JP2005086861A - Method and device for sensorless control for brushless motor - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、ブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置に関し、さらに詳しくは、たとえば、自動車に搭載されて油圧ポンプの駆動などに使用されるブラシレスＤＣモータなど、直流電源を用いて駆動される永久磁石を用いたブラシレスモータを、ホール素子などの回転位置検出センサを用いずに制御する方法および装置に関する。 The present invention relates to a sensorless control method and apparatus for a brushless motor, and more particularly, a permanent magnet driven using a DC power source such as a brushless DC motor mounted on an automobile and used for driving a hydraulic pump. The present invention relates to a method and apparatus for controlling a used brushless motor without using a rotational position detection sensor such as a Hall element.
自動車に搭載されて油圧ポンプや操舵装置などを駆動する電動モータとして、従来、ブラシ付きのＤＣモータが用いられてきたが、ブラシの耐久性からくる信頼性の問題があり、ブラシレスモータを用いることが望まれている。 Conventionally, DC motors with brushes have been used as electric motors mounted on automobiles to drive hydraulic pumps, steering devices, etc. However, there is a problem of reliability due to the durability of brushes, and brushless motors should be used. Is desired.
ブラシレスモータの代表的なものとして、ブラシレスＤＣモータなど、直流電源を用いて駆動される永久磁石モータが知られており、従来のブラシレスＤＣモータでは、３個のホール素子などの回転位置検出センサによってロータの回転位置を検出し、３個のセンサからの回転位置信号に基づいてＰＷＭ方式でＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相への通電を制御することにより、ロータを回転駆動している。各相への通電は、通常、電気角１８０度のうち１２０度区間だけ通電を行なういわゆる１２０度通電が行なわれる。また、各相の回転位置信号は、その相の誘起電圧に対して３０度位相が遅れている。 As a typical brushless motor, a permanent magnet motor driven by using a DC power source such as a brushless DC motor is known. In a conventional brushless DC motor, a rotational position detection sensor such as three Hall elements is used. The rotor is rotationally driven by detecting the rotational position of the rotor and controlling energization to the three phases of the U-phase, V-phase and W-phase by the PWM method based on the rotational position signals from the three sensors. . The energization of each phase is normally performed by so-called 120-degree energization in which energization is performed only in a 120-degree section of an electrical angle of 180 degrees. Further, the rotational position signal of each phase is delayed by 30 degrees with respect to the induced voltage of that phase.
このように、従来のブラシレスＤＣモータの駆動には３個の回転位置検出センサが必要であるが、モータを高温のエンジンルーム内に搭載する場合には、センサの耐熱性の問題があり、回転位置検出センサを用いずにモータを駆動するいわゆるセンサレス駆動が必要になる。 As described above, three rotational position detection sensors are required for driving a conventional brushless DC motor. However, when the motor is mounted in a high-temperature engine room, there is a problem of heat resistance of the sensor. So-called sensorless driving for driving the motor without using the position detection sensor is required.
ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動は、非特許文献１に記載されているように、家電用モータでは既に実用化されている。ブラシレスＤＣモータをセンサレス駆動するためには、ロータの回転位置を推定して従来の回転位置検出センサからの回転位置信号に相当する回転位置推定信号を生成する必要があり、一般に、回転位置推定信号の生成は、３相の誘起電圧を用いて行なわれている。
As described in Non-Patent
回転位置推定信号の生成には、アナログ方式とディジタル方式がある。 There are an analog method and a digital method for generating the rotational position estimation signal.
アナログ方式は、π／２位相フィルタ（９０度遅れ位相のフィルタ）、、コンパレータおよび論理回路から構成され、フィルタとコンパレータにより各相の端子電圧を波形整形して回転位置信号を得るようになっている。 The analog system is composed of a π / 2 phase filter (90-degree delayed phase filter), a comparator, and a logic circuit, and a rotational position signal is obtained by shaping the terminal voltage of each phase by the filter and the comparator. Yes.
アナログ方式は、ＰＷＭ制御との相性が良いなどの長所を有するが、π／２フィルタを用いるため、その周波数特性により、回転域が制限され、急激な加減速に対応できないという問題があり、また、温度ドリフトの問題もある。 The analog method has advantages such as good compatibility with PWM control. However, since a π / 2 filter is used, there is a problem that the rotation range is limited by its frequency characteristics and it cannot cope with rapid acceleration / deceleration. There is also a problem of temperature drift.
ディジタル方式のセンサレス駆動の場合、各相の上アームと下アームのいずれか一方のみＰＷＭ駆動を行なういわゆる片側ＰＷＭ駆動が行なわれる。 In the case of digital sensorless driving, so-called one-side PWM driving is performed in which only one of the upper arm and lower arm of each phase is PWM driven.
ディジタル方式は、各相の端子電圧と基準電圧を比較するコンパレータ、位相シフトを行なう２種の高速カウンタおよび論理回路から構成されている。 The digital system includes a comparator that compares a terminal voltage of each phase and a reference voltage, two high-speed counters that perform phase shift, and a logic circuit.
１２０度通電を行なうと、各相１周期２回の通電区間外の６０度の区間には、各相の誘起電圧が露出している。この区間において、コンパレータで端子電圧と基準電圧を比較することにより、誘起電圧のゼロクロスのタイミングすなわちゼロクロス点が検出される。そして、２種のカウンタを用いて３０度の位相シフトを行なうことにより、回転位置検出センサからの回転位置信号に相当する回転位置推定信号が得られる。 When 120-degree energization is performed, the induced voltage of each phase is exposed in a section of 60 degrees outside the energization section of one cycle of each phase twice. In this section, the comparator compares the terminal voltage with the reference voltage to detect the zero-cross timing of the induced voltage, that is, the zero-cross point. A rotational position estimation signal corresponding to the rotational position signal from the rotational position detection sensor is obtained by performing a phase shift of 30 degrees using two types of counters.
ディジタル方式によれば、上記のアナログ方式の問題は解決される。しかしながら、２種の高速カウンタが必要で回路が複雑になるという問題がある。 According to the digital system, the problem of the analog system is solved. However, there is a problem that two kinds of high-speed counters are required and the circuit becomes complicated.
ブラシレスＤＣモータを車載用油圧系のオンデマンド駆動に用いる場合、油圧を概ね２００ｍｓ以内に所要値まで立ち上げることが要求されるが、上記の従来の家電用のブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動では、それは困難である。
この発明の目的は、回路が簡単で余分な高速カウンタを必要としないディジタル方式のブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a sensorless control method and apparatus for a digital brushless motor that has a simple circuit and does not require an extra high-speed counter.
この発明の目的は、また、立ち上がりの速いディジタル方式のブラシレスモータのセンサレス制御方法および装置を提供することにある。 Another object of the present invention is to provide a sensorless control method and apparatus for a digital brushless motor having a fast rise.
この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御方法、すなわち、請求項１の方法は、
３相の相電圧に基づいてディジタル方式で各相の回転位置推定信号を生成し、各相の回転位置推定信号に基づいて片側ＰＷＭ方式で直流電源から３相への通電を制御することにより、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する方法であって、
３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期を測定することにより、電気角６０度に対応する時間を求め、この時間ならびに所定の積分上限値および積分下限値に基づいて積分増減値を求め、各相の相電圧を所定の基準電圧と比較し、各相について、相電圧と上記基準電圧との比較結果に基づいて積分値を上記積分増減値ずつ増減するとともに、上記積分上限値および積分下限値で飽和させる積分処理を行ない、上記積分値と上記積分上限値および積分下限値の中間値との大小関係に基づいて、各相の回転位置推定信号の極性を決定することを特徴とするものである。
The sensorless control method of a brushless motor according to the present invention, that is, the method of
By generating a rotational position estimation signal for each phase in a digital manner based on the three-phase phase voltage, and controlling energization from the DC power supply to the three phases in a one-side PWM manner based on the rotational position estimation signal for each phase, A method of controlling a brushless motor using a permanent magnet without using a rotational position detection sensor,
By measuring the period at which the state of the three-phase rotational position estimation signal changes, a time corresponding to an electrical angle of 60 degrees is obtained, and an integral increase / decrease value is obtained based on this time and a predetermined integral upper limit value and integral lower limit value. The phase voltage of each phase is compared with a predetermined reference voltage, and for each phase, the integral value is increased or decreased by the integral increase / decrease value based on the comparison result between the phase voltage and the reference voltage, and the integral upper limit value and integral Integration processing is performed to saturate at the lower limit value, and the polarity of the rotational position estimation signal of each phase is determined based on the magnitude relationship between the integration value and the intermediate value between the integration upper limit value and the integration lower limit value. Is.
この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御装置、すなわち、請求項２の装置は、
３相の相電圧に基づいてディジタル方式で各相の回転位置推定信号を生成する回転位置推定信号生成手段と、各相の回転位置推定信号に基づいて片側ＰＷＭ方式で直流電源から３相への通電を制御する通電制御手段とを備え、永久磁石を用いたブラシレスモータを回転位置検出センサを用いずに制御する装置であって、
回転位置推定信号生成手段が、
３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期を計測することにより、電気角６０度に対応する時間を求める周期計測手段と、
この時間ならびに所定の積分上限値および積分下限値に基づいて積分増減値を求める積分増減値演算手段と、
各相の相電圧を所定の基準電圧と比較する電圧比較手段と、
各相について、相電圧と上記基準電圧との比較結果に基づいて積分値を上記積分増減値ずつ増減するとともに、上記積分上限値および積分下限値で飽和させる積分処理を行なう積分手段と、
各相について、上記積分値と上記積分上限値および積分下限値の中間値との大小関係に基づいて、各相の回転位置推定信号の極性を決定する極性決定手段と
を備えていることを特徴とするものである。
The sensorless control device for a brushless motor according to the present invention, that is, the device according to
Rotational position estimation signal generating means for generating a rotational position estimation signal for each phase in a digital manner based on the phase voltage of the three phases; An apparatus for controlling a brushless motor using a permanent magnet without using a rotational position detection sensor.
The rotational position estimation signal generating means is
A period measuring means for obtaining a time corresponding to an electrical angle of 60 degrees by measuring a period in which the state of the three-phase rotational position estimation signal changes;
An integral increase / decrease value calculating means for obtaining an integral increase / decrease value based on this time and a predetermined integral upper limit value and integral lower limit value;
Voltage comparison means for comparing the phase voltage of each phase with a predetermined reference voltage;
For each phase, an integration means for increasing / decreasing the integral value by the integral increase / decrease value based on the comparison result of the phase voltage and the reference voltage, and performing an integration process for saturating at the integral upper limit value and the integral lower limit value;
Polarity determining means for determining the polarity of the rotational position estimation signal for each phase based on the magnitude relationship between the integral value and the intermediate value between the integral upper limit value and the integral lower limit value for each phase. It is what.
回転位置推定信号は、ホール素子などの回転位置検出センサを用いたブラシレスモータにおける回転位置検出センサからの回転位置信号に相当する信号である。 The rotational position estimation signal is a signal corresponding to a rotational position signal from a rotational position detection sensor in a brushless motor using a rotational position detection sensor such as a Hall element.
片側ＰＷＭ方式とは、各相の上アームと下アームのいずれか一方のスイッチング素子だけを通電区間中ＰＷＭ駆動し、他方のスイッチング素子を通電区間中オンに固定するものである。たとえば、通電区間中の上アームのスイッチング素子はオンに固定し、通電区間中の下アームのスイッチング素子はＰＷＭ駆動信号に基づいてオン・オフ駆動する。あるいは、通電区間中の下アームのスイッチング素子はオンに固定し、通電区間中の上アームのスイッチング素子はＰＷＭ駆動信号に基づいてオン・オフ駆動する。 In the one-side PWM method, only one of the upper arm and the lower arm of each phase is PWM-driven during the energization interval, and the other switching element is fixed to be ON during the energization interval. For example, the switching element of the upper arm during the energization interval is fixed to ON, and the switching element of the lower arm during the energization interval is driven on / off based on the PWM drive signal. Alternatively, the switching element of the lower arm during the energization period is fixed on, and the switching element of the upper arm during the energization period is driven on / off based on the PWM drive signal.
３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期の計測は、所定のパルス信号（周期計測用パルス信号）と、そのパルスを計数する高速カウンタとを使用して行なう。 The measurement of the period at which the state of the three-phase rotational position estimation signal changes is performed using a predetermined pulse signal (period measurement pulse signal) and a high-speed counter that counts the pulses.
３相の相電圧と比較する基準電圧は、各相に通電するための直流電源電圧値の半分の値である。そして、相電圧と基準電圧との比較結果の読み込みは、ＰＷＭのスイッチングノイズの影響を避けるため、ＰＷＭ駆動信号がオンになる側のＰＷＭキャリア波のピークのタイミングで行なう。比較結果は、相電圧と基準電圧との大小関係によって、０または１で表わされる。ここでは、相電圧が基準電圧より大きいときは１、それ以外のときは０とする。 The reference voltage to be compared with the three-phase phase voltage is a half value of the DC power supply voltage value for energizing each phase. The comparison result between the phase voltage and the reference voltage is read at the peak timing of the PWM carrier wave on the side where the PWM drive signal is turned on in order to avoid the influence of PWM switching noise. The comparison result is represented by 0 or 1 depending on the magnitude relationship between the phase voltage and the reference voltage. Here, it is 1 when the phase voltage is larger than the reference voltage, and 0 otherwise.
積分処理および回転位置推定信号の極性の決定は、上記の周期計測用パルス信号に同期して行なう。相電圧と基準電圧との比較結果が１のとき（相電圧が基準電圧より大きいとき）は、積分値を積分増減値だけ増加させ、相電圧が基準電圧との比較結果が０のとき（相電圧が基準電圧以下のとき）は、積分値を積分増減値だけ減少させる。 The integration process and the determination of the polarity of the rotational position estimation signal are performed in synchronization with the period measurement pulse signal. When the comparison result between the phase voltage and the reference voltage is 1 (when the phase voltage is larger than the reference voltage), the integral value is increased by the integral increase / decrease value, and when the comparison result between the phase voltage and the reference voltage is 0 (phase When the voltage is lower than the reference voltage), the integral value is decreased by the integral increase / decrease value.
通常、積分上限値は正の値で、積分下限値は上限値と絶対値の等しい負の値である。そうすれば、両者の中間値は０となる。 Usually, the upper limit value of integration is a positive value, and the lower limit value of integration is a negative value whose absolute value is equal to the upper limit value. Then, the intermediate value between the two becomes zero.
電気角６０度に対応する時間を上記パルス信号のパルス数でＴpc、積分上限値をＹmax、積分下限値をＹminとすると、積分増減値ΔＹは、次のようにして演算される。 When the time corresponding to the electrical angle of 60 degrees is Tpc as the number of pulses of the pulse signal, the integral upper limit value is Ymax, and the integral lower limit value is Ymin, the integral increase / decrease value ΔY is calculated as follows.
ΔＹ＝（Ｙmax−Ｙmin）／（ａ×Ｔpc） ……… (1)
ａは、通常、１である。
ΔY = (Ymax−Ymin) / (a × Tpc) (1)
a is usually 1.
相電圧と基準電圧との比較結果は、電気角３６０度のうち、半分の連続した１８０度の区間で１で、残りの連続した１８０度の区間で０である。そして、比較結果が０から１に変化する点が相電圧すなわち誘起電圧の負から正へのゼロクロス点（第１ゼロクロス点）で、比較結果が１から０に変化する点が誘起電圧の正から負へのゼロクロス点（第２ゼロクロス点）である。 The comparison result between the phase voltage and the reference voltage is 1 in the half continuous 180 degree section of the electrical angle of 360 degrees and 0 in the remaining continuous 180 degree section. The point at which the comparison result changes from 0 to 1 is the zero cross point (first zero cross point) from the phase voltage, that is, the induced voltage from negative to positive, and the point at which the comparison result changes from 1 to 0 is from the positive induced voltage. Zero cross point to negative (second zero cross point).
比較結果が０である間は、積分値Ｙを積分増減値ΔＹずつ減少させるので、その間に、積分値Ｙは積分下限値Ｙminに飽和する。第１ゼロクロス点において、比較結果が０から１に変化すると、積分値Ｙはパルス信号ごとにΔＹずつ直線的に増加し、第１ゼロクロス点から時間（ａ×Ｔpc）が経過した時点でＹmaxとなって、飽和する。そして、積分値Ｙが上限値Ｙmaxと下限値Ｙminとの中間値Ｙcより小さい間は、回転位置推定信号は０であるが、積分値Ｙが中間値Ｙcより大きくなると、１となる。積分値Ｙが中間値Ｙcより大きくなって、回転位置推定信号が０から１になるのは、第１ゼロクロス点から時間（ａ×Ｔpc）の半分の時間（ａ×Ｔpc／２）が経過した時点である。 While the comparison result is 0, the integral value Y is decreased by the integral increase / decrease value ΔY, and during that time, the integral value Y is saturated to the integral lower limit value Ymin. When the comparison result changes from 0 to 1 at the first zero cross point, the integral value Y increases linearly by ΔY for each pulse signal, and when the time (a × Tpc) has elapsed from the first zero cross point, Become saturated. The rotation position estimation signal is 0 while the integral value Y is smaller than the intermediate value Yc between the upper limit value Ymax and the lower limit value Ymin, but becomes 1 when the integral value Y is greater than the intermediate value Yc. The integral value Y becomes larger than the intermediate value Yc, and the rotational position estimation signal changes from 0 to 1 after a half time (a × Tpc / 2) has elapsed from the first zero cross point. It is time.
比較結果が１である間は、積分値Ｙは上限値Ｙに保持され、第２ゼロクロス点において、比較結果が１から０に変化すると、積分値Ｙはパルス信号ごとにΔＹずつ直線的に減少し、第２ゼロクロス点から時間（ａ×Ｔpc）が経過した時点でＹminとなって、飽和する。そして、積分値Ｙが中間値Ｙcより大きい間は、回転位置推定信号は１であるが、積分値Ｙが中間値Ｙcより小さくなると、０となる。積分値Ｙが中間値Ｙcより小さくなって、回転位置推定信号が１から０になるのは、第２ゼロクロス点から時間（ａ×Ｔpc）の半分の時間（ａ×Ｔpc／２）が経過した時点である。 While the comparison result is 1, the integral value Y is held at the upper limit value Y. When the comparison result changes from 1 to 0 at the second zero cross point, the integral value Y decreases linearly by ΔY for each pulse signal. When the time (a × Tpc) has elapsed from the second zero crossing point, Ymin is reached and saturation occurs. The rotational position estimation signal is 1 while the integral value Y is greater than the intermediate value Yc, but becomes 0 when the integral value Y is smaller than the intermediate value Yc. The time when the integral value Y becomes smaller than the intermediate value Yc and the rotational position estimation signal changes from 1 to 0 is half the time (a × Tpc / 2) from the second zero cross point. It is time.
このように、回転位置推定信号は、相電圧の位相に対して、時間（ａ×Ｔpc／２）だけ遅れている。Ｔpcは電気角６０度に相当するから、回転位置推定信号は、相電圧の位相に対して（ａ×３０）度遅れている。ａを１とすると、回転位置推定信号は、相電圧の位相に対して３０度遅れており、これは、従来の回転位置検出センサからの回転位置信号と同じである。そして、このようにして生成した回転位置推定信号に基づいて、従来と同様に、片側ＰＷＭ方式によりモータが駆動される。 Thus, the rotational position estimation signal is delayed by time (a × Tpc / 2) with respect to the phase of the phase voltage. Since Tpc corresponds to an electrical angle of 60 degrees, the rotational position estimation signal is delayed by (a × 30) degrees with respect to the phase of the phase voltage. When a is 1, the rotational position estimation signal is delayed by 30 degrees with respect to the phase of the phase voltage, which is the same as the rotational position signal from the conventional rotational position detection sensor. Then, based on the rotational position estimation signal generated in this way, the motor is driven by the one-side PWM method as in the conventional case.
ａを１より小さい値にすると、相電圧の位相に対する回転位置推定信号の位相遅れは３０度より小さくなり、進み角制御が行なわれる。 When a is set to a value smaller than 1, the phase delay of the rotational position estimation signal with respect to the phase of the phase voltage becomes smaller than 30 degrees, and the advance angle control is performed.
請求項３の装置は、
請求項２の装置において、
通電制御手段が、
各相の上下アームにそれぞれ設けられた合計６個のスイッチング素子を有するスイッチング回路と、
各相の回転位置推定信号に基づいて各スイッチング素子に対する通電信号を生成する通電信号生成手段と、
回転速度検出値および回転速度設定値に基づいて速度制御信号を生成する速度制御手段と、
通電信号および速度制御信号に基づいてスイッチング素子制御信号を生成するＰＷＭ手段とを備えており、
速度制御手段が、回転速度検出値と回転速度設定値の大小関係に基づいて、現在の速度制御信号を一定の増減値ずつ増減するものであることを特徴とするものである。
The device of
The apparatus of
Energization control means
A switching circuit having a total of six switching elements respectively provided on the upper and lower arms of each phase;
Energization signal generating means for generating an energization signal for each switching element based on the rotational position estimation signal of each phase;
Speed control means for generating a speed control signal based on the rotation speed detection value and the rotation speed setting value;
PWM means for generating a switching element control signal based on the energization signal and the speed control signal,
The speed control means is configured to increase or decrease the current speed control signal by a constant increase / decrease value based on the magnitude relationship between the rotation speed detection value and the rotation speed setting value.
従来のブラシレスモータでは、回転速度検出値と回転速度設定値の偏差に基づいてＰＩＤ制御を行なうことにより、モータの回転速度制御を行なっている。 In the conventional brushless motor, the rotational speed of the motor is controlled by performing PID control based on the deviation between the rotational speed detection value and the rotational speed setting value.
また、モータの停止状態では、誘起電圧が発生せず、ロータの回転位置の推定ができないため、起動時には、低い周波数で転流を行なって、同期モータとして強制的に回転させ、転流周波数を徐々に増加させて、誘起電圧の検出が可能な回転速度に達したときに、センサレス駆動に切り替えるようになっている。 In addition, when the motor is stopped, no induced voltage is generated and the rotational position of the rotor cannot be estimated, so at the time of start-up, commutation is performed at a low frequency, and the motor is forcibly rotated as a synchronous motor. When the rotation speed is gradually increased and the induced voltage can be detected, the sensorless drive is switched.
このため、従来のようにＰＩＤ制御により速度制御を行なうと、起動時にオーバーシュートやハンチングが発生し、回転速度設定値に達するまでの時間が長くかかる。 For this reason, when speed control is performed by PID control as in the prior art, overshoot or hunting occurs at startup, and it takes a long time to reach the rotational speed set value.
これに対し、請求項３の装置のように速度制御を行なうと、オーバーシュートやハンチングの発生を防止することができ、回転速度設定値に達するまでの時間を短くすることができる。
On the other hand, if speed control is performed as in the apparatus of
請求項１の方法および請求項２の装置によれば、１つの高速カウンタを使用するだけで、しかも電圧の比較と積分という比較的簡単なアルゴリズムで、３相の相電圧から回転位置推定信号を生成して、ブラシレスモータをセンサレス駆動することができ、従来のセンサレス制御方法および装置のように２つの高速カウンタを必要とせず、回路も簡単になる。また、位相進み制御も簡単に行なうことができる。
According to the method of
請求項３の装置によれば、モータ起動時のオーバーシュートやハンチングを防止して、回転相度設定値への立ち上がりを速くすることができる。
According to the apparatus of
以下、図面を参照して、この発明を車載用のブラシレスＤＣモータのセンサレス制御に応用した実施形態について説明する。 Hereinafter, an embodiment in which the present invention is applied to sensorless control of an in-vehicle brushless DC motor will be described with reference to the drawings.
図１は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御装置の構成の１例を示している。 FIG. 1 shows an example of the configuration of a sensorless control device for a brushless DC motor.
このセンサレス制御装置は、自動車に搭載されて油圧ポンプなどを駆動するブラシレスＤＣモータ(1)を、自動車に搭載されたバッテリよりなる直流電源(2)を用いて、片側ＰＷＭ方式で駆動するものであり、３相の相電圧に基づいてディジタル方式で各相の回転位置推定信号を生成する回転位置推定信号生成手段である回転位置推定信号生成装置(3)と、各相の回転位置推定信号に基づいて片側ＰＷＭ方式で電源(2)から３相への通電を制御する通電制御手段である通電制御装置(4)とから構成されている。直流電源(2)の電源電圧をＥとする。３相の相電圧は、それぞれ、Ｖu、Ｖv、Ｖwとし、Ｖで総称する。３相の回転位置推定信号は、それぞれ、Ｈu、Ｈv、Ｈwとし、Ｈで総称する。 This sensorless control device drives a brushless DC motor (1) mounted on an automobile to drive a hydraulic pump or the like by a one-side PWM method using a DC power supply (2) made of a battery mounted on the automobile. Yes, a rotational position estimation signal generator (3) which is a rotational position estimation signal generation means for generating a rotational position estimation signal for each phase in a digital manner based on the three-phase phase voltage, and a rotational position estimation signal for each phase. Based on the one-side PWM method, the power supply control device (4) is a power supply control means for controlling power supply from the power supply (2) to the three phases. Let E be the power supply voltage of the DC power supply (2). The three-phase voltages are Vu, Vv, and Vw, respectively, and are collectively referred to as V. The three-phase rotational position estimation signals are denoted by Hu, Hv, and Hw, respectively, and are collectively referred to as H.
通電制御装置(4)は、通電信号生成手段(5)と、速度制御手段(6)と、ＰＷＭ手段(7)と、ゲートドライブ回路(8)と、スイッチング回路(9)とから構成されている。 The energization control device (4) is composed of an energization signal generation means (5), a speed control means (6), a PWM means (7), a gate drive circuit (8), and a switching circuit (9). Yes.
回転位置推定信号生成装置(3)は、図２に示すように、周期計測手段(10)と、積分増減値演算手段(11)と、電圧比較手段である電圧比較回路(12)と、積分手段(13)と、極性決定手段(14)とを備えている。電圧比較回路(12)は、図３に示すように、各相にそれぞれ対応する３つのコンパレータ(15u)(15v)(15w)を備えている。コンパレータは、符号(15)で総称する。 As shown in FIG. 2, the rotational position estimation signal generation device (3) includes a period measurement means (10), an integral increase / decrease value calculation means (11), a voltage comparison circuit (12) as voltage comparison means, Means (13) and polarity determining means (14) are provided. As shown in FIG. 3, the voltage comparison circuit (12) includes three comparators (15u), (15v), and (15w) corresponding to the respective phases. The comparator is generically designated by reference numeral (15).
スイッチング回路(9)は、電源(2)からモータ(1)のＵ相への通電を制御する上アームスイッチング素子(16u+）および下アームスイッチング素子(16u-)、Ｖ相への通電を制御する上アームスイッチング素子(16v+)および下アームスイッチング素子(16v-)、ならびにＷ相への通電を制御する上アームスイッチング素子(16w+)および下アームスイッチング素子(16w-)を備えている。スイッチング素子は、符号(16)で総称する。 The switching circuit (9) controls the energization of the upper arm switching element (16u +) and the lower arm switching element (16u-), which controls energization from the power source (2) to the U phase of the motor (1), and the V phase. An upper arm switching element (16v +) and a lower arm switching element (16v-), and an upper arm switching element (16w +) and a lower arm switching element (16w-) for controlling energization to the W phase are provided. The switching elements are collectively referred to by reference numeral (16).
通電信号生成手段(5)は、後述するように回転位置推定信号生成装置(3)により生成される回転位置推定信号Ｈに基づいて、各素子(16)の通電をそれぞれ制御するための通電信号Ｃu+、Ｃu-、Ｃv+、Ｃv-、Ｃw+、Ｃw-を生成するものである。通電信号は、Ｃで総称する。通電信号生成手段(5)は、ＭＰＵにより構成されてもよいし、専用のディジタル回路により構成されてもよい。 The energization signal generation means (5) is an energization signal for controlling the energization of each element (16) based on the rotational position estimation signal H generated by the rotational position estimation signal generation device (3) as described later. Cu +, Cu-, Cv +, Cv-, Cw +, Cw- are generated. The energization signal is generally referred to as C. The energization signal generating means (5) may be constituted by an MPU or a dedicated digital circuit.
速度制御手段(6)は、モータ(1)のロータの回転速度検出値Ｓおよび回転速度設定値Ｓaに基づいて、ＰＷＭ駆動のための速度制御信号Ｓpwmを出力するものである。この例では、速度制御手段(6)は、回転速度検出値Ｓと回転速度設定値Ｓaとを比較し、両者の大小関係に基づいて、そのときの速度制御信号Ｓpwmを一定の増減値ΔＳpwmずつ増減するものである。さらに詳しく説明すると、両者が等しいときは、そのときの速度制御信号Ｓpwmをそのまま出力し、前者が後者より小さいときは、そのときの速度制御信号Ｓpwmに増減値ΔＳpwmを加えた値を速度制御信号Ｓpwmとして出力し、前者が後者より大きいときは、そのときの速度制御信号Ｓpwmから増減値ΔＳpwmを減じた値を速度制御信号Ｓpwmとして出力する。速度制御手段(6)は、ＭＰＵにより構成されてもよいし、専用のディジタル回路により構成されてもよい。 The speed control means (6) outputs a speed control signal Spwm for PWM driving based on the detected rotational speed value S and the rotational speed setting value Sa of the rotor of the motor (1). In this example, the speed control means (6) compares the rotational speed detection value S with the rotational speed set value Sa, and based on the magnitude relationship between them, the speed control signal Spwm at that time is incremented by a constant increase / decrease value ΔSpwm. Increase or decrease. More specifically, when both are equal, the speed control signal Spwm at that time is output as it is, and when the former is smaller than the latter, the value obtained by adding the increase / decrease value ΔSpwm to the speed control signal Spwm at that time is the speed control signal. When the former is larger than the latter, the value obtained by subtracting the increase / decrease value ΔSpwm from the current speed control signal Spwm is output as the speed control signal Spwm. The speed control means (6) may be constituted by an MPU or a dedicated digital circuit.
ＰＷＭ手段(7)は、通電信号Ｃおよび速度制御信号Ｓpwmに基づいて、各素子(16)に対するスイッチング素子制御信号Ｄu+、Ｄu-、Ｄv+、Ｄv-、Ｄw+、Ｄw-を出力する。スイッチング素子制御信号はＤで総称する。 The PWM means (7) outputs switching element control signals Du +, Du−, Dv +, Dv−, Dw +, Dw− for each element (16) based on the energization signal C and the speed control signal Spwm. The switching element control signals are collectively referred to as D.
ゲートドライブ回路(8)は、スイッチング素子制御信号Ｄに基づいて、各素子(16)をオン・オフ駆動するものである。 The gate drive circuit (8) drives each element (16) on and off based on the switching element control signal D.
図４および図５は、制御装置の各部における信号の１例を示すタイムチャートである。 4 and 5 are time charts showing an example of signals in each part of the control device.
回転位置推定信号Ｈ（図４）は、０と１で表わされ、電気角１８０度ごとに極性が反転する。Ｖ相の回転位置推定信号Ｈvは、Ｕ相の回転位置推定信号Ｈuに対して１２０度遅れており、Ｗ相の回転位置推定信号Ｈwは、さらにＶ相の回転位置推定信号Ｈvに対して１２０度遅れている。 The rotational position estimation signal H (FIG. 4) is represented by 0 and 1, and the polarity is inverted every electrical angle of 180 degrees. The V-phase rotational position estimation signal Hv is 120 degrees behind the U-phase rotational position estimation signal Hu, and the W-phase rotational position estimation signal Hw is 120 degrees relative to the V-phase rotational position estimation signal Hv. It is late.
パルス信号Ｐa（図４）は、３相の回転位置推定信号Ｈの状態が変化するごとに瞬間的に０から１に立ち上がる信号であり、その周期Ｔpcは電気角６０度に相当する。周期Ｔpcは、周期計測用パルス信号を用いて、高速カウンタにより計測され、周期計測用パルス信号のパルス数でもって表わされる。 The pulse signal Pa (FIG. 4) is a signal that instantaneously rises from 0 to 1 each time the state of the three-phase rotational position estimation signal H changes, and the period Tpc corresponds to an electrical angle of 60 degrees. The period Tpc is measured by a high-speed counter using the period measurement pulse signal, and is represented by the number of pulses of the period measurement pulse signal.
回転速度計測用信号ＦG（図４）は、０と１で表わされ、パルス信号Ｐaの立ち上がりごとに、すなわち、６０度ごとに、極性が変化する。この信号ＦGより、回転速度検出値Ｓが求められる。 The rotational speed measurement signal FG (FIG. 4) is represented by 0 and 1, and the polarity changes every time the pulse signal Pa rises, that is, every 60 degrees. From this signal FG, a rotational speed detection value S is obtained.
通電信号Ｃ（図４）は、電気角３６０度のうち、所定の１２０度だけ連続してオンになり、これによりいわゆる１２０度通電が行なわれる。Ｕ相上アームの通電信号Ｃu+は、Ｕ相の回転位置推定信号Ｈuの立ち上がりから電気角１２０度の間だけオンになる。Ｕ相下アームの通電信号Ｃu-は、Ｕ相の回転位置推定信号Ｈuの立ち下がりから１２０度の間だけオンになる。Ｖ相の上アームの通電信号Ｃv+は、Ｖ相の回転位置推定信号Ｈvの立ち上がりから１２０度の間だけオンになる。Ｖ相の下アームの通電信号Ｃv-は、Ｖ相の回転位置推定信号Ｈvの立ち下がりから１２０度の間だけオンになる。Ｗ相の上アームの通電信号Ｃw+は、Ｗ相の回転位置推定信号Ｈwの立ち上がりから１２０度の間だけオンになる。Ｗ相の下アームの通電信号Ｃw-は、Ｗ相の回転位置推定信号Ｈwの立ち下がりから１２０度の間だけオンになる。 The energization signal C (FIG. 4) is continuously turned on by a predetermined 120 degrees out of an electrical angle of 360 degrees, so that a so-called 120-degree energization is performed. The energization signal Cu + of the U-phase upper arm is turned on only during an electrical angle of 120 degrees from the rise of the U-phase rotational position estimation signal Hu. The energization signal Cu− of the U-phase lower arm is turned on only for 120 degrees from the falling edge of the U-phase rotational position estimation signal Hu. The energization signal Cv + for the V-phase upper arm is turned on only for 120 degrees from the rising edge of the V-phase rotational position estimation signal Hv. The energization signal Cv− for the V-phase lower arm is turned on only for 120 degrees from the fall of the V-phase rotational position estimation signal Hv. The energization signal Cw + of the W-phase upper arm is turned on only for 120 degrees from the rising edge of the W-phase rotational position estimation signal Hw. The energization signal Cw− of the lower arm of the W phase is turned on only for 120 degrees from the falling edge of the rotational position estimation signal Hw of the W phase.
スイッチング素子制御信号Ｄ（図５）は、オンとオフで表わされる。３相の上アームの制御信号Ｄu+、Ｄv+、Ｄw+は、対応する通電信号Ｃu+、Ｃv+、Ｃw+がオンの間、オンに固定される。３相の下アームの制御信号Ｄu-、Ｄv-、Ｄw-は、対応する通電信号Ｃu-、Ｃv-、Ｃw-がオンの間、速度制御信号Ｓpwmに応じてオン・オフ制御される。 The switching element control signal D (FIG. 5) is represented by ON and OFF. The control signals Du +, Dv +, Dw + for the three-phase upper arm are fixed on while the corresponding energization signals Cu +, Cv +, Cw + are on. The control signals Du−, Dv−, Dw− of the three-phase lower arms are on / off controlled according to the speed control signal Spwm while the corresponding energization signals Cu−, Cv−, Cw− are on.
次に、図６を参照して、ＰＷＭ手段(7)におけるＵ相の下アームの制御信号Ｄu-の生成について説明する。制御信号Ｄu-の生成は、速度制御信号ＳpwmをＰＷＭキャリア波Ｘ（この例では三角波）と比較することによって行なわれ、速度制御信号Ｓpwmがキャリア波Ｘより小さい間、制御信号Ｄu-はオンになり、それ以外ではオフになる。図６におけるパルス信号Ｐbは、制御信号Ｄu-がオンになる側のキャリア波Ｘのピークのタイミングで瞬間的に立ち上がるパルス信号であり、これは、後述するように、回転位置推定信号生成装置(3)で用いられる。 Next, generation of the control signal Du− for the lower arm of the U phase in the PWM means (7) will be described with reference to FIG. The generation of the control signal Du− is performed by comparing the speed control signal Spwm with the PWM carrier wave X (triangular wave in this example), and the control signal Du− is turned on while the speed control signal Spwm is smaller than the carrier wave X. Otherwise, it is turned off. The pulse signal Pb in FIG. 6 is a pulse signal that instantaneously rises at the timing of the peak of the carrier wave X on the side where the control signal Du− is turned on. As will be described later, this is a rotational position estimation signal generating device ( Used in 3).
Ｖ相およびＷ相の下アームの制御信号Ｄv-、Ｄw-の生成についても、上記と同様である。 The generation of the control signals Dv− and Dw− for the lower arms of the V and W phases is the same as described above.
上記のような制御信号Ｄを用いてスイッチング素子(16)を駆動することにより、いわゆる片側ＰＷＭ駆動が行なわれ、その結果、３相の相電圧Ｖは、図５に示すように変化する。図５の３相の相電圧を示す図中、一点鎖線は、誘起電圧を示している。図４および図５より明らかなように、各相の回転位置推定信号Ｈの位相は、誘起電圧の位相に対して３０度遅れている。 By driving the switching element (16) using the control signal D as described above, so-called one-side PWM driving is performed, and as a result, the three-phase phase voltage V changes as shown in FIG. In the diagram showing the phase voltages of the three phases in FIG. 5, the alternate long and short dash line indicates the induced voltage. As apparent from FIGS. 4 and 5, the phase of the rotational position estimation signal H of each phase is delayed by 30 degrees with respect to the phase of the induced voltage.
回転位置推定信号生成装置(3)において、周期計測手段(10)は、電気角６０度に相当する前記の周期Ｔpcを計測する。積分増減値演算手段(11)は、周期Ｔpcに基づき、前記の式(1)により積分増減値ΔＹを演算する。電圧比較回路(12)は、コンパレータ(15)により各相の相電圧Ｖを基準電圧Ｖaと比較し、比較信号Ｂu、Ｂv、Ｂwを出力する。比較信号は、Ｂで総称する。基準電圧Ｖaは、電源電圧Ｅの１／２である。比較信号Ｂは、相電圧Ｖが基準電圧Ｖaより大きいときは１で、それ以外のときは０である。積分手段(13)は、図６のパルス信号Ｐbのタイミングで、比較回路(12)の３相の比較信号Ｂを読み込む。そして、周期計測用パルス信号のタイミングで、比較信号Ｂに基づいて積分値Ｙを増減値ΔＹずつ増減するとともに、積分上限値Ｙmaxおよび積分下限値Ｙminで飽和させる積分処理を行なう。比較信号Ｂが１のときは積分値Ｙを増減値ΔＹずつ増加させ、比較信号Ｂが０のときは積分値Ｙを増減値ΔＹずつ減少させる。極性決定手段(14)は、上記周期計測用パルス信号のタイミングで、積分値Ｙを、積分上限値Ｙmaxと積分下限値Ｙminの中間値Ｙcと比較し、その大小関係に基づいて、回転位置推定信号Ｈの極性を決定する。積分値Ｙが中間値Ｙcより大きいときは、信号Ｈを１とし、それ以外のときは、信号Ｈを０とする。積分手段(13)における比較信号Ｂの読み込みおよび積分処理、ならびに極性決定手段(14)における回転位置推定信号Ｈの極性の決定は、３相についてそれぞれ行なわれる。Ｙu、Ｙv、Ｙwは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の積分値をそれぞれ表わしている。 In the rotational position estimation signal generation device (3), the period measuring means (10) measures the period Tpc corresponding to an electrical angle of 60 degrees. The integral increase / decrease value calculation means (11) calculates the integral increase / decrease value ΔY by the above formula (1) based on the period Tpc. The voltage comparison circuit (12) compares the phase voltage V of each phase with the reference voltage Va by the comparator (15), and outputs comparison signals Bu, Bv, Bw. The comparison signals are collectively referred to as B. The reference voltage Va is ½ of the power supply voltage E. The comparison signal B is 1 when the phase voltage V is greater than the reference voltage Va, and 0 otherwise. The integrating means (13) reads the three-phase comparison signal B of the comparison circuit (12) at the timing of the pulse signal Pb in FIG. Then, at the timing of the period measurement pulse signal, the integration value Y is increased / decreased by the increment / decrease value ΔY based on the comparison signal B, and an integration process is performed to saturate the integral upper limit value Ymax and the integration lower limit value Ymin. When the comparison signal B is 1, the integral value Y is increased by the increase / decrease value ΔY, and when the comparison signal B is 0, the integral value Y is decreased by the increase / decrease value ΔY. The polarity determining means (14) compares the integral value Y with the intermediate value Yc between the integral upper limit value Ymax and the integral lower limit value Ymin at the timing of the period measurement pulse signal, and estimates the rotational position based on the magnitude relationship. Determine the polarity of signal H. When the integral value Y is greater than the intermediate value Yc, the signal H is set to 1. Otherwise, the signal H is set to 0. Reading of the comparison signal B and integration processing in the integration means (13) and determination of the polarity of the rotational position estimation signal H in the polarity determination means (14) are performed for each of the three phases. Yu, Yv, and Yw represent the integrated values of the U phase, V phase, and W phase, respectively.
図７は、Ｕ相の相電圧Ｖuと、回転位置推定信号生成装置(3)の各部におけるＵ相に関する信号の１例を示すタイムチャートである。次に、図７を参照して、回転位置推定信号生成装置(3)におけるＵ相の回転位置推定信号Ｈuの生成について説明する。なお、式(1)におけるａは１、ＹmaxはＹa（＞０）、Ｙminは−Ｙaとする。すると、Ｙcは０となる。 FIG. 7 is a time chart showing an example of the U-phase phase voltage Vu and a signal related to the U-phase in each part of the rotational position estimation signal generation device (3). Next, generation of the U-phase rotational position estimation signal Hu in the rotational position estimation signal generation device (3) will be described with reference to FIG. In Equation (1), a is 1, Ymax is Ya (> 0), and Ymin is -Ya. Then, Yc becomes 0.
上記のようにパルス信号Ｐbのタイミングで比較信号Ｂuを読み込むことにより、比較信号Ｂuは、誘起電圧が正である１８０度の区間で１、誘起電圧が負である１８０度の区間で０となる。比較信号Ｂuが０の間は、積分値Ｙを増減値ΔＹずつ減少させるので、その間に、積分値Ｙは下限値−Ｙaに飽和する。誘起電圧の負から正へのゼロクロス点（第１ゼロクロス点＝図７の０°の時点）において、比較信号Ｂuが０から１に変化すると、積分値Ｙは周期計測用パルス信号ごとにΔＹずつ直線的に増加し、第１ゼロクロス点から時間Ｔpcが経過した時点（図７の６０°の時点）でＹaとなって、飽和する。そして、積分値Ｙが負の間は、回転位置推定信号Ｈuは０であるが、積分値Ｙが正になると、回転位置推定信号Ｈuは１となる。積分値Ｙが正になって、回転位置推定信号Ｈuが０から１になるのは、第１ゼロクロス点からＴpc／２の時間が経過した時点（図７の３０°の時点）である。比較信号Ｂuが１である間は、積分値ＹはＹaに保持され、誘起電圧の正から負へのゼロクロス点（第２ゼロクロス点＝図７の１８０°の時点）において、比較信号Ｂuが１から０に変化すると、積分値Ｙは積分値Ｙは周期計測用パルス信号ごとにΔＹずつ直線的に減少し、第２ゼロクロス点から時間Ｔpcが経過した時点（図７の２４０°の時点）で−Ｙaとなって、飽和する。そして、積分値Ｙが正である間は、回転位置推定信号Ｈuは１であるが、積分値Ｙが負になると、回転位置推定信号Ｈuは０となる。積分値Ｙが負になって、回転位置推定信号Ｈuが１から０になるのは、第２ゼロクロス点からＴpcの時間が経過した時点（図７の２１０°の時点）である。このようにして、Ｕ相の誘起電圧より３０度遅れた回転位置推定信号Ｈuが得られる。 By reading the comparison signal Bu at the timing of the pulse signal Pb as described above, the comparison signal Bu becomes 1 in a 180-degree section where the induced voltage is positive and becomes 0 in a 180-degree section where the induced voltage is negative. . While the comparison signal Bu is 0, the integral value Y is decreased by the increase / decrease value ΔY, and during that time, the integral value Y is saturated to the lower limit value −Ya. When the comparison signal Bu changes from 0 to 1 at the zero crossing point of the induced voltage from negative to positive (first zero crossing point = at 0 ° in FIG. 7), the integral value Y is ΔY for each period measuring pulse signal. It increases linearly and becomes Ya when the time Tpc elapses from the first zero cross point (at 60 ° in FIG. 7) and becomes saturated. While the integral value Y is negative, the rotational position estimation signal Hu is 0, but when the integral value Y becomes positive, the rotational position estimation signal Hu becomes 1. The integration value Y becomes positive and the rotational position estimation signal Hu changes from 0 to 1 when the time Tpc / 2 has elapsed from the first zero cross point (at 30 ° in FIG. 7). While the comparison signal Bu is 1, the integral value Y is held at Ya, and the comparison signal Bu is 1 at the zero cross point from the positive to the negative of the induced voltage (second zero cross point = 180 ° in FIG. 7). When the value changes from 0 to 0, the integral value Y decreases linearly by ΔY for each pulse signal for period measurement, and when the time Tpc has elapsed from the second zero cross point (at 240 ° in FIG. 7). It becomes -Ya and is saturated. While the integral value Y is positive, the rotational position estimation signal Hu is 1, but when the integral value Y becomes negative, the rotational position estimation signal Hu becomes 0. The integration value Y becomes negative and the rotational position estimation signal Hu becomes 1 to 0 when the time Tpc has elapsed from the second zero cross point (at 210 ° in FIG. 7). In this way, the rotational position estimation signal Hu delayed by 30 degrees from the U-phase induced voltage is obtained.
上記において、式(1)のａを１より小さい値にすれば、誘起電圧の位相に対する回転位置推定信号Ｈuの位相遅れが３０度より小さくなり、進み角制御が行なわれる。 In the above, if a in Equation (1) is set to a value smaller than 1, the phase delay of the rotational position estimation signal Hu with respect to the phase of the induced voltage becomes smaller than 30 degrees, and the advance angle control is performed.
Ｖ相およびＷ相の回転位置推定信号Ｈv、Ｈwの生成についても、上記と同様である。 The generation of the V-phase and W-phase rotational position estimation signals Hv and Hw is the same as described above.
モータ(1)の停止状態では、誘起電圧が発生せず、回転位置推定信号Ｈの生成ができないため、起動時には、低い周波数で転流を行なって、同期モータとして強制的に回転させ、誘起電圧の検出が可能な回転速度（たとえば１０００ｒｐｍに達してときに、上記のようなセンサレス駆動に切り替える。 When the motor (1) is stopped, no induced voltage is generated and the rotational position estimation signal H cannot be generated. Therefore, at the time of start-up, commutation is performed at a low frequency to forcibly rotate as a synchronous motor. Is switched to the sensorless drive as described above when the rotation speed reaches 1000 rpm (for example, 1000 rpm).
この発明は、自動車に搭載されたブラシレスＤＣモータ以外のブラシレスモータにも適用できる。 The present invention can also be applied to brushless motors other than brushless DC motors mounted on automobiles.
ブラシレスモータのセンサレス制御装置の各部の構成および機能は、上記実施形態のものに限らず、適宜変更可能である。たとえば、上記実施形態では、車載用であるから、直流電源としてバッテリが用いられているが、交流を整流して直流電源として用いてもよい。 The configuration and function of each part of the sensorless control device for the brushless motor are not limited to those of the above-described embodiment, and can be changed as appropriate. For example, in the above embodiment, the battery is used as a DC power source because it is for in-vehicle use, but an AC may be rectified and used as a DC power source.
(1) ブラシレスＤＣモータ
(2) 直流電源
(3) 回転位置推定信号生成装置
(4) 通電制御装置
(5) 通電信号生成手段
(6) 速度制御手段
(7) ＰＷＭ手段
(9) スイッチング手段
(10) 周期計測手段
(11) 積分増減値演算手段
(12) 電圧比較回路
(13) 積分手段
(14) 極性決定手段
(16u+)(16u-)(16v+)(16v-)(16w+)(16w-) スイッチング素子
(1) Brushless DC motor
(2) DC power supply
(3) Rotation position estimation signal generator
(4) Energization control device
(5) Energization signal generation means
(6) Speed control means
(7) PWM means
(9) Switching means
(10) Period measurement means
(11) Integral increase / decrease value calculation means
(12) Voltage comparison circuit
(13) Integration means
(14) Polarity determination means
(16u +) (16u-) (16v +) (16v-) (16w +) (16w-) Switching element
Claims (3)
３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期を測定することにより、電気角６０度に対応する時間を求め、この時間ならびに所定の積分上限値および積分下限値に基づいて積分増減値を求め、各相の相電圧を所定の基準電圧と比較し、各相について、相電圧と上記基準電圧との比較結果に基づいて積分値を上記積分増減値ずつ増減するとともに、上記積分上限値および積分下限値で飽和させる積分処理を行ない、上記積分値と上記積分上限値および積分下限値の中間値との大小関係に基づいて、各相の回転位置推定信号の極性を決定することを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御方法。 By generating a rotational position estimation signal for each phase in a digital manner based on the three-phase phase voltage, and controlling energization from the DC power supply to the three phases in a one-side PWM manner based on the rotational position estimation signal for each phase, A method of controlling a brushless motor using a permanent magnet without using a rotational position detection sensor,
By measuring the period at which the state of the three-phase rotational position estimation signal changes, a time corresponding to an electrical angle of 60 degrees is obtained, and an integral increase / decrease value is obtained based on this time and a predetermined integral upper limit value and integral lower limit value. The phase voltage of each phase is compared with a predetermined reference voltage, and for each phase, the integral value is increased or decreased by the integral increase / decrease value based on the comparison result between the phase voltage and the reference voltage, and the integral upper limit value and integral Integration processing is performed to saturate at the lower limit value, and the polarity of the rotational position estimation signal of each phase is determined based on the magnitude relationship between the integration value and the intermediate value between the integration upper limit value and the integration lower limit value. Sensorless control method for brushless motor.
回転位置推定信号生成手段が、
３相の回転位置推定信号の状態が変化する周期を計測することにより、電気角６０度に対応する時間を求める周期計測手段と、
この時間ならびに所定の積分上限値および積分下限値に基づいて積分増減値を求める積分増減値演算手段と、
各相の相電圧を所定の基準電圧と比較する電圧比較手段と、
各相について、相電圧と上記基準電圧との比較結果に基づいて積分値を上記積分増減値ずつ増減するとともに、上記積分上限値および積分下限値で飽和させる積分処理を行なう積分手段と、
各相について、上記積分値と上記積分上限値および積分下限値の中間値との大小関係に基づいて、各相の回転位置推定信号の極性を決定する極性決定手段と
を備えていることを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御装置。 Rotational position estimation signal generating means for generating a rotational position estimation signal for each phase in a digital manner based on the phase voltage of the three phases; An apparatus for controlling a brushless motor using a permanent magnet without using a rotational position detection sensor.
The rotational position estimation signal generating means is
A period measuring means for obtaining a time corresponding to an electrical angle of 60 degrees by measuring a period in which the state of the three-phase rotational position estimation signal changes;
An integral increase / decrease value calculating means for obtaining an integral increase / decrease value based on this time and a predetermined integral upper limit value and integral lower limit value;
Voltage comparison means for comparing the phase voltage of each phase with a predetermined reference voltage;
For each phase, an integration means for increasing / decreasing the integral value by the integral increase / decrease value based on the comparison result of the phase voltage and the reference voltage, and performing an integration process for saturating at the integral upper limit value and the integral lower limit value;
Polarity determining means for determining the polarity of the rotational position estimation signal for each phase based on the magnitude relationship between the integral value and the intermediate value between the integral upper limit value and the integral lower limit value for each phase. Sensorless control device for brushless motor.
通電制御手段が、
各相の上下アームにそれぞれ設けられた合計６個のスイッチング素子を有するスイッチング回路と、
各相の回転位置推定信号に基づいて各スイッチング素子に対する通電信号を生成する通電信号生成手段と、
回転速度検出値および回転速度設定値に基づいて速度制御信号を生成する速度制御手段と、
通電信号および速度制御信号に基づいてスイッチング素子制御信号を生成するＰＷＭ手段とを備えており、
速度制御手段が、回転速度検出値と回転速度設定値の大小関係に基づいて、現在の速度制御信号を一定の増減値ずつ増減するものであることを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御装置。 The apparatus of claim 2.
Energization control means
A switching circuit having a total of six switching elements respectively provided on the upper and lower arms of each phase;
Energization signal generating means for generating an energization signal for each switching element based on the rotational position estimation signal of each phase;
Speed control means for generating a speed control signal based on the rotation speed detection value and the rotation speed setting value;
PWM means for generating a switching element control signal based on the energization signal and the speed control signal,
A sensorless control device for a brushless motor, wherein the speed control means increases or decreases the current speed control signal by a constant increase / decrease value based on the magnitude relationship between the rotation speed detection value and the rotation speed setting value.
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007097363A (en) * | 2005-09-30 | 2007-04-12 | Jtekt Corp | Control method and control device of hydraulic brushless motor |
| JP2009124870A (en) * | 2007-11-15 | 2009-06-04 | Meidensha Corp | V/f control system for permanent magnet synchronous electric motor |
| WO2009144122A1 (en) * | 2008-05-30 | 2009-12-03 | Robert Bosch Gmbh | Method for rotational speed regulation, electric drive and electric tool |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08322285A (en) * | 1995-05-23 | 1996-12-03 | Fujitsu General Ltd | Control method of brushless motor |
| JPH10225175A (en) * | 1997-02-06 | 1998-08-21 | Samsung Electron Co Ltd | Sensorless dc brushless motor |
| JPH1198883A (en) * | 1997-09-24 | 1999-04-09 | Fujitsu General Ltd | Method for controlling brushless motor |
| JPH1198884A (en) * | 1997-09-24 | 1999-04-09 | Fujitsu General Ltd | Method for controlling brushless motor |
-
2003
- 2003-09-05 JP JP2003313738A patent/JP2005086861A/en active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08322285A (en) * | 1995-05-23 | 1996-12-03 | Fujitsu General Ltd | Control method of brushless motor |
| JPH10225175A (en) * | 1997-02-06 | 1998-08-21 | Samsung Electron Co Ltd | Sensorless dc brushless motor |
| JPH1198883A (en) * | 1997-09-24 | 1999-04-09 | Fujitsu General Ltd | Method for controlling brushless motor |
| JPH1198884A (en) * | 1997-09-24 | 1999-04-09 | Fujitsu General Ltd | Method for controlling brushless motor |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007097363A (en) * | 2005-09-30 | 2007-04-12 | Jtekt Corp | Control method and control device of hydraulic brushless motor |
| JP2009124870A (en) * | 2007-11-15 | 2009-06-04 | Meidensha Corp | V/f control system for permanent magnet synchronous electric motor |
| WO2009144122A1 (en) * | 2008-05-30 | 2009-12-03 | Robert Bosch Gmbh | Method for rotational speed regulation, electric drive and electric tool |
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