JP2005073363A - Self-exited flyback system of dc-dc converter, camera, and electronic flash device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、DC−DCコンバータに関する。特に本発明は、閃光装置の発光エネルギーを蓄えるコンデンサを高電圧に充電するための、自励フライバック方式のDC−DCコンバータに関する。 The present invention relates to a DC-DC converter. In particular, the present invention relates to a self-excited flyback type DC-DC converter for charging a capacitor for storing light emission energy of a flash device to a high voltage.
カメラに内蔵される閃光装置は、発光エネルギーを蓄電するメインコンデンサと、カメラに装填される電池から給電されてメインコンデンサを高電圧に充電するDC−DCコンバータとを有している。このDC−DCコンバータは、充電に際して大きな電流を必要とする一方で、電池電圧を大きく低下させないように動作する必要がある。なぜなら、電池電圧が大きく低下すると、カメラ内の他の回路が正常に給電されなくなるからである。従って、カメラに内蔵される閃光装置には、消費電流が比較的小さいという特徴を有するフライバック方式のDC−DCコンバータが用いられている。 The flash device built in the camera includes a main capacitor that stores light emission energy, and a DC-DC converter that is supplied with power from a battery loaded in the camera and charges the main capacitor to a high voltage. While this DC-DC converter requires a large current for charging, it needs to operate so as not to greatly reduce the battery voltage. This is because when the battery voltage is greatly reduced, other circuits in the camera are not normally supplied with power. Therefore, a flyback type DC-DC converter having a feature that current consumption is relatively small is used in a flash device incorporated in a camera.
図7は、従来の自励フライバック方式のDC−DCコンバータ10(以下、コンバータ10と略記)の回路図である。図に示すように、コンバータ10は、交換可能な電池Battと、抵抗Ra、Rb、Rcと、トランジスタQaと、コンデンサCaと、ダイオードDaとを1次側に有している。また、コンバータ10は、ダイオードDb及びメインコンデンサCmを2次側に有すると共に、1次側及び2次側を磁気的に結合するトランスTaを有している。トランスTaは、1次巻線n1と、2次巻線n2と、フィードバック巻線FBとで構成されている。1次巻線n1と2次巻線n2との磁気的結合は逆極性であり、1次巻線n1とフィードバック巻線FBとの磁気的結合は同極性である。 FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional self-excited flyback DC-DC converter 10 (hereinafter abbreviated as converter 10). As shown in the figure, the converter 10 has a replaceable battery Batt, resistors Ra, Rb, and Rc, a transistor Qa, a capacitor Ca, and a diode Da on the primary side. Further, the converter 10 includes a diode Ta and a main capacitor Cm on the secondary side, and a transformer Ta that magnetically couples the primary side and the secondary side. The transformer Ta is composed of a primary winding n1, a secondary winding n2, and a feedback winding FB. The magnetic coupling between the primary winding n1 and the secondary winding n2 has a reverse polarity, and the magnetic coupling between the primary winding n1 and the feedback winding FB has the same polarity.
図8は、コンバータ10の各部の電圧波形を示すタイミング図である。以下、図7、8を用いて、コンバータ10の動作を説明する。
まず、電池Battから抵抗Raを介してトランジスタQaにベース電流が注入されて、トランジスタQaは導通状態に切り替わる。これに同期して、1次巻線n1には、図1に示す方向に1次側電流Iaが流れ出し、フィードバック巻線FBには、図7の丸印(・)側に正の電圧が励起され、図示の方向に電流Ifbが流れる。電流Ifbは、抵抗Rb及びコンデンサCaを介してトランジスタQaへのベース電流を増加させ、これによりトランジスタQaは、完全に導通状態となる。そして、フィードバック巻線FBには、図8に示すように、1次側電流Iaの微分値に比例した一定電圧が丸印側を正として生じる。
FIG. 8 is a timing diagram showing voltage waveforms at various parts of converter 10. Hereinafter, the operation of the converter 10 will be described with reference to FIGS.
First, a base current is injected from the battery Batt to the transistor Qa via the resistor Ra, and the transistor Qa is switched to a conductive state. In synchronization with this, the primary current Ia flows out to the primary winding n1 in the direction shown in FIG. 1, and a positive voltage is excited to the circle (•) side of FIG. 7 in the feedback winding FB. The current Ifb flows in the direction shown in the figure. The current Ifb increases the base current to the transistor Qa via the resistor Rb and the capacitor Ca, so that the transistor Qa becomes completely conductive. Then, in the feedback winding FB, as shown in FIG. 8, a constant voltage proportional to the differential value of the primary current Ia is generated with the circle side being positive.
ここで、電池Battの電圧をE(ボルト)、1次巻線n1のインダクタンスをLa(ヘンリー)、トランジスタQaが導通に切り替わってから経過した時間をt(秒)とすると、1次側電流Iaは、次式で表される。
Ia=E×t÷La・・・(1)
トランジスタQaの導通期間Ton中において、2次巻線n2には、丸印側に正の電圧が励起されるが、ダイオードDbがあるため、2次巻線n2に電流は流れない。トランジスタQaの導通期間TonにトランスTaのコアに蓄積される磁気エネルギーEgは、1次側電流の最大値をIamaxとすると、次式で表される。
Eg=(1/2)×L×(Iamaxの2乗)・・・(2)
なお、上式の導出に際して、フィードバック巻線FBに流れる電流Ifbは、1次側電流Iaに対して十分小さいので、無視されている。
Here, assuming that the voltage of the battery Batt is E (volts), the inductance of the primary winding n1 is La (Henry), and the time elapsed after the transistor Qa is switched to conduction is t (seconds), the primary side current Ia Is expressed by the following equation.
Ia = E × t ÷ La (1)
During the conduction period Ton of the transistor Qa, a positive voltage is excited on the secondary winding n2 on the circle side, but no current flows through the secondary winding n2 because of the diode Db. The magnetic energy Eg stored in the core of the transformer Ta during the conduction period Ton of the transistor Qa is expressed by the following equation, where Iamax is the maximum value of the primary side current.
Eg = (1/2) × L × (Iamax squared) (2)
In deriving the above equation, the current Ifb flowing in the feedback winding FB is sufficiently small with respect to the primary side current Ia, and is ignored.
また、電流IfbがトランジスタQaのベース電流として図示の方向に流れる時間、即ち、トランジスタQaの導通期間Tonは、抵抗Rbの抵抗値及びコンデンサCaの容量で決まる時定数に依存する。この導通時間Tonを過ぎて、トランジスタQaのベース電流が少しでも減り始めたら、それまでは増加していた1次側電流Iaは減少し始める。これに同期して、フィードバック巻線FBには、丸印側に負の電圧が励起されるので、図示と逆方向に電流Ifbが流れる。従って、抵抗Raを介して流れる電流はトランジスタQaのベースに流れないので、トランジスタQaは非導通状態に切り替わる。 Further, the time during which the current Ifb flows in the direction shown in the drawing as the base current of the transistor Qa, that is, the conduction period Ton of the transistor Qa depends on the time constant determined by the resistance value of the resistor Rb and the capacitance of the capacitor Ca. If the base current of the transistor Qa starts to decrease even a little after the conduction time Ton, the primary side current Ia that has been increased until then starts to decrease. In synchronization with this, a negative voltage is excited on the circle side of the feedback winding FB, so that a current Ifb flows in the direction opposite to that shown in the figure. Accordingly, since the current flowing through the resistor Ra does not flow to the base of the transistor Qa, the transistor Qa is switched to a non-conductive state.
トランジスタQaの非導通期間Toff中において、2次巻線n2には、丸印側に負の電圧が励起される。このため、トランジスタQaの導通期間Tonに蓄積された磁気エネルギーEgは、図示の方向に2次側電流Ibとして流れて、メインコンデンサCmを充電することで放出される。この後、磁気エネルギーEgの放出終了により2次側電流Ibがゼロになると、フィードバック巻線FBには、負電圧が励起されなくなる。従って、トランジスタQaには、電池Battから抵抗Raを介してベース電流が流れ込み、トランジスタQaは再度導通状態に切り替わる。このようにトランジスタQaが導通状態または非導通状態への切り替えを繰り返すことで、メインコンデンサCmは充電される。 During the non-conduction period Toff of the transistor Qa, a negative voltage is excited on the secondary winding n2 on the circle side. For this reason, the magnetic energy Eg accumulated during the conduction period Ton of the transistor Qa flows as the secondary current Ib in the direction shown in the figure, and is released by charging the main capacitor Cm. Thereafter, when the secondary current Ib becomes zero due to the end of the release of the magnetic energy Eg, the negative voltage is not excited in the feedback winding FB. Accordingly, the base current flows into the transistor Qa from the battery Batt via the resistor Ra, and the transistor Qa is switched to the conductive state again. Thus, the main capacitor Cm is charged by repeatedly switching the transistor Qa to the conductive state or the non-conductive state.
ところで、1次側電流の最大値Iamaxは、(1)式に示したように、電池電圧E及びトランジスタQaの導通時間Tonに比例し、インダクタンスLaに反比例して増加する。導通時間Tonは、抵抗Rbの抵抗値、コンデンサCaの容量、及びフィードバック巻線FBに励起される電圧Vfbに依存する。抵抗Rbの抵抗値及びコンデンサCaの容量は定数であり変化しないが、電池電圧Eが変化して1次側電流Iaが変化すると、Vfbも変化する。 By the way, the maximum value Iamax of the primary side current increases in proportion to the battery voltage E and the conduction time Ton of the transistor Qa and in inverse proportion to the inductance La, as shown in the equation (1). The conduction time Ton depends on the resistance value of the resistor Rb, the capacitance of the capacitor Ca, and the voltage Vfb excited in the feedback winding FB. The resistance value of the resistor Rb and the capacitance of the capacitor Ca are constants and do not change. However, when the battery voltage E changes and the primary current Ia changes, Vfb also changes.
具体的には、電池電圧Eが大きいと、フィードバック巻線FBの電圧Vfbが大きくなり、導通期間Tonが長くなるので、1次側電流の最大値Iamaxは大きくなる。この場合、メインコンデンサCmの充電時間は短くなるが、1次側電流Iaが大きくなりすぎて回路温度が上昇したり、回路素子が破損するおそれがある。反対に、電池Battが消耗して電池電圧Eが下がると、1次側電流の最大値Iamaxは小さくなる。この場合、メインコンデンサCmの充電に要する時間が極端に長くなり、閃光を伴う撮影が終わってから次の撮影までの間、長時間待たなければならないという不具合が生じる。 Specifically, when the battery voltage E is large, the voltage Vfb of the feedback winding FB becomes large and the conduction period Ton becomes long, so the maximum value Iamax of the primary side current becomes large. In this case, the charging time of the main capacitor Cm is shortened, but the primary side current Ia becomes too large, and the circuit temperature may rise or the circuit element may be damaged. On the contrary, when the battery Batt is consumed and the battery voltage E decreases, the maximum value Iamax of the primary side current decreases. In this case, the time required for charging the main capacitor Cm becomes extremely long, and there arises a problem that it is necessary to wait for a long time from the end of shooting with flashing to the next shooting.
このような電源電圧の変動またはバラツキによる不具合を解消するため、特許文献1は、電池電圧或いはメインコンデンサの充電電圧に応じて、PWMのパルス幅及びデューティ比を変化させる他励フライバック方式のDC−DCコンバータを提案している。また、特許文献2は、予めデジタルメモリに記録されたデータに基づいて、充電の進行に応じて1次側電流を変化させながらメインコンデンサの充電を行う他励フライバック方式のDC−DCコンバータを提案している。
特許文献1、2の方法では、いずれもマイクロコンピュータなどを使って1次側電流或いは2次側電流の通電時間に複雑な制御を行う必要がある。このようなDC−DCコンバータは、回路構成が複雑になる上、製造コストも高くなってしまう。
本発明の目的は、電子閃光装置用のDC−DCコンバータにおいて、マイクロコンピュータ等を用いた複雑な制御をすることなく、電源電圧の変動に拘わらずに1次側電流(の最大値)を所定値に維持することである。
In the methods of Patent Documents 1 and 2, it is necessary to perform complicated control on the energization time of the primary side current or the secondary side current using a microcomputer or the like. Such a DC-DC converter has a complicated circuit configuration and a high manufacturing cost.
An object of the present invention is to provide a predetermined primary current (maximum value) in a DC-DC converter for an electronic flash device regardless of fluctuations in power supply voltage without complicated control using a microcomputer or the like. Is to keep the value.
本発明の別の目的は、上記のDC−DCコンバータにおいて、1次側電流を所望の値に設定可能にすることである。 Another object of the present invention is to enable the primary side current to be set to a desired value in the above-described DC-DC converter.
請求項1の自励フライバック方式のDC−DCコンバータは、閃光装置の発光エネルギーを蓄えるメインコンデンサを2次側電流により充電するものであり、トランスと、1次側スイッチング素子と、2次側整流回路と、第1スイッチング回路と、第2スイッチング回路とを備えていることを特徴とする。トランスは、1次巻線及び2次巻線を有し、1次巻線には1次側電流が供給される。1次側スイッチング素子は、導通状態及び非導通状態を有し、1次側電流を周期的にスイッチングする。2次側整流回路は、1次巻線に1次側電流が流れている期間、2次巻線に2次側電流が流れることを防止してトランスにエネルギーを蓄積させ、1次巻線に1次側電流が流れていない期間、トランスの蓄積エネルギーを、2次巻線及びメインコンデンサに流れる2次側電流として流出させる。第1スイッチング回路は、1次側電流を検出して、1次側電流の絶対値が予め定められた上限値に達したときに同期して、1次側スイッチング素子を非導通状態に切り替える。第2スイッチング回路は、2次側電流を検出して、2次側電流の流出終了に同期して、1次側スイッチング素子を導通状態に切り替える。 The DC-DC converter of the self-excited flyback system according to claim 1 charges a main capacitor that stores light emission energy of the flash device by a secondary side current, and includes a transformer, a primary side switching element, and a secondary side. A rectifier circuit, a first switching circuit, and a second switching circuit are provided. The transformer has a primary winding and a secondary winding, and a primary current is supplied to the primary winding. The primary side switching element has a conducting state and a non-conducting state, and periodically switches the primary side current. The secondary-side rectifier circuit prevents the secondary-side current from flowing through the secondary winding while the primary-side current is flowing through the primary winding and accumulates energy in the transformer. During the period when the primary side current is not flowing, the stored energy of the transformer is discharged as a secondary side current flowing through the secondary winding and the main capacitor. The first switching circuit detects the primary side current and switches the primary side switching element to the non-conduction state in synchronization with the absolute value of the primary side current reaching a predetermined upper limit value. The second switching circuit detects the secondary side current and switches the primary side switching element to the conductive state in synchronization with the end of the outflow of the secondary side current.
請求項2の自励フライバック方式のDC−DCコンバータは、請求項1記載の発明において、強制オフ回路を備えていることを特徴とする。この強制オフ回路は、メインコンデンサの電圧が目標値に達したときに同期して、第1スイッチング回路及び第2スイッチング回路によるスイッチング動作を停止させて、メインコンデンサの充電を停止させる。
請求項3の自励フライバック方式のDC−DCコンバータは、請求項1または請求項2記載の発明において、『第2スイッチング回路が、導通状態において2次側電流を通過させるトランジスタを有し、トランジスタのベースーエミッタ間電圧として2次側電流を検出し、2次側電流の流出終了に同期して、トランジスタを非導通状態に切り替える』ことを特徴とする。
The self-excited flyback type DC-DC converter according to claim 2 is characterized in that, in the invention according to claim 1, a forced-off circuit is provided. This forced-off circuit stops the switching operation by the first switching circuit and the second switching circuit in synchronization with the voltage of the main capacitor reaching the target value, and stops the charging of the main capacitor.
The DC-DC converter of the self-excited flyback system according to claim 3 is the invention according to claim 1 or 2, wherein the second switching circuit includes a transistor that allows a secondary current to pass in a conductive state. The secondary current is detected as the base-emitter voltage of the transistor, and the transistor is switched to a non-conductive state in synchronization with the end of the secondary current flow.
請求項4の自励フライバック方式のDC−DCコンバータは、請求項1または請求項2記載の発明において、『第2スイッチング回路は、2次側電流の経路に挿入されたダイオードを有し、ダイオードの順方向電圧として2次側電流を検出する』ことを特徴とする。
請求項5の自励フライバック方式のDC−DCコンバータは、請求項1〜請求項4のいずれか1項記載の発明において、『第1スイッチング回路が、電流検出用抵抗と、分圧用抵抗と、トランジスタとを備えている』ことを特徴とする。電流検出用抵抗は、1次側電流の経路に直列に挿入されている。分圧用抵抗は、1次側電流の経路外において電流検出用抵抗に接続されている。また、1次巻線に1次側電流が流れている期間、分圧用抵抗には、電流が供給される。トランジスタは、電流検出用抵抗の電圧及び分圧用抵抗の電圧の和を受けるオンオフ制御端子を有すると共に、オンオフ制御端子の電圧が所定の電圧値に達したときに同期して、導通状態に切り替わることにより、1次側スイッチング素子を非導通状態に切り替える。
The self-excited flyback type DC-DC converter according to claim 4 is the invention according to claim 1 or 2, wherein the second switching circuit has a diode inserted in a path of a secondary current, The secondary current is detected as the forward voltage of the diode.
The self-excited flyback type DC-DC converter according to claim 5 is the invention according to any one of claims 1 to 4, wherein the first switching circuit includes a current detecting resistor, a voltage dividing resistor, And a transistor ”. The current detection resistor is inserted in series in the primary current path. The voltage dividing resistor is connected to the current detecting resistor outside the path of the primary side current. Further, current is supplied to the voltage dividing resistor during the period when the primary side current flows through the primary winding. The transistor has an on / off control terminal that receives the sum of the voltage of the current detection resistor and the voltage of the voltage dividing resistor, and is switched to a conductive state in synchronization with the voltage of the on / off control terminal reaching a predetermined voltage value. Thus, the primary side switching element is switched to the non-conductive state.
請求項6のカメラは、発光して被写体に光を照射する発光部と、発光部の発光に必要なエネルギーを蓄えるメインコンデンサと、2次側電流によりメインコンデンサを充電する請求項1〜請求項5のいずれか1項記載の自励フライバック方式のDC−DCコンバータと、被写体を撮像する撮像部とを備えていることを特徴とする。
請求項7の電子閃光装置は、発光して被写体に光を照射する発光部と、発光部の発光に必要なエネルギーを蓄えるメインコンデンサと、2次側電流によりメインコンデンサを充電する請求項1〜請求項5のいずれか1項記載の自励フライバック方式のDC−DCコンバータとを備えていることを特徴とする。
The camera according to claim 6 emits light to irradiate the subject with light, a main capacitor for storing energy necessary for light emission of the light emitting unit, and a main capacitor charged by a secondary current. 5. The self-excited flyback DC-DC converter according to any one of 5 and an imaging unit that images a subject.
The electronic flash device according to claim 7 emits light to irradiate the subject with light, a main capacitor for storing energy required for light emission of the light emitting unit, and a main capacitor charged by a secondary current. A self-excited flyback type DC-DC converter according to claim 5 is provided.
本発明では、第1スイッチング回路は、1次側電流を検出して、1次側電流の絶対値が予め定められた上限値に達したときに同期して、1次側スイッチング素子を非導通状態に切り替える。このため、1次側電流の最大値を所定値に維持できるので、電池電圧が変化してもDC−DCコンバータの消費電流はあまり変わらない。従って、閃光装置の発光エネルギーを蓄積するメインコンデンサを充電する時間も、大きく変化しない。この結果、電池が新しいときには消費電流が大きく、消耗により電池電圧が低下しているときには充電時間が極端に長くなるという従来課題を解消できる。 In the present invention, the first switching circuit detects the primary-side current, and synchronizes the primary-side switching element when the absolute value of the primary-side current reaches a predetermined upper limit value. Switch to state. For this reason, since the maximum value of the primary side current can be maintained at a predetermined value, even if the battery voltage changes, the consumption current of the DC-DC converter does not change much. Accordingly, the time for charging the main capacitor for accumulating the light emission energy of the flash device does not change greatly. As a result, it is possible to solve the conventional problem that when the battery is new, the current consumption is large, and when the battery voltage is reduced due to consumption, the charging time becomes extremely long.
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図において、同一要素には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
<第1の実施形態の構成>
図1は、本発明の第1の実施形態における、電子閃光装置用の自励フライバック方式のDC−DCコンバータ(以下、コンバータ30と略記)の回路図である。本実施形態は、請求項1、請求項2、及び請求項4に対応する。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In addition, in each figure, the same code | symbol is attached | subjected to the same element and the overlapping description is abbreviate | omitted.
<Configuration of First Embodiment>
FIG. 1 is a circuit diagram of a self-excited flyback DC-DC converter (hereinafter abbreviated as a converter 30) for an electronic flash device according to a first embodiment of the present invention. This embodiment corresponds to claims 1, 2, and 4.
図に示すように、コンバータ30は、交換可能な電池Battと、スタート信号入力端子STと、抵抗Rf、Rg、Rh、Ri、Rj、Rk、Rlと、フリップフロップFFと、NPNトランジスタQf、Qgと、コンデンサCfと、MOSトランジスタQhとを1次側に有している。また、コンバータ30は、ダイオードDf、Dg、Dhと、ツェナダイオードZと、NPNトランジスタQiと、抵抗Rm、Rnと、メインコンデンサCmとを2次側に有している。さらに、コンバータ30は、互いに磁気的に結合された1次巻線w1及び2次巻線w2からなるトランスTfを有している。
As shown, the
なお、1次巻線w1と2次巻線w2との磁気的結合は逆極性であり、図中のGNDは接地線(電圧ゼロV)を示している。また、メインコンデンサCmは、電子閃光装置(図示せず)の発光エネルギーを蓄電するためのものである。さらに、フリップフロップFFは、クロック端子CK、データ入力端子D、リセット端子R、及び出力端子OUTを有している。フリップフロップFFは、クロック端子CKへの入力電圧の立ち上がりに同期して、この立ち上がり時におけるデータ入力端子Dの入力電圧を、出力端子OUTから出力する。 Note that the magnetic coupling between the primary winding w1 and the secondary winding w2 has a reverse polarity, and GND in the figure indicates a ground line (voltage zero V). The main capacitor Cm is for storing the light emission energy of an electronic flash device (not shown). Further, the flip-flop FF has a clock terminal CK, a data input terminal D, a reset terminal R, and an output terminal OUT. The flip-flop FF outputs the input voltage of the data input terminal D at the rising edge from the output terminal OUT in synchronization with the rising of the input voltage to the clock terminal CK.
<第1の実施形態の動作説明>
図2は、コンバータ30の各部の電圧波形を示すタイミング図である。以下、図2に示された時刻t0〜t5のタイミングに従って、コンバータ30の動作を説明する。なお、説明の簡単化のため、図1に示すように、抵抗Rh、Rj、クロック端子CKの接続ノードをノードjとする。また、抵抗Rj、2次巻線w2、ダイオードDhの接続ノードをノードkとし、ダイオードDf、Dg、ツェナダイオードZの接続ノードをノードmとする。
<Description of Operation of First Embodiment>
FIG. 2 is a timing diagram showing voltage waveforms at various parts of
コンバータ30が発振動作を停止している状態において(時刻t0より前)、フリップフロップFFの出力電圧は低レベルとなっているため、MOSトランジスタQhは非導通状態である。このため、1次巻線w1にも2次巻線w2にも電流は流れておらず、NPNトランジスタQg、Qiは非導通状態である。従って、リセット端子R、及びデータ入力端子Dの入力電圧は、どちらも電池電圧Eに等しく、高レベルである。また、NPNトランジスタQfも非導通状態であり、クロック端子CKの入力電圧は高レベルである。そして、スタート信号入力端子STへの入力電圧は低レベルであり、メインコンデンサCmは未充電の状態である。
In a state where
次に、時刻t0から時刻t1の期間に、スタート信号入力端子STにスタート信号が入力される。具体的には、時刻t0において、スタート信号入力端子STへの入力電圧は、高レベルに切り替わる。これに同期して、NPNトランジスタQfが導通して、クロック端子CKの入力電圧は低レベルに切り替わる。
この後、時刻t1において、スタート信号入力端子STへの入力電圧は、低レベルに切り替わる。これに同期して、NPNトランジスタQfが非導通状態となり、クロック端子CKの入力電圧は高レベルに切り替わる。このとき、データ入力端子Dの入力電圧(高レベル)がラッチされ、フリップフロップFFの出力電圧は高レベルに切り替わる。このため、MOSトランジスタQhは、コンデンサCfを介してゲートに高レベルの電圧を受けて、導通状態に切り替わる。従って、1次巻線w1に1次側電流Ifが図1に示す方向に流れ始める。
Next, a start signal is input to the start signal input terminal ST during a period from time t0 to time t1. Specifically, at time t0, the input voltage to the start signal input terminal ST is switched to a high level. In synchronization with this, the NPN transistor Qf becomes conductive, and the input voltage of the clock terminal CK is switched to a low level.
Thereafter, at time t1, the input voltage to the start signal input terminal ST switches to a low level. In synchronization with this, the NPN transistor Qf is turned off, and the input voltage of the clock terminal CK is switched to a high level. At this time, the input voltage (high level) of the data input terminal D is latched, and the output voltage of the flip-flop FF is switched to a high level. For this reason, the MOS transistor Qh receives a high level voltage at the gate via the capacitor Cf, and switches to the conductive state. Therefore, the primary current If starts to flow in the primary winding w1 in the direction shown in FIG.
1次巻線w1のインダクタンスをLw(ヘンリー)、MOSトランジスタQhが導通に切り替わってからの経過時間をT(秒)とすると、1次側電流Ifは、次式で表される。
If=E×T÷Lw・・・(3)
図2に示すように、MOSトランジスタQhが非導通に切り替わるまで(後述する時刻t2)、1次側電流Ifは経過時間Tに比例して増加する。従って、抵抗Rlの抵抗値と、1次側電流Ifとの積で与えられるNPNトランジスタQgのベース電圧Vbeも、1次側電流Ifに比例して増加する。
When the inductance of the primary winding w1 is Lw (Henry) and the elapsed time after the MOS transistor Qh is switched to conduction is T (seconds), the primary current If is expressed by the following equation.
If = E × T ÷ Lw (3)
As shown in FIG. 2, the primary current If increases in proportion to the elapsed time T until the MOS transistor Qh is switched off (time t <b> 2 described later). Therefore, the base voltage Vbe of the NPN transistor Qg given by the product of the resistance value of the resistor Rl and the primary side current If also increases in proportion to the primary side current If.
また、MOSトランジスタQhの導通期間TONにおいて、2次巻線w2には、図1の丸印側に正の電圧が励起される。しかし、ダイオードDfがあるため、導通期間TON中には、2次巻線w2に電流は流れず、次式で表される磁気的エネルギーEmがトランスTfのコアに蓄積される。
Em=(1/2)×Lw×(Ifmaxの二乗)・・・(4)
なお、上式において、Ifmaxは、1次側電流Ifの最大値である。また、コンデンサCfの容量と、抵抗Rkの抵抗値との積で与えられる時定数は、MOSトランジスタQhの導通期間TONよりも、十分長い。即ち、回路動作としては、コンデンサCfがショートしていると考えてよい。従って、コンバータ30の回路動作においては、フリップフロップFFの出力電圧が高レベルの間、MOSトランジスタQhは導通状態になると考えてよい。
Further, in the conduction period TON of the MOS transistor Qh, a positive voltage is excited in the secondary winding w2 on the circled side in FIG. However, because of the diode Df, no current flows through the secondary winding w2 during the conduction period TON, and magnetic energy Em expressed by the following equation is accumulated in the core of the transformer Tf.
Em = (1/2) × Lw × (Ifmax squared) (4)
In the above equation, Ifmax is the maximum value of the primary current If. The time constant given by the product of the capacitance of the capacitor Cf and the resistance value of the resistor Rk is sufficiently longer than the conduction period TON of the MOS transistor Qh. That is, as a circuit operation, it may be considered that the capacitor Cf is short-circuited. Therefore, in the circuit operation of the
次に、時刻t2において、NPNトランジスタQgは、そのベース電圧Vbeが約0.6Vに達するため、導通状態に切り替わる。これに同期して、リセット端子Rの入力電圧が低レベルに切り替わるため、フリップフロップFFの出力電圧は低レベルに切り替わり、MOSトランジスタQhは非導通状態に切り替わる。従って、NPNトランジスタQgが導通になるのに必要なベース電圧をVbeonとすれば、1次側電流の最大値Ifmax(請求項で言及している1次側電流の上限値に対応)は、次式で表される。
Ifmax=Vbeon÷(Rlの抵抗値)・・・(5)
MOSトランジスタQhの非導通期間TOFFにおいて、2次巻線w2には、丸印側に負の電圧が励起される。このため、接地線GND、ダイオードDh、2次巻線w2、ダイオードDf、ダイオードDg、メインコンデンサCmの経路で図1に示す方向に2次側電流Isが流れる。即ち、2次側電流IsがメインコンデンサCmを充電することで、MOSトランジスタQhの導通期間TON中に蓄積された磁気的エネルギーEmは放出される。
Next, at time t2, the NPN transistor Qg switches to the conductive state because its base voltage Vbe reaches approximately 0.6V. In synchronization with this, since the input voltage of the reset terminal R is switched to a low level, the output voltage of the flip-flop FF is switched to a low level, and the MOS transistor Qh is switched to a non-conductive state. Therefore, if the base voltage necessary for the NPN transistor Qg to become conductive is Vbeon, the maximum value Ifmax of the primary side current (corresponding to the upper limit value of the primary side current mentioned in the claims) is It is expressed by an expression.
Ifmax = Vbeon / (Rl resistance value) (5)
In the non-conduction period TOFF of the MOS transistor Qh, a negative voltage is excited on the secondary winding w2 on the circle mark side. Therefore, the secondary current Is flows in the direction shown in FIG. 1 through the path of the ground line GND, the diode Dh, the secondary winding w2, the diode Df, the diode Dg, and the main capacitor Cm. That is, when the secondary current Is charges the main capacitor Cm, the magnetic energy Em accumulated during the conduction period TON of the MOS transistor Qh is released.
非導通期間TOFF、即ち、2次側電流Isが流れている期間において、メインコンデンサCmの充電電圧Vcが不十分であれば、ノードmの電圧は、ツェナダイオードZに逆方向に電流を流すのに十分な電圧Vrefに達しない。このため、ツェナダイオードZは非導通状態を維持して、NPNトランジスタQiも非導通状態を維持する。従って、データ入力端子Dの入力電圧は、抵抗Rgを介して電池電圧Eを受けて、高レベルを維持する。また、ノードkの電圧は、ダイオードDhの順方向電圧降下分(約0.6V)だけ、接地線GNDよりも低い電圧となる。この−0.6Vと、電池電圧Eとの差の電圧は、抵抗Rh、Rjにより分圧される。そして、抵抗Rh、Rjの抵抗値の比は、このときのノードjの電圧がゼロVになるように選択されている。このため、非導通期間TOFFにおいて、クロック端子CKの入力電圧は低レベルとなる。 If the charging voltage Vc of the main capacitor Cm is insufficient during the non-conduction period TOFF, that is, the period during which the secondary current Is flows, the voltage at the node m causes a current to flow through the Zener diode Z in the reverse direction. The voltage Vref which is sufficient for For this reason, Zener diode Z maintains a non-conductive state, and NPN transistor Qi also maintains a non-conductive state. Therefore, the input voltage of the data input terminal D receives the battery voltage E via the resistor Rg and maintains a high level. The voltage at the node k is lower than the ground line GND by the forward voltage drop (about 0.6 V) of the diode Dh. The difference voltage between -0.6V and the battery voltage E is divided by resistors Rh and Rj. The ratio of the resistance values of the resistors Rh and Rj is selected so that the voltage at the node j at this time is zero V. For this reason, in the non-conduction period TOFF, the input voltage of the clock terminal CK is at a low level.
次に、時刻t3において、トランスTfの磁気的エネルギーEmの放出終了に伴い、2次側電流Isがゼロになる。これにより、ノードk及びノードjの電圧は、電池電圧Eになる。このため、クロック端子CKの入力電圧は、高レベルに切り替わる。このとき、メインコンデンサCmの充電電圧Vcが前記したVrefに達していないため、ツェナダイオードZは非導通状態であり、NPNトランジスタQiも非導通状態であり、データ入力端子Dの入力電圧は高レベルでのままである。従って、時刻t3において、フリップフロップFFが再度高レベルをラッチするため、コンバータ30の各部は、メインコンデンサCmの充電電圧Vcを除いて、時刻t1と同じ状態に切り替わる。このように、MOSトランジスタQhが導通状態または非導通状態への切り替えを繰り返すことで、メインコンデンサCmは充電される。
Next, at time t3, the secondary current Is becomes zero with the end of the release of the magnetic energy Em of the transformer Tf. Thereby, the voltage of the node k and the node j becomes the battery voltage E. For this reason, the input voltage of the clock terminal CK is switched to a high level. At this time, since the charging voltage Vc of the main capacitor Cm does not reach the above-described Vref, the Zener diode Z is non-conductive, the NPN transistor Qi is also non-conductive, and the input voltage at the data input terminal D is at a high level. Remains. Therefore, since the flip-flop FF latches the high level again at time t3, each part of the
次に、時刻t4において、メインコンデンサCmの充電電圧Vcは、前記したVrefに達する。これに同期して、これまでメインコンデンサCmを充電していた2次側電流Isは、ツェナダイオードZに対する逆方向電流として流れる。即ち、Vrefは、メインコンデンサCmの充電電圧Vcの目標値でもある(例えば330ボルト)。また、ツェナダイオードZに逆方向電流が流れるため、NPNトランジスタQiは導通状態に切り替わり、データ入力端子Dの入力電圧は低レベルに切り替わる。 Next, at time t4, the charging voltage Vc of the main capacitor Cm reaches Vref described above. Synchronously with this, the secondary current Is that has been charging the main capacitor Cm so far flows as a reverse current to the Zener diode Z. That is, Vref is also a target value of the charging voltage Vc of the main capacitor Cm (for example, 330 volts). Further, since a reverse current flows through the Zener diode Z, the NPN transistor Qi is switched to a conductive state, and the input voltage at the data input terminal D is switched to a low level.
次に、時刻t5において、磁気的エネルギーEmの放出終了に伴い、2次側電流Isがゼロになると、前述と同様にクロック端子CKの入力電圧は、高レベルに切り替わる。従って、時刻t5において、フリップフロップFFは、時刻t4で低レベルに切り替わったデータ入力端子Dの入力レベルをラッチするため、MOSトランジスタQhのゲート電圧は、低レベルを維持する。即ち、MOSトランジスタQhは導通状態に切り替わらないので、コンバータ30の発振動作は停止する。
Next, when the secondary current Is becomes zero at the time t5 with the end of the release of the magnetic energy Em, the input voltage of the clock terminal CK switches to a high level as described above. Therefore, at time t5, the flip-flop FF latches the input level of the data input terminal D that has been switched to low level at time t4, so that the gate voltage of the MOS transistor Qh is maintained at low level. That is, since the MOS transistor Qh is not switched to the conductive state, the oscillation operation of the
<第1の実施形態の効果>
本実施形態では、抵抗Rlにより、1次側電流Ifが最大値Ifmaxに達したとき、NPNトランジスタQgは導通し、リセット端子Rの入力電圧は低レベルに切り替わり、MOSトランジスタQhは非導通状態に切り替わる。これにより、1次側電流Ifが流れる期間は終了し、2次側電流Isが流れ始める。
<Effect of the first embodiment>
In the present embodiment, when the primary side current If reaches the maximum value Ifmax by the resistor Rl, the NPN transistor Qg is turned on, the input voltage at the reset terminal R is switched to a low level, and the MOS transistor Qh is turned off. Switch. As a result, the period in which the primary current If flows ends, and the secondary current Is begins to flow.
そして、Ifmaxは、(5)式に示したように、NPNトランジスタQgがオンするベース電圧Vbeonと、抵抗Rlの抵抗値により決まる。従って、電池電圧Eのバラツキ及び変動、トランスTfの巻線のインダクタンスのバラツキに拘わらず、消費電流、即ち、1次側電流の最大値Ifmaxをほぼ一定に維持できる。即ち、電池電圧Eが変動しても、メインコンデンサCmの充電に要する時間は殆ど変わらない。この結果、電池が新しいときは消費電流が大きく、消耗により電池電圧が低下すると消費電流が小さくなって充電時間が長くなるという従来課題を解消できる。 Ifmax is determined by the base voltage Vbeon at which the NPN transistor Qg is turned on and the resistance value of the resistor Rl as shown in the equation (5). Therefore, regardless of variations and fluctuations in the battery voltage E and variations in the inductance of the windings of the transformer Tf, the consumption current, that is, the maximum value Ifmax of the primary current can be maintained substantially constant. That is, even if the battery voltage E fluctuates, the time required for charging the main capacitor Cm hardly changes. As a result, when the battery is new, the current consumption is large, and when the battery voltage decreases due to consumption, the conventional problem that the current consumption decreases and the charging time becomes longer can be solved.
また、例えば可変抵抗を用いることで抵抗Rlの抵抗値を変えることにより、1次側電流の最大値Ifmaxを所望の値に設定できる。これにより、2次側電流Isの電流値、及びメインコンデンサCmの充電に要する時間も、所望の値に設定できる。
さらに、フリップフロップFFの出力端子OUTと、MOSトランジスタQhのゲートとの間に、コンデンサCfを挿入した。このため、フリップフロップFFが誤動作して高レベルの電圧Hを出力し続けたとしても、時刻t秒後にMOSトランジスタQhのゲートに供給される電圧Vgateは、コンデンサCfの容量をCcf、抵抗Rkの抵抗値をRrkとすれば、
Vgate=H×{1−e-t/(Ccf×Rrk)}となる。即ち、この場合もMOSトランジスタQhは、所定時間で低レベルに切り替わる。
For example, the maximum value Ifmax of the primary current can be set to a desired value by changing the resistance value of the resistor Rl by using a variable resistor. Thereby, the current value of the secondary side current Is and the time required for charging the main capacitor Cm can also be set to desired values.
Further, a capacitor Cf is inserted between the output terminal OUT of the flip-flop FF and the gate of the MOS transistor Qh. For this reason, even if the flip-flop FF malfunctions and continues to output the high level voltage H, the voltage Vgate supplied to the gate of the MOS transistor Qh after time t seconds is equal to the capacitance of the capacitor Cf and the resistance Rk. If the resistance value is Rrk,
Vgate = H * {1-e- t / (Ccf * Rrk) }. That is, also in this case, the MOS transistor Qh is switched to a low level in a predetermined time.
従って、MOSトランジスタQhが導通し続けて、過大な1次側電流Ifが流れて回路素子が破損することはない。また、図1から明らかなように、マイクロコンピュータを用いた複雑な制御を必要とせず、簡単な回路構成で、以上の効果を実現できる。さらに、トランスTfは2巻線でよいため、図7に示したような従来の3巻線の自励フライバック方式のDC−DCコンバータよりも、製造コストを削減できる。 Therefore, the MOS transistor Qh continues to conduct, and an excessive primary current If does not flow and the circuit element is not damaged. Further, as apparent from FIG. 1, the above effects can be realized with a simple circuit configuration without requiring complicated control using a microcomputer. Further, since the transformer Tf may be two windings, the manufacturing cost can be reduced as compared with the conventional three-winding self-excited flyback type DC-DC converter as shown in FIG.
<第1の実施形態の補足事項>
[1] なお、第1の実施形態では、フリップフロップFFの出力端子OUTと、MOSトランジスタQhのゲートとの間に、コンデンサCfを接続する例を述べた。本発明は、かかる実施形態に限定されるものではない。コンデンサCfを用いずに、MOSトランジスタQhのゲートをフリップフロップFFの出力端子OUTに直接接続してもよい。この場合も、コンバータは同様に動作する。
<Supplementary items of the first embodiment>
[1] In the first embodiment, the example in which the capacitor Cf is connected between the output terminal OUT of the flip-flop FF and the gate of the MOS transistor Qh has been described. The present invention is not limited to such an embodiment. The gate of the MOS transistor Qh may be directly connected to the output terminal OUT of the flip-flop FF without using the capacitor Cf. Again, the converter operates in the same way.
[2] 図3に示す自励フライバック方式のDC−DCコンバータ40のように、コンバータ30のダイオードDhをNPNトランジスタQjに置き換えてもよい。DC−DCコンバータ40の動作は、図1のコンバータ30と同様である。即ち、MOSトランジスタQhの導通期間中にトランスTfに磁気的エネルギーが蓄積される。そして、MOSトランジスタQhが非導通に切り替わると、接地線GND、NPNトランジスタQjのベースーエミッタ、2次巻線w2、ダイオードDf、Dg、メインコンデンサCmの経路で2次側電流が流れる。クロック入力端子の入力電圧は、2次側電流が流れている期間において低レベルであり、2次側電流がゼロになると高レベルに切り替わる。
[2] As in the self-excited flyback DC-DC converter 40 shown in FIG. 3, the diode Dh of the
なお、図3のDC−DCコンバータ40は請求項1〜3に対応し、図3のNPNトランジスタQjは、請求項3記載のトランジスタに対応する。また、メインコンデンサCmの充電電圧の目標値を例えば約330Vとすれば、2次側電流が流れている期間の各部の電圧は次のようになる。NPNトランジスタQjのベースがゼロV、NPNトランジスタQjのエミッタ及び2次巻線w2の一端が−0.6V、2次巻線w2の他端及びダイオードDfのアノードが約330Vである。従って、NPNトランジスタQjのベースーエミッタ間に過大な電圧が加わることはない。 3 corresponds to the first to third aspects, and the NPN transistor Qj in FIG. 3 corresponds to the transistor according to the third aspect. Further, if the target value of the charging voltage of the main capacitor Cm is set to about 330 V, for example, the voltage of each part during the period in which the secondary current flows is as follows. The base of the NPN transistor Qj is zero V, the emitter of the NPN transistor Qj and one end of the secondary winding w2 are -0.6V, the other end of the secondary winding w2 and the anode of the diode Df are about 330V. Therefore, an excessive voltage is not applied between the base and emitter of the NPN transistor Qj.
図1のコンバータ30では、動作を停止している間、電池Battの正極、抵抗Rh、Rj、2次巻線w2、ダイオードDf、Dh、負荷(図示せず)、接地線GND、電池Battの負極のルートで極く僅かに電流が消費される。ここでの負荷は、メインコンデンサCmから見た場合の電子閃光装置の回路の静的な負荷抵抗である。一方、図3のDC−DCコンバータ40では、動作を停止している間、NPNトランジスタQjは、そのベース電圧がゼロVであるため、非導通状態である。従って、前述したような動作停止時におけるリーク電流は発生しない。
In the
[3] コンバータ30を、電子閃光装置の発光エネルギーを蓄電するコンデンサの充電に用いる例を述べた。本発明は、かかる実施形態に限定されるものではない。本発明の自励フライバック方式のDC−DCコンバータは、電源等の、他の用途のDC−DCコンバータとしても用いることができる。これは、後述する第2の実施形態に関しても同様である。
[3] The example in which the
[4] 最後に、請求項と本実施形態との対応関係を説明する。なお、以下に示す対応関係は、参考のために示した一解釈であり、本発明を限定するものではない。
請求項記載の1次側スイッチング素子は、MOSトランジスタQhに対応する。請求項記載の2次側整流回路は、ダイオードDf、Dgに対応する。請求項記載の第1スイッチング回路は、抵抗Rl、NPNトランジスタQg、抵抗Ri、フリップフロップFF(による低レベルを出力する機能)、コンデンサCf、抵抗Rkに対応する。請求項記載の第2スイッチング回路は、ダイオードDh、抵抗Rh、Rj、フリップフロップFF(による高レベルを出力する機能)に対応する。請求項で言及している第2スイッチング回路が有するダイオードは、ダイオードDhに対応する。請求項記載の強制オフ回路は、ツェナダイオードZ、抵抗Rm、Rn、NPNトランジスタQiに対応する。
[4] Finally, the correspondence between the claims and the present embodiment will be described. In addition, the correspondence shown below is one interpretation shown for reference, and does not limit the present invention.
The primary side switching element described in the claims corresponds to the MOS transistor Qh. The secondary side rectifier circuit according to the claims corresponds to the diodes Df and Dg. The first switching circuit according to the claims corresponds to the resistor Rl, the NPN transistor Qg, the resistor Ri, the flip-flop FF (function to output a low level), the capacitor Cf, and the resistor Rk. The second switching circuit according to the claims corresponds to the diode Dh, the resistors Rh and Rj, and the flip-flop FF (function to output a high level). The diode included in the second switching circuit referred to in the claims corresponds to the diode Dh. The forced-off circuit described in claims corresponds to the Zener diode Z, the resistors Rm, Rn, and the NPN transistor Qi.
<第2の実施形態の構成及び動作>
図4は、本発明の第2の実施形態における、電子閃光装置用の自励フライバック方式のDC−DCコンバータ(以下、コンバータ50と略記)の回路図である。本実施形態は、請求項1、請求項2、請求項4、及び請求項5に対応する。図に示すように、コンバータ50は、第1の実施形態のコンバータ30におけるコンデンサCfをショートし、さらに、ダイオードDi、Dj、抵抗Rp、Rq、PNPトランジスタQk、スイッチSWを有している。コンバータ50の他の構成は、コンバータ30と同様である。
<Configuration and Operation of Second Embodiment>
FIG. 4 is a circuit diagram of a self-excited flyback DC-DC converter (hereinafter abbreviated as converter 50) for an electronic flash device according to the second embodiment of the present invention. This embodiment corresponds to claims 1, 2, 4, and 5. As shown in the figure, the
以下、コンバータ50の動作を、スイッチSWが開いている場合と、閉じている場合とに分けて説明する。
スイッチSWが開いている(非導通)状態では、PNPトランジスタQkは動作しないので、コンバータ50は、コンバータ30と同様に動作する。従って、1次側電流の最大値Ifmaxは、前記した(5)式で表される。例えば、NPNトランジスタQgが導通になるのに必要なベース電圧Vbeonが約0.6Vの場合、Rlの抵抗値を0.6オームにすれば、Ifmaxは約1アンペアとなる。
Hereinafter, the operation of the
When the switch SW is open (non-conducting), the PNP transistor Qk does not operate, and the
次に、スイッチSWが閉じている(導通)状態について説明する。なお、ダイオードDi、Djの順方向電圧降下をどちらもVd(例えば0.6V)、PNPトランジスタQkの導通状態におけるベースーエミッタ間電圧をVbeqk(例えば0.6V)とする。また、VbeonはVdに等しいとし、抵抗Rlの抵抗値をRrlとする。
フリップフロップFFの出力電圧が高レベルになると、PNPトランジスタQkが導通して、抵抗Rk、PNPトランジスタQkのエミッターコレクタ、抵抗Rq、抵抗Rlの経路で電流が流れる。このとき、抵抗Rkでの電圧降下Vrkは、ダイオード2つ分(Di、Dj)の順方向電圧降下から前述のVbeqkを差し引いた値となり、一定となる。このため、抵抗Rkを流れる電流値Irkは、次式に示されるように一定となる。
Irk=(2×Vd−Vbeqk)÷Rrk
=Vd÷Rrk・・・(6)
この電流値Irkは抵抗Rqを流れる電流値と殆ど等しくなるため、抵抗Rqでの電圧降下Vrqも一定となる。従って、抵抗Rkでの電圧降下Vrkと、抵抗Rqでの電圧降下Vrqとの比は、抵抗Rkの抵抗値Rrkと、抵抗Rqの抵抗値Rrqとの比に等しくなる。
Next, a state where the switch SW is closed (conducting) will be described. It is assumed that the forward voltage drop of the diodes Di and Dj is Vd (for example, 0.6 V), and the base-emitter voltage in the conductive state of the PNP transistor Qk is Vbeqk (for example, 0.6 V). Further, Vbeon is equal to Vd, and the resistance value of the resistor Rl is Rrl.
When the output voltage of the flip-flop FF becomes high level, the PNP transistor Qk becomes conductive, and current flows through the path of the resistor Rk, the emitter collector of the PNP transistor Qk, the resistor Rq, and the resistor Rl. At this time, the voltage drop Vrk at the resistor Rk is a value obtained by subtracting the aforementioned Vbeqk from the forward voltage drop of two diodes (Di, Dj), and is constant. For this reason, the current value Irk flowing through the resistor Rk is constant as shown in the following equation.
Irk = (2 × Vd−Vbeqk) ÷ Rrk
= Vd ÷ Rrk (6)
Since the current value Irk is almost equal to the current value flowing through the resistor Rq, the voltage drop Vrq at the resistor Rq is also constant. Accordingly, the ratio between the voltage drop Vrk at the resistor Rk and the voltage drop Vrq at the resistor Rq is equal to the ratio between the resistance value Rrk of the resistor Rk and the resistance value Rrq of the resistor Rq.
また、NPNトランジスタQgは、そのベースーエミッタ間電圧がVbeonに達したとき、導通状態に切り替わってフリップフロップFFをリセットし、1次側電流を遮断する。即ち、NPNトランジスタQgが導通に切り替わるときの1次側電流が、その最大値Ifmaxである。従って、Vbeonは、次式で表される。
Vbeon=Vrq+(Vrlの最大値)
=(Irk×Rrq)+(Ifmax×Rrl)
=(Vd÷Rrk×Rrq)+(Ifmax×Rrl)・・・(7)
上式を変形して、さらにVbeonがVdに等しいとすれば、1次側電流の最大値Ifmaxは、次式で表される。
Ifmax={(1−Rrq÷Rrk)×Vd}÷Rrl・・・(8)
例えば、Vd=0.6V、Rrq=0.5×Rrk、Rrl=0.6オームとすれば、1次側電流の最大値Ifmaxは0.5アンペアとなる。
Further, when the base-emitter voltage reaches Vbeon, the NPN transistor Qg switches to the conductive state, resets the flip-flop FF, and cuts off the primary side current. That is, the primary side current when the NPN transistor Qg switches to conduction is its maximum value Ifmax. Therefore, Vbeon is expressed by the following equation.
Vbeon = Vrq + (maximum value of Vrl)
= (Irk × Rrq) + (Ifmax × Rrl)
= (Vd ÷ Rrk × Rrq) + (Ifmax × Rrl) (7)
If the above equation is modified and Vbeon is equal to Vd, the maximum value Ifmax of the primary current is expressed by the following equation.
Ifmax = {(1−Rrq ÷ Rrk) × Vd} ÷ Rrl (8)
For example, if Vd = 0.6 V, Rrq = 0.5 × Rrk, and Rrl = 0.6 ohm, the maximum value Ifmax of the primary side current is 0.5 amperes.
図5(a)は、電池電圧Eに対する1次側電流の変化について、本発明のコンバータ30、50と、従来のコンバータ10とを比較したグラフである。図5(b)は、電池電圧Eに対する、メインコンデンサCmの充電に要する時間の変化について、本発明のコンバータ30、50と、従来のコンバータ10とを比較したグラフである。図5(a)、(b)から分かるように、従来のコンバータ10では、電池電圧Eにほぼ比例して1次側電流が増加しているため、電池電圧Eの下降に伴い充電時間はかなり長くなっている。一方、本実施形態のコンバータ50及び第1の実施形態のコンバータ30では、電池電圧Eの変動に拘わらず、1次側電流は殆ど変化していない。このため、充電時間も、電池電圧Eの変動に拘わらずにほぼ一定となっている。
FIG. 5A is a graph comparing the
<第2の実施形態の効果>
以上、第2の実施形態においても、第1の実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、本実施形態では、抵抗Rkと、抵抗Rqとの抵抗値の比により、スイッチSWを閉じた状態における1次側電流の最大値Ifmaxを所望の値に設定できる。また、スイッチSWを開いた状態では、本実施形態のコンバータ50は、第1の実施形態と同様に動作する。
<Effects of Second Embodiment>
As mentioned above, also in 2nd Embodiment, the effect similar to 1st Embodiment can be acquired. Furthermore, in the present embodiment, the maximum value Ifmax of the primary side current when the switch SW is closed can be set to a desired value by the ratio of the resistance values of the resistance Rk and the resistance Rq. In the state where the switch SW is opened, the
即ち、スイッチSWを開閉するだけで、1次側電流の最大値Ifmaxを切り替え可能である。従って、本実施形態のコンバータ50を、カメラに内蔵される閃光装置に用いる場合、必要に応じてスイッチSWを閉じて1次側電流を小さくすることで、閃光装置への給電量を削減できる。これは、カメラの他の機能に電源電力を多く配分しなければならないときに、非常に有効な手段である。
That is, the maximum value Ifmax of the primary side current can be switched simply by opening and closing the switch SW. Therefore, when the
また、導通時にフリップフロップFFをリセットして1次側電流を遮断するNPNトランジスタQgのベースーエミッタ間電圧を、抵抗Rq及び抵抗Rlの電圧降下の和にした。このため、抵抗Rqがない場合よりも、NPNトランジスタQgが導通に切り替わるときの抵抗Rlの電圧降下を小さくできる。従って、1次側電流の経路に直列に挿入された抵抗Rlでの電力損失量を小さくできる。この結果、コンバータ50における1次側から2次側への変換効率も向上することになる。なお、(8)式に示される通り、1次側電流Ifは、ダイオードの温度特性を有する。
In addition, the base-emitter voltage of the NPN transistor Qg that resets the flip-flop FF and cuts off the primary side current when conducting is made the sum of the voltage drops of the resistor Rq and the resistor Rl. For this reason, the voltage drop of the resistor Rl when the NPN transistor Qg switches to conduction can be made smaller than when the resistor Rq is not provided. Therefore, the amount of power loss at the resistor Rl inserted in series in the path of the primary current can be reduced. As a result, the conversion efficiency from the primary side to the secondary side in the
<第2の実施形態の補足事項>
[1] 図6に示すように、本発明の電子閃光装置用のDC−DCコンバータを電子カメラに搭載してもよい(請求項6に対応)。図において、電子カメラ60は、電子閃光装置62(請求項7に対応)と、撮影レンズ68と、タイミングジェネレータ70と、撮像素子72と、システムバス74と、アナログ信号処理部76と、MPU(Micro Processor Unit)80と、画像処理部82と、画像メモリ(RAM)84と、カードインターフェース86と、交換可能なメモリカード88と、操作部90とを有している。そして、電子閃光装置62は、本発明の自励フライバック方式のDC−DCコンバータ(30、40、50のいずれか。以下符号を省略)と、発光部94と、発光制御部96とを有している。
<Supplementary items of the second embodiment>
[1] As shown in FIG. 6, a DC-DC converter for an electronic flash device of the present invention may be mounted on an electronic camera (corresponding to claim 6). In the figure, an electronic camera 60 includes an electronic flash device 62 (corresponding to claim 7), a photographing lens 68, a
なお、請求項記載の撮像部は、撮影レンズ68、タイミングジェネレータ70、撮像素子72、システムバス74、アナログ信号処理部76、MPU80、画像処理部82に対応する。
コンバータの1次側に接続された電池Battの電力は、不図示の配線により、電子カメラ60の各部に供給される。MPU80は、システムバス74を用いて、電子カメラ60のシステム制御を行う。操作部90は、電源釦、レリーズ釦などの設定用の釦群を有している(図示せず)。発光制御部96は、MPU80の指令に従って、コンバータの2次側に接続されたメインコンデンサCmの蓄積電荷を、撮影時に放電電流として発光部94に供給する。これに同期して、発光部94は、閃光発光を行って被写体に光を照射する。
The imaging unit described in the claims corresponds to the photographing lens 68, the
The power of the battery Batt connected to the primary side of the converter is supplied to each part of the electronic camera 60 through a wiring (not shown). The
撮像素子72は、例えば発光部94の発光に同期して露光され、アナログの画素信号を出力する。アナログ信号処理部76は、この画素信号を受けて、デジタルの画像データを生成する。この画像データは、画像処理部82により画像処理を施された後、メモリカード88に記録される。電子カメラ60は、本発明のコンバータ(30、40、50のいずれか)を搭載していることを主な特徴とし、その詳細な撮像動作は、電子閃光装置62の発光動作も含めて公知なので説明を省略する。
The
[2] 第1の実施形態の補足事項[2]と同様に、本実施形態のコンバータ50のダイオードDhを、NPNトランジスタQjに置き換えてもよい(図示せず、請求項1〜5に対応)。この場合、MOSトランジスタQhが非導通に切り替わると、接地線GND、NPNトランジスタQjのベースーエミッタ、2次巻線w2、ダイオードDf、Dg、メインコンデンサCmの経路で2次側電流が流れる。また、2次側電流がゼロになると、NPNトランジスタQjがオフして、クロック入力端子の入力電圧は、抵抗Rhを介して電池電圧Eを受け、高レベルに切り替わる。この場合も、前述と同様に、動作停止時におけるリーク電流が発生しないという効果を有する。
[2] Similarly to the supplementary matter [2] of the first embodiment, the diode Dh of the
[3] 最後に、請求項と本実施形態との対応関係を説明する。なお、以下に示す対応関係は、参考のために示した一解釈であり、本発明を限定するものではない。
請求項で言及している第1スイッチング回路の電流検出用抵抗は、抵抗Rlに対応する。請求項で言及している第1スイッチング回路の分圧用抵抗は、抵抗Rqに対応する。請求項で言及している第1スイッチング回路のトランジスタ、及びそのオンオフ制御端子は、NPNトランジスタQg及びそのベースに対応する。他の要素の対応関係は、第1の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
[3] Finally, the correspondence between the claims and the present embodiment will be described. In addition, the correspondence shown below is one interpretation shown for reference, and does not limit the present invention.
The current detection resistor of the first switching circuit referred to in the claims corresponds to the resistor Rl. The voltage dividing resistor of the first switching circuit referred to in the claims corresponds to the resistor Rq. The transistor of the first switching circuit referred to in the claims and its on / off control terminal correspond to the NPN transistor Qg and its base. Since the correspondence of other elements is the same as that of the first embodiment, description thereof is omitted.
以上詳述したように本発明は、電子閃光装置用の自励フライバック方式のDC−DCコンバータの分野において、多いに利用可能である。 As described above in detail, the present invention can be widely used in the field of a self-excited flyback type DC-DC converter for an electronic flash device.
10 従来のDC−DCコンバータ
30 第1の実施形態のDC−DCコンバータ
40 第1の実施形態DC−DCコンバータ(の変形例)
50 第2の実施形態のDC−DCコンバータ
60 電子カメラ
62 電子閃光装置
68 撮影レンズ
70 タイミングジェネレータ
72 撮像素子
74 システムバス
76 アナログ信号処理部
80 MPU
82 画像処理部
84 画像メモリ
86 カードインターフェース
88 メモリカード
90 操作部
94 発光部
96 発光制御部
Batt 電池
Ca、Cf コンデンサ
Cm メインコンデンサ
CK フリップフロップのクロック端子
D フリップフロップのデータ入力端子
Da、Db、Df、Dg、Dh、Di、Dj ダイオード
FB フィードバック巻線
FF フリップフロップ
n1 1次巻線
n2 2次巻線
OUT フリップフロップの出力端子
Qa トランジスタ
Qf、Qg、Qi、Qj NPNトランジスタ
Qh MOSトランジスタ
Qk PNPトランジスタ
R フリップフロップのリセット端子
Ra、Rb、Rc 抵抗
Rf、Rg、Rh、Ri、Rj、Rk、Rl、Rm、Rn、Rp、Rq 抵抗
ST スタート信号入力端子
SW スイッチ
Ta、Tf トランス
w1 1次巻線
w2 2次巻線
Z ツェナダイオード
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Conventional DC-
50 DC-DC Converter 60 of Second Embodiment Electronic Camera 62 Electronic Flash Device 68
82
Claims (7)
1次巻線及び2次巻線を有し、前記1次巻線に1次側電流が供給されるトランスと、
導通状態及び非導通状態を有し、前記1次側電流を周期的にスイッチングする1次側スイッチング素子と、
前記1次巻線に前記1次側電流が流れている期間、前記2次巻線に前記2次側電流が流れることを防止して前記トランスにエネルギーを蓄積させ、前記1次巻線に前記1次側電流が流れていない期間、前記トランスの蓄積エネルギーを、前記2次巻線及び前記メインコンデンサに流れる前記2次側電流として流出させる2次側整流回路と、
前記1次側電流を検出して、前記1次側電流の絶対値が予め定められた上限値に達したときに同期して、前記1次側スイッチング素子を前記非導通状態に切り替える第1スイッチング回路と、
前記2次側電流を検出して、前記2次側電流の流出終了に同期して、前記1次側スイッチング素子を前記導通状態に切り替える第2スイッチング回路と
を備えていることを特徴とする自励フライバック方式のDC−DCコンバータ。 A self-excited flyback type DC-DC converter for charging a main capacitor for storing light emission energy of a flash device by a secondary current,
A transformer having a primary winding and a secondary winding, wherein a primary current is supplied to the primary winding;
A primary-side switching element having a conductive state and a non-conductive state and periodically switching the primary-side current;
During the period in which the primary current is flowing in the primary winding, the secondary current is prevented from flowing in the secondary winding to store energy in the transformer, and the primary winding A secondary rectifier circuit that causes the stored energy of the transformer to flow out as the secondary current flowing in the secondary winding and the main capacitor during a period when the primary current is not flowing;
First switching for detecting the primary side current and switching the primary side switching element to the non-conducting state in synchronization with an absolute value of the primary side current reaching a predetermined upper limit value. Circuit,
A second switching circuit that detects the secondary side current and switches the primary side switching element to the conductive state in synchronization with the end of the outflow of the secondary side current. Excited flyback DC-DC converter.
前記メインコンデンサの電圧が目標値に達したときに同期して、前記第1スイッチング回路及び前記第2スイッチング回路によるスイッチング動作を停止させて、前記メインコンデンサの充電を停止させる強制オフ回路を備えている
ことを特徴とする自励フライバック方式のDC−DCコンバータ。 The self-excited flyback type DC-DC converter according to claim 1,
A forced off circuit for stopping the charging of the main capacitor by stopping the switching operation by the first switching circuit and the second switching circuit in synchronization with the voltage of the main capacitor reaching a target value; A self-excited flyback type DC-DC converter characterized by the above.
前記第2スイッチング回路は、導通状態において前記2次側電流を通過させるトランジスタを有し、前記トランジスタのベースーエミッタ間電圧として前記2次側電流を検出し、前記2次側電流の流出終了に同期して、前記トランジスタを非導通状態に切り替える
ことを特徴とする自励フライバック方式のDC−DCコンバータ。 In the self-excited flyback type DC-DC converter according to claim 1 or 2,
The second switching circuit includes a transistor that allows the secondary current to pass in a conductive state, detects the secondary current as a base-emitter voltage of the transistor, and terminates the flow of the secondary current. A self-excited flyback DC-DC converter, wherein the transistor is switched to a non-conductive state in synchronization.
前記第2スイッチング回路は、前記2次側電流の経路に挿入されたダイオードを有し、前記ダイオードの順方向電圧として前記2次側電流を検出する
ことを特徴とする自励フライバック方式のDC−DCコンバータ。 In the self-excited flyback type DC-DC converter according to claim 1 or 2,
The second switching circuit includes a diode inserted in the path of the secondary current, and detects the secondary current as a forward voltage of the diode. DC converter.
前記第1スイッチング回路は、
前記1次側電流の経路に直列に挿入された電流検出用抵抗と、
前記1次側電流の経路外において前記電流検出用抵抗に接続され、前記1次巻線に前記1次側電流が流れている期間、電流が供給される分圧用抵抗と、
前記電流検出用抵抗の電圧及び前記分圧用抵抗の電圧の和を受けるオンオフ制御端子を有すると共に、前記オンオフ制御端子の電圧が所定の電圧値に達したときに同期して、導通状態に切り替わることにより、前記1次側スイッチング素子を前記非導通状態に切り替えるトランジスタと
を備えていることを特徴とする自励フライバック方式のDC−DCコンバータ。 The self-excited flyback type DC-DC converter according to any one of claims 1 to 4,
The first switching circuit includes:
A current detection resistor inserted in series in the path of the primary current;
A voltage dividing resistor that is connected to the current detection resistor outside the path of the primary current and is supplied with current during a period in which the primary current flows through the primary winding;
It has an on / off control terminal that receives the sum of the voltage of the current detection resistor and the voltage of the voltage dividing resistor, and switches to a conductive state in synchronization with the voltage of the on / off control terminal reaching a predetermined voltage value. A self-excited flyback type DC-DC converter comprising: a transistor that switches the primary-side switching element to the non-conducting state.
前記発光部の発光に必要なエネルギーを蓄えるメインコンデンサと、
2次側電流により前記メインコンデンサを充電する請求項1〜請求項5のいずれか1項記載の自励フライバック方式のDC−DCコンバータと、
前記被写体を撮像する撮像部と
を備えていることを特徴とするカメラ。 A light emitting unit that emits light to illuminate the subject;
A main capacitor for storing energy necessary for light emission of the light emitting unit;
The self-excited flyback DC-DC converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the main capacitor is charged with a secondary current.
A camera comprising: an imaging unit that images the subject.
前記発光部の発光に必要なエネルギーを蓄えるメインコンデンサと、
2次側電流により前記メインコンデンサを充電する請求項1〜請求項5のいずれか1項記載の自励フライバック方式のDC−DCコンバータと
を備えていることを特徴とする電子閃光装置。 A light emitting unit that emits light to illuminate the subject;
A main capacitor for storing energy necessary for light emission of the light emitting unit;
An electronic flash device comprising: the self-excited flyback DC-DC converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the main capacitor is charged by a secondary current.
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