JP2005057969A - チャージポンプ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】起動時の突入電流を時間遅れが少なく迅速に低減することができるチャージポンプ回路を得ること。
【解決手段】電源投入時の初期状態では、トランジスタQ3,Q5がオフ動作状態にあり、定電流回路(Q1,Q2,Q4)から、充放電用コンデンサCpの両端を交互に電源側に接続する制御スイッチSW1,SW4に定電流を供給する。このとき、電流可変用トランジスタQ6のオン抵抗は、増幅器5の出力によって、電源投入直後の所定値から出力電圧の上昇に伴い低下するように制御される。すなわち、定電流回路(Q1,Q2,Q4)から制御スイッチSW1,SW4に供給する定電流は、電源投入直後は所定値に制限され、その後出力電圧の上昇に伴い増加するように制御される。そして、出力電圧が所定値に到達すると、トランジスタQ3,Q5がオン動作状態となり、定電流回路(Q1,Q2,Q4)が本回路から切り離される。
【選択図】 図1
【解決手段】電源投入時の初期状態では、トランジスタQ3,Q5がオフ動作状態にあり、定電流回路(Q1,Q2,Q4)から、充放電用コンデンサCpの両端を交互に電源側に接続する制御スイッチSW1,SW4に定電流を供給する。このとき、電流可変用トランジスタQ6のオン抵抗は、増幅器5の出力によって、電源投入直後の所定値から出力電圧の上昇に伴い低下するように制御される。すなわち、定電流回路(Q1,Q2,Q4)から制御スイッチSW1,SW4に供給する定電流は、電源投入直後は所定値に制限され、その後出力電圧の上昇に伴い増加するように制御される。そして、出力電圧が所定値に到達すると、トランジスタQ3,Q5がオン動作状態となり、定電流回路(Q1,Q2,Q4)が本回路から切り離される。
【選択図】 図1
Description
この発明は、DC・DCコンバータとして使用されるチャージポンプ回路に関するものである。
DC・DCコンバータとして使用されるチャージポンプ回路には、電源電圧を2倍に昇圧する昇圧チャージポンプ回路と、電源電圧を反転して出力する反転チャージポンプ回路とがある。
構成方法には、種々あるが、例えば、昇圧チャージポンプ回路は、基本的には、充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサと、充放電用コンデンサのみを電源と接地(グランド)との間に配置して電源電圧で充電し、出力用コンデンサには前回の正極性充電電荷を保持させる期間と、充放電用コンデンサと出力用コンデンサとを電源と接地(グランド)との間に直列に配置して充放電用コンデンサの充電電荷を出力用コンデンサを介して放電させることで出力用コンデンサの正極性充電電荷に充放電用コンデンサの正極性充電電荷を加算する期間とを交互に繰り返すように制御する制御スイッチとで構成される。
また、反転チャージポンプ回路は、同様に、充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサと、充放電用コンデンサのみを電源と接地(グランド)との間に配置して電源電圧で充電し、出力用コンデンサには前回の負極性充電電荷を保持させる期間と、充放電用コンデンサと出力用コンデンサとの直列回路の両端を接地(グランド)に接続して充放電用コンデンサの充電電荷を接地(グランド)側放電させることで出力用コンデンサに負極性電荷を加算する期間とを交互に繰り返すように制御する制御スイッチとで構成される。
しかしながら、上記のチャージポンプ回路では、電源投入時では、充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサには、電荷が蓄積されていないので、起動時に電源から流れ込む突入電流が過大なものになるという問題がある。
そして、例えば、特許文献1,2では、この起動時の突入電流を低減する技術が開示されている。しかし、特許文献1,2に開示された技術では、突入電流を検出してから制御スイッチを開路させるように制御するので、保護がかかるまでに遅延が生じ、対策としては不十分である。
この発明は、上記に鑑みてなされたもので、起動時の突入電流を時間遅れが少なく迅速に低減することができるチャージポンプ回路を得ることを目的とする。
上記目的を達成するため、この発明にかかるチャージポンプ回路は、充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサと、充放電用コンデンサのみを電源と接地との間に配置して電源電圧で充電し、出力用コンデンサには前回の正極性充電電荷を保持させる期間と、充放電用コンデンサと出力用コンデンサとを電源と接地との間に直列に配置して充放電用コンデンサの充電電荷を出力用コンデンサを介して放電させることで出力用コンデンサの正極性充電電荷に充放電用コンデンサの正極性充電電荷を加算する期間とを交互に繰り返すように制御する制御スイッチとで構成される昇圧型のチャージポンプ回路において、前記制御スイッチのうち前記充放電用コンデンサの両端を交互に電源に接続する2つの制御スイッチと電源との間に設けられ、当該2つの制御スイッチに定電流を供給する定電流回路と、前記定電流回路が発生する定電流を、電源投入直後は所定値に制限し、その後前記出力用コンデンサの保持電圧の上昇に伴い増加させる制御を行う電流制御回路と、前記出力用コンデンサの保持電圧が所定値に到達すると、前記2つの制御スイッチを直接電源に接続する接続切替回路とを備えたことを特徴とする。
この発明によれば、昇圧型のチャージポンプ回路において、電源投入時の初期状態では、出力電圧が所定値まで上昇する間は、充放電用コンデンサと出力用コンデンサに対する充電電流に制限を加えることができるので、大きな突入電流が流れるのを防止できる。しかも、電源投入直後から遅延遅れなく制限を加えることができる。
この発明によれば、起動時の突入電流を時間遅れが少なく迅速に低減することができるチャージポンプ回路を得ることができる。
以下に添付図面を参照して、この発明にかかるチャージポンプ回路の好適な実施の形態を詳細に説明する。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1であるチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。この実施の形態1では、昇圧型チャージポンプ回路の構成例が示されている。
図1は、この発明の実施の形態1であるチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。この実施の形態1では、昇圧型チャージポンプ回路の構成例が示されている。
図1において、直流電圧Vinの入力端子1と接地(グランド)との間には、制御信号発生回路2が設けられる。制御信号発生回路2の4つの出力端には、制御スイッチSW1,SW2,SW3,SW4のゲート電極がそれぞれ接続されている。
電源電圧Vinの入力端子1には、カレントミラー回路(定電流回路)を構成するトランジスタQ1,Q2,Q4のソース電極と分離用トランジスタQ3,Q5のソース電極とが接続されている。カレントミラー回路を構成するトランジスタQ1,Q2,Q4のうち、トランジスタQ1のドレイン電極は、電流可変用トランジスタQ6および抵抗素子Rを介して接地(グランド)に接続されている。
トランジスタQ2には、分離用トランジスタQ3が並列に接続され、互いのドレイン電極には、制御スイッチSW1のソース電極が接続されている。制御スイッチSW1のドレイン電極には、制御スイッチSW3のドレイン電極と充放電用コンデンサCpの一端とが接続されている。制御スイッチSW3のソース電極は、接地(グランド)に接続されている。
また、トランジスタQ4には、分離用トランジスタQ5が並列に接続され、互いのドレイン電極には、制御スイッチSW4のソース電極が接続されている。制御スイッチSW4のドレイン電極には、充放電用コンデンサCpの他端と制御スイッチSW2のソース電極とが接続されている。制御スイッチSW2のドレイン電極には、出力端子3が設けられるとともに、接地(グランド)と間には出力用コンデンサCoが接続されている。そして、制御スイッチSW2のドレイン電極は、コンパレータ4の逆相入力端(−)と増幅器5の一方の入力端とに接続されている。
コンパレータ4の正相入力端(+)には、基準電圧Vが入力され、コンパレータ4の出力端は、分離用トランジスタQ3,Q5のゲート電極に接続されている。また、増幅器5の他方の入力端には、基準電圧Vconstが入力され、増幅器5の出力端は、電流可変用トランジスタQ6のゲート電極に接続されている。
次に、動作について説明する。制御信号発生回路2は、高レベル(以降「Hレベル」という)と低レベル(以降「Lレベル」という)とがデューティー50%で交互する制御信号を発生する。そして、制御スイッチSW1,SW2は同位相でオン・オフ動作を行い、制御スイッチSW3,SW4は同位相でオン・オフ動作を行い、制御スイッチSW1,SW2と制御スイッチSW3,SW4とは互いに逆位相でオン・オフ動作を行うようになっている。
まず、昇圧動作について簡単に説明する。すなわち、分離用トランジスタQ3,Q5がオン動作状態にあり、その結果、カレントミラー回路(Q1,Q2,Q4)が機能停止状態にある場合、つまり、制御スイッチSW1,SW4のソース電極が共に入力端子1に直接接続され、直流電圧Vinが印加されている状態を考える。昇圧動作では、次の(位相11)と(位相12)とが交互に繰り返され、出力端子3に直流電圧Vinを2倍した出力電圧Voutが定常的に保持出力される。
(位相11)制御スイッチSW3,SW4がオン動作状態にあるときは、制御スイッチSW1,SW2はオフ動作状態にある。この状態では、充放電用コンデンサCpのみが入力端子1と接地(グランド)との間に配置され、直流電圧Vinで充電される。出力用コンデンサCoには前回の正極性充電電荷が保持される。
(位相12)制御スイッチSW1,SW2がオン動作状態にあるときは、制御スイッチSW3,SW4はオフ動作状態にある。この状態では、入力端子1と接地(グランド)との間に充放電用コンデンサCpと出力用コンデンサCoとが直列に配置され、充放電用コンデンサCpの充電電荷が出力用コンデンサCoを介して放電することで出力用コンデンサCoの正極性充電電荷に充放電用コンデンサCpの正極性充電電荷が加算される。
さて、電源投入時の初期状態では、充放電用コンデンサCpと出力用コンデンサCoとは未充電の状態である。したがって、コンパレータ4は、逆相入力端(−)に入力する出力電圧Voutが正相入力端(+)に入力する基準電圧Vよりも低いので、出力をHレベルにしている。その結果、分離用トランジスタQ3,Q5は共にオフ動作状態にあり、カレントミラー回路(Q1,Q2,Q4)が所定の定電流を発生する動作を行う状態となる。これによって、充放電用コンデンサCpと出力用コンデンサCoに対する充電電流は、電源投入時の初期状態では、カレントミラー回路(Q1,Q2,Q4)から供給されることになる。
このとき、カレントミラー回路(Q1,Q2,Q4)が発生する定電流の大きさは、電流可変用トランジスタQ6によって可変制御される。すなわち、増幅器5では、出力電圧Voutに基準電圧Vconstを加算して電流可変用トランジスタのゲート電極に与えるので、電流可変用トランジスタの導通状態は、電源投入直後では基準電圧Vconstに対応した所定の高いオン抵抗の状態であるが、その後、出力電圧Voutの上昇に伴いオン抵抗が減少する。
その結果、カレントミラー回路(Q1,Q2,Q4)が発生する定電流の大きさは、電源投入直後では小さく、その後、次第に増加することになる。これによって、充放電用コンデンサCpと出力用コンデンサCoに対する充電電流は、電源投入時の初期状態では、大幅に制限される。そして、コンパレータ4では、出力電圧Voutが基準電圧Vを超えると、分離用トランジスタQ3,Q5をオン動作状態にするので、カレントミラー回路(Q1,Q2,Q4)は、その機能を停止する。つまり、回路から切り離される。その後は、通常時の動作状態に移行し、上記の(位相11)と(位相12)との交互繰り返しによって出力端子3に2Vinの出力電圧Voutが定常的に保持出力される。
このように、実施の形態1によれば、昇圧型のチャージポンプ回路において、電源投入時の初期状態では、出力電圧が所定値まで上昇する間は、充放電用コンデンサCpと出力用コンデンサCoに対する充電電流に制限を加えることができるので、大きな突入電流が流れるのを防止できる。しかも、電源投入直後から遅延遅れなく制限を加えることができる。
実施の形態2.
図2は、この発明の実施の形態2であるチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。この実施の形態2では、反転型チャージポンプ回路の構成例が示されている。なお、図2では、図1に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。
図2は、この発明の実施の形態2であるチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。この実施の形態2では、反転型チャージポンプ回路の構成例が示されている。なお、図2では、図1に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。
図2において、直流電圧Vinの入力端子1と接地(グランド)との間には、制御信号発生回路2が設けられる。制御信号発生回路2の4つの出力端には、制御スイッチSW5,SW6,SW7,SW8のゲート電極がそれぞれ接続されている。
電源電圧Vinの入力端子1には、カレントミラー回路(定電流回路)を構成するトランジスタQ1,Q2のソース電極と分離用トランジスタQ3のソース電極とが接続されている。カレントミラー回路を構成するトランジスタQ1,Q2のうち、トランジスタQ1のドレイン電極は、電流可変用トランジスタQ7および抵抗素子Rを介して接地(グランド)に接続されている。
トランジスタQ2には、分離用トランジスタQ3が並列に接続され、互いのドレイン電極には、制御スイッチSW5のソース電極が接続されている。制御スイッチSW5のドレイン電極には、制御スイッチSW7のドレイン電極と充放電用コンデンサCpの一端とが接続されている。制御スイッチSW7のソース電極は、接地(グランド)に接続されている。
充放電用コンデンサCpの他端には、制御スイッチSW6のドレイン電極と制御スイッチSW8のソース電極とが接続されている。制御スイッチSW6のソース電極は、接地(グランド)に接続されている。制御スイッチSW8のドレイン電極には、出力端子3が設けられるとともに、接地(グランド)と間には出力用コンデンサCoが接続されている。そして、制御スイッチSW8のドレイン電極は、コンパレータ6の正相入力端(+)と増幅器7の一方の入力端とに接続されている。
コンパレータ6の逆相入力端(−)には、基準電圧−Vが入力され、コンパレータ6の出力端は、分離用トランジスタQ3のゲート電極に接続されている。また、増幅器7の他方の入力端には、基準電圧Vconstが入力され、増幅器7の出力端は、電流可変用トランジスタQ7のゲート電極に接続されている。
次に、動作について説明する。制御信号発生回路2は、実施の形態1にて説明したように、HレベルとLレベルとがデューティー50%で交互する制御信号を発生する。そして、制御スイッチSW5,SW6は同位相でオン・オフ動作を行い、制御スイッチSW7,SW8は同位相でオン・オフ動作を行い、制御スイッチSW5,SW6と制御スイッチSW7,SW8とは互いに逆位相でオン・オフ動作を行うようになっている。
まず、反転動作について簡単に説明する。すなわち、分離用トランジスタQ3がオン動作状態にあり、その結果、カレントミラー回路(Q1,Q2)が機能停止状態にある場合、つまり、制御スイッチSW5のソース電極が入力端子1に直接接続され、直流電圧Vinが印加されている状態を考える。反転動作では、次の(位相21)と(位相22)とが交互に繰り返され、出力端子3に直流電圧Vinを反転した反転電圧−Vinの出力電圧Voutが定常的に保持出力される。
(位相21)制御スイッチSW5,SW6がオン動作状態にあるときは、制御スイッチSW7,SW8はオフ動作状態にある。この状態では、充放電用コンデンサCpのみが入力端子1と接地(グランド)との間に配置され、直流電圧Vinで充電される。出力用コンデンサCoには前回の負極性充電電荷が保持される。
(位相22)制御スイッチSW7,SW8がオン動作状態にあるときは、制御スイッチSW5,SW6はオフ動作状態にある。この状態では、充放電用コンデンサCpと出力用コンデンサCoとの直列回路の両端が接地(グランド)に接続され、充放電用コンデンサCpの充電電荷が接地(グランド)側に放電することで出力用コンデンサCoに負極性電荷が加算される。
さて、電源投入時の初期状態では、充放電用コンデンサCpと出力用コンデンサCoとは未充電の状態である。したがって、コンパレータ6は、正相入力端(+)に入力する出力電圧Voutが逆相入力端(−)に入力する基準電圧−Vよりも高いので、出力をHレベルにしている。その結果、分離用トランジスタQ3はオフ動作状態にあり、カレントミラー回路(Q1,Q2)が所定の定電流を発生する動作を行う状態となる。これによって、充放電用コンデンサCpと出力用コンデンサCoに対する充電電流は、電源投入時の初期状態では、カレントミラー回路(Q1,Q2)から供給されることになる。
このとき、カレントミラー回路(Q1,Q2)が発生する定電流の大きさは、電流可変用トランジスタQ7によって可変制御される。すなわち、増幅器7では、出力電圧Voutに基準電圧Vconstを加算して電流可変用トランジスタのゲート電極に与えるので、電流可変用トランジスタの導通状態は、電源投入直後では基準電圧Vconstに対応した所定の高いオン抵抗の状態であるが、その後、出力電圧Voutの下降に伴いオン抵抗が減少する。
その結果、カレントミラー回路(Q1,Q2)が発生する定電流の大きさは、電源投入直後では小さく、その後、次第に増加することになる。これによって、充放電用コンデンサCpと出力用コンデンサCoに対する充電電流は、電源投入時の初期状態では、大幅に制限される。そして、コンパレータ6では、出力電圧Voutが基準電圧−Vを下回ると、分離用トランジスタQ3をオン動作状態にするので、カレントミラー回路(Q1,Q2)は、その機能を停止する。つまり、回路から切り離される。その後は、通常時の動作状態に移行し、上記の(位相21)と(位相22)との交互繰り返しによって出力端子3に反転電圧−Vinの出力電圧Voutが定常的に保持出力される。
このように、実施の形態2によれば、反転型のチャージポンプ回路において、電源投入時の初期状態では、出力電圧が所定値まで上昇する間は、充放電用コンデンサCpと出力用コンデンサCoに対する充電電流に制限を加えることができるので、大きな突入電流が流れるのを防止できる。しかも、電源投入直後から遅延遅れなく制限を加えることができる。
この発明は、電源投入時の突入電流が時間遅れなく抑制できるので、突入電流が問題となる場面で用いるのに好適である。
1 入力端子
2 制御信号発生回路
3 出力端子
4,6 コンパレータ
5,7 増幅器
SW1,SW2,SW4,SW3 制御スイッチ
Cp 充放電用コンデンサ
Co 出力用コンデンサ
Q1,Q2,Q3 カレントミラー回路を構成するトランジスタ
Q6,Q7 電流可変用トランジスタ
Vconst 基準電圧
2 制御信号発生回路
3 出力端子
4,6 コンパレータ
5,7 増幅器
SW1,SW2,SW4,SW3 制御スイッチ
Cp 充放電用コンデンサ
Co 出力用コンデンサ
Q1,Q2,Q3 カレントミラー回路を構成するトランジスタ
Q6,Q7 電流可変用トランジスタ
Vconst 基準電圧
Claims (2)
- 充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサと、充放電用コンデンサのみを電源と接地との間に配置して電源電圧で充電し、出力用コンデンサには前回の正極性充電電荷を保持させる期間と、充放電用コンデンサと出力用コンデンサとを電源と接地との間に直列に配置して充放電用コンデンサの充電電荷を出力用コンデンサを介して放電させることで出力用コンデンサの正極性充電電荷に充放電用コンデンサの正極性充電電荷を加算する期間とを交互に繰り返すように制御する制御スイッチとで構成される昇圧型のチャージポンプ回路において、
前記制御スイッチのうち前記充放電用コンデンサの両端を交互に電源に接続する2つの制御スイッチと電源との間に設けられ、当該2つの制御スイッチに定電流を供給する定電流回路と、
前記定電流回路が発生する定電流を、電源投入直後は所定値に制限し、その後前記出力用コンデンサの保持電圧の上昇に伴い増加させる制御を行う電流制御回路と、
前記出力用コンデンサの保持電圧が所定値に到達すると、前記2つの制御スイッチを直接電源に接続する接続切替回路と、
を備えたことを特徴とするチャージポンプ回路。 - 充放電用コンデンサおよび出力用コンデンサと、充放電用コンデンサのみを電源と接地との間に配置して電源電圧で充電し、出力用コンデンサには前回の負極性充電電荷を保持させる期間と、充放電用コンデンサと出力用コンデンサとの直列回路の両端を接地に接続して充放電用コンデンサの充電電荷を接地側放電させることで出力用コンデンサに負極性電荷を加算する期間とを交互に繰り返すように制御する制御スイッチとで構成される反転型のチャージポンプ回路において、
前記制御スイッチのうち前記充放電用コンデンサの一端を電源に接続する制御スイッチと電源との間に設けられ、当該制御スイッチに定電流を供給する定電流回路と、
前記定電流回路が発生する定電流を、電源投入直後は所定値に制限し、その後前記出力用コンデンサの保持電圧の下降に伴い増加させる制御を行う電流制御回路と、
前記出力用コンデンサの保持電圧が所定値に到達すると、前記電源側に配置される制御スイッチを直接電源に接続する接続切替回路と、
を備えたことを特徴とするチャージポンプ回路。
Priority Applications (1)
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2003
- 2003-08-07 JP JP2003289230A patent/JP2005057969A/ja active Pending
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