JP2005039543A

JP2005039543A - Transceiver device

Info

Publication number: JP2005039543A
Application number: JP2003274734A
Authority: JP
Inventors: Nobutada Ueda; 展正植田; Yutaka Fujimoto; 裕藤本; Toshihiko Matsuoka; 俊彦松岡; Sei Yamamoto; 聖山本
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-07-15
Filing date: 2003-07-15
Publication date: 2005-02-10
Anticipated expiration: 2023-07-15
Also published as: JP3997961B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a transceiver device reducing a noise generated accompanying communications. <P>SOLUTION: In a transceiver 21 at a master side and transceivers 22-25 at a slave side, each connected to a network for an automobile, each communication rate detection circuit 27 detects a communication rate by measuring the specified period of time in the synchronous field of reception data outputted from a reception circuit 11. Each gradient generation circuit 33 generates a trapezoidal wave-like driving instruction signal by using a CR integrating circuit, where, the trapezoidal wave-like driving instruction signal is generated by dulling the a change in the edge of transmission data. Thus, the rate of change of a data signal on a communication bus 3 is automatically adjusted to a value complying with the actual communication rate to reduce the rate of change of the edge when the communication rate is set to a low value, reducing the noise (radio noise) radiated from the communication bus 3. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、通信バスを介して相互にデータ通信を行うトランシーバ装置に関する。 The present invention relates to a transceiver apparatus that performs data communication with each other via a communication bus.

車両に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）では、相互に種々のデータをやりとりするためにＣＡＮ（Controller Area Network ）あるいはＬＩＮ（Local Interconnect Network）の規格によるシリアルデータ通信が用いられている。比較的高速で行われる車両内の通信では、その高調波成分がちょうどＡＭラジオ信号またはＦＭラジオ信号の周波数帯域と重なり、ＡＭまたはＦＭラジオの受信に支障をきたすことが知られている（例えば特許文献１参照）。 In an electronic control unit (ECU) provided in a vehicle, serial data communication based on CAN (Controller Area Network) or LIN (Local Interconnect Network) standards is used to exchange various data with each other. In communication in a vehicle that is performed at a relatively high speed, it is known that the harmonic component just overlaps the frequency band of the AM radio signal or the FM radio signal, thereby hindering reception of the AM or FM radio (for example, patents). Reference 1).

こうしたノイズに対する通信技術の一つとして、受信側ＥＣＵにおける入力パルス波形の立ち上がりエッジに対する遅れ時間と立ち下がりエッジに対する遅れ時間とが異なる場合に、パルスの周期Ｔをデータにより変化させる周波数変調でデータパルスを送受信することにより、高速で精度のよい通信が可能となる車両内シリアルデータ通信方式がある（例えば特許文献２参照）。この通信方式を用いると、一定のデューティ比と周期Ｔをチェックすることにより、車両内で発生するノイズによる誤判定を確実に防止することができる。 As one of the communication techniques against such noise, when the delay time with respect to the rising edge and the delay time with respect to the falling edge of the input pulse waveform in the receiving side ECU are different, the data pulse is subjected to frequency modulation that changes the pulse period T according to the data. There is an in-vehicle serial data communication system that enables high-speed and accurate communication by transmitting and receiving (see, for example, Patent Document 2). By using this communication method, it is possible to reliably prevent erroneous determination due to noise generated in the vehicle by checking a certain duty ratio and period T.

また、発振周波数精度が低い発振器により生成されるクロックを用いて調歩同期式通信を行う調歩同期式データ伝送方法が特許文献３に示されている。これは、調歩同期式データ伝送方法において、マスタ局には伝送回線特性に適合したボーレートに対応した水晶発振回路を備え、スレーブ局にはＣＲ発振回路を備え、マスタ局は一定周期で予め定めたダミーメッセージを送出し、各スレーブ局はダミーメッセージの最初のビットフレームの特定のエッジの時間間隔をＣＲ発振回路からの出力クロックで計数し、この計数値から求めたボーレートクロックを発生して調歩同期式通信を行うものである。
特開平１１−５９３２４号公報特許第２９０３７９８号公報特開２０００−１９６７００号公報 Patent Document 3 discloses an asynchronous data transmission method in which asynchronous communication is performed using a clock generated by an oscillator having low oscillation frequency accuracy. In the asynchronous data transmission method, the master station is provided with a crystal oscillation circuit corresponding to a baud rate suitable for the transmission line characteristics, the slave station is provided with a CR oscillation circuit, and the master station is predetermined in a predetermined cycle. Sending a dummy message, each slave station counts the time interval of a specific edge of the first bit frame of the dummy message with the output clock from the CR oscillation circuit, generates a baud rate clock determined from this count value, and starts asynchronously Type communication.
JP 11-59324 A Japanese Patent No. 2903798 JP 2000-196700 A

図８は、車両内通信に用いられるトランシーバの従来構成を示している。このトランシーバ１の端子１ｒ、１ｔには、それぞれマイクロプロセッサ２のシリアルデータ受信端子２ｒ、シリアルデータ送信端子２ｔが接続されるようになっており、トランシーバ１の端子１ｂは通信バス３に接続されるようになっている。車両内に配設された通信バス３には、トランシーバ１と同様の構成を持つ他のトランシーバ４、５、６が接続されている。 FIG. 8 shows a conventional configuration of a transceiver used for in-vehicle communication. The serial data reception terminal 2r and serial data transmission terminal 2t of the microprocessor 2 are connected to the terminals 1r and 1t of the transceiver 1, respectively. The terminal 1b of the transceiver 1 is connected to the communication bus 3. It is like that. Other transceivers 4, 5, 6 having the same configuration as the transceiver 1 are connected to the communication bus 3 disposed in the vehicle.

傾き生成回路７は、マイクロプロセッサ２から入力した送信データに対応して通信バス３に送出されるデータ信号のエッジの傾きが一定となるように（すなわちデータ信号が台形波状信号となるように）制御するもので、駆動回路８は、その傾き生成回路７が出力する台形波状の駆動指令信号に従って通信バス３を駆動するものである。通信バス３は、抵抗９によって電源線１０にプルアップされている。 The inclination generation circuit 7 corresponds to the transmission data input from the microprocessor 2 so that the inclination of the edge of the data signal sent to the communication bus 3 is constant (that is, the data signal becomes a trapezoidal wave signal). The drive circuit 8 drives the communication bus 3 in accordance with a trapezoidal drive command signal output from the inclination generation circuit 7. The communication bus 3 is pulled up to the power supply line 10 by the resistor 9.

受信回路１１は、通信バス３の電圧をしきい値生成回路１２から出力される受信しきい値電圧と比較することにより、各トランシーバ１、４、５、６から通信バス３に送出されたデータ信号を受信するようになっている。受信したデータは、端子１ｒを介してマイクロプロセッサ２に出力される。 The reception circuit 11 compares the voltage of the communication bus 3 with the reception threshold voltage output from the threshold generation circuit 12, thereby transmitting the data sent from the transceivers 1, 4, 5, 6 to the communication bus 3. A signal is received. The received data is output to the microprocessor 2 via the terminal 1r.

車両内に這い回された通信バス３からは電流の変化率（ｄＩ／ｄｔ）に応じたノイズが放射されるため、通信バス３の駆動波形を鈍らせればノイズを低減することができる。しかしながら、データ信号のエッジの傾きを小さくすると高速での通信が困難となるため、傾き生成回路７は、通信規格で定められた最大の通信レートにおいても通信可能となる一定の傾きを有する駆動指令信号を生成する必要があった。図９は、通信バス３のデータ信号の波形を示している。高速通信、中速通信、低速通信の全てにおいて、データ信号のエッジは一定の傾きで変化している。従来の構成では通信バス３に流れる電流の変化率も一定となるため、ノイズを抑制することが難しかった。 Since noise corresponding to the rate of change in current (dI / dt) is emitted from the communication bus 3 that is wound around in the vehicle, the noise can be reduced by dulling the drive waveform of the communication bus 3. However, since the communication at high speed becomes difficult if the slope of the edge of the data signal is reduced, the slope generation circuit 7 has a drive command having a constant slope that enables communication even at the maximum communication rate determined by the communication standard. There was a need to generate a signal. FIG. 9 shows the waveform of the data signal of the communication bus 3. In all of high-speed communication, medium-speed communication, and low-speed communication, the edge of the data signal changes with a constant slope. In the conventional configuration, since the rate of change of the current flowing through the communication bus 3 is also constant, it is difficult to suppress noise.

本発明の目的は、通信に伴って発生するノイズを低減可能なトランシーバ装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a transceiver device capable of reducing noise generated during communication.

請求項１に記載した手段によれば、通信レート検出手段はトランシーバ装置相互間で通信バスを通して伝送される信号の通信レートを検出し、駆動手段はその検出した通信レートに応じた傾きで信号波形が変化するように通信バスを駆動する。この構成により、信号波形の変化率（エッジ変化率）は、通信規格の最大通信レートに応じた値に固定されるのではなく実際の通信レートに応じた値に自動調整され、通信レートが低下するとエッジ変化率も低下して通信バスから放射されるノイズ量が減少する。本手段によれば、通信エラーの発生を防止しつつノイズを低減することができる。 According to the means described in claim 1, the communication rate detecting means detects a communication rate of a signal transmitted through the communication bus between the transceiver devices, and the driving means has a signal waveform with a slope corresponding to the detected communication rate. The communication bus is driven so that changes. With this configuration, the signal waveform change rate (edge change rate) is not fixed to a value according to the maximum communication rate of the communication standard, but is automatically adjusted to a value according to the actual communication rate, and the communication rate is lowered. Then, the edge change rate is also reduced, and the amount of noise emitted from the communication bus is reduced. According to this means, noise can be reduced while preventing the occurrence of a communication error.

請求項２に記載した手段によれば、マスタ側として設定されたときのプルアップ手段の抵抗値がスレーブ側として設定されたときのプルアップ手段の抵抗値よりも小さく設定されている場合に、マスタ側のトランシーバ装置が通信バスを駆動すると、その駆動電流は通信バスよりも当該マスタ側のトランシーバ装置自体に流れ易くなり、スレーブ側のトランシーバ装置が通信バスを駆動すると、その駆動電流は当該スレーブ側のトランシーバ装置自体よりも通信バスに流れ易くなる。従って、少なくとも、駆動状態において通信バスに電流が流れ易いスレーブ側のトランシーバ装置について上述の傾き制御を実行することにより、通信バスから放射されるノイズを低減することができる。 According to the means described in claim 2, when the resistance value of the pull-up means when set as the master side is set smaller than the resistance value of the pull-up means when set as the slave side, When the master-side transceiver device drives the communication bus, the drive current is more likely to flow to the master-side transceiver device itself than to the communication bus. When the slave-side transceiver device drives the communication bus, the drive current is It is easier to flow to the communication bus than the transceiver device itself. Therefore, noise radiated from the communication bus can be reduced by executing the above-described tilt control on at least the slave transceiver device in which a current easily flows through the communication bus in the driving state.

請求項３に記載した手段によれば、駆動手段は、通信レート検出手段により検出された通信レートと電流検出手段により検出された駆動電流とに応じた傾きで信号波形が変化するように通信バスを駆動するので、例えば請求項４に記載した手段のように、通信可能な範囲内において駆動電流が大きいほど信号波形の傾きを小さく設定することにより、通信バスから放射されるノイズをより確実に低減できる。 According to the means described in claim 3, the drive means is configured to change the signal waveform with a slope corresponding to the communication rate detected by the communication rate detection means and the drive current detected by the current detection means. Therefore, as in the means described in claim 4, for example, by setting the slope of the signal waveform to be smaller as the drive current is larger within the communicable range, the noise radiated from the communication bus can be more reliably detected. Can be reduced.

請求項５に記載した手段によれば、通信レート検出手段は、例えばタイマなどを用いて受信信号の同期フィールドを計測することにより、現在の通信レートを検出することができる。 According to the means described in claim 5, the communication rate detection means can detect the current communication rate by measuring the synchronization field of the received signal using, for example, a timer.

請求項６に記載した手段によれば、通信レート検出手段は、ＣＲ発振回路により生成された基準クロックにより例えば同期フィールド内の所定の期間を計数することにより通信レートを検出し、駆動手段は、通信バスを駆動するためにＣＲ積分回路により台形波状の信号を生成する。これら通信レート検出手段と駆動手段は、モノリシック半導体集積回路装置として構成されているので、ＣＲ発振回路の時定数とＣＲ積分回路の時定数との相対的な誤差が非常に小さくなる。その結果、通信レートの検出とその通信レートに基づく傾き制御において両者の誤差が相殺され、信号波形の変化率（エッジ変化率）を精度よく制御することが可能となる。 According to the means described in claim 6, the communication rate detecting means detects the communication rate by counting, for example, a predetermined period in the synchronous field based on the reference clock generated by the CR oscillation circuit, and the driving means comprises: In order to drive the communication bus, a trapezoidal signal is generated by a CR integration circuit. Since the communication rate detecting means and the driving means are configured as a monolithic semiconductor integrated circuit device, the relative error between the time constant of the CR oscillation circuit and the time constant of the CR integration circuit becomes very small. As a result, both errors are canceled in the detection of the communication rate and the inclination control based on the communication rate, and the change rate (edge change rate) of the signal waveform can be controlled with high accuracy.

請求項７に記載した手段によれば、トランシーバ装置を車両用ネットワークにおいて用いることにより、ラジオノイズを低減することができる。 According to the means described in claim 7, radio noise can be reduced by using the transceiver device in the vehicle network.

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図６を参照しながら説明する。
図１は、本発明のトランシーバ装置を用いて構成した自動車用ネットワークの構成を示すもので、従来構成を示す図８と同一構成部分には同一符号を付している。この自動車用ネットワークはＬＩＮ（Local Interconnect Network）に類似するもので、低コストでシステムを構築でき、高速通信を必要としないボディ系部分などで多重通信システムとして用いられる。具体的には、シングルワイヤ方式、最大通信レートは２０ｋｂｐｓ、スルーレートは後述するように通信レートに応じて自動調整され、シングルマスタのマスタ・スレーブ方式を採用している。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 shows a configuration of an automobile network configured by using a transceiver device of the present invention. The same components as those in FIG. 8 showing the conventional configuration are denoted by the same reference numerals. This automobile network is similar to a LIN (Local Interconnect Network), can be built at a low cost, and is used as a multiplex communication system in a body system portion that does not require high-speed communication. Specifically, the single wire method, the maximum communication rate is 20 kbps, the slew rate is automatically adjusted according to the communication rate as described later, and a single master master / slave method is adopted.

通信バス３には、マスタとなるトランシーバ２１の端子２１ｂおよびスレーブとなるトランシーバ２２、２３、２４、２５の各端子２２ｂ、２３ｂ、２４ｂ、２５ｂが接続されている。これらトランシーバ２１〜２５は、ほぼ同様の構成を有している。図中、トランシーバ２３〜２５の具体的な構成とそれに付随するマイクロプロセッサについては省略されている。 The communication bus 3 is connected to a terminal 21b of a transceiver 21 serving as a master and terminals 22b, 23b, 24b, and 25b of transceivers 22, 23, 24, and 25 serving as slaves. These transceivers 21 to 25 have substantially the same configuration. In the figure, the specific configuration of the transceivers 23 to 25 and the associated microprocessor are omitted.

トランシーバ２１の端子２１ｒ、２１ｔには、それぞれマイクロプロセッサ２のシリアルデータ受信端子２ｒ、シリアルデータ送信端子２ｔが接続されており、トランシーバ２２の端子２２ｒ、２２ｔには、それぞれマイクロプロセッサ２６のシリアルデータ受信端子２６ｒ、シリアルデータ送信端子２６ｔが接続されている。これらマイクロプロセッサ２とトランシーバ２１、マイクロプロセッサ２６とトランシーバ２２などは、それぞれ車両に搭載された電子制御ユニット（ＥＣＵ）内に設けられており、これら電子制御ユニットはトランシーバ２１、２２、…を介して互いに通信可能となっている。 The serial data reception terminal 2r and serial data transmission terminal 2t of the microprocessor 2 are connected to the terminals 21r and 21t of the transceiver 21, respectively. The serial data reception of the microprocessor 26 is connected to the terminals 22r and 22t of the transceiver 22, respectively. A terminal 26r and a serial data transmission terminal 26t are connected. The microprocessor 2 and the transceiver 21, the microprocessor 26 and the transceiver 22, etc. are provided in an electronic control unit (ECU) mounted on the vehicle, respectively, and these electronic control units are connected via the transceivers 21, 22,. They can communicate with each other.

トランシーバ２１は、全体がモノリシックＩＣ（半導体集積回路装置）として構成されている。通信レート検出回路２７（通信レート検出手段に相当）は、受信回路１１から出力される受信データの同期フィールド内の所定期間を計測することにより通信レートを検出するものであって、具体的には図２に示す回路構成を有している。 The entire transceiver 21 is configured as a monolithic IC (semiconductor integrated circuit device). The communication rate detection circuit 27 (corresponding to communication rate detection means) detects the communication rate by measuring a predetermined period in the synchronization field of the reception data output from the reception circuit 11, and specifically, The circuit configuration shown in FIG. 2 is provided.

この図２において、エッジ検出回路２８は、同期フィールドの所定エッジ（後述）に対応した期間だけＬレベルとなるパルス信号を生成し、このパルス信号をラッチイネーブル信号としてデコーダ３１に出力するようになっている。一方、ＣＲ発振回路２９は基準クロックを生成し、この基準クロックはフリップフロップ３０ａ〜３０ｎにより構成されるｎ段のカウンタ３０（カウント手段に相当）に入力されるようになっている。デコーダ３１は、このカウンタ３０の出力を入力してデコードし、上記ラッチイネーブル信号がＬレベルからＨレベルとなった時点のデコード信号を保持するようになっている。なお、フリップフロップ３０ａ〜３０ｎは、ラッチイネーブル信号がＨレベルにある期間リセット信号によりリセットされるようになっている。 In FIG. 2, the edge detection circuit 28 generates a pulse signal that is L level only during a period corresponding to a predetermined edge (described later) of the synchronization field, and outputs this pulse signal to the decoder 31 as a latch enable signal. ing. On the other hand, the CR oscillation circuit 29 generates a reference clock, and this reference clock is input to an n-stage counter 30 (corresponding to a counting means) composed of flip-flops 30a to 30n. The decoder 31 receives and decodes the output of the counter 30, and holds the decode signal when the latch enable signal changes from L level to H level. The flip-flops 30a to 30n are reset by a reset signal while the latch enable signal is at the H level.

図１に遡って、送信回路３２（駆動手段に相当）は、マイクロプロセッサ２から送信データを入力しその送信データに対応したデータ信号を通信バス３に送出するもので、傾き生成回路３３と駆動回路８とから構成されている。傾き生成回路３３は、ＣＲ積分回路を用いて送信データのエッジ変化を鈍らせた台形波状の駆動指令信号を生成するもので、駆動回路８は、その駆動指令信号に従って通信バス３を駆動するものである。 Back to FIG. 1, the transmission circuit 32 (corresponding to the driving means) receives transmission data from the microprocessor 2 and sends a data signal corresponding to the transmission data to the communication bus 3. The circuit 8 is constituted. The inclination generation circuit 33 generates a trapezoidal drive command signal in which the edge change of transmission data is blunted using a CR integration circuit, and the drive circuit 8 drives the communication bus 3 in accordance with the drive command signal. It is.

図３は、傾き生成回路３３の電気的構成を示している。この図３において、電流出力回路３４は、電圧出力回路３５の出力電圧Ｖｒに比例した電流を出力するもので、電圧出力回路３５、トランジスタ３６〜４０および抵抗４１、４２から構成されている。トランジスタ３８、３９、４０はカレントミラー回路を構成しており、上記出力電圧Ｖｒを抵抗４２の抵抗値で除した値の電流がトランジスタ３７〜４０のコレクタに流れるようになっている。出力電圧Ｖｒの大きさは、上記デコーダ３１から出力されるデコード信号に応じて変化するようになっている。 FIG. 3 shows an electrical configuration of the inclination generation circuit 33. In FIG. 3, the current output circuit 34 outputs a current proportional to the output voltage Vr of the voltage output circuit 35, and includes a voltage output circuit 35, transistors 36 to 40, and resistors 41 and 42. The transistors 38, 39, and 40 constitute a current mirror circuit, and a current obtained by dividing the output voltage Vr by the resistance value of the resistor 42 flows through the collectors of the transistors 37 to 40. The magnitude of the output voltage Vr changes according to the decode signal output from the decoder 31.

トランジスタ３９のコレクタとグランド線１３との間にはトランジスタ４３とＭＯＳトランジスタ４４とが並列に接続されており、トランジスタ４０のコレクタとグランド線１３との間にはトランジスタ４５、４６とコンデンサ４７が並列に接続されている。トランジスタ４３とトランジスタ４５、４６とはカレントミラー回路を構成している。ここで、マイクロプロセッサ２からトランジスタ４４のゲートに送信データが与えられ、コンデンサ４７の両端電圧が上述した駆動指令信号となる。 A transistor 43 and a MOS transistor 44 are connected in parallel between the collector of the transistor 39 and the ground line 13, and transistors 45 and 46 and a capacitor 47 are connected in parallel between the collector of the transistor 40 and the ground line 13. It is connected to the. The transistor 43 and the transistors 45 and 46 constitute a current mirror circuit. Here, transmission data is given from the microprocessor 2 to the gate of the transistor 44, and the voltage across the capacitor 47 becomes the drive command signal described above.

送信データがＨレベルになると、トランジスタ４４がオン、トランジスタ４３、４５、４６がオフとなり、コンデンサ４７にはトランジスタ４０を介して充電電流が流れ込む。一方、送信データがＬレベルになると、トランジスタ４４がオフ、トランジスタ４３、４５、４６がオンとなり、コンデンサ４７からトランジスタ４５、４６を介して上記充電電流の２倍の大きさの放電電流が流れ出す。これにより、台形波状の駆動指令信号が生成される。 When the transmission data becomes H level, the transistor 44 is turned on, the transistors 43, 45 and 46 are turned off, and the charging current flows into the capacitor 47 via the transistor 40. On the other hand, when the transmission data becomes L level, the transistor 44 is turned off and the transistors 43, 45, 46 are turned on, and a discharge current twice as large as the charging current flows from the capacitor 47 through the transistors 45, 46. As a result, a trapezoidal drive command signal is generated.

次に、本実施形態の作用について図４ないし図６も参照しながら説明する。
電子制御ユニットのマイクロプロセッサ２、２６、…は、それぞれトランシーバ２１、２２、…を介して通信を行う。通信が開始される前の各トランシーバ２１〜２５では用いられる通信レートが不明であるため、傾き生成回路３３は、通信バス３に送出するデータ信号の変化率（エッジ変化率、スルーレート）を、当該自動車用ネットワークで定められた通信規格による最大の通信レート（２０ｋｂｐｓ）でも通信可能となる最大の傾き（例えば２Ｖ／μｓ）に初期設定する。 Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS.
The microprocessors 2, 26,... Of the electronic control unit communicate via the transceivers 21, 22,. Since the communication rate used in each of the transceivers 21 to 25 before the communication is started is unknown, the slope generation circuit 33 determines the change rate (edge change rate, slew rate) of the data signal sent to the communication bus 3. Initial setting is made to the maximum gradient (for example, 2 V / μs) at which communication is possible even at the maximum communication rate (20 kbps) according to the communication standard defined in the automobile network.

図４に示すように、通信は、マスタとなるトランシーバ２１が通信バス３に対しスタートフレームと同期フィールドを送出することにより開始される。このとき、トランシーバ２１が通信バス３に送出するデータ信号のエッジ傾きは初期設定された最大の傾きとなっており、通信バス３からのノイズの放射が懸念される。
しかし、マスタとなるトランシーバ２１のプルアップ用の抵抗９の抵抗値は、スレーブとなるトランシーバ２２〜２５のプルアップ用の抵抗４８の抵抗値よりも低い値（例えば抵抗４８の抵抗値の１／３０）に設定されているので、トランシーバ２１の駆動電流は、そのほとんどが電源線１０（例えば１２Ｖの電源線）からトランシーバ２１の内部の抵抗９、駆動回路８を通して流れ、通信バス３に流れる電流は非常に小さくなる。従って、マスタとなるトランシーバ２１の送信時にはノイズが小さくなる。 As shown in FIG. 4, communication is started when the transceiver 21 serving as a master sends a start frame and a synchronization field to the communication bus 3. At this time, the edge slope of the data signal transmitted from the transceiver 21 to the communication bus 3 is the maximum slope that is initially set, and there is a concern about noise emission from the communication bus 3.
However, the resistance value of the pull-up resistor 9 of the transceiver 21 serving as the master is lower than the resistance value of the pull-up resistor 48 of the transceivers 22 to 25 serving as the slave (for example, 1 / of the resistance value of the resistor 48). 30), most of the drive current of the transceiver 21 flows from the power supply line 10 (for example, 12V power supply line) through the resistor 9 inside the transceiver 21 and the drive circuit 8, and flows through the communication bus 3. Is very small. Therefore, noise is reduced during transmission of the transceiver 21 serving as a master.

通信バス３に同期フィールドが送信されると、各トランシーバ２１〜２５は、その受信回路１１により受信した同期フィールド内の所定期間を計測して通信レートを検出する。図５は、同期フィールドの構成を示している。図２に示す通信レート検出回路２７のエッジ検出回路２８は、同期フィールドのスタートビットから６ビット目までの８・Ｔbit の期間だけＬレベルとなるパルス信号（ラッチイネーブル信号）を生成する。カウンタ３０は、この８・Ｔbit の期間だけＣＲ発振回路２９から出力される基準クロックをカウントし、デコーダ３１はラッチイネーブル信号がＬレベルからＨレベルに変化した時点のデコード信号を出力する。 When the synchronization field is transmitted to the communication bus 3, each of the transceivers 21 to 25 detects a communication rate by measuring a predetermined period in the synchronization field received by the reception circuit 11. FIG. 5 shows the structure of the synchronization field. The edge detection circuit 28 of the communication rate detection circuit 27 shown in FIG. 2 generates a pulse signal (latch enable signal) that becomes L level only for a period of 8 · Tbit from the start bit of the synchronization field to the sixth bit. The counter 30 counts the reference clock output from the CR oscillation circuit 29 for the period of 8 · Tbit, and the decoder 31 outputs a decode signal when the latch enable signal changes from L level to H level.

このデコード信号は通信レートに相当しており、図３に示す傾き生成回路３３はこのデコード信号に応じた電圧Ｖｒを設定する。その結果、各トランシーバ２１〜２５の送信回路３２は、通信バス３に対し、検出した通信レートに応じたエッジ傾きを持つデータ信号を送出することが可能となる。マスタとなるトランシーバ２１も、上記同期フィールドに続くＩＤフィールドおよびデータフィールドのデータ信号を、新たなエッジ傾きにより送出することができる。 This decode signal corresponds to the communication rate, and the slope generation circuit 33 shown in FIG. 3 sets the voltage Vr according to this decode signal. As a result, the transmission circuit 32 of each of the transceivers 21 to 25 can transmit a data signal having an edge inclination corresponding to the detected communication rate to the communication bus 3. The master transceiver 21 can also send out data signals in the ID field and data field following the synchronization field with a new edge slope.

図６は、通信レートが異なる場合の通信バス３のデータ信号波形を示している。通信レートが低下するに従って、データ信号のエッジの傾きが低下していることが分かる。例えば高速通信（２０ｋｂｐｓ）、中速通信（１０ｋｂｐｓ）、低速通信（０．２ｋｂｐｓ）の各場合について、それぞれ２Ｖ／μｓ、１Ｖ／μｓ、０．２Ｖ／μｓの傾きに設定される。このように通信バス３上のデータ信号の傾きが実際の通信レートに応じて自動調整されることにより、通信バス３から放射されるノイズ量を低減できる。 FIG. 6 shows data signal waveforms of the communication bus 3 when the communication rates are different. It can be seen that the slope of the edge of the data signal decreases as the communication rate decreases. For example, for high speed communication (20 kbps), medium speed communication (10 kbps), and low speed communication (0.2 kbps), the slopes are set to 2 V / μs, 1 V / μs, and 0.2 V / μs, respectively. Thus, the amount of noise radiated from the communication bus 3 can be reduced by automatically adjusting the slope of the data signal on the communication bus 3 according to the actual communication rate.

ところで、通信レート検出回路２７内のＣＲ発振回路２９および送信回路３２内の傾き生成回路３３は、それぞれ抵抗の値とコンデンサの容量値に基づいた発振動作および積分動作を行っている。これらの値は、ＩＣの製造ばらつきや温度変化などにより、設計値からずれたり変化したりする。これは図８に示した従来構成のトランシーバ１でも同様である。例えば傾き生成回路７のエッジ変化率を決めるＣＲ時定数のずれが最大±４０％とすれば、最大の通信レートに対するエッジ傾きに対して、当該±４０％のばらつきを見越して更にエッジを急峻に変化させるようにマージンを持たせた設計をする必要があった。 Incidentally, the CR oscillation circuit 29 in the communication rate detection circuit 27 and the slope generation circuit 33 in the transmission circuit 32 perform an oscillation operation and an integration operation based on the resistance value and the capacitance value of the capacitor, respectively. These values may deviate from or change from the design values due to IC manufacturing variations, temperature changes, and the like. The same applies to the transceiver 1 having the conventional configuration shown in FIG. For example, if the deviation of the CR time constant that determines the edge change rate of the slope generation circuit 7 is a maximum of ± 40%, the edge becomes sharper in anticipation of the variation of ± 40% with respect to the edge slope with respect to the maximum communication rate. It was necessary to design with a margin to change.

これに対して、本実施形態のトランシーバ２１〜２５では、通信レート検出回路２７と送信回路３２とがモノリシックＩＣとして構成されているため、ＣＲ発振回路２９の発振周波数を決めるＣＲ時定数と傾き生成回路３３のエッジ変化率を決めるＣＲ時定数の絶対的な値は最大で±４０％程度ずれる場合はあるものの、両ＣＲ時定数の相対的な誤差は非常に小さくなる（例えば±３％程度）。その結果、通信レートの検出時に生じるずれと、駆動指令信号を生成する時に生じるずれとが相殺され、実際の通信レートと精度よく対応したエッジ傾きを持つデータ信号を通信バス３に送出することができる。 On the other hand, in the transceivers 21 to 25 of the present embodiment, the communication rate detection circuit 27 and the transmission circuit 32 are configured as a monolithic IC. Therefore, a CR time constant and slope generation that determine the oscillation frequency of the CR oscillation circuit 29 are generated. Although the absolute value of the CR time constant that determines the edge change rate of the circuit 33 may deviate by about ± 40% at the maximum, the relative error between both CR time constants is very small (for example, about ± 3%). . As a result, the deviation that occurs when the communication rate is detected and the deviation that occurs when the drive command signal is generated are canceled out, and a data signal having an edge slope that accurately corresponds to the actual communication rate can be sent to the communication bus 3. it can.

これを式を用いて説明すると以下のようになる。
ＣＲ発振回路２９から出力される基準クロックの周期をＴCR1 とし、通信レート検出回路２７のカウント値をＮとすれば、同期フィールド内の所定時間Ｔ１（＝８・Ｔbit ）は、次の（１）式のようになる。
Ｔ１＝Ｎ×ＴCR1 …（１） This can be explained using equations as follows.
If the period of the reference clock output from the CR oscillation circuit 29 is TCR1 and the count value of the communication rate detection circuit 27 is N, the predetermined time T1 (= 8 · Tbit) in the synchronization field is the following (1) It becomes like the formula.
T1 = N × TCR1 (1)

一方、傾き生成回路３３から出力される駆動指令信号が０Ｖから１２Ｖに変化するのに要する時間（傾き時間）Ｔ２は、定数Ａと傾き生成回路３３のＣＲ時定数ＴCR2 とから次の（２）式のようになる。
Ｔ２＝Ａ×ＴCR2 …（２）
また、ＴCR1 とＴCR2 との相対的なずれを±３％とすれば次式が成立する。
ＴCR1 ＝ＴCR2 ×１．０３ …（３） On the other hand, the time (slope time) T2 required for the drive command signal output from the slope generation circuit 33 to change from 0V to 12V is the following (2) from the constant A and the CR time constant TCR2 of the slope generation circuit 33. It becomes like the formula.
T2 = A × TCR2 (2)
If the relative deviation between TCR1 and TCR2 is ± 3%, the following equation is established.
TCR1 = TCR2 × 1.03 (3)

これら（１）式〜（３）式によれば、時間Ｔ１は次の（４）式のようになる。
Ｔ１＝Ｎ×（ＴCR2 ×１．０３）
＝Ｎ×（（Ｔ２／Ａ）×１．０３）
＝（Ｎ／Ａ）×Ｔ２×１．０３ …（４）
この（４）式から明らかとなるように、同期フィールド内の所定時間Ｔ１と傾き時間Ｔ２との誤差は３％以内に抑えることができる。 According to the equations (1) to (3), the time T1 is expressed by the following equation (4).
T1 = N × (TCR2 × 1.03)
= N × ((T2 / A) × 1.03)
= (N / A) x T2 x 1.03 (4)
As is clear from the equation (4), the error between the predetermined time T1 and the tilt time T2 in the synchronization field can be suppressed to 3% or less.

以上説明したように、本実施形態の自動車用ネットワークでは、トランシーバ２１〜２５は、通信レート検出回路２７により通信レートを検出し、その検出した通信レートに応じた傾きでデータ信号が変化するように通信バス３を駆動する。これにより、データ信号の変化率（エッジ変化率）は、通信規格の最大通信レートに応じた値に固定されるのではなく実際の通信レートに応じた値に自動調整されるので、通信レートが最大通信レートよりも低く設定された場合にはエッジ変化率も低下して、通信バス３から放射されるノイズ（ラジオノイズ）を低減することができる。また、実施の通信レートに応じた傾きが設定されるので、傾きが過小となることによる通信エラーの発生を防止できる。 As described above, in the automobile network of the present embodiment, the transceivers 21 to 25 detect the communication rate by the communication rate detection circuit 27 so that the data signal changes with a slope corresponding to the detected communication rate. The communication bus 3 is driven. As a result, the data signal change rate (edge change rate) is not automatically fixed to a value corresponding to the maximum communication rate of the communication standard, but automatically adjusted to a value corresponding to the actual communication rate. When it is set lower than the maximum communication rate, the edge change rate is also reduced, and noise (radio noise) radiated from the communication bus 3 can be reduced. In addition, since an inclination according to the communication rate is set, it is possible to prevent a communication error from occurring due to an excessively small inclination.

トランシーバ２１〜２５はモノリシックＩＣとして構成されているので、ＣＲ発振回路２９のＣＲ時定数と傾き生成回路３３のＣＲ時定数の相対的な誤差が非常に小さくなり、ＩＣの製造ばらつきや温度変化などが生じても、データ信号のエッジ変化率を実際の通信レートに応じて精度よく設定することができる。 Since the transceivers 21 to 25 are configured as monolithic ICs, the relative error between the CR time constant of the CR oscillation circuit 29 and the CR time constant of the slope generation circuit 33 becomes very small, and IC manufacturing variations, temperature changes, etc. Even if this occurs, the edge change rate of the data signal can be accurately set according to the actual communication rate.

本実施形態の自動車用ネットワークはマスタ・スレーブ方式を採用しており、マスタ側のプルアップ抵抗値がスレーブ側のプルアップ抵抗値よりも低く設定されているので、エッジ傾きが最大値に初期設定された状態でマスタ側からスタートフレームおよび同期フィールドが送出されても、通信バス３に流れる電流は比較的小さくなり、ノイズの発生が抑えられる。 The automobile network of this embodiment adopts a master / slave system, and the pull-up resistance value on the master side is set lower than the pull-up resistance value on the slave side, so the edge slope is initially set to the maximum value. Even if the start frame and the synchronization field are transmitted from the master side in the state of being set, the current flowing through the communication bus 3 becomes relatively small, and the generation of noise can be suppressed.

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図７を参照しながら説明する。
図７は、本発明のトランシーバ装置を用いて構成した自動車用ネットワークの構成を示すもので、図１と同一構成部分には同一符号を付している。本実施形態は、第１の実施形態に対し、スレーブ側のトランシーバ４９〜５２の構成の一部が異なっている。 (Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 7 shows the configuration of an automobile network configured using the transceiver device of the present invention, and the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. This embodiment is different from the first embodiment in a part of the configuration of the slave-side transceivers 49 to 52.

トランシーバ４９について説明すれば、端子４９ｂと駆動回路８との間には、当該駆動回路８が通信バス３を駆動する時に通信バス３に流れる駆動電流を検出するための電流検出回路５３（電流検出手段に相当）が設けられている。マスタ側のトランシーバ２１のプルアップ用の抵抗９の抵抗値がスレーブ側のトランシーバ４９〜５２のプルアップ用の抵抗４８の抵抗値よりも低く設定されている場合、トランシーバ４９の駆動回路８が駆動状態になると、電流検出回路５３には通信バス３を介した電流が流れ、電源線１０から抵抗４８を介した電流はほとんど流れない。 The transceiver 49 will be described. Between the terminal 49b and the drive circuit 8, a current detection circuit 53 (current detection circuit) for detecting a drive current flowing in the communication bus 3 when the drive circuit 8 drives the communication bus 3. Corresponding to the means). When the resistance value of the pull-up resistor 9 of the master-side transceiver 21 is set lower than the resistance value of the pull-up resistor 48 of the slave-side transceivers 49 to 52, the drive circuit 8 of the transceiver 49 is driven. When the state is reached, a current through the communication bus 3 flows through the current detection circuit 53, and a current through the resistor 48 hardly flows from the power supply line 10.

送信回路５４の傾き生成回路５５は、通信レート検出回路２７により検出された通信レートと電流検出回路５３により検出された駆動電流とに基づいて決定される傾きを持つ駆動指令信号を生成するようになっている。すなわち、傾き生成回路５５は、通信レートが高い場合であっても駆動電流が小さい場合には、電流変化に伴って生じるノイズが小さくなるためデータ信号の変化率を大きく設定し、通信レートが低い場合であっても駆動電流が大きい場合には、電流変化に伴って生じるノイズが大きくなるため、通信に支障が生じない範囲内においてデータ信号の変化率を小さく設定する。 The inclination generation circuit 55 of the transmission circuit 54 generates a drive command signal having an inclination determined based on the communication rate detected by the communication rate detection circuit 27 and the drive current detected by the current detection circuit 53. It has become. That is, even when the communication rate is high, the slope generation circuit 55 sets a large data signal change rate when the drive current is small, so that the noise caused by the current change is small, and the communication rate is low. Even in this case, when the drive current is large, the noise generated along with the current change becomes large. Therefore, the change rate of the data signal is set to be small within a range in which communication is not hindered.

本実施形態によれば、ノイズを低減するのに必要且つ十分な傾きでデータ信号を通信バス３に送出できるので、通信バス３から放射されるノイズ量を確実に低減できるとともに、通信エラーの発生を確実に防止することができる。なお、マスタ側のトランシーバ２１に電流検出回路５３を設けないのは、トランシーバ２１の送信時には通信バス３に流れる電流が小さく、スレーブ側の送信時と比較してノイズが小さくなるためである。 According to the present embodiment, since the data signal can be sent to the communication bus 3 with a slope necessary and sufficient to reduce noise, the amount of noise radiated from the communication bus 3 can be reliably reduced, and a communication error occurs. Can be reliably prevented. The reason why the current detection circuit 53 is not provided in the master-side transceiver 21 is that the current flowing through the communication bus 3 is small during transmission of the transceiver 21 and the noise is smaller than that during transmission on the slave side.

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
上記実施形態のように、マスタ側のトランシーバ２１のプルアップ用の抵抗９の抵抗値が、スレーブ側のトランシーバ２２〜２５、４９〜５２のプルアップ用の抵抗４８の抵抗値よりも低く設定されている場合には、通信レート検出回路２７による通信レートの検出と傾き生成回路３３によるエッジ変化率の制御は、スレーブ側のトランシーバ２２〜２５、４９〜５２においてのみ行うように構成してもよい。この場合、マスタ側はトランシーバ２１に代えて従来構成のトランシーバ１を用いることができる。これは、マスタ側のトランシーバ２１の駆動電流のほとんどがトランシーバ２１の内部を通して流れるのに対し、スレーブ側のトランシーバ２２の駆動電流のほとんどが通信バス３を通して流れるためである。 (Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings, and can be modified or expanded as follows, for example.
As in the above embodiment, the resistance value of the pull-up resistor 9 of the master-side transceiver 21 is set lower than the resistance value of the pull-up resistor 48 of the slave-side transceivers 22 to 25 and 49 to 52. In this case, the communication rate detection circuit 27 may detect the communication rate and the slope generation circuit 33 may control the edge change rate only in the slave transceivers 22 to 25 and 49 to 52. . In this case, the conventional transceiver 1 can be used in place of the transceiver 21 on the master side. This is because most of the drive current of the master-side transceiver 21 flows through the inside of the transceiver 21, whereas most of the drive current of the slave-side transceiver 22 flows through the communication bus 3.

第２の実施形態において、電流検出回路５３を端子４９ｂの直前部に設けてもよい。
通信レート検出手段は、受信データに含まれる通信レートに関するデータを抽出する構成としてもよい。
トランシーバ２１〜２５、４９〜５２を適用できるネットワークは、上述した自動車用ネットワークに限られず、その他のネットワークに対しても同様に適用できる。また、適用可能な通信規格は、シングルワイヤ方式、マスタ・スレーブ方式に限られない。 In the second embodiment, the current detection circuit 53 may be provided immediately before the terminal 49b.
The communication rate detecting means may be configured to extract data related to the communication rate included in the received data.
The network to which the transceivers 21 to 25 and 49 to 52 can be applied is not limited to the above-described automobile network, and can be similarly applied to other networks. Applicable communication standards are not limited to the single wire method and the master / slave method.

本発明の第１の実施形態を示す自動車用ネットワークの構成図1 is a configuration diagram of an automobile network showing a first embodiment of the present invention. 通信レート検出回路の電気的構成図Electrical configuration diagram of communication rate detection circuit 傾き生成回路の電気的構成図Electrical configuration of the slope generation circuit 通信データを示す図Diagram showing communication data 同期フィールドの構成を示す図Diagram showing the structure of the sync field 通信レートが異なる場合のデータ信号の波形図Waveform diagram of data signal when communication rate is different 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図FIG. 1 equivalent diagram showing a second embodiment of the present invention 従来技術を示すトランシーバの電気的構成図Electrical configuration diagram of transceiver showing prior art 図６相当図6 equivalent diagram

符号の説明Explanation of symbols

図面中、３は通信バス、９、４８は抵抗（プルアップ手段）、２１〜２５および４９〜５２はトランシーバ（トランシーバ装置）、２７は通信レート検出回路（通信レート検出手段）、２９はＣＲ発振回路、３０はカウンタ（カウント手段）、３２、５４は送信回路（駆動手段）、３３、５５は傾き生成回路（ＣＲ積分回路）、５３は電流検出回路（電流検出手段）である。

In the drawing, 3 is a communication bus, 9 and 48 are resistors (pull-up means), 21 to 25 and 49 to 52 are transceivers (transceiver devices), 27 is a communication rate detection circuit (communication rate detection means), and 29 is CR oscillation. A circuit, 30 is a counter (counting means), 32 and 54 are transmission circuits (driving means), 33 and 55 are inclination generation circuits (CR integration circuits), and 53 is a current detection circuit (current detection means).

Claims

通信バスを介して相互にデータ通信を行うトランシーバ装置において、
前記通信バスを通して伝送される信号の通信レートを検出する通信レート検出手段と、
この通信レート検出手段により検出された通信レートに応じた傾きで信号波形が変化するように前記通信バスを駆動する駆動手段とを備えたことを特徴とするトランシーバ装置。 In a transceiver device that performs data communication with each other via a communication bus,
Communication rate detecting means for detecting a communication rate of a signal transmitted through the communication bus;
A transceiver apparatus, comprising: a driving unit that drives the communication bus so that a signal waveform changes with an inclination according to a communication rate detected by the communication rate detecting unit.

マスタ側としてまたはスレーブ側としてデータ通信を行うものであって、
前記通信バスを所定の電源電圧にプルアップするプルアップ手段を備え、
マスタ側として設定されたときの前記プルアップ手段の抵抗値がスレーブ側として設定されたときの前記プルアップ手段の抵抗値よりも小さく設定される場合に、前記駆動手段は、スレーブ側として用いられることを条件として前記通信レートに応じた信号波形の傾き制御を実行することを特徴とする請求項１記載のトランシーバ装置。 Data communication as the master side or as the slave side,
Pull-up means for pulling up the communication bus to a predetermined power supply voltage,
When the resistance value of the pull-up means when set as the master side is set smaller than the resistance value of the pull-up means when set as the slave side, the driving means is used as the slave side 2. The transceiver apparatus according to claim 1, wherein slope control of a signal waveform corresponding to the communication rate is executed on the condition.

前記駆動手段の駆動電流を検出する電流検出手段を備え、
前記駆動手段は、前記通信レート検出手段により検出された通信レートと前記電流検出手段により検出された駆動電流とに応じた傾きで信号波形が変化するように前記通信バスを駆動することを特徴とする請求項１または２記載のトランシーバ装置。 Current detection means for detecting a drive current of the drive means;
The drive means drives the communication bus so that a signal waveform changes with a slope corresponding to a communication rate detected by the communication rate detection means and a drive current detected by the current detection means. The transceiver apparatus according to claim 1 or 2.

前記駆動手段は、前記電流検出手段により検出された駆動電流が大きいほど前記信号波形の傾きを小さく設定することを特徴とする請求項３記載のトランシーバ装置。 4. The transceiver apparatus according to claim 3, wherein the drive means sets the slope of the signal waveform to be smaller as the drive current detected by the current detection means is larger.

前記通信レート検出手段は、受信した信号に付加されている同期フィールドにおいて通信レートを検出するように構成されていることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のトランシーバ装置。 5. The transceiver apparatus according to claim 1, wherein the communication rate detection unit is configured to detect a communication rate in a synchronization field added to a received signal.

前記通信レート検出手段は、ＣＲ発振回路により生成された基準クロックを所定の期間計数するカウント手段を備えて構成され、
前記駆動手段はＣＲ積分回路により構成され、
これら通信レート検出手段と駆動手段は、モノリシック半導体集積回路装置として構成されていることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のトランシーバ装置。 The communication rate detecting means includes a counting means for counting a reference clock generated by the CR oscillation circuit for a predetermined period,
The driving means is constituted by a CR integration circuit,
6. The transceiver apparatus according to claim 1, wherein the communication rate detecting means and the driving means are configured as a monolithic semiconductor integrated circuit device.

車両用ネットワークにおいて用いられることを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載のトランシーバ装置。

7. The transceiver device according to claim 1, wherein the transceiver device is used in a vehicle network.