the estimated value L ^ _q of the q-axis inductance before and after the update and the absolute value thereof are obtained until the absolute value becomes smaller than a certain value, for example, an allowable value as an error. Can be used.

上述した高周波電流が微小、すなわちＩ_ｈが微小な場合には、第１のステップで採用したフィルタリング（フィルタ３）は必ずしも必要でない。これに対応したブロック図が図８に示されている。磁極位置θ＾_ｅには磁極位置の推定値θ＾_ｅ１が採用される。 Above high frequency current minute, that is, when I _h is small, the filtering adopted in the first step (filter 3) it is not necessary. A block diagram corresponding to this is shown in FIG. The estimated value θ ^ _e1 of the magnetic pole position is adopted as the magnetic pole position θ ^ _e .

このように、本実施の形態によれば、磁極位置の第１の推定値θ＾_ｅｆ１（もしくはθ＾_ｅ）と磁極位置の誤差の推定値Δθ＾_ｅを求める。そして、その誤差の推定値Δθ＾_ｅを用いてインダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを更新することで、誤差の推定値を小さくすることができる。よって、電圧、電流のサンプリングごとの磁極位置を演算して求めることで、応答性が良く、しかも正確な磁極位置を得ることができる。 Thus, according to the present embodiment, the first estimated value θ ^ _ef1 (or θ ^ _e ) of the magnetic pole position and the estimated value Δθ ^ _e of the error of the magnetic pole position are obtained. Then, by updating the estimated value L ^ _q of the inductance using the estimated value Δθ ^ _e of the error, the estimated value of the error can be reduced. Therefore, by calculating the magnetic pole position for each sampling of voltage and current, it is possible to obtain an accurate magnetic pole position with good responsiveness.

上述した実施の形態のいずれにおいても、最初の運転時において、インダクタンスの推定値Ｌ＾_ｑを更新して、許容できる程度の誤差しか持たないインダクタンスの推定値を一旦得れば、その後の運転ではそのインダクタンスの推定値に基づいて、第１推定手段１Ａのみによって正確な磁極位置を得ることができる。 In any of the above-described embodiments, once the estimated inductance value L ^ _q is updated during the first operation to obtain an estimated inductance value that has only an acceptable error, Based on the estimated value of the inductance, an accurate magnetic pole position can be obtained only by the first estimating means 1A.

また、第１推定手段１Ａでは、モータに流れる電流ｉ_α，ｉ_β；ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾もしくはモータの電圧ｖ_α，ｖ_β；ｖ_ｄ＾，ｖ_ｑ＾のみに基づいて第１の推定値θ＾_ｅｆ１を求めてもよい。 The first estimating means 1A uses the first current i _α , i _β ; i _{d ^} , i _{q ^} or the motor voltage v _α , v _β ; v _{d ^} , v _{q ^} The estimated value θ ^ _ef1 may be obtained.

上述したいずれの実施の形態においても、そこで述べた磁極位置推定技術によって求められた第１の推定値θ＾_ｅｆ１を磁極位置として採用し、これに基づいて、モータを駆動するインバータを制御してもよい。このとき、例えば制御装置を用いてインバータを制御してもよい。 In any of the above-described embodiments, the first estimated value θ ^ _ef1 obtained by the magnetic pole position estimation technique described _therein is adopted as the magnetic pole position, and based on this, the inverter that drives the motor is controlled. Also good. At this time, you may control an inverter, for example using a control apparatus.

このようなインバータ制御技術によれば、正確に求められた磁極位置に基づいて、モータに印加する電圧が発生される。よって、インバータでモータを精度良く制御できる。 According to such an inverter control technique, a voltage to be applied to the motor is generated based on the magnetic pole position obtained accurately. Therefore, the motor can be accurately controlled by the inverter.

第１の実施の形態で説明される、磁極位置推定方法を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the magnetic pole position estimation method demonstrated by 1st Embodiment. 第１の実施の形態で説明される、磁極位置と座標系を示す図である。It is a figure which shows the magnetic pole position and coordinate system which are demonstrated by 1st Embodiment. 第１の実施の形態で説明される、時間と磁極位置の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between time and a magnetic pole position demonstrated by 1st Embodiment. 第１の実施の形態で説明される、インダクタンスの更新を示す図である。It is a figure which shows the update of the inductance demonstrated by 1st Embodiment. 第１の実施の形態で説明される、磁極位置推定方法を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the magnetic pole position estimation method demonstrated by 1st Embodiment. 第２の実施の形態で説明される、磁極位置推定方法を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the magnetic pole position estimation method demonstrated by 2nd Embodiment. 第２の実施の形態で説明される、誤差推定手段を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the error estimation means demonstrated by 2nd Embodiment. 第２の実施の形態で説明される、磁極位置推定方法を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the magnetic pole position estimation method demonstrated by 2nd Embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

ｉ_α，ｉ_β；ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾電流
ｖ_α，ｖ_β；ｖ_ｄ＾，ｖ_ｑ＾電圧
Ｌ＾_ｑインダクタンスの推定値
θ＾_ｅｆ１磁極位置の第１の推定値
θ＾_ｅ２磁極位置の第２の推定値
Δθ＾_ｅ誤差の推定値
ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈ高周波電流
θ_ｈ高周波電流の位相角
ω_ｈ高周波電流の各周波数
１Ａ第１推定手段
１Ｂ，２１Ｂ第２推定手段
３フィルタ
５積分部（インダクタンス算出部）
６誤差推定手段
１２加減算器（誤差推定手段）
６０１，６０３座標変換部
６０２フィルタ（バンドパスフィルタ）
６０４フィルタ（ローパスフィルタ）
６０５除算器
６０６逆正接部 i _α , i _β ; i _{d ^} , i _{q ^} current v _α , v _β ; v _{d ^} , v _{q ^} voltage L ^ _q inductance estimated value θ ^ _ef1 first estimated value of magnetic pole position θ ^ _e2 magnetic pole Second estimate of position
Δθ ^ _e Estimated error
i _{d ^ h} , i _{q ^ h} high-frequency current θ _h phase angle of high-frequency current ω _h each frequency of high-frequency current 1A first estimation means 1B, 21B second estimation means 3 filter 5 integration section (inductance calculation section)
6 Error estimation means 12 Adder / Subtracter (Error estimation means)
601 and 603 coordinate conversion unit 602 filter (band pass filter)
604 filter (low-pass filter)
605 Divider 606 Inverse tangent

Claims

モータの磁極位置を推定する方法であって、
前記モータに流れる電流（ｉ_α，ｉ_β；ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾）及び／又は前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β；ｖ_ｄ＾，ｖ_ｑ＾）並びに前記モータのインダクタンス（Ｌ＾_ｑ）に基づいて前記磁極位置の第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を求める第１の推定方法を行うステップ（１Ａ）と、
前記インダクタンスに依存しないで前記磁極位置の第２の推定値（θ＾_ｅ２）を求める第２の推定方法を行うステップ（１Ｂ；２１Ｂ）と、
前記第１の推定値と前記第２の推定値の差として誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求めるステップ（１２）と、
前記誤差の推定値に基づいて前記インダクタンスを更新し、更新された前記インダクタンスを用いて前記第１の推定方法を行うステップと
を備える磁極位置推定方法。 A method for estimating the magnetic pole position of a motor,
Current (i _α , i _β ; i _{d ^} , i _{q ^} ) and / or motor voltage (v _α , v _β ; v _{d ^} , v _{q ^} ) flowing through the motor and inductance (L ^ (1A) performing a first estimation method for obtaining a first estimated value (θ ^ _ef1 ) of the magnetic pole position based on _q );
Performing a second estimation method (1B; 21B) for obtaining a second estimated value (θ ^ _e2 ) of the magnetic pole position without depending on the inductance;
Obtaining an error estimate (Δθ ^ _e ) as a difference between the first estimate and the second estimate;
A magnetic pole position estimation method comprising: updating the inductance based on the estimated value of the error, and performing the first estimation method using the updated inductance.

前記第１の推定方法（１Ａ）では、前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）の、前記モータの回転に対する脈動成分が除去される、請求項１記載の磁極位置推定方法。 The magnetic pole position estimation method according to claim 1, wherein, in the first estimation method (1A), a pulsation component of the first estimation value (θ ^ _ef1 ) with respect to rotation of the motor is removed.

前記第２の推定方法（２１Ｂ）では、モータに電流を流さない時点での前記電圧（ｖ_α，ｖ_β）に基づいて前記第２の推定値（θ＾_ｅ２）を求める、請求項１又は請求項２記載の磁極位置推定方法。 In the second estimation method (21B), the second estimated value (θ ^ _e2 ) is obtained based on the voltages (v _α , v _β ) when no current is passed through the motor. The magnetic pole position estimation method according to claim 2.

前記第２の推定方法では前記第２の推定値（θ＾_ｅ２）として前記モータの一回転毎の所定の磁極位置を求める、請求項１又は請求項２記載の磁極位置推定方法。 3. The magnetic pole position estimation method according to claim 1, wherein in the second estimation method, a predetermined magnetic pole position for each rotation of the motor is obtained as the second estimated value (θ ^ _e2 ).

モータの磁極位置を推定する方法であって、
前記モータに流れる電流（ｉ_α，ｉ_β；ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾）及び／又は前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β；ｖ_ｄ＾，ｖ_ｑ＾）並びに前記モータのインダクタンス（Ｌ＾_ｑ）に基づいて前記磁極位置の第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を求める第１の推定方法を行うステップ（１Ａ）と、
前記モータに対して高調波電流（ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈ）を流した状態での前記電圧の高調波成分に基づいて、前記磁極位置の誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求める第２の推定方法を行うステップ（６）と、
前記誤差の推定値に基づいて前記インダクタンスを更新し、更新された前記インダクタンスを用いて前記第１の推定方法を行うステップと
を備える磁極位置推定方法。 A method for estimating the magnetic pole position of a motor,
Current (i _α , i _β ; i _{d ^} , i _{q ^} ) and / or motor voltage (v _α , v _β ; v _{d ^} , v _{q ^} ) flowing through the motor and inductance (L ^ (1A) performing a first estimation method for obtaining a first estimated value (θ ^ _ef1 ) of the magnetic pole position based on _q );
An estimated value (Δθ ^ _e ) of the magnetic pole position error is obtained based on the harmonic component of the voltage in a state where the harmonic current ( _{id ^ h} , i _{q ^ h} ) is supplied to the motor. Performing a second estimation method (6);
A magnetic pole position estimation method comprising: updating the inductance based on the estimated value of the error, and performing the first estimation method using the updated inductance.

前記第２の推定方法（６）においては、
前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）及び前記高調波電流（ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈ）の位相角（θ_ｈ）に基づいて、前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β）に回転座標変換を行う第１の座標変換ステップ（６０１）と、
前記第１の座標変換ステップの結果を、前記高調波電流の角周波数（ω_ｈ）近傍で濾波する第１の濾波ステップ（６０２）と、
前記高調波電流の前記角周波数に基づいて、前記第１の濾波ステップの結果に回転座標変換を行う第２の座標変換ステップ（６０３）と、
前記第２の座標変換ステップの結果（ｖ_δｈ；ｖ_δｈ，ｖ_γｈ）の低周波成分（ｖ_δｈ０；ｖ_δｈ０，ｖ_γｈ０）を、前記高調波電流の前記角周波数近傍で濾波する第２の濾波ステップ（６０４）と、
前記第２の濾波ステップの結果に基づいて前記誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求めるステップ（６０５；６０６）と
が行われる、請求項５記載の磁極位置推定方法。 In the second estimation method (6),
Based on the phase angle (θ _h ) of the first estimated value (θ ^ _ef1 ) and the harmonic current ( _id _{^ h} , i _{q ^ h} ), the voltage (v _α , v _β ) of the motor A first coordinate conversion step (601) for performing rotational coordinate conversion;
A first filtering step (602) for filtering the result of the first coordinate transformation step in the vicinity of the angular frequency (ω _h ) of the harmonic current;
A second coordinate transformation step (603) for performing a rotational coordinate transformation on the result of the first filtering step based on the angular frequency of the harmonic current;
The second coordinate conversion step results _{_{(v δh; v δh, v}} γh) low-frequency component of _{_{(v δh0; v δh0, v}} γh0) a second for filtering by the angular frequency near the harmonic current A filtering step (604);
The magnetic pole position estimation method according to claim 5, wherein a step (605; 606) of obtaining the estimated value (Δθ ^ _e ) of the error based on the result of the second filtering step is performed.

請求項１乃至請求項６のいずれか一つにかかる磁極位置推定方法で求められた前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を前記磁極位置として採用し、これに基づいて、前記モータを駆動するインバータを制御する、インバータ制御方法。 The first estimated value (θ ^ _ef1 ) obtained by the magnetic pole position estimation method according to any one of claims 1 to 6 is adopted as the magnetic pole position, and the motor is driven based on the first estimated value (θ ^ _ef1 ). An inverter control method for controlling an inverter.

モータの磁極位置を推定する装置であって、
前記モータに流れる電流（ｉ_α，ｉ_β；ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾）及び／又は前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β；ｖ_ｄ＾，ｖ_ｑ＾）並びに前記モータのインダクタンス（Ｌ＾_ｑ）に基づいて前記磁極位置の第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を求める第１の推定手段（１Ａ）と、
前記インダクタンスに依存しないで前記磁極位置の第２の推定値（θ＾_ｅ２）を求める第２の推定手段（１Ｂ；２１Ｂ）と、
前記第１の推定値と前記第２の推定値の差として誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求める誤差推定手段（１２）と、
前記誤差の推定値に基づいて前記インダクタンスを更新するインダクタンス算出部（５）と
を備える磁極位置推定装置。 An apparatus for estimating the magnetic pole position of a motor,
Current (i _α , i _β ; i _{d ^} , i _{q ^} ) and / or motor voltage (v _α , v _β ; v _{d ^} , v _{q ^} ) flowing through the motor and inductance (L ^ _q )) first estimation means (1A) for obtaining a first estimated value (θ ^ _ef1 ) of the magnetic pole position;
Second estimating means (1B; 21B) for obtaining a second estimated value (θ ^ _e2 ) of the magnetic pole position without depending on the inductance;
Error estimation means (12) for obtaining an error estimated value (Δθ ^ _e ) as a difference between the first estimated value and the second estimated value;
A magnetic pole position estimation apparatus comprising: an inductance calculation unit (5) that updates the inductance based on the estimated value of the error.

前記第１の推定手段（１Ａ）は、前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）から前記モータの回転に対する脈動成分を除去するフィルタ（３）を備える、請求項８記載の磁極位置推定装置。 The magnetic pole position estimation apparatus according to claim 8, wherein the first estimation means (1A) includes a filter (3) for removing a pulsation component with respect to rotation of the motor from the first estimated value (θ ^ _ef1 ).

前記第２の推定手段（２１Ｂ）は、モータに電流を流さない時点での前記電圧（ｖ_α，ｖ_β）に基づいて前記第２の推定値（θ＾_ｅ２）を求める、請求項８又は請求項９記載の磁極位置推定装置。 The second estimation means (21B) obtains the second estimated value (θ ^ _e2 ) based on the voltages (v _α , v _β ) at a time when no current is passed through the motor. The magnetic pole position estimation apparatus according to claim 9.

前記第２の推定手段は、前記第２の推定値（θ＾_ｅ２）として前記モータの一回転毎の所定の磁極位置を求める、請求項８又は請求項９記載の磁極位置推定装置。 The magnetic pole position estimation apparatus according to claim 8 or 9, wherein the second estimation means obtains a predetermined magnetic pole position for each rotation of the motor as the second estimated value (θ ^ _e2 ).

モータの磁極位置を推定する装置であって、
前記モータに流れる電流（ｉ_α，ｉ_β；ｉ_ｄ＾，ｉ_ｑ＾）及び／又は前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β；ｖ_ｄ＾，ｖ_ｑ＾）並びに前記モータのインダクタンス（Ｌ＾_ｑ）に基づいて前記磁極位置の第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を求める第１の推定手段（１Ａ）と、
前記モータに対して高調波電流（ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈ）を流した状態での前記電圧の高調波成分に基づいて、前記磁極位置の誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求める第２の推定手段（６）と、
前記誤差の推定値に基づいて前記インダクタンスを更新するインダクタンス算出部（５）と
を備える磁極位置推定装置。 An apparatus for estimating the magnetic pole position of a motor,
Current (i _α , i _β ; i _{d ^} , i _{q ^} ) and / or motor voltage (v _α , v _β ; v _{d ^} , v _{q ^} ) flowing through the motor and inductance (L ^ _q )) first estimation means (1A) for obtaining a first estimated value (θ ^ _ef1 ) of the magnetic pole position;
An estimated value (Δθ ^ _e ) of the magnetic pole position error is obtained based on the harmonic component of the voltage in a state where the harmonic current ( _{id ^ h} , i _{q ^ h} ) is supplied to the motor. Second estimation means (6);
A magnetic pole position estimation apparatus comprising: an inductance calculation unit (5) that updates the inductance based on the estimated value of the error.

前記第２の推定方法（６）は、
前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）及び前記高調波電流（ｉ_ｄ＾ｈ，ｉ_ｑ＾ｈ）の位相角（θ_ｈ）に基づいて、前記モータの電圧（ｖ_α，ｖ_β）に回転座標変換を行う第１の座標変換部（６０１）と、
前記第１の座標変換部の出力を、前記高調波電流の角周波数（ω_ｈ）近傍で濾波するバンドパスフィルタ（６０２）と、
前記高調波電流の前記角周波数に基づいて、前記バンドパスフィルタの出力に回転座標変換を行う第２の座標変換部（６０３）と、
前記第２の座標変換部の出力（ｖ_δｈ；ｖ_δｈ，ｖ_γｈ）の低周波成分（ｖ_δｈ０；ｖ_δｈ０，ｖ_γｈ０）を、前記高調波電流の前記角周波数近傍で濾波するローパスフィルタ（６０４）と、
前記ローパスフィルタの出力に基づいて前記誤差の推定値（Δθ＾_ｅ）を求める演算部（６０５；６０６）と
を備える、請求項１２記載の磁極位置推定装置。 The second estimation method (6) is:
Based on the phase angle (θ _h ) of the first estimated value (θ ^ _ef1 ) and the harmonic current ( _id _{^ h} , i _{q ^ h} ), the voltage (v _α , v _β ) of the motor A first coordinate conversion unit (601) that performs rotational coordinate conversion;
A bandpass filter (602) for filtering the output of the first coordinate transformation unit in the vicinity of the angular frequency (ω _h ) of the harmonic current;
A second coordinate transformation unit (603) that performs rotational coordinate transformation on the output of the bandpass filter based on the angular frequency of the harmonic current;
The output of the second coordinate conversion unit _{_{(v δh; v δh, v}} γh) low-frequency component of; low-pass filter a _{_{_{(v δh0 v δh0, v γh0}}} ), is filtered by the angular frequency near the harmonic current ( 604),
The magnetic pole position estimation apparatus according to claim 12, further comprising: a calculation unit (605; 606) that calculates an estimated value (Δθ ^ _e ) of the error based on an output of the low-pass filter.

請求項８乃至請求項１３のいずれか一つにかかる磁極位置推定装置で求められた前記第１の推定値（θ＾_ｅｆ１）を前記磁極位置として採用し、これに基づいて、前記モータを駆動するインバータを制御する、インバータ制御装置。 The first estimated value (θ ^ _ef1 ) obtained by the magnetic pole position estimating device according to any one of claims 8 to 13 is adopted as the magnetic pole position, and the motor is driven based on the first estimated value (θ ^ _ef1 ). An inverter control device that controls the inverter.