JP2005039838A - Parallel structure ntsc rejection filter and filtering method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はデジタルテレビシステムに係り、特に、NTSCコチャンネル干渉効果をなくすための並列構造のNTSC除去フィルタ及びフィルタリング方法に関する。 The present invention relates to a digital television system, and more particularly, to a parallel NTSC removal filter and a filtering method for eliminating an NTSC co-channel interference effect.
典型的な放送テレビ信号は自然状態で厳格に言ってアナログである。これら典型的な信号は一般的に広く採択された3つの放送フォーマット、すなわち米国及び多数の国で採択しているNTSC(National Television Standards Committee)フォーマットと殆どの他の国で採択しているPAL(Phase Alternation by Line)とSECAM(Systeme Electronique Couleur Avec Memoire)フォーマットのうちの1つに従う。 Typical broadcast television signals are strictly speaking analog in nature. These typical signals are generally broadcast in three widely adopted broadcast formats: the NTSC (National Television Standards Committee) format adopted in the United States and many countries, and the PAL (adopted in most other countries). It follows one of the Phase Alternation by Line) and SECAM (System Electronique Couture Ave Memoire) formats.
高画質テレビ(HDテレビ:High Definition Television)、またはさらに一般的なデジタルテレビ(DTV:Digital Television)フォーマットはデジタル的にコードされた信号を好むために、従来のアナログ信号フォーマットを放棄する。殆どのビデオ信号で発見される高い余分に起因して、圧縮されなかったならば、視覚的に微小な(またはほぼ全部)方法でビデオシーケンスをデジタル的に圧縮することが可能である。それで、このようなDTV信号は同じ帯域幅の均等なアナログ信号に比べてはるかに詳細に伝えられる。米国で実現される現在のHDテレビフォーマットを見れば、HDテレビ帯域幅はアナログNTSC放送とほぼ同じ帯域幅を占め、NTSCチャンネルとほぼ同じチャンネルと設定されるチャンネルを有する。 Because high definition television (HD television) or more common digital television (DTV) formats prefer digitally encoded signals, they abandon traditional analog signal formats. Due to the high extras found in most video signals, if not compressed, it is possible to digitally compress the video sequence in a visually tiny (or nearly all) way. Thus, such a DTV signal is conveyed in much more detail than an equivalent analog signal of the same bandwidth. Looking at the current HD television format realized in the United States, the HD television bandwidth occupies approximately the same bandwidth as analog NTSC broadcasts and has channels that are set to be approximately the same as NTSC channels.
たとえNTSCチャンネルを段階的に廃止するのが長期計画であるにしても、テレビユーザーの大多数はまだHDテレビ受信機を保有しておらず、完全な変換装置がすぐにはないために、HDテレビ信号を放送するテレビ放送局は所望のHDテレビ信号と、相対的に強いが所望しないNTSC信号の何れも同じチャンネル上で受信する視聴者を有する。このような環境で、NTSC信号及びHDテレビ信号は相互干渉されて、いわゆる“コチャンネル”干渉を起こす。 Even if it is a long-term plan to phase out the NTSC channel, the majority of TV users still do not have HD TV receivers and HD is not immediately available. Television broadcast stations that broadcast television signals have viewers that receive both the desired HD television signal and the relatively strong but undesirable NTSC signal on the same channel. In such an environment, the NTSC signal and the HD TV signal are interfered with each other, causing so-called “co-channel” interference.
図1を参照すれば、干渉されたHDテレビ及びNTSC信号の周波数スペクトル100が図示される。エンベロープ110はNTSC信号スペクトルの中で伝送されるHDテレビ情報を表す。割当てられた周波数スペクトルの下端部エッジから1.25MHzに位置するNTSCビデオキャリアVが元のNTSC信号の輝度成分をデモジュレートするために使われる。ビデオキャリアVから3.58MHzに位置する色度サブキャリアCはNTSCカラーテレビ受信機内の求積された色度信号をデモジュレートするために使われる。ビデオキャリアVから4.5MHzに位置するオーディオキャリアAはAキャリア中心の比較的小さな周波数帯域から伝えられるFM(Frequency modulated) NTSCオーディオ信号をデモジュレートするために使われる。相対的に小さなサイズの他のNTSC信号エネルギーは説明される周波数スペースにかけて分布される。
Referring to FIG. 1, a
HDテレビ信号がNTSC信号のようなチャンネルを占めれば、NTSC信号は強い干渉を起こす。したがって、受信されたHDテレビ信号を予見されるNTSC信号、すなわちビデオ、色度、及びオーディオキャリアをNTSC除去フィルタであらかじめフィルタリングすることが要求される。典型的にコムフィルタがNTSC除去フィルタとして使われる。図1に示されたように、コムフィルタ120は57fHHz(fHはNTSCビデオのためのアナログビデオ信号(15.734kHz)の水平スキャン周波数)を介在して離れているヌルを有する。1つのコムフィルタヌルはビデオキャリアVにほとんど合わせられ、他のコムフィルタヌルは色度サブキャリアCにほとんど合わせられ、第3コムフィルタヌルはオーディオキャリアAにほとんど合わせられる。
If the HD TV signal occupies a channel like the NTSC signal, the NTSC signal causes strong interference. Therefore, it is required to pre-filter the NTSC signal for which the received HD television signal is foreseen, that is, the video, chromaticity, and audio carrier with the NTSC removal filter. A comb filter is typically used as the NTSC rejection filter. As shown in FIG. 1,
図1で、コムフィルタヌルが相当広く分布しており、コムフィルタがコチャンネル干渉を高められないようにHDテレビチャンネル空間内の他のヌルを含んでいるので幸いである。実は、NTSC除去フィルタはHDテレビ信号の信号対ノイズ比率(SNR:Signal to Noise Ratio)をNTSC信号がない時より約3dB程度減退させる。それにより、NTSC除去フィルタは別途の複雑さなしにHDテレビ信号エネルギーをほとんど減少させずにNTSCキャリアエネルギーを効果的にフィルタリングさせる。 Fortunately, in FIG. 1, the comb filter nulls are fairly widely distributed and include other nulls in the HD TV channel space so that the comb filter cannot enhance co-channel interference. In fact, the NTSC removal filter reduces the signal-to-noise ratio (SNR) of the HD TV signal by about 3 dB compared to when there is no NTSC signal. Thereby, the NTSC cancellation filter effectively filters the NTSC carrier energy with little reduction in HD TV signal energy without additional complexity.
特許文献1はV、C及びA干渉を除去するためのフィルタの類型を記載する。図2に示されたように、この特許は各キャリア成分に対して分離されたデジタル反復的なノッチフィルタ、すなわち2個の2次方程式フィルタを使用するHDテレビ受信機200に関したものである。NTSC干渉を有しているHDテレビ信号は帯域外側の信号を除去し、所望の信号は中間帯域周波数(IF:Intermediate Frequency)に変換させるチューナー202に受信される。アナログ対デジタル変換部(ADC:Analog to Digital Converter)204はIF信号をデジタル化して合算部206の1つの入力と3個の2次方程式フィルタ210、220、230に提供する。各2次方程式フィルタはフィルタがトラッキングしようとする周波数近くの狭い帯域を除いて入力信号のあらゆる成分をフィルタリングさせる。フィルタ210、220、230の出力は合算部206でデジタル化されたIF信号から減算され、合算部出力は他のプロセッシングのためにHDテレビデモジュレータ240に提供される。
図3に示されたグラフ300を参照すれば、ライン310は合算部206の出力で観察される意図した周波数応答を表す。フィルタ210、220、230それぞれは潜在されたNTSC干渉であるV、C及びA周波数の1つに対応するそれぞれのノッチを提供する。たとえこの応答特性が図1に示されたコムフィルタ周波数応答特性120よりNTSCキャリアに対して相対的にはるかに選択的であるとしても2次方程式フィルタは副次的な計算の複雑性を含む。その上、各フィルタは特別に強いキャリア信号を含んでいないが、NTSC干渉のある時に異なるNTSCキャリア関心領域に位相ロッキングを得る能力に依存的である。
Referring to the
特許文献2はNTSCキャリア除去のための他の方法を説明する。図4に示された特許文献2は1つの1行のNTSCフィルタ400を記載する。フィルタ400はそれぞれNTSCビデオ、色度及びオーディオ信号を除去するための3個の直列フィルタステージ410、420、430を使用する。各ステージは周波数シフタ412、422、432及びDC除去回路414、424、434を含む。周波数シフト412は基底帯域HDテレビ信号スペクトルをDC位置にビデオキャリアVを位置させてから、DC除去回路414はそのビデオ成分を除去する。DC除去回路414の出力はDC位置に色度サブキャリアCを位置させるために信号スペクトルをシフトさせる周波数シフタ422に提供される。DC除去回路424は色度サブキャリア成分を除去し、その出力を周波数シフト432に提供する。周波数シフト432はDC位置にオーディオキャリアAを位置させるために信号スペクトルをシフトさせてから、DC除去回路414はそのオーディオ成分を除去する。最後に、周波数シフト440はDC除去回路434の出力を受信して以前の3回のシフトを除去して、基底帯域に戻った信号を保存する。
U.S. Patent No. 6,057,052 describes another method for NTSC carrier removal. Patent Document 2 shown in FIG. 4 describes one single-
フィルタ400は色々な側面で問題がある、まず、入力信号の所望の成分が4個の周波数シフトと3個のフィルタとを通過するために、信号にサイズ及び位相エラーが加えられる。また、このフィルタは入力信号が基底帯域である時に保存される低域のNTSC信号エネルギーを考慮しないために、このエネルギーが除去できない。信号スペクトルの幅以上に繰り返された周波数シフタはHDテレビサイドバンドを干渉する方向にシフトさせるために、所望のHDテレビ信号をスクランブルさせる。
本発明の目的は、NTSC干渉を同時に除去する並列構造のNTSC除去フィルタ及びフィルタリング方法を提供するところにある。 An object of the present invention is to provide a parallel-structured NTSC removal filter and filtering method that simultaneously removes NTSC interference.
前記目的を達成するために、本発明のNTSC除去フィルタは、DTV入力信号のスペクトルをそれぞれビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット、及びオーディオキャリア周波数オフセットほどシフトさせてビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号及びオーディオキャリア基底帯域信号を発生する周波数シフトと、前記ビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号及びオーディオキャリア基底帯域信号からビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズをそれぞれ推定する低域通過フィルタと、前記推定されたビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズそれぞれに基づいてビデオキャリア、色度キャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する干渉信号同期部と、前記DTV入力信号から前記ビデオキャリア、色度キャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とする。 To achieve the above object, the NTSC cancellation filter of the present invention shifts the spectrum of a DTV input signal by a video carrier frequency offset, a chromaticity subcarrier frequency offset, and an audio carrier frequency offset, respectively. Frequency shift for generating chromaticity subcarrier baseband signal and audio carrier baseband signal, video carrier signal size, chromaticity subcarrier from video carrier baseband signal, chromaticity subcarrier baseband signal and audio carrier baseband signal A low-pass filter for estimating a signal size and an audio carrier signal size, respectively, and based on the estimated video carrier signal size, chromaticity subcarrier signal size and audio carrier signal size, respectively. An interference signal synchronization unit that generates a deo carrier, a chromaticity carrier, and an audio carrier interference cancellation signal; and a summing unit that subtracts the video carrier, chromaticity carrier, and audio carrier interference cancellation signal from the DTV input signal. It is characterized by.
前記目的を達成するために、本発明の干渉除去フィルタは、第1周波数シフトされた入力信号を発生するために入力信号のスペクトルを第1周波数ほどシフトさせる第1周波数シフトと、前記第1周波数シフトされた入力信号のDC値を推定する第1低域通過フィルタと、前記推定されたDC値に基づいて前記第1周波数で第1干渉除去信号を発生する第1干渉信号合成部と、前記入力信号から前記第1干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とする。 To achieve the above object, the interference cancellation filter of the present invention includes a first frequency shift that shifts a spectrum of an input signal by a first frequency to generate an input signal that is shifted by a first frequency, and the first frequency. A first low-pass filter that estimates a DC value of the shifted input signal; a first interference signal synthesizer that generates a first interference cancellation signal at the first frequency based on the estimated DC value; And a summing unit that subtracts the first interference cancellation signal from the input signal.
前記目的を達成するために、本発明のフィルタリング方法は、DTV信号から知られた周波数で干渉をフィルタリングする方法において、基底帯域の前記知られた周波数に前記DTV信号を周波数シフトさせる段階と、前記周波数シフトされたDTV信号のDC値を推定する段階と、前記推定されたDC値に基づいて前記知られた周波数で干渉除去信号を発生する段階と、前記DTV信号から前記干渉除去信号を減算する段階と、を具備することを特徴とする。 In order to achieve the above object, the filtering method of the present invention is a method for filtering interference at a known frequency from a DTV signal, the frequency shifting of the DTV signal to the known frequency of a baseband, Estimating a DC value of a frequency shifted DTV signal; generating an interference cancellation signal at the known frequency based on the estimated DC value; and subtracting the interference cancellation signal from the DTV signal. And a stage.
前記目的を達成するために、本発明のDTV受信機は、NTSC除去フィルタを有するDTV受信機において、DTV入力信号のスペクトルをビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット及びオーディオキャリア周波数オフセットほどそれぞれシフトさせ、ビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号、そしてオーディオキャリア基底帯域信号を発生させる周波数シフトと、前記ビデオキャリア基底帯域信号、前記色度サブキャリア基底帯域信号、そして前記オーディオキャリア基底帯域信号からビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズをそれぞれ推定する低域通過フィルタと、前記推定されたビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア信号サイズにそれぞれ基づいてビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する干渉信号合成部と、前記DTV入力信号から前記ビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とする。 In order to achieve the above object, the DTV receiver of the present invention is a DTV receiver having an NTSC removal filter, wherein the spectrum of the DTV input signal is divided into video carrier frequency offset, chromaticity subcarrier frequency offset and audio carrier frequency offset, respectively. A frequency shift to generate a video carrier baseband signal, a chromaticity subcarrier baseband signal, and an audio carrier baseband signal; and the video carrier baseband signal, the chromaticity subcarrier baseband signal, and the audio carrier. A low-pass filter for estimating a video carrier signal size, a chromaticity subcarrier signal size, and an audio carrier signal size from a baseband signal, respectively, and the estimated video carrier, chromaticity subcarrier and audio An interference signal synthesizer for generating a video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier interference cancellation signal based on the carrier signal size respectively, and subtracting the video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier interference cancellation signal from the DTV input signal And a summing unit.
前記目的を達成するために、また、本発明のDTV受信機は、DTV信号を処理する集積回路において、前記DTV信号のスペクトルをビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット及びオーディオキャリア周波数オフセットほどそれぞれシフトさせ、ビデオキャリア基底帯域複素サンプルストリーム、色度サブキャリア基底帯域複素サンプルストリーム、そしてオーディオキャリア基底帯域複素サンプルストリームを発生させる前記DTV信号の同位相及び直交位相デジタルサンプルに動作する第1、第2及び第3デジタル周波数シフトと、前記ビデオキャリア、前記色度サブキャリア、そして前記オーディオキャリア基底帯域複素サンプルストリームからビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズ推定値をそれぞれ計算する第1、第2及び第3低域通過フィルタと、前記負(−)のビデオキャリア周波数オフセット、前記負(−)の色度サブキャリア周波数オフセット、及び前記負(−)のオーディオキャリア周波数オフセットほど前記ビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズ推定値のそれぞれをシフトさせ、ビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する第4、第5及び第6デジタル周波数シフトと、前記DTV信号からビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とする。 In order to achieve the above object, the DTV receiver of the present invention, in an integrated circuit for processing a DTV signal, converts the spectrum of the DTV signal into a video carrier frequency offset, a chromaticity subcarrier frequency offset, and an audio carrier frequency offset. A first operating on the in-phase and quadrature digital samples of the DTV signal to respectively shift and generate a video carrier baseband complex sample stream, a chromaticity subcarrier baseband complex sample stream, and an audio carrier baseband complex sample stream; Second and third digital frequency shifts, video carrier signal size, chromaticity subcarrier signal size from the video carrier, chromaticity subcarrier, and audio carrier baseband complex sample stream First, second, and third low pass filters that calculate audio carrier signal size estimates, respectively, the negative (−) video carrier frequency offset, the negative (−) chromaticity subcarrier frequency offset, and The video carrier signal size, the chromaticity subcarrier signal size, and the audio carrier signal size estimated value are shifted by the negative (−) audio carrier frequency offset, and the video carrier, chromaticity subcarrier, and audio carrier interference cancellation signal are shifted. And a summing unit for subtracting a video carrier, a chromaticity subcarrier, and an audio carrier interference cancellation signal from the DTV signal.
本発明は並列構造の簡単なNTSC除去フィルタを使用して、DTV信号に含まれたNTSC干渉信号を並列に処理した後、それを元の入力信号から除去してNTSC干渉信号を除去できる。 The present invention can process a NTSC interference signal included in a DTV signal in parallel using a simple NTSC cancellation filter having a parallel structure, and then remove the NTSC interference signal from the original input signal to remove the NTSC interference signal.
本発明と本発明の動作上の利点及び本発明の実施によって達成される目的を十分に理解するためには、本発明の望ましい実施例を例示する図面及び図面に記載された内容を参照せねばならない。
以下、図面を参照して本発明の望ましい実施例を説明することによって、本発明を詳細に説明する。各図面に提示された同じ参照符号は同じ部材を表す。
For a full understanding of the invention, its operational advantages, and the objectives achieved by the practice of the invention, reference should be made to the drawings illustrating the preferred embodiments of the invention and the contents described in the drawings. Don't be.
Hereinafter, the present invention will be described in detail by describing preferred embodiments of the present invention with reference to the drawings. The same reference numerals provided in each drawing represent the same member.
図5は、本発明の実施例によるDTV受信機500のブロックダイアグラムを示す。潜在的なNTSC干渉を有したHDテレビ信号がチューナー502に受信される。チューナー502は帯域外側の信号を除去して所望の信号をIFにダウン変換させる。ADC 504はIF信号をデジタル化し、デジタル化された信号を合算部506の1つの入力に、そして3個のキャリア推定器510、520、530に提供する。推定器510、520、530の出力は合算部506でデジタル化されたIF信号から減算され、合算部506出力は一層のプロセッシングのためにHDテレビデモジュレータ540に提供される。
FIG. 5 shows a block diagram of a
図6は、本発明による一実施例のNTSC信号除去フィルタ600をより具体的に示す。フィルタ600は周波数シフト601、DC検出部611、干渉信号合成部621、そして合算部630、640で構成される。各構成要素は順に具体的に説明される。
周波数シフト601は信号サイズが推定される各周波数に対して分離された周波数シフトブロックを含む。図6で、それぞれビデオ、色度及びオーディオキャリア周波数に対する3個の周波数シフトブロック602、604、606が使われる。各周波数シフトブロックはIFモジュレートされ、サンプルされたHDテレビ信号の入力信号を受信する。
FIG. 6 shows more specifically an NTSC
The
各周波数シフトブロックは所定の周波数ほど入力信号をシフトさせる。例えば、入力信号が中心周波数IF MHzにモジュレートされれば、周波数シフトブロック602はビデオキャリアVをDCに位置させるために信号を(IF−1.75)MHzほどダウンシフトさせ、周波数シフトブロック604は色度サブキャリアCをDCに位置させるために信号を(IF+1.83)MHzほどダウンシフトさせ、周波数シフトブロック606はオーディオキャリアCをDCに位置させるために信号を(IF+2.75)MHzほどダウンシフトさせる。
Each frequency shift block shifts the input signal by a predetermined frequency. For example, if the input signal is modulated to the center frequency IF MHz, the
DC検出部611は周波数シフトブロック602、604、606から出力される信号のDC成分を検出する。DC検出部611はそれぞれビデオ、色度、及びオーディオキャリア周波数に対して3個の低域通過フィルタ612、614、616を含む。低域通過フィルタ612は周波数シフトブロック602の出力を受信してビデオキャリアVサイズの推定値を得るためにDC信号サイズを推定する。低域通過フィルタ614は周波数シフトブロック604の出力を受信して色度キャリアCサイズの推定値を得るためにDC信号サイズを推定する。低域通過フィルタ616は周波数シフトブロック606の出力を受信してオーディオキャリアサイズの推定値を得るためにDC信号サイズを推定する。
The
干渉信号合成部621はDC検出部611の出力に基づいてビデオ、色度及びオーディオキャリア信号を合成する。例えば、干渉信号合成部621はそれぞれ低域通過フィルタ612、614、616により検出されたDC値を受信して適切な周波数、サイズ、そして位相のデジタル信号を発生する3個の周波数合成部622、624、626を含む。周波数シフトブロック602、604、606が入力信号をそれぞれ(IF−1.75)MHz、(IF+1.83)MHz、そして(IF+2.75)MHzほどシフトさせる時、このような周波数が干渉信号を合成するために使われる。
The interference
合成部630、640は推定された干渉信号を入力信号から除去するために動作する。合成部630は3個の周波数合成部から同時に発生するサンプルを合せ、合成部640は同位相干渉信号除去を提供するために適当に遅延された入力信号から合成部630の出力を引く。
The
たとえ図5及び図6の実施例では3個のNTSCキャリアを除去することについて示されているとしても、フィルタ内の周波数除去経路数を異なって含んで除去のために3個以上または以下の周波数が選択されうる。図7は、本発明の他の実施例による1つの周波数除去フィルタ700の基本要素を示す。例えば、図5及び図6の構成のように多数の周波数の並列除去を除去するためにフィルタ700と類似した多数のブロックが具現されうる。
Even if the embodiments of FIGS. 5 and 6 are shown for removing three NTSC carriers, the number of frequency removal paths in the filter may be different and include three or more frequencies for removal. Can be selected. FIG. 7 shows the basic elements of one
フィルタ700は周波数シフタ702、DC検出部712、干渉信号合成部722、そして合算部740を含む。それぞれは順に説明される。
周波数シフタ702はスカラー乗算部703,704,705,706とスカラー合算部707、708で構成された複素マルチプレクサを含む。同位相サンプルI(t)と直交位相サンプルQ(t)で構成される直角位相−サンプルされたデータストリームで入力信号サンプルが周波数シフト702に提供される。シフト信号e-jwtの複素サンプル(ここで、ωは入力信号の所望の周波数成分をDCにシフトさせるための周波数シフトである。)が、例えば cos(ωt)−jsin(ωt)の形態で周波数シフタ702に提供される。シフト信号は明らかに与えられた所望の値ωにより発生したルックアップテーブルまたは他の公知の手段から提供される。
The
The
周波数シフタ702はこれら2つの複素サンプルストリームを乗算する。例えば、説明された実施例は同位相周波数シフトされた要素である
IFS(t)=I(t)cos(ωt)+Q(t)sin(ωt)と、
直交位相周波数シフトされた要素である
QFS(t)=Q(t)cos(ωt)−I(t)sin(ωt)と、を
有する周波数シフトされた出力信号を形成する。
A
I FS (t) = I (t) cos (ωt) + Q (t) sin (ωt)
Is a quadrature frequency shifted element
A frequency-shifted output signal having Q FS (t) = Q (t) cos (ωt) −I (t) sin (ωt) is formed.
DC検出部712は、例えば簡単に説明された多数の方法のうち1つによりIF(t)とQFS(t)の信号サイズを分離して測定する。信号サイズ測定は同位相サイズI’(t)と直交位相サイズQ’(t)とでDC検出部712から出力される。
The
干渉信号合成部722は多くの他の方法で具現できるが、そのうち1つの方法が図7に図示される。図7で、合成部722は周波数シフト702に使われた複素乗算器のような複素乗算器を含む。合成部722の1つの入力はDCサイズ対I’(t)、Q’(t)であり、他の1つの入力は、例えばcos(ωt)+jsin(ωt)に提供される複素シフト信号ejwtである。合成部722はこれら2つの入力を乗算して周波数ωで入力スペクトルに存在する信号に近接して、同位相除去信号である
I’’(t)=I’(t)cos(ωt)−Q’(t)sin(ωt)と
直交位相周波数シフトされた要素である
Q’’(t)=Q’(t)cos(ωt)+I’(t)sin(ωt)とで構成された適切に位相及びサイズスケールされた信号を提供する。
The
I ″ (t) = I ′ (t) cos (ωt) −Q ′ (t) sin (ωt)
Providing an appropriately phase and size scaled signal composed of Q ″ (t) = Q ′ (t) cos (ωt) + I ′ (t) sin (ωt).
合算部740は入力信号から除去信号の複素減算を行う。もちろん、直交位相サンプルがダウンストリームプロセッシングで不要であれば、直交位相除去は不要でありうる。
前述したように、DC検出部712は所望の効果によって多様な方法で具現できる。図8は、合算部810、850、分配器820、860、遅延部830、870、そしてカウンタ840で構成されるDC検出部712の1つの可能な具現を示す。
The
As described above, the
同位相経路を説明すれば、合算部810はIFS(t)の現在サンプルを遅延素子830の出力に合わせる。合算部810の出力は遅延部830と分配器820の入力に提供される。カウンタ840はサンプルを所望の数ほどカウントするためにプレセットされるが、時間カウンタ840自体をリセットさせ、遅延部830をリセットさせ、分配器820がカウンタ840によりプレセットされたサンプルの数ほどその入力を分配させる。分配器820はI’(t)に計算された値をホールドし、カウンタ840から次の信号が受信されるまでその値を出力する。直交位相経路はQFS(t)サンプルからQ’(t)を計算するために同位相経路と同じ方法で動作する。 To describe the same phase path, the summing unit 810 matches the current sample of I FS (t) with the output of the delay element 830. The output of summing unit 810 is provided to the inputs of delay unit 830 and distributor 820. The counter 840 is preset to count as many samples as desired, but resets the time counter 840 itself, resets the delay unit 830 and the distributor 820 resets the number of samples preset by the counter 840. Distribute input. The distributor 820 holds the calculated value for I ′ (t), and outputs the value until the next signal is received from the counter 840. The quadrature path operates in the same way as the in-phase path to calculate Q ′ (t) from the Q FS (t) samples.
このDC検出部がカウンタ値により変わる帯域幅を有するブロック低域通過フィルタで動作できることは当業者によく知られている。言い換えれば、短い平均区間はDC検出部をして、DCを中心とする周波数の広いバンドを許容させ、DC信号サイズの速い変動を許容させる。長い平均区間はDC検出部の応答を短くする。分配器820が新しいDC値が測定されていない時、その値をホールドすることによって、DC検出部(及び周波数シフト)を間歇的に駆動可能である。たとえ元のDTV信号経路内の遅延が図7に示されていないとしても、計算されたブロックDC値が同じ入力サンプルに提供できるように適当な遅延が使われうる。また、オーバーラップブロックの平均を提供するためのやや複雑な回路群が使われる場合もある。 It is well known to those skilled in the art that this DC detector can operate with a block low-pass filter having a bandwidth that varies with the counter value. In other words, the short average interval allows the DC detector to allow a wide band with a frequency centered on DC and allow a fast fluctuation of the DC signal size. A long average interval shortens the response of the DC detector. When distributor 820 is not measuring a new DC value, the DC detector (and frequency shift) can be driven intermittently by holding the value. Even though the delay in the original DTV signal path is not shown in FIG. 7, a suitable delay can be used so that the calculated block DC value can be provided to the same input sample. Also, a slightly more complex set of circuits may be used to provide an average of overlapping blocks.
図9は、前記の実施例でブロック測定を使用する代わりに、例えば摺動平均を計算することによってジッタ除去を提供するDC検出部912の他の具現を示す。DC検出部912は乗算器910、940、950、980、合算部920、960、遅延部930、970、そしてパラメータレジスタ990、992を含む。
FIG. 9 illustrates another implementation of a DC detector 912 that provides jitter removal, for example, by calculating a sliding average instead of using block measurements in the above embodiment. The DC detection unit 912 includes
DC検出部912の応答特性はパラメータα(0<α<1)により調整される。パラメータレジスタ990はα値をホールドし、パラメータレジスタ992は1−α値をホールドする。
同位相経路を考慮すれば、乗算器910はIFS(t)の現在サンプルをパラメータレジスタ990の値に乗算してその出力を合算部920の1つの入力として提供する。乗算器940は遅延部930の出力をパラメータレジスタ992の値に乗算してその出力を合算部920の他の入力に提供する。合算部920の出力は遅延部930の入力になり、また、DC検出部出力I’(t)となる。直交位相経路はQFS(t)サンプルからQ’(t)を計算するために同位相経路と同じ方法で動作する。
The response characteristic of the DC detection unit 912 is adjusted by the parameter α (0 <α <1). The
Considering the in-phase path, the
このDC検出部の帯域幅はパラメータα値の変化によって変化されることは当業者に自明である。言い換えれば、大きいα値はDCを中心とする周波数の広いバンドを許容し、DC信号サイズの速い変動を許容する。小さなα値はDC検出部の応答を短くし、隣接した信号やノイズに影響されやすいことを少なくする。たとえ元のDTV信号経路内の遅延が図7に示されていないとしても、パラメータα値により誘発された遅延が合成された干渉除去信号に対する入力信号のタイミングに少なくとも部分的に影響を及ぼしうるように適当な遅延が使われうる。 It will be apparent to those skilled in the art that the bandwidth of the DC detector is changed by changing the parameter α value. In other words, a large α value allows a wide band with a frequency centered on DC, and allows fast fluctuations in the DC signal size. A small α value shortens the response of the DC detection unit, and is less susceptible to adjacent signals and noise. Even if the delay in the original DTV signal path is not shown in FIG. 7, the delay induced by the parameter α value may at least partially affect the timing of the input signal relative to the synthesized interference cancellation signal. A suitable delay can be used.
ここに記載された望ましい構成要素のための多くの他の具現が存在する。例えば、DC検出部は分離された同位相と直交位相信号との代りにサイズ及び位相が出力でき、干渉信号合成部はルックアップテーブルからインデックスサンプルとして位相が使用できる。
前述したように、ここに使われた“DC”用語は真のDCを含む周波数のバンドを取り囲み、また、DC周辺バンド内の他の周波数を含む。特別なシステムデザインでこのDCバンド、ある具現では数Hzまたは数十Hzから数KHzの広いバンドのために他の値が使われうる。DC帯域幅及び/またはシフタ周波数は他のシステムで調整できる。たとえNTSC干渉について記載しているとしても、本発明がDTV信号から他のタイプの狭い他の干渉を除去するのに使用できることは当業者に自明である。
There are many other implementations for the desired components described herein. For example, the DC detector can output the size and phase instead of the separated in-phase and quadrature signals, and the interference signal synthesizer can use the phase as an index sample from the lookup table.
As previously mentioned, the term “DC” as used herein encompasses a band of frequencies that includes true DC and includes other frequencies within the DC peripheral band. Other values may be used for this DC band in a particular system design, in some implementations a wide band from a few Hz or a few tens to a few KHz. The DC bandwidth and / or shifter frequency can be adjusted in other systems. It will be apparent to those skilled in the art that even if NTSC interference is described, the present invention can be used to remove other types of narrow interference from DTV signals.
本発明は図面に示された一実施例を参考で説明されたが、これは例示的なものに過ぎず、本技術分野の当業者であれば、これより多様な変形及び均等な他の実施例が可能である点が理解できる。したがって、本発明の真の技術的保護範囲は特許請求の範囲の技術的思想により定められねばならない。 Although the present invention has been described with reference to one embodiment shown in the drawings, this is by way of example only, and various modifications and equivalent other implementations will occur to those skilled in the art. You can see that examples are possible. Therefore, the true technical protection scope of the present invention must be determined by the technical idea of the claims.
本発明は、DTVシステムに係り、例えばNTSC干渉信号を除去するDTVシステムに適用する。 The present invention relates to a DTV system, for example, a DTV system that removes an NTSC interference signal.
400 NTSCフィルタ
410、420、430 直列フィルタステージ
412、422、432、440 周波数シフト
414、424、434 DC除去回路
500 DTV受信機
502 チューナー
504 ADC
506 合算部
510、520、530 キャリア推定器
540 デモジュレータ
600 フィルタ
601 周波数シフト
602、604、606 周波数シフトブロック
611 DC検出部
612、614、616 低域通過フィルタ
621 干渉信号合成部
630、640 合算部
400
506
Claims (16)
前記ビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号及びオーディオキャリア基底帯域信号からビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズをそれぞれ推定する低域通過フィルタと、
前記推定されたビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズそれぞれに基づいてビデオキャリア、色度キャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する干渉信号同期部と、
前記DTV入力信号から前記ビデオキャリア、色度キャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する引く合算部と、を具備することを特徴とするNTSC除去フィルタ。 The spectrum of a DTV (digital TV) input signal is shifted by a video carrier frequency offset, a chromaticity subcarrier frequency offset, and an audio carrier frequency offset, respectively, to thereby generate a video carrier baseband signal, a chromaticity subcarrier baseband signal, and an audio carrier baseband. A frequency shift that generates a signal;
A low-pass filter for estimating a video carrier signal size, a chromaticity subcarrier signal size and an audio carrier signal size from the video carrier baseband signal, chromaticity subcarrier baseband signal and audio carrier baseband signal, respectively;
An interference signal synchronizer for generating a video carrier, chromaticity carrier and audio carrier interference cancellation signal based on the estimated video carrier signal size, chromaticity subcarrier signal size and audio carrier signal size, respectively;
An NTSC removal filter comprising: a subtracting unit that subtracts the video carrier, chromaticity carrier, and audio carrier interference removal signal from the DTV input signal.
前記ビデオキャリア干渉除去信号を発生させるために、前記ビデオキャリア信号サイズを負(−)の前記ビデオキャリア周波数オフセットほどモジュレートし、
前記色度サブキャリア干渉除去信号を発生させるために前記色度サブキャリア信号サイズを負(−)の前記色度サブキャリア周波数オフセットほどモジュレートし、
前記オーディオキャリア干渉除去信号を発生させるために、前記オーディオ前記オーディオキャリア信号サイズを負(−)の前記オーディオキャリア周波数オフセットほどモジュレートする第2周波数シフトで構成されることを特徴とする請求項2に記載のNTSC除去フィルタ。 The interference signal synthesizer
Modulating the video carrier signal size by a negative (−) video carrier frequency offset to generate the video carrier interference cancellation signal;
Modulating the chromaticity subcarrier signal size by a negative (−) chromaticity subcarrier frequency offset to generate the chromaticity subcarrier interference cancellation signal;
3. The audio carrier interference cancellation signal is generated by a second frequency shift that modulates the audio carrier signal size of the audio by a negative (−) audio carrier frequency offset. NTSC removal filter described in 1.
前記干渉信号合成部として前記推定された信号を使用する前に前記推定された信号サイズ内のジッタを補償するジッタ補償部をさらに具備することを特徴とする請求項2に記載のNTSC除去フィルタ。 The NTSC removal filter is
The NTSC removal filter according to claim 2, further comprising a jitter compensation unit that compensates for jitter within the estimated signal size before using the estimated signal as the interference signal synthesis unit.
指数フィルタで構成されることを特徴とする請求項4に記載のNTSC除去フィルタ。 The jitter compensator is
5. The NTSC removal filter according to claim 4, comprising an exponential filter.
それぞれの前記基底帯域信号から所定の時間区間、サンプルを合わせる合算部と、
前記推定された信号サイズを発生するために各サンプルの合計を平均する分配器で構成されることを特徴とする請求項2に記載のNTSC除去フィルタ。 The low-pass filter is
A summing unit for combining samples from each baseband signal for a predetermined time interval;
The NTSC rejection filter of claim 2, comprising a distributor that averages the sum of each sample to generate the estimated signal size.
前記第1周波数シフトされた入力信号のDC値を推定する第1低域通過フィルタと、
前記推定されたDC値に基づいて前記第1周波数で第1干渉除去信号を発生する第1干渉信号合成部と、
前記入力信号から前記第1干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とする干渉除去フィルタ。 A first frequency shift that shifts the spectrum of the input signal by a first frequency to generate a first frequency shifted input signal;
A first low pass filter that estimates a DC value of the first frequency shifted input signal;
A first interference signal synthesizer for generating a first interference cancellation signal at the first frequency based on the estimated DC value;
And a summing unit that subtracts the first interference cancellation signal from the input signal.
第2周波数シフトされた入力信号を発生するために前記入力信号のスペクトルを第2周波数ほどシフトさせる第1周波数シフトと、
前記第2周波数シフトされた入力信号のDC値を推定する第2低域通過フィルタと、
前記推定されたDC値に基づいて前記第2周波数で第2干渉除去信号を発生させる第2干渉信号合成部と、をさらに具備し、
前記合算部は前記入力信号から前記第2干渉除去信号を減算することを特徴とする請求項7に記載の干渉除去フィルタ。 The interference cancellation filter is
A first frequency shift that shifts the spectrum of the input signal by a second frequency to generate a second frequency shifted input signal;
A second low pass filter for estimating a DC value of the second frequency shifted input signal;
A second interference signal synthesizer for generating a second interference cancellation signal at the second frequency based on the estimated DC value,
The interference cancellation filter according to claim 7, wherein the summation unit subtracts the second interference cancellation signal from the input signal.
基底帯域の前記知られた周波数に前記DTV信号を周波数シフトさせる段階と、
前記周波数シフトされたDTV信号のDC値を推定する段階と、
前記推定されたDC値に基づいて前記知られた周波数で干渉除去信号を発生する段階と、
前記DTV信号から前記干渉除去信号を除算する段階と、を具備することを特徴とするフィルタリング方法。 In a method for filtering interference at a known frequency from a DTV signal,
Frequency shifting the DTV signal to the known frequency of the baseband;
Estimating a DC value of the frequency shifted DTV signal;
Generating an interference cancellation signal at the known frequency based on the estimated DC value;
Dividing the interference cancellation signal from the DTV signal.
前記推定されたDC値を負(−)の前記DTV信号をシフトさせるのに使われた周波数シフトほど周波数シフトさせる段階であることを特徴とする請求項9に記載のフィルタリング方法。 Generating the interference cancellation signal comprises:
The filtering method according to claim 9, wherein the estimated DC value is shifted in frequency by a frequency shift used to shift the negative (−) DTV signal.
前記周波数シフトされたDTV信号から所定の連続的なサンプルを平均することを特徴とする請求項9に記載のフィルタリング方法。 Estimating the DC value of the frequency shifted DTV signal comprises:
The filtering method according to claim 9, further comprising: averaging predetermined consecutive samples from the frequency shifted DTV signal.
前記周波数シフトされたDTV信号からサンプルを指数的にフィルタリングすることを特徴とする請求項9に記載のフィルタリング方法。 Estimating the DC value of the frequency shifted DTV signal comprises:
The filtering method according to claim 9, wherein samples are filtered exponentially from the frequency shifted DTV signal.
前記DTV信号チャンネル内のNTSCビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア周波数である3個の知られた周波数帯に前記DTV信号を並列にフィルタリングすることを特徴とする請求項9に記載のフィルタリング方法。 The filtering method includes:
The filtering method according to claim 9, wherein the DTV signal is filtered in parallel into three known frequency bands which are NTSC video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier frequencies in the DTV signal channel. .
DTV入力信号のスペクトルをビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット及びオーディオキャリア周波数オフセットほどそれぞれシフトさせ、ビデオキャリア基底帯域信号、色度サブキャリア基底帯域信号、そしてオーディオキャリア基底帯域信号を発生させる周波数シフトと、
前記ビデオキャリア基底帯域信号、前記色度サブキャリア基底帯域信号、そして前記オーディオキャリア基底帯域信号からビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズをそれぞれ推定する低域通過フィルタと、
前記推定されたビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア信号サイズにそれぞれ基づいてビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する干渉信号合成部と、
前記DTV入力信号から前記ビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とするDTV受信機。 In a DTV receiver having an NTSC rejection filter,
The spectrum of the DTV input signal is shifted by a video carrier frequency offset, a chromaticity subcarrier frequency offset, and an audio carrier frequency offset, respectively, to generate a video carrier baseband signal, a chromaticity subcarrier baseband signal, and an audio carrier baseband signal. Frequency shift,
A low-pass filter that estimates a video carrier signal size, a chromaticity subcarrier signal size, and an audio carrier signal size from the video carrier baseband signal, the chromaticity subcarrier baseband signal, and the audio carrier baseband signal, respectively.
An interference signal synthesizer for generating a video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier interference cancellation signal based on the estimated video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier signal size, respectively;
And a summing unit for subtracting the video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier interference cancellation signal from the DTV input signal.
前記DTV信号のスペクトルをビデオキャリア周波数オフセット、色度サブキャリア周波数オフセット及びオーディオキャリア周波数オフセットほどそれぞれシフトさせ、ビデオキャリア基底帯域複素サンプルストリーム、色度サブキャリア基底帯域複素サンプルストリーム、そしてオーディオキャリア基底帯域複素サンプルストリームを発生させる前記DTV信号の同位相及び直交位相デジタルサンプルに動作する第1、第2及び第3デジタル周波数シフトと、
前記ビデオキャリア、前記色度サブキャリア、そして前記オーディオキャリア基底帯域複素サンプルストリームからビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズ推定値をそれぞれ計算する第1、第2及び第3低域通過フィルタと、
前記負(−)のビデオキャリア周波数オフセット、前記負(−)の色度サブキャリア周波数オフセット、及び前記負(−)のオーディオキャリア周波数オフセットほど前記ビデオキャリア信号サイズ、色度サブキャリア信号サイズ及びオーディオキャリア信号サイズ推定値のそれぞれをシフトさせ、ビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を発生する第4、第5及び第6デジタル周波数シフトと、
前記DTV信号からビデオキャリア、色度サブキャリア及びオーディオキャリア干渉除去信号を減算する合算部と、を具備することを特徴とするDTV受信機。
In an integrated circuit that processes DTV signals,
The spectrum of the DTV signal is shifted by a video carrier frequency offset, a chromaticity subcarrier frequency offset, and an audio carrier frequency offset, respectively, and a video carrier baseband complex sample stream, a chromaticity subcarrier baseband complex sample stream, and an audio carrier baseband First, second and third digital frequency shifts operating on in-phase and quadrature digital samples of the DTV signal to generate a complex sample stream;
First, second and third calculating a video carrier signal size, a chromaticity subcarrier signal size and an audio carrier signal size estimate from the video carrier, the chromaticity subcarrier and the audio carrier baseband complex sample stream, respectively. A low pass filter;
The negative (−) video carrier frequency offset, the negative (−) chromaticity subcarrier frequency offset, and the negative (−) audio carrier frequency offset increase the video carrier signal size, chromaticity subcarrier signal size, and audio. Fourth, fifth and sixth digital frequency shifts for shifting each of the carrier signal size estimates to generate a video carrier, chromaticity subcarrier and audio carrier interference cancellation signal;
And a summing unit for subtracting a video carrier, a chromaticity subcarrier, and an audio carrier interference cancellation signal from the DTV signal.
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