JP2005039838A

JP2005039838A - Parallel structure ntsc rejection filter and filtering method

Info

Publication number: JP2005039838A
Application number: JP2004209122A
Authority: JP
Inventors: Min-Ho Kim; 敏鎬金; Beom-Kon Kim; ▲ボム▼坤金; Dong-Suk Han; 東錫韓
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-07-16
Filing date: 2004-07-15
Publication date: 2005-02-10
Anticipated expiration: 2024-07-15
Also published as: CN100401746C; JP4550502B2; CN1578402A

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a parallel structure NTSC rejection filter and filtering method. <P>SOLUTION: Components of an interfering analog television signal (e.g., an NTSC signal) in the same channel as a DTV signal are separately estimated and canceled from the DTV signal. For instance, separate frequency shifters produce shifted versions of the DTV signal, each shifter placing one interfering NTSC carrier signal at or near DC. A DC detector detects the NTSC carrier strength for each carrier, and carrier cancellation signals are synchronized based on these measured carrier strengths. This rejection filter is simpler than prior art filters that require phase-lock on the interfering carriers, and also allows the filter to operate when phase-lock on interfering carriers is difficult to obtain. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明はデジタルテレビシステムに係り、特に、ＮＴＳＣコチャンネル干渉効果をなくすための並列構造のＮＴＳＣ除去フィルタ及びフィルタリング方法に関する。 The present invention relates to a digital television system, and more particularly, to a parallel NTSC removal filter and a filtering method for eliminating an NTSC co-channel interference effect.

典型的な放送テレビ信号は自然状態で厳格に言ってアナログである。これら典型的な信号は一般的に広く採択された３つの放送フォーマット、すなわち米国及び多数の国で採択しているＮＴＳＣ（ＮａｔｉｏｎａｌＴｅｌｅｖｉｓｉｏｎＳｔａｎｄａｒｄｓＣｏｍｍｉｔｔｅｅ）フォーマットと殆どの他の国で採択しているＰＡＬ（ＰｈａｓｅＡｌｔｅｒｎａｔｉｏｎｂｙＬｉｎｅ）とＳＥＣＡＭ（ＳｙｓｔｅｍｅＥｌｅｃｔｒｏｎｉｑｕｅＣｏｕｌｅｕｒＡｖｅｃＭｅｍｏｉｒｅ）フォーマットのうちの１つに従う。 Typical broadcast television signals are strictly speaking analog in nature. These typical signals are generally broadcast in three widely adopted broadcast formats: the NTSC (National Television Standards Committee) format adopted in the United States and many countries, and the PAL (adopted in most other countries). It follows one of the Phase Alternation by Line) and SECAM (System Electronique Couture Ave Memoire) formats.

高画質テレビ（ＨＤテレビ：ＨｉｇｈＤｅｆｉｎｉｔｉｏｎＴｅｌｅｖｉｓｉｏｎ）、またはさらに一般的なデジタルテレビ（ＤＴＶ：ＤｉｇｉｔａｌＴｅｌｅｖｉｓｉｏｎ）フォーマットはデジタル的にコードされた信号を好むために、従来のアナログ信号フォーマットを放棄する。殆どのビデオ信号で発見される高い余分に起因して、圧縮されなかったならば、視覚的に微小な（またはほぼ全部）方法でビデオシーケンスをデジタル的に圧縮することが可能である。それで、このようなＤＴＶ信号は同じ帯域幅の均等なアナログ信号に比べてはるかに詳細に伝えられる。米国で実現される現在のＨＤテレビフォーマットを見れば、ＨＤテレビ帯域幅はアナログＮＴＳＣ放送とほぼ同じ帯域幅を占め、ＮＴＳＣチャンネルとほぼ同じチャンネルと設定されるチャンネルを有する。 Because high definition television (HD television) or more common digital television (DTV) formats prefer digitally encoded signals, they abandon traditional analog signal formats. Due to the high extras found in most video signals, if not compressed, it is possible to digitally compress the video sequence in a visually tiny (or nearly all) way. Thus, such a DTV signal is conveyed in much more detail than an equivalent analog signal of the same bandwidth. Looking at the current HD television format realized in the United States, the HD television bandwidth occupies approximately the same bandwidth as analog NTSC broadcasts and has channels that are set to be approximately the same as NTSC channels.

たとえＮＴＳＣチャンネルを段階的に廃止するのが長期計画であるにしても、テレビユーザーの大多数はまだＨＤテレビ受信機を保有しておらず、完全な変換装置がすぐにはないために、ＨＤテレビ信号を放送するテレビ放送局は所望のＨＤテレビ信号と、相対的に強いが所望しないＮＴＳＣ信号の何れも同じチャンネル上で受信する視聴者を有する。このような環境で、ＮＴＳＣ信号及びＨＤテレビ信号は相互干渉されて、いわゆる“コチャンネル”干渉を起こす。 Even if it is a long-term plan to phase out the NTSC channel, the majority of TV users still do not have HD TV receivers and HD is not immediately available. Television broadcast stations that broadcast television signals have viewers that receive both the desired HD television signal and the relatively strong but undesirable NTSC signal on the same channel. In such an environment, the NTSC signal and the HD TV signal are interfered with each other, causing so-called “co-channel” interference.

図１を参照すれば、干渉されたＨＤテレビ及びＮＴＳＣ信号の周波数スペクトル１００が図示される。エンベロープ１１０はＮＴＳＣ信号スペクトルの中で伝送されるＨＤテレビ情報を表す。割当てられた周波数スペクトルの下端部エッジから１.２５ＭＨｚに位置するＮＴＳＣビデオキャリアＶが元のＮＴＳＣ信号の輝度成分をデモジュレートするために使われる。ビデオキャリアＶから３.５８ＭＨｚに位置する色度サブキャリアＣはＮＴＳＣカラーテレビ受信機内の求積された色度信号をデモジュレートするために使われる。ビデオキャリアＶから４.５ＭＨｚに位置するオーディオキャリアＡはＡキャリア中心の比較的小さな周波数帯域から伝えられるＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｍｏｄｕｌａｔｅｄ）ＮＴＳＣオーディオ信号をデモジュレートするために使われる。相対的に小さなサイズの他のＮＴＳＣ信号エネルギーは説明される周波数スペースにかけて分布される。 Referring to FIG. 1, a frequency spectrum 100 of interfering HD television and NTSC signals is illustrated. The envelope 110 represents HD television information transmitted in the NTSC signal spectrum. An NTSC video carrier V located 1.25 MHz from the bottom edge of the assigned frequency spectrum is used to demodulate the luminance component of the original NTSC signal. Chromaticity subcarrier C, located 3.58 MHz from video carrier V, is used to demodulate the quadrature chromaticity signal in the NTSC color television receiver. The audio carrier A located 4.5 MHz from the video carrier V is used to demodulate an FM (Frequency modulated) NTSC audio signal transmitted from a relatively small frequency band centered on the A carrier. Other NTSC signal energy of relatively small size is distributed over the described frequency space.

ＨＤテレビ信号がＮＴＳＣ信号のようなチャンネルを占めれば、ＮＴＳＣ信号は強い干渉を起こす。したがって、受信されたＨＤテレビ信号を予見されるＮＴＳＣ信号、すなわちビデオ、色度、及びオーディオキャリアをＮＴＳＣ除去フィルタであらかじめフィルタリングすることが要求される。典型的にコムフィルタがＮＴＳＣ除去フィルタとして使われる。図１に示されたように、コムフィルタ１２０は５７f_HＨｚ（f_HはＮＴＳＣビデオのためのアナログビデオ信号（１５.７３４ｋＨｚ）の水平スキャン周波数）を介在して離れているヌルを有する。１つのコムフィルタヌルはビデオキャリアＶにほとんど合わせられ、他のコムフィルタヌルは色度サブキャリアＣにほとんど合わせられ、第３コムフィルタヌルはオーディオキャリアＡにほとんど合わせられる。 If the HD TV signal occupies a channel like the NTSC signal, the NTSC signal causes strong interference. Therefore, it is required to pre-filter the NTSC signal for which the received HD television signal is foreseen, that is, the video, chromaticity, and audio carrier with the NTSC removal filter. A comb filter is typically used as the NTSC rejection filter. As shown in FIG. 1, comb filter 120 has nulls separated by 57 f _H Hz (f _H is the horizontal scan frequency of the analog video signal (15.734 kHz) for NTSC video). One comb filter null is mostly matched to video carrier V, the other comb filter null is mostly matched to chromaticity subcarrier C, and the third comb filter null is mostly matched to audio carrier A.

図１で、コムフィルタヌルが相当広く分布しており、コムフィルタがコチャンネル干渉を高められないようにＨＤテレビチャンネル空間内の他のヌルを含んでいるので幸いである。実は、ＮＴＳＣ除去フィルタはＨＤテレビ信号の信号対ノイズ比率（ＳＮＲ：ＳiｇｎａｌｔｏＮｏiｓｅＲａｔiｏ）をＮＴＳＣ信号がない時より約３ｄＢ程度減退させる。それにより、ＮＴＳＣ除去フィルタは別途の複雑さなしにＨＤテレビ信号エネルギーをほとんど減少させずにＮＴＳＣキャリアエネルギーを効果的にフィルタリングさせる。 Fortunately, in FIG. 1, the comb filter nulls are fairly widely distributed and include other nulls in the HD TV channel space so that the comb filter cannot enhance co-channel interference. In fact, the NTSC removal filter reduces the signal-to-noise ratio (SNR) of the HD TV signal by about 3 dB compared to when there is no NTSC signal. Thereby, the NTSC cancellation filter effectively filters the NTSC carrier energy with little reduction in HD TV signal energy without additional complexity.

特許文献１はＶ、Ｃ及びＡ干渉を除去するためのフィルタの類型を記載する。図２に示されたように、この特許は各キャリア成分に対して分離されたデジタル反復的なノッチフィルタ、すなわち２個の２次方程式フィルタを使用するＨＤテレビ受信機２００に関したものである。ＮＴＳＣ干渉を有しているＨＤテレビ信号は帯域外側の信号を除去し、所望の信号は中間帯域周波数（ＩＦ：ＩｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）に変換させるチューナー２０２に受信される。アナログ対デジタル変換部（ＡＤＣ：ＡｎａｌｏｇｔｏＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）２０４はＩＦ信号をデジタル化して合算部２０６の１つの入力と３個の２次方程式フィルタ２１０、２２０、２３０に提供する。各２次方程式フィルタはフィルタがトラッキングしようとする周波数近くの狭い帯域を除いて入力信号のあらゆる成分をフィルタリングさせる。フィルタ２１０、２２０、２３０の出力は合算部２０６でデジタル化されたＩＦ信号から減算され、合算部出力は他のプロセッシングのためにＨＤテレビデモジュレータ２４０に提供される。 Patent Document 1 describes a type of filter for removing V, C, and A interference. As shown in FIG. 2, this patent relates to an HD television receiver 200 that uses a digital iterative notch filter, ie, two quadratic filters, separated for each carrier component. An HD television signal having NTSC interference is received by a tuner 202 that removes a signal outside the band and converts a desired signal to an intermediate frequency (IF). An analog-to-digital converter (ADC) 204 digitizes the IF signal and provides it to one input of the summing unit 206 and the three quadratic equation filters 210, 220, and 230. Each quadratic filter causes all components of the input signal to be filtered except for a narrow band near the frequency that the filter attempts to track. The outputs of the filters 210, 220 and 230 are subtracted from the IF signal digitized by the summing unit 206, and the summing unit output is provided to the HD television demodulator 240 for other processing.

図３に示されたグラフ３００を参照すれば、ライン３１０は合算部２０６の出力で観察される意図した周波数応答を表す。フィルタ２１０、２２０、２３０それぞれは潜在されたＮＴＳＣ干渉であるＶ、Ｃ及びＡ周波数の１つに対応するそれぞれのノッチを提供する。たとえこの応答特性が図１に示されたコムフィルタ周波数応答特性１２０よりＮＴＳＣキャリアに対して相対的にはるかに選択的であるとしても２次方程式フィルタは副次的な計算の複雑性を含む。その上、各フィルタは特別に強いキャリア信号を含んでいないが、ＮＴＳＣ干渉のある時に異なるＮＴＳＣキャリア関心領域に位相ロッキングを得る能力に依存的である。 Referring to the graph 300 shown in FIG. 3, line 310 represents the intended frequency response observed at the output of summation unit 206. Each of the filters 210, 220, 230 provides a respective notch corresponding to one of the V, C, and A frequencies that are potential NTSC interference. Even though this response characteristic is much more selective for NTSC carriers than the comb filter frequency response characteristic 120 shown in FIG. 1, the quadratic filter includes secondary computational complexity. Moreover, each filter does not contain a particularly strong carrier signal, but depends on the ability to obtain phase locking in different NTSC carrier regions of interest in the presence of NTSC interference.

特許文献２はＮＴＳＣキャリア除去のための他の方法を説明する。図４に示された特許文献２は１つの１行のＮＴＳＣフィルタ４００を記載する。フィルタ４００はそれぞれＮＴＳＣビデオ、色度及びオーディオ信号を除去するための３個の直列フィルタステージ４１０、４２０、４３０を使用する。各ステージは周波数シフタ４１２、４２２、４３２及びＤＣ除去回路４１４、４２４、４３４を含む。周波数シフト４１２は基底帯域ＨＤテレビ信号スペクトルをＤＣ位置にビデオキャリアＶを位置させてから、ＤＣ除去回路４１４はそのビデオ成分を除去する。ＤＣ除去回路４１４の出力はＤＣ位置に色度サブキャリアＣを位置させるために信号スペクトルをシフトさせる周波数シフタ４２２に提供される。ＤＣ除去回路４２４は色度サブキャリア成分を除去し、その出力を周波数シフト４３２に提供する。周波数シフト４３２はＤＣ位置にオーディオキャリアＡを位置させるために信号スペクトルをシフトさせてから、ＤＣ除去回路４１４はそのオーディオ成分を除去する。最後に、周波数シフト４４０はＤＣ除去回路４３４の出力を受信して以前の３回のシフトを除去して、基底帯域に戻った信号を保存する。 U.S. Patent No. 6,057,052 describes another method for NTSC carrier removal. Patent Document 2 shown in FIG. 4 describes one single-row NTSC filter 400. Filter 400 uses three serial filter stages 410, 420, 430 to remove NTSC video, chromaticity and audio signals, respectively. Each stage includes frequency shifters 412, 422, 432 and DC removal circuits 414, 424, 434. The frequency shift 412 positions the video carrier V at the DC position of the baseband HD television signal spectrum, and then the DC removal circuit 414 removes the video component. The output of the DC removal circuit 414 is provided to a frequency shifter 422 that shifts the signal spectrum to position the chromaticity subcarrier C at the DC position. DC removal circuit 424 removes the chromaticity subcarrier component and provides its output to frequency shift 432. The frequency shift 432 shifts the signal spectrum to position the audio carrier A at the DC position, and then the DC removal circuit 414 removes the audio component. Finally, frequency shift 440 receives the output of DC removal circuit 434, removes the previous three shifts, and stores the signal back to the baseband.

フィルタ４００は色々な側面で問題がある、まず、入力信号の所望の成分が４個の周波数シフトと３個のフィルタとを通過するために、信号にサイズ及び位相エラーが加えられる。また、このフィルタは入力信号が基底帯域である時に保存される低域のＮＴＳＣ信号エネルギーを考慮しないために、このエネルギーが除去できない。信号スペクトルの幅以上に繰り返された周波数シフタはＨＤテレビサイドバンドを干渉する方向にシフトさせるために、所望のＨＤテレビ信号をスクランブルさせる。
米国特許第５,３２５,１８８号公報米国特許第６,２１９,０８８号公報 The filter 400 has problems in various aspects. First, size and phase errors are added to the signal as the desired component of the input signal passes through four frequency shifts and three filters. Also, since this filter does not consider the low-frequency NTSC signal energy stored when the input signal is in the baseband, this energy cannot be removed. A frequency shifter repeated more than the width of the signal spectrum scrambles the desired HD television signal in order to shift the HD television sideband in an interfering direction.
US Pat. No. 5,325,188 US Pat. No. 6,219,088

本発明の目的は、ＮＴＳＣ干渉を同時に除去する並列構造のＮＴＳＣ除去フィルタ及びフィルタリング方法を提供するところにある。 An object of the present invention is to provide a parallel-structured NTSC removal filter and filtering method that simultaneously removes NTSC interference.

前記目的を達成するために、本発明のＮＴＳＣ除去フィルタは、ＤＴＶ入力信号のスペクトルをそれぞれビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット、及びオーディオキャリア周波数オフセットほどシフトさせてビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号及びオーディオキャリア基底帯域信号を発生する周波数シフトと、前記ビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号及びオーディオキャリア基底帯域信号からビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズをそれぞれ推定する低域通過フィルタと、前記推定されたビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズそれぞれに基づいてビデオキャリア、色度キャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する干渉信号同期部と、前記ＤＴＶ入力信号から前記ビデオキャリア、色度キャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とする。 To achieve the above object, the NTSC cancellation filter of the present invention shifts the spectrum of a DTV input signal by a video carrier frequency offset, a chromaticity subcarrier frequency offset, and an audio carrier frequency offset, respectively. Frequency shift for generating chromaticity subcarrier baseband signal and audio carrier baseband signal, video carrier signal size, chromaticity subcarrier from video carrier baseband signal, chromaticity subcarrier baseband signal and audio carrier baseband signal A low-pass filter for estimating a signal size and an audio carrier signal size, respectively, and based on the estimated video carrier signal size, chromaticity subcarrier signal size and audio carrier signal size, respectively. An interference signal synchronization unit that generates a deo carrier, a chromaticity carrier, and an audio carrier interference cancellation signal; and a summing unit that subtracts the video carrier, chromaticity carrier, and audio carrier interference cancellation signal from the DTV input signal. It is characterized by.

前記目的を達成するために、本発明の干渉除去フィルタは、第１周波数シフトされた入力信号を発生するために入力信号のスペクトルを第１周波数ほどシフトさせる第１周波数シフトと、前記第１周波数シフトされた入力信号のＤＣ値を推定する第１低域通過フィルタと、前記推定されたＤＣ値に基づいて前記第１周波数で第１干渉除去信号を発生する第１干渉信号合成部と、前記入力信号から前記第１干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とする。 To achieve the above object, the interference cancellation filter of the present invention includes a first frequency shift that shifts a spectrum of an input signal by a first frequency to generate an input signal that is shifted by a first frequency, and the first frequency. A first low-pass filter that estimates a DC value of the shifted input signal; a first interference signal synthesizer that generates a first interference cancellation signal at the first frequency based on the estimated DC value; And a summing unit that subtracts the first interference cancellation signal from the input signal.

前記目的を達成するために、本発明のフィルタリング方法は、ＤＴＶ信号から知られた周波数で干渉をフィルタリングする方法において、基底帯域の前記知られた周波数に前記ＤＴＶ信号を周波数シフトさせる段階と、前記周波数シフトされたＤＴＶ信号のＤＣ値を推定する段階と、前記推定されたＤＣ値に基づいて前記知られた周波数で干渉除去信号を発生する段階と、前記ＤＴＶ信号から前記干渉除去信号を減算する段階と、を具備することを特徴とする。 In order to achieve the above object, the filtering method of the present invention is a method for filtering interference at a known frequency from a DTV signal, the frequency shifting of the DTV signal to the known frequency of a baseband, Estimating a DC value of a frequency shifted DTV signal; generating an interference cancellation signal at the known frequency based on the estimated DC value; and subtracting the interference cancellation signal from the DTV signal. And a stage.

前記目的を達成するために、本発明のＤＴＶ受信機は、ＮＴＳＣ除去フィルタを有するＤＴＶ受信機において、ＤＴＶ入力信号のスペクトルをビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット及びオーディオキャリア周波数オフセットほどそれぞれシフトさせ、ビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号、そしてオーディオキャリア基底帯域信号を発生させる周波数シフトと、前記ビデオキャリア基底帯域信号、前記色度サブキャリア基底帯域信号、そして前記オーディオキャリア基底帯域信号からビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズをそれぞれ推定する低域通過フィルタと、前記推定されたビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア信号サイズにそれぞれ基づいてビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する干渉信号合成部と、前記ＤＴＶ入力信号から前記ビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とする。 In order to achieve the above object, the DTV receiver of the present invention is a DTV receiver having an NTSC removal filter, wherein the spectrum of the DTV input signal is divided into video carrier frequency offset, chromaticity subcarrier frequency offset and audio carrier frequency offset, respectively. A frequency shift to generate a video carrier baseband signal, a chromaticity subcarrier baseband signal, and an audio carrier baseband signal; and the video carrier baseband signal, the chromaticity subcarrier baseband signal, and the audio carrier. A low-pass filter for estimating a video carrier signal size, a chromaticity subcarrier signal size, and an audio carrier signal size from a baseband signal, respectively, and the estimated video carrier, chromaticity subcarrier and audio An interference signal synthesizer for generating a video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier interference cancellation signal based on the carrier signal size respectively, and subtracting the video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier interference cancellation signal from the DTV input signal And a summing unit.

前記目的を達成するために、また、本発明のＤＴＶ受信機は、ＤＴＶ信号を処理する集積回路において、前記ＤＴＶ信号のスペクトルをビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット及びオーディオキャリア周波数オフセットほどそれぞれシフトさせ、ビデオキャリア基底帯域複素サンプルストリーム、色度サブキャリア基底帯域複素サンプルストリーム、そしてオーディオキャリア基底帯域複素サンプルストリームを発生させる前記ＤＴＶ信号の同位相及び直交位相デジタルサンプルに動作する第１、第２及び第３デジタル周波数シフトと、前記ビデオキャリア、前記色度サブキャリア、そして前記オーディオキャリア基底帯域複素サンプルストリームからビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズ推定値をそれぞれ計算する第１、第２及び第３低域通過フィルタと、前記負（−）のビデオキャリア周波数オフセット、前記負（−）の色度サブキャリア周波数オフセット、及び前記負（−）のオーディオキャリア周波数オフセットほど前記ビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズ推定値のそれぞれをシフトさせ、ビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する第４、第５及び第６デジタル周波数シフトと、前記ＤＴＶ信号からビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とする。 In order to achieve the above object, the DTV receiver of the present invention, in an integrated circuit for processing a DTV signal, converts the spectrum of the DTV signal into a video carrier frequency offset, a chromaticity subcarrier frequency offset, and an audio carrier frequency offset. A first operating on the in-phase and quadrature digital samples of the DTV signal to respectively shift and generate a video carrier baseband complex sample stream, a chromaticity subcarrier baseband complex sample stream, and an audio carrier baseband complex sample stream; Second and third digital frequency shifts, video carrier signal size, chromaticity subcarrier signal size from the video carrier, chromaticity subcarrier, and audio carrier baseband complex sample stream First, second, and third low pass filters that calculate audio carrier signal size estimates, respectively, the negative (−) video carrier frequency offset, the negative (−) chromaticity subcarrier frequency offset, and The video carrier signal size, the chromaticity subcarrier signal size, and the audio carrier signal size estimated value are shifted by the negative (−) audio carrier frequency offset, and the video carrier, chromaticity subcarrier, and audio carrier interference cancellation signal are shifted. And a summing unit for subtracting a video carrier, a chromaticity subcarrier, and an audio carrier interference cancellation signal from the DTV signal.

本発明は並列構造の簡単なＮＴＳＣ除去フィルタを使用して、ＤＴＶ信号に含まれたＮＴＳＣ干渉信号を並列に処理した後、それを元の入力信号から除去してＮＴＳＣ干渉信号を除去できる。 The present invention can process a NTSC interference signal included in a DTV signal in parallel using a simple NTSC cancellation filter having a parallel structure, and then remove the NTSC interference signal from the original input signal to remove the NTSC interference signal.

本発明と本発明の動作上の利点及び本発明の実施によって達成される目的を十分に理解するためには、本発明の望ましい実施例を例示する図面及び図面に記載された内容を参照せねばならない。
以下、図面を参照して本発明の望ましい実施例を説明することによって、本発明を詳細に説明する。各図面に提示された同じ参照符号は同じ部材を表す。 For a full understanding of the invention, its operational advantages, and the objectives achieved by the practice of the invention, reference should be made to the drawings illustrating the preferred embodiments of the invention and the contents described in the drawings. Don't be.
Hereinafter, the present invention will be described in detail by describing preferred embodiments of the present invention with reference to the drawings. The same reference numerals provided in each drawing represent the same member.

図５は、本発明の実施例によるＤＴＶ受信機５００のブロックダイアグラムを示す。潜在的なＮＴＳＣ干渉を有したＨＤテレビ信号がチューナー５０２に受信される。チューナー５０２は帯域外側の信号を除去して所望の信号をＩＦにダウン変換させる。ＡＤＣ５０４はＩＦ信号をデジタル化し、デジタル化された信号を合算部５０６の１つの入力に、そして３個のキャリア推定器５１０、５２０、５３０に提供する。推定器５１０、５２０、５３０の出力は合算部５０６でデジタル化されたＩＦ信号から減算され、合算部５０６出力は一層のプロセッシングのためにＨＤテレビデモジュレータ５４０に提供される。 FIG. 5 shows a block diagram of a DTV receiver 500 according to an embodiment of the present invention. An HD television signal with potential NTSC interference is received by tuner 502. The tuner 502 removes the signal outside the band and down-converts the desired signal to IF. The ADC 504 digitizes the IF signal and provides the digitized signal to one input of the summation unit 506 and to the three carrier estimators 510, 520, 530. The outputs of the estimators 510, 520, and 530 are subtracted from the IF signal digitized by the summation unit 506, and the summation unit 506 output is provided to the HD television demodulator 540 for further processing.

図６は、本発明による一実施例のＮＴＳＣ信号除去フィルタ６００をより具体的に示す。フィルタ６００は周波数シフト６０１、ＤＣ検出部６１１、干渉信号合成部６２１、そして合算部６３０、６４０で構成される。各構成要素は順に具体的に説明される。
周波数シフト６０１は信号サイズが推定される各周波数に対して分離された周波数シフトブロックを含む。図６で、それぞれビデオ、色度及びオーディオキャリア周波数に対する３個の周波数シフトブロック６０２、６０４、６０６が使われる。各周波数シフトブロックはＩＦモジュレートされ、サンプルされたＨＤテレビ信号の入力信号を受信する。 FIG. 6 shows more specifically an NTSC signal removal filter 600 according to an embodiment of the present invention. The filter 600 includes a frequency shift 601, a DC detection unit 611, an interference signal synthesis unit 621, and summing units 630 and 640. Each component will be specifically described in turn.
The frequency shift 601 includes a frequency shift block separated for each frequency for which the signal size is estimated. In FIG. 6, three frequency shift blocks 602, 604, 606 are used for video, chromaticity and audio carrier frequency, respectively. Each frequency shift block is IF modulated and receives an input signal of a sampled HD television signal.

各周波数シフトブロックは所定の周波数ほど入力信号をシフトさせる。例えば、入力信号が中心周波数ＩＦＭＨｚにモジュレートされれば、周波数シフトブロック６０２はビデオキャリアＶをＤＣに位置させるために信号を（ＩＦ−１.７５）ＭＨｚほどダウンシフトさせ、周波数シフトブロック６０４は色度サブキャリアＣをＤＣに位置させるために信号を（ＩＦ＋１.８３）ＭＨｚほどダウンシフトさせ、周波数シフトブロック６０６はオーディオキャリアＣをＤＣに位置させるために信号を（ＩＦ＋２.７５）ＭＨｚほどダウンシフトさせる。 Each frequency shift block shifts the input signal by a predetermined frequency. For example, if the input signal is modulated to the center frequency IF MHz, the frequency shift block 602 downshifts the signal by (IF-1.75) MHz to position the video carrier V at DC, and the frequency shift block 604. Downshifts the signal by (IF + 1.83) MHz to position the chromaticity subcarrier C to DC, and the frequency shift block 606 moves the signal to (IF + 2.75) MHz to position the audio carrier C at DC. Downshift.

ＤＣ検出部６１１は周波数シフトブロック６０２、６０４、６０６から出力される信号のＤＣ成分を検出する。ＤＣ検出部６１１はそれぞれビデオ、色度、及びオーディオキャリア周波数に対して３個の低域通過フィルタ６１２、６１４、６１６を含む。低域通過フィルタ６１２は周波数シフトブロック６０２の出力を受信してビデオキャリアＶサイズの推定値を得るためにＤＣ信号サイズを推定する。低域通過フィルタ６１４は周波数シフトブロック６０４の出力を受信して色度キャリアＣサイズの推定値を得るためにＤＣ信号サイズを推定する。低域通過フィルタ６１６は周波数シフトブロック６０６の出力を受信してオーディオキャリアサイズの推定値を得るためにＤＣ信号サイズを推定する。 The DC detection unit 611 detects the DC component of the signal output from the frequency shift blocks 602, 604, and 606. The DC detection unit 611 includes three low-pass filters 612, 614, and 616 for video, chromaticity, and audio carrier frequency, respectively. Low pass filter 612 receives the output of frequency shift block 602 and estimates the DC signal size to obtain an estimate of the video carrier V size. A low pass filter 614 receives the output of the frequency shift block 604 and estimates the DC signal size to obtain an estimate of the chromaticity carrier C size. Low pass filter 616 receives the output of frequency shift block 606 and estimates the DC signal size to obtain an estimate of the audio carrier size.

干渉信号合成部６２１はＤＣ検出部６１１の出力に基づいてビデオ、色度及びオーディオキャリア信号を合成する。例えば、干渉信号合成部６２１はそれぞれ低域通過フィルタ６１２、６１４、６１６により検出されたＤＣ値を受信して適切な周波数、サイズ、そして位相のデジタル信号を発生する３個の周波数合成部６２２、６２４、６２６を含む。周波数シフトブロック６０２、６０４、６０６が入力信号をそれぞれ（ＩＦ−１.７５）ＭＨｚ、（ＩＦ＋１.８３）ＭＨｚ、そして（ＩＦ＋２.７５）ＭＨｚほどシフトさせる時、このような周波数が干渉信号を合成するために使われる。 The interference signal synthesis unit 621 synthesizes video, chromaticity, and audio carrier signals based on the output of the DC detection unit 611. For example, the interference signal synthesis unit 621 receives three DC values detected by the low-pass filters 612, 614, and 616, respectively, and generates three frequency synthesis units 622 that generate digital signals having appropriate frequencies, sizes, and phases. 624, 626. When the frequency shift blocks 602, 604, and 606 shift the input signal by (IF-1.75) MHz, (IF + 1.83) MHz, and (IF + 2.75) MHz, respectively, such frequencies synthesize interference signals. Used to do.

合成部６３０、６４０は推定された干渉信号を入力信号から除去するために動作する。合成部６３０は３個の周波数合成部から同時に発生するサンプルを合せ、合成部６４０は同位相干渉信号除去を提供するために適当に遅延された入力信号から合成部６３０の出力を引く。 The combiners 630 and 640 operate to remove the estimated interference signal from the input signal. The combiner 630 combines samples generated simultaneously from the three frequency combiners, and the combiner 640 subtracts the output of the combiner 630 from the appropriately delayed input signal to provide in-phase interference signal cancellation.

たとえ図５及び図６の実施例では３個のＮＴＳＣキャリアを除去することについて示されているとしても、フィルタ内の周波数除去経路数を異なって含んで除去のために３個以上または以下の周波数が選択されうる。図７は、本発明の他の実施例による１つの周波数除去フィルタ７００の基本要素を示す。例えば、図５及び図６の構成のように多数の周波数の並列除去を除去するためにフィルタ７００と類似した多数のブロックが具現されうる。 Even if the embodiments of FIGS. 5 and 6 are shown for removing three NTSC carriers, the number of frequency removal paths in the filter may be different and include three or more frequencies for removal. Can be selected. FIG. 7 shows the basic elements of one frequency rejection filter 700 according to another embodiment of the present invention. For example, a number of blocks similar to the filter 700 may be implemented to remove parallel removal of a number of frequencies as in the configurations of FIGS.

フィルタ７００は周波数シフタ７０２、ＤＣ検出部７１２、干渉信号合成部７２２、そして合算部７４０を含む。それぞれは順に説明される。
周波数シフタ７０２はスカラー乗算部７０３，７０４，７０５，７０６とスカラー合算部７０７、７０８で構成された複素マルチプレクサを含む。同位相サンプルI（ｔ）と直交位相サンプルＱ（ｔ）で構成される直角位相−サンプルされたデータストリームで入力信号サンプルが周波数シフト７０２に提供される。シフト信号ｅ^-jwtの複素サンプル（ここで、ωは入力信号の所望の周波数成分をＤＣにシフトさせるための周波数シフトである。）が、例えばｃｏｓ（ωt）−jsin（ωt）の形態で周波数シフタ７０２に提供される。シフト信号は明らかに与えられた所望の値ωにより発生したルックアップテーブルまたは他の公知の手段から提供される。 The filter 700 includes a frequency shifter 702, a DC detection unit 712, an interference signal synthesis unit 722, and a summation unit 740. Each will be described in turn.
The frequency shifter 702 includes a complex multiplexer composed of scalar multipliers 703, 704, 705, and 706 and scalar adders 707 and 708. Input signal samples are provided to frequency shift 702 in a quadrature-sampled data stream comprised of in-phase samples I (t) and quadrature samples Q (t). A complex sample of the shift signal e ^−jwt (where ω is a frequency shift for shifting a desired frequency component of the input signal to DC) has a frequency in the form of, for example, cos (ωt) −jsin (ωt) Provided to shifter 702. The shift signal is provided from a look-up table generated by a clearly given desired value ω or other known means.

周波数シフタ７０２はこれら２つの複素サンプルストリームを乗算する。例えば、説明された実施例は同位相周波数シフトされた要素である
I_FS（t）＝Ｉ（t）ｃｏｓ（ωt）＋Q（t）ｓｉｎ（ωt）と、
直交位相周波数シフトされた要素である
Q_FS（t）＝Q（t）ｃｏｓ（ωt）−I（t）ｓｉｎ（ωt）と、を
有する周波数シフトされた出力信号を形成する。 A frequency shifter 702 multiplies these two complex sample streams. For example, the described embodiment is an in-phase frequency shifted element
I _FS (t) = I (t) cos (ωt) + Q (t) sin (ωt)
Is a quadrature frequency shifted element
A frequency-shifted output signal having Q _FS (t) = Q (t) cos (ωt) −I (t) sin (ωt) is formed.

ＤＣ検出部７１２は、例えば簡単に説明された多数の方法のうち１つによりI_F（t）とQ_FS（t）の信号サイズを分離して測定する。信号サイズ測定は同位相サイズI’（t）と直交位相サイズQ’（t）とでＤＣ検出部７１２から出力される。 The DC detection unit 712 separates and measures the signal sizes of I _F (t) and Q _FS (t) by, for example, one of many methods described briefly. The signal size measurement is output from the DC detector 712 with the same phase size I ′ (t) and the quadrature phase size Q ′ (t).

干渉信号合成部７２２は多くの他の方法で具現できるが、そのうち１つの方法が図７に図示される。図７で、合成部７２２は周波数シフト７０２に使われた複素乗算器のような複素乗算器を含む。合成部７２２の１つの入力はＤＣサイズ対I’（t）、Q’（t）であり、他の１つの入力は、例えばｃｏｓ（ωt）＋jsin（ωt）に提供される複素シフト信号e^jwtである。合成部７２２はこれら２つの入力を乗算して周波数ωで入力スペクトルに存在する信号に近接して、同位相除去信号である
I’’（t）＝I’（t）ｃｏｓ（ωt）−Q’（t）ｓｉｎ（ωt）と
直交位相周波数シフトされた要素である
Q’’（t）＝Q’（t）ｃｏｓ（ωt）＋Ｉ’（t）ｓｉｎ（ωt）とで構成された適切に位相及びサイズスケールされた信号を提供する。 The interference signal synthesizer 722 can be implemented in many other ways, one of which is illustrated in FIG. In FIG. 7, the combining unit 722 includes a complex multiplier such as the complex multiplier used for the frequency shift 702. One input of the synthesizing unit 722 is a DC size pair I ′ (t), Q ′ (t), and the other one input is a complex shift signal e ^jwt provided to, for example, cos (ωt) + jsin (ωt). It is. The synthesizer 722 multiplies these two inputs and is close to the signal present in the input spectrum at the frequency ω and is an in-phase removal signal
I ″ (t) = I ′ (t) cos (ωt) −Q ′ (t) sin (ωt)
Providing an appropriately phase and size scaled signal composed of Q ″ (t) = Q ′ (t) cos (ωt) + I ′ (t) sin (ωt).

合算部７４０は入力信号から除去信号の複素減算を行う。もちろん、直交位相サンプルがダウンストリームプロセッシングで不要であれば、直交位相除去は不要でありうる。
前述したように、ＤＣ検出部７１２は所望の効果によって多様な方法で具現できる。図８は、合算部８１０、８５０、分配器８２０、８６０、遅延部８３０、８７０、そしてカウンタ８４０で構成されるＤＣ検出部７１２の１つの可能な具現を示す。 The summation unit 740 performs complex subtraction of the removal signal from the input signal. Of course, if quadrature samples are not required for downstream processing, quadrature removal may not be necessary.
As described above, the DC detection unit 712 can be implemented in various ways according to a desired effect. FIG. 8 shows one possible implementation of a DC detector 712 composed of summing units 810, 850, distributors 820, 860, delay units 830, 870, and counter 840.

同位相経路を説明すれば、合算部８１０はI_FS（t）の現在サンプルを遅延素子８３０の出力に合わせる。合算部８１０の出力は遅延部８３０と分配器８２０の入力に提供される。カウンタ８４０はサンプルを所望の数ほどカウントするためにプレセットされるが、時間カウンタ８４０自体をリセットさせ、遅延部８３０をリセットさせ、分配器８２０がカウンタ８４０によりプレセットされたサンプルの数ほどその入力を分配させる。分配器８２０はI’（t）に計算された値をホールドし、カウンタ８４０から次の信号が受信されるまでその値を出力する。直交位相経路はQ_FS（t）サンプルからQ’（t）を計算するために同位相経路と同じ方法で動作する。 To describe the same phase path, the summing unit 810 matches the current sample of I _FS (t) with the output of the delay element 830. The output of summing unit 810 is provided to the inputs of delay unit 830 and distributor 820. The counter 840 is preset to count as many samples as desired, but resets the time counter 840 itself, resets the delay unit 830 and the distributor 820 resets the number of samples preset by the counter 840. Distribute input. The distributor 820 holds the calculated value for I ′ (t), and outputs the value until the next signal is received from the counter 840. The quadrature path operates in the same way as the in-phase path to calculate Q ′ (t) from the Q _FS (t) samples.

このＤＣ検出部がカウンタ値により変わる帯域幅を有するブロック低域通過フィルタで動作できることは当業者によく知られている。言い換えれば、短い平均区間はＤＣ検出部をして、ＤＣを中心とする周波数の広いバンドを許容させ、ＤＣ信号サイズの速い変動を許容させる。長い平均区間はＤＣ検出部の応答を短くする。分配器８２０が新しいＤＣ値が測定されていない時、その値をホールドすることによって、ＤＣ検出部（及び周波数シフト）を間歇的に駆動可能である。たとえ元のＤＴＶ信号経路内の遅延が図７に示されていないとしても、計算されたブロックＤＣ値が同じ入力サンプルに提供できるように適当な遅延が使われうる。また、オーバーラップブロックの平均を提供するためのやや複雑な回路群が使われる場合もある。 It is well known to those skilled in the art that this DC detector can operate with a block low-pass filter having a bandwidth that varies with the counter value. In other words, the short average interval allows the DC detector to allow a wide band with a frequency centered on DC and allow a fast fluctuation of the DC signal size. A long average interval shortens the response of the DC detector. When distributor 820 is not measuring a new DC value, the DC detector (and frequency shift) can be driven intermittently by holding the value. Even though the delay in the original DTV signal path is not shown in FIG. 7, a suitable delay can be used so that the calculated block DC value can be provided to the same input sample. Also, a slightly more complex set of circuits may be used to provide an average of overlapping blocks.

図９は、前記の実施例でブロック測定を使用する代わりに、例えば摺動平均を計算することによってジッタ除去を提供するＤＣ検出部９１２の他の具現を示す。ＤＣ検出部９１２は乗算器９１０、９４０、９５０、９８０、合算部９２０、９６０、遅延部９３０、９７０、そしてパラメータレジスタ９９０、９９２を含む。 FIG. 9 illustrates another implementation of a DC detector 912 that provides jitter removal, for example, by calculating a sliding average instead of using block measurements in the above embodiment. The DC detection unit 912 includes multipliers 910, 940, 950 and 980, summation units 920 and 960, delay units 930 and 970, and parameter registers 990 and 992.

ＤＣ検出部９１２の応答特性はパラメータα（０＜α＜１）により調整される。パラメータレジスタ９９０はα値をホールドし、パラメータレジスタ９９２は１−α値をホールドする。
同位相経路を考慮すれば、乗算器９１０はI_FS（t）の現在サンプルをパラメータレジスタ９９０の値に乗算してその出力を合算部９２０の１つの入力として提供する。乗算器９４０は遅延部９３０の出力をパラメータレジスタ９９２の値に乗算してその出力を合算部９２０の他の入力に提供する。合算部９２０の出力は遅延部９３０の入力になり、また、ＤＣ検出部出力I’（t）となる。直交位相経路はQ_FS（t）サンプルからQ’（t）を計算するために同位相経路と同じ方法で動作する。 The response characteristic of the DC detection unit 912 is adjusted by the parameter α (0 <α <1). The parameter register 990 holds the α value, and the parameter register 992 holds the 1-α value.
Considering the in-phase path, the multiplier 910 multiplies the current sample of I _FS (t) by the value of the parameter register 990 and provides the output as one input of the summing unit 920. Multiplier 940 multiplies the output of delay unit 930 by the value of parameter register 992 and provides the output to the other input of summing unit 920. The output of the summation unit 920 becomes the input of the delay unit 930 and becomes the DC detection unit output I ′ (t). The quadrature path operates in the same way as the in-phase path to calculate Q ′ (t) from the Q _FS (t) samples.

このＤＣ検出部の帯域幅はパラメータα値の変化によって変化されることは当業者に自明である。言い換えれば、大きいα値はＤＣを中心とする周波数の広いバンドを許容し、ＤＣ信号サイズの速い変動を許容する。小さなα値はＤＣ検出部の応答を短くし、隣接した信号やノイズに影響されやすいことを少なくする。たとえ元のＤＴＶ信号経路内の遅延が図７に示されていないとしても、パラメータα値により誘発された遅延が合成された干渉除去信号に対する入力信号のタイミングに少なくとも部分的に影響を及ぼしうるように適当な遅延が使われうる。 It will be apparent to those skilled in the art that the bandwidth of the DC detector is changed by changing the parameter α value. In other words, a large α value allows a wide band with a frequency centered on DC, and allows fast fluctuations in the DC signal size. A small α value shortens the response of the DC detection unit, and is less susceptible to adjacent signals and noise. Even if the delay in the original DTV signal path is not shown in FIG. 7, the delay induced by the parameter α value may at least partially affect the timing of the input signal relative to the synthesized interference cancellation signal. A suitable delay can be used.

ここに記載された望ましい構成要素のための多くの他の具現が存在する。例えば、ＤＣ検出部は分離された同位相と直交位相信号との代りにサイズ及び位相が出力でき、干渉信号合成部はルックアップテーブルからインデックスサンプルとして位相が使用できる。
前述したように、ここに使われた“ＤＣ”用語は真のＤＣを含む周波数のバンドを取り囲み、また、ＤＣ周辺バンド内の他の周波数を含む。特別なシステムデザインでこのＤＣバンド、ある具現では数Ｈｚまたは数十Ｈｚから数ＫＨｚの広いバンドのために他の値が使われうる。ＤＣ帯域幅及び／またはシフタ周波数は他のシステムで調整できる。たとえＮＴＳＣ干渉について記載しているとしても、本発明がＤＴＶ信号から他のタイプの狭い他の干渉を除去するのに使用できることは当業者に自明である。 There are many other implementations for the desired components described herein. For example, the DC detector can output the size and phase instead of the separated in-phase and quadrature signals, and the interference signal synthesizer can use the phase as an index sample from the lookup table.
As previously mentioned, the term “DC” as used herein encompasses a band of frequencies that includes true DC and includes other frequencies within the DC peripheral band. Other values may be used for this DC band in a particular system design, in some implementations a wide band from a few Hz or a few tens to a few KHz. The DC bandwidth and / or shifter frequency can be adjusted in other systems. It will be apparent to those skilled in the art that even if NTSC interference is described, the present invention can be used to remove other types of narrow interference from DTV signals.

本発明は図面に示された一実施例を参考で説明されたが、これは例示的なものに過ぎず、本技術分野の当業者であれば、これより多様な変形及び均等な他の実施例が可能である点が理解できる。したがって、本発明の真の技術的保護範囲は特許請求の範囲の技術的思想により定められねばならない。 Although the present invention has been described with reference to one embodiment shown in the drawings, this is by way of example only, and various modifications and equivalent other implementations will occur to those skilled in the art. You can see that examples are possible. Therefore, the true technical protection scope of the present invention must be determined by the technical idea of the claims.

本発明は、ＤＴＶシステムに係り、例えばＮＴＳＣ干渉信号を除去するＤＴＶシステムに適用する。 The present invention relates to a DTV system, for example, a DTV system that removes an NTSC interference signal.

干渉するＮＴＳＣテレビ信号を有する典型的なＨＤテレビ周波数スペクトルを説明し、ＮＴＳＣ信号除去のために使われるコムフィルタによって整列されるスペクトルを示す図面である。FIG. 6 illustrates a typical HD television frequency spectrum with interfering NTSC television signals and shows the spectrum aligned by a comb filter used for NTSC signal cancellation. ＮＴＳＣ干渉を除去するために並列２次フィルタを使用した従来のＨＤテレビ受信機を示す図面である。1 is a diagram illustrating a conventional HD television receiver using a parallel second order filter to remove NTSC interference. 図２で示したフィルタリングスキームで定められた周波数応答を示す図面である。3 is a diagram illustrating a frequency response determined by the filtering scheme shown in FIG. 2. 多数の直列周波数−シフト／ＤＣ除去端を使用する従来のＮＴＳＣフィルタを示す図面である。1 is a diagram illustrating a conventional NTSC filter using multiple series frequency-shift / DC rejection ends. 本発明の実施例によるＮＴＳＣ除去フィルタを含むＨＤテレビ受信機のブロックダイアグラムである。1 is a block diagram of an HD television receiver including an NTSC rejection filter according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施例によるＮＴＳＣ除去フィルタの具体的なブロックダイアグラムである。4 is a specific block diagram of an NTSC removal filter according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施例による１つのキャリア推定要素の具体的な具現を示す図面である。3 is a diagram illustrating a specific implementation of one carrier estimation element according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施例内で有用なＤＣ検出部の具体的な具現を示す図面である。3 is a diagram illustrating a specific implementation of a DC detection unit useful in an embodiment of the present invention. ジッタ除去能力を有したＤＣ検出部を説明する図面である。It is drawing explaining the DC detection part which has jitter removal capability.

符号の説明Explanation of symbols

４００ＮＴＳＣフィルタ
４１０、４２０、４３０直列フィルタステージ
４１２、４２２、４３２、４４０周波数シフト
４１４、４２４、４３４ＤＣ除去回路
５００ＤＴＶ受信機
５０２チューナー
５０４ＡＤＣ
５０６合算部
５１０、５２０、５３０キャリア推定器
５４０デモジュレータ
６００フィルタ
６０１周波数シフト
６０２、６０４、６０６周波数シフトブロック
６１１ＤＣ検出部
６１２、６１４、６１６低域通過フィルタ
６２１干渉信号合成部
６３０、６４０合算部

400 NTSC filter 410, 420, 430 Series filter stage 412, 422, 432, 440 Frequency shift 414, 424, 434 DC removal circuit 500 DTV receiver 502 Tuner 504 ADC
506 Summation unit 510, 520, 530 Carrier estimator 540 Demodulator 600 Filter 601 Frequency shift 602, 604, 606 Frequency shift block 611 DC detection unit 612, 614, 616 Low-pass filter 621 Interference signal synthesis unit 630, 640 Summation unit

Claims

ＤＴＶ（デジタルＴＶ）入力信号のスペクトルをそれぞれビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット、及びオーディオキャリア周波数オフセットほどシフトさせてビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号及びオーディオキャリア基底帯域信号を発生する周波数シフトと、
前記ビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号及びオーディオキャリア基底帯域信号からビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズをそれぞれ推定する低域通過フィルタと、
前記推定されたビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズそれぞれに基づいてビデオキャリア、色度キャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する干渉信号同期部と、
前記ＤＴＶ入力信号から前記ビデオキャリア、色度キャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する引く合算部と、を具備することを特徴とするＮＴＳＣ除去フィルタ。 The spectrum of a DTV (digital TV) input signal is shifted by a video carrier frequency offset, a chromaticity subcarrier frequency offset, and an audio carrier frequency offset, respectively, to thereby generate a video carrier baseband signal, a chromaticity subcarrier baseband signal, and an audio carrier baseband. A frequency shift that generates a signal;
A low-pass filter for estimating a video carrier signal size, a chromaticity subcarrier signal size and an audio carrier signal size from the video carrier baseband signal, chromaticity subcarrier baseband signal and audio carrier baseband signal, respectively;
An interference signal synchronizer for generating a video carrier, chromaticity carrier and audio carrier interference cancellation signal based on the estimated video carrier signal size, chromaticity subcarrier signal size and audio carrier signal size, respectively;
An NTSC removal filter comprising: a subtracting unit that subtracts the video carrier, chromaticity carrier, and audio carrier interference removal signal from the DTV input signal.

前記ビデオキャリア基底帯域信号、前記色度サブキャリア基底帯域信号及び前記オーディオキャリア基底帯域信号それぞれは複素信号であり、前記低域通過フィルタが複素値として前記ビデオキャリア信号サイズ、前記色度サブキャリア信号サイズ及び前記オーディオキャリア信号サイズを推定することを特徴とする請求項１に記載のＮＴＳＣ除去フィルタ。 Each of the video carrier baseband signal, the chromaticity subcarrier baseband signal, and the audio carrier baseband signal is a complex signal, and the low-pass filter has a complex value as the video carrier signal size, the chromaticity subcarrier signal. The NTSC removal filter according to claim 1, wherein the size and the audio carrier signal size are estimated.

前記干渉信号合成部は、
前記ビデオキャリア干渉除去信号を発生させるために、前記ビデオキャリア信号サイズを負（−）の前記ビデオキャリア周波数オフセットほどモジュレートし、
前記色度サブキャリア干渉除去信号を発生させるために前記色度サブキャリア信号サイズを負（−）の前記色度サブキャリア周波数オフセットほどモジュレートし、
前記オーディオキャリア干渉除去信号を発生させるために、前記オーディオ前記オーディオキャリア信号サイズを負（−）の前記オーディオキャリア周波数オフセットほどモジュレートする第２周波数シフトで構成されることを特徴とする請求項２に記載のＮＴＳＣ除去フィルタ。 The interference signal synthesizer
Modulating the video carrier signal size by a negative (−) video carrier frequency offset to generate the video carrier interference cancellation signal;
Modulating the chromaticity subcarrier signal size by a negative (−) chromaticity subcarrier frequency offset to generate the chromaticity subcarrier interference cancellation signal;
3. The audio carrier interference cancellation signal is generated by a second frequency shift that modulates the audio carrier signal size of the audio by a negative (−) audio carrier frequency offset. NTSC removal filter described in 1.

前記ＮＴＳＣ除去フィルタは、
前記干渉信号合成部として前記推定された信号を使用する前に前記推定された信号サイズ内のジッタを補償するジッタ補償部をさらに具備することを特徴とする請求項２に記載のＮＴＳＣ除去フィルタ。 The NTSC removal filter is
The NTSC removal filter according to claim 2, further comprising a jitter compensation unit that compensates for jitter within the estimated signal size before using the estimated signal as the interference signal synthesis unit.

前記ジッタ補償部は、
指数フィルタで構成されることを特徴とする請求項４に記載のＮＴＳＣ除去フィルタ。 The jitter compensator is
5. The NTSC removal filter according to claim 4, comprising an exponential filter.

前記低域通過フィルタは、
それぞれの前記基底帯域信号から所定の時間区間、サンプルを合わせる合算部と、
前記推定された信号サイズを発生するために各サンプルの合計を平均する分配器で構成されることを特徴とする請求項２に記載のＮＴＳＣ除去フィルタ。 The low-pass filter is
A summing unit for combining samples from each baseband signal for a predetermined time interval;
The NTSC rejection filter of claim 2, comprising a distributor that averages the sum of each sample to generate the estimated signal size.

第１周波数シフトされた入力信号を発生するために入力信号のスペクトルを第１周波数ほどシフトさせる第１周波数シフトと、
前記第１周波数シフトされた入力信号のＤＣ値を推定する第１低域通過フィルタと、
前記推定されたＤＣ値に基づいて前記第１周波数で第１干渉除去信号を発生する第１干渉信号合成部と、
前記入力信号から前記第１干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とする干渉除去フィルタ。 A first frequency shift that shifts the spectrum of the input signal by a first frequency to generate a first frequency shifted input signal;
A first low pass filter that estimates a DC value of the first frequency shifted input signal;
A first interference signal synthesizer for generating a first interference cancellation signal at the first frequency based on the estimated DC value;
And a summing unit that subtracts the first interference cancellation signal from the input signal.

前記干渉除去フィルタは、
第２周波数シフトされた入力信号を発生するために前記入力信号のスペクトルを第２周波数ほどシフトさせる第１周波数シフトと、
前記第２周波数シフトされた入力信号のＤＣ値を推定する第２低域通過フィルタと、
前記推定されたＤＣ値に基づいて前記第２周波数で第２干渉除去信号を発生させる第２干渉信号合成部と、をさらに具備し、
前記合算部は前記入力信号から前記第２干渉除去信号を減算することを特徴とする請求項７に記載の干渉除去フィルタ。 The interference cancellation filter is
A first frequency shift that shifts the spectrum of the input signal by a second frequency to generate a second frequency shifted input signal;
A second low pass filter for estimating a DC value of the second frequency shifted input signal;
A second interference signal synthesizer for generating a second interference cancellation signal at the second frequency based on the estimated DC value,
The interference cancellation filter according to claim 7, wherein the summation unit subtracts the second interference cancellation signal from the input signal.

ＤＴＶ信号から知られた周波数で干渉をフィルタリングする方法において、
基底帯域の前記知られた周波数に前記ＤＴＶ信号を周波数シフトさせる段階と、
前記周波数シフトされたＤＴＶ信号のＤＣ値を推定する段階と、
前記推定されたＤＣ値に基づいて前記知られた周波数で干渉除去信号を発生する段階と、
前記ＤＴＶ信号から前記干渉除去信号を除算する段階と、を具備することを特徴とするフィルタリング方法。 In a method for filtering interference at a known frequency from a DTV signal,
Frequency shifting the DTV signal to the known frequency of the baseband;
Estimating a DC value of the frequency shifted DTV signal;
Generating an interference cancellation signal at the known frequency based on the estimated DC value;
Dividing the interference cancellation signal from the DTV signal.

前記干渉除去信号を発生する段階は、
前記推定されたＤＣ値を負（−）の前記ＤＴＶ信号をシフトさせるのに使われた周波数シフトほど周波数シフトさせる段階であることを特徴とする請求項９に記載のフィルタリング方法。 Generating the interference cancellation signal comprises:
The filtering method according to claim 9, wherein the estimated DC value is shifted in frequency by a frequency shift used to shift the negative (−) DTV signal.

前記周波数シフトされたＤＴＶ信号のＤＣ値を推定する段階は、
前記周波数シフトされたＤＴＶ信号から所定の連続的なサンプルを平均することを特徴とする請求項９に記載のフィルタリング方法。 Estimating the DC value of the frequency shifted DTV signal comprises:
The filtering method according to claim 9, further comprising: averaging predetermined consecutive samples from the frequency shifted DTV signal.

前記周波数シフトされたＤＴＶ信号からのＤＣ値は同位相値と直交位相値とを含む複素サンプルであり、前記所定の連続的なサンプルを平均することは前記同位相値と前記直交位相値とを分離して平均することを特徴とする請求項１１に記載のフィルタリング方法。 The DC value from the frequency-shifted DTV signal is a complex sample including an in-phase value and a quadrature value, and averaging the predetermined consecutive samples results in the in-phase value and the quadrature value. The filtering method according to claim 11, wherein the averaging is performed after separation.

前記周波数シフトされたＤＴＶ信号のＤＣ値を推定する段階は、
前記周波数シフトされたＤＴＶ信号からサンプルを指数的にフィルタリングすることを特徴とする請求項９に記載のフィルタリング方法。 Estimating the DC value of the frequency shifted DTV signal comprises:
The filtering method according to claim 9, wherein samples are filtered exponentially from the frequency shifted DTV signal.

前記フィルタリング方法は、
前記ＤＴＶ信号チャンネル内のＮＴＳＣビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア周波数である３個の知られた周波数帯に前記ＤＴＶ信号を並列にフィルタリングすることを特徴とする請求項９に記載のフィルタリング方法。 The filtering method includes:
The filtering method according to claim 9, wherein the DTV signal is filtered in parallel into three known frequency bands which are NTSC video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier frequencies in the DTV signal channel. .

ＮＴＳＣ除去フィルタを有するＤＴＶ受信機において、
ＤＴＶ入力信号のスペクトルをビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット及びオーディオキャリア周波数オフセットほどそれぞれシフトさせ、ビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号、そしてオーディオキャリア基底帯域信号を発生させる周波数シフトと、
前記ビデオキャリア基底帯域信号、前記色度サブキャリア基底帯域信号、そして前記オーディオキャリア基底帯域信号からビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズをそれぞれ推定する低域通過フィルタと、
前記推定されたビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア信号サイズにそれぞれ基づいてビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する干渉信号合成部と、
前記ＤＴＶ入力信号から前記ビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とするＤＴＶ受信機。 In a DTV receiver having an NTSC rejection filter,
The spectrum of the DTV input signal is shifted by a video carrier frequency offset, a chromaticity subcarrier frequency offset, and an audio carrier frequency offset, respectively, to generate a video carrier baseband signal, a chromaticity subcarrier baseband signal, and an audio carrier baseband signal. Frequency shift,
A low-pass filter that estimates a video carrier signal size, a chromaticity subcarrier signal size, and an audio carrier signal size from the video carrier baseband signal, the chromaticity subcarrier baseband signal, and the audio carrier baseband signal, respectively.
An interference signal synthesizer for generating a video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier interference cancellation signal based on the estimated video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier signal size, respectively;
And a summing unit for subtracting the video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier interference cancellation signal from the DTV input signal.

ＤＴＶ信号を処理する集積回路において、
前記ＤＴＶ信号のスペクトルをビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット及びオーディオキャリア周波数オフセットほどそれぞれシフトさせ、ビデオキャリア基底帯域複素サンプルストリーム、色度サブキャリア基底帯域複素サンプルストリーム、そしてオーディオキャリア基底帯域複素サンプルストリームを発生させる前記ＤＴＶ信号の同位相及び直交位相デジタルサンプルに動作する第１、第２及び第３デジタル周波数シフトと、
前記ビデオキャリア、前記色度サブキャリア、そして前記オーディオキャリア基底帯域複素サンプルストリームからビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズ推定値をそれぞれ計算する第１、第２及び第３低域通過フィルタと、
前記負（−）のビデオキャリア周波数オフセット、前記負（−）の色度サブキャリア周波数オフセット、及び前記負（−）のオーディオキャリア周波数オフセットほど前記ビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズ推定値のそれぞれをシフトさせ、ビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する第４、第５及び第６デジタル周波数シフトと、
前記ＤＴＶ信号からビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とするＤＴＶ受信機。

In an integrated circuit that processes DTV signals,
The spectrum of the DTV signal is shifted by a video carrier frequency offset, a chromaticity subcarrier frequency offset, and an audio carrier frequency offset, respectively, and a video carrier baseband complex sample stream, a chromaticity subcarrier baseband complex sample stream, and an audio carrier baseband First, second and third digital frequency shifts operating on in-phase and quadrature digital samples of the DTV signal to generate a complex sample stream;
First, second and third calculating a video carrier signal size, a chromaticity subcarrier signal size and an audio carrier signal size estimate from the video carrier, the chromaticity subcarrier and the audio carrier baseband complex sample stream, respectively. A low pass filter;
The negative (−) video carrier frequency offset, the negative (−) chromaticity subcarrier frequency offset, and the negative (−) audio carrier frequency offset increase the video carrier signal size, chromaticity subcarrier signal size, and audio. Fourth, fifth and sixth digital frequency shifts for shifting each of the carrier signal size estimates to generate a video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier interference cancellation signal;
And a summing unit for subtracting a video carrier, a chromaticity subcarrier, and an audio carrier interference cancellation signal from the DTV signal.