JP2005020993A

JP2005020993A - Controller for induction motor

Info

Publication number: JP2005020993A
Application number: JP2004158817A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Yamamoto; 陽一山本
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2003-06-02
Filing date: 2004-05-28
Publication date: 2005-01-20
Anticipated expiration: 2024-05-28
Also published as: JP4572582B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a controller for induction motors that can control the speed/torque with accuracy, and enables expansion of speed control range at low speeds, especially, in speed sensorless control. <P>SOLUTION: The controller for induction motors carries out control as follows: the axial deviation angle between motor coordinate system and current coordinate system is determined. The current detection phase angle is corrected so that the motor coordinate system coincides with the coordinate system of a current detection system. Or, by having the control carried out with the axial deviation angle (δ) taken into account, without conducting compensation for the phase of the axial deviation angle, highly stable control characteristics can be obtained over a wide operating range. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は誘導電動機の制御装置に係り、特に速度検出器および電圧（磁束）検出器を用いることなく、電動機の回転速度、電動（力行）・回生の別なく、広範囲の動作領域にわたって、速度制御精度のよい速度・トルク制御を行うための誘導電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an induction motor, and in particular, does not use a speed detector and a voltage (magnetic flux) detector, and controls the speed over a wide range of operation regardless of the rotational speed of the motor, electric (power running), and regeneration. The present invention relates to a control device for an induction motor for precise speed / torque control.

低速・回生領域では、１次角周波数ω1は零に近づき、これに伴い出力電圧が小さくなるため、１次抵抗Ｒ１の設定誤差、デッドタイムによる電圧精度の影響が相対的に大きくなる。この結果、速度検出器を用いない誘導電動機の制御装置では、１次角周波数ω1の積分θを正確に得ることができなくなり、Ｉｄ，Ｉｑの分離が困難となるために、電動機座標系と電流検出座標系がずれる現象（以下、軸ずれ現象と呼ぶ）が発生する。これにより、制御不能に陥る場合がある。
従来の対策法として、特開平６−６９９２号のように安定な運転が継続できるように、低速・回生時は、すべり補償を行わないようにして電動機速度を上昇させたり、特開平１１−９８８９１号記載のように速度誤差の推定演算に係る信号が正帰還とならないように電流偏差であるΔIｑ,ΔＩｄを座標変換して、速度推定に使用する方法が知られている。 In the low-speed / regenerative region, the primary angular frequency ω1 approaches zero, and the output voltage decreases accordingly. Therefore, the influence of voltage accuracy due to the setting error of the primary resistor R1 and dead time becomes relatively large. As a result, the induction motor control device that does not use the speed detector cannot accurately obtain the integral θ of the primary angular frequency ω1, and it becomes difficult to separate Id and Iq. A phenomenon in which the detection coordinate system is shifted (hereinafter referred to as an axis deviation phenomenon) occurs. As a result, control may be lost.
As a conventional countermeasure, as described in JP-A-6-6992, the motor speed is increased without performing slip compensation at low speed / regeneration so that stable operation can be continued, or JP-A-11-98891 is disclosed. There is known a method of converting the current deviations ΔIq and ΔId so as to prevent the signal relating to the speed error estimation calculation from being positive feedback and using it for speed estimation.

従来の誘導電動機のトルク制御装置（特開平１１−９８８９１号）を図６を用いて説明する。
図６において、１０１は誘導電動機、１０２は電流検出器、１０３はＰＷＭインバータ、１０４は電流成分指令演算手段、１０５は電流成分演算手段、１０６はすべり周波数演算回路、１０８は積分器、１０９は加算器、１１０は積分器、１１１ｂは電流成分制御回路、１１２は電圧指令演算回路、１１３は速度誤差推定手段であり、速度誤差推定手段１１３では、１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊とｄ軸成分Iｄｓの偏差ΔIｄｓ、１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊とｑ軸成分Iｑｓの偏差ΔＩｑｓは、予め設定された変換位相角ψを用い、次式（１ａ）、（１ｂ）式でΔI’ｄｓ、ΔI’ｑｓに変換し、１次磁束ベクトルの回転周波数の実際値ωと制御演算に用いた設定値（推定値）ω＊との誤差（速度誤差）Δω及び座標変換後の１次電流のｄ’軸成分の偏差ΔI’ｄｓが出力され、ｑ’軸成分の偏差ΔI’ｑｓを１次磁束ベクトルの回転周波数の実際値ωと制御演算に用いた設定値（推定値）ω＊との誤差（速度誤差）Δωとする。 Torque control apparatus for a conventional induction motor (Japanese Patent Laid-Open No. 11-98891) is described with reference to FIG.
In FIG. 6 , 101 is an induction motor, 102 is a current detector, 103 is a PWM inverter, 104 is a current component command calculation means, 105 is a current component calculation means, 106 is a slip frequency calculation circuit, 108 is an integrator, 109 is an addition , 110 is an integrator, 111b is a current component control circuit, 112 is a voltage command calculation circuit, 113 is a speed error estimation means, and in the speed error estimation means 113, the d-axis component command Ids * of the primary current and the d-axis The deviation IIds of the component Ids, the q-axis component command Iqs * of the primary current, and the deviation ΔIqs of the q-axis component Iqs use a preset conversion phase angle ψ, and ΔI ′ in the following equations (1a) and (1b) An error (speed error) Δω between the actual value ω of the rotation frequency of the primary magnetic flux vector and the set value (estimated value) ω * used in the control calculation, and the primary current after coordinate conversion D'-axis component of Deviation ΔI′ds is output, and an error (speed error) between q′-axis component deviation ΔI′qs between the actual value ω of the primary magnetic flux vector rotation frequency and the set value (estimated value) ω * used in the control calculation. Let Δω.

ΔI’ｄｓ＝ ΔIｄｓ・ｃｏｓψ−ΔIｑｓ・ｓｉｎψ ・・・（１ａ）
ΔI’ｑｓ＝−ΔIｄｓ・ｓｉｎψ＋ΔIｑｓ・ｃｏｓψ ・・・(１ｂ) ΔI′ds = ΔIds · cos ψ−ΔIqs · sin ψ (1a)
ΔI′qs = −ΔIds · sinψ + ΔIqs · cosψ (1b)

電流成分制御回路１１１ｂでは、次式（２ａ）（２ｂ）式により、１次電圧のｄ軸成分指令Ｖｄｓ＊、ｑ軸成分指令Vｑｓ＊が演算されｄ−ｑ軸での電圧指令値とする。 In the current component control circuit 111b, the primary voltage d-axis component command Vds * and the q-axis component command Vqs * are calculated according to the following equations (2a) and (2b) to obtain voltage command values on the dq axis.

Ｖｄｓ＊＝Rｓ・Iｄｓ＊＋Kｄ・ΔI’ｄｓ・・・（２ａ）
Ｖｑｓ＊＝Rｓ・Iｑｓ＋Kｑ・（Iｑｓ＊−Iｑｓ）＋ω＊・Ls・I0＊
＝Rｓ・Iｑｓ＋Kｑ・ΔIｑｓ＋ω＊・Lｓ・I0＊・・・（２ｂ） Vds * = Rs · Ids * + Kd · ΔI'ds (2a)
Vqs * = Rs · Iqs + Kq · (Iqs * −Iqs) + ω * · Ls · I0 *
= Rs · Iqs + Kq · ΔIqs + ω * · Ls · I0 * (2b)

このように、従来の誘導電動機のトルク制御装置は、速度誤差ΔωをΔIｑｓではなく、（１ｂ）式で座標変換したΔI’ｑｓを用い、また、ｄ軸の電流制御演算においては、ΔIｄｓではなく、（１ａ）式で座標変換したΔI’ｄｓを用いている。
特開平６−６９９２号特開平１１−９８８９１号 Thus, the conventional torque control device for an induction motor uses ΔI′qs obtained by coordinate conversion of the speed error Δω instead of ΔIqs instead of ΔIqs, and not ΔIds in d-axis current control calculation. , ΔI′ds obtained by coordinate conversion using the equation (1a).
JP-A-6-6992 JP-A-11-98891

しかしながら、従来の誘導電動機の制御装置は、予め設定された変換位相角ψは、入力されるτｍ＊（トルク指令）の符号で決定するようになっていて、速度制御を行う場合、つまり、速度指令値と速度推定値の偏差を比例・積分制御する速度制御器（ＡＳＲ）出力でτｍ＊が決定されるような場合、τｍ＊の値は速度推定値に依存するため、回生状態であるのに、速度制御器（ＡＳＲ）出力が回生側を向かない、つまり、速度と逆符号とならない場合があるという問題があった。また、座標変換に用いる変換位相角ψの決め方や具体的数値例について、前記公報には明記されていない。
そこで、本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、誘導電動機の制御装置において、精度のよい速度・トルクの制御が可能であり、特に速度センサレス制御において、低速における速度制御範囲を拡大することができる制御装置を提供することである。 However, in the conventional induction motor control device, the preset conversion phase angle ψ is determined by the sign of the input τm * (torque command). When τm * is determined by the output of the speed controller (ASR) that controls the deviation between the command value and the estimated speed value proportionally / integrally, the value of τm * depends on the estimated speed value, so it is in a regenerative state. In addition, there is a problem that the output of the speed controller (ASR) does not face the regeneration side, that is, there is a case where the sign is not opposite to the speed. Further, the publication does not specify how to determine the conversion phase angle ψ used for coordinate conversion or specific numerical examples.
Therefore, the present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to enable accurate speed / torque control in an induction motor control device, and in particular, speed sensorless control. Is to provide a control device capable of expanding the speed control range at low speed.

請求項１記載の本発明は、可変周波数・可変電圧の交流信号を出力するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータによって駆動される電動機の速度を推定する速度推定器、あるいは速度検出器と、電動機の１次電流を検出して第１のｄ軸電流と第１のｑ軸電流に変換する第１の座標変換器と、電動機の速度制御処理をして第１のｑ軸電流指令を出力する速度制御器と、電動機の第１のｄ軸電流指令を設定するｄ軸電流設定器と、電動機の電流を制御する電流制御器と、電流制御器の出力から電圧指令を生成する電圧指令器を備えた誘導電動機の制御装置において、第１のｄ軸電流と前記第１のｑ軸電流と電圧指令器の出力ｄ―ｑ軸電圧指令から電動機の定数を用いて軸ずれ角を演算する軸ずれ角演算器と、第１のｄ軸電流指令と第１のｑ軸電流指令からすべり周波数指令を発生するすべり周波数指令発生器とを備え、第１の座標変換器は軸ずれ角演算器の出力で補正した位相を用いて座標変換するように構成したので電動機座標系と電流検出系の座標系が一致するように電流検出位相を補正でき、精度のよい速度・トルクの制御が可能であり、特に速度センサレス制御において低速における速度制御範囲を拡大することができる。
請求項２記載の本発明は、可変周波数・可変電圧の交流信号を出力するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータによって駆動される電動機の速度を推定する速度推定器、あるいは速度検出器と、電動機の１次電流を検出して第２のｄ軸電流と第２のｑ軸電流に変換する第１の座標変換器と、前記電動機の速度制御処理をして第１のｑ軸電流指令を出力する速度制御器と、前記電動機の第１のｄ軸電流指令を設定するｄ軸電流設定器と、電動機の電流を制御する電流制御器と、電流制御器の出力から電圧指令を生成する電圧指令器を備えた誘導電動機の制御装置において、第２のｄ軸電流と第２のｑ軸電流と前記電圧指令器の出力ｄ―ｑ軸電圧指令から前記電動機の定数を用いて軸ずれ角を演算する軸ずれ角演算器と、第１のｄ軸電流指令と第１のｑ軸電流指令からすべり周波数指令を発生するすべり周波数指令発生器と第１のｄ軸電流指令と第１のｑ軸電流指令を軸ずれ角演算器の出力で座標変換し第２のｄ軸電流指令と第２のｑ軸電流指令を出力する第２の座標変換器とを備え、第１の座標変換器は、ずれ角補正前の位相を用いて座標変換するように構成したので電動機座標系と電流検出系の各座標系の軸ずれを補正しなくても、適正な滑り周波数を演算することができ、精度のよい速度・トルクの制御が可能であり、特に速度センサレス制御において低速における速度制御範囲を拡大することができる。
請求項３記載の本発明は、第１のｄ軸電流指令と第１のｑ軸電流指令を軸ずれ角演算器の出力で座標変換し第２のｄ軸電流指令と第２のｑ軸電流指令を出力する第１の座標変換器と、第２のｄ軸電流と第２のｑ軸電流をずれ角で座標変換し第３のｄ軸電流と第３のｑ軸電流を出力する第３の座標変換器と、第３のｄ軸電流と第３のｑ軸電流からすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令発生器とを備え、第１の座標変換器は、ずれ角補正前の位相を用いて座標変換するように構成したので電動機座標系と電流検出系の各座標系の軸ずれを補正しなくても、適正な滑り周波数を演算することができ、精度のよい速度・トルクの制御が可能であり、特に速度センサレス制御において低速における速度制御範囲を拡大することができる。
請求項４に記載の発明は、第２のｄ軸電流と第２のｑ軸電流をずれ角で座標変換し第３のｄ軸電流と第３のｑ軸電流を出力する第３の座標変換器と、第３のｄ軸電流と第３のｑ軸電流からすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令発生器とを備え、第１の座標変換器はずれ角補正前の位相を用いて座標変換するように構成したので電動機座標系と電流検出系の各座標系の軸ずれを補正しなくても、適正な滑り周波数を演算することができ、精度のよい速度・トルクの制御が可能であり、特に速度センサレス制御において低速における速度制御範囲を拡大することができる。
請求項５記載の本発明は、請求項１から４記載の制御装置において、軸ずれ角演算器は、電動機モデルで求まる第１の磁束と電流モデルに基づく第２の磁束の大きさが一致するように、前記電動機の定数を変更するように構成したので、精度のよい速度・トルクの制御が可能であり、特に速度センサレス制御において低速における速度制御範囲を拡大することができる。
請求項６記載の本発明は、請求項１から４記載の制御装置において、前記軸ずれ角演算器（２０）は、電動機モデルで求まる第１の誘起電圧と電流モデルに基づく第２の誘起電圧の大きさが一致するように、前記電動機（２）の定数を変更するように構成したので、精度のよい速度・トルクの制御が可能であり、特に速度センサレス制御において低速における速度制御範囲を拡大することができる。 According to the first aspect of the present invention, a PWM inverter that outputs an AC signal having a variable frequency and a variable voltage, a speed estimator that estimates the speed of an electric motor driven by the PWM inverter, or a speed detector, A first coordinate converter that detects a secondary current and converts it into a first d-axis current and a first q-axis current; and a speed control that outputs a first q-axis current command by performing a speed control process on the motor. A d-axis current setting device for setting a first d-axis current command for the motor, a current controller for controlling the current of the motor, and a voltage command device for generating a voltage command from the output of the current controller. In an induction motor control apparatus, an axis deviation angle calculation that calculates an axis deviation angle from the first d-axis current, the first q-axis current, and the output dq-axis voltage command of the voltage commander using a constant of the motor. , First d-axis current command and first q-axis A slip frequency command generator that generates a slip frequency command from a flow command, and the first coordinate converter is configured to perform coordinate conversion using the phase corrected by the output of the axis deviation angle calculator. The current detection phase can be corrected so that the coordinate system of the current detection system and the current detection system coincide with each other, and the speed / torque control can be performed with high accuracy, and the speed control range at low speed can be expanded particularly in speed sensorless control.
According to a second aspect of the present invention, there is provided a PWM inverter that outputs an AC signal having a variable frequency and a variable voltage, a speed estimator that estimates a speed of an electric motor driven by the PWM inverter, or a speed detector. A first coordinate converter that detects a secondary current and converts it into a second d-axis current and a second q-axis current; and a speed at which a speed control process of the electric motor is performed and a first q-axis current command is output A controller, a d-axis current setting unit for setting a first d-axis current command for the motor, a current controller for controlling the current of the motor, and a voltage command unit for generating a voltage command from the output of the current controller In the induction motor control apparatus, an axis for calculating an axis deviation angle using a constant of the motor from a second d-axis current, a second q-axis current, and an output dq-axis voltage command of the voltage commander Deviation angle calculator and first d-axis current command A slip frequency command generator that generates a slip frequency command from the first q-axis current command, the first d-axis current command, and the first q-axis current command are coordinate-converted by the output of the axis deviation angle calculator, and the second Since the first coordinate converter includes a second coordinate converter that outputs a d-axis current command and a second q-axis current command, and the first coordinate converter is configured to perform coordinate conversion using the phase before the deviation angle correction. It is possible to calculate an appropriate slip frequency without correcting the axis offset of each coordinate system of the motor coordinate system and the current detection system, and to control the speed and torque with high accuracy, especially in speed sensorless control. The speed control range at low speed can be expanded.
In the third aspect of the present invention, the first d-axis current command and the first q-axis current command are coordinate-converted by the output of the axis deviation angle calculator, and the second d-axis current command and the second q-axis current are converted. A first coordinate converter that outputs a command, and a third d-axis current and a third q-axis current that are coordinate-converted by a shift angle between the second d-axis current and the second q-axis current. And a slip frequency command generator for calculating a slip frequency command from the third d-axis current and the third q-axis current, and the first coordinate converter calculates the phase before deviation angle correction. Because it is configured to be used for coordinate conversion, it is possible to calculate an appropriate slip frequency without correcting the axis misalignment between the motor coordinate system and the current detection system, and to control the speed and torque with high accuracy. In particular, in the speed sensorless control, the speed control range at a low speed can be expanded.
According to a fourth aspect of the present invention, a third coordinate conversion is performed in which the second d-axis current and the second q-axis current are coordinate-converted by a shift angle and the third d-axis current and the third q-axis current are output. And a slip frequency command generator for calculating a slip frequency command from the third d-axis current and the third q-axis current, and the first coordinate converter performs coordinate conversion using the phase before correction of the shift angle. Since it is configured as described above, it is possible to calculate an appropriate slip frequency without correcting the axis deviation of each coordinate system of the motor coordinate system and the current detection system, and it is possible to control the speed and torque with high accuracy. In particular, the speed control range at low speed can be expanded in speed sensorless control.
According to a fifth aspect of the present invention, in the control device according to the first to fourth aspects, the axis deviation angle calculator has the same magnitude of the first magnetic flux obtained from the motor model and the second magnetic flux based on the current model. As described above, since the constant of the electric motor is changed, the speed / torque can be controlled with high accuracy, and the speed control range at low speed can be expanded particularly in speed sensorless control.
According to a sixth aspect of the present invention, in the control device according to the first to fourth aspects, the axis deviation angle calculator (20) is a second induced voltage based on a first induced voltage and a current model determined by an electric motor model. The constant of the electric motor (2) is changed so as to match the size of the motor, so that it is possible to control the speed and torque with high accuracy, and the speed control range at low speed is expanded especially in speed sensorless control. can do.

本発明の誘導電動機の制御装置によれば、電動機座標系と電流座標系の軸ずれ角を求め、電動機座標系と電流検出系の各座標系が一致するように電流検出位相角を補正したり、あるいは、軸ずれ角の位相補償は行わずに、軸ずれ角を考慮して制御することにより、広範囲の動作領域で安定性の高い制御特性が得られる効果がある。 According to the induction motor control device of the present invention, the axis deviation angle between the motor coordinate system and the current coordinate system is obtained, and the current detection phase angle is corrected so that the coordinate systems of the motor coordinate system and the current detection system coincide with each other. Alternatively, by controlling in consideration of the axis deviation angle without performing phase compensation of the axis deviation angle, there is an effect that a highly stable control characteristic can be obtained in a wide range of operation.

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

誘導電動機を駆動する制御装置として、可変周波数・可変電圧による速度制御が知られ、誘導電動機に供給される１次電流をｄ軸電流（磁束を発生させる電流）とｑ軸電流（トルクを発生させる電流）とに分けて制御するベクトル制御方式が実用化されている。
まず、誘導電動機の速度推定の１例について簡単に説明する。
１次角周波数ω1で回転する回転座標系（ｄ−ｑ軸）で表わした誘導電動機の電圧方程式は、（３）式で与えられる。 As a control device for driving an induction motor, speed control using a variable frequency and a variable voltage is known. The primary current supplied to the induction motor is converted to a d-axis current (current that generates magnetic flux) and a q-axis current (to generate torque). A vector control system that performs control separately for current) has been put into practical use.
First, an example of speed estimation of an induction motor will be briefly described.
The voltage equation of the induction motor represented by the rotating coordinate system (dq axes) rotating at the primary angular frequency ω1 is given by equation (3).

但し、
Ｖｄ，Ｖｑ回転座標系（ｄ−ｑ軸）の励磁軸電圧，トルク軸電圧
Ｉｄ，Ｉｑ回転座標系（ｄ−ｑ軸）の励磁軸電流，トルク軸電流
Φｄ，Φｑ回転座標系（ｄ−ｑ軸）の励磁軸電動機磁束，トルク軸電動機磁束
ω1 １次角周波数
ωr 電動機速度
ωｓ＊すべり周波数
Ｒ１、Ｒ２１次，２次抵抗
Ｌ１、Ｌ２、Ｍ１次，２次，相互（励磁）インダクタンス
ｌ漏れインダクタンス（ｌ＝（Ｌ１Ｌ２−Ｍ²）／Ｌ２））
ｐ微分演算子
また、１次角周波数ω1、電動機速度ωr、すべり周波数指令ωｓ＊の関係、及びすべり周波数指令ωｓ＊の算出は次式（４）式で表わされる。 However,
Vd, Vq Excitation axis voltage, torque axis voltage Id, Iq of rotation coordinate system (dq axis) Excitation axis current, torque axis current Φd, Φq of rotation coordinate system (dq axis) Shaft) excitation shaft motor flux, torque shaft motor flux ω1 primary angular frequency ωr motor speed ωs * slip frequency R1, R2 primary, secondary resistance L1 , L2, M Primary, secondary, mutual (excitation) inductance l Leakage inductance (l = (L1 L2 -M ²⁾ / L2))
p Differential Operator The relationship between the primary angular frequency ω1, the motor speed ωr, the slip frequency command ωs *, and the calculation of the slip frequency command ωs * are expressed by the following equation (4).

ω1＝ωr＋ωｓ＊・・・（４ａ）
ωｓ＊＝Ｉｑ＊／（Ｉｄ＊・Ｔ２）
＝Ｉｑ＊・Ｒ２／Φ＊・・・（４ｂ） ω1 = ωr + ωs * (4a)
ωs * = Iq * / (Id * · T2)
= Iq * ・ R2 / Φ * (4b)

但し、Ｔ２２次回路時定数（Ｔ２＝Ｌ２／Ｒ２）、
添字（＊）…指令値を表わす。
いま、 However, T2 secondary circuit time constant (T2 = L2 / R2 ),
Subscript (*): Indicates command value.
Now

Ｉｄ＊＝一定・・・（５） Id * = constant (5)

とし、上記（３）式において、（４）、（５）式の条件のもとに回転座標系（ｄ−ｑ軸）で表した電圧指令値（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）は、（６）式となる。 In the above equation (3), the voltage command values (Vd *, Vq *) expressed in the rotating coordinate system (dq axes) under the conditions of the equations (4) and (5) are (6) It becomes an expression.

上記（４）式を満足するように制御すると、回転座標系（ｄ−ｑ軸）上の１次電流検出値Ｉ1は１次電流指令値Ｉ１＊（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）通りの電流が流れ、電動機磁束Φ（Φｄ、Φｑ）は、 When the control is performed so as to satisfy the above equation (4), the primary current detection value I1 on the rotating coordinate system (dq axes). Current flows according to the primary current command value I1 * (Id *, Iq *), and the motor magnetic flux Φ (Φd, Φq)

Φｄ＝Ｍ・Ｉｄ（一定）・・・（７ａ）
Φｑ＝０・・・（７ｂ） Φd = M · Id (constant) (7a)
Φq = 0 (7b)

に保たれる。
これにより、誘導電動機の発生トルクτは、 To be kept.
Thereby, the generated torque τ of the induction motor is

τ＝Ｍ／Ｌ２・(Φｄ・Iｑ−Φｑ・Iｄ)
＝Ｍ²／Ｌ２・(Ｉｄ・Iｑ) ・・・（８） τ = M / L2 · (Φd · Iq−Φq · Id)
= M²/ L2・ (Id ・ Iq) (8)

となる。
速度検出器を用いない場合は、例えば、速度適応２次磁束オブザーバを用い、上記（５）式を満足するような電動機磁束Φ（Φｄ、Φｑ）を推定し、誘導電動機の１次電流（相電流）Iｕ、Iｖ、Iｗを検出し、静止座標系（ａ−ｂ軸）に変換した１次電流検出値I１（Iａ、Ｉｂ）と電圧指令値Ｖ1＊（Ｖａ＊，Ｖｂ＊）と、速度推定値ωr＾とを入力として、電動機磁束推定値Φ＾（Φａ＾、Φｂ＾）と１次電流推定値Ｉ１＾（Iａ＾、Ｉｂ＾）とを推定し、１次電流推定値Ｉ１＾（Ｉａ＾，Ｉｂ＾）と１次電流検出値Ｉ１（Iａ、Ｉｂ）とを比較した推定誤差信号（Ｉ１− Ｉ１＾）に基づき、（９）式で表わされる適応調整則により電動機速度を演算推定する。 It becomes.
When the speed detector is not used, for example, an electric motor magnetic flux Φ that satisfies the above equation (5) using a speed adaptive secondary magnetic flux observer is used. (Φd, Φq) is estimated, and the primary current (phase current) Iu, Iv, Iw of the induction motor Is detected, and the primary current detection value I1 (Ia, Ib), voltage command value V1 * (Va *, Vb *), and the estimated speed value ωr ^ converted to the stationary coordinate system (ab axis) are input. The estimated motor flux Φ ^ (Φa ^, Φb ^ ) And the primary current estimated value I1 ^ (Ia ^, Ib ^) and the primary current estimated value I1 ^ (Ia ^, Ib ^) and the primary current detected value I1 (Ia, Ib) are compared. Based on the estimated error signal (I1-I1 ^), the motor speed is calculated and estimated by the adaptive adjustment law expressed by equation (9).

但し、推定誤差ｅＩａ＝Ｉａ−Ｉａ＾、ｅＩｂ＝Ｉb−Ｉb＾
Ｋａ速度推定部比例ゲイン
Ｋｂ速度推定部積分ゲイン
次に、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を電流制御器（ＡＣＲ）をもとに求める場合の軸ずれの１要因について簡単に説明する。
誘起電圧Ｅ、Ｒ１、ｌによる電圧ドロップ分を電流制御器内に溜めないように、Ｅ、Ｒ１、ｌは前向きに補償され、（１０）式にしたがい、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は演算される。 However, the estimation error eIa = Ia−Ia ^, eIb = Ib−Ib ^
Ka speed estimator proportional gain
Kb Speed Estimator Integral Gain Next, one factor of the axis deviation when the voltage commands Vd * and Vq * are obtained based on the current controller (ACR) will be briefly described.
E, R1, and l are compensated forward so that the voltage drop due to induced voltages E, R1, and l does not accumulate in the current controller, and voltage commands Vd * and Vq * are calculated according to equation (10). The

Ｖｄ＊＝√３・Ｒ１・Ｉｄ−√３・ω１＊・ｌ・Ｉｑ＋ＡＣＲｄ出力（１０ａ）
Ｖｑ＊＝Ｅ＊＋√３・Ｒ１・Ｉｑ＋√３・ω１＊・ｌ・Ｉｄ＋ＡＣＲｑ出力
（１０ｂ） Vd * = √3 · R1 · Id−√3 · ω1 * · l · Iq + ACRd output (10a)
Vq * = E * + √3 ・ R1 ・ Iq + √3 ・ ω1 * ・ l ・ Id + ACRq output
(10b)

ところが、正転時の電動機の電圧と電流のベクトル方向を電動（力行）と回生時では図７に示すように、例えば、Ｉｄ＊＜Ｉｄの場合、電動（力行）時では、ＡＣＲｄ出力はマイナス値となり、電圧指令のベクトル方向は反時計回りに第２象限方向へ移動することで電流ベクトルは反時計回りに移動し、その結果Ｉｄ＊＝Ｉｄになるのに対し、回生時では、同じように電圧、電流ベクトルが反時計回りに移動しても、Ｉｄ＊＝Ｉｄとはならず、さらに別要因、つまりｑ軸の偏差の状況により安定するかしないか、あるいは、安定する場合はどこで安定するかが決まる。このようして回生時に軸ずれが発生するものと考えられる。
次に、軸ずれの補償方法について、簡単に説明する。 However, the vector direction of the voltage and current of the electric motor during forward rotation is shown in FIG. 7 when electric (powering) and regenerative, for example, when Id * <Id, the ACRd output is negative when electric (powering). The voltage vector vector direction moves counterclockwise in the second quadrant direction, so that the current vector moves counterclockwise, resulting in Id * = Id. Even if the voltage and current vectors move counterclockwise, Id * = Id does not become stable, and whether it stabilizes depending on another factor, that is, the q-axis deviation, or where it is stable It is decided whether to do. Thus, it is considered that an axis deviation occurs during regeneration.
Next, a method for compensating for the axis deviation will be briefly described.

まず、補償するための軸ずれ角δの演算は、次式（１１）式で求めることができる。 First, the calculation of the axis deviation angle δ for compensation can be obtained by the following equation (11).

δ＝ｔａｎ^-1（Ｅｑ／Ｅｄ）−９０°（正転）・・・（１１ａ）
δ＝ｔａｎ^-1（Ｅｑ／Ｅｄ）＋９０°（逆転）・・・（１１ｂ） δ = tan ⁻¹ (Eq / Ed) −90 ° (forward rotation) (11a)
δ = tan ⁻¹ (Eq / Ed) + 90 ° (reverse rotation) (11b)

ただし、 However,

Ｅｄ＝Ｖｄ＊−√３・Ｒ１・Ｉｄ＋√３・ω1＊・ｌ・Ｉｑ・・・（１１ｃ）
Ｅｑ＝Ｖｑ＊−√３・Ｒ１・Ｉｑ―√３・ω1＊・ｌ・Ｉｄ・・・（１１ｄ） Ed = Vd * −√3 · R1 · Id + √3 · ω1 * · l · Iq (11c)
Eq = Vq * −√3 · R1 · Iq−√3 · ω1 * · l · Id (11d)

（１１）式は、ｑ軸上にあるべき電動機に発生する誘起電圧Ｅが、どの方向にあるかを演算し、ｑ軸からの軸ずれ角を軸ずれ角δとして演算し求めたものである。
軸ずれの１つの補償方法は、上記軸ずれ角δで電流検出座標系を補正する方法である。また、もう１つの方法は、電動機座標系と電流座標系は、上記軸ずれ角δだけ、軸ずれしていることを考慮して制御する方法である。軸ずれ角δだけ、軸ずれしていることを考慮した制御方法というのは、電動機座標系と電流検出座標系間でデータを受け渡す場合に、座標変換して渡すというものである。
次に、電動機定数のＲ１を可変する方法についての基本的な考え方を、図８を用いて説明する。
図８中、Ｅ１は電動機モデルで求まる誘起電圧で、上記（１１ｃ）、（１１ｄ）で求めたＥｄ、Ｅｑを用いて（１２）式で求める。
Ｅ１＝ √（Ｅｄ²＋Ｅｑ²）・・・（１２）
また、Ｅ２は電流モデルで求まる誘起電圧で、上記（１１ａ）、（１１ｂ）で求めた軸ずれ角δの関数として（１３）式で求める。
Ｅ２＝Ｍ・Ｉｄ’・ω1＊・・・（１３ａ）
ただし、Ｉｄ’＝Ｉｄ・ｃｏｓδ＋Ｉｑ・ｓｉｎδ ・・・（１３ｂ）
軸ずれ角δの角度に軸ずれした座標系上で、上記、Ｅ１とＥ２が一致するようにしてＲ１＊を求めている。なお、Ｅ１＞Ｅ２の電動（力行）状態では、Ｒ１＊を大きくし、回生状態では小さくし、Ｅ１＜Ｅ２では、上記と逆方向に可変する。
このように図８において、Ｒ１＊の設定により点線の間をＥ１が移動するので、この範囲ではＲ１＊が大きい程、Ｅ１は小さくなるがＩｄ’は大きくなる。逆にＲ１＊が小さい程、Ｅ１は大きくなるがＩｄ’は小さくなるので、Ｅ１＝Ｅ２となるＲ１＊を求めることができる。 Equation (11) is obtained by calculating in which direction the induced voltage E generated in the motor that should be on the q axis is, and calculating the axis deviation angle from the q axis as the axis deviation angle δ. .
One compensation method for the axis deviation is a method of correcting the current detection coordinate system with the axis deviation angle δ. Another method is a method in which the motor coordinate system and the current coordinate system are controlled in consideration of the fact that they are offset by the axis offset angle δ. A control method that considers that the axis is shifted by the axis deviation angle δ is to perform coordinate conversion when passing data between the motor coordinate system and the current detection coordinate system.
Next, a basic concept of a method for changing the motor constant R1 will be described with reference to FIG.
In FIG. 8, E1 is an induced voltage obtained from the motor model, and is obtained by the equation (12) using Ed and Eq obtained in the above (11c) and (11d).
E1 = √ (Ed ² + Eq ² ) (12)
E2 is an induced voltage obtained by a current model, and is obtained by the equation (13) as a function of the axis deviation angle δ obtained in the above (11a) and (11b).
E2 = M · Id ′ · ω1 * (13a)
However, Id ′ = Id · cos δ + Iq · sin δ (13b)
R1 * is obtained in such a manner that E1 and E2 coincide with each other on the coordinate system that is off-axis to the off-axis angle δ. In the electric (powering) state where E1> E2, R1 * is increased, and in the regenerative state, it is decreased. When E1 <E2, it is variable in the reverse direction.
In this way, in FIG. 8, E1 moves between the dotted lines by setting R1 *. Therefore, as R1 * increases in this range, E1 decreases but Id ′ increases. Conversely, as R1 * is smaller, E1 is larger but Id ′ is smaller. Therefore, R1 * where E1 = E2 can be obtained.

以下、本発明の具体的実施例について説明する。
図１は、第１の発明の実施例である誘導電動機制御装置の構成ブロック図である。図１において電動機制御装置は、PWMインバータ１、ベクトル制御器１０を有し、電動機２を制御している。
PWMインバータ１には、コンバータ３、平滑コンデンサ４、逆変換回路５、電流検出器６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、ＰＷＭ制御部７が、ベクトル制御器１０には、第１の座標変換器１１Ａ，電圧指令器１１Ｂ、速度推定器１２、減算器１３，１３Ａ，１３Ｂ、速度制御器１４、ｄ軸電流設定器１５、電流制御器１６、すべり周波数指令発生器１７、加算器１８、積分器１９、軸ずれ角演算器２０、加算器２１が、電流制御器１６にはｑ軸電流制御器１６Ａとｄ軸電流制御器１６Ｂが含まれている。電動機２は本電動機制御装置の制御対象である。コンバータ３は、３相の交流電源（Ｒ，Ｓ，Ｔ）に接続されており、その出力を整流する。平滑コンデンサ４は、コンバータ３に接続されており、その出力を平滑する。逆変換回路５は、例えば、ＰＷＭ制御部７の出力によりベース電流を制御されるトランジスタで構成されている。これにより、平滑コンデンサ４の両端の直流電圧がＰＷＭ制御部７の出力により制御された３相の交流電圧に変換され、電動機２に供給される。電流検出器６ＡはＵ相の電流Ｉｕを検出する。電流検出器６ＢはＶ相の電流Ｉｖを検出する。電流検出器６ＣはＷ相の電流Ｉｗを検出する。電流検出器６Ａ，６Ｂ、６Ｃで検出された各相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは第１の座標変換器１１Ａに供給される。第１の座標変換器１１Ａは、３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを座標系（ａ−ｂ軸）上のＩａ、Ｉｂに変換し、更に回転磁界座標系におけるｄ軸電流フィードバック信号Ｉｄとｑ軸電流フィードバック信号Ｉｑに変換し、減算器１３Ａ、１３Ｂへ送る。第１の座標変換器１１Ａによる変換は、（１４）式にしたがい行なわれる。なお、用いる位相角は後述する加算器２１の出力（θ＋δ）を用いて行う。 Hereinafter, specific examples of the present invention will be described.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an induction motor control apparatus according to an embodiment of the first invention. In FIG. 1, the motor control device includes a PWM inverter 1 and a vector controller 10 and controls the motor 2.
The PWM inverter 1 includes a converter 3, a smoothing capacitor 4, an inverse conversion circuit 5, current detectors 6A, 6B, and 6C, and a PWM control unit 7, and the vector controller 10 includes a first coordinate converter 11A and a voltage command. 11B, speed estimator 12, subtractors 13, 13A, 13B, speed controller 14, d-axis current setter 15, current controller 16, slip frequency command generator 17, adder 18, integrator 19, axis deviation The angle calculator 20 and the adder 21 and the current controller 16 include a q-axis current controller 16A and a d-axis current controller 16B. The electric motor 2 is a control target of the electric motor control device. The converter 3 is connected to a three-phase AC power source (R, S, T) and rectifies its output. The smoothing capacitor 4 is connected to the converter 3 and smoothes its output. The inverse conversion circuit 5 is composed of, for example, a transistor whose base current is controlled by the output of the PWM control unit 7. As a result, the DC voltage across the smoothing capacitor 4 is converted into a three-phase AC voltage controlled by the output of the PWM controller 7 and supplied to the electric motor 2. The current detector 6A detects a U-phase current Iu. The current detector 6B detects the V-phase current Iv. The current detector 6C detects the W-phase current Iw. The detected currents Iu, Iv, Iw of each phase detected by the current detectors 6A, 6B, 6C are supplied to the first coordinate converter 11A. The first coordinate converter 11A converts the three-phase detection currents Iu, Iv, and Iw into Ia and Ib on the coordinate system (ab axis), and further the d-axis current feedback signal Id in the rotating magnetic field coordinate system. The q-axis current feedback signal Iq is converted and sent to the subtracters 13A and 13B. The conversion by the first coordinate converter 11A is performed according to the equation (14). The phase angle to be used is determined by using the output (θ + δ) of the adder 21 described later.

なお、θ、δについては後述する。
また、第１の座標変換器１１Ａは、Ｉａ、Ｉｂを速度推定用に速度推定器１２へ、Ｉｄ，Ｉｑを軸ずれ角演算用に軸ずれ角演算器２０へ送る。速度推定器１２は、上記（９）式により速度推定演算してωｒ＾を求め、減算器１３にフィードバックする。減算器１３は、速度指令信号ωｒ＊とωｒ＾の偏差をとって速度制御器１４に送る。速度制御器１４は、減算器１３から与えられた偏差を零とするような、すなわち速度指令ωｒ＊と推定速度ωｒ＾を一致させるようなｑ軸電流指令信号Ｉｑ＊を求め、減算器１３Ａに送る。減算器１３Ａは、第１の座標変換器１１Ａからのｑ軸電流Ｉｑと速度制御器１４からのｑ軸電流指令信号Ｉｑ＊の偏差を求め、ｑ軸電流制御器１６Ａに送る。ｄ軸電流設定器１５は、所定のｄ軸電流値が設定されており、その設定値をｄ軸電流指令信号Ｉｄ＊として減算器１３Ｂに送る。減算器１３Ｂは、ｄ軸電流設定器１５からのｄ軸電流指令信号Ｉｄ＊と、第１の座標変換器１１Ａからのｄ軸電流Ｉｄの偏差を求め、ｄ軸電流制御器１６Ｂに送る。ｑ軸電流制御器１６Ａおよびｄ軸電流制御器１６Ｂは、それぞれ減算器１３Ａと１３Ｂからの偏差信号と各逆起電力の電圧補償値（図示せず）との和にしたがって、回転磁界座標系における電圧指令信号Ｖｑ＊とＶｄ＊を生成し、座標変喚をして電圧指令を生成する電圧指令器１１Ｂに送る。電圧指令器１１Ｂは、電圧指令信号Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を位相角θで（ａ−ｂ軸）上のＶａ＊、Ｖｂ＊に変換し、更に電動機２の固定子座標系における３相交流出力電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換し、ＰＷＭ制御部７に送る。座標変換は電圧指令器１１Ｂにより変換式（１５）式にしたがって行なわれる。 Θ and δ will be described later.
Further, the first coordinate converter 11A sends Ia and Ib to the speed estimator 12 for speed estimation, and Id and Iq to the axis deviation angle calculator 20 for axis deviation angle calculation. The speed estimator 12 calculates the speed by the above equation (9) to obtain ωr ^ and feeds it back to the subtractor 13. The subtractor 13 takes the deviation between the speed command signals ωr * and ωr ^ and sends it to the speed controller 14. The speed controller 14 obtains a q-axis current command signal Iq * that makes the deviation given from the subtractor 13 zero, that is, matches the estimated speed ωr * with the estimated speed ωr ^, and sends it to the subtractor 13A. send. The subtractor 13A calculates the deviation between the q-axis current Iq from the first coordinate converter 11A and the q-axis current command signal Iq * from the speed controller 14, and sends it to the q-axis current controller 16A. The d-axis current setting unit 15 is set with a predetermined d-axis current value, and sends the set value to the subtractor 13B as a d-axis current command signal Id *. The subtractor 13B calculates a deviation between the d-axis current command signal Id * from the d-axis current setting unit 15 and the d-axis current Id from the first coordinate converter 11A, and sends it to the d-axis current controller 16B. The q-axis current controller 16A and the d-axis current controller 16B are arranged in the rotating magnetic field coordinate system according to the sum of the deviation signal from the subtracters 13A and 13B and the voltage compensation value (not shown) of each back electromotive force. Voltage command signals Vq * and Vd * are generated and sent to a voltage command unit 11B that generates a voltage command by changing coordinates. The voltage command device 11B converts the voltage command signals Vd * and Vq * into Va * and Vb * on the phase angle θ (ab axis), and further outputs a three-phase AC output voltage in the stator coordinate system of the electric motor 2. The command signals Vu *, Vv *, and Vw * are converted and sent to the PWM control unit 7. The coordinate conversion is performed by the voltage command unit 11B according to the conversion formula (15).

なおθについては後述する。
また、電圧指令器１１Ｂは、Ｖａ＊、Ｖｂ＊を速度推定用に速度推定器１２へ、Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を軸ずれ角演算用に軸ずれ角演算器２０へ送る。ＰＷＭ制御部７は、これら３相交流出力電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を搬送波信号と比較してパルス幅変調信号に変換する。このパルス幅変調信号は図示していないパルス増幅器で増幅され、逆変換回路のトランジスタ５をスイッチング制御する。これにより、平滑コンデンサ４の両端の直流電圧が３相の交流電圧に変換される。すべり周波数指令発生器１７は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と２次抵抗Ｒ２（図示せず）からすべり周波数指令ωｓ＊を発生する。加算器１８は、速度推定器１２で推定された推定速度ωｒ＾とすべり周波数指令ωｓ＊を加算して、１次角周波数指令信号ω１＊を求める。積分器１９は、１次角周波数指令信号ω１＊を積分し位相角θを求め、第１の座標変換１１Ａ、電圧指令器１１Ｂに送る。
なお、図１では、電動機２により発生する誘起電圧Ｅ、１次抵抗Ｒ1や漏れインダクタンスｌによる逆起電力の電圧を補償する回路は省略されている。
軸ずれ角演算器２０は、電圧指令信号Ｖｄ＊、Ｖｑ＊から１次抵抗Ｒ1、漏れインダクタンスｌの電圧ドロップ分を引き、電動機の発生する誘起電圧Ｅを求め、軸ずれ角δを上記（１１）式により求める。加算器２１は、軸ずれ角演算器２０で求めた軸ずれ角δと位相角θを加え、（θ＋δ）を求め、第１の座標変換器１１Ａに送る。
第１の発明では、以上のようにして、第１のｄ軸電流Ｉｄと第１のｑ軸電流Ｉｑを求める際、第１の座標変換器１１Ａで軸ずれ角δを補償して座標変換することで、電流検出座標系を補正する。 Note that θ will be described later.
Further, the voltage command unit 11B sends Va * and Vb * to the speed estimator 12 for speed estimation, and Vd * and Vq * to the axis deviation angle calculator 20 for axis deviation angle calculation. The PWM controller 7 compares these three-phase AC output voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * with a carrier wave signal and converts them into a pulse width modulation signal. This pulse width modulation signal is amplified by a pulse amplifier (not shown), and switching control of the transistor 5 of the inverse conversion circuit is performed. As a result, the DC voltage across the smoothing capacitor 4 is converted into a three-phase AC voltage. The slip frequency command generator 17 generates a slip frequency command ωs * from the d-axis current command Id *, the q-axis current command Iq * and the secondary resistance R2 (not shown). The adder 18 adds the estimated speed ωr ^ estimated by the speed estimator 12 and the slip frequency command ωs * to obtain a primary angular frequency command signal ω1 *. The integrator 19 integrates the primary angular frequency command signal ω1 * to obtain the phase angle θ and sends it to the first coordinate transformation 11A and the voltage command device 11B.
In FIG. 1, a circuit for compensating the induced voltage E generated by the electric motor 2, the primary resistance R1, and the back electromotive force voltage due to the leakage inductance l is omitted.
The axis deviation angle calculator 20 subtracts the voltage drop of the primary resistance R1 and the leakage inductance l from the voltage command signals Vd * and Vq * to obtain the induced voltage E generated by the motor, and the axis deviation angle δ is calculated as (11 ) The adder 21 adds the axis deviation angle δ and the phase angle θ obtained by the axis deviation angle calculator 20 to obtain (θ + δ), and sends it to the first coordinate converter 11A.
In the first invention, as described above, when the first d-axis current Id and the first q-axis current Iq are obtained, the first coordinate converter 11A compensates the axis deviation angle δ and performs coordinate conversion. Thus, the current detection coordinate system is corrected.

第２図は、第２の発明の一実施形態の電動機制御装置の構成を示すブロック図である。図１と同一番号を付したものは、同じ動作をするものである。ここでは、図１と異なるものについて説明する。図２を参照すると、第２の発明の第１の発明からの変更点は、座標変換器２２を追加し、第１の座標変換器１１Ａを１１Ａ’とし、加算器２１を削除したことである。
第２の座標変換器２２Ａは、軸ずれ角演算器２０出力の軸ずれ角δだけ、次式（１６）式にしたがい、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊をＩｄ＊'、Ｉｑ＊'に変換する。電流制御器１６への指令値は、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ＊の替わりに、第２の電流指令Ｉｄ＊'、Ｉｑ＊'を使用するが、すべり周波数指令発生器１７では、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ＊を用いてすべり周波数ωｓ＊を演算する。 FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the motor control device according to one embodiment of the second invention. Those given the same numbers as in FIG. 1 perform the same operations. Here, what is different from FIG. 1 will be described. Referring to FIG. 2, the modification of the second invention from the first invention is that a coordinate converter 22 is added, the first coordinate converter 11A is 11A ', and the adder 21 is deleted. .
The second coordinate converter 22A sets the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * to Id * ′, according to the following equation (16) by the axis deviation angle δ of the axis deviation angle calculator 20 output. Convert to Iq * ′. The command value to the current controller 16 uses the second current commands Id * ′ and Iq * ′ instead of the first d-axis current command Id * and the first q-axis current command Iq *. The slip frequency command generator 17 calculates the slip frequency ωs * using the first d-axis current command Id * and the first q-axis current command Iq *.

また、座標変換器１１Ａ’は、（１４ａ’），（１４ｂ’）式で第２のｄ軸電流Ｉｄ’と第２のｑ軸電流Ｉｑ’を求める。 Further, the coordinate converter 11A ′ obtains the second d-axis current Id ′ and the second q-axis current Iq ′ by the equations (14a ′) and (14b ′).

このようにして、座標系を軸ずれ角δで位相角補償することはせず、すべり周波数指令の演算は、軸ずれのない信号第１のｄ軸電流指令Ｉｄ＊、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ＊で行い、電流制御部１６への指令値は、軸ずれ角δで座標変換し、軸ずれ角δを補正した制御を行なう。 Thus, the coordinate system is not compensated for the phase angle by the axis deviation angle δ, and the calculation of the slip frequency command is performed by the signal first d-axis current command Id *, the first q-axis current without axis deviation. The command Iq * is performed, and the command value to the current control unit 16 is coordinate-converted with the axis deviation angle δ, and control is performed with the axis deviation angle δ corrected.

第３図は、第３の発明の一実施形態の電動機制御装置の構成を示すブロック図である。図１と同一番号を付したものは、同じ動作をするものである。ここでは、図１と異なるものについて説明する。図３を参照すると、第３の発明の第１の発明からの変更点は、第２の座標変換器２２Ａ、第３の座標変換器２２Ｂを追加し、第１の座標変換器１１Ａを１１Ａ’とし、加算器２１を削除し、すべり周波数指令発生器１７を１７’に変更したことである。第１の座標変換器１１Ａ’、第２の座標変換器２２Ａの動作と、加算器２１の削除は、第２の発明と同じであるので、説明は省略する。
第３の座標変換器２２Ｂは、第１の座標変換器１１Ａ’の出力Ｉｄ’，Ｉｑ’を（１７）式により軸ずれ角δだけ座標変換しＩｄ’’、Ｉｑ’’を算出する。 FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an electric motor control apparatus according to an embodiment of the third invention. Those given the same numbers as in FIG. 1 perform the same operations. Here, what is different from FIG. 1 will be described. Referring to FIG. 3, the modification of the third invention from the first invention is that a second coordinate converter 22A and a third coordinate converter 22B are added, and the first coordinate converter 11A is changed to 11A ′. The adder 21 is deleted, and the slip frequency command generator 17 is changed to 17 ′. Since the operations of the first coordinate converter 11A ′ and the second coordinate converter 22A and the deletion of the adder 21 are the same as in the second invention, description thereof will be omitted.
The third coordinate converter 22B performs coordinate conversion of the outputs Id ′ and Iq ′ of the first coordinate converter 11A ′ by the axis deviation angle δ according to the equation (17) to calculate Id ″ and Iq ″.

すべり周波数指令演算器１７’は、このＩｄ’’、Ｉｑ’’を用いて、すべり周波数指令ωｓ＊を求める。
なお、電流制御器１６への指令値は、第２の発明と同様に、上記（１６）式に従い求められるＩｄ＊'、Ｉｑ＊'を使用する。
このようにして、座標系を軸ずれ角δで位相角補償することはせず、すべり周波数指令の演算は、軸ずれ角補償を行った第３のｄ軸電流Ｉｄ’’、第３のｑ軸電流Ｉｑ’’で行い、電流制御器１６への指令値は、軸ずれ角δ分、座標変換した信号を用いて軸ずれ角δを補正した制御を行なう。 The slip frequency command calculator 17 ′ obtains a slip frequency command ωs * using these Id ″ and Iq ″.
The command value to the current controller 16 uses Id * ′ and Iq * ′ obtained according to the above equation (16) as in the second invention.
Thus, the coordinate system is not compensated for the phase angle by the axis deviation angle δ, and the calculation of the slip frequency command is performed by the third d-axis current Id ″, the third q-axis with the axis deviation angle compensated. The control is performed with the shaft current Iq ″, and the command value to the current controller 16 is controlled by correcting the shaft misalignment angle δ using the coordinate converted signal for the shaft misalignment angle δ.

第４の発明は、速度推定を行なわずに、速度制御を行なう制御方式（Ｖ／ｆ制御）への適用である。
第４図は、第４の発明の一実施形態の電動機制御装置の構成を示すブロック図である。図４を参照すると、電動機制御装置は、ＰＷＭインバータ１、Ｖ／ｆ制御器１０’を有し、電動機２を制御している。
ＰＷＭインバータ１には、コンバータ３、平滑コンデンサ４、逆変換回路５、電流検出器６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、ＰＷＭ制御部７が、Ｖ／ｆ制御器１０’には、第１の座標変換器１１Ａ’，電圧指令器１１Ｂ’、すべり周波数指令発生器１７’、加算器１８、積分器１９、軸ずれ角演算器２０、第３の座標変換器２２Ｂ、Ｖ／ｆ変換器２３、トルク補償器２４、加算器２５が含まれている。電動機２は本電動機制御装置の制御対象である。図１と同一番号を付したものは、同じ動作をするものである。ここでは、図１と異なるものについて説明する。
Ｖ／ｆ変換器２３は、速度指令ωr＊の大きさで電圧指令Ｖ1＊の大きさを決めて加算器２５に送る。トルク補償器２４は、検出されたｑ軸電流Ｉｑの大きさにより、トルク補償分として電圧指令の上乗せ分ΔＶ１を決めて、加算器２５に送る。加算器２５は、Ｖ／ｆ変換器２３出力の電圧指令Ｖ1＊とトルク補償器２４出力のΔＶ１を加算し、改めて電圧指令Ｖ1＊として、電圧指令器１１Ｂ’へ送る。座標変換器１１Ｂ’は、電圧指令Ｖ1＊が入力されると、Ｖｄ＊＝０、Ｖｑ＊＝Ｖ1＊として、電圧指令器１１Ｂと同じ動作を行い、電動機２の固定子座標系における３相交流出力電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換し、ＰＷＭ制御部７に送る。すべり周波数指令発生器１７’は、第１の座標変換器１１Ａ’で演算した第２のｄ軸電流Ｉｄ’と第２のｑ軸電流Ｉｑ’を、更に第３の座標変換器２２Ｂで座標変換した第３のｄ軸電流Ｉｄ’’、第３のｑ軸電流Ｉｑ’’を用いてすべり周波数指令ωｓ＊を演算し、加算器１８に送る。第３の座標変換器２２Ｂの演算は、上記（１７）式にしたがって行なわれる。加算器１８は、外部から指令された速度指令ωr＊と、すべり周波数指令ωｓ＊を加算して、１次角周波数指令信号ω１＊を求め、積分器１９に送る。
このようにして、座標系を軸ずれ角δで位相角補償することはせず、すべり周波数指令の演算は、軸ずれ角補正を行った第３のｄ軸電流Ｉｄ’’、第３のｑ軸電流Ｉｑ’’を使用し、軸ずれ角δを補正した制御を行なう。 The fourth invention is an application to a control method (V / f control) in which speed control is performed without speed estimation.
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the motor control device according to one embodiment of the fourth invention. Referring to FIG. 4, the motor control device includes a PWM inverter 1 and a V / f controller 10 ′, and controls the motor 2.
The PWM inverter 1 includes a converter 3, a smoothing capacitor 4, an inverse conversion circuit 5, current detectors 6A, 6B, and 6C, and a PWM control unit 7. A V / f controller 10 ′ includes a first coordinate converter 11A. ', Voltage command device 11B', slip frequency command generator 17 ', adder 18, integrator 19, axis deviation angle calculator 20, third coordinate converter 22B, V / f converter 23, torque compensator 24 , An adder 25 is included. The electric motor 2 is a control target of the electric motor control device. Those given the same numbers as in FIG. 1 perform the same operations. Here, what is different from FIG. 1 will be described.
The V / f converter 23 determines the magnitude of the voltage command V1 * based on the magnitude of the speed command ωr * and sends it to the adder 25. The torque compensator 24 determines an additional amount ΔV1 of the voltage command as a torque compensation amount based on the detected magnitude of the q-axis current Iq, and sends it to the adder 25. The adder 25 adds the voltage command V1 * output from the V / f converter 23 and ΔV1 output from the torque compensator 24, and sends the voltage command V1 * again to the voltage commander 11B ′. When the voltage command V1 * is input, the coordinate converter 11B ′ performs the same operation as the voltage command device 11B with Vd * = 0 and Vq * = V1 *, and the three-phase AC in the stator coordinate system of the motor 2 The output voltage command signals Vu *, Vv *, and Vw * are converted and sent to the PWM control unit 7. The slip frequency command generator 17 ′ converts the second d-axis current Id ′ and the second q-axis current Iq ′ calculated by the first coordinate converter 11A ′, and further converts the coordinates by the third coordinate converter 22B. The slip frequency command ωs * is calculated using the third d-axis current Id ″ and the third q-axis current Iq ″, and is sent to the adder 18. The calculation of the third coordinate converter 22B is performed according to the above equation (17). The adder 18 adds the speed command ωr * commanded from the outside and the slip frequency command ωs * to obtain a primary angular frequency command signal ω1 * and sends it to the integrator 19.
Thus, the coordinate system is not compensated for the phase angle by the axis deviation angle δ, and the slip frequency command is calculated by calculating the third d-axis current Id ″ and the third q-axis with the axis deviation angle corrected. Using the shaft current Iq ″, control is performed with the shaft misalignment angle δ corrected.

第５の発明は、第１〜４のいずれかの発明に、電動機定数をオンラインで変更するする方法を組み合わせての適用である。
第５図は、第５の発明の実施例を示すＲ１＊可変方法の説明図を示す。
Ｅ１、Ｅ２は、上記（１２）、（１３）式で求められ、コンパレータ２５でその大きさを比較する。Ｅ１とＥ２の大小関係と電動（力行）か回生かで、Ｒ１＊を加算するか減算するかを符号反転器２９Ａ，２９Ｂで決定し、Ｅ１＞Ｅ２かつ、電動（力行）であればＲ１＊を単位量ΔＲ１＊だけ加算し、回生であればＲ１＊を単位量ΔＲ１＊分減算するようにして求めたＲ１＊の変化量と、定数設定値であるＲ１＊との積を乗算器２８で求め、これを定数設定値Ｒ１＊に加算することで、新たなＲ１＊を作成する。なお、Ｅ１＜Ｅ２でのＲ１＊の加算/減算方向は、Ｅ１＞Ｅ２のときと逆として演算する。また、新たに作成されたＲ１＊は制御装置で用いられているＲ１＊のすべてあるいは一部を変更して制御に用いる。
なお、これまで、速度推定を行う制御方法の適用では、速度推定器１２は、速度適応２次磁束オブザーバで速度を推定する方法で説明したが、速度指令にトルク外乱要素による速度変動分を補正し１次角周波数指令を得る方法（例えば、特開２０００−３７０９９号）、ｑ軸電流成分を積分して得る方法（例えば、特開平１１−９８８９１号）、ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出の偏差で速度を得る方法（例えば、特開平６−００６９９２号）などのいずれであっても本発明は適用できる。
また、速度推定器１２を用いて速度を演算で求める方法で説明したが、速度推定器１２の替わりに、速度検出器１２’を用いても本発明は適用でき、すべり周波数を精度よい補償が可能となる。
また、可変させたΔＲ１＊を用い、分を温度補償分とし、R1の定数設定値からの変化率を求め、この比率を基にすべり周波数指令値を可変させるにし、すべり周波数をオンラインで変更するようにもできる。
また、誘起電圧Ｅの比較でＲ１＊を可変させる方法を説明したが、φ＝Ｅ／ｆの関係にあるので、磁束φの比較でＲ１＊を可変させることもできる。 The fifth invention is an application in which any one of the first to fourth inventions is combined with a method for changing an electric motor constant online.
FIG. 5 is an explanatory diagram of the R1 * variable method showing the embodiment of the fifth invention.
E1 and E2 are obtained by the above equations (12) and (13), and the comparator 25 compares the magnitudes. The sign inverters 29A and 29B determine whether to add or subtract R1 * depending on the magnitude relationship between E1 and E2 and whether it is electric (powering) or regenerative. If E1> E2 and electric (powering), R1 * Is multiplied by the unit amount ΔR1 *, and in the case of regeneration, the product of the change amount of R1 * obtained by subtracting R1 * by the unit amount ΔR1 * and the constant setting value R1 * is multiplied by the multiplier 28. It is obtained and added to the constant set value R1 * to create a new R1 *. Note that the addition / subtraction direction of R1 * when E1 <E2 is calculated as the reverse of when E1> E2. The newly created R1 * is used for control by changing all or part of R1 * used in the control device.
Up to now, in the application of the control method for estimating the speed, the speed estimator 12 has been described with the method of estimating the speed with the speed adaptive secondary magnetic flux observer. However, the speed command compensates the speed fluctuation due to the torque disturbance element. A method for obtaining a primary angular frequency command (for example, Japanese Patent Laid-Open No. 2000-37099), a method for obtaining a q-axis current component by integration (for example, Japanese Patent Laid-Open No. 11-98891), a q-axis current command and a q-axis current detection The present invention can be applied to any method of obtaining the speed with the deviation (for example, JP-A-6-006992).
Further, although the method of calculating the speed using the speed estimator 12 has been described, the present invention can be applied even if the speed detector 12 ′ is used instead of the speed estimator 12, and the slip frequency can be accurately compensated. It becomes possible.
Also, using ΔR1 * that has been varied, the minute is the temperature compensation component, the rate of change from the constant set value of R1 is obtained, the slip frequency command value is varied based on this ratio, and the slip frequency is changed online. You can also
Further, the method of changing R1 * by comparing the induced voltage E has been described. However, since there is a relationship of φ = E / f, R1 * can also be changed by comparing the magnetic flux φ.

本発明によれば、誘導電動機を広速度範囲にわたって、精度のよい速度・トルク制御を行うことができるために、産業機械の用途に幅広い適用が可能である。 According to the present invention, since the induction motor can perform accurate speed / torque control over a wide speed range, it can be widely applied to industrial machinery.

本発明の第１の実施例を示す誘導電動機の制御装置の全体の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the whole control apparatus of the induction motor which shows the 1st Example of this invention. 本発明の第２の実施例を示す誘導電動機の制御装置の全体の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the whole control apparatus of the induction motor which shows the 2nd Example of this invention. 本発明の第３の実施例を示す誘導電動機の制御装置の全体の構成を示すブロック図The block diagram which shows the whole structure of the control apparatus of the induction motor which shows the 3rd Example of this invention. 本発明の第４の実施例を示す誘導電動機の制御装置の全体の構成を示すブロック図The block diagram which shows the whole structure of the control apparatus of the induction motor which shows the 4th Example of this invention. 本発明の第５の実施例を示すＲ１＊可変方法の説明図Explanatory drawing of the R1 * variable method which shows the 5th Example of this invention 従来の誘導電動機のトルク制御装置の全体構成を示すブロック図The block diagram which shows the whole structure of the torque control apparatus of the conventional induction motor 正転時の電動機の電圧と電流のベクトル方向を示すベクトル図Vector diagram showing vector direction of motor voltage and current during forward rotation Ｒ１＊可変の考え方を示す説明図Explanatory diagram showing the concept of R1 * variable

符号の説明Explanation of symbols

１ＰＷＭインバータ
２誘導電動機
３コンバータ
４平滑コンデンサ
５逆変換回路
６Ａ、６Ｂ、６Ｃ電流検出器
７ＰＷＭ制御部
１０ベクトル制御器
１０’ Ｖ／ｆ制御器
１１Ａ，１１Ａ’ 第１の座標変換器
１１Ｂ、１１Ｂ’ 電圧指令器
１２速度推定器
１２’速度検出器
１３１３Ａ、１３Ｂ減算器
１４速度制御器
１５ｄ軸電流設定器
１６、１６Ａ，１６Ｂ電流制御器
１７、１７’ すべり周波数指令発生器
１８、２１、２５加算器
１９積分器
２０軸ずれ角演算器
２２Ａ第２の座標変換器
２２Ｂ第３の座標変換器
２３Ｖ／ｆ変換器
２４トルク補償器
２５コンパレータ
２６スイッチ
２７Ａ，２７Ｂ加算器
２８乗算器
２９Ａ、２９Ｂ符号反転器
１０１誘導電動機
１０２電流検出器
１０３ＰＷＭインバータ
１０４電流成分指令演算手段
１０５電流成分演算手段
１０６すべり周波数演算回路
１０８積分器
１０９加算器
１１０積分器
１１１ｂ電流成分制御回路
１１２電圧指令演算回路
１１３速度誤差推定手段
Ｉｄ＊第１のｄ軸電流指令
Ｉｑ＊第１のｑ軸電流指令
Ｉｄ＊’ 第２のｄ軸電流指令
Ｉｑ＊’ 第２のｑ軸電流指令
Ｉｄ第１のｄ軸電流
Ｉｑ第１のｑ軸電流
Ｉｄ’ 第２のｄ軸電流
Ｉｑ’ 第２のｑ軸電流
Ｉｄ’’ 第３のｄ軸電流
Ｉｑ’’ 第３のｑ軸電流 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 PWM inverter 2 Induction motor 3 Converter 4 Smoothing capacitor 5 Inverse conversion circuit 6A, 6B, 6C Current detector 7 PWM control part 10 Vector controller 10 'V / f controller 11A, 11A' 1st coordinate converter 11B, 11B 'Voltage commander 12 Speed estimator 12' Speed detector 13 13A, 13B Subtractor 14 Speed controller 15 D-axis current setting unit 16, 16A, 16B Current controller 17, 17 'Slip frequency command generator 18, 21 , 25 adder 19 integrator 20 off-axis angle calculator 22A second coordinate converter 22B third coordinate converter 23 V / f converter 24 torque compensator 25 comparator 26 switch 27A, 27B adder 28 multiplier 29A , 29B Sign inverter 101 Induction motor 102 Current detector 103 PWM inverter 104 Current component command calculation means 105 Electric Current component calculation means 106 Slip frequency calculation circuit 108 Integrator 109 Adder 110 Integrator 111b Current component control circuit 112 Voltage command calculation circuit 113 Speed error estimation means Id * First d-axis current command Iq * First q-axis current Command Id * 'Second d-axis current command Iq *' Second q-axis current command Id First d-axis current Iq First q-axis current Id 'Second d-axis current Iq' Second q-axis Current Id ″ Third d-axis current Iq ″ Third q-axis current

Claims

可変周波数・可変電圧の交流信号を出力するＰＷＭインバータ（１）と、前記ＰＷＭインバータ（１）によって駆動される電動機（２）の速度を推定する速度推定器（１２）、あるいは速度検出器（１２’）と、前記電動機（２）の１次電流を検出して第１のｄ軸電流（Ｉｄ）と第１のｑ軸電流（Ｉｑ）に変換する第１の座標変換器（１１Ａ）と、前記電動機（２）の速度制御処理をして第１のｑ軸電流指令（Ｉｑ＊）を出力する速度制御器（１４）と、前記電動機（２）の第１のｄ軸電流指令（Ｉｄ＊）を設定するｄ軸電流設定器（１５）と、前記電動機（２）の電流を制御する電流制御器（１６）と、前記電流制御器（１６）の出力から電圧指令を生成する電圧指令器（１１Ｂ）を備えた誘導電動機の制御装置において、
前記第１のｄ軸電流（Ｉｄ）と前記第１のｑ軸電流（Ｉｑ）と前記電圧指令器（１１Ｂ）の出力ｄ―ｑ軸電圧指令（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）から前記電動機（２）の定数を用いて軸ずれ角（δ）を演算する軸ずれ角演算器（２０）と、
前記第１のｄ軸電流指令（Ｉｄ＊）と前記第１のｑ軸電流指令（Ｉｑ＊）からすべり周波数指令（ωｓ＊）を発生するすべり周波数指令発生器（１７）とを備え、
前記第１の座標変換器（１1Ａ）は前記軸ずれ角演算器（２０）の出力（δ）で補正した位相を用いて座標変換することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 A PWM inverter (1) that outputs an AC signal of variable frequency and variable voltage, and a speed estimator (12) that estimates the speed of the electric motor (2) driven by the PWM inverter (1), or a speed detector (12 '), And a first coordinate converter (11A) for detecting a primary current of the electric motor (2) and converting it to a first d-axis current (Id) and a first q-axis current (Iq), A speed controller (14) that performs speed control processing of the electric motor (2) and outputs a first q-axis current command (Iq *), and a first d-axis current command (Id *) of the electric motor (2). D-axis current setting device (15), a current controller (16) for controlling the current of the electric motor (2), and a voltage command device for generating a voltage command from the output of the current controller (16) (11B) In an induction motor control device comprising:
From the first d-axis current (Id), the first q-axis current (Iq), and the output d-q-axis voltage command (Vd *, Vq *) of the voltage commander (11B), the electric motor (2) An axis deviation angle calculator (20) for calculating the axis deviation angle (δ) using the constants of
A slip frequency command generator (17) for generating a slip frequency command (ωs *) from the first d-axis current command (Id *) and the first q-axis current command (Iq *),
The control apparatus for an induction motor, wherein the first coordinate converter (11A) performs coordinate conversion using a phase corrected by an output (δ) of the axis deviation angle calculator (20).

可変周波数・可変電圧の交流信号を出力するＰＷＭインバータ（１）と、前記ＰＷＭインバータによって駆動される電動機（２）の速度を推定する速度推定器（１２）、あるいは速度検出器（１２’）と、前記電動機（２）の１次電流を検出して第２のｄ軸電流（Ｉｄ’）と第２のｑ軸電流（Ｉｑ’）に変換する第１の座標変換器（１1Ａ’）と、前記電動機（２）の速度制御処理をして第１のｑ軸電流指令（Ｉｑ＊）を出力する速度制御器（１４）と、前記電動機（２）の第１のｄ軸電流指令（Ｉｄ＊）を設定するｄ軸電流設定器（１５）と、前記電動機（２）の電流を制御する電流制御器（１６）と、前記電流制御器（１６）の出力から電圧指令を生成する電圧指令器（１１Ｂ）を備えた誘導電動機の制御装置において、
前記第２のｄ軸電流（Ｉｄ’）と前記第２のｑ軸電流（Ｉｑ’）と前記電圧指令器（１１Ｂ）の出力ｄ―ｑ軸電圧指令（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）から前記電動機（２）の定数を用いて軸ずれ角（δ）を演算する軸ずれ角演算器（２０）と、
前記第１のｄ軸電流指令（Ｉｄ＊）と前記第１のｑ軸電流指令（Ｉｑ＊）からすべり周波数指令（ωｓ＊）を発生するすべり周波数指令発生器と、
前記第１のｄ軸電流指令（Ｉｄ＊）と前記第１のｑ軸電流指令（Ｉｑ＊）を前記軸ずれ角演算器（２０）の出力で座標変換し第２のｄ軸電流指令（Ｉｄ＊’）と第２のｑ軸電流指令（Ｉｑ＊’）を出力する第２の座標変換器（２２Ａ）とを備え、
前記第１の座標変換器（１１Ａ）は、ずれ角補正前の位相（θ）を用いて座標変換することを特徴とした誘導電動機の制御装置。 A PWM inverter (1) for outputting an AC signal of variable frequency and variable voltage, a speed estimator (12) for estimating the speed of the electric motor (2) driven by the PWM inverter, or a speed detector (12 ′) A first coordinate converter (11A ′) for detecting a primary current of the electric motor (2) and converting it into a second d-axis current (Id ′) and a second q-axis current (Iq ′); A speed controller (14) that performs speed control processing of the electric motor (2) and outputs a first q-axis current command (Iq *), and a first d-axis current command (Id *) of the electric motor (2). D-axis current setting device (15), a current controller (16) for controlling the current of the electric motor (2), and a voltage command device for generating a voltage command from the output of the current controller (16) (11B) In an induction motor control device comprising:
From the second d-axis current (Id ′), the second q-axis current (Iq ′), and the output dq-axis voltage command (Vd *, Vq *) of the voltage commander (11B), the motor ( An axis deviation angle calculator (20) for calculating the axis deviation angle (δ) using the constant of 2);
A slip frequency command generator for generating a slip frequency command (ωs *) from the first d-axis current command (Id *) and the first q-axis current command (Iq *);
The first d-axis current command (Id *) and the first q-axis current command (Iq *) are coordinate-converted by the output of the axis deviation angle calculator (20) to obtain a second d-axis current command (Id). * ′) And a second coordinate converter (22A) for outputting a second q-axis current command (Iq * ′),
The control apparatus for an induction motor, wherein the first coordinate converter (11A) performs coordinate conversion using a phase (θ) before deviation angle correction.

前記第１のｄ軸電流指令（Ｉｄ＊）と前記第１のｑ軸電流指令（Ｉｑ＊）を前記軸ずれ角演算器（２０）の出力（δ）で座標変換し第２のｄ軸電流指令（Ｉｄ＊’）と第２のｑ軸電流指令（Ｉｑ＊’）を出力する第１の座標変換器（１１Ａ’）と、
前記第２のｄ軸電流（Ｉｄ’）と前記第２のｑ軸電流（Ｉｑ’）を前記ずれ角（δ）で座標変換し第３のｄ軸電流（Ｉｄ’’）と第３のｑ軸電流（Ｉｑ’’）を出力する第３の座標変換器（２２Ｂ）と、
前記第３のｄ軸電流（Ｉｄ’’）と前記第３のｑ軸電流（Ｉｑ’’）からすべり周波数指令（ωｓ＊）を演算するすべり周波数指令発生器（１７’）とを備え、
前記第１の座標変換器（１１Ａ’）は、ずれ角補正前の位相（θ）を用いて座標変換することを特徴とした請求項２記載の誘導電動機の制御装置。 The first d-axis current command (Id *) and the first q-axis current command (Iq *) are coordinate-converted by the output (δ) of the axis deviation angle calculator (20) to obtain a second d-axis current. A first coordinate converter (11A ′) that outputs a command (Id * ′) and a second q-axis current command (Iq * ′);
The second d-axis current (Id ′) and the second q-axis current (Iq ′) are coordinate-transformed by the deviation angle (δ) to obtain a third d-axis current (Id ″) and a third q A third coordinate converter (22B) for outputting an axial current (Iq ″);
A slip frequency command generator (17 ′) for calculating a slip frequency command (ωs *) from the third d-axis current (Id ″) and the third q-axis current (Iq ″);
The induction motor control device according to claim 2, wherein the first coordinate converter (11A ') performs coordinate conversion using a phase (θ) before correction of a deviation angle.

前記第２のｄ軸電流（Ｉｄ’）と前記第２のｑ軸電流（Ｉｑ’）を前記ずれ角（δ）で座標変換し第３のｄ軸電流（Ｉｄ’’）と第３のｑ軸電流（Ｉｑ’’）を出力する第３の座標変換器（２２Ｂ）と、
前記第３のｄ軸電流（Ｉｄ’’）と前記第３のｑ軸電流（Ｉｑ’’）からすべり周波数指令（ωｓ＊）を演算するすべり周波数指令発生器（１７’）とを備え、
前記第１の座標変換器（１１Ａ’）は、ずれ角補正前の位相（θ）を用いて座標変換することを特徴とした請求項２記載の誘導電動機の制御装置。 The second d-axis current (Id ′) and the second q-axis current (Iq ′) are coordinate-transformed by the deviation angle (δ) to obtain a third d-axis current (Id ″) and a third q A third coordinate converter (22B) for outputting an axial current (Iq ″);
A slip frequency command generator (17 ′) for calculating a slip frequency command (ωs *) from the third d-axis current (Id ″) and the third q-axis current (Iq ″);
The induction motor control device according to claim 2, wherein the first coordinate converter (11A ') performs coordinate conversion using a phase (θ) before correction of a deviation angle.

前記軸ずれ角演算器（２０）は、電動機モデルで求まる第１の磁束と電流モデルに基づく第２の磁束の大きさが一致するように、前記電動機（２）の定数を変更することを特徴とした請求項１から４いずれか１項に記載の誘導電動機の制御装置。 The axis deviation angle calculator (20) changes the constant of the electric motor (2) so that the first magnetic flux obtained from the electric motor model matches the magnitude of the second magnetic flux based on the current model. The control apparatus for an induction motor according to any one of claims 1 to 4.

前記軸ずれ角演算器（２０）は、電動機モデルで求まる第１の誘起電圧と電流モデルに基づく第２の誘起電圧の大きさが一致するように、前記電動機（２）の定数を変更することを特徴とした請求項１から４いずれか１項に記載の誘導電動機の制御装置。 The axis deviation angle calculator (20) changes the constant of the electric motor (2) so that the magnitude of the first induced voltage determined by the electric motor model matches the magnitude of the second induced voltage based on the current model. The control apparatus for an induction motor according to claim 1, wherein: