JP2005080165A - Photocurrent/voltage conversion circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、光電変換素子に発生する光電流を電圧に変換する光電流電圧変換回路に関する。 The present invention relates to a photocurrent-voltage conversion circuit that converts a photocurrent generated in a photoelectric conversion element into a voltage.
従来の光電流電圧変換回路の回路図を図４に示し、その説明を行う。図４において、ＰＤ３は光を電流に変換するフォトダイオード、Ｃ３はフォトダイオードＰＤ３の接合容量を表す容量であり、その接合容量を判り易く説明するために外部に取り出して表現したものである。Ａ２１はオペアンプ、Ｒ２１はフォトダイオードＰＤ３で発生した光電流を電圧に変換するための抵抗器である。 A circuit diagram of a conventional photocurrent / voltage conversion circuit is shown in FIG. 4 and will be described. In FIG. 4, PD3 is a photodiode that converts light into current, and C3 is a capacitance that represents the junction capacitance of the photodiode PD3. The junction capacitance is taken out and expressed for easy understanding. A21 is an operational amplifier, and R21 is a resistor for converting the photocurrent generated in the photodiode PD3 into a voltage.
これら要素は、フォトダイオードＰＤ３がオペアンプＡ２１の反転入力端子２１と正側電源Ｖｄｄとの間に接続され、抵抗器Ｒ２１がオペアンプＡ２１の出力端子２２と反転入力端子２１との間に接続されている。更に説明すると、フォトダイオードＰＤ３のカソード端は正側電源Ｖｄｄに接続され、アノード端はオペアンプＡ２１の反転入力端子２１に接続されている。また、オペアンプＡ２１の非反転入力端子２３に基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。
In these elements, the photodiode PD3 is connected between the inverting
次に、このような構成の光電流電圧変換回路の動作を説明する。
オペアンプＡ２１の反転入力端子２１の電圧としては、非反転入力端子２３に供給されている電圧レベルＶｒｅｆが生じているため、フォトダイオードＰＤ３にはＶｄｄ−Ｖｒｅｆの電圧が印加されていることになる。
フォトダイオードＰＤ３に光が当たると、光電流Ｉが発生し、この光電流ＩがＶｄｄからＶｒｅｆに向かう方向に流れ、最終的に抵抗器Ｒ２１を通って出力端子２２に到達する。抵抗器Ｒ２１の両端子間には、光電流Ｉに相当する電圧が発生し、出力端子２２の電圧Ｖｏｕｔは次式（１）のようになる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ−Ｉ×Ｒ２１ａ …（１）
Next, the operation of the photocurrent / voltage conversion circuit having such a configuration will be described.
Since the voltage level Vref supplied to the
When light strikes the photodiode PD3, a photocurrent I is generated, this photocurrent I flows in the direction from Vdd to Vref, and finally reaches the
Vout = Vref−I × R21a (1)
但し、抵抗器Ｒ２１の抵抗値をＲ２１ａとした。
このようにして、フォトダイオードＰＤ３に照射される光の光量を測定することができる。ここで、オペアンプの最適なダイナミックレンジを保つためには光量が強ければ抵抗値Ｒ２１ａを小さく、逆に光量が弱ければ抵抗値Ｒ２１ａを大きくすれば良い。
ところで、このような光電流電圧変換回路の動作速度は、容量Ｃ３及び抵抗値Ｒ２１ａが大きいと時定数が大きくなるので遅くなる。従って、弱い光量下で高速動作させることが困難であった。
However, the resistance value of the resistor R21 is R21a.
In this way, the amount of light irradiated on the photodiode PD3 can be measured. Here, in order to maintain the optimum dynamic range of the operational amplifier, the resistance value R21a may be decreased if the light amount is strong, and conversely, if the light amount is weak, the resistance value R21a may be increased.
By the way, the operation speed of such a photocurrent-voltage conversion circuit becomes slow because the time constant increases when the capacitance C3 and the resistance value R21a are large. Therefore, it is difficult to operate at high speed under a weak light quantity.
この問題を解決するための従来の光電流電圧変換回路を図５に示す。
図５において、ＰＤ４は光を電流に変換するためのフォトダイオード、Ｃ４はフォトダイオードＰＤ４の接合容量を表す容量（上述の説明と同様）、Ａ３１はオペアンプ、Ｒ３１はフォトダイオードＰＤ４で発生した光電流を電圧に変換するための抵抗器である。ｍ３１，ｍ３２はＮ型ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor)であり、２個のＭＯＳＦＥＴｍ３１，ｍ３２でカレントミラー回路を構成している。
A conventional photocurrent / voltage conversion circuit for solving this problem is shown in FIG.
In FIG. 5, PD4 is a photodiode for converting light into a current, C4 is a capacitance representing the junction capacitance of the photodiode PD4 (same as described above), A31 is an operational amplifier, and R31 is a photocurrent generated in the photodiode PD4. Is a resistor for converting the voltage into a voltage. m31 and m32 are N-type MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistors), and the two MOSFETs m31 and m32 constitute a current mirror circuit.
これら要素は、フォトダイオードＰＤ４が、ＭＯＳＦＥＴｍ３１のドレイン端子と正側電源Ｖｄｄとの間に接続され、ＭＯＳＦＥＴｍ３２のドレイン端子がオペアンプＡ３１の反転入力端子３２に接続され、抵抗器Ｒ３１がオペアンプＡ３１の出力端子３３と反転入力端子３２との間に接続され、オペアンプＡ３１の非反転入力端子３４に基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。
In these elements, the photodiode PD4 is connected between the drain terminal of the MOSFET m31 and the positive power supply Vdd, the drain terminal of the MOSFET m32 is connected to the
次に、このような構成の光電流電圧変換回路の動作を説明する。
フォトダイオードＰＤ４に光が照射されると、光電流Ｉが発生し、この光電流ＩがＶｄｄからＭＯＳＦＥＴｍ３１のドレイン端子に流れる。ここで、ＭＯＳＦＥＴｍ３１，ｍ３２のサイズ比をＮ（Ｎ＞１）とすると、ＭＯＳＦＥＴｍ３２に流れ込む電流は、ＭＯＳＦＥＴｍ３１のドレイン端子に流れ込む電流のＮ倍になるので、Ｎ×Ｉとなる。そして、抵抗器Ｒ３１を通って出力端子３３に達するので、出力電圧Ｖｏｕｔは、次式（２）のようになる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ−Ｎ×Ｉ×Ｒ３１ａ …（２）
但し、抵抗器Ｒ３１の抵抗値をＲ３１ａとした。
Next, the operation of the photocurrent / voltage conversion circuit having such a configuration will be described.
When the photodiode PD4 is irradiated with light, a photocurrent I is generated, and this photocurrent I flows from Vdd to the drain terminal of the MOSFET m31. Here, if the size ratio of the MOSFETs m31 and m32 is N (N> 1), the current flowing into the MOSFET m32 is N times the current flowing into the drain terminal of the MOSFET m31, and thus N × I. And since it reaches the
Vout = Vref−N × I × R31a (2)
However, the resistance value of the resistor R31 is R31a.
上式（２）からもわかるように、図４に示した光電流電圧変換回路と同じ電圧を得るには、抵抗値Ｒ３１ａを１／Ｎ倍と小さくすればよい。抵抗値を小さくすることによって、光電流電圧変換回路の動作速度を向上させることができる。
この種の従来の光電流電圧変換回路として、例えば特許文献１に記載のものがある。
As this type of conventional photocurrent-voltage conversion circuit, for example, there is one described in Patent Document 1.
しかし、従来の光電流電圧変換回路においては、次に説明するような問題がある。例えば、図５に示した光電流電圧変換回路を光ディスク装置に適用した場合、光ディスクの書き込み時は光信号の強度が強く、読み込み時は弱くなる。このため、ＭＯＳＦＥＴｍ３１，ｍ３２で構成されるカレントミラー回路は、光電流が少ない場合は多い場合に比べて動作速度が遅くなる。
これは、ＭＯＳＦＥＴｍ３１のコンダクタンスｇｍが、下式（３）によって支配されており、下式（３）によると光電流Ｉが小さくなるとコンダクタンスｇｍが小さくなるからである。
ｇｍ＝√（２ＫＩ） …（３）
但し、Ｋは、ＭＯＳＦＥＴのサイズ及び物理的な定数で決まる定数である。
However, the conventional photocurrent / voltage conversion circuit has the following problems. For example, when the photocurrent-voltage conversion circuit shown in FIG. 5 is applied to an optical disk device, the intensity of the optical signal is strong when writing to the optical disk and weak when reading. For this reason, the operation speed of the current mirror circuit composed of the MOSFETs m31 and m32 is slower when the photocurrent is small than when the photocurrent is large.
This is because the conductance gm of the MOSFET m31 is governed by the following expression (3), and according to the following expression (3), the conductance gm decreases as the photocurrent I decreases.
gm = √ (2KI) (3)
However, K is a constant determined by the size and physical constant of the MOSFET.
更に、抵抗値はコンダクタンスｇｍの逆数であり、光電流Ｉが極めて少ない場合には、抵抗値が非常に大きくなり、結果的にフォトダイオードＰＤ４の接合容量Ｃ４と合わさって回路の動作速度が遅くなる。
特に近年においては、光ディスクに対する書き込み速度の高速化に伴い、書き込みレベルは格段に高くなっている。一方、読み出しレベルは一定のままであるため、書き込み時と読み出し時の信号レベル差が益々大きくなり、読み出し時における回路の動作速度が、書込み時との相対関係において、より遅くなるという問題がある。
Further, the resistance value is the reciprocal of the conductance gm, and when the photocurrent I is very small, the resistance value becomes very large, and as a result, the operation speed of the circuit is slowed together with the junction capacitance C4 of the photodiode PD4. .
In particular, in recent years, the writing level has been remarkably increased with the increase in the writing speed for optical disks. On the other hand, since the read level remains constant, the difference in signal level between writing and reading becomes larger, and there is a problem that the operation speed of the circuit at the time of reading becomes slower relative to the time of writing. .
この問題を、図６を参照して更に説明する。図６は光ディスクの書込み時と読み出し時との応答波形の一例を示す図である。図６において、４１は基準電圧Ｖｒｅｆ、即ち暗状態での信号レベルである。４２は読み出し時の光信号の強度が弱い時のレベル、４３は書き込み時の光信号の強度が強い時のレベルである。光ディスクの読み出しレベル４２から書き込みレベル４３に遷移する時は、光信号の強度が強いほうへ遷移するので光電流Ｉが多くなって、ＭＯＳＦＥＴｍ３１，ｍ３２も高速に動作する。従って、遷移時間ｔ１も短い。しかし、逆に書き込みレベル４２から読み出しレベル４３に遷移する時は、光電流Ｉが少なくなるので、ＭＯＳＦＥＴｍ３１，ｍ３２も高速に動作できなくなり遷移時間ｔ２も長くなる。このような特性では、読み出しレベルの期間も短くなり、高速動作の障害となる。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、光信号の強度に関係なく高速に動作させることができる光電流電圧変換回路を提供することを目的としている。
This problem will be further described with reference to FIG. FIG. 6 is a diagram showing an example of response waveforms at the time of writing to and reading from the optical disc. In FIG. 6, reference numeral 41 denotes a reference voltage Vref, that is, a signal level in a dark state. 42 is a level when the intensity of the optical signal at the time of reading is weak, and 43 is a level when the intensity of the optical signal at the time of writing is high. At the transition from the
The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a photocurrent-voltage conversion circuit that can be operated at high speed regardless of the intensity of an optical signal.
上記目的を達成するために、本発明の請求項１による光電流電圧変換回路は、光電変換素子から発生する光電流を、少なくとも抵抗素子を有する電流電圧変換回路によって電圧に変換する光電流電圧変換回路において、第１の電流を出力する第１の電流源と、第２の電流を出力する第２の電流源と、前記光電流と前記第１の電流との加算電流が流入される第1の電流経路と、前記電流電圧変換回路を流れる電流と前記第２の電流との加算電流が流入される第２の電流経路とを備え、前記第２の電流が前記第１の電流のＮ倍（但し、Ｎ＞１）の値であり、且つ前記第２の電流経路を流れる電流が前記第１の電流経路を流れる電流のＮ倍の値であることを特徴としている。 In order to achieve the above object, a photoelectric current-voltage conversion circuit according to claim 1 of the present invention converts a photoelectric current generated from a photoelectric conversion element into a voltage by a current-voltage conversion circuit having at least a resistance element. In the circuit, a first current source that outputs a first current, a second current source that outputs a second current, and a first current into which an addition current of the photocurrent and the first current flows. Current path, and a second current path into which an addition current of the current flowing through the current-voltage conversion circuit and the second current flows, and the second current is N times the first current. (N> 1), and the current flowing through the second current path is N times the current flowing through the first current path.
この構成によれば、光電流をＩ１、第１の電流をＩ２とすると、第１の電流経路に流入される電流はＩ１＋Ｉ２となる。第２の電流経路に流れ込む電流は、第１の電流経路のＮ倍なので、Ｎ×（Ｉ１＋Ｉ２）となる。また、第２の電流は第１の電流のＮ倍なので、第２の電流経路には、Ｎ×Ｉ２の電流が流入される。また、電流電圧変換回路の抵抗素子には、第２の電流経路に流入される加算電流から第２の電流の値を差し引いた値の電流が流れる。このことから、抵抗素子を流れる電流は、第１及び第２の電流の値に無関係に、光電変換素子で発生した光電流Ｉ１のＮ倍となっていることがわかる。従って、光電流Ｉ１がゼロ又は低いレベルであっても、少なくとも第１及び第２の電流経路には、第１及び第２の電流源から第１の電流Ｉ２及び第２の電流Ｎ×Ｉ２が供給されているので、これらの電流Ｉ２及びＮ×Ｉ２を、所望の動作速度を確保するレベルとなるように設定すれば良い。これによって、光電流電圧変換回路を、光信号の強度に関係なく高速に動作させることができる。 According to this configuration, when the photocurrent is I1 and the first current is I2, the current flowing into the first current path is I1 + I2. Since the current flowing into the second current path is N times that of the first current path, N × (I1 + I2). Further, since the second current is N times the first current, a current of N × I2 flows into the second current path. In addition, a current having a value obtained by subtracting the value of the second current from the added current flowing into the second current path flows through the resistance element of the current-voltage conversion circuit. From this, it can be seen that the current flowing through the resistance element is N times the photocurrent I1 generated in the photoelectric conversion element regardless of the values of the first and second currents. Accordingly, even if the photocurrent I1 is at a zero or low level, at least the first and second current paths have the first current I2 and the second current N × I2 from the first and second current sources. Since the current is supplied, these currents I2 and N × I2 may be set so as to ensure a desired operation speed. As a result, the photocurrent-voltage conversion circuit can be operated at high speed regardless of the intensity of the optical signal.
また、本発明の請求項２による光電流電圧変換回路は、請求項１において、前記電流電圧回路は、前記第２の電流源が反転入力端子に接続されたオペアンプを備え、このオペアンプの反転入力端子と出力端子との間に前記抵抗素子が接続されていることを特徴としている。
この構成によれば、反転増幅器構成とされたオペアンプを用いて電流を電圧に変換するので、適正に変換することできる。
また、本発明の請求項３による光電流電圧変換回路は、請求項１または２において、前記第１及び第２の電流経路によってカレントミラー回路が形成されていることを特徴としている。
この構成によれば、第１の電流経路を流れる電流が第２の電流経路を流れる電流にミラーされるので、光電流を高い精度で電流電圧変換回路へ流入することができる。
According to a second aspect of the present invention, there is provided the photocurrent-voltage conversion circuit according to the first aspect, wherein the current-voltage circuit includes an operational amplifier in which the second current source is connected to an inverting input terminal. The resistor element is connected between the terminal and the output terminal.
According to this configuration, since the current is converted into the voltage using the operational amplifier having the inverting amplifier configuration, it can be appropriately converted.
According to a third aspect of the present invention, there is provided a photoelectric current-voltage conversion circuit according to the first or second aspect, wherein a current mirror circuit is formed by the first and second current paths.
According to this configuration, since the current flowing through the first current path is mirrored by the current flowing through the second current path, the photocurrent can flow into the current-voltage conversion circuit with high accuracy.
また、本発明の請求項４による光電流電圧変換回路は、請求項１または２において、前記第１の電流経路は、一端が前記光電変換素子及び前記第１の電流源に接続され、他端が基準電圧端子に接続された第２の抵抗素子を備えて成り、前記第２の電流経路は、前記第２の電流源及び前記電流電圧変換回路に接続された電流制御用のトランジスタと、このトランジスタと前記基準電圧端子との間に接続され、且つ前記第２の抵抗素子の１／Ｎの抵抗値を有する第３の抵抗素子を備えて成り、前記第２の抵抗素子の一端の電圧と、前記トランジスタと前記第３の抵抗素子との間の電圧とを入力とする第２のオペアンプを備え、この第２のオペアンプの出力信号により前記トランジスタを流れる電流を制御することを特徴としている。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the photoelectric current-voltage conversion circuit according to the first or second aspect, wherein one end of the first current path is connected to the photoelectric conversion element and the first current source, and the other end. Comprises a second resistance element connected to a reference voltage terminal, and the second current path includes a current control transistor connected to the second current source and the current-voltage conversion circuit, and A third resistance element connected between a transistor and the reference voltage terminal and having a resistance value of 1 / N of the second resistance element; and a voltage at one end of the second resistance element; And a second operational amplifier that receives a voltage between the transistor and the third resistance element as input, and a current flowing through the transistor is controlled by an output signal of the second operational amplifier.
この構成によれば、第２のオペアンプの制御によってトランジスタに流れる電流が制御され、第２及び第３の抵抗素子の各々の両端電位差が同じ値となる。しかし、第２及び第３の抵抗素子の抵抗値は、Ｎ：１の関係となっているので、第２及び第３の抵抗素子に流入する電流値は逆の１：Ｎとなる。従って、上記カレントミラー回路と同様の作用があるので、光信号の強度に関係なく高速に動作させることができる。 According to this configuration, the current flowing through the transistor is controlled by the control of the second operational amplifier, and the potential difference between both ends of each of the second and third resistance elements has the same value. However, since the resistance values of the second and third resistance elements are in a relationship of N: 1, the current value flowing into the second and third resistance elements is the opposite 1: N. Therefore, since it has the same effect as the current mirror circuit, it can be operated at high speed regardless of the intensity of the optical signal.
また、本発明の請求項５による光電流電圧変換回路は、請求項４において、前記光電変換素子及び前記第１の電流源の接続部分と、前記第２のオペアンプの入力端子及び前記第２の抵抗素子の接続部分との間に、電流制御用の第２のトランジスタを接続し、この第２のトランジスタに流れる電流を制御する端子に一定の電圧を印加したことを特徴としている。 According to a fifth aspect of the present invention, there is provided the photoelectric current-voltage conversion circuit according to the fourth aspect, wherein the photoelectric conversion element and the first current source are connected together, the input terminal of the second operational amplifier and the second operational amplifier. A second transistor for current control is connected between the connecting portion of the resistance elements, and a constant voltage is applied to a terminal for controlling a current flowing through the second transistor.
この構成によれば、第２のトランジスタの電流制御用の端子に一定の電圧を印加するようにしたので、光電変換素子と第２のトランジスタとの接続部分の電圧も一定になるように作用し、光電変換素子の接合容量への電荷の充放電のための電流を大幅に減らすことができる。この結果、第２の抵抗素子と接合容量が分離されたので第２の抵抗素子の抵抗値が相対的に高くなっても、光電流電圧変換回路を高速に動作可能とすることができる。 According to this configuration, since a constant voltage is applied to the current control terminal of the second transistor, the voltage at the connection portion between the photoelectric conversion element and the second transistor is also made constant. The current for charging and discharging the charge to and from the junction capacitance of the photoelectric conversion element can be greatly reduced. As a result, since the second resistance element and the junction capacitance are separated, the photocurrent-voltage conversion circuit can be operated at high speed even if the resistance value of the second resistance element becomes relatively high.
以上説明したように本発明は、光電変換素子から発生する光電流を、少なくとも抵抗素子を有する電流電圧変換回路によって電圧に変換する光電流電圧変換回路を、第１の電流を出力する第１の電流源と、第２の電流を出力する第２の電流源と、光電流と第１の電流との加算電流が流入される第1の電流経路と、電流電圧変換回路を流れる電流と第２の電流との加算電流が流入される第２の電流経路とを備え、第２の電流が第１の電流のＮ倍（但し、Ｎ＞１）の値であり、且つ第２の電流経路を流れる電流が第１の電流経路を流れる電流のＮ倍の値であるように構成した。 As described above, according to the present invention, the photocurrent-voltage conversion circuit that converts the photocurrent generated from the photoelectric conversion element into a voltage by the current-voltage conversion circuit having at least the resistance element is used to output the first current. A current source, a second current source that outputs a second current, a first current path through which an added current of the photocurrent and the first current flows, a current flowing through the current-voltage conversion circuit, and a second current And a second current path through which an additional current flows in, the second current is N times the first current (where N> 1), and the second current path is The current flowing is configured to be a value N times the current flowing through the first current path.
この構成においては、電流電圧変換回路の抵抗素子には、第２の電流経路に流入される加算電流から第２の電流の値を差し引いた値の電流が流れるので、抵抗素子を流れる電流は、第１及び第２の電流の値に無関係に、光電変換素子で発生した光電流Ｉ１のＮ倍となっていることがわかる。従って、光電流Ｉ１がゼロ又は低いレベルであっても、少なくとも第１及び第２の電流経路には、第１及び第２の電流源から第１の電流Ｉ２及び第２のＮ×Ｉ２が供給されているので、これらの電流Ｉ２及びＮ×Ｉ２を、所望の動作速度を確保するレベルとなるように設定すれば良い。
これによって、光電流電圧変換回路を、光信号の強度に関係なく高速に動作させることができるという効果がある。
In this configuration, since a current having a value obtained by subtracting the value of the second current from the addition current flowing into the second current path flows through the resistance element of the current-voltage conversion circuit, the current flowing through the resistance element is It can be seen that the photocurrent I1 generated in the photoelectric conversion element is N times as large as the first and second current values. Therefore, even if the photocurrent I1 is at a zero or low level, at least the first and second current paths are supplied with the first current I2 and the second N × I2 from the first and second current sources. Therefore, these currents I2 and N × I2 may be set so as to ensure a desired operating speed.
As a result, the photocurrent / voltage conversion circuit can be operated at high speed regardless of the intensity of the optical signal.
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る光電流電圧変換回路の回路図である。
図１において、ＰＤ１は光を電流に変換するフォトダイオード等の光電変換素子、Ｃ１は光電変換素子ＰＤ１の接合容量を表す容量であり、その接合容量を判り易く説明するために外部に取り出して表現したものである。ｍ１，ｍ２は入出力電流比が１：Ｎのカレントミラー回路を構成するＮ型のＭＯＳＦＥＴである。ＣＳ１，ＣＳ２は電流値が１：Ｎの比を有する電流源、Ａ１はオペアンプ、Ｒ１はオペアンプＡ１の反転入力端子２と出力端子３とに接続され、電流を電圧に変換するための抵抗器である。また、オペアンプＡ１の非反転入力端子４には基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram of a photocurrent / voltage conversion circuit according to a first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, PD1 is a photoelectric conversion element such as a photodiode that converts light into current, and C1 is a capacity that represents the junction capacitance of the photoelectric conversion element PD1, and is expressed by taking it out for the sake of easy understanding. It is a thing. m1 and m2 are N-type MOSFETs constituting a current mirror circuit having an input / output current ratio of 1: N. CS1 and CS2 are current sources having a current ratio of 1: N, A1 is an operational amplifier, R1 is connected to the inverting input terminal 2 and the
このような構成の光電流電圧変換回路において、光電変換素子ＰＤ１で発生した光電流をＩ１、電流源ＣＳ１から供給される電流をＩ２とすると、ＭＯＳＦＥＴｍ１に流れ込む電流はＩ１＋Ｉ２となる。ＭＯＳＦＥＴｍ２に流れ込む電流は、ＭＯＳＦＥＴｍ１のＮ倍なので、Ｎ×（Ｉ１＋Ｉ２）となる。また、電流源ＣＳ２には、電流源ＣＳ１のＮ倍の電流が供給されるので、Ｎ×Ｉ２の電流がＭＯＳＦＥＴｍ２に向かって流れる。 In the photocurrent-voltage conversion circuit having such a configuration, if the photocurrent generated in the photoelectric conversion element PD1 is I1, and the current supplied from the current source CS1 is I2, the current flowing into the MOSFET m1 is I1 + I2. Since the current flowing into the MOSFET m2 is N times that of the MOSFET m1, it is N × (I1 + I2). Further, since the current source CS2 is supplied with a current N times that of the current source CS1, an N × I2 current flows toward the MOSFET m2.
抵抗器Ｒ１には、ＭＯＳＦＥＴｍ２に流れる電流と電流源ＣＳ２に流れる電流の差である下式（４）で示す電流値が、オペアンプＡ１の出力端子３から反転入力端子２に流れる。
Ｎ・（Ｉ１＋Ｉ２）―Ｎ・Ｉ２＝Ｎ・Ｉ１ …（４）
従って、出力電圧Ｖｏｕｔは次式（５）のようになる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ＋Ｎ・Ｉ１・Ｒａ …（５）
但し、抵抗器Ｒ１の抵抗値をＲ１ａとした。
In the resistor R1, a current value represented by the following expression (4), which is the difference between the current flowing in the MOSFET m2 and the current flowing in the current source CS2, flows from the
N · (I1 + I2) −N · I2 = N · I1 (4)
Accordingly, the output voltage Vout is expressed by the following equation (5).
Vout = Vref + N · I1 · Ra (5)
However, the resistance value of the resistor R1 is R1a.
上式（５）によると、抵抗器Ｒ１を流れる電流は、電流源ＣＳ１，ＣＳ２の電流値に無関係に、光電変換素子ＰＤ１で発生した電流のＮ倍となっていることがわかる。
この光電流電圧変換回路によると、光電流Ｉ１がゼロ又は低いレベルであっても、少なくともＭＯＳＦＥＴｍ１及びｍ２には、電流源ＣＳ１，ＣＳ２から電流Ｉ２及びＮ×Ｉ２が供給されているので、この電流Ｉ２及びＮ×Ｉ２を、所望の動作速度を確保するレベルとなるように設定すれば良い。
According to the above equation (5), it can be seen that the current flowing through the resistor R1 is N times the current generated in the photoelectric conversion element PD1 regardless of the current values of the current sources CS1 and CS2.
According to this photocurrent-voltage conversion circuit, even if the photocurrent I1 is zero or at a low level, at least the MOSFETs m1 and m2 are supplied with the currents I2 and N × I2 from the current sources CS1 and CS2. What is necessary is just to set I2 and NxI2 so that it may become a level which ensures a desired operating speed.
具体的には、前述の式（３）で求められるコンダクタンスｇｍと容量Ｃ１から必要な電流量を決定することができる。これによって、光電流電圧変換回路を、光信号の強度に関係なく高速に動作させることができる。
このような光電流電圧変換回路を光ディスク装置に適用した場合、光ディスクの書き込みレベルから読み出しレベルへの遷移時間と、逆の読み出しレベルから書き込みレベルへの遷移時間とをほぼ同じとすることができるので、光ディスクの書き込みレベルと読み出しレベルにおいて、各々交互に高速に信号が来る場合においても、高速に応答することができる。
Specifically, the necessary amount of current can be determined from the conductance gm and the capacitance C1 obtained by the above equation (3). As a result, the photocurrent-voltage conversion circuit can be operated at high speed regardless of the intensity of the optical signal.
When such a photocurrent / voltage conversion circuit is applied to an optical disc apparatus, the transition time from the write level to the read level of the optical disc can be made substantially the same as the transition time from the reverse read level to the write level. Even when signals are alternately received at high speeds at the write level and the read level of the optical disc, it is possible to respond at high speed.
（第２の実施の形態）
図２は、本発明の第２の実施の形態に係る光電流電圧変換回路の回路図である。
図２において、ＰＤ２は光を電流に変換するフォトダイオード等の光電変換素子、Ｃ２は光電変換素子ＰＤ２の接合容量を表す容量であり、その接合容量を判り易く説明するために外部に取り出して表現したものである。Ｒ１２，Ｒ１３は抵抗値がＮ：１の比を有する１対の抵抗器、ＣＳ１１，ＣＳ１２は電流値が１：Ｎの比を有する電流源、ｍ１１はＮ型のＭＯＳＦＥＴ、Ａ１１，Ａ１２はオペアンプ、Ｒ１１はオペアンプＡ１１の反転入力端子１４と出力端子１５とに接続して電流を電圧に変換するための抵抗器である。オペアンプＡ１１の非反転入力端子１６には、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。また、オペアンプＡ１２の出力端子１３は、ＭＯＳＦＥＴｍ１１のゲート端に接続されている。
(Second Embodiment)
FIG. 2 is a circuit diagram of a photocurrent-voltage conversion circuit according to the second embodiment of the present invention.
In FIG. 2, PD2 is a photoelectric conversion element such as a photodiode that converts light into a current, and C2 is a capacity that represents the junction capacitance of the photoelectric conversion element PD2. The junction capacity is taken out and expressed for easy understanding. It is a thing. R12 and R13 are a pair of resistors having a resistance value of N: 1, CS11 and CS12 are current sources having a current value of 1: N, m11 is an N-type MOSFET, and A11 and A12 are operational amplifiers. R11 is a resistor connected to the inverting
このような構成の光電流電圧変換回路の動作を説明する。
オペアンプＡ１２の非反転入力端子１１の電圧をＶ１１、反転入力端子１２の電圧をＶ１２、オペアンプＡ１２の出力端子１３の電圧をＶ１３とすると、次式（６）のような関係が成立する。
Ｖ１３＝Ａ×（Ｖ１１−Ｖ１２） …（６）
ここで、ＡはオペアンプＡ１２の利得である。この利得が十分高ければ、次式（７）のような関係が成立する。
（Ｖ１１−Ｖ１２）＝０ …（７）
The operation of the photocurrent-voltage conversion circuit having such a configuration will be described.
When the voltage of the
V13 = A × (V11−V12) (6)
Here, A is the gain of the operational amplifier A12. If this gain is sufficiently high, the following equation (7) is established.
(V11−V12) = 0 (7)
即ち、抵抗器Ｒ１２，Ｒ１３の両端電位差が同じになるように、オペアンプＡ１２の出力電圧によるＭＯＳＦＥＴｍ１１のゲート制御によって、抵抗器Ｒ１３へ流れる電流の電流値を決める。
仮に、抵抗器Ｒ１３の両端電位差が、抵抗器Ｒ１２よりも小さい場合には、上式（６）のかっこ内の値は、正（プラス）となるので、オペアンプＡ１２の出力電圧Ｖ１３は、より大きくなり、ＭＯＳＦＥＴｍ１１に流れる電流は増加する。この結果、抵抗器Ｒ１３の両端電位差が大きくなる。
That is, the current value of the current flowing to the resistor R13 is determined by gate control of the MOSFET m11 by the output voltage of the operational amplifier A12 so that the potential difference between both ends of the resistors R12 and R13 is the same.
If the potential difference between both ends of the resistor R13 is smaller than that of the resistor R12, the value in the parentheses in the above equation (6) becomes positive (plus), so that the output voltage V13 of the operational amplifier A12 is larger. Thus, the current flowing through the MOSFET m11 increases. As a result, the potential difference between both ends of the resistor R13 increases.
逆に、抵抗器Ｒ１３の両端電位差が、抵抗器Ｒ１２の両端電位差よりも大きい場合には、上式（６）のかっこ内の値は、負（マイナス）になるので、出力電圧Ｖ１３はより小さくなり、ＭＯＳＦＥＴｍ１１に流れる電流は減少する。この結果、抵抗器Ｒ１３の両端電位差が小さくなる。
このような動作によって、抵抗器Ｒ１２とＲ１３との端子１１，１２の電位が同じ値になる。
ここで、抵抗器Ｒ１２，Ｒ１３の抵抗値を１０：１の比にしておくと、上記で説明したように両端電位差が一定になるように作用するため、電流値は反対の１：１０となる。このようにオペアンプＡ１２，抵抗器Ｒ１２，Ｒ１３、ＭＯＳＦＥＴｍ１１で構成される回路も、図１に示したＭＯＳＦＥＴｍ１，ｍ２で構成されるカレントミラー回路と同様の作用がある。
Conversely, when the potential difference between both ends of the resistor R13 is larger than the potential difference between both ends of the resistor R12, the value in parentheses in the above equation (6) becomes negative (minus), so the output voltage V13 is smaller. Thus, the current flowing through the MOSFET m11 decreases. As a result, the potential difference between both ends of the resistor R13 is reduced.
By such an operation, the potentials of the
Here, if the resistance values of the resistors R12 and R13 are set to a ratio of 10: 1, the potential value at both ends acts to be constant as described above, so the current value is the opposite 1:10. . As described above, the circuit constituted by the operational amplifier A12, the resistors R12 and R13, and the MOSFET m11 has the same operation as the current mirror circuit constituted by the MOSFETs m1 and m2 shown in FIG.
従って、第２の実施の形態の光電流電圧変換回路においても、第１の実施の形態の光電流電圧変換回路と同様に、光信号の強弱に関係なくいつも高速に動作させることができる。
なお、図１に示す第１の実施の形態の光電流電圧変換回路においては、ＭＯＳＦＥＴｍ２の出力インピーダンスが有限であるため、端子２の電圧によって電流値が僅かではあるが変動する。しかし、図２に示す第２の実施の形態の光電流電圧変換回路は、抵抗器Ｒ１２、Ｒ１３の抵抗値の比精度のみでカレントミラー回路の精度が定まるので、上記端子２に対応する電流源ＣＳ１２の出力端子１４の電圧の影響を受けることがない。このため、第１の実施の形態の光電流電圧変換回路よりも、比精度の優れた回路を提供することができる。
Accordingly, the photocurrent / voltage conversion circuit according to the second embodiment can always be operated at high speed regardless of the strength of the optical signal, similarly to the photocurrent / voltage conversion circuit according to the first embodiment.
In the photocurrent-voltage conversion circuit according to the first embodiment shown in FIG. 1, the output impedance of the MOSFET m2 is finite, so that the current value slightly varies depending on the voltage at the terminal 2. However, in the photocurrent-voltage conversion circuit of the second embodiment shown in FIG. 2, the accuracy of the current mirror circuit is determined only by the ratio accuracy of the resistance values of the resistors R12 and R13. It is not affected by the voltage of the
（第３の実施の形態）
図３は、本発明の第３の実施の形態に係る光電流電圧変換回路の回路図である。但し、図３に示す第３の実施の形態において、図２に示した第２の実施の形態の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
図３に示す光電流電圧変換回路が、図２に示した光電流電圧変換回路と異なる点は、光電変換素子ＰＤ２及び電流源ＣＳ１１の接続部分１１と、オペアンプＡ１２の非反転入力端子及び抵抗器Ｒ１２の接続部分１７との間に、Ｐ型のＭＯＳＦＥＴｍ１２を接続したことにある。更に説明すると、ＭＯＳＦＥＴｍ１２のドレイン端子を抵抗器Ｒ１２の一端１７に、ソース端子を光電変換素子ＰＤ２及び電流源ＣＳ１１の接続部分１１に接続し、ゲート端子１８に第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を印加した。
(Third embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram of a photocurrent-voltage conversion circuit according to the third embodiment of the present invention. However, in the third embodiment shown in FIG. 3, the same reference numerals are given to the portions corresponding to the respective parts of the second embodiment shown in FIG.
The photocurrent / voltage conversion circuit shown in FIG. 3 is different from the photocurrent / voltage conversion circuit shown in FIG. 2 in that the photoelectric conversion element PD2 and the
このような構成の光電流電圧変換回路の動作を説明する。
まず、図２に示した第２の実施の形態の光電流電圧変換回路においては、抵抗器Ｒ１２と光電変換素子ＰＤ２の接合容量Ｃ２とを組み合わせた回路で低域通過フィルタを形成し、抵抗値が高いほど又は容量値が大きいほど、光電流電圧変換回路の動作速度が低下することになる。これは、図２の端子１１がＰＤ２からくる信号電流によって電圧変動が発生し、この電圧変動にともない容量Ｃ２にも電流が供給されることから、速度の低下を引き起こすことになると考えても良い。この回路においては、抵抗器Ｒ１２がＲ１３の抵抗値のＮ倍であること、また抵抗器Ｒ１２，Ｒ１３の抵抗値を下げると、それぞれの抵抗器Ｒ１２，Ｒ１３に流れる電流源ＣＳ１１，ＣＳ１２の電流が増加することになる。
The operation of the photocurrent-voltage conversion circuit having such a configuration will be described.
First, in the photocurrent-voltage conversion circuit of the second embodiment shown in FIG. 2, a low-pass filter is formed by a circuit in which a resistor R12 and a junction capacitance C2 of the photoelectric conversion element PD2 are combined, and the resistance value The higher the value or the larger the capacitance value, the lower the operation speed of the photocurrent / voltage conversion circuit. This may be considered that a voltage fluctuation occurs due to a signal current coming from the PD 2 at the terminal 11 in FIG. 2, and a current is also supplied to the capacitor C2 in accordance with the voltage fluctuation, thereby causing a reduction in speed. . In this circuit, if the resistor R12 is N times the resistance value of R13, and if the resistance values of the resistors R12 and R13 are lowered, the currents of the current sources CS11 and CS12 flowing through the resistors R12 and R13 are changed. Will increase.
しかし、図３に示すように、ＭＯＳＦＥＴｍ１２を追加して、そのゲート端子１８への印加電圧を一定の基準電圧Ｖｒｅｆ２に保持することで、ＭＯＳＦＥＴｍ１２のソース側端子１１の電圧も一定になるように作用し、容量Ｃ２への電荷の充放電のための電流を大幅に減らすことができる。この結果、抵抗器Ｒ１２の抵抗値が相対的に高くなっても高速に動作可能な光電変換回路を提供することができる。
以上説明した第１〜第３の実施の形態においては、トランジスタとしてＭＯＳＦＥＴを用いたが、代わりにバイポーラトランジスタを用いても同様の効果を得ることができる。
However, as shown in FIG. 3, by adding the MOSFET m12 and holding the applied voltage to the
In the first to third embodiments described above, MOSFETs are used as transistors. However, similar effects can be obtained by using bipolar transistors instead.
本発明の光電流電圧変換回路は、光信号の信号レベル比が高い場合又は光信号が無くなった場合においても、常に高速に動作させることができるので、高速に動作する光ディスクからの光信号を検出する場合などに好適に利用することができる。 The photocurrent-voltage conversion circuit of the present invention can always operate at high speed even when the signal level ratio of the optical signal is high or when there is no optical signal, so it detects the optical signal from the optical disk operating at high speed. It can be suitably used in the case of doing so.
ＰＤ１，ＰＤ２ 光電変換素子
Ｃ１，Ｃ２ 光電変換素子の接合容量
ｍ１，ｍ２，ｍ１１ Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ
ｍ１２ Ｐ型のＭＯＳＦＥＴ
ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ１１，ＣＳ１２ 電流源
Ａ１，Ａ１１，Ａ１２ オペアンプ
Ｒ１，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３ 抵抗器
Ｖｒｅｆ，Ｖｒｅｆ２ 基準電圧
PD1, PD2 Photoelectric conversion element C1, C2 Junction capacitance of photoelectric conversion element m1, m2, m11 N-type MOSFET
m12 P-type MOSFET
CS1, CS2, CS11, CS12 Current source A1, A11, A12 Operational amplifier R1, R11, R12, R13 Resistor Vref, Vref2 Reference voltage
Claims (5)
第１の電流を出力する第１の電流源と、
第２の電流を出力する第２の電流源と、
前記光電流と前記第１の電流との加算電流が流入される第1の電流経路と、
前記電流電圧変換回路を流れる電流と前記第２の電流との加算電流が流入される第２の電流経路とを備え、
前記第２の電流が前記第１の電流のＮ倍（但し、Ｎ＞１）の値であり、且つ前記第２の電流経路を流れる電流が前記第１の電流経路を流れる電流のＮ倍の値である
ことを特徴とする光電流電圧変換回路。 In the photocurrent-voltage conversion circuit that converts the photocurrent generated from the photoelectric conversion element into a voltage by a current-voltage conversion circuit having at least a resistance element,
A first current source that outputs a first current;
A second current source for outputting a second current;
A first current path through which an added current of the photocurrent and the first current flows;
A second current path through which an added current of the current flowing through the current-voltage conversion circuit and the second current flows,
The second current is N times the first current (where N> 1), and the current flowing through the second current path is N times the current flowing through the first current path. A photocurrent-voltage conversion circuit characterized by being a value.
ことを特徴とする請求項１に記載の光電流電圧変換回路。 The current-voltage circuit includes an operational amplifier in which the second current source is connected to an inverting input terminal, and the resistance element is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier. The photocurrent-voltage conversion circuit according to claim 1.
ことを特徴とする請求項１または２に記載の光電流電圧変換回路。 The photocurrent-voltage conversion circuit according to claim 1, wherein a current mirror circuit is formed by the first and second current paths.
前記第２の電流経路は、前記第２の電流源及び前記電流電圧変換回路に接続された電流制御用のトランジスタと、このトランジスタと前記基準電圧端子との間に接続され、且つ前記第２の抵抗素子の１／Ｎの抵抗値を有する第３の抵抗素子を備えて成り、
前記第２の抵抗素子の一端の電圧と、前記トランジスタと前記第３の抵抗素子との間の電圧とを入力とする第２のオペアンプを備え、この第２のオペアンプの出力信号により前記トランジスタを流れる電流を制御する
ことを特徴とする請求項１または２に記載の光電流電圧変換回路。 The first current path includes a second resistance element having one end connected to the photoelectric conversion element and the first current source and the other end connected to a reference voltage terminal.
The second current path is connected between a current control transistor connected to the second current source and the current-voltage conversion circuit, and between the transistor and the reference voltage terminal, and the second current path Comprising a third resistive element having a resistance value of 1 / N of the resistive element;
A second operational amplifier having a voltage at one end of the second resistance element and a voltage between the transistor and the third resistance element as inputs; and the transistor is controlled by an output signal of the second operational amplifier. The photocurrent-voltage conversion circuit according to claim 1, wherein the flowing current is controlled.
ことを特徴とする請求項４に記載の光電流電圧変換回路。 A second transistor for current control is connected between the connection portion of the photoelectric conversion element and the first current source, and the connection portion of the input terminal of the second operational amplifier and the second resistance element. The photocurrent-voltage conversion circuit according to claim 4, wherein a constant voltage is applied to a terminal for controlling a current flowing through the second transistor.
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