JP2005117814A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】トランス等の負荷を有するスイッチング電源装置において、ドレン電流ピーク制御と過負荷制御を同一のスイッチング装置中で構成し、回路の複雑化や、制御回路の端子数の増加を防止することを目的とする。
【解決手段】フィードバック信号制御回路１１Ｚへの入力であるフィードバック電流の変化に応じて、スイッチング素子１の電流ピーク値制御を行い、軽負荷状態にフィードバック電流が減少するとスイッチング動作は間欠動作となり、消費電力を低減すると共に、スイッチング素子１の過電流保護がかかる過負荷時にはＦＢ端子電圧の上昇を検出して、スイッチング動作を停止する過負荷保護動作を行う。
【選択図】図１
【解決手段】フィードバック信号制御回路１１Ｚへの入力であるフィードバック電流の変化に応じて、スイッチング素子１の電流ピーク値制御を行い、軽負荷状態にフィードバック電流が減少するとスイッチング動作は間欠動作となり、消費電力を低減すると共に、スイッチング素子１の過電流保護がかかる過負荷時にはＦＢ端子電圧の上昇を検出して、スイッチング動作を停止する過負荷保護動作を行う。
【選択図】図１
Description
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、無負荷および軽負荷時の消費電力を低減し、かつ過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置に関するものである。
図１０は、従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図であり、各構成ブロックについて以下に説明する（例えば特許文献１参照）。
図１０に示した中で、スイッチング電源制御用半導体装置１３０は、スイッチング素子１０１とその制御回路から構成されている。
半導体装置１３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１０１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、スイッチング素子１０１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の５端子を備えている。
半導体装置１３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータ１０２は、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ１０２Ａと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ１０２Ｂを備えている。
起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源１０３では、起動時にスイッチ１０２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。
半導体装置１３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路１０７では、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路１０５へ出力する。
ドレイン電流検出回路１０６は、スイッチング素子１０１に流れる電流とスイッチング素子１０１のオン抵抗の積で発生するスイッチング素子１０１のオン電圧を検出することで、スイッチング素子１０１に流れる電流を検出しており、検出したスイッチング素子１０１の電流値を電圧信号に変換して、スイッチング素子１０１の電流値に応じた電圧信号を比較器１０８へ出力する。
フィードバック信号制御回路１１１では、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。
比較器１０８は、フィードバック信号制御回路１１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路１０６からの出力信号が等しくなったときに、ＡＮＤ回路１１５へ“Ｈ”信号を出力する。
オン時ブランキングパルス発生回路１１４は、スイッチング素子１０１のゲートへ“Ｈ”信号が入力されてから一定期間“Ｌ”信号を出力し、一定期間後“Ｈ”信号を出力する回路である。電流検出をスイッチング素子１０１のオン電圧を検出することで行うために、スイッチング素子１０１がオンしてからオン電圧が低下するまでの期間に電流検出回路が本来は電流が少ないのにオン電圧が十分に低下していないために、本来よりも大きな電流であると検出してしまうことを防ぐための回路である。
ＡＮＤ回路１１５では、比較器１０８の出力信号とオン時ブランキングパルス発生回路の入力を受けて、ＲＳフリップフロップ回路１１０のリセット端子へ信号を出力する。
クランプ回路１１２はフィードバック信号制御回路の出力信号の最大値を決めており、これがスイッチング素子１０１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１０１の過電流保護として機能する。
発振回路１０９は、スイッチング素子１０１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、スイッチング素子１０１の発振周波数を決める、クロック信号１０９Ｂを出力する。最大デューティサイクル信号１０９Ａは、ＮＡＮＤ回路１０５へ入力され、クロック信号１０９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１１０のセット端子へ入力される。
ＮＡＮＤ回路１０５へは、起動／停止回路１０７の出力信号と、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路１０５の出力信号は、ゲートドライブ回路１０４へ入力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御する。同時にゲートドライブ回路１０４の出力信号はオン時ブランキングパルス発生回路へ入力され、ブランキングパルス信号を生成する。
トランス１４０は、１次巻線１４０Ａと、２次巻線１４０Ｂと、１次側補助巻線１４０Ｃを有している。
１次側補助巻線１４０Ｃには、ダイオード１３１とコンデンサ１３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。
コンデンサ１３３が、ＶＤＤの安定化のため、ＶＤＤ端子とＧＮＤ間に挿入されている。
制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路１３５は、フォトトランジスタ１３５Ａと、フォトダイオード１３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ１３５Ａのコレクタは、ＦＢと接続され、フォトトランジスタ１３５Ａのエミッタは、ＧＮＤと接続される。
２次巻線１４０Ｂには、ダイオード１５０とコンデンサ１５１とで構成される整流平滑回路が接続され、フォトダイオード１３５Ｂ、および、２次側制御回路１５８、負荷１５７へ接続される。
２次側制御回路１５８は、シャントレギュレータ１５２、抵抗１５４、１５５、１５６、コンデンサ１５３から成り、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗１５４および１５５で分圧された電圧をシャントレギュレータ１５２のリファレンスに入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、シャントレギュレータのカソードに接続された、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。
以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図１０および図１１を用いて説明する。図１１は、図１０の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
図１０において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス１４０の１次巻線１４０Ａを介して、半導体装置１３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。
そして、起動用定電流源１０３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａを介して、ＶＣＣに接続されたコンデンサ１３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ１３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。
ＶＣＣが上昇し、起動／停止回路１０７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、トランス１４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線１４０Ｂ、１次側補助巻線１４０Ｃに電流が流れる。
２次巻線１４０Ｂに流れる電流は、ダイオード１５０とコンデンサ１５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷１５７に電力を供給する。
スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗１５４および１５５で設定された電圧に達すると、二次側制御回路１５８からの信号により、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流が増加する。
そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子から流れ出す電流も増加する。
ＦＢ端子電流（以下、ＩＦＢという）が増加すると、比較器１０８に入力される電圧（以下、ＶＦＢＯという）が低下するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
１次側補助巻線１４０Ｃに流れる電流は、ダイオード１３１とコンデンサ１３２により整流平滑されて、半導体装置１３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＣＣが一度起動電圧に達すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、１次側補助巻線１４０Ｃから供給されるようになる。１次側補助巻線１４０Ｃの極性は、２次巻線１４０Ｂと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷１５７に流れる出力電流ＩＯが低下すると、ＩＦＢが増加し、ＶＦＢＯが低下し、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流が小さくなる。このとき、出力電流ＩＯがどれだけ小さくなっても、ドレイン電流はゼロになることはなく、ブランキングパルス発生回路から出力されるブランキングパルス幅で規定される小さなドレイン電流が流れ続ける。
また、負荷１５７に流れる出力電流ＩＯが増加すると、ＩＦＢが減少し、ＶＦＢＯが上昇し、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流がＩＯの増加に伴い、大きくなる。ＶＦＢ０が上昇し、クランプ回路１１２で規定される電圧に達すると、過電流保護が機能し、ドレイン電流は一定電流ＩＬＩＭＩＴでクランプされる。
しかし、過負荷状態において、スイッチング素子１０１のドレイン電流がクランプされても、過負荷状態においては出力電圧ＶＯの低下が起き、出力電流ＩＯは増加し続けるため、出力電流電圧特性は、図１４のようになり、電源としての過負荷保護は十分に機能しない。
図１２は電源としての過負荷保護機能を備えた、別の従来例である（例えば未公開自社出願の特願２００２−１３６６７４）。
図１２において、図１０との違いは出力電流検出抵抗１５９と、過電流検出回路１６０と、過電流信号伝達回路１３６を備えている点である。図１２において出力電流ＩＯが一定以上になるとフォトダイオード１３６Ｂに流れる電流が増加し、フォトトランジスタ１３６Ａを介して、電源電圧端子ＶＤＤからＧＮＤへ向かって電流が流れ、ＶＤＤ端子電圧が低下することで、起動／停止回路１０７から停止信号が出力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が停止し、電源としての過負荷保護機能が動作し、図１５に示すような出力電流−電圧特性となる。但し、図１２の構成では部品点数の増加が余儀なくされる。
従来技術としては、二次側の過負荷状態をシャントレギュレータと抵抗分割での電圧検出回路を構成することで、過負荷を検出し、フォトカプラにて、過負荷信号を一時側に伝達し、スイッチング制御用のＩＣの発振を停止させる方法があった。例えば特許文献１に上記構成が示されており、過負荷状態においては、ＩＣの端子に接続されたフォトダイオードにて電流を流す事で、ＩＣの発振を停止させる構成が示されている。しかし、この方法では過負荷停止のために別途専用の端子が必要となる。
また、別の従来技術として、特許文献２には、過負荷時の保護として、ＦＢ端子以外の端子を備える事で、過負荷時に出力電圧が低下することを検出し、クランプ電圧可変回路により、発振周波数とスイッチング素子の最大電流値が小さくなることで、過電流保護をかける方法が開示されている。
しかし、この方法では、フィードバック端子以外の端子が別途必要になり、構成が複雑になる課題がある。
特開平５−３０７３５号公報
一般的に、スイッチング電源装置には、過負荷時の保護機能が必要であり、過負荷状態が続いても、スイッチング電源構成部品が発熱したり破壊したりしないように、過負荷時の出力電流を極力小さくすることが望まれる。
そのため、通常、１次側には、スイッチング素子に流れる電流が一定以上流れないようにする過電流保護機能を備えている。
但し、電源としては一時側での過電流保護だけでは出力電流を一定以内に抑えることができないという課題がある。
また、このことに対応するために二次側の出力電流、出力電圧を検出して、一時側のスイッチング動作を停止する等の追加の手段が必要となり、コストアップや部品点数の増加になるといった課題もある。
また、従来の構成例では、無負荷時および、軽負荷時の消費電力を十分に低減できないという課題もある。
そこで、本発明は上記課題に鑑み、簡便な構成で過負荷保護を行うことのできるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、
トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号制御回路の出力信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記フィードバック信号制御回路の出力電圧と内部的に規定された軽負荷基準電圧源とを比較する軽負荷モード検出比較器と、
前記フィードバック信号制御回路への入力電圧を検出し、規定電圧以上になるとスイッチング停止信号を出力するフィードバック電圧検出回路とを備え、
フィードバック信号制御回路への信号に応じてスイッチング素子の電流ピーク制御および、間欠動作をすると共にフィードバック信号制御回路への入力電圧の上昇に応じてスイッチング素子の動作を停止することを特徴とする。
トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号制御回路の出力信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記フィードバック信号制御回路の出力電圧と内部的に規定された軽負荷基準電圧源とを比較する軽負荷モード検出比較器と、
前記フィードバック信号制御回路への入力電圧を検出し、規定電圧以上になるとスイッチング停止信号を出力するフィードバック電圧検出回路とを備え、
フィードバック信号制御回路への信号に応じてスイッチング素子の電流ピーク制御および、間欠動作をすると共にフィードバック信号制御回路への入力電圧の上昇に応じてスイッチング素子の動作を停止することを特徴とする。
本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、
前記フィードバック電圧検出回路は、前記フィードバック信号制御回路の入力電圧が制御回路内部電源電圧以下でかつ、前記フィードバック信号制御回路への入力信号を受ける入力端子の動作電圧以上の規定の電圧に上昇することを検出し、スイッチング素子のスイッチング動作を停止することを特徴とする。
前記フィードバック電圧検出回路は、前記フィードバック信号制御回路の入力電圧が制御回路内部電源電圧以下でかつ、前記フィードバック信号制御回路への入力信号を受ける入力端子の動作電圧以上の規定の電圧に上昇することを検出し、スイッチング素子のスイッチング動作を停止することを特徴とする。
本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、
前記フィードバック信号制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流が前記クランプ回路で規定される最大値が流れる状態のときにフィードバック端子とＧＮＤ端子間に接続されるコンデンサに充電するための定電流源を備え、
二次側が過負荷状態の時にフィードバック端子が上昇することを特徴とする。
前記フィードバック信号制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流が前記クランプ回路で規定される最大値が流れる状態のときにフィードバック端子とＧＮＤ端子間に接続されるコンデンサに充電するための定電流源を備え、
二次側が過負荷状態の時にフィードバック端子が上昇することを特徴とする。
本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、
前記フィードバック信号制御回路は、スイッチング素子がスイッチング動作を開始する以前の起動前において、フィードバック端子を強制放電するための手段を備え、
スイッチング素子がスイッチング動作を開始する直前の制御回路が起動可能状態になった時点で強制放電を解除し、
フィードバック信号制御回路からの出力信号が前記軽負荷基準電圧源と同じ電圧に低下した状態からスイッチング動作を開始することで、スイッチング素子の電流ピーク値が小さい値から徐々に大きくなる動作、つまりスイッチング開始時にソフトスタートすることを特徴とする。
前記フィードバック信号制御回路は、スイッチング素子がスイッチング動作を開始する以前の起動前において、フィードバック端子を強制放電するための手段を備え、
スイッチング素子がスイッチング動作を開始する直前の制御回路が起動可能状態になった時点で強制放電を解除し、
フィードバック信号制御回路からの出力信号が前記軽負荷基準電圧源と同じ電圧に低下した状態からスイッチング動作を開始することで、スイッチング素子の電流ピーク値が小さい値から徐々に大きくなる動作、つまりスイッチング開始時にソフトスタートすることを特徴とする。
本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、
前記制御信号伝達回路から前記フィードバック信号制御回路への入力信号を受ける端子電圧は、通常スイッチング動作時の動作安定のために、一定電位に保持されるように設定されていることを特徴とする。
前記制御信号伝達回路から前記フィードバック信号制御回路への入力信号を受ける端子電圧は、通常スイッチング動作時の動作安定のために、一定電位に保持されるように設定されていることを特徴とする。
本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、
前記軽負荷モード検出比較器の基準電圧となる軽負荷基準電圧源は、
前記クランプ回路で決まるスイッチング素子電流の最大値に対して、１５％のスイッチング素子電流に達したときにスイッチング動作を停止する停止信号を出力し、２０％のスイッチング素子電流になる状態に復帰した場合にスイッチング動作を再開する信号を出力するように軽負荷下限電圧と軽負荷上限電圧を交互に出力するように構成されていることを特徴とする。
前記軽負荷モード検出比較器の基準電圧となる軽負荷基準電圧源は、
前記クランプ回路で決まるスイッチング素子電流の最大値に対して、１５％のスイッチング素子電流に達したときにスイッチング動作を停止する停止信号を出力し、２０％のスイッチング素子電流になる状態に復帰した場合にスイッチング動作を再開する信号を出力するように軽負荷下限電圧と軽負荷上限電圧を交互に出力するように構成されていることを特徴とする。
本発明の請求項７に記載のスイッチング電源装置は、
トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記スイッチング信号制御回路からの入力に応じて出力されるブランキング幅の時間が変化するオン時ブランキングパルス発生回路とを備え、
前記電流検出回路はスイッチング素子のオン電圧を検出することで、素子電流検出信号を出力し、
スイッチング素子の電流ピーク値に応じて、前記オン時ブランキングパルス発生回路からの出力信号のオン時ブランキング時間を変化させることを特徴とする。
トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記スイッチング信号制御回路からの入力に応じて出力されるブランキング幅の時間が変化するオン時ブランキングパルス発生回路とを備え、
前記電流検出回路はスイッチング素子のオン電圧を検出することで、素子電流検出信号を出力し、
スイッチング素子の電流ピーク値に応じて、前記オン時ブランキングパルス発生回路からの出力信号のオン時ブランキング時間を変化させることを特徴とする。
本発明の請求項８に記載のスイッチング電源装置は、
前記オン時ブランキングパルス発生回路はスイッチング素子に流れる電流ピーク値が増加するに従い、オン時ブランキング時間が大きくなることを特徴とする。
前記オン時ブランキングパルス発生回路はスイッチング素子に流れる電流ピーク値が増加するに従い、オン時ブランキング時間が大きくなることを特徴とする。
本発明の請求項９に記載のスイッチング電源装置は、
トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記フィードバック信号制御回路の出力電圧と内部的に規定された軽負荷基準電圧源とを比較する軽負荷モード検出比較器と、
前記フィードバック信号制御回路への入力電圧を検出し、規定電圧以上になるとスイッチング停止信号を出力するフィードバック電圧検出回路と、
前記スイッチング信号制御回路からの入力に応じてブランキング時間が変化するオン時ブランキングパルス発生回路とを備え、
フィードバック信号制御回路への信号に応じてスイッチング素子の電流ピーク制御および、間欠動作をすると共にフィードバック信号制御回路への入力電圧の上昇に応じてスイッチング素子の動作を停止し、
前記電流検出回路はスイッチング素子のオン電圧を検出することで、素子電流検出信号を出力し、
スイッチング素子の電流ピーク値に応じて、前記オン時ブランキングパルス発生回路からの出力信号のオン時ブランキング時間を変化させることを特徴とする。
トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記フィードバック信号制御回路の出力電圧と内部的に規定された軽負荷基準電圧源とを比較する軽負荷モード検出比較器と、
前記フィードバック信号制御回路への入力電圧を検出し、規定電圧以上になるとスイッチング停止信号を出力するフィードバック電圧検出回路と、
前記スイッチング信号制御回路からの入力に応じてブランキング時間が変化するオン時ブランキングパルス発生回路とを備え、
フィードバック信号制御回路への信号に応じてスイッチング素子の電流ピーク制御および、間欠動作をすると共にフィードバック信号制御回路への入力電圧の上昇に応じてスイッチング素子の動作を停止し、
前記電流検出回路はスイッチング素子のオン電圧を検出することで、素子電流検出信号を出力し、
スイッチング素子の電流ピーク値に応じて、前記オン時ブランキングパルス発生回路からの出力信号のオン時ブランキング時間を変化させることを特徴とする。
本発明の請求項１０に記載のスイッチング電源装置は、
前記スイッチング素子と前記制御回路が同一半導体基板上に形成された半導体装置からなることを特徴とする。
前記スイッチング素子と前記制御回路が同一半導体基板上に形成された半導体装置からなることを特徴とする。
本発明のスイッチング電源装置は、上記構成を有し、二次側制御回路からの信号を一つの制御信号伝達回路を介して、一つのフィードバック信号制御回路の入力端子に信号を伝える事で、一次側スイッチング素子の電流ピーク値を制御し、同一の制御信号伝達回路にて一次側に伝達する信号によって過負荷保護を容易に実現できる。
また、上記効果と共に軽負荷および無負荷状態での消費電力低減も実現可能である。
さらに、フィードバック信号制御回路への入力信号に応じて、オン時ブランキング時間を変化させることにより、スイッチング素子のオン時の過電流保護の誤動作や、軽負荷時のスイッチング素子の電流ピーク値の抑制不足による出力電圧の上昇を防止することができる。
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明のスイッチング電源装置および半導体装置の実施の形態の一例を示す回路図であり、各構成ブロックについて以下に説明する。
図１は、本発明のスイッチング電源装置および半導体装置の実施の形態の一例を示す回路図であり、各構成ブロックについて以下に説明する。
図１に示した中で、スイッチング電源制御用半導体装置３０Ｘは、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。
半導体装置３０Ｘは、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、スイッチング素子１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）を備えている。
半導体装置３０Ｘの内部回路電源を供給するためのレギュレータ２は、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ２Ａと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ２Ｂを備えている。
スイッチ２ＡはＶＣＣが一定電圧に達するまでＯＮ状態となり、ＶＣＣへ起動電流を供給する。また、スイッチ２ＢはＶＤＤが一定電位に達する間、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給し、一定電位に達すると、電流の供給を止めることで、ＶＤＤを一定電位に保持する。
起動用定電流源３は、起動用の回路電流を供給しており、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。
起動／停止回路７は、半導体装置３０Ｘの起動／停止を制御しており、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。
また、フィードバック電圧検出回路１３からの出力ＶＯＬＰを受けて、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。
ドレイン電流検出回路６は、スイッチング素子１に流れる電流を検出しており、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。
フィードバック信号制御回路１１Ｘは、ＦＢ端子から流出する電流信号を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。
また、スイッチング素子１がスイッチング動作をしている起動状態においてはＦＢ−ＧＮＤ間のフォトトランジスタ３５ＡがＯＦＦしている状態でもコンデンサ３４を充電するための定電流をコンデンサ３４に供給し、ＦＢ端子電圧を上昇させる。
フィードバック電圧検出回路１３は、ＦＢ端子電圧が一定電圧以上に上昇した場合に、起動／停止回路へ過負荷信号（ＶＯＬＰ）を出力し、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる。また、同時にフィードバック信号制御回路１１Ｘにコンデンサ３４充電用の定電流供給を停止させると共に、コンデンサ３４の電荷を放電するための手段を動作させるための信号を出力する。
比較器８は、フィードバック信号制御回路１１Ｘからの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号が等しくなったときに、ＡＮＤ回路１５へ“Ｈ”信号を出力し、ＡＮＤ回路１５はもう一つの入力として、オン時ブランキングパルス発生回路１４Ｘからの入力を受け、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子へ信号を出力する。
このようにＡＮＤ回路１５への二つの信号が“Ｈ”状態となるとＲＳフリップフロップ回路のリセット端子にリセット信号が出力され、ＮＡＮＤ回路５、ゲートドライバ４を介して、スイッチング素子１をＯＦＦするように信号が処理される。
オン時ブランキングパルス発生回路１４Ｘはゲートドライバ４からの“Ｈ”信号が出力されてから一定期間はオン時ブランキングパルス発生回路１４ＸからＮＡＮＤ回路１５へは“Ｌ”信号が出力され、一定期間後に“Ｈ”信号が出力される。ゲートドライバ４からスイッチング素子１をＯＮさせるための“Ｈ”信号が出力されてから、オン時ブランキングパルス発生回路からの出力信号が“Ｈ”となるまで時間がオン時ブランキング時間となる。
つまり、オン時ブランキングパルス発生回路１４Ｘでは、スイッチング素子１がＯＮしてから一定期間ブランキング信号としての“Ｌ”信号が生成され、ＮＡＮＤ回路５へ出力されることにより、フィードバック信号制御回路１１Ｘからの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号との比較信号に対して、スイッチング素子１のＯＮしてからの一定期間強制的にＡＮＤ回路１５の出力が “Ｌ”になり、ＲＳフリップフロップのリセット端子にリセット信号が伝達しないように動作する。
クランプ回路１２は、フィードバック信号制御回路の出力信号の最大値を決めており、これがスイッチング素子１に流れる電流の最大値（ＩＬＩＭＩＴ）を決定し、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。
軽負荷検出コンパレータ１７には、基準電圧ＶＲとして軽負荷基準電圧源１８が接続されている。
コンパレータ１７はスイッチング素子１のドレイン電流ピーク値が過電流保護レベル、ＩＬＩＭＩＴの約１５％程度に低下すると“Ｌ”信号を出力し、ＩＬＩＭＩＴの２０％程度にてドレイン電流が復帰するように“Ｈ“信号を出力するように設定されている。
つまり、軽負荷基準電圧源１８はコンパレータ１７の出力に対して、二種類の電圧を切り替えて出力する。
発振回路９は、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決める、クロック信号９Ｂを出力する。
最大デューティサイクル信号９Ａは、ＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９Ｂは、ＡＮＤ回路１６へ入力される。
ＡＮＤ回路１６へは軽負荷検出コンパレータ１７の出力信号と、発振回路９からのクロック信号９Ｂが入力され、ＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子へ信号を出力する。つまり、軽負荷検出コンパレータからの信号が“Ｈ”の時のみクロック信号９ＢがＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子へ信号が入力されるように構成されている。
ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライバ４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。
トランス４０は、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｂと、１次側補助巻線４０Ｃを有している。
１次側補助巻線４０Ｃには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置３０Ｘの補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。
３３は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。
３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ３５Ａと、フォトダイオード３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ３５Ａのコレクタは、ＦＢと接続され、フォトトランジスタ３５Ａのエミッタは、ＧＮＤと接続される。
２次巻線４０Ｂには、ダイオード５０とコンデンサ５１とで構成される整流平滑回路が接続され、フォトダイオード３５Ｂ、および、２次側制御回路５８、負荷５７へ接続される。
２次側制御回路５８は、シャントレギュレータ５２、抵抗５４、５５、５６、コンデンサ５３から成り、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗５４および５５で分圧された電圧をシャントレギュレータ５２のリファレンスに入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、シャントレギュレータのカソードに接続された、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。
以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図１および図７、図８を用いて説明する。図７、図８は、図１の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
図１において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス４０の１次巻線４０Ａを介して、半導体装置３０ＸのＤＲＡＩＮ端子に印加される。
そして、起動用定電流源３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ２内のスイッチ２Ａを介して、ＶＣＣに接続されたコンデンサ３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。
ＶＣＣが上昇し、起動／停止回路７で設定された起動電圧に達した後に、スイッチング素子１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、トランス４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線４０Ｂ、１次側補助巻線４０Ｃに電流が流れる。
２次巻線４０Ｂに流れる電流は、ダイオード５０とコンデンサ５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷５７に電力を供給する。
スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗５４および５５で設定された電圧に達すると、二次側制御回路５８からの信号により、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流が増加する。
そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子から流れ出す電流も増加する。
ＦＢ端子電流ＩＦＢが増加すると、比較器８に入力される電圧ＶＦＢＯが低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
起動について、特にソフトスタート動作について、図１、図７を用いて、説明する。入力端子に電圧が印加されると上に説明したようにＶＤＤが上昇する。
ＶＤＤが起動電圧に達すると回路は起動状態となり、ＦＢ端子からコンデンサ３４を充電する定電流が流れはじめ、ＶＦＢが上昇し始める。このとき、コンデンサ３４には電荷が空であるため、ＩＦＢは急激に立ち上がり、徐々に低下する。つまり、フィードバック信号制御回路の出力ＶＦＢＯは軽負荷検出電圧よりも低い電圧から、徐々に上昇することとなる。その後、フィードバック信号制御回路の出力ＶＦＢＯが軽負荷検出上限電圧ＶＲ２以上に上昇した時点で、スイッチング素子１はスイッチング動作を開始する。このときのスイッチング動作開始時のドレイン電流ＩＤＳのピーク値は過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの約２０％程度の電流となる。その後、ＶＦＢの上昇にともない、ＩＦＢが低下し、ＶＦＢＯが上昇するに従い、ＩＤＳのピーク値が上昇する。このように、スイッチング動作開始時にはソフトスタート動作をする。
ソフトスタートをすることで、起動開始時の出力電圧の急激な立ち上がりによるオーバーシュートを防ぐことができる。また、急激なドレイン電流の立ち上がりを防ぐことができるので、構成部品のストレスを緩和できるという効果がある。
定常動作状態からの軽負荷間欠動作、軽負荷間欠動作からの復帰動作について図１、図８を用いて説明する。
定常負荷状態から、軽負荷へ移行していくと、二次側制御回路５８が出力電圧ＶＯの微小な上昇を検出し、シャントレギュレータ５２のリファレンス端子電圧が上昇することで、シャントレギュレータ５２のカソードからの引き込み電流が上昇し、フォトダイオード３５Ｂを流れる電流が上昇し、フォトトランジスタ３５Ａを介して、ＦＢ端子から引き抜く電流ＩＦＢが上昇する。それに従い、フィードバック信号制御回路の出力電圧ＶＦＢＯが低下し、スイッチング素子１を流れるドレイン電流のピーク値が徐々に低下する。さらに負荷が軽くなると、さらにＩＦＢが増加し、ＶＦＢＯが低下し、ドレイン電流のピーク値もさらに低下する。
その後、さらにＩＦＢが低下し、ＶＦＢＯが軽負荷下限電圧ＶＲ１を下回ると、軽負荷モード検出比較器１７から“Ｌ”信号が出力されスイッチング動作が停止し、軽負荷停止状態に移行する。このときスイッチング動作が停止すると同時に軽負荷基準電圧源は軽負荷上限電圧ＶＲ２に変化する。スイッチング動作が停止すると、二次側制御回路５８が出力電圧ＶＯの微小な下降を検出し、シャントレギュレータ５２のリファレンス端子電圧が下降することで、シャントレギュレータ５２のカソードからの引き込み電流が減少し、フォトダイオード３５Ｂを流れる電流が減少し、フォトトランジスタ３５Ａを介して、ＦＢ端子から引き抜く電流ＩＦＢが減少し、フィードバック信号制御回路の出力電圧ＶＦＢＯが上昇し、軽負荷上限電圧ＶＲ２に達すると、再びスイッチング動作を開始する。軽負荷および無負荷状態が続く限り、上記動作を繰り返すことになり、スイッチング素子１のスイッチング動作としてはスイッチング動作期間と、スイッチング停止機関を交互に繰り返す間欠動作をおこなう。このことにより、軽負荷および、無負荷状態での消費電力を低減することが可能となる。軽負荷間欠動作時において、スイッチング動作から、軽負荷停止状態に変化する時のドレイン電流ピーク値はクランプ回路で決まる過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴのおおよそ１５％に設定され、軽負荷停止状態から動作状態に変化するときのドレイン電流ピーク値はＩＬＩＭＩＴのおおよそ２０％になるように軽負荷基準電圧源の値が設定されている。前記間欠時のドレイン電流ピーク値は大きすぎるとトランスの音なりが発生し、小さすぎると消費電力が大きくなるという課題が発生するため、上記に例として挙げた値での間欠動作が適している。
また、上記軽負荷停止状態からの復帰動作は既に説明した、起動におけるソフトスタート動作と同様の起動動作をすることにより、出力電圧の急激な立ち上がり、ドレイン電流の急激な立ち上がりを防ぐことが可能である。
定常状態から過負荷状態に変化した場合の動作について、図１、図８を用いて説明する。二次側負荷５７が過負荷状態になると出力電圧ＶＯが低下し、二次側制御回路５８の抵抗５４、５５の抵抗分割により、出力電圧ＶＯの低下を検出し、出力電圧に比例した電圧がシャントレギュレータ５２のリファレンス端子に入力され、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流が低下し、最終的にはフォトダイオード３５Ｂに流れる電流がなくなり、フォトトランジスタ３５Ａを介して、流れるフィードバック電流がなくなり、フィードバック電流はコンデンサ３４を充電する。過負荷状態が続くと、コンデンサ３４への充電はさらに続き、フィードバック端子電圧ＶＦＢは上昇を続ける。このフィードバック端子電圧ＶＦＢをフィードバック電圧検出回路１３で検出し、フィードバック電圧ＶＦＢが過負荷停止状態への移行を始める電圧ＶＦＢ（ＯＬＰ）に達すると、フィードバック電圧検出回路１３からスイッチング動作を停止させるための信号ＶＯＬＰが出力され、ＶＯＬＰ信号が起動／停止回路７へ入力され、起動／停止回路７からスイッチング動作を停止させるための信号が出力される。
このとき、同時に起動／停止回路７からフィードバック信号制御回路１１Ｘへもフィードバック端子を強制放電させるための信号が伝達され、フィードバック端子電圧は急速に低下する。
この過負荷状態での動作としては、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴに達してから、過負荷でのスイッチング素子停止に達するまでにはフィードバック端子電圧が上昇を開始して、過負荷検出電圧ＶＦＢ（ＯＬＰ）に達するまでの時間差が存在する。
このことで、負荷５７に一定期間のピーク負荷が発生しても、すぐには過負荷保護でのスイッチング動作が停止しないようにする。
出力電圧、出力電流の関係としては、過負荷時に出力電圧が低下してきた場合にも最終的には過負荷保護が動作するために図１３に示すように過負荷保護か機能する。
図４は、本発明のスイッチング電源装置を構成する、スイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図４は、図１における半導体装置３０Ｘの内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図１のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
図４において、フィードバック信号制御回路１１Ｘは定電流源１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄと、フィードバック端子ＦＢの動作電位を決める基準電圧源１１Ｅと、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ １１Ｆ、１１Ｇ、１１Ｊと、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ １１Ｋ、１１Ｌ、１１Ｍ、１１Ｎ、１１Ｑ、抵抗１１Ｒと、ＮＡＮＤ回路１１Ｓから構成される。
起動／停止回路からの出力信号ＵＶが“Ｈ”状態である、起動状態においては、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１ＱはＯＦＦ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴはＯＮ状態になっており、フィードバック信号制御回路１１Ｘへの入力信号となるフィードバック電流ＩＦＢが増加すると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｆ、１１Ｌを流れる電流が増加し、さらにＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｆとミラー接続されるＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｇを流れる電流も増加すると共に、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｍを流れる電流も増加し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｍとミラー接続された１１Ｎの電流も増加する。そうすると抵抗１１Ｒでの電位降下が大きくなり、フィードバック信号制御回路１１Ｘの出力信号ＶＦＢＯの電圧が低下する。
つまり、フィードバック信号制御回路１１Ｘの入力信号であるフィードバック電流ＩＦＢが増加するほどにフィードバック信号制御回路１１Ｘの出力信号ＶＦＢＯは低下し、スイッチング素子１のドレイン電流ピーク値は減少する。また、フィードバック信号制御回路１１Ｘの入力信号であるフィードバック電流ＩＦＢが減少するほどにフィードバック信号制御回路１１Ｘの出力信号ＶＦＢＯは増加し、スイッチング素子１のドレイン電流ピーク値は増加するように動作する。
このとき、フィードバック信号制御回路１１Ｘの入力信号を受けるフードバック端子電圧ＶＦＢは、定電流源１１Ｄからの電流をドレイン端子に接続し、基準電圧源１１Ｅをソース端子に接続したＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｋとミラー接続されたＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｌのソース電位によって、一定電位に保持されるように接続されている。このように動作状態でのフィードバック端子電圧ＶＦＢが一定電位に保持されることにより、フィードバック信号制御回路への入力信号が安定して伝達される。
また、フィードバック電流ＩＦＢが低下するほどに、フィードバック信号制御回路１１Ｘの出力信号ＶＦＢＯは増加するが、その最大値はクランプ回路１２によって、クランプされる。クランプ回路１２はＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａ、定電流源１２Ｂ、抵抗１２Ｃで構成され、定電流源１２Ｂから供給される電流と抵抗１２Ｃの抵抗値との積で発生する電圧とＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａの和で決まる電圧でＶＦＢＯをクランプするように動作する。このクランプ回路１２のクランプ電圧はスイッチング素子１の最大電流つまり過電流保護ＩＬＩＭＩＴを決定する。
また、フィードバック電流ＩＦＢが増加するほどに、フィードバック信号制御回路１１Ｘの出力信号ＶＦＢＯは低下するが、フィードバック信号制御回路１１Ｘの出力信号ＶＦＢＯが軽負荷基準電圧源ＶＲまで低下すると、軽負荷モード検出比較器１７から、“Ｌ”信号がＡＮＤ回路１６へ出力され、ＲＳフリップフロップ１０のセット端子へ“Ｌ”信号が入力されることにより、スイッチング素子１のスイッチング動作が停止する。
起動／停止回路７からの出力信号ＵＶが“Ｌ”である起動前の状態においては、フィードバック端子放電手段であるＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１ＱはＯＮ状態になっており、フィードバック端子電圧ＶＦＢはＧＮＤ電位に固定されている。この後、起動／停止回路７からの出力信号ＵＶが“Ｈ”である起動状態になると、フィードバック端子放電手段であるＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１ＱはＯＦＦＯＮ状態になり、コンデンサ３４を充電するための電流が供給開始され、フィードバック電流ＩＦＢが急激に上昇し、フィードバック端子電圧ＶＦＢが徐々に上昇すると共に、フィードバック電流ＩＦＢが徐々に減少する。このように起動開始と共にフィードバック制御信号回路１１Ｘの出力信号ＶＦＢＯはＧＮＤ電位から徐々に上昇することとなる。ＶＦＢＯの上昇が続き、軽負荷基準電圧源ＶＲまで上昇すると、スイッチング素子１はスイッチング動作を開始する。しかもスイッチング動作開始時のスイッチング素子１のドレイン電流ピーク値は過電流保護ＩＬＩＭＩＴの約２０％の電流値であり、徐々に上昇するソフトスタート動作を行う。
フィードバック電圧検出回路１３は比較器１３Ａと、抵抗１３Ｂ、１３Ｃと、基準電圧源１３Ｄから構成され、フィードバック制御信号回路１１Ｘの入力信号を受ける端子ＦＢ端子の電圧ＶＦＢ電圧の上昇を検出して、ＶＦＢを抵抗１３Ｂと１３Ｃで抵抗分割された電圧と基準電圧源１３Ｄの同じ電位になるまで、ＶＦＢが上昇すると、比較器１３Ａから過負荷停止信号ＶＯＬＰ“Ｌ”が出力される。このＶＯＬＰ信号は起動／停止回路７に入力され、ＶＦＢが上昇し、過負荷状態を検出すると、スイッチング動作を停止する。また、ＶＦＢ上昇し、ＶＯＬＰ“Ｌ”時には同時にフィードバック電圧検出回路１３からフィードバック信号制御回路１１Ｘのフィードバック端子放電手段であるＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１ＱをＯＮさせる信号が出力され、フィードバック端子電圧ＶＦＢはＧＮＤ電位に固定される。これにより、過負荷停止状態からの復帰動作は通常起動時の動作と同じ動作となるようにすばやく動作を安定させることができる。
また、フィードバック信号制御回路１１Ｘにおいて、定電流源１１Ｂからの電流である程度はコンデンサ３４を充電させることができるが、既に説明したように、動作安定のために、定電流源１１Ｄ、基準電圧源１１Ｅ、ミラー接続されたＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｋ、１１Ｌによって、この定電流源１１Ｂだけでは、フィードバック動作電圧までしかＦＢ電圧を上昇させることができないので、それとは別にコンデンサ３４の充電手段として定電流源１１ＣとＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｊを備えている。つまり、過負荷停止状態を判定するＦＢ端子電圧はフィードバック動作電圧と電源電圧ＶＤＤの間に設定される。また、コンデンサ３４への充電電流１１Ｃは軽負荷停止状態に達するフィードバック電流値に対し、通常動作に影響のない程度に小さく設定される。
例えば軽負荷停止へ移行する時点でのＩＦＢが２００μＡ程度であるなら、定電流源１１Ｃは、例えばおおよそ一割程度の２０μＡに設定される。
オン時ブランキングパルス発生回路１４Ｘは定電流源１４Ａと、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４Ｂ、１４Ｃ、１４Ｅと、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４Ｄと、コンデンサ１４Ｆと、インバータ回路１４Ｇから構成される。スイッチング素子１をＯＮすべくゲートドライバ４からの出力信号が“Ｈ”となると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４Ｄ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４Ｅのゲートに“Ｈ”信号が入力される。
但しＮ型ＭＯＳＦＥＴ１４Ｅのソースに接続されたＮ型ＭＯＳＦＥＴ１４Ｃは定電流源１４Ａで規定された電流が流れるように制限されており、コンデンサ１４Ｆの電荷が放電されるまでの間はインバータ１４Ｇの入力は“Ｈ”が保持されるため、インバータ１４Ｇの出力も一定期間“Ｌ”が保持されることとなる。つまり、ゲートドライバ４の出力信号が“Ｌ”から“Ｈ”に変化しても、インバータ１４Ｇの出力はすぐに“Ｌ”から“Ｈ”に変化せず、しばらく、“Ｌ”を保持してから、“Ｈ”に移行する。
このようにスイッチング素子１に対してオン時ブランキング時間を生成することにより、図９（Ｃ）に示すように、トランスの漏れインダクタンス等により、スイッチング素子１がＯＮした瞬間に流れる過渡的なスパイク電流等の要因によって、図１６（Ａ）に示すように過電流保護が誤動作することを防ぐ効果がある。
特に電流検出回路６がスイッチング素子１のドレインのオン電圧検出によって、ドレイン電流を検出する場合、ドレイン電流が大きくなるほど、スイッチング素子１がＯＦＦ→ＯＮに変化する場合にドレイン電圧が低下するスピードが遅くなるために、図９（Ｂ）に示すように、ブランキング時間が無いと本来よりも低いドレイン電流にもかかわらず、オン電圧が高い状態で電流検出を行うために、過電流保護が誤動作しやすくなることに対しても誤動作防止の効果がある。
（実施の形態２）
図２は、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態の一例を示す回路図である。
図２は、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態の一例を示す回路図である。
この図２において、３０Ｙはスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。
また、図中の符号は図１の同じ符号のものに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
図２の図１との違いはフィードバック信号制御回路１１Ｙからの出力信号をオン時ブランキングパルス発生回路１４Ｙが入力信号として受け、フィードバック信号制御回路への入力信号であるフィードバック電流ＩＦＢの変化に伴い、ブランキングパルス発生回路からのオン時ブランキング時間が変化する点である。
つまり、フィードバック電流ＩＦＢが小さいほど、すなわち、スイッチング素子１のドレイン電流ピークが大きいほどブランキングパルス幅が広くなるように動作する。
これは、図１６（Ａ）に示す、スイッチング素子１を流れるドレイン電流ピーク値が大きいほどＯＮした瞬間に流れるスパイク電流が大きくなる等の要因により、過電流保護動作を誤検出しやすくなる波形とびという課題に対し、効果がある。また、図１６（Ｂ）に示す、スイッチング素子１のドレイン電流ピークが小さくなる軽負荷状態においては、ブランキングパルス幅が大きすぎると、ドレイン電流のピーク値がブランキングパルス幅で制約され、十分にドレイン電流ピーク値を絞りきれないために、出力電圧が上昇してしまうという課題に対しても効果がある。このようにフィードバック電流、つまりスイッチング素子１に流れるドレイン電流のピーク値の大きさに対して、ブランキング時間を変化させることで、過電流保護の誤動作による波形とびの課題と、軽負荷時に出力電圧が上昇してしまうという課題に対して、同時に改善する手段として有効である。
以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図２、図９を用いて説明する。
フィードバック信号制御回路１１Ｙへの入力信号となるフィードバック電流ＩＦＢが減少するに従い、スイッチング素子１のドレイン電流ＩＤのピーク値は増加し、それに伴い、ブランキングパルス発生回路１４Ｙからの出力のゲートドライバ４の出力信号立ち上がりに対する遅れ時間であるブランキング時間が大きくなるように動作し、過電流保護の誤動作による波形とびを回避するように動作すると共に、スイッチング素子１のドレイン電流ピーク値が低くなる軽負荷時においても、正常にドレイン電流ピーク値を低く制御できるように動作する。
図５は、本発明のスイッチング電源装置を構成する、スイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図５は、図２における半導体装置３０Ｙの内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図２、図４のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。図５の図４との構成の違いはフィードバック信号制御回路１１Ｙとオン時ブランキングパルス発生回路１４Ｙの内部構成と、前記二つの接続の有無である。
図４と異なる点について、半導体装置３０Ｙの説明を図５に沿って説明する。
フィードバック信号制御回路１１Ｙは定電流源１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｄと、フィードバック端子ＦＢの動作電位を決める基準電圧源１１Ｅと、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｆ、１１Ｇと、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｋ、１１Ｌ、１１Ｍ、１１Ｎ、１１Ｐ、抵抗１１Ｒから構成される。
フィードバック信号制御回路１１Ｙの入力信号となるフィードバック電流ＩＦＢの電流増加に伴い、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｆを流れる電流が増加し、１１Ｆとミラー接続されたＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｇの電流も同様に増加し、それに従いＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｍと１１Ｍとミラー接続された１１Ｎ、１１Ｐの電流も増加する。このようにＩＦＢの増加に伴い、ＶＦＢＯが低下すると共に、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｉを流れる電流が増加し、その電流がブランキングパルス発生回路のブランキング時間を決める定電流源１４Ａの電流に加算される形でブランキングパルス発生回路１４Ｙに伝達される。
このように動作することで、フィードバック電流ＩＦＢが増加すると、ゲートドライバ４からの出力信号が“Ｌ”から“Ｈ”となるときにコンデンサ１４Ｆを放電すべくＮ型ＭＯＳＦＥＴ１４Ｅ、１４Ｃを流れる電流が増加することとなり、オン時ブランキングパルス発生回路１４Ｙから出力される信号のブランキング時間が小さくなる。
つまり、スイッチング素子１を流れるドレイン電流ピーク値が減少すればブランキング時間は短くなり、ドレイン電流ピーク値が大きくなればブランキング時間が大きくなるように動作する。
但し、いずれの場合のブランキング時間もゲートドライバ４から“Ｈ”が出力された後に“Ｌ”信号が出力されるまでの期間に対しては小さい時間になるように設定される。
（実施の形態３）
図３は、本発明のスイッチング電源装置および半導体装置の実施の形態の一例を示す回路図である。
図３は、本発明のスイッチング電源装置および半導体装置の実施の形態の一例を示す回路図である。
この図３において、３０Ｚはスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。
また、図中の符号は図１、図２の同じ符号のものに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
図３の構成としては、図１、図２に示す構成要件を同時に含む構成をしており、フィードバック信号制御回路１１Ｚの入力信号となるフィードバック電流ＩＦＢの増減により、スイッチング素子１を流れるドレイン電流ピーク値を制御すると共に、オン時ブランキングパルス発生回路から出力されるブランキング時間を変化させる構成となる。また、過負荷時の保護として、ＦＢ端子電圧の上昇を検出し、過負荷保護機能が動作するとスイッチング動作が停止する機能も有している。
フィードバック電流ＩＦＢが増加し、フィードバック信号制御回路１１Ｚの出力電圧が軽負荷基準電圧ＶＲを下回った時にはスイッチング動作を停止させる機能も同時に有している。
図６は、本発明のスイッチング電源装置を構成する、スイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図６は、図３における半導体装置３０Ｚの内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図２、図３、図４、図５のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。図６と図５との違いは過負荷保護機能を実現するフィードバック電圧検出回路１３を備えている点である。
本発明のスイッチング電源装置および半導体装置は、無負荷および軽負荷時の消費電力を低減し、かつ過負荷保護機能を有し、かつソフトスタートを容易に実現するスイッチング電源装置として有用である。
１ スイッチング素子
２ レギュレータ
２Ａ、２Ｂ スイッチ
３ 起動用定電流源
４ ゲートドライバ
５ ＮＡＮＤ回路
６ ドレイン電流検出回路
７ 起動／停止回路
８ 比較器
９ 発振回路
９Ａ 最大デューティサイクル信号
９Ｂ クロック信号
１０ ＲＳフリップフロップ回路
１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄ 定電流源
１１Ｅ フィードバック基準電圧源
１１Ｆ、１１Ｇ、１１Ｈ、１１Ｉ、１１Ｊ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１１Ｋ 、１１Ｌ、１１Ｍ、１１Ｎ、１１Ｐ、１１Ｑ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１１Ｒ 抵抗
１１Ｓ ＮＡＮＤ回路
１１Ｘ、１１Ｙ、１１Ｚ フィードバック信号制御回路
１２ クランプ回路
１２Ａ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１２Ｂ 定電流源
１２Ｃ 抵抗
１３ フィードバック電圧検出回路
１３Ａ 比較器
１３Ｂ、１３Ｃ 抵抗
１３Ｄ 基準電圧源
１４Ａ 定電流源
１４Ｂ、１４Ｃ、１４Ｅ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１４Ｄ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１４Ｆ コンデンサ
１４Ｇ インバータ回路
１４Ｘ、１４Ｙ オン時ブランキングパルス発生回路
１５ ＡＮＤ回路
１６ ＡＮＤ回路
１７ 軽負荷モード検出比較器
１８ 軽負荷基準電圧源
３０Ｘ、３０Ｙ、３０Ｚ スイッチング電源用半導体装置
３１ ダイオード
３２、３３、３４ コンデンサ
３５ 制御信号伝達回路
３５Ａ フォトトランジスタ
３５Ｂ フォトダイオード
４０ トランス
４０Ａ １次巻線
４０Ｂ ２次巻線
４０Ｃ １次側補助巻線
５０ ダイオード
５１ コンデンサ
５２ シャントレギュレータ
５３ コンデンサ
５４、５５ 出力電圧検出用抵抗
５６ バイアス抵抗
５７ 負荷
５８ ２次側制御回路
２ レギュレータ
２Ａ、２Ｂ スイッチ
３ 起動用定電流源
４ ゲートドライバ
５ ＮＡＮＤ回路
６ ドレイン電流検出回路
７ 起動／停止回路
８ 比較器
９ 発振回路
９Ａ 最大デューティサイクル信号
９Ｂ クロック信号
１０ ＲＳフリップフロップ回路
１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄ 定電流源
１１Ｅ フィードバック基準電圧源
１１Ｆ、１１Ｇ、１１Ｈ、１１Ｉ、１１Ｊ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１１Ｋ 、１１Ｌ、１１Ｍ、１１Ｎ、１１Ｐ、１１Ｑ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１１Ｒ 抵抗
１１Ｓ ＮＡＮＤ回路
１１Ｘ、１１Ｙ、１１Ｚ フィードバック信号制御回路
１２ クランプ回路
１２Ａ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１２Ｂ 定電流源
１２Ｃ 抵抗
１３ フィードバック電圧検出回路
１３Ａ 比較器
１３Ｂ、１３Ｃ 抵抗
１３Ｄ 基準電圧源
１４Ａ 定電流源
１４Ｂ、１４Ｃ、１４Ｅ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１４Ｄ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１４Ｆ コンデンサ
１４Ｇ インバータ回路
１４Ｘ、１４Ｙ オン時ブランキングパルス発生回路
１５ ＡＮＤ回路
１６ ＡＮＤ回路
１７ 軽負荷モード検出比較器
１８ 軽負荷基準電圧源
３０Ｘ、３０Ｙ、３０Ｚ スイッチング電源用半導体装置
３１ ダイオード
３２、３３、３４ コンデンサ
３５ 制御信号伝達回路
３５Ａ フォトトランジスタ
３５Ｂ フォトダイオード
４０ トランス
４０Ａ １次巻線
４０Ｂ ２次巻線
４０Ｃ １次側補助巻線
５０ ダイオード
５１ コンデンサ
５２ シャントレギュレータ
５３ コンデンサ
５４、５５ 出力電圧検出用抵抗
５６ バイアス抵抗
５７ 負荷
５８ ２次側制御回路
Claims (10)
- トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号制御回路の出力信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記フィードバック信号制御回路の出力電圧と内部的に規定された軽負荷基準電圧源とを比較する軽負荷モード検出比較器と、
前記フィードバック信号制御回路への入力電圧を検出し、規定電圧以上になるとスイッチング停止信号を出力するフィードバック電圧検出回路とを備え、
フィードバック信号制御回路への信号に応じてスイッチング素子の電流ピーク制御および、間欠動作をすると共にフィードバック信号制御回路への入力電圧の上昇に応じてスイッチング素子の動作を停止すること
を特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記フィードバック電圧検出回路は前記フィードバック信号制御回路の入力電圧が制御回路内部電源電圧以下でかつ、前記フィードバック信号制御回路への入力信号を受ける入力端子の動作電圧以上の規定の電圧に上昇することを検出し、スイッチング素子のスイッチング動作を停止することを特徴とする
請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 前記フィードバック信号制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流が前記クランプ回路で規定される最大値が流れる状態のときに、フィードバック端子とＧＮＤ端子間に接続されるコンデンサに充電するための定電流源を備え、
二次側が過負荷状態の時にフィードバック端子が上昇することを特徴とする
請求項１または２記載のスイッチング電源装置および半導体装置。 - 前記フィードバック信号制御回路は、スイッチング素子がスイッチング動作を開始する以前の起動前において、フィードバック端子を強制放電するための手段を備え、
スイッチング素子がスイッチング動作を開始する直前の制御回路が起動可能状態になった時点で強制放電を解除し、
フィードバック信号制御回路からの出力信号が前記軽負荷基準電圧源と同じ電圧に低下した状態からスイッチング動作を開始することで、スイッチング素子の電流ピーク値が小さい値から徐々に大きくなる動作、つまりスイッチング開始時にソフトスタートすることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 前記制御信号伝達回路から前記フィードバック信号制御回路への入力信号を受ける端子電圧は、通常スイッチング動作時の動作安定のために、一定電位に保持されるように設定されていることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記軽負荷モード検出比較器の基準電圧となる軽負荷基準電圧源は、
前記クランプ回路で決まるスイッチング素子電流の最大値に対して、１５％のスイッチング素子電流に達したときにスイッチング動作を停止する停止信号を出力し、２０％のスイッチング素子電流になる状態に復帰した場合にスイッチング動作を再開する信号を出力するように軽負荷下限電圧と軽負荷上限電圧を交互に出力するように構成されている
ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号制御回路の出力信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記スイッチング信号制御回路からの入力に応じて出力されるブランキング幅の時間が変化するオン時ブランキングパルス発生回路とを備え、
前記電流検出回路はスイッチング素子のオン電圧を検出することで、素子電流検出信号を出力し、
スイッチング素子の電流ピーク値に応じて、前記オン時ブランキングパルス発生回路からの出力信号のオン時ブランキング時間を変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記オン時ブランキングパルス発生回路はスイッチング素子に流れる電流ピーク値が増加するに従い、オン時ブランキング時間が大きくなることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
- トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記フィードバック信号制御回路の出力電圧と内部的に規定された軽負荷基準電圧源とを比較する軽負荷モード検出比較器と、
前記フィードバック信号制御回路への入力電圧を検出し、規定電圧以上になるとスイッチング停止信号を出力するフィードバック電圧検出回路と、
前記スイッチング信号制御回路からの入力に応じてオン時ブランキング時間が変化するオン時ブランキングパルス発生回路とを備え、
フィードバック信号制御回路への信号に応じてスイッチング素子の電流ピーク制御および、間欠動作をすると共にフィードバック信号制御回路への入力電圧の上昇に応じてスイッチング素子の動作を停止し、
前記電流検出回路はスイッチング素子のオン電圧を検出することで、素子電流検出信号を出力し、
スイッチング素子の電流ピーク値に応じて、前記オン時ブランキングパルス発生回路からの出力信号のオン時ブランキング時間を変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記スイッチング素子と前記制御回路が同一半導体基板上に形成された半導体装置からなる、請求項１ないし９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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|---|---|---|---|
| JP2003350530A JP3948448B2 (ja) | 2003-10-09 | 2003-10-09 | スイッチング電源装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|
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